DE69420673T2

DE69420673T2 - Bürstenloser elektrischer Motor und Verfahren zur Regelung des Motors

Info

Publication number: DE69420673T2
Application number: DE69420673T
Authority: DE
Inventors: Sebastiano Acquaviva
Original assignee: Gate SRL
Current assignee: Gate SRL
Priority date: 1993-11-16
Filing date: 1994-11-04
Publication date: 2000-03-09
Anticipated expiration: 2014-11-05
Also published as: EP0653833B1; US5569989A; ITTO930864A1; DE69420673D1; EP0653833A1; IT1261119B; ITTO930864A0

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen bürstenlosen Elektromotor, insbesondere einen bürstenlosen Motor mit geringer Drehmomentveränderung, von der im Oberbegriff des Anspruchs 1 definierten Art und ein Verfahren zum Steuern eines solchen Motors, wie im Oberbegriff des Anspruchs 18 definiert.
Bürstenlose Motoren mit Permanentmagneten sind Wechselstrommaschinen mit elektronischen Kommutatoren. Der Zweck des elektronischen Kommutators ist die Energie- bzw. Stromversorgung der Motorwicklungen im richtigen Verhältnis zu den induzierten elektromotorischen Kräften, manchmal als EMFs bekannt, so daß der Motor ein optimales Drehmoment erzeugt.
In herkömmlichen Gleichstrommotoren ist die Anzahl an Motorphasen gleich der Anzahl an Wicklungen, und alle Phasen sind in Serie geschaltet und miteinander kurzgeschlossen. Das Spannungs/Geschwindigkeits-Verhältnis des Motors bestimmt die Gesamtzahl an im Motor erforderlichen Umdrehungen. Jede Spule muß eine Anzahl an Umdrehungen haben, welche gleich ist der Gesamtzahl an Motorumdrehungen, dividiert durch die halbe Anzahl an seriellen Phasen. Kleine Gleichstrommotoren (50-300 Watt) können 6 bis 20 Phasen enthalten.
Bürstenlose Gleichstrommotoren benötigen zumindest einen elektronischen Netzschalter für jede Phase des Motors. Zur Minimierung der Kosten und Komplexität der für das Schalten notwendigen Elektronik muß die Anzahl an Phasen minimiert werden. In typischen Konfigurationen haben bürstenlose Motoren zwei oder drei Phasen. Die Leistung eines bürstenlosen Dreiphasen-Gleichstrommotors ist mit jener eines konventionellen Gleichstrommotors vergleichbar. In einem bürstenlosen Gleichstrommotor wird die Anzahl an Umdrehungen für jede Phase durch das Spannungs/Geschwindigkeits-Verhältnis des Motors bestimmt und ist typischerweise größer als die Anzahl an Umdrehungen in einem herkömmlichen Motor, da die Phasen nicht seriell sind.
Die größere Anzahl an Umdrehungen führt zu einer höheren Phaseninduktanz und einer dementsprechend höheren elektrischen Zeitkonstante.
Während des Schaltens bestimmt die elektrische Zeitkonstante die Zeitdauer, welche für den Anstieg des Phasenstroms vom anfänglichen Niveau auf den gewünschten Wert erforderlich ist. Das von der Motorphase erzeugte Drehmoment ist während der Schaltperiode wegen der niedrigen Stromführung der Phase gering, während der Strom auf den gewünschten Wert steigt.
Wenn die elektrische Zeitkonstante hoch ist, kann der Phasenstrom während der Zeitdauer, welche zur Anregung dieser Phase bei Betriebsgeschwindigkeit gedacht ist, nicht auf den gewünschten stabilen Wert steigen, was eine geringe Drehmomentleistung bei hoher Geschwindigkeit im stabilen Zustand bewirkt. Außerdem erzeugt die Stromanstiegsperiode eine große Stromveränderung sowohl im Motor als auch in der Speiseleitung. Diese Stromveränderung erzeugt ein unerwünschtes elektrisches Geräusch und eine Veränderung des Antriebsmoments, welches seinerseits ein unerwünschtes akustisches Geräusch erzeugt.
Ein für einpolige oder halbwellige Brückensteuerung ausgelegter Motor hat eine Zeitkonstante, welche typischerweise zweimal so groß wie jene eines für zweipolige oder ganzwellige Brückensteuerung ausgelegten Motors mit derselben Leistung ist. Stromfluktuation stellt daher für eine einpolige Motor/Steuervorrichtung ein ernsteres Problem dar als für eine zweipolige Motor/Steuervorrichtung, die einpolige Konfiguration ist jedoch typischerweise weniger kostenaufwendig als die zweipolige Konfiguration, weil sie weniger Schalteinrichtungen benötigt. Bei einem Vergleich zwischen der einpoligen Konfiguration und der zweipoligen Konfiguration ist eine Lösung des Problems der Stromveränderung vorteilhafter für eine einpolige Motor/Steuervorrichtung.
Bekannte Phase-gegen-Phase-Schalttechniken regen nur eine Motorphase auf einmal an und erzeugen während der Übergangsperioden des Schaltens unerwünschte Strom- und Drehmomentveränderungen.
