DE69009636T2

DE69009636T2 - Belastungsregelung und Verfahren.

Info

Publication number: DE69009636T2
Application number: DE69009636T
Authority: DE
Inventors: Randall C Gray; Robert Jarrett
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1989-09-05
Filing date: 1990-09-04
Publication date: 1994-12-22
Anticipated expiration: 2010-09-05
Also published as: EP0416871B1; EP0416871A3; JPH0393500A; US4931717A; EP0416871A2; DE69009636D1; KR910006817A

Description

Hintergrund der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Belastungsregelung und im besonderen ein Verfahren zur Durchführung der Belastungsregelung, bei dem eine Zeitverzögerung in die Regelschleife einer elektrischen Lichtmaschine eingefügt wird, um diese von vorübergehenden elektrischen Belastungen zu trennen.
Die meisten, wenn nicht alle, der heutigen Kraftfahrzeuge enthalten einen mechanisch angetriebenen Gleichstromgenerator, der elektrisch mit einer Batterie verbunden ist. Eine Lichtmaschine ist ein Beispiel des Gleichstromgenerators, der die Leistung für das elektrische System liefert und, wenn erforderlich, die Batterie auflädt. Die Lichtmaschine (nachfolgend: Generator) enthält rotierende Magnetfeldwicklungen, die magnetisch mit den ruhenden Statorwicklungen verbunden sind, um als Funktion der Drehzahl und des in den Feldwicklungen fließenden Stroms eine Ausgangsleistung zur Verfügung zu stellen. Die rotierenden Feldwicklungen sind über Metallbürsten mit dem Ausgang eines Spannungsreglers verbunden. Der Regler überwacht die Veränderung in der Systemversorgungsspannung und regelt als Reaktion darauf den in den Feldwicklungen fließenden Strom, wobei die Ausgangsleistung des Generators reguliert wird, indem der Feldstrom bei abfallender Versorgungsspannung erhöht und bei ansteigender Versorgungsspannung vermindert wird.
Veränderungen im Ausgangsleistungsbedarf des Generators werden als mechanische Belastung auf den Motor übertragen. Eine ausreichend große elektrische Last zwingt den Regler, als Reaktion auf den entsprechenden Abfall der Versorgungsspannung den maximalen Feldstrom geltend zu machen. Der Generator wiederum überträgt eine große Drehmomentlast auf den Motor, die eine merkliche Verringerung der Drehzahl verursacht, was für den Fahrer des Fahrzeugs störend sein kann. Wenn der Motor bei Leerlaufdrehzahl arbeitet, kann der Drehzahlabfall auch zum Stillstand des Motors führen.
Ein Verfahren, um dieses Problem zu lösen, wird in U.S.-Patent 4,459, 489 offenbart, welches die Systemversorgungsspannung überwacht und einen Vergleicher auslöst, wenn die Versorgungsspannung unter einen vorbestimmten Schwellwert abfällt. Der Übergang des Ausgangssignals des Vergleichers stößt einen monostabilen Multivibrator an. Über einem ersten Kondensator wird eine Spannung aufrechterhalten, die kennzeichnend ist für den letzten bekannten Wert des in den Feldwicklungen des Generators fließenden Stroms. Der Impuls von dem Multivibrator veranlaßt, daß die Spannung über dem ersten Kondensator an einen zweiten Kondensator übertragen wird, der wiederum einen Oszillator vorspannt, um ein Signal mit einem Tastverhältnis, das der Vorspannung proportional ist, zur Verfügung zu stellen. Das Tastverhälnis nimmt zu, wenn die Spannung über dem zweiten Kondensator abfällt. Das Ausgangssignal des Oszillators, das den Feldstrom in dem Generator regelt, wird daher pulsbreitenmoduliert, um den Feldstrom als Funktion der Entladegeschwindigkeit des zweiten Kondensators langsam zu erhöhen.
Ein Problem bei dem Patent 4,459,489 besteht darin, daß die Regelung des Feldstroms nicht in Echtzeit mit dynamischer Veränderung in der Systembelastung gesteuert wird. Wenn einmal die niedrige Spannung ermittelt worden ist und der Multivibrator die Übertragung der Kondensatorspannung auslöst, erhöht der Regler den Feldstrom ständig, bis die Zeitkonstante des zweiten Kondensators abgelaufen ist, ungeachtet nachfolgender Änderungen in der Belastung. Der Feldstrom steigt daher ständig an, selbst wenn die Belastung während der Zeitkonstanten des zweiten Kondensators tatsächlich entfernt worden sein mag.
Was benötigt wird, ist daher ein Verfahren zur Durchführung der Lastregelung, das eine Echtzeitregelung des Generators als Reaktion auf dynamische Lastbedingungen zur Verfügung stellt, während zur gleichen Zeit der Generator von den damit verbundenen nachteiligen Einwirkungen getrennt wird.

