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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und ein Gerät zum Steuern
des Ladens einer Batterie nach dem Oberbegriff der Patentansprüche 1, 5
und 9.
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Jedes
Auto hat eine Batterie und einen Batterieladegenerator, um Leistung
zu den elektrischen Belastungen, wie z.B. Lampen, Stellgliedern
usw., zuzuführen.
Im Allgemeinen ist der Generator gesteuert, so dass die rotierende
magnetische Feldspule erregt wird durch die Rotationskraft des Antriebsmomentes,
das durch den Motor erzeugt wird, und die Batteriespannung, die
in der Feldspule durch das rotierende magnetische Feld erzeugt ist,
wird bei einem spezifizierten Wert gehalten.
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Jedoch
muss, wenn die elektrische Belastung stark wird, aufgrund z.B. des
Anschaltens eines Lampenschalters, die Leistungsausgabe des Generators
auch angehoben werden. Um diesem Erfordernis zu entsprechen, ist
der Generator gesteuert, so dass der Strom, der in der Feldspule
fließt,
steil ansteigen kann, wenn die elektrische Belastung groß wird.
Als ein Ergebnis steigt die Leistungsausgabe des Generators an, das
Antriebsmoment wird groß und
das Gleichgewicht zwischen dem Antriebsmoment und dem Motormoment ist
verloren. Die Motorgeschwindigkeit fällt daher bis das Motormoment
dem gleich ist, das erfordert wird, um den Generator anzutreiben.
Im schlimmsten Falle kann der Motor steckenbleiben. Besonders im
Leerlaufzustand wird ein schneller Momentwechsel, der größer ist
als die Antwortgeschwindigkeit der Motordrehsteuerung, ein Problem
werden, weil die Motorgeschwindigkeit an einem festen Wert gesteuert
ist, der annimmt, dass das Gleichgewicht zwischen den Motor- und
Antriebsmomenten der Hilfsvorrichtungen, einschließlich dem
Generator, aufrecht erhalten wird.
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Um
ein derartiges Phänomen
zu unterdrücken,
wurde ein Steuerungsverfahren in Betracht gezogen, um das schnelle
Anwachsen des Stroms, der in der Feldspule fließt, zu reduzieren und demgemäß den plötzlichen
Wechsel des Generatormomentes für
den Motor zu minimieren, wenn die elektrische Belastung plötzlich anwächst.
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Die
teuerungstechologie, um das plötzliche
Anwachsen des Stromes, der in einer Feldspule fließt zu unterdrücken, wenn
das Stetigkeitsverhältnis
der Schalterelemente, die seriell mit der Feldspule verbunden sind,
mehr als der spezifizierte Wert wächst, ist in der japanischen
Offenlegungschrift 3-60338/1991 gegeben.
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Bei
der konventionellen Technologie, die oben beschrieben wurde, ist
das Steuerungsgerät
so konfiguriert, dass das Stetigkeitsverhältnis der Schalterelemente
erfasst wird, und eine unterlagerte Schleifenregelung ist immer
betätigt,
um den anwachsenden Fluss von Feldstrom in der Feldspule zu verzögern. Dieser
Betrieb wird sogar in eingeschwungenem Zustand fortgesetzt, in dem
die Motorgeschwindigkeit und der ausgegebene Strom stabil sind.
Jedoch, obwohl das Verhältnis
des Anwachsens im Fluss des magnetischen Feldstromes langsamer ist,
bleibt das Verhältnis
des Abnehmens gleich zu dem der konventionellen Schaltung ohne unterlagerte
Schleifenregelung.