Die vorliegende Erfindung schlägt ein neuartiges Phase-gegen-Phase-Schaltverfahren vor, in welchem die zwei Phasen, welche geschaltet werden, beide in derselben Zeitperiode während des Schaltübergangs unter Strom gesetzt werden. Ein bürstenloser Gleichstrommotor ist herkömmlicherweise derart gestaltet, daß die Wellenform der in den Phasen induzierten elektromotorischen Kräfte in der Theorie überlagert ist, wie in der ersten grafischen Darstellung der Spalte A der Fig. 1 gezeigt. Wie aus diesem Zeitdiagramm ersichtlich ist, steigt die in der zweiten Phase induzierte elektromotorische Kraft E2 an und liegt unter dem Maximalwert, wenn die in der ersten Phase induzierte elektromotorische Kraft E1 auf ihrem Maximalwert steht. Zu dem Zeitpunkt, zu dem die elektromotorische Kraft E2 den Maximalwert erreicht, beginnt die elektromotorische Kraft E1 abzunehmen. In der Praxis gibt es zu jedem Zeitpunkt, außer zu den Übergangszeitpunkten, eine, und nur eine, elektromotorische Kraft am Maximalwert.
Die Ströme IF1 und IF2 in den zwei Phasen sind im zweiten Zeitdiagramm der Spalte A gezeigt. Wie ersichtlich, fällt der Strom IF1 in der ersten Phase zum Übergangszeitpunkt mit einer beinahe vertikalen hinteren Flanke auf 0. Andererseits steigt der Strom IF2 in der zweiten Phase gradueller an, wobei seine Anstiegsrate zum Maximalwert durch die oben besprochene elektrische Zeitkonstante bestimmt wird.
Dies bedeutet, daß der im dritten Zeitdiagramm gezeigte und sich durch die Summe der Phasenströme IF1 und IF2 ergebende Netzstrom IL nicht konstant ist, sondern zum Übergangszeitpunkt einen "Spalt" hat.
Das vom Motor erzeugte und im vierten Zeitdiagramm gezeigte Drehmoment TQ hat infolgedessen einen Spalt, das heißt, es hat eine Kurve, welche im wesentlichen der Kurve des Netzstroms IL ähnlich ist.
Diese Veränderungen oder Spalte im Netzstrom stellen ein technisches Problem dar, da sie elektrisches. Geräusch und elektromagnetische Interferenz bewirken, deren Filterung zusätzliche Bestandteile erforderlich macht. Außerdem erzeugt die Veränderung des Netzstroms eine entsprechende Fluktuation im erzeugten Drehmoment, welche ihrerseits ein unerwünschtes akustisches Geräusch und einen niedrigen mittleren Drehmomentwert hervorruft, wodurch die Motorleistung abnimmt.
Die US-A-5 191 269 offenbart einen bürstenlosen Motor der im Oberbegriff des Anspruchs 1 definierten Art, bei welchem die beim Umschalten zwischen Phasen auftretende Drehmomentwelligkeit durch Steuerung der Phase, die nicht mit Strom versorgt wird, und der Phase, die mit Strom versorgt wird, wesentlichen reduziert wird, so daß der gesamte in diesen Phasen fließende Strom auf einem konstanten Wert gehalten wird. Dies wird durch gleichzeitige Steuerung sowohl der Ausschaltrate des Stroms der Phase, die nicht mit Strom versorgt wird, als auch der Einschaltrate des Stroms, welcher in der Phase, die mit Strom versorgt wird, fließt, erzielt. Die Leitung in jeder Phase wird von einem entsprechenden Transistor gesteuert, welcher von einem rückgekoppelten Operationsverstärker durch eine entsprechende, einen Stromintegrator enthaltende Anstiegsgeschwindigkeits-Steuerschaltung angetrieben ist. Der rückgekoppelte Verstärker hat einen an einen Widerstand gekoppelten ersten Eingang zum Abtasten des gesamten im Motor fließenden Stroms und einen mit einer Referenzspannung verbundenen zweiten Eingang. Die Anstiegsgeschwindigkeits- Steuerschaltungen werden durch Signale ein- und ausgeschaltet, welche von dem Rotor des Motors zugeordneten Positionssensoren geliefert werden. Soll eine erste Phase von der Stromquelle getrennt werden, während eine zweite Phase in einen stromführenden Zustand gebracht wird, treibt in diesem bekannten Motor die mit der ersten Phase kombinierte Anstiegsgeschwindigkeits-Steuerschaltung den entsprechenden Transistor an, so daß die Drain-Spannung davon gemäß einer linearen Spannungsanstiegsrate ansteigt, bis der durch jenen Transistor fließende Phasenstrom vollständig abgeschaltet ist. Gleichzeitig wird der an die in einen stromführenden Zustand zu versetzende zweite Phase gekoppelte Transistor leitend gemacht und Teil einer Rückkopplungsschleife" welche durch jene Phase den Strom zwingt, der dazu notwendig ist, die Spannung am Strom abtastenden Widerstand auf einem konstanten Wert zu halten. Somit wird in diesem bekannten bürstenlosen Motor der gesamte durch den Motor fließende Strom während des Umschaltens zwischen Phasen konstant gehalten. Dies wird jedoch erzielt, indem die beiden in den involvierten Phasen fließenden Ströme gezwungen werden, entsprechenden Zeitverängerungsgesetzen zu folgen, insbesondere wird der Strom in der Phase, die nicht mit Strom versorgt wird, entsprechend einem von der jeweiligen Anstiegsgeschwindigkeits-Steuerschaltung auferlegten ersten zwangsläufigen Zeitgesetz zum Absinken gebracht und der Strom in der Phase, die mit Strom versorgt wird, entsprechend einem von der Rückkopplungsschleife auferlegten zweiten zwangsläufigen Zeitgesetz zum Ansteigen gebracht.