Zusammenfassung der Erfindung

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes Verfahren zur Belastungsregelung gemäß dem unabhängigen Anspruch 5 zur Verfügung zu stellen, bei dem der Feldstrom in dem Generator als Reaktion auf eine Zunahme in der elektrischen Belastung langsam erhöht wird. Erfindungsgemäß wird ein Regler zur Verfügung gestellt, der auf ein der Systemspannung proportionales Eingangssignal anspricht, um die Ausgangssleistung eines Generators zu regeln, umfassend eine Regeleinrichtung mit einem Eingang, der auf das Eingangssignal anspricht, und einem Ausgang, um einen Impulszug bereitzustellen, worin das Tastverhältnis des Impulszuges umgekehrt proportional zur Amplitude des Eingangssignals ist; eine Ausgangstreibereinrichtung, geschaltet zwischen die Regeleinrichtung und den Generator, um den darin fließenden Strom auf einen dem Tastverhältnis des Impulszuges proportionalen Pegel zu regeln; eine schwingende Einrichtung, um ein erstes und zweites Ausgangssignal zu liefern, worin die Periode des ersten und zweiten Ausgangssignals kleiner ist als die Zeitkonstante des in dem Generator fließenden Stroms, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Einrichtung umfaßt, die zwischen den Ausgang der Regeleinrichtung und die Ausgangstreibereinrichtung geschaltet ist, um die Geschwindigkeit der Zunahme in dem Tastverhältnis des daran angelegten Impulszuges bei Ermittlung einer Abnahme in der Systemversorgungsspannung durch Abschalten des Impulszuges bei einem Punkt im Zyklus der schwingenden Einrichtung, der bei jedem Zyklus zunimmt, bis das zum Unterstützen der Last erforderliche spezielle Tastverhältnis erreicht ist, zu begrenzen, und um das Tastverhältnis des Impulszuges bei Ermittlung einer Zunahme in der Systemversorgungsspannung während eines Zyklusses der schwingenden Einrichtung zu verringern.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild eines herkömmlichen elektrischen Ladesystems;
Fig. 2 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild der bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 ist eine Darstellung von Wellenfornen, die bei der Beschreibung der vorliegenden Erfindung nützlich sind, und
Fig. 4 ist ein ausführliches Schaltbild und ein Blockschaltbild, die die bevorzugte Ausführung von Fig. 2 veranschaulichen.