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Ähnlich wird
auch der Sprung der Ausgabespannung, der durch das schnelle Ansteigen
des Feldstromes verursacht wird, langsamer, aber das Verhältnis der
Spannungsabnahme bleibt gleich zu dem der konventionellen Schaltung
ohne unterlagerte Schleifenregelung. Der Durchschnittswert der Ausgabespannung ohne
unterlagerte Schleifenregelung ist fast gleich dem Mittenwert des
Ausgabespannungssprunges. Im Gegensatz, mit einer unterlagerten
Schleifenregelung geht die durchschnittliche Ausgabespannung unter
den Mittenwert des Ausgabespannungsprunges. Mit den oben genannten
Effekten werden die Spannungsabnahmecharakteristiken, in denen die
Ausgabespannung abnimmt wie der Ausgabestrom zunimmt, viel größer, als
die der konventionellen Schaltung ohne unterlagerte Schleifenregelung,
was bewirkt, dass das Lade-/Entladegleichgewicht von Fahrzeugen
sich verschlechtert.
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Aus
EP 421 332 A1 ist
ein Gerät
zur Ladungssteuerung für
Fahrzeuge bekannt. Dieses Gerät
ist schaltungstechnisch komplex gestaltet. Geräteintern werden pulsweitenmodulierte
Signale gebildet, aus denen schließlich Steuersignale gebildet
werden.
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Aus
EP 416 871 A2 ist
ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Steuern des Ladens einer
Batterie bekannt. Bei dieser bekannten Vorrichtung werden ebenfalls
pulswei tenmodulierte Signale gebildet, wobei eines dieser pulsweitenmodulierten
Signale durch einen komplex aufgebauten „Duty Cycle to Voltage Converter" gebildet wird.
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Ausgehend
von diesem Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde,
ein Verfahren und ein Gerät
der eingangs genannten Art anzugeben, welches eine relativ einfache
Schaltungsstruktur aufweist bzw. welches ein relativ einfaches Steuern
des Ladens einer Batterie ermöglicht.
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Diese
Aufgabe wird erfindungsgemäß durch
ein Verfahren gelöst,
das in Anspruch 1 definiert ist, durch ein Gerät, das in Anspruch 5 definiert
ist, sowie durch ein Gerät,
das in Anspruch 9 definiert ist.
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Erfindungsgemäß wird auch
eine Ladegeneratorsteuerung, z.B. für Fahrzeuge, bereitgestellt,
die dem magnetischen Feldstrom erlaubt, unmittelbar auf die Ausgabespannung
zu antworten, und demgemäß die Ausgabespannung
präzise
zu steuern.
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Diese
Ladegeneratorsteuerung, bei der eine integrierte Schaltung, die
für eine
der Belastung entsprechenden Steuerung im eingeschwungenen Zustand
(d.h., wenn der Ausgabestrom stabil ist, oder wenn eine kleine elektrische
Belastung angelegt ist) benutzt wird, beeinflusst die Spannungsregelungsschleifen
nicht.
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In
einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist die Ausgabe einer Abweichungssignalausgabeschaltung
stabil, wenn die Batteriespannung stabil ist. In diesem Zustand
ist die Eingabespannung zu einer integrierenden Schaltung gleich
der Ausgabespannung. Ein Paar Komparatoren sind bereitgestellt,
die die Ausgabe von dem gleichen Sägezahnsignalgenerator als eine
Referenzspannung benutzen. Ein erster der Komparatoren ist gespeist
mit der Ausgabe von der Integratorschaltung, während der zweite Komparator
das Ausgabesignal von der Abweichungssignalausgabeschaltung empfängt, das
zuerst durch einen Spannungsteiler gelaufen ist. Die Ausgaben von
diesen Komparatoren werden zu den jeweiligen Eingängen einer
UND-Schaltung eingegeben, die wiederum gekoppelt ist, um einen Leistungsschalter
zu steuern. Die Ausgaben der jeweiligen Komparatoren sind betrieben,
um ein OFF-Signal bereitzustellen, wenn die Spannungsausgabe von
der integrierenden Schaltung (in dem einen Fall), oder die geteilte
Abweichungssignalausgabe (in dem anderen Fall) durch die Sägezahneingabe
erreicht ist. Demgemäß ist der
Arbeitszyklus der Ausgabe der UND-Schaltung gesteuert durch die
niedrigere von diesen zwei Spannungen.
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Bei
dieser Anordnung ist der magnetische Feldstrom im Leerlaufzustand
durch die Spannung Vb gesteuert, die durch
Teilen des Abweichungssignals in der Teilerschaltung erhalten wird.
