DE4306489B4 - Verfahren und Gerät zum Steuern des Ladens einer Batterie - Google Patents

Verfahren und Gerät zum Steuern des Ladens einer Batterie

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Abstract

Verfahren zum Steuern des Ladens einer Batterie (6), das die Schritte aufweist:
Vergleichen einer Ausgabespannung der Batterie mit einer Referenzspannung und Erzeugen einer Differenzspannung, deren Größe die Größe einer Differenz angibt zwischen der Ausgabespannung der Batterie und der Referenzspannung,
Erzeugen einer ersten Vergleichsspannung (Va), die gleich einem Zeitintegral der Differenzspannung ist,
Erzeugen einer zweiten Vergleichsspannung (Vb), die gleich einem Abschnitt der Differenzspannung ist,
Erzeugen eines zeitvariablen Referenzsignals,
Vergleichen der ersten und zweiten Vergleichsspannungen jeweils mit dem zeitvariablen Referenzsignal und
Eingabe der Ergebnisse des Vergleichens zu jeweiligen Eingängen eines UND-Gatters und
Erzeugen eines Steuersignals am Ausgang des UND-Gatters zum Steuern des Ladens der Batterie, wenn der Augenblickswert des zeitvariablen Referenzsignals einen Wert erreicht, der gleich dem oder größer als der niedrigere der Augenblickswerte der ersten und zweiten Vergleichsspannungen ist.

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und ein Gerät zum Steuern des Ladens einer Batterie nach dem Oberbegriff der Patentansprüche 1, 5 und 9.
  • Jedes Auto hat eine Batterie und einen Batterieladegenerator, um Leistung zu den elektrischen Belastungen, wie z.B. Lampen, Stellgliedern usw., zuzuführen. Im Allgemeinen ist der Generator gesteuert, so dass die rotierende magnetische Feldspule erregt wird durch die Rotationskraft des Antriebsmomentes, das durch den Motor erzeugt wird, und die Batteriespannung, die in der Feldspule durch das rotierende magnetische Feld erzeugt ist, wird bei einem spezifizierten Wert gehalten.
  • Jedoch muss, wenn die elektrische Belastung stark wird, aufgrund z.B. des Anschaltens eines Lampenschalters, die Leistungsausgabe des Generators auch angehoben werden. Um diesem Erfordernis zu entsprechen, ist der Generator gesteuert, so dass der Strom, der in der Feldspule fließt, steil ansteigen kann, wenn die elektrische Belastung groß wird. Als ein Ergebnis steigt die Leistungsausgabe des Generators an, das Antriebsmoment wird groß und das Gleichgewicht zwischen dem Antriebsmoment und dem Motormoment ist verloren. Die Motorgeschwindigkeit fällt daher bis das Motormoment dem gleich ist, das erfordert wird, um den Generator anzutreiben. Im schlimmsten Falle kann der Motor steckenbleiben. Besonders im Leerlaufzustand wird ein schneller Momentwechsel, der größer ist als die Antwortgeschwindigkeit der Motordrehsteuerung, ein Problem werden, weil die Motorgeschwindigkeit an einem festen Wert gesteuert ist, der annimmt, dass das Gleichgewicht zwischen den Motor- und Antriebsmomenten der Hilfsvorrichtungen, einschließlich dem Generator, aufrecht erhalten wird.
  • Um ein derartiges Phänomen zu unterdrücken, wurde ein Steuerungsverfahren in Betracht gezogen, um das schnelle Anwachsen des Stroms, der in der Feldspule fließt, zu reduzieren und demgemäß den plötzlichen Wechsel des Generatormomentes für den Motor zu minimieren, wenn die elektrische Belastung plötzlich anwächst.
  • Die teuerungstechologie, um das plötzliche Anwachsen des Stromes, der in einer Feldspule fließt zu unterdrücken, wenn das Stetigkeitsverhältnis der Schalterelemente, die seriell mit der Feldspule verbunden sind, mehr als der spezifizierte Wert wächst, ist in der japanischen Offenlegungschrift 3-60338/1991 gegeben.
  • Bei der konventionellen Technologie, die oben beschrieben wurde, ist das Steuerungsgerät so konfiguriert, dass das Stetigkeitsverhältnis der Schalterelemente erfasst wird, und eine unterlagerte Schleifenregelung ist immer betätigt, um den anwachsenden Fluss von Feldstrom in der Feldspule zu verzögern. Dieser Betrieb wird sogar in eingeschwungenem Zustand fortgesetzt, in dem die Motorgeschwindigkeit und der ausgegebene Strom stabil sind. Jedoch, obwohl das Verhältnis des Anwachsens im Fluss des magnetischen Feldstromes langsamer ist, bleibt das Verhältnis des Abnehmens gleich zu dem der konventionellen Schaltung ohne unterlagerte Schleifenregelung.