Ausführliche Beschreibung der Erfindung

Die in Fig. 1 dargestellte vereinfachte Zeichnung des elektrischen Ladesystems ist typisch für die meisten, die in Kraftfahrzeugen verwendet werden. Die Batterie 10 enthält eine positive und eine negative Klemme, an die die Last 12 und der Generator 14 angeschlossen sind, wobei der Letztere auf das Ausgangssignal des Reglers 16 anspricht, indem er von dem Motor 18 empfangene mechanische Energie in elektrische Energie umwandelt und die Last 12 mit Strom versorgt sowie die Batterie 10 auflädt.
Die vorliegende Erfindung, dargestellt in dem vereinfachten Blockschaltbild von Fig. 2, ist eine Verbesserung des Reglers 16 und enthält eine Zeitverzögerung in der Regelschleife, um das Ansprechen des Generators 14 auf eine stationäre Veränderung in der Last 12 zu begrenzen, wodurch der Generator 14 von Lastübergängen abgesondert wird.
Der Regler 16 enthält einen Eingang 20, an den die positive Klemme der Batterie 10 (nicht gezeigt) angeschlossen ist, um die Batteriespannung VBAT an den Eingang des Pegelschiebers 22 anzulegen, wobei letzterer an dem ersten Eingang des Summierungspunktes 23 eine reduzierte Spannung V22 entwickelt, die der Spannung VBAT proportional und mit herkömmlichen elektronischen Pegeln verträglich ist. Der zweite Eingang von Summierungspunkt 23 ist mit dem ersten Ausgang des Oszillators 24 verbunden, der eine Spannung Vosc mit einer Sägezahnform, wie in Fig. 3a gezeigt, erzeugt. Die Periode der Spannung Vosc sollte viel kleiner sein als die Zeitkonstante der induktiven Feldwicklungen des Generators 14, die typisch 200-300 ms beträgt. Die Frequenz des Oszillators 24 wird daher typisch auf 200 Hz (5 ms) eingestellt, wodurch das Regelsignal von Regler 16 in bezug auf die Ansprechzeit des Generators 14 schritthaltend erscheint. Die Amplitude der Spannung Vosc schwingt typisch zwischen 0.7 und 3 Volt, um einen ausreichenden Dynamikbereich zu liefern. Der zweite Ausgang des Oszillators 24 liefert einen Impulszug mit hohem Ausgangssignal während des negativen Übergangs der Spannung Vosc und ein niedriges Ausgangssignal im anderen Fall, wie in Fig. 3b gezeigt.
Die Summierung der Spannungen Vosc und V22 wird am Ausgang des Summierungspunktes 23 bereitgestellt, nachfolgend als VSUM bekannt, und wird an den ersten Eingang des Komparators 26 angelegt. Die Wellenform von VSUM zeigt Fig. 3c. Die Spitzenamplitude der Spannung Vosc ist zeit-invariant, und demnach kann eine Schwankung in der Amplitude der Spannung von VSUM direkt der Veränderung in der Spannung VBAT infolge des Dynamikverhaltens der Last 12 zugeschrieben werden. Eine Spannung V&sub2;&sub8;, gleich der Nominalamplitude von V&sub2;&sub2;, wird an den Eingang 28 von Komparator 26 angelegt, wobei die Nominalamplitude von V&sub2;&sub2; einem nominellen Betriebspegel der Spannung VBAT (typisch 14.5 V) entspricht. Einen nominellen Betriebspegel der Spannung VBAT angenommen, liefert, wie bei Zeit To in Fig. 3 gezeigt, der zweite Ausgang des Oszillators 24 zu Beginn eines jeden Oszillatorzyklusses einen Rücksetzimpuls, um den Oszillatorzyklus einzuleiten. Von diesem Punkt an nimmt die Amplitude der Spannung Vosc zu, bis schließlich bei Zeit t&sub1; die Spannung VSUM die Spannung V&sub2;&sub8; übersteigt, wodurch das Ausgangssignal von Komparator 26 in einen hohen Zustand übergeht. Nun angenommen, daß bei Zeit t&sub2; die Last 12 erheblich zunimmt, wie es z.B. beim Einschalten eines elektrischen Heizlüfters der Fall sein kann. Die Spannungen VBAT und V&sub2;&sub2; fallen als Reaktion auf die Zunahme in der Last 12 ab, wodurch die Amplitude der Spannung VSUM vermindert und die Zeit in dem Oszillatorzyklus ausgedehnt wird, bei der Komparator 26 schaltet, was nun bei Zeit t&sub4; eintritt.
Der Ausgang von Komparator 26 ist mit dem S-Eingang des bistabilen Latchs 30 verbunden, während der R-Eingang auf den Impuls anspricht, der an dem zweiten Ausgang von Oszillator 24 vorhanden ist. Der Ausgang von Latch 30 ist über den Puffer 31 mit dem Eingang des Treibers 32 verbunden, der dann den in den Feldwicklungen fließenden Strom If steuert. Wie in Fig. 3d gezeigt, geht das Ausgangssignal von Latch 30 hoch, wenn das an den R-Eingang angelegte Signal hochgepulst wird, und das Ausgangssignal geht tief, wenn das an den S-Eingang angelegte Signal nach hoch umschaltet. Ein tiefes Signal am Ausgang von Latch 30 sperrt den Puffer 31 und schaltet den Treiber 32 aus, wodurch die Antriebskraft des Feldstromes If entfernt wird. Zu bemerken ist, daß der Feldstrom If infolge der induktiven Eigenschaften der Feldwicklungen nicht zu fließen aufhört, sondern exponentiell abfällt. Umgekehrt fließt ein hohes Signal am Ausgang von Latch 30, wiederhergestellt bei jedem Rücksetzimpuls, durch den Puffer 31 und schaltet den Treiber 32 ein, um die elektromotorische Kraft, die den Feldstrom If treibt, wiederherzustellen. Der Mittelwert des Feldstromes ist somit proportional dem Tastverhältnis des Eingangsignals von Treiber 32. Mit anderen Worten, das Eingangssignal von Treiber 32 wird als Reaktion auf eine Amplitudenänderung der Spannung VBAT bei gleichbleibender Frequenz und variablem Tastverhältnis pulsbreitenmoduliert.