Wenn jedoch die elektrische Belastung eines Fahrzeugs zu einer Zeit
t0 angelegt ist und die Ausgabe der Batterie abnimmt, nimmt die
Ausgabe der Abweichungssignalausgabeschaltung unmittelbar zu, und
die Ausgabe der integrierenden Schaltung nimmt in einem Verhältnis zu,
das durch seine Zeitkonstante bestimmt ist. Auf der anderen Seite, da
die Spannung Vb, die durch Teilen des Abweichungssignals
in dem Teiler erhalten wird, augenblicklich anwächst, ist der Betrieb des POWER-Schalters
gesteuert durch die Ausgabe der integrierenden Schaltung Va nachdem der ΔV-Wert (der Unterschied zwischen
den Ausgabespannungen der integrierenden Schaltung und der Spannungsteilerschaltung) überschritten
ist. Der magnetische Feldstrom nimmt dann langsam zu.
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Weitere
Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der vorliegenden
Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen
in Verbindung mit der Zeichnung. In der Zeichnung zeigen:
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1 eine
Systemkonfiguration der Ladegeneratorsteuerungseinrichtung für Fahrzeuge
gemäß der vorliegenden
Erfindung;
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2(a) und 2(b) Blockdiagramme
von alternativen Ausführungsbeispielen
der Reguliereinrichtungsschaltung des oben gezeigten Steuerungseinrichtungssystems;
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3(a) und 3(b) Wellenformen,
die Merkmale der elektrischen Belastung der vorliegenden Erfindung
und jeder Klemmenspannungsantwort veranschaulichen;
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4 die
Details des Spannungsdetektors in 2;
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5 die
Details der Spannungsvorgabeschaltung in 2;
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6 die
Details der Abweichungssignalausgabeschaltung in 2;
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7 die
Details der integrierenden Schaltung in 2;
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8 die
Details der Betriebswellenform in 7;
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9 die
Details der Sägezahnsignalerzeugungsschaltung
in 2;
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10(a) und 10(b) alternative
Ausführungsbeispiele
der Spannungsteilerschaltung 15 in den 2(a) und 2(b);
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11 eine
schematische Darstellung eines alternativen Ausführungsbeispieles der Regulierschaltung
von 1;
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12 Spannungswellenformen,
die den Betrieb des Ausführungsbeispieles
der 11 veranschaulichen; und
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13 ein
Schaltungsdiagramm eines Dreieckwellenformgenerators passend zum
Gebrauch in 11.
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1 zeigt
die Steuerungsschaltung des Generatorladesystems für Fahrzeuge
und 2 zeigt die Details der Reguliereinrichtung 9,
gezeigt in 1. Die Feldspule 2 des
Ladegenerators 1 (1) ist auf
einen Rotor montiert (nicht gezeigt), und rotiert synchron mit der
Rotation des Motors, um ein rotierendes magnetisches Feld zu erzeugen.
(Die Schwungraddiode 3, die parallel zu der Feldspule 2 verbunden
ist, wird benutzt, um Schaltstörungen
zu absorbieren.)
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Die
Ständerspule 4,
die auf einen befestigten Eisenkern (nicht gezeigt) montiert ist,
der dem Rotor gegenüberliegt,
gibt eine Spannung aus mit einer Wechselstromwellenform, die von
der Stärke
des rotierenden Magnetfeldes, das durch die Feldspule 2 erzeugt
wird, abhängt.
Die Wechselstromausgabe wird vollständig gleichgerichtet in der
Dreiphasen-Vollwellen-Gleichrichterschaltung 5, und wird
zu der Batterie 6 zugeführt durch
die Ausgangsklemme "B" des Ladegenerators 1,
wobei die Batterie 6 geladen wird, und zu der elektrischen
Belastung 8 für
Lampen usw. durch den Belastungsschalter 7. Die Ausgabespannung,
die von der Batterie 6 geliefert wird, ist über den
Schlüsselschalter 21 (1)
und die Ladelampe 22, mit der Ladelampenbetriebsschaltung 23 verbunden,
die durch die Signale gesteuert wird, die von dem Rotationsdetektor 24 ausgegeben
sind.