Das Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung eines verbesserten bürstenlosen Gleichstrommotors und eines Verfahrens zum Steuern eines derartigen Motors, durch welche die Lösung aller oben angegebener Probleme auf zufriedenstellende Weise möglich wird.
Erfindungsgemäß wird dieses Ziel mittels eines bürstenlosen Motors gemäß Anspruch 1 und eines Verfahrens gemäß Anspruch 18 erzielt.
Weitere Vorteile und Charakteristika der vorliegenden Erfindung gehen aus der folgenden detaillierten Beschreibung unter Bezugnahme auf die angeschlossenen, nicht einschränkend und nur beispielhaft gedachten Zeichnungen hervor, in welchen:
Fig. 1 eine Reihe von die Betriebsmerkmale der vorliegenden Erfindung und des Standes der Technik veranschaulichenden Zeitdiagrammen zeigt und bereits teilweise beschrieben wurde,
Fig. 2 eine schematische Darstellung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Motors in Blockform ist,
Fig. 3 ein Zeitdiagramm ist, welches den Betrieb der Ausführungsform der Fig. 2 zeigt, und
Fig. 4 eine schematische Darstellung einer alternativen Ausführungsform des erfindungsgemäßen Motors in Blockform ist.
Gemäß einem ersten vorteilhaften Aspekt vermindert die vorliegende Erfindung die Veränderung des Stroms und des Drehmoments in einem auf herkömmliche Weise ausgebildeten bürstenlosen Motor, wie in Spalte B der Fig. 1 gezeigt. Da der Motor von herkömmlichem Typ ist, sind die in der ersten und zweiten Phase induzierten und im ersten Zeitdiagramm gezeigten elektromotorischen Kräfte E1, E2 identisch jenen für den vorhergehenden Fall (Spalte A).
Die Ströme IF1, IF2 in der ersten und zweiten Phase werden andererseits auf unterschiedliche Weise gesteuert. Der im zweiten Zeitdiagramm gezeigte Strom IF1 fällt nicht abrupt auf 0 wie im vorhergehenden Fall, sondern sinkt mit einer zur ansteigenden Kurve des Stroms IF2 in der zweiten Phase komplementären graduellen Kurve ab. Der im dritten Zeitdiagramm gezeigte Netzstrom IL ist somit beinahe konstant.
Das erzeugte Drehmoment TQ, welches im vierten Zeitdiagramm gezeigt ist, hat daher auch eine gleichmäßigere Kurve mit einer viel weniger ausgeprägten Diskontinuität als im vorhergehenden Fall.
Die Erfindung ist jedoch auf optimale Weise verwirklicht durch einen Motor, in welchem die induzierten elektromotorischen Kräften überlagert sind, wie in Spalte C der Fig. 1 gezeigt. Wie aus dem ersten Zeitdiagramm in Spalte C ersichtlich, gibt es in diesem Fall eine Zeitperiode, in welcher beide in der ersten und zweiten Phase E1, E2 induzierten elektromotorischen Kräfte auf einem Höchstwert liegen.
Die Steuerung der im zweiten Zeitdiagramm der Spalte C gezeigten Phasenströme IF1 und IF2 ist identisch mit dem vorhergehenden Fall (Spalte B), und der im dritten Zeitdiagramm gezeigte Netzstrom IL ist daher auch ähnlich dem vorhergehenden Fall, das heißt, er ist im wesentlichen konstant.
Die im vierten Zeitdiagramm gezeigte Kurve des erzeugten Drehmoments TQ ist andererseits weiter verbessert; sie ist nämlich mittels der Überlagerung der induzierten elektromotorischen Kräfte E1, E2 im wesentlichen konstant.
Diese Kurven der induzierten elektromotorischen Kräfte E1, E2 werden ohne weiteres erzielt und haben, wie oben erwähnt, Überlagerungsbereiche, in welchen die induzierten elektromotorischen Kräfte E1, E2 der zwei Phasen beide am Maximum sind.
Bei der vorliegenden Erfindung wird die Anregung der zu trennenden Phase beibehalten, während der Strom in der Phase, welche leitend gemacht werden soll, bis zum gewünschten Wert ansteigt. Beide Phasen werden während dieser Überlagerungsperiode mit Strom versorgt. Eine Stromsteuervorrichtung wird zur Regulierung des abnehmenden Stroms in der zu trennenden Phase derart eingesetzt, daß die Summe der Ströme in den zwei Phasen konstant und gleich dem gewünschten Betriebsstrom ist.
Der Motor und das Verfahren der Erfindung schaffen einen Netzstrom mit minimaler Netzstromveränderung und minimaler Drehmomentveränderung, wobei sie ein minimales elektrisches und akustisches Geräusch und eine verbesserte Motorleistung liefern.
Eine Ausführungsform einer Stromsteuertechnik samt System zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird nunmehr im Detail unter Bezugnahme auf das Diagramm der Fig. 2 und die in Fig. 3 gezeigten Wellenformen beschrieben.
Unter Bezugnahme auf Fig. 2 sind drei durch G1, G2, G3 angezeigte Stromsteuerschaltungen mit Übertragungsfunktion G(S) jeweils mit den Transistoren T1, T2, T3 verbunden. Natürlich sind die Transistoren T1, T2, T3 mit den drei Phasen oder Wicklungen W1, W2, W3, deren Übertragungsfunktion 1/(R+SL) ist, in Serie geschaltet. Die in Fig. 3 gezeigten Signale H1, H2, H3 sind Steuersignale, welche zum Schalten der Phasen W1, W2, W3 zu geeigneten Zeitpunkten bezüglich der elektromotorischen Kräfte E1, E2, E3 in den Phasen und gemäß dem hierin beschriebenen Verfahren verwendet werden.