Die oben beschriebene Funktion der Primärregelschleife des Reglers 16 ist in der Technik bekannt und man weiß, daß sie von wenigstens einem U.S.-Fahrzeughersteller angewandt wird. Diese Anordnung löst jedoch nicht das hier erörterte Problem, d.h. eine Stufenlast kann die Spannung VBAT scharf absenken, was den Auslösepunkt des Komparators 26 innerhalb des Oszillatorzyklusses verzögert, wodurch das Tastverhältnis des Eingangssignals von Treiber 32 ausgedehnt und als Reaktion darauf der maximale Feldstrom If innerhalb weniger Oszillatorzyklen eingeschaltet wird, was den Generator 14 veranlaßt, eine maximale Belastung an den Motor 18 anzulegen, der keine ausreichende Trägheit besitzen mag, die angelegte mechanische Last aufzunehmen. Folglich wird hierin eine zweite Regelschleife offenbart, nämlich ein Tastverhältnis-zu-Spannung-Umsetzer 34, ein Kondensator 36, ein Komparator 38 und ein Latch 40, das eine Zeitverzögerung liefert, um die Geschwindigkeit der Zunahme des Tastverhältnisses zu begrenzen.
Der Tastverhältnis-zu-Spannung-Umsetzer 34 spricht auf das Ausgangssignal von Latch 30 an, um dem Kondensator 36 ein Signal zu liefern, der eine Spannung als Funktion des Tastverhälnisses des Ausgangssignals von Latch 30 speichert. Der Kondensator 36 ist zwischen den Ausgang von Tastverhältnls-zu-Spannung-Umsetzer 34 und einen Stromversorgungsanschluß geschaltet, der typischerweise bei Massepotential arbeitet. Die Spannung über dem Kondensator 36 V&sub3;&sub6; wird an den ersten Eingang des Komparators 38 angelegt, während der zweite Eingang auf die Spannung Vosc anspricht. Das Ausgangssignal von Komparator 38 geht hoch, wenn die Spannung Vosc die Spannung V&sub3;&sub6; übersteigt. Der Ausgang von Komparator 38 ist mit dem S-Eingang von Latch 40 verbunden, während der R-Eingang auf das von dem zweiten Ausgang von Oszillator 24 gelieferte gepulste Rücksetzsignal anspricht. Das Latch 40 arbeitet in der gleichen Weise wie für Latch 30 beschrieben. Da die Ausgänge der Latches 30 und 40 über den Puffer 31 mit dem Eingang des Treibers 32 verbunden sind, kann jedes Latch das Eingangssignal von Treiber 32 sperren.
Zu Beginn sei wieder abgenommen, daß der Generator 14 unter Nennlast arbeitet und daß die Spannung V&sub3;&sub6; einen bestimmten Wert hat. Bei Zeit t&sub2; von Fig. 3 vermindert eine sprunghafte Zunahme in der Last 12 die Spannung VBAT scharf, was den Auslösepunkt von Komparator 26 verzögert. Das Tastverhältnis des Eingangssignals von Treiber 32 beginnt zuzunehmen. Wenn jedoch, wie in Fig. 3e und 3f bei Zeit t&sub3; gezeigt, die an den zweiten Eingang des Komparators 38 angelegte Spannung Vosc die Spannung V&sub3;&sub6; übersteigt, wird der Ausgang des Komparators 38 hoch und triggert den S-Eingang von Latch 40, wodurch dessen Ausgangssignal tief wird, was das Eingangssignal von Treiber 32 tief zieht und den Feldstrom abschaltet. Die kleine Zunahme im Tastverhältnis vor dem Auslösen des Komparators 38 legt eine begrenzte Ladung an den Kondensator 36 an und erhöht die Spannung V&sub3;&sub6;. Wenn die Last für nachfolgende Oszillatorzyklen anhält, steigt die Spannung V&sub3;&sub6; weiter an, wie in Fig. 3g zu sehen ist, wobei bei jedem Schritt die kleine Zunahme im Tastverhältnis auch die Spannung V&sub3;&sub6; und den Punkt im Oszillatorzyklus, bei dem der Komparator 38 auslöst, erhöht, bis das Tastverhältnis seinen Maximalwert erreicht, der der vollen Ausgangsleistung des Generators 14 entspricht. Bei Erreichen des stationären Zustands unter erhöhter Last hat die Ausgangsleistung des Generators 14 einen Gleichgewichtszustand mit Regler 16 insofern ereicht, als die Spannung VBAT gedrückt bleibt, um den geeigneten Auslösepunkt für den Komparator 26 zu liefern, um das erforderliche Tastverhältnis und den entsprechenden Feldstrom If aufrechtzuerhalten, um die Last zu unterstützen. Während des Lastübergangs stellt die Batterie 10 die erforderliche Energie bereit, bis der Motor 18 das Drehmoment erhöhen kann, um die von dem Generator 14 benötigte mechanische Energie zu liefern, um die geforderte elektrische Leistung zu erzeugen.