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Die
Batterie 6 ist mit der Leistungszuführungsschaltung 10 der
Reguliereinrichtung 9 (2(a))
verbunden. Die Ausgabe von der Reguliereinrichtung 9 empfangend
stellt die Batterie 6 eine feste Spannung bereit, die zu
jeder Schaltung des Ladegenerators 1 zugeführt wird.
Die Ausgabe von der Batterie 6 ist auch mit dem Spannungsdetektor 11 (2(a)) verbunden, dessen Ausgabe zu der Abweichungssignal ausgabeschaltung 13 eingegeben
ist, wo sie mit der Ausgabe von der Spannungsvorgabeschaltung 12 verglichen
wird, die bereitgestellt ist, um die Referenzspannung zu erzeugen.
Die Ausgabe von der Abweichungssignalausgabeschaltung 13,
die gleich dem Unterschied zwischen der Referenzspannung, die durch
die Spannungsvorgabeschaltung 12 bereitgestellt ist, und
der Ausgabe des Spannungsdetektors 11 ist, wird dann der
integrierenden Schaltung 14 bereitgestellt, die eine große Zeitkonstante
hat, genauso wie zu der Spannungsteilerschaltung 15. Die
Spannung Va, die von der integrierenden
Schaltung 14 ausgegeben wird, und die Spannung Vb, die von der Abweichungssignalausgabeschaltung 13 in
dem Spannungsteiler 15 ausgegeben wird, werden zu den Komparatoren 17 bzw. 18 eingegeben,
wo sie verglichen werden mit der Ausgabe von dem Sägezahnsignalgenerator 16.
Die Ausgaben der jeweiligen Komparatoren werden von einem ON-Zustand
zu einem OFF-Zustand betrieben, wenn die Sägezahnwellenform, die bei ihren
negativen Eingaben vorhanden ist, gleich der Spannung ist oder sie übersteigt,
die an ihren jeweiligen positiven Eingängen vorhanden ist. Die Ausgaben
von den Komparatoren 17 und 18 werden dann zu
der UND-Schaltung 19 eingegeben, die mit dem Tor des Leistungs-MOS-FET 20 verbunden
ist, der den magnetischen Feldstrom steuert, der zu der Feldspule über die Klemmen
E und F eingespeist werden soll. (Siehe 1.)
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2(b) zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der Reguliereinrichtung 9,
die sich von jener der 2(a) darin
unterscheidet, dass ein PNP-Transistor 40 zwischen der
Leistungszufuhrschaltung 10 und der Ausgabe der integrierenden
Schaltung 14 verbunden ist, und die in Übereinstimmung mit der Ausgabe
der Rotationserfassungsschaltung 24 gesteuert wird. Wenn
die Rotationsgeschwindigkeit des Motors einen vorgegebenen Wert überschreitet,
wird der PNP-Transistor 40 angeschaltet, und hält demgemäß die Ausgabe
der integrierenden Schaltung 14 bei einem Wert, der höher ist
als die maximale Ausgabespannung der wellenformerzeugenden Schaltung 16.
Daher ist es in dieser Ausführungsform
sichergestellt, dass, wenn die Motorgeschwindigkeit den voreingestellten
Wert überschreitet,
die Ausgabe des Komparators 17 nicht von einem ON- zu einem
OFF-Zustand getrieben werden kann, wie oben erwähnt.