Wie aus Fig. 3 ersichtlich, sind die drei Steuersignale H1, H2, H3 logische Signale und haben Zeitkurven, welche im wesentlichen den Kurven der jeweils in den Phasen induzierten elektromotorischen Kräfte E1, E2, E3 ähnlich sind. Das heißt, wenn die elektromotorische Kraft E1 z. B. einen hohen Wert (größer als eine Referenzschwelle) hat, liegt das Steuersignal H1 auf einem hohen logischen Wert und umgekehrt, wenn die elektromotorische Kraft E1 keinen hohen Wert besitzt, liegt das Steuersignal H1 auf einem niedrigen logischen Wert.
Die Signale H1, H2, H3 können zum Beispiel durch Ermitteln der induzierten elektromotorischen Kräfte E1, E2, E3 und Vergleichen derselben mit einem Referenz- oder Schwellenwert oder mittels Halleffektsensoren erzeugt werden. Die Signale H1, H2, H3 liefern Daten bezüglich der Winkelposition des Rotors des Motors und werden im Verfahren zur Synchronisierung verwendet.
Die Stromwellenformen i1, i2, i3 zeigen den Betrieb des erfindungsgemäßen Verfahrens. Sowohl die Ströme in den Phasen W1, W2, W3 als auch die diese Ströme anzeigenden und im Steuersystem verwendeten Signale sind nachstehend durch i1, i2, i3 angezeigt.
Es wird angenommen, daß beispielsweise zu einem gegebenen Zeitpunkt die Phase W1 mit Strom versorgt wird, wie im Anfangsteil der grafischen Darstellung der Fig. 3 gezeigt (Zeitpunkt t0). Zu diesem Zeitpunkt befindet sich die induzierte elektromotorische Kraft E1 auf ihrem Höchstwert, und das logische Signal H1 ist auf dem hohen logischen Pegel, wogegen sich die anderen zwei logischen Signale H2 und H3 auf niedrigem Pegel befinden.
Ein einzelnes positives Signal, nämlich ein Referenzsignal Iref, erreicht in der Folge den Addierknoten S1. Der Grund dafür ist, daß das System eine Kombinationsschaltung X4 besitzt, welche vom logischen Signal H1 gesteuert wird und somit das Referenzsignal Iref, welches es an seinem Eingang empfängt, ausgibt. Die Kombinationsschaltungen X1 bis X6 geben nämlich ein an ihren Eingängen empfangenes analoges Signal aus, wenn das logische. Steuersignal hoch ist; wenn andererseits das logische Steuersignal niedrig ist, geben sie ein Nullsignal aus. Das an das Steuersystem 1 gelieferte Referenzsignal Iref zeigt den gewünschten Stromwert im Motor an.
Wie ersichtlich, werden die zwei Kombinationsschaltungen X5 und X6 von den logischen Signalen H2 und H3 gesteuert, und ihre Auslänge sind somit Null. Die Ausgänge der Kombinationsschaltungen X1, X2, X3 sind ebenfalls Null, da sie von den logischen UND- Signalen der Signalpaare H1, H2; H2, H3 bzw. H3, H1 gesteuert werden. Die Steuerschaltung G1 empfängt somit ein Fehlersignal, welches vom Referenzsignal Iref abgegeben wird, von welchem ein den Strom in der Phase W1 anzeigendes Signal i1 im Addierknoten S1 subtrahiert wird.
Der Strom in den Phasen W1, W2, W3 wird nämlich mittels der die Ströme in den Phasen anzeigenden Signale i1, i2, i3 gesteuert. Die Signale i1, i2, i3 werden von Stromsensoren P1, P2, P3, z. B. von Nebenschlußsensoren, detektiert.
Die Steuerschaltung G1 reguliert infolgedessen den Strom in der Phase W1 auf einen Wert, welcher dem vom Referenzsignal Iref gelieferten Wert gleich ist.
Klarerweise sind die anderen zwei Phasen W2, W3 abgetrennt, da die jeweiligen Addierknoten S2, S3 nur Nullsignale und die invertierten Signale i2, i3 als Rückkopplung empfangen.
Zur Vervollständigung des Diagramms treffen sich die Ströme i1, i2, i3 in den Phasen W1, W2, W3 an einem Addierknoten S, dessen Ausgang daher der gesamte vom Motor aufgenommene Strom ist. Im wesentlichen erzeugt dieser vom Motor aufgenommene Strom das vom Motor erzeugte Drehmoment TQ, wie schematisch durch den Block Kt gezeigt, welcher die Umwandlung von Strom in ein Drehmoment darstellt.
Das Phase-gegen-Phase-Schalten von der Phase W1 zur Phase W2 beginnt zum Zeitpunkt t1, zu welchem das logische Signal H2 hoch wird. Beginnend mit dem Zeitpunkt t1 werden nämlich auch die Kombinationsschaltungen X1 und X5 zusätzlich zu X4 aktiv, während die anderen, d. h. X2, X3, X6 inaktiv bleiben. Der Addierknoten S2 empfängt in der Folge das Referenzsignal Iref, natürlich ebenso wie das Rückkopplungssignal i2, was bedeutet, daß der Strom i2 in der Phase W2 steigt, ohne auf irgendeine Weise durch die Steuerschaltung G2 eingeschränkt zu werden, bis er den vom Signal Iref vorgegebenen Wert erreicht. Das Verhalten des Stroms i2 in der Phase W2 ist somit nur durch die elektrische Zeitkonstante begrenzt.