  • Ähnlich wird auch der Sprung der Ausgabespannung, der durch das schnelle Ansteigen des Feldstromes verursacht wird, langsamer, aber das Verhältnis der Spannungsabnahme bleibt gleich zu dem der konventionellen Schaltung ohne unterlagerte Schleifenregelung. Der Durchschnittswert der Ausgabespannung ohne unterlagerte Schleifenregelung ist fast gleich dem Mittenwert des Ausgabespannungssprunges. Im Gegensatz, mit einer unterlagerten Schleifenregelung geht die durchschnittliche Ausgabespannung unter den Mittenwert des Ausgabespannungsprunges. Mit den oben genannten Effekten werden die Spannungsabnahmecharakteristiken, in denen die Ausgabespannung abnimmt wie der Ausgabestrom zunimmt, viel größer, als die der konventionellen Schaltung ohne unterlagerte Schleifenregelung, was bewirkt, dass das Lade-/Entladegleichgewicht von Fahrzeugen sich verschlechtert.
  • Aus EP 421 332 A1 ist ein Gerät zur Ladungssteuerung für Fahrzeuge bekannt. Dieses Gerät ist schaltungstechnisch komplex gestaltet. Geräteintern werden pulsweitenmodulierte Signale gebildet, aus denen schließlich Steuersignale gebildet werden.
  • Aus EP 416 871 A2 ist ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Steuern des Ladens einer Batterie bekannt. Bei dieser bekannten Vorrichtung werden ebenfalls pulswei tenmodulierte Signale gebildet, wobei eines dieser pulsweitenmodulierten Signale durch einen komplex aufgebauten „Duty Cycle to Voltage Converter" gebildet wird.
  • Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und ein Gerät der eingangs genannten Art anzugeben, welches eine relativ einfache Schaltungsstruktur aufweist bzw. welches ein relativ einfaches Steuern des Ladens einer Batterie ermöglicht.
  • Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Verfahren gelöst, das in Anspruch 1 definiert ist, durch ein Gerät, das in Anspruch 5 definiert ist, sowie durch ein Gerät, das in Anspruch 9 definiert ist.
  • Erfindungsgemäß wird auch eine Ladegeneratorsteuerung, z.B. für Fahrzeuge, bereitgestellt, die dem magnetischen Feldstrom erlaubt, unmittelbar auf die Ausgabespannung zu antworten, und demgemäß die Ausgabespannung präzise zu steuern.
  • Diese Ladegeneratorsteuerung, bei der eine integrierte Schaltung, die für eine der Belastung entsprechenden Steuerung im eingeschwungenen Zustand (d.h., wenn der Ausgabestrom stabil ist, oder wenn eine kleine elektrische Belastung angelegt ist) benutzt wird, beeinflusst die Spannungsregelungsschleifen nicht.
  • In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Ausgabe einer Abweichungssignalausgabeschaltung stabil, wenn die Batteriespannung stabil ist. In diesem Zustand ist die Eingabespannung zu einer integrierenden Schaltung gleich der Ausgabespannung. Ein Paar Komparatoren sind bereitgestellt, die die Ausgabe von dem gleichen Sägezahnsignalgenerator als eine Referenzspannung benutzen. Ein erster der Komparatoren ist gespeist mit der Ausgabe von der Integratorschaltung, während der zweite Komparator das Ausgabesignal von der Abweichungssignalausgabeschaltung empfängt, das zuerst durch einen Spannungsteiler gelaufen ist. Die Ausgaben von diesen Komparatoren werden zu den jeweiligen Eingängen einer UND-Schaltung eingegeben, die wiederum gekoppelt ist, um einen Leistungsschalter zu steuern. Die Ausgaben der jeweiligen Komparatoren sind betrieben, um ein OFF-Signal bereitzustellen, wenn die Spannungsausgabe von der integrierenden Schaltung (in dem einen Fall), oder die geteilte Abweichungssignalausgabe (in dem anderen Fall) durch die Sägezahneingabe erreicht ist. Demgemäß ist der Arbeitszyklus der Ausgabe der UND-Schaltung gesteuert durch die niedrigere von diesen zwei Spannungen.
  • Bei dieser Anordnung ist der magnetische Feldstrom im Leerlaufzustand durch die Spannung Vb gesteuert, die durch Teilen des Abweichungssignals in der Teilerschaltung erhalten wird. Wenn jedoch die elektrische Belastung eines Fahrzeugs zu einer Zeit t0 angelegt ist und die Ausgabe der Batterie abnimmt, nimmt die Ausgabe der Abweichungssignalausgabeschaltung unmittelbar zu, und die Ausgabe der integrierenden Schaltung nimmt in einem Verhältnis zu, das durch seine Zeitkonstante bestimmt ist. Auf der anderen Seite, da die Spannung Vb, die durch Teilen des Abweichungssignals in dem Teiler erhalten wird, augenblicklich anwächst, ist der Betrieb des POWER-Schalters gesteuert durch die Ausgabe der integrierenden Schaltung Va nachdem der ΔV-Wert (der Unterschied zwischen den Ausgabespannungen der integrierenden Schaltung und der Spannungsteilerschaltung) überschritten ist. Der magnetische Feldstrom nimmt dann langsam zu.