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3(a) und 3(b) sind
Darstellungen der jeweiligen Wellenformen, die den Betrieb der Reguliereinrichtung 9 in 2(a) veranschaulichen, wenn das System belastet
ist. Zuerst auf 3(a) bezogen, zeigt die erste
Zeile das Sägezahnsignal
von dem Sägezahngenerator 16 überlagert
zu der Integriererausgabe Va und der Spannungsteilerausgabe
Vb. Die zweite und dritte Zeile zeigen die
Ausgaben der Komparatoren 18a bzw. 17a, während die
vierte Zeile die Ausgabe des UND-Gatters 19 darstellt,
und die letzte Zeile ist die Ausgabespannung an Klemme F. Beim Vergleichen
dieser Wellenformen kann gesehen werden, dass während dem Betrieb im eingeschwungenen
Zustand die Spannungen Va und Vb konstant
sind, wobei Vb niedriger ist aufgrund des
Betriebs der Spannungsteilerschaltung 15. Demgemäß, wenn
die Sägezahnspannung
anwächst,
erreicht sie zuerst das Niveau Vb, bei welchem
Punkt die Ausgabe 18a des Komparators 18 zu Null getrieben
wird, oder zu einem OFF-Zustand. Zu dieser Zeit ist auch das UND-Gatter 19 abgeschaltet,
so dass die Spannung an der Klemme F anwächst, wie in der letzten Zeile
gezeigt. Wenn das Sägezahnsignal
zurück zu
seiner Anfangsspannung geht, die niedriger ist als sowohl Vb als auch Va, wird
das UND-Gatter wieder einmal angeschaltet, und die Spannung an der
Klemme F geht zu Null. Demgemäß kann gesehen
werden, dass der Arbeitszyklus der Spannung an der Klemme F gesteuert
ist durch die Spannung Vb.
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3(b) zeigt die Wellenformen von den ersten und
letzten Zeilen in 3(a), im Kontext des Gesamtbetriebs
der Erfindung. Wie durch einen Vergleich der Figuren gesehen werden
kann, entspricht die dritte Zeile von 3(b) der
ersten Zeile von 3(a), die sowohl die Spannungen
Va und Vb zeigt,
als auch die Sägezahnwellenform.
Die vierte Zeile von 3(b) zeigt
die Spannung an der Klemme F, und entspricht der letzten Zeile von 3(a).
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In 3(b) zeigt die erste Zeile das Anlegen einer Belastung
zu dem elektrischen System des Fahrzeugs zu einer Zeit to, das die
Batteriespannung dazu veranlasst nach unten zu fallen, wie in der
zweiten Zeile gezeigt. Wenn die Batteriespannung abfällt, wächst die
Ausgabe von der Abweichungssignalausgabeschaltung 13 (nicht
gezeigt) unmittelbar an, genauso wie die geteilte Abweichungsspannung
Vb, gezeigt in der dritten Zeile. Wie in 3(a) gezeigt, steigt jedoch die Integriererausgabe
Va langsamer an, abhängig von ihrer Zeitkonstante.
Demgemäß wird auf
Anbringen einer solchen elektrischen Belastung zur Zeit t0, die geteilte Abweichungsausgabe Vb größer als
die Integriererausgabe Va, so dass, wenn
die Sägezahnausgabe
anwächst, sie
zuerst das Niveau Va erreicht, das dann
den Arbeitszyklus der Spannung an Klemme F steuert, genauso wie
den magnetischen Feldstrom If, und damit
an den Ladegeneratorausgabestrom, wie in den letzten zwei Zeilen
von 3(b) gezeigt.
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Wenn
das Fahrzeug in diesem Modus betrieben wird während einer ausreichenden Zeitdauer,
steigt natürlich
die Spannung Va schließlich an, bis sie wieder einmal
größer als
Vb ist. (Siehe Zeile 3, unmittelbar vorgehend
der Zeit t1.) An diesem Punkt steuert wiederum
die Spannung Vb, die niedriger ist, den
Arbeitszyklus des Systems.
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Wenn
die elektrische Belastung von dem System entfernt wird zum Zeitpunkt
t1 steigt die Batteriespannung steil nach
oben an, um demgemäß sowohl
Va als auch Vb zu
ihren Niveaus im eingeschwungenen Zustand zurückzubringen, so dass Vb wieder einmal niedriger ist als Va und den Arbeitszyklus der Spannung an Klemme
F steuert (und folglich die Feldstromladegeneratorausgabe). Wieder
einmal wird die elektrische Belastung zur Zeit t2 angelegt
und entfernt zu t3, mit den gleichen Auswirkungen.