Die Steuerung der Phase W1 ändert sich andererseits wegen der Aktivierung der Kombinationsschaltung X1. Bei aktivierter Schaltung X1 tritt nämlich auch das den Strom in der Phase W2 anzeigende Signal i2 in den Addierknoten S1 ein, jedoch umgekehrt, d. h. als Rückkopplung. Die in einem geschlossenen Kreis arbeitende Steuerschaltung G1 steuert somit den Stromwert in der Phase W1 unter Verwendung von Iref-i2 als Referenz, was bedeutet, daß die hintere Flanke des Stroms gleich dem Wert Iref abzüglich des Stroms i2 ist.
In der Praxis wird der Strom i2 vom Strom i1 subtrahiert, was somit wiedergegeben ist durch die Gleichung:
i1 = Iref - i2,
und verringert sich somit mit einer zur ansteigenden Kurve des Stroms i2 komplementären Kurve, wie aus der grafischen Darstellung der Fig. 3 ersichtlich.
Der Netzstrom, welcher sich aus der Summe der Ströme in den Phasen ergibt, kann somit nur gleich dem Wert des Signals Iref bleiben. Der Strom i2 in der Phase W2 steigt somit mit einer durch die elektrische Zeitkonstante und die verfügbare Netzspannung festgelegten Rate, und der Strom i1 in der Phase W1 nimmt durch das geschlossene Regelkreissystem ab, so daß die Summe der Ströme i1 und i2 gleich dem Referenzwert Iref gehalten wird.
Der Wert Iref ist ein vorbestimmter Referenzwert, welcher im einfachsten Fall konstant ist, und das Steuersystem 1 hält somit den vom Motor aufgenommenen Strom konstant. Der Referenzwert Iref kann jedoch auch über die Zeit variabel sein, das heißt, es kann ein Referenzsignal Iref gegeben sein, welches auch die Funktion hat, mittels des Steuersystems 1 den Wert des Netzstroms IL, d. h. den gesamten vom Motor aufgenommenen Strom, zu bestimmen. Das Signal Iref kann zum Beispiel von der Anzahl an Umdrehungen oder dem Drehmoment des Motors abhängen.
Der Zeitpunkt t2 ist die Maximalgrenze, bis zu welcher die Phase W1 leitend bleiben darf. Zum Zeitpunkt t2 wird das logische Signal H1 nämlich niedrig, so daß das Signal H2 als einziges logisches Signal hoch bleibt. Diese Situation ist genau dieselbe wie die anfangs beschriebene, in welcher die Phase W1 mit Strom versorgt wurde und nur das logische Signal H1 hoch war. In diesem Fall ist natürlich die Phase W2 die einzige mit Strom versorgte Phase, da die einzige aktive Kombinationsschaltung X5 ist, weil sie vom logischen Signal H2 gesteuert wird, während alle anderen Kombinationsschaltungen inaktiv sind. Infolgedessen ist der einzige Addierknoten, welcher ein positives Signal, d. h. Iref, empfängt, der Knoten 52, und die entsprechende Steuerschaltung G2 versucht somit, den Strom i2 in der Phase W2 auf den von Iref vorgegebenen Wert zu bringen.
Wenn der Strom i2 vor dem Zeitpunkt t2 einen Wert erreicht, welcher gleich Iref ist, wird in der Praxis die Phase W1 durch die Steuerschaltung G1 abgetrennt, und nur die Phase W2 bleibt unter Strom. Die Kombination der elektrischen Zeitkonstante, der verfügbaren Netzspannung und der Betriebsgeschwindigkeit des Motors kann gegebenenfalls so sein, daß der Strom i2 den Wert Iref nicht vor dem Zeitpunkt t2 erreicht. Der Strom i1 ist jedoch in jedem Fall zum Zeitpunkt t2 durch die Deaktivierung der Kombinationsschaltung X4 abgeschaltet. Nach dem Zeitpunkt t2, wenn die Phase W1 abgetrennt ist, bleibt nur die Phase W2 bis zu dem Zeitpunkt t3 unter Strom, zu dem die nächste Phase-gegen-Phase-Schaltung von der Phase W2 zur Phase W3, genau wie für die Phasen W1 und W2 beschrieben, stattfindet.
Die Zeitpunkte t1 und t2 können feststehend oder in Abhängigkeit vom Strom und/oder der Geschwindigkeit des Motors oder in Abhängigkeit von einem anderen Parameter variabel sein.
Eine andere Ausführungsform eines Stromsteuersystems, welches zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens verwendet werden kann, ist in Fig. 4 gezeigt. In Fig. 4 wurden Teilen und Elementen, die bereits unter Bezugnahme auf Fig. 2 beschrieben wurden, wieder dieselben alphabetischen und/oder numerischen Symbole gegeben. Bei dieser Ausführungsform umfaßt das System 1 nur eine Schleife zur Steuerung des Stroms anstatt drei wie im vorhergehenden Fall, und demgemäß gibt es nur eine Stromsteuerschaltung G anstatt drei. Das zur Durchführung gelangende Verfahren ist jedoch im wesentlichen dasselbe, es treffen die in Fig. 3 gezeigten Wellenformen zu, und nachstehend sind nur die Unterschiede bezüglich der vorhergehenden Ausführungsform beschrieben.
In dieser Ausführungsform wird der gesamte in den Phasen W1, W2, W3 fließende Strom i vom Sensor P detektiert und vom Referenzsignal Iref im Addierknoten S4 subtrahiert. Es wird so ein Fehlersignal erzeugt und der Steuerschaltung G zugeführt. Steht nur eine der Phasen unter Strom, z. B. die Phase W1, wird das von der Steuerschaltung G erzeugte Signal nur dem Transistor T1 mittels der Kombinationsschaltung X2 und dem Addierknoten S1 zugeführt, während alle anderen Kombinationsschaltungen und infolgedessen alle anderen Phasen inaktiv sind.