  • Weitere Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung. In der Zeichnung zeigen:
  • 1 eine Systemkonfiguration der Ladegeneratorsteuerungseinrichtung für Fahrzeuge gemäß der vorliegenden Erfindung;
  • 2(a) und 2(b) Blockdiagramme von alternativen Ausführungsbeispielen der Reguliereinrichtungsschaltung des oben gezeigten Steuerungseinrichtungssystems;
  • 3(a) und 3(b) Wellenformen, die Merkmale der elektrischen Belastung der vorliegenden Erfindung und jeder Klemmenspannungsantwort veranschaulichen;
  • 4 die Details des Spannungsdetektors in 2;
  • 5 die Details der Spannungsvorgabeschaltung in 2;
  • 6 die Details der Abweichungssignalausgabeschaltung in 2;
  • 7 die Details der integrierenden Schaltung in 2;
  • 8 die Details der Betriebswellenform in 7;
  • 9 die Details der Sägezahnsignalerzeugungsschaltung in 2;
  • 10(a) und 10(b) alternative Ausführungsbeispiele der Spannungsteilerschaltung 15 in den 2(a) und 2(b);
  • 11 eine schematische Darstellung eines alternativen Ausführungsbeispieles der Regulierschaltung von 1;
  • 12 Spannungswellenformen, die den Betrieb des Ausführungsbeispieles der 11 veranschaulichen; und
  • 13 ein Schaltungsdiagramm eines Dreieckwellenformgenerators passend zum Gebrauch in 11.
  • 1 zeigt die Steuerungsschaltung des Generatorladesystems für Fahrzeuge und 2 zeigt die Details der Reguliereinrichtung 9, gezeigt in 1. Die Feldspule 2 des Ladegenerators 1 (1) ist auf einen Rotor montiert (nicht gezeigt), und rotiert synchron mit der Rotation des Motors, um ein rotierendes magnetisches Feld zu erzeugen. (Die Schwungraddiode 3, die parallel zu der Feldspule 2 verbunden ist, wird benutzt, um Schaltstörungen zu absorbieren.)
  • Die Ständerspule 4, die auf einen befestigten Eisenkern (nicht gezeigt) montiert ist, der dem Rotor gegenüberliegt, gibt eine Spannung aus mit einer Wechselstromwellenform, die von der Stärke des rotierenden Magnetfeldes, das durch die Feldspule 2 erzeugt wird, abhängt. Die Wechselstromausgabe wird vollständig gleichgerichtet in der Dreiphasen-Vollwellen-Gleichrichterschaltung 5, und wird zu der Batterie 6 zugeführt durch die Ausgangsklemme "B" des Ladegenerators 1, wobei die Batterie 6 geladen wird, und zu der elektrischen Belastung 8 für Lampen usw. durch den Belastungsschalter 7. Die Ausgabespannung, die von der Batterie 6 geliefert wird, ist über den Schlüsselschalter 21 (1) und die Ladelampe 22, mit der Ladelampenbetriebsschaltung 23 verbunden, die durch die Signale gesteuert wird, die von dem Rotationsdetektor 24 ausgegeben sind.
  • Die Batterie 6 ist mit der Leistungszuführungsschaltung 10 der Reguliereinrichtung 9 (2(a)) verbunden. Die Ausgabe von der Reguliereinrichtung 9 empfangend stellt die Batterie 6 eine feste Spannung bereit, die zu jeder Schaltung des Ladegenerators 1 zugeführt wird. Die Ausgabe von der Batterie 6 ist auch mit dem Spannungsdetektor 11 (2(a)) verbunden, dessen Ausgabe zu der Abweichungssignal ausgabeschaltung 13 eingegeben ist, wo sie mit der Ausgabe von der Spannungsvorgabeschaltung 12 verglichen wird, die bereitgestellt ist, um die Referenzspannung zu erzeugen. Die Ausgabe von der Abweichungssignalausgabeschaltung 13, die gleich dem Unterschied zwischen der Referenzspannung, die durch die Spannungsvorgabeschaltung 12 bereitgestellt ist, und der Ausgabe des Spannungsdetektors 11 ist, wird dann der integrierenden Schaltung 14 bereitgestellt, die eine große Zeitkonstante hat, genauso wie zu der Spannungsteilerschaltung 15. Die Spannung Va, die von der integrierenden Schaltung 14 ausgegeben wird, und die Spannung Vb, die von der Abweichungssignalausgabeschaltung 13 in dem Spannungsteiler 15 ausgegeben wird, werden zu den Komparatoren 17 bzw. 18 eingegeben, wo sie verglichen werden mit der Ausgabe von dem Sägezahnsignalgenerator 16. Die Ausgaben der jeweiligen Komparatoren werden von einem ON-Zustand zu einem OFF-Zustand betrieben, wenn die Sägezahnwellenform, die bei ihren negativen Eingaben vorhanden ist, gleich der Spannung ist oder sie übersteigt, die an ihren jeweiligen positiven Eingängen vorhanden ist. Die Ausgaben von den Komparatoren 17 und 18 werden dann zu der UND-Schaltung 19 eingegeben, die mit dem Tor des Leistungs-MOS-FET 20 verbunden ist, der den magnetischen Feldstrom steuert, der zu der Feldspule über die Klemmen E und F eingespeist werden soll. (Siehe 1.)