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Wie
es aus dem Vorhergehenden gesehen werden kann, ist der Arbeitszyklus
des Leistungs-MOS-FET 20 (2(a))
angetrieben durch die niedrigere der Spannung Va von
der integrierenden Schaltung 14 oder der Spannung Vb vom Teiler 15.
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In
dem Ausführungsbeispiel
der 2(b), um weiter das Leben der
Batterie 6 zu verlängern,
wird die obige der Belastung entsprechende Steuerung nur bei niedriger
Motorgeschwindigkeit durchgeführt,
die ein kleines Motormoment hat. Wie in 2(b) gezeigt
ist die Basis des PNP-Transistors 40 mit der Ausgabe 24b der
Rotationserfassungsschaltung 24 verbunden, der Emitter
des PNP-Transistors 40 ist mit VCC verbunden und der Kollektor
des PNP-Transistors 40 ist mit der Ausgabe der integrierenden
Schaltung 14 verbunden. Wenn die Motorgeschwindigkeit (und
folglich die Rotationsgeschwindigkeit des Ladegenerators 1)
die gegenwärtige
Referenzgeschwindigkeit überschreitet,
wechselt die Ausgabe 24b des Rotationsdetektors 24 vom niedrigen
Niveau zu einem hohen Niveau, und der PNP-Transistor 40 schaltet
von dem nichtleitenden zum leitenden Zustand. Demgemäß wird die
Ausgabe Va der integrierenden Schaltung 14 zur
Spannung VCC getrieben, und die Ausgabe 17a des Komparators 17 bleibt
auf dem hohen Niveau. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist daher, wenn
die Motorgeschwindigkeit unter das voreingestellte Niveau fällt, der
Arbeitszyklus des Leistungs-MOS-FET 20, zum Steuern des
magnetischen Feldstromes, gesteuert durch die Ausgabe 18a des
Komparators 18, und als ein Ergebnis, tritt er niemals
in die der Belastung entsprechende Steuerungsbedingung ein.
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Die
4 bis
8 zeigen
die Details von einigen der Blöcke,
die in den schematischen Diagrammen der
2 gezeigt
sind. Der Spannungsdetektor
11, gezeigt in den
2 und
4, erhält Ausgabesignale von
einem Punkt, wo die Spannung, die an der S-Klemme erfasst ist, geteilt ist in Widerständen
111 und
112. Die
Spannungsvorgabeschaltung
12, wie in den
2 und
5 gezeigt,
besteht aus einer Zenerdiode
121 und einem Widerstand
122.
Sie klemmt die Referenzspannung Vcc, wobei sie die Zenerspannung
der Zenerdiode
121 benutzt, und gibt das Ergebnis als die
Vorgabespannung aus. Die Abweichungssignalausgabeschaltung
13 in
den
2 und
6 besteht
aus einem Verstärker
131 und
Widerständen
132 und
133.
Die Schaltung kehrt um und verstärkt
die Differenz zwischen den Eingabesignalen
13a und
13b,
gibt dann das Ergebnis aus, das wie folgt bestimmt ist:
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In
der integrierenden Schaltung 14, gezeigt in den 2 und 7, verbindet
die konstante Leistungszufuhr 146 mit dem Kondensator 141 durch
den Leistungsschalter SW1, während
die Basis der NPN-Transistoren 142 und 143 mit
einem Ende des Kondensators 141 verbindet. Wenn die Eingabespannung Vin
von VL zu VH wechselt, wie in 8 gezeigt,
ist der Schalter SW1 angeschaltet, um den Kondensator 141 mit
dem Durchschnittsstrom von Icc zu laden.
Die Ladespannung ist gesättigt,
wenn die Ladespannung des Kondensators 141 VH + VBE (Basis-Emitter-Spannung
des NPN-Transistors 142) erreicht. Wenn die Eingabespannung
Vin von VH zu VM wechselt, wird der Kondensator 141 von
der Basis des NPN-Transistors 142 durch den Emitter entladen.