Die Kombinationsschaltungen X1, X2, X3, X4, X5, X6 werden von den logischen Signalen J1, K1, J2, K2, J3 bzw. K3 gesteuert, welche von einer logischen Schaltung LGC auf Basis der logischen Steuersignale H1, H2, H3 erzeugt werden. Die logische Schaltung LGC steuert die Kombinationsschaltungen X1 bis X6 derart, daß das Verhalten des Steuersystems 1 im wesentlichen ähnlich jenem der vorhergehenden Ausführungsform ist.
Wenn beispielsweise angenommen wird, daß die Phase W1 im stabilen Zustand mittels des Signals K1 unter Strom gesetzt wird, aktiviert die logische Schaltung LGC das logische Signal J2 zum Zeitpunkt t1 und sendet somit das Signal V+ an den Transistor T2. Dies bewirkt, daß die Phase W2 unter Strom gesetzt wird, und der Strom darin beginnt ohne Beschränkung durch die Steuerschaltung G, sondern nur durch die elektrische Zeitkonstante, zu steigen. Da die Phase W1 von der Steuerschaltung G, welche versucht, den gesamten Strom i gleich Iref zu halten, gesteuert wird, wird der Strom in der Phase W1 in der Folge reduziert, das heißt in der Praxis, daß der in der Phase W2 zu fließen beginnende Strom vom Strom in der Phase W1 subtrahiert wird.
Zum Zeitpunkt t2 deaktiviert die logische Schaltung LGC nacheinander das Signal K1 unter Abtrennen der Phase W1, deaktiviert das Signal J2 und aktiviert das Signal K2, so daß die Phase W2 nicht länger vom Signal V+ ohne Steuerung, sondern vom Signalausgang durch die Steuerschaltung G mittels der Kombinationsschaltung X4 mit Strom versorgt wird, wodurch die Phase W2 in einen stabilen Zustandsbetrieb gebracht wird.
Da der Strom in der Phase W2 den Wert Iref vor dem Zeitpunkt t2, zu welchem er der Steuerung der Schaltung G unterworfen wird, überschreiten kann, weil er in der Praxis während der Zeitperiode zwischen den Zeitpunkten t1 und t2 keinerlei Steuerung unterliegt, hat das System 1 einen Mechanismus zum Eingreifen in derartigen Situationen.
Das System 1 umfaßt nämlich einen Komparator C zum Ermitteln des Zeitpunkts, zu welchem der ansteigende Strom in der Phase W2 den durch Iref vorgegebenen Wert erreicht hat, sollte dieser Wert vor dem Zeitpunkt t2, zu welchem er der Steuerschaltung G unterworfen würde, erreicht werden.
Diese Bedingung wird durch den Vergleich des Signalausgangs der Steuerschaltung G mit einem Referenzwert Vref ermittelt. Die Steuerschaltung G versucht nämlich zu dem Zeitpunkt, zu dem der Strom in der Phase W2 den Wert Iref übersteigt, den Strom in der Phase W1 mit einem negativen Wert zu steuern. Dieses Ereignis wird vom Komparator C detektiert. Der Ausgang des Komparators C ist mit der logischen Schaltung LGC verbunden, so daß die logische Schaltung LGC zum Zeitpunkt der Detektion des zuvor genannten Ereignisses alle für den Zeitpunkt t2 programmierten Operationen im voraus ausführt. Wie ersichtlich, ist das in dieser alternativen Ausführungsform beschriebene System 1 somit funktionell mit dem Steuersystem 1 der vorhergehenden Ausführungsform identisch, hat jedoch eine unterschiedliche Konfiguration.
Das erfindungsgemäße Verfahren kann auf völlig gleichwertige Weise mit einer pulsbreitenmodulierten Stromsteuerung (PWM) verwendet werden.
Der in der mit Strom zu versorgenden Phase ansteigende Strom kann auf eine Weise, welche der oben beschriebenen ähnlich ist, gesteuert werden.
Die Hauptvorteile der vorliegenden Erfindung im Vergleich zum Stand der Technik sind folgende:
- Diese Technik macht vor dem Abtrennen der leitenden Phase die "nächste Phase" leitend und bewirkt somit für eine kurze Zeitperiode während des Schaltens einen Stromfluß in zwei Phasen gleichzeitig. Eine Stromsteuervorrichtung wird zum "Formen" des abnehmenden Stroms (oder des ansteigenden Stroms) bis zur gewünschten Kurve verwendet. Die Stromüberlagerungstechnik erzielt:
- weniger Stromveränderung und kürzere Anstiegszeiten des gesteuerten Stroms;
- geringere Drehmomentveränderung aufgrund der Steuervorrichtung des überlagerten Stroms;
- weniger akustische Geräusche aufgrund der reduzierten Drehmomentveränderung;
- weniger elektrische Geräusche (EMI) aufgrund der reduzierten Stromveränderung und der gesteuerten Stromanstiegszeiten, wobei Filterkomponenten auf ein Minimum reduziert und sowohl Platz- als auch Kostenanforderungen reduziert werden können;
- verbessertes mittleres Drehmoment und verbesserte Leistung des Motors wegen der Reduktion des "Spalts" im Strom während des Schaltens;
- reduzierte Magnetostriktion und elektrodynamische Belastung aufgrund der gesteuerten Stromanstiegszeiten.