  • 2(b) zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der Reguliereinrichtung 9, die sich von jener der 2(a) darin unterscheidet, dass ein PNP-Transistor 40 zwischen der Leistungszufuhrschaltung 10 und der Ausgabe der integrierenden Schaltung 14 verbunden ist, und die in Übereinstimmung mit der Ausgabe der Rotationserfassungsschaltung 24 gesteuert wird. Wenn die Rotationsgeschwindigkeit des Motors einen vorgegebenen Wert überschreitet, wird der PNP-Transistor 40 angeschaltet, und hält demgemäß die Ausgabe der integrierenden Schaltung 14 bei einem Wert, der höher ist als die maximale Ausgabespannung der wellenformerzeugenden Schaltung 16. Daher ist es in dieser Ausführungsform sichergestellt, dass, wenn die Motorgeschwindigkeit den voreingestellten Wert überschreitet, die Ausgabe des Komparators 17 nicht von einem ON- zu einem OFF-Zustand getrieben werden kann, wie oben erwähnt.
  • 3(a) und 3(b) sind Darstellungen der jeweiligen Wellenformen, die den Betrieb der Reguliereinrichtung 9 in 2(a) veranschaulichen, wenn das System belastet ist. Zuerst auf 3(a) bezogen, zeigt die erste Zeile das Sägezahnsignal von dem Sägezahngenerator 16 überlagert zu der Integriererausgabe Va und der Spannungsteilerausgabe Vb. Die zweite und dritte Zeile zeigen die Ausgaben der Komparatoren 18a bzw. 17a, während die vierte Zeile die Ausgabe des UND-Gatters 19 darstellt, und die letzte Zeile ist die Ausgabespannung an Klemme F. Beim Vergleichen dieser Wellenformen kann gesehen werden, dass während dem Betrieb im eingeschwungenen Zustand die Spannungen Va und Vb konstant sind, wobei Vb niedriger ist aufgrund des Betriebs der Spannungsteilerschaltung 15. Demgemäß, wenn die Sägezahnspannung anwächst, erreicht sie zuerst das Niveau Vb, bei welchem Punkt die Ausgabe 18a des Komparators 18 zu Null getrieben wird, oder zu einem OFF-Zustand. Zu dieser Zeit ist auch das UND-Gatter 19 abgeschaltet, so dass die Spannung an der Klemme F anwächst, wie in der letzten Zeile gezeigt. Wenn das Sägezahnsignal zurück zu seiner Anfangsspannung geht, die niedriger ist als sowohl Vb als auch Va, wird das UND-Gatter wieder einmal angeschaltet, und die Spannung an der Klemme F geht zu Null. Demgemäß kann gesehen werden, dass der Arbeitszyklus der Spannung an der Klemme F gesteuert ist durch die Spannung Vb.
  • 3(b) zeigt die Wellenformen von den ersten und letzten Zeilen in 3(a), im Kontext des Gesamtbetriebs der Erfindung. Wie durch einen Vergleich der Figuren gesehen werden kann, entspricht die dritte Zeile von 3(b) der ersten Zeile von 3(a), die sowohl die Spannungen Va und Vb zeigt, als auch die Sägezahnwellenform. Die vierte Zeile von 3(b) zeigt die Spannung an der Klemme F, und entspricht der letzten Zeile von 3(a).
  • In 3(b) zeigt die erste Zeile das Anlegen einer Belastung zu dem elektrischen System des Fahrzeugs zu einer Zeit to, das die Batteriespannung dazu veranlasst nach unten zu fallen, wie in der zweiten Zeile gezeigt. Wenn die Batteriespannung abfällt, wächst die Ausgabe von der Abweichungssignalausgabeschaltung 13 (nicht gezeigt) unmittelbar an, genauso wie die geteilte Abweichungsspannung Vb, gezeigt in der dritten Zeile. Wie in 3(a) gezeigt, steigt jedoch die Integriererausgabe Va langsamer an, abhängig von ihrer Zeitkonstante. Demgemäß wird auf Anbringen einer solchen elektrischen Belastung zur Zeit t0, die geteilte Abweichungsausgabe Vb größer als die Integriererausgabe Va, so dass, wenn die Sägezahnausgabe anwächst, sie zuerst das Niveau Va erreicht, das dann den Arbeitszyklus der Spannung an Klemme F steuert, genauso wie den magnetischen Feldstrom If, und damit an den Ladegeneratorausgabestrom, wie in den letzten zwei Zeilen von 3(b) gezeigt.
  • Wenn das Fahrzeug in diesem Modus betrieben wird während einer ausreichenden Zeitdauer, steigt natürlich die Spannung Va schließlich an, bis sie wieder einmal größer als Vb ist. (Siehe Zeile 3, unmittelbar vorgehend der Zeit t1.) An diesem Punkt steuert wiederum die Spannung Vb, die niedriger ist, den Arbeitszyklus des Systems.