Nun bei Zeit t&sub5; angenommen, daß z.B. der elektrische Helzlüfter abschaltet wird, wodurch die Spannung VBAT sprungartig ansteigt und die Spannungen V&sub2;&sub2; und VSUM entsprechend zunehmen. Die Zunahme der Spannung VSUM liefert dem Komparator 26 einen frühen Auslösepunkt in dem Oszillatorzyklus, der das Latch 30 veranlaßt, das Elngangssignal von Treiber 32 zu sperren. Die Abnahme im Tastverhältnis des Ausgangssignals von Latch 30 erlaubt der Spannung V&sub3;&sub6; über einen Widerstand im Umsetzer 34 auf einen Pegel entladen zu werden, der dem neuen stationären Tastverhältnis entspricht, das zur Unterstützung der Systemleistung benötigt wird. Nachfolgende Lastübergänge folgen dem gleichen Vorgang, wobei einer Zunahme im Leistungsbedarf des Generators 14 mit einer Zeitverzögerung (maximal typisch 10 Sekunden) innerhalb des Reglers 16, nämlich der zweiten Regelschleife, begegnet wird, die ein sofortiges Ansprechen verbietet, während Verminderungen im Leistungsbedarf innerhalb eines Oszillatorzyklusses (typisch 5 ms) unmittelbar verarbeitet werden, wobei der Regler 16 die Ausgangsleistung des Generators 14 herabsetzt.
Fig. 4 zeigt die Schaltbilder des Tastverhältnis-zu-Spannung-Umsetzers, des Komparators 38, des Latchs 40 sowie die Verbindungen mit der Primärregelschleife im einzelnen. Der Anschluß der Primärregelschleife ist der gleiche wie zuvor beschrieben; jedoch sind die Ausgangszustände der Latches 30 und 40 insofern umgekehrt, als die Ausgangssignale auf einen tiefen Zustand rückgesetzt und auf einen hohen Zustand gesetzt werden.
Der Ausgang von Latch 30 ist über den Widerstand 52 mit der Basis des Transistors 50 verbunden. Der Emitter von Transistor 50 ist mit dem Stromversorgungsleiter 54 verbunden, der typischerweise auf Masse liegt. Die Emitter der Transistoren 56 und 58 sind mit dem Stromversorgungsleiter 60 verbunden, der typischerweise eine positive Versorgungsspannung führt. Der Kollektor und die Basis des Transistors 56 sind gemeinsam mit der Stromversorgung 62 verbunden. Die Basen der Transistoren 56 und 58 sind verbunden und bilden dazwischen einen Stromspiegel, wobei der durch die Stromversorgung 62 fließende Strom durch den Transistor 56 gespiegelt wird und durch den Kollektor-Emitter-Leitpfad von Transistor 58 fließt. Dieser Strom ist in der Stromversorgung 62 typisch auf etwa 4 uA eingestellt. Der erste Kollektor von Transistor 58 ist mit dem Emitter von Transistor 64 und dem Kollektor von Transistor 50 verbunden, während die Basis von Transistor 64 mit den Basen der Transistoren 56 und 58 verbunden ist. Der Transistor 64 ist als herkömmlicher Stromteiler eingerichtet, bei dem der in dem ersten Kollektor fließende Strom durch das Verhältnis der gemeinsamen Oberfächenbereiche des zweiten und dritten Kollektors bestimmt wird. Der erste Kollektor von Transistor 64 ist über den Widerstand 66 mit dem Kollektor von Transistor 68 und mit der Basis des als Diode geschalteten Transistors 70 verbunden. Die Emitter der Transistoren 68 und 70 sind mit dem Stromversorgungsleiter 54 verbunden, wobei der letztere Pfad den Widerstand 72 enthält. Die Basis und der Emitter von Transistor 68 sind mit dem Kollektor bzw. dem Emitter von Transistor 76 verbunden. Der Kollektor von Transistor 76 ist über den Widerstand 78 mit dem Ausgang von Latch 30 verbunden, und der Emitter von Transistor 76 ist mit dem Stromversorgungsleiter 54 verbunden. Der Kollektor von Transistor 70 ist mit dem Ausgang des Tastverhältnis-zu-Spannung-Umsetzers 34 verbunden, der den Ladestrom für den Kondensator 36 liefert, der zwischen dessen Ausgang und den Stromversorgungsleiter 54 geschaltet ist.
Zu Beginn des Oszllatorzyklusses ist das Ausgangssignal von Latch 30 tief, entsprechend einem rückgesetzten Zustand. Der Transistor 50 ist ausgeschaltet, so daß Strom durch den Transistor 64 fließen kann, um den Kondensator 36 zu laden. Wenn der Komparator 26 schaltet, geht dessen Ausgang hoch und schaltet den Transistor 50 ein, der den in dem Transistor 58 fließenden Strom aufnimmt und die Spannung am Emitter von Transistor 64 herunterzieht, wodurch dieser ausgeschaltet und der Stromfluß zu Kondensator 36 unterbrochen wird. Der Widerstand 72 entlädt dann langsam den Kondensator 36. Die Spannung V36 ist daher proportional der Einschaltzeit von Transistor 50, die durch das Tastverhältnis des Ausgangssignals von Latch 30 gesteuert wird. Die Werte von Kondensator 36 und Widerstand 72 und die Größe des in der Stromversorgung 62 fließenden Stroms bestimmen somit die Zeitkonstante der zweiten Regelschleife.