Claims

1. Bürstenloser Gleichstrommotor mit einer Mehrzahl von Wicklungen oder Phasen (W1, W2, W3) und einem Steuersystem (1) zur aufeinanderfolgenden Stromversorgung der Phasen (W1, W2, W3) auf eine Weise, daß während des Abtrennens einer ersten Phase (W1, W2, W3) von der Stromquelle und der Stromversorgung einer zweiten Phase (W2, W3, W1) eine Zeitperiode besteht, in welcher sowohl die erste (W1, W2, W3) als auch die zweite Phase (W2, W3, W1) mit Strom versorgt werden und die Summe der Ströme in der ersten (W1, W2, W3) und zweiten Phase (W2, W3, W1) gleich einem vorbestimmten Referenzsignal (Iref) ist; dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersystem (1) dazu ausgelegt ist, den freien Anstieg des Stroms in der zweiten Phase (W2, W3, W1) gemäß der elektrischen Zeitkonstante der zweiten Phase (W2, W3, W1) in dieser Zeitperiode zuzulassen, bis der Strom den dem Referenzsignal (Iref) entsprechenden Wert erreicht.

2. Motor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal (Iref) im wesentlichen konstant ist.

3. Motor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal (Iref) von der Umdrehungsrate des Motors abhängt.

4. Motor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal (Iref) vom Drehmoment des Motors abhängt.

5. Motor nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Summe der Ströme in der ersten und zweiten Phase im wesentlichen gleich dem Wert des Stroms in der ersten und zweiten Phase ist, wenn diese einzeln mit Strom versorgt werden.

6. Motor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersystem (1) zur Steuerung des Stroms durch Pulsbreiten-Modulation ausgelegt ist.

7. Motor nach Anspruch 5 oder Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersystem (1) zur Steuerung des Stroms in einem geschlossenen Kreis ausgelegt ist.

8. Motor nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersystem (1) eine Stromabtastvorrichtung (P) zur Detektion des vom Motor aufgenommenen Stroms (IL) umfaßt.

9. Motor nach Anspruch 7 oder Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersystem (1) weitere Stromabtastvorrichtungen (P1, P2, P3) zur Detektion der Ströme (i1, i2, i3) in den Phasen (W1, W2, W3) umfaßt.

10. Motor nach Anspruch 8 oder Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastvorrichtung (P) und die weiteren Stromabtastvorrichtungen (P1, P2, P3) Nebenschlußsensoren umfassen.

11. Motor nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitperiode, während der sowohl die erste als auch die zweite Phase mit Strom versorgt werden, auf Basis von die Winkelposition des Rotors des Motors anzeigenden logischen Steuersignalen (H1, H2, H3) bestimmt wird.