Wenn die Spannung des Kondensators 141 VM + VBE erreicht,
endet das Entladen. Die Ausgabespannung (Kondensator 141 Spannung – VBE) wird
von VBE des NPN-Transistors 143 erhalten.
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Angenommen,
dass VL = 0 V, VH = 5 V, und eine Kondensatorkapazität = 0,4μF, wenn das
SW1-Stetigkeitsverhältnis
= 1/16 ist, mit einer konstanten Leistungszufuhr = 4μA, kann die
Ladezeit TC gefunden werden mit dem folgenden Ausdruck:
Wie oben erklärt kann
eine Zeitkonstante von 8 Sekunden erhalten werden durch Benutzen
eines 0,4μF-Kondensators.
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In
der Sägezahnsignalgeneratorschaltung
in 9, wenn die Ausgabe des Komparators 162 auf
hohem Niveau ist, ist der Analogschalter 165 angeschaltet,
um den Minuseingang des Komparators zu VH zu treiben, und der Kondensator 161 ist
durch den Widerstand 163 geladen gemäß der Zeitkonstante von CR
bis die Ladespannung VH erreicht. Die Ausgabe des Komparators 162 wechselt
dann zu Niedrigniveau und der Minus-Eingang des Komparators wird
zu VL gesetzt durch den Analogschalter 166, so dass der
Kondensator in einem Augenblick entladen wird durch die Diode 164 bis
die Kondensatorspannung unter VL geht.
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Die 10(a) und 10(b) zeigen
alternative Konfigurationen für
die Spannungsteilerschaltung 15 der 2(a) und 2(b), in welchen die Differenz ΔV zwischen
den Spannungen Va und Vb festgelegt
ist durch verschiedene Einrichtungen. In 10(a),
veranlasst der Stromgenerator 152 einen konstanten Strom durch
den Widerstand 151 zu fließen, um demgemäß ΔV bei R151 × I152 zu etablieren. In 10(b) ersetzt
eine Diode 153 den Widerstand 151, die ΔV bei der
maximalen vorwärtsbetriebenen
(Knie-)-Spannung der Diode festlegt, die 0,7 V ist.
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Wenn
die elektrische Belastung des Fahrzeugs vollständig angelegt ist, ist der
magnetische Feldstrom langsam angewachsen und die Ausgabe des Ladegenerators
ist zu diesem Zeitpunkt genauso angewachsen, dann fließt ein großer Strom
aus der Batterie, der das Leben der Batterie verkürzt. Besonders
sind wiederholte Belastungen der Blinkersignale, des Warnlichtes,
der elektrischen Scheibenwischer usw. ein Problem in diesem Fall.
In der Schaltung gemäß der Erfindung
kann jedoch die Größe des Anwachsens
des magnetischen Feldstromes ΔIf
der einen Wechsel, der den magnetischen Feldstrom steuernden Spannung
von Vb (erhalten durch Teilen des Abweichsignales
in dem Teiler 15) zu Va (Ausgabe
von der integrierenden Schaltung 14) triggern wird, eingestellt
werden durch Wechseln des ΔV-Wertes
gemäß dem Teilverhältnis des
Teilers. Daher kann der magnetische Feldstrom und folglich die Ausgabe
des Ladegenerators unmittelbar eingestellt werden, wenn die wiederholten
Belastungen kleiner Leistung der Blinkersignale, des Warnlichtes,
der elektrischen Scheibenwischer usw. angelegt sind, wobei die Lebensdauer
der Batterie davor bewahrt wird sich zu verschlechtern, genauso
wie Unterdrücken
der Schwankung der erzeugten Spannung und Flackern der Lampen. Im
eingeschwungenen Zustand, in dem der Motor-RPM-Wert und der Ausgabestrom
stabil sind, genauso wie, wenn eine kleine elektrische Belastung
angebracht ist, wird demgemäß eine Spannungssteuerungsschaltung, die
ein gutes Gleichgewicht von Laden/Entladen von Fahrzeugen hält, erhalten.