  • Wenn die elektrische Belastung von dem System entfernt wird zum Zeitpunkt t1 steigt die Batteriespannung steil nach oben an, um demgemäß sowohl Va als auch Vb zu ihren Niveaus im eingeschwungenen Zustand zurückzubringen, so dass Vb wieder einmal niedriger ist als Va und den Arbeitszyklus der Spannung an Klemme F steuert (und folglich die Feldstromladegeneratorausgabe). Wieder einmal wird die elektrische Belastung zur Zeit t2 angelegt und entfernt zu t3, mit den gleichen Auswirkungen.
  • Wie es aus dem Vorhergehenden gesehen werden kann, ist der Arbeitszyklus des Leistungs-MOS-FET 20 (2(a)) angetrieben durch die niedrigere der Spannung Va von der integrierenden Schaltung 14 oder der Spannung Vb vom Teiler 15.
  • In dem Ausführungsbeispiel der 2(b), um weiter das Leben der Batterie 6 zu verlängern, wird die obige der Belastung entsprechende Steuerung nur bei niedriger Motorgeschwindigkeit durchgeführt, die ein kleines Motormoment hat. Wie in 2(b) gezeigt ist die Basis des PNP-Transistors 40 mit der Ausgabe 24b der Rotationserfassungsschaltung 24 verbunden, der Emitter des PNP-Transistors 40 ist mit VCC verbunden und der Kollektor des PNP-Transistors 40 ist mit der Ausgabe der integrierenden Schaltung 14 verbunden. Wenn die Motorgeschwindigkeit (und folglich die Rotationsgeschwindigkeit des Ladegenerators 1) die gegenwärtige Referenzgeschwindigkeit überschreitet, wechselt die Ausgabe 24b des Rotationsdetektors 24 vom niedrigen Niveau zu einem hohen Niveau, und der PNP-Transistor 40 schaltet von dem nichtleitenden zum leitenden Zustand. Demgemäß wird die Ausgabe Va der integrierenden Schaltung 14 zur Spannung VCC getrieben, und die Ausgabe 17a des Komparators 17 bleibt auf dem hohen Niveau. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist daher, wenn die Motorgeschwindigkeit unter das voreingestellte Niveau fällt, der Arbeitszyklus des Leistungs-MOS-FET 20, zum Steuern des magnetischen Feldstromes, gesteuert durch die Ausgabe 18a des Komparators 18, und als ein Ergebnis, tritt er niemals in die der Belastung entsprechende Steuerungsbedingung ein.
  • Die 4 bis 8 zeigen die Details von einigen der Blöcke, die in den schematischen Diagrammen der 2 gezeigt sind. Der Spannungsdetektor 11, gezeigt in den 2 und 4, erhält Ausgabesignale von einem Punkt, wo die Spannung, die an der S-Klemme erfasst ist, geteilt ist in Widerständen 111 und 112. Die Spannungsvorgabeschaltung 12, wie in den 2 und 5 gezeigt, besteht aus einer Zenerdiode 121 und einem Widerstand 122. Sie klemmt die Referenzspannung Vcc, wobei sie die Zenerspannung der Zenerdiode 121 benutzt, und gibt das Ergebnis als die Vorgabespannung aus. Die Abweichungssignalausgabeschaltung 13 in den 2 und 6 besteht aus einem Verstärker 131 und Widerständen 132 und 133. Die Schaltung kehrt um und verstärkt die Differenz zwischen den Eingabesignalen 13a und 13b, gibt dann das Ergebnis aus, das wie folgt bestimmt ist:
    Figure 00090001
  • In der integrierenden Schaltung 14, gezeigt in den 2 und 7, verbindet die konstante Leistungszufuhr 146 mit dem Kondensator 141 durch den Leistungsschalter SW1, während die Basis der NPN-Transistoren 142 und 143 mit einem Ende des Kondensators 141 verbindet. Wenn die Eingabespannung Vin von VL zu VH wechselt, wie in 8 gezeigt, ist der Schalter SW1 angeschaltet, um den Kondensator 141 mit dem Durchschnittsstrom von Icc zu laden. Die Ladespannung ist gesättigt, wenn die Ladespannung des Kondensators 141 VH + VBE (Basis-Emitter-Spannung des NPN-Transistors 142) erreicht. Wenn die Eingabespannung Vin von VH zu VM wechselt, wird der Kondensator 141 von der Basis des NPN-Transistors 142 durch den Emitter entladen. Wenn die Spannung des Kondensators 141 VM + VBE erreicht, endet das Entladen. Die Ausgabespannung (Kondensator 141 Spannung – VBE) wird von VBE des NPN-Transistors 143 erhalten.
  • Angenommen, dass VL = 0 V, VH = 5 V, und eine Kondensatorkapazität = 0,4μF, wenn das SW1-Stetigkeitsverhältnis = 1/16 ist, mit einer konstanten Leistungszufuhr = 4μA, kann die Ladezeit TC gefunden werden mit dem folgenden Ausdruck:
    Figure 00090002
    Wie oben erklärt kann eine Zeitkonstante von 8 Sekunden erhalten werden durch Benutzen eines 0,4μF-Kondensators.