12. Motor nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die logischen Steuersignale (H1, H2, H3) auf Basis der in den Phasen (W1, W2, W3) des Motors induzierten elektromotorischen Kräfte (E1, E2, E3) erzeugt werden.

13. Motor nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die logischen Steuersignale (H1, H2, H3) durch Vergleichen der induzierten elektromotorischen Kräfte (E1, E2, E3) mit einem Referenzwert erzeugt werden.

14. Motor nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die logischen Steuersignale (H1, H2, H3) durch Halleffekt-Positionssensoren erzeugt werden.

15. Motor nach einem der Ansprüche 11 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die logischen Steuersignale (H1, H2, H3) zwecks Modifizierens der Zeitperiode variabel sind.

16. Motor nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die logischen Steuersignale (H1, H2, H3) in Abhängigkeit von der Umdrehungsrate des Motors und/oder des vom Motor aufgenommenen Stroms variabel sind.

17. Motor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersystem (1) derart ausgelegt ist, daß es in dieser Zeitperiode der Steuerung eines geschlossenen Regelkreisstromsystems unterworfen und die erste Phase abgetrennt wird, wenn der durch die zweite Phase fließende Strom den vom Referenzsignal (Iref) bestimmten Wert überschreitet.

18. Verfahren zum Steuern eines bürstenlosen Gleichstromelektromotors mit einer Mehrzahl von Phasen (W1, W2, W3), worin die Phasen (W1, W2, W3) nacheinander mit Strom versorgt werden, umfassend den Schritt der Stromversorgung der Phasen (W1, W2, W3) auf eine Weise, daß: während des Abtrennens einer ersten Phase von der Stromquelle und der Versorgung einer zweiten Phase mit Strom eine Zeitperiode besteht, in welcher sowohl die erste als auch die zweite Phase mit Strom versorgt werden, und die Summe der Ströme in der ersten und zweiten Phase im wesentlichen gleich einem vorbestimmten Referenzsignal (Iref) ist; dadurch gekennzeichnet, daß in dieser Zeitperiode der Strom in der zweiten Phase gemäß der elektrischen Zeitkonstante der zweiten Phase frei steigen darf, bis der Strom den dem Referenzsignal (Iref) entsprechenden Wert erreicht.

19. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal im wesentlichen konstant ist.

20. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal (Iref) von der Umdrehungsrate des Motors abhängt.

21. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal (Iref) vom Drehmoment des Motors abhängt.

22. Verfahren nach einem der Ansprüche 18 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Summe der Ströme in der ersten und zweiten Phase im wesentlichen gleich dem Wert des Stroms in der ersten und zweiten Phase ist, wenn diese einzeln mit Strom versorgt werden.

23. Verfahren nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß es den Schritt der Stromsteuerung durch Pulsbreiten-Modulation umfaßt.

24. Verfahren nach Anspruch 22 oder Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß es den Schritt der Stromsteuerung in einem geschlossenen Kreis umfaßt.

25. Verfahren nach einem der Ansprüche 18 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß es den Schritt des Ermittelns des vom Motor aufgenommenen Stroms (IL) umfaßt.

26. Verfahren nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß es den Schritt des Ermittelns der Ströme (i1, i2, i3) in den Phasen (W1, W2, W3) umfaßt.

27. Verfahren nach einem der Ansprüche 18 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß es den Schritt des Bestimmens der Zeitperiode, in welcher sowohl die erste als auch die zweite Phase mit Strom versorgt werden, auf Basis von die Winkelposition des Rotors des Motors anzeigenden logischen Steuersignalen (H1, H2, H3) umfaßt.

28. Verfahren nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß es den Schritt des Erzeugens der logischen Steuersignale (H1, H2, H3) auf Basis der in den Phasen (W1, W2, W3) des Motors induzierten elektromotorischen Kräfte (E1, E2, E3) umfaßt.

29. Verfahren nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß es den Schritt des Erzeugens der logischen Steuersignale (H1, H2, H3) durch Vergleichen der induzierten elektromotorischen Kräfte (E1, E2, E3) mit einem Referenzwert umfaßt.

30. Verfahren nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß es den Schritt des Erzeugens der logischen Steuersignale (H1, H2, H3) mittels Halleffekt-Positionssensoren umfaßt.

31. Verfahren nach einem der Ansprüche 27 bis 30, dadurch gekennzeichnet, daß es den Schritt des Veränderns der logischen Steuersignale (H1, H2, H3) zwecks Modifizierens der Zeitperiode umfaßt.

32. Verfahren nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß es den Schritt des Veränderns der logischen Steuersignale (H1, H2, H3) in Abhängigkeit von der Umdrehungsgeschwindigkeit des Motors und/oder des vom Motor aufgenommenen Stroms umfaßt.

33. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß es den Schritt des Unterwerfens des Stroms der Steuerung eines geschlossenen Regelkreisstromsystems und des Abtrennens der ersten Phase umfaßt, wenn der durch die zweite Phase fließende Strom während dieser Zeitperiode den vom Referenzsignal (Iref) bestimmten Wert überschreitet.