Der Kollektor von Transistor 70 und der erste Ausgang von Oszillator 24 sind mit dem ersten und zweiten Eingang des Komparators 38 verbunden, die an den Basen der Transistoren 80 und 82 zur Verfügung gestellt werden. Die Emitter der Transistoren 80 und 82 sind gemeinsam mit dem zweiten Kollektor von Transistor 58 verbunden, der eine Konstantstromquelle bereitstellt. Die Kolektoren der Transistoren 80 82 sind mit dem Stromversorgungsleiter 54 verbunden, wobei der erstere Pfad den Widerstand 84 enthält. Der Kollektor von Transistor 80 ist mit der Basis von Transistor 86 verbunden, und der Emitter von Transistor 86 ist mit dem Stromversorgungsleiter 54 verbunden.
Der Ausgang von Komparator 38 steht am Kollektor von Transistor 86 zur Verfügung, der mit dem S-Eingang von Latch 40 am Kollektor von Transistor 88 verbunden ist. Die Basis von Transistor 88 ist mit dem ersten Kollektor von Transistor 94 und mit dem Stromversorgungsleiter 54 verbunden, wobei der letztere Pfad den Widerstand 92 enthält. Der Emitter von Transistor 88 ist über den Widerstand 90 mit dem Versorgungsleiter 54 verbunden. Die Basis von Transistor 88 ist auch mit dem Kollektor von Transistor 96 verbunden, und der zweite Kollektor von Transistor 94 ist mit der Basis von Transistor 76 verbunden. Die Basis von Transistor 96 spricht auf das an dem zweiten Ausgang von Oszillator 24 vorhandene Signal an und sein Emitter ist mit dem Versorgungsleiter 54 verbunden. Die Basis von Transistor 96 ist auch über den Widerstand 98 mit dem Versorgungsleiter 54 verbunden. Die Basis von Transistor 94 ist über den Widerstand 106 mit der Basis und dem Kollektor des als Diode geschalteten Transistors 100 verbunden, die auch mit der Anode der Diode 102 und dem Emitter von Transistor 94 verbunden sind. Die Kathode und die Anode der Diode 102 sind auch mit den Versorgungsleitern 54 bzw. 60 verbunden, wobei der letztere Pfad den Widerstand 104 enthält. Der Emitter von Transistor 100 ist am Eingang des Treibers 32 mit dem Kollektor von Transistor 108 verbunden, während der Ausgang von Latch 30 über den Widerstand 110 mit der Basis von Transistor 108 verbunden ist. Der Emitter von Transistor 108 ist mit dem Versorgungsleiter 54 verbunden.
Zur Funktion des Komparators 38 und des Latchs 40. Wenn die Spannung an der Basis von Transistor 82 die Spannung V36 übersteigt, leitet der Leitpfad durch den Transistor 80 mehr Strom als Transistor 82, was eine größere Spannung über dem Widerstand 84 entwickelt und den Transistor 86 einschaltet. Dies zieht die Spannung an der Basis von Transistor 94 nach unten, der eingeschaltet wird und dann eine Vorspannung liefert, um den Transistor 88 einzuschalten. Der durch den Transistor 88 fließende Kollektorstrom hält den Transistor 94 leitend und speichert den Ausgang am Emitter von Transistor 100. Das Latch 40 kann durch einen hohen Impuls vom zweiten Ausgang des Oszillators 24, der an die Basis von Transistor 94 angelegt wird, durch Herunterziehen der Spannung an der Basis von Transistor 88 rückgesetzt werden, um ihn abzuschalten und so die positive Rückkopplungsschleife aufzubrechen.
Aus der obigen Beschreibung sollte leicht zu erkennen sein, daß der Komparator 38 während des Ruhebetriebs nicht vor dem Komparator 26 schalten sollte; andernfalls würde das Eingangssignal von Treiber 32 vorzeitig beendet und dadurch die Regelung der Primärregelschleife blockiert werden. Der Kondensator 36, der Widerstand 72 und die Stromversorgung sind ausgewählt, um einen Versatzfehler in der Spannung V&sub3;&sub6;, typisch eine 20 Prozent höhere Spannung als normalerweise erwartet werden würde, zu erzeugen, um den Komparator 38 bei dem Punkt auszulösen, wo das Tastverhältnis als Reaktion auf eine vorübergehende Belastung seinen stationären Wert überschritten hat. Die Transistoren 68 und 76 stellen eine Einrichtung bereit, um diesen Versatzfehler auf einen typischerweise 10 Prozent höheren Wert zu korrigieren. Die Spannung an dem zweiten Emitter von Transistor 94 wird an die Basis von Transistor 76 angelegt. Wenn das Latch 40 gesetzt wird, d.h. die Transistoren 88 und 94 sind leitend, wird der Transistor 76 eingeschaltet und der Transistor 68 wird ausgeschaltet, und der Widerstand 72 entlädt den Kondensator 36. Für eine ruhende oder abnehmende Belastung bleibt das Latch 40 rückgesetzt, wodurch der Transistor 76 ausgeschaltet wird, was die Basis von Transistor 68 freigibt. Wenn der Komparator 26 das Latch 30 setzt, leitet der Transistor 68 und zieht Strom über den Widerstand 66. Bei diesem Zustand liegen die Widerstände 66 und 72 parallel, wobei die Zeitkonstante der Entladegeschwindigkeit des Kondensators 36 wirksam vermindert wird, um dadurch die Versatzfehlerspannung darüber herabzusetzen.
Was beschrieben worden ist, ist daher eine neuartige Regelschleife mit einer Zeitkonstante, die das Ansprechen des Reglers auf eine Zunahme in der Systembelastung verzögert und dennoch eine Abnahme in der Belastung unmittelbar verarbeitet, um eine Überladung des Systems zu verhindern.