  • In der Sägezahnsignalgeneratorschaltung in 9, wenn die Ausgabe des Komparators 162 auf hohem Niveau ist, ist der Analogschalter 165 angeschaltet, um den Minuseingang des Komparators zu VH zu treiben, und der Kondensator 161 ist durch den Widerstand 163 geladen gemäß der Zeitkonstante von CR bis die Ladespannung VH erreicht. Die Ausgabe des Komparators 162 wechselt dann zu Niedrigniveau und der Minus-Eingang des Komparators wird zu VL gesetzt durch den Analogschalter 166, so dass der Kondensator in einem Augenblick entladen wird durch die Diode 164 bis die Kondensatorspannung unter VL geht.
  • Die 10(a) und 10(b) zeigen alternative Konfigurationen für die Spannungsteilerschaltung 15 der 2(a) und 2(b), in welchen die Differenz ΔV zwischen den Spannungen Va und Vb festgelegt ist durch verschiedene Einrichtungen. In 10(a), veranlasst der Stromgenerator 152 einen konstanten Strom durch den Widerstand 151 zu fließen, um demgemäß ΔV bei R151 × I152 zu etablieren. In 10(b) ersetzt eine Diode 153 den Widerstand 151, die ΔV bei der maximalen vorwärtsbetriebenen (Knie-)-Spannung der Diode festlegt, die 0,7 V ist.
  • Wenn die elektrische Belastung des Fahrzeugs vollständig angelegt ist, ist der magnetische Feldstrom langsam angewachsen und die Ausgabe des Ladegenerators ist zu diesem Zeitpunkt genauso angewachsen, dann fließt ein großer Strom aus der Batterie, der das Leben der Batterie verkürzt. Besonders sind wiederholte Belastungen der Blinkersignale, des Warnlichtes, der elektrischen Scheibenwischer usw. ein Problem in diesem Fall. In der Schaltung gemäß der Erfindung kann jedoch die Größe des Anwachsens des magnetischen Feldstromes ΔIf der einen Wechsel, der den magnetischen Feldstrom steuernden Spannung von Vb (erhalten durch Teilen des Abweichsignales in dem Teiler 15) zu Va (Ausgabe von der integrierenden Schaltung 14) triggern wird, eingestellt werden durch Wechseln des ΔV-Wertes gemäß dem Teilverhältnis des Teilers. Daher kann der magnetische Feldstrom und folglich die Ausgabe des Ladegenerators unmittelbar eingestellt werden, wenn die wiederholten Belastungen kleiner Leistung der Blinkersignale, des Warnlichtes, der elektrischen Scheibenwischer usw. angelegt sind, wobei die Lebensdauer der Batterie davor bewahrt wird sich zu verschlechtern, genauso wie Unterdrücken der Schwankung der erzeugten Spannung und Flackern der Lampen. Im eingeschwungenen Zustand, in dem der Motor-RPM-Wert und der Ausgabestrom stabil sind, genauso wie, wenn eine kleine elektrische Belastung angebracht ist, wird demgemäß eine Spannungssteuerungsschaltung, die ein gutes Gleichgewicht von Laden/Entladen von Fahrzeugen hält, erhalten.
  • 11 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das eine Minimalstromdurchflußraten-Durchgangsschaltung realisiert mit einer Schaltungskonfiguration, die etwas einfacher ist, als die der 2(a) und 2(b), darin, dass ein einzelner Komparator benutzt ist, um den MOS-FET 20 direkt anzutreiben, wobei das UND-Gatter 19 gänzlich weggelassen ist. Zusätzlich wird anstelle der Sägezahnwellenform, gezeigt in den 3(a) und (b), eine Dreieckswellenform eingesetzt als Referenzspannung in dem Komparator 36. In diesem Ausführungsbeispiel sind die Ausgaben der integrierenden Schaltung 14 und der Spannungsteilerschaltung 15 verbunden zu den jeweiligen Basen eines Paares von PNP-Transistoren 31 und 32, deren Kollektoren geerdet sind und deren Emitter verbunden sind mit einer Konstantstromquelle 34 und mit dem Plus-Eingang des Komparators 36. Die Ausgabe 26a der eine Dreieckswellenform erzeugenden Schaltung 26 ist eingegeben zu der Basis des PNP-Transistors 33, dessen Kollektor geerdet ist und dessen Emitter mit der Konstantstromquelle 35 verbunden ist und mit dem Minus-Ausgang des Komparators 36. Der Leistungs-MOSFET 20 ist direkt durch die Ausgabe des Komparators 36 betrieben.