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11 zeigt
ein anderes Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung, das eine Minimalstromdurchflußraten-Durchgangsschaltung
realisiert mit einer Schaltungskonfiguration, die etwas einfacher
ist, als die der 2(a) und 2(b),
darin, dass ein einzelner Komparator benutzt ist, um den MOS-FET 20 direkt anzutreiben,
wobei das UND-Gatter 19 gänzlich weggelassen ist. Zusätzlich wird
anstelle der Sägezahnwellenform,
gezeigt in den 3(a) und (b),
eine Dreieckswellenform eingesetzt als Referenzspannung in dem Komparator 36.
In diesem Ausführungsbeispiel
sind die Ausgaben der integrierenden Schaltung 14 und der Spannungsteilerschaltung 15 verbunden
zu den jeweiligen Basen eines Paares von PNP-Transistoren 31 und 32,
deren Kollektoren geerdet sind und deren Emitter verbunden sind
mit einer Konstantstromquelle 34 und mit dem Plus-Eingang
des Komparators 36. Die Ausgabe 26a der eine Dreieckswellenform
erzeugenden Schaltung 26 ist eingegeben zu der Basis des
PNP-Transistors 33, dessen Kollektor geerdet ist und dessen Emitter
mit der Konstantstromquelle 35 verbunden ist und mit dem
Minus-Ausgang des Komparators 36. Der Leistungs-MOSFET 20 ist
direkt durch die Ausgabe des Komparators 36 betrieben.
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Die 12(a) und 12(b) zeigen
die Eingabespannungswellenformen, die jeweils an den Minus- und Plus-Eingängen des
Komparators 36 angelegt sind. Wie in 12(b) gezeigt,
mit der Konfiguration von 11, folgt
die Spannung V+ an dem positiven Eingang zu dem Komparator 36 der
niedrigeren der beiden Spannungen Va und
Vb, die sich nur durch die Basis-Emitter-Spannung
VBE der Transistoren 31, 32 unterscheiden. Ähnlich wie
in 12(a) gezeigt, folgt die Spannung
V an dem negativen Eingang eng der Ausgabe des Dreieckswellengenerators 26,
sich auch nur unterscheidend durch VBE des
Transistors 33. Der Komparator 36 vergleicht demgemäß die niedrigere
der beiden Spannungen Va und Vb mit
der Dreieckwellenform und gibt ein OFF-Signal aus, sobald das letztere
das vorhergehende überschreitet,
wobei er den MOSFET 20 öffnet.
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Durch
Benutzen einer dreieckigen Referenzwellenform anstelle der Sägezahnwellenform
der 3(a) und 3(b),
ist der Arbeitszyklus des MOSFET 20 insoweit geändert, daß nachdem
die Referenzspannung ihre Spitze erreicht, sie schrittweise sich
vermindert, anstatt augenblicklich abzufallen. Wenn sie unter die
niedrigere der beiden Spannungen Va und
Vb fällt,
schaltet der Komparator 36 wieder den MOS-FET zu einem OFF-Zustand.
Es ist daher offensichtlich, daß durch Ändern der
Gestalt der dreieckigen Referenzwellenform die Antwortcharakteristiken
der Schaltung variiert werden können.
Natürlich
ist es auch offensichtlich, daß eine Sägezahnreferenzwellenform
genauso bei diesem Ausführungsbeispiel
benutzt werden kann.
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13 ist
eine detaillierte Ansicht, der die Dreieckswellenform erzeugenden
Schaltung 26 der 11. Wenn
die Ausgabespannung des Komparators 266 an einem hohen
Niveau ist, wird der Kondensator 265 durch den Widerstand 263 geladen,
bis die Spannung des Kondensators 265 VH wird, an welchem
Punkt er entladen wird über
den Widerstand 263, bis die Spannung 26 VL wird.
Die Referenzstandardspannungen VH und VL sind durch folgende Formeln
ausgedrückt,
in welchen die Ausgabespannung des Komparators 266 Vcc bei der Hochniveaubedingung ist und 0V
bei der Niedrigniveaubedingung.
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