Claims

1. Regler, ansprechend auf ein der Systemversorgungsspannung proportionales Eingangssignal, um die Ausgangssleistung eines Generators (14) zu regeln, umfassend eine Regeleinrichtung (23, 26, 30) mit einem Eingang, der auf das Eingangssignal anspricht, und einem Ausgang, um einen Impulszug bereitzustellen, worin das Tastverhältnis des Impulszuges umgekehrt proportional zur Amplitude des Eingangs- Eingangssignals ist; eine Ausgangstreibereinrichtung (32), geschaltet zwischen die Regeleinrichtung und den Generator, um den darin fließenden Strom auf einen dem Tastverhältnis des Impulszuges proportionalen Pegel zu regeln; eine schwingende Einrichtung (24), um ein erstes und zweites Ausgangssignal zu liefern, worin die Periode des ersten und zweiten Ausgangssignals kleiner ist als die Zeitkonstante des in dem Generator fließenden Stroms, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Einrichtung (34, 36, 38, 40) umfaßt, die zwischen den Ausgang der Regeleinrichtung und die Ausgangstreibereinrichtung geschaltet ist, um die Geschwindigkeit der Zunahme in dem Tastverhältnis des daran angelegten Impulszuges bei Ermittlung einer Abnahme in der Systemversorgungsspannung durch Abschalten des Impulszuges bei einem Punkt im Zyklus der schwingenden Einrichtung, der bei jedem Zyklus zunimmt, bis das zum Unterstützen der Last erforderliche spezielle Tastverhältnis erreicht ist, zu begrenzen, und um das Tastverhältnis des Impulszuges bei Ermittlung einer Zunahme in der Systemversorgungsspannung während eines Zyklusses der schwingenden Einrichtung zu verringern.

2. Regler nach Anspruch 1, bei dem die Einrichtung zur Begrenzung der Geschwindigkeit der Zunahme im Tastverhältnls umfaßt:

eine kapazitive Einrichtung (36), um darüber eine Spannung zu entwickeln;

eine Einrichtung (34) zur Umwandlung des Tastverhältnisses des Impulszuges in ein Ladesignal, um die Spannung über der kapazitiven Einrichtung proportional zu dem Tastverhältnis des Impulszuges zu entwickeln;

eine erste Vergleichseinrichtung (38), um ein Ausgangssignal geltend zu machen, wenn das erste Ausgangssignal der schwingenden Einrichtung die Spannung über der kapazitiven Einrichtung übersteigt, und

eine erste Latch-Einrichtung (40) mit einem ersten und zweiten Eingang und einem Ausgang, wobei die erste Latch-Einrichtung auf das an den ersten Eingang angelegte Ausgangssignal der ersten Vergleichseinrichtung anspricht, um ein tiefes Ausgangssignal zu liefern, wobei die erste Latch-Einrichtung auch auf das an den zweiten Eingang angelegte zweite Ausgangssignal der schwingenden Einrichtung anspricht, um ein hohes Ausgangssignal zu liefern, wobei der Ausgang mit dem Ausgang der Treibereinrichtung verbunden ist, um als Reaktion auf das Ausgangssignal der ersten Vergleichseinrichtung den Impulszug abzuschalten.