  • Die 12(a) und 12(b) zeigen die Eingabespannungswellenformen, die jeweils an den Minus- und Plus-Eingängen des Komparators 36 angelegt sind. Wie in 12(b) gezeigt, mit der Konfiguration von 11, folgt die Spannung V+ an dem positiven Eingang zu dem Komparator 36 der niedrigeren der beiden Spannungen Va und Vb, die sich nur durch die Basis-Emitter-Spannung VBE der Transistoren 31, 32 unterscheiden. Ähnlich wie in 12(a) gezeigt, folgt die Spannung V an dem negativen Eingang eng der Ausgabe des Dreieckswellengenerators 26, sich auch nur unterscheidend durch VBE des Transistors 33. Der Komparator 36 vergleicht demgemäß die niedrigere der beiden Spannungen Va und Vb mit der Dreieckwellenform und gibt ein OFF-Signal aus, sobald das letztere das vorhergehende überschreitet, wobei er den MOSFET 20 öffnet.
  • Durch Benutzen einer dreieckigen Referenzwellenform anstelle der Sägezahnwellenform der 3(a) und 3(b), ist der Arbeitszyklus des MOSFET 20 insoweit geändert, daß nachdem die Referenzspannung ihre Spitze erreicht, sie schrittweise sich vermindert, anstatt augenblicklich abzufallen. Wenn sie unter die niedrigere der beiden Spannungen Va und Vb fällt, schaltet der Komparator 36 wieder den MOS-FET zu einem OFF-Zustand. Es ist daher offensichtlich, daß durch Ändern der Gestalt der dreieckigen Referenzwellenform die Antwortcharakteristiken der Schaltung variiert werden können. Natürlich ist es auch offensichtlich, daß eine Sägezahnreferenzwellenform genauso bei diesem Ausführungsbeispiel benutzt werden kann.
  • 13 ist eine detaillierte Ansicht, der die Dreieckswellenform erzeugenden Schaltung 26 der 11. Wenn die Ausgabespannung des Komparators 266 an einem hohen Niveau ist, wird der Kondensator 265 durch den Widerstand 263 geladen, bis die Spannung des Kondensators 265 VH wird, an welchem Punkt er entladen wird über den Widerstand 263, bis die Spannung 26 VL wird. Die Referenzstandardspannungen VH und VL sind durch folgende Formeln ausgedrückt, in welchen die Ausgabespannung des Komparators 266 Vcc bei der Hochniveaubedingung ist und 0V bei der Niedrigniveaubedingung.
  • Figure 00120001

Claims (10)

  1. Verfahren zum Steuern des Ladens einer Batterie (6), das die Schritte aufweist: Vergleichen einer Ausgabespannung der Batterie mit einer Referenzspannung und Erzeugen einer Differenzspannung, deren Größe die Größe einer Differenz angibt zwischen der Ausgabespannung der Batterie und der Referenzspannung, Erzeugen einer ersten Vergleichsspannung (Va), die gleich einem Zeitintegral der Differenzspannung ist, Erzeugen einer zweiten Vergleichsspannung (Vb), die gleich einem Abschnitt der Differenzspannung ist, Erzeugen eines zeitvariablen Referenzsignals, Vergleichen der ersten und zweiten Vergleichsspannungen jeweils mit dem zeitvariablen Referenzsignal und Eingabe der Ergebnisse des Vergleichens zu jeweiligen Eingängen eines UND-Gatters und Erzeugen eines Steuersignals am Ausgang des UND-Gatters zum Steuern des Ladens der Batterie, wenn der Augenblickswert des zeitvariablen Referenzsignals einen Wert erreicht, der gleich dem oder größer als der niedrigere der Augenblickswerte der ersten und zweiten Vergleichsspannungen ist.
  2. Verfahren gemäß Anspruch 1, worin das Steuersignal benutzt wird, um einen Arbeitszyklus eines Torschalters zu steuern, der das Laden der Batterie steuert.
  3. Verfahren gemäß Anspruch 1, worin der Torschalter einen Stromfluss zu einem Generator zum Laden der Batterie steuert.
  4. Verfahren gemäß Anspruch 1, worin das zeitvariable Referenzsignal eine Sägezahnwellenform ist.
  5. Gerät zum Steuern des Ladens einer Batterie, das aufweist: eine Referenzspannungsquelle (12), die eine Referenzspannung erzeugt, eine Abweichungssignalausgabeschaltung (13), die mit der Referenzspannungsquelle und mit einer Ausgabe der Batterie verbunden ist, und die ein Ausgabesignal bildet, das eine Differenz zwischen der Referenzspannung von der Referenzspannungsquelle (12) und einer Ausgabespannung der Batterie darstellt, eine Spannungsskalierschaltung (15), eine Integrierschaltung (14), die mit dem Ausgang der Abweichungssignalausgabeschaltung verbunden ist, um das Ausgabesignal von dieser zu empfangen, und die eine erste Vergleichsspannung (Va) erzeugt, einen Generator (16) zum Erzeugen eines zeitvariablen Referenzsignals, Einrichtungen (17, 18, 19) zum Erzeugen eines Steuersignals, welche einen Komparator (17), der gekoppelt ist, um eine Ausgabe von der Integrierschaltung (14) und der Ausgabe von dem Generator für ein zeitvariables Referenzsignal (16) zu empfangen, und ein UND-Gatter (19) aufweisen, das gekoppelt ist, um die Ausgabe von dem Komparator zu empfangen, und die das Steuersignal erzeugen, wenn der Augenblickswert des zeitvariablen Referenzsignals gleich dem oder größer als der niedrigere der Augenblickswerte der ersten Vergleichsspannung (Va) und einer zweiten Vergleichsspannung (Vb) ist, ein Batterieladegerät (1) zum Laden der Batterie, und mit dem Ausgang der Einrichtungen (17, 18, 19) zum Erzeugen eines Steuersignals verbundene Einrichtungen (20), die auf das Steuersignal der Einrichtungen (17, 18, 19) zum Erzeugen eines Steuersignal antworten, zum Steuern eines Arbeitszyklus des Batterieladegerätes, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsskalierschaltung (15) mit dem Ausgang der Abweichungssignalausgabeschaltung (13) verbunden ist und die zweite Vergleichsspannung (Vb) erzeugt, und dass die Einrichtungen (17, 18, 19) zum Erzeugen des Steuersignals einen weiteren Komparator (18) aufweisen, der gekoppelt ist, um die Ausgabe von der Spannungsskalierschaltung und die Ausgabe von dem Generator für ein zeitvariables Referenzsignal (16) zu empfangen und dessen Ausgang mit dem UND-Gatter gekoppelt ist.
  6. Gerät gemäß Anspruch 5, worin der Generator für ein zeitvariables Referenzsignal ein Sägezahnwellenformgenerator ist.
  7. Gerät gemäß Anspruch 5 oder 6, worin ein Ausgang des UND-Gatters mit einem Toreingang eines Torschalters verbunden ist, der einen Feldstromfluss zu einem elektrischen Generator des Batterieladegerätes steuert.
  8. Gerät gemäß Anspruch 7, worin der Torschalter ein MOS-FET ist.
  9. Gerät zum Steuern des Ladens einer Batterie, das aufweist: eine Referenzspannungsquelle (12), die eine Referenzspannung erzeugt, eine Abweichungssignalausgabeschaltung (13), die mit der Referenzspannungsquelle und mit einer Ausgabe der Batterie verbunden ist, und die ein Ausgabesignal bildet, das eine Differenz zwischen der Referenzspannung von der Referenzspannungsquelle (12) und einer Ausgabespannung der Batterie darstellt, eine Spannungsskalierschaltung (15), eine Integriererschaltung (14), die mit dem Ausgang der Abweichungssignalausgabeschaltung verbunden ist, um das Ausgabesignal von dieser zu empfängen, und die eine erste Vergleichsspannung (Va) erzeugt, einen Generator (26) zum Erzeugen eines zeitvariablen Referenzsignals, Einrichtungen (31, 32, 33, 36) zum Erzeugen eines Steuersignals, die das Steuersignal erzeugen, wenn der Augenblickswert des zeitvariblen Referenzsignals gleich dem oder größer als der niedrigere der Augenblickswerte der ersten Vergleichsspannung (Va) und einer zweiten Vergleichsspannung (Vb) ist, ein Batterieladegerät (1) zum Laden der Batterie, und mit dem Ausgang der Einrichtungen (31, 32, 33, 36) zum Erzeugen eines Steuersignals verbundene Einrichtungen (20), die auf das Steuersignal der Einrichtungen (31, 32, 33, 36) zum Erzeugen eines Steuersignals antworten, zum Steuern eines Arbeitszyklus des Batterieladegerätes, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsskalierschaltung (15) mit dem Ausgang der Abweichungssignalausgabeschaltung (13) verbunden ist und die zweite Vergleichsspannung (Vb) erzeugt, und dass die Einrichtungen (31, 32, 33, 36) zum Erzeugen des Steuersignals aufweisen: eine erste Emitterfolgerschaltung (32), die eine Ausgabe von der Spannungsskalierschaltung (15) empfängt, eine zweite Emitterfolgerschaltung (31), die eine Ausgabe von der Integriererschaltung (14) empfängt, und einen weiteren Komparator (36), der einen ersten und einen zweiten Eingang hat, wobei Ausgänge der ersten und zweiten Emitterfolgerschaltung mit dem ersten Eingang des weiteren Komparators (36) verbunden sind, wobei ein Ausgang des Generators (26) zum Erzeugen eines zeitvariablen Referenzsignals an den zweiten Eingang des weiteren Komparators (36) gekoppelt ist.
  10. Gerät gemäß einem der Ansprüche 5 bis 9, welches aufweist: eine Feldspule zum Erzeugen eines rotierenden magnetischen Feldes, wobei die Feldspule angetrieben wird in Übereinstimmung mit der Rotation eines Motors; eine Ständerspule zum Erzeugen eines Stromes in Antwort auf das rotierende magnetische Feld und zum Laden der Batterie durch einen Gleichrichter; und eine Spannungserfassungsschaltung (11) zum Erfassen der Spannungen von der Batterie und von dem Gleichrichter.
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