3. Regler nach Anspruch 2, bei dem die Einrichtung zur Umwandlung umfaßt:

eine Stromversorgungseinrichtung (62) mit einem Ausgang, um einen Strom vorbestimmter Größe zu liefern;

einen ersten Transistor (50) mit einer Basis, einem Emitter und einem Kollektor, wobei die Basis auf das Ausgangssignal der ersten Latch- Einrichtung anspricht, und wobei der Emitter mit einem ersten Stromversorgungsleiter (54) verbunden ist;

einen zweiten Transistor (56) mit einer Basis, einem Emitter und einem Kollektor, wobei der Kollektor und die Basis gemeinsam mit dem Ausgang der Stromversorgungseinrichtung verbunden sind, und wobei der Emitter mit einem zweiten Stromversorgungsleiter (60) verbunden ist;

einen dritten Transistor (58) mit einer Basis, einem Emitter und einem ersten und zweiten Kollektor, wobei die Basis mit der Basis des zweiten Transistors verbunden ist, wobei der Emitter mit dem zweiten Stromversorgungsleiter verbunden ist, und wobei der erste Kollektor mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist;

einen vierten Transistor (64) mit einer Basis, einem Emitter und einem ersten, zweiten und dritten Kollektor, wobei der Emitter mit dem ersten Kollektor des dritten Transistors verbunden ist, und wobei die Basis mit den Basen des zweiten und dritten Transistors verbunden ist;

einen fünften Transistor (70) mit einer Basis, einem Emitter und einem Kollektor, wobei die Basis und der Kollektor gemeinsam mit dem ersten Kollektor des vierten Transistors und mit dem Ausgang der Einrichtung zur Umwandlung verbunden sind, und

einen ersten Widerstand (72), der zwischen den Emitter des fünften Transistors und den ersten Stromversorgungsleiter geschaltet ist.

4. Regler nach Anspruch 3, bei dem die Einrichtung zur Umwandlung weiter umfaßt:

einen sechsten Transistor (76) mit einer Basis, einem Emitter und einem Kollektor, wobei der Kollektor auf das Ausgangssignal der ersten Latch-Einrichtung anspricht, und wobei der Emitter mit dem ersten Stromversorgungsleiter verbunden ist;

einen siebten Transistor (68) mit einer Basis, einem Emitter und einem Kollektor, wobei die Basis mit dem Kollektor des sechsten Transistors verbunden ist, und wobei der Emitter mit dem ersten Stromversorgungsleiter verbunden ist, und

einen zweiten Widerstand (66), der zwischen den ersten Kollektor des vierten Transistors und den Kollektor des siebten Transistors geschaltet ist.

5. Verfahren zum Einfügen einer Zeitverzögerung in einen Regler, der auf die Systemversorgungsspannung anspricht, um ein pulsbreitenmoduliertes Ausgangssignal zur Regelung des in einem Generator fließenden mittleren Feldstromes zur Verfügung zu stellen, umfassend die Schritte:

Erzeugen eines Impulszuges mit einem der Größe der Systemversorgungsspannung umgekehrt proportionalen Tastverhältnis;

Entwickeln eines ersten und zweiten schwingenden Signals mit jeweils einer Periode, die kleiner ist als die Zeitkonstante des in dem Generator fließenden Stromes;

Umwandeln des Tastverhältnisses des Impulszuges in ein Ladesignal;

Verwenden des Ladesignals, um über einem Kondensator (36) eine dem Tastverhältnis des Impulszuges proportionale Spannung zu entwickeln;

Vergleichen der Spannung über dem Kondensator mit dem ersten schwingenden Signal;

Abschalten des pulsbreitenmodulierten Ausgangssignals wenn das erste schwingende Signal die Spannung über dem Kondensator übersteigt;

Verwenden des zweiten schwingenden Signals, um das pulsbreitenmodulierte Ausgangssignal einmal bei jedem schwingenden Zyklus rückzusetzen, und

Erhöhen der Spannung über dem Kondensator um einen vorbestimmten Betrag während jedes schwingenden Zyklusses, wenn das Tastverhältnis des Impulszuges als Reaktion auf eine Zunahme in der an den Generator angelegten Last zunimmt.

6. Verfahren nach Anspruch 5, bei dem der Schritt zur Erzeugung eines Impulszuges mit einem der Größe der Systemversorgungsspannung umgekehrt proportionalen Tastverhältnis die Schritte umfaßt:

Vermindern der Systemversorgungsspannung auf einen mit herkömmlichen elektronischen Schaltkreisen verträglichen Pegel;

Kombinieren der verminderten Systemversorgungsspannung und des ersten schwingenden Signals, um ein Summierungssignal zu entwickeln;

Vergleichen des Summierungssignals mit einem vorbestimmten Referenzsignal;

Abschalten des pulsbreitenmodulierten Ausgangssignals wenn das Summierungssignal das Referenzsignal übersteigt, und

Verwenden des zweiten schwingenden Signals, um das pulsbreitenmodulierte Ausgangssignal einmal bei jedem schwingenden Zyklus rückzusetzen.