DE69533405T2

DE69533405T2 - Verfahren und gerät zum erhöhen der empfängerimmunität gegenüber störsignalen

Info

Publication number: DE69533405T2
Application number: DE69533405T
Authority: DE
Inventors: E. Charles WHEATLEY; E. Paul PETERZELL; K. Richard KORNFELD; L. Ana WEILAND
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1994-12-16
Filing date: 1995-12-11
Publication date: 2005-09-01
Anticipated expiration: 2015-12-12
Also published as: CA2467276A1; KR100369272B1; CN1211948C; JP2002190748A; FI116342B; AU1424799A; JP4787300B2; MX9704445A; IL131443A; RU2002125369A; ATE339811T1; FI117840B; CA2467295C; FI972501A0; JP2007274730A; AU1425099A; RU2305363C2; RU2007111391A; CN101072058B; AU717794B2

Description

Hintergrund der Erfindung
I. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Funkkommunikationen bzw. Nachrichtenübertragungen. Spezieller bezieht sich die vorliegende Erfindung auf das Verbessern der Immunität eines Kommunikationsempfängers gegenüber Interferenz bzw. Störungen.
II. Beschreibung der verwandten Technik
Es gibt gegenwärtig mehrere Arten von zellularen Funktelefonsystemen, die in Betrieb sind. Diese Systeme umfassen das Advanced Mobile Phone System (AMPS) und die zwei digitalen zellularen Systeme: Zeitmultiplex-Vielfachzugriff (Time Division Multiple Access, TDMA) und Codemultiplex-Vielfachzugriff (Code Division Multiple Access, CDMA). Die digital zellularen Systeme werden implementiert, um mit Kapazitätsproblemen umzugehen, die AMPS erfährt.
Alle die zellularen Funktelefonsysteme werden mit mehreren Antennen betrieben, die ein geographisches Gebiet abdecken. Die Antennen senden in ein Gebiet, das in der Technik als eine Zelle bezeichnet wird. Die AMPS Zellen sind von den CDMA Zellen getrennt und verschieden. Das macht es wahrscheinlich, dass die Antenne für die Zelle eines Systems in einer Zelle eines anderen Systems lokalisiert bzw. angeordnet sein kann. Desgleichen gibt es innerhalb eines bestimmten Systems (AMPS, CDMA und TDMA) zwei Dienstanbieter innerhalb eines vorgegebenen Gebiets. Diese Anbieter entscheiden sich oft dafür, Zellen an von ihrem Mitbewerber unterschiedlichen geographischen Standorten zu platzieren, in Folge dessen gibt es Situationen in denen ein Funktelefon des Systems 'A' weit weg von der nächstgelegenen System 'A' Zelle sein könnte, während es nahe einer Zelle des Systems 'B' ist. Diese Situation bedeutet, dass das gewünschte Empfangssignal beim Vorhandensein starker Mehrtoninterferenz (multi-tone interference) schwach sein wird.
Diese Vermischung von Systemanteilen kann Probleme für ein mobiles Funktelefon verursachen, das in einem System registriert ist, wie beispielsweise dem CDMA System, und sich neben der Antenne eines anderen Systems bewegt, wie beispielsweise einer AMPS Antenne. In diesem Fall können die Signale von der AMPS Antenne die CDMA Signale, die von dem Funktelefon empfangen werden, stören, und zwar aufgrund der Nähe des Funktelefons zu der AMPS Zelle oder der höheren Leistung des AMPS Vorwärtsverbindungssignals.
Die durch das Funktelefon von den AMPS Signalen erfahrene Mehrtoninterferenz (multi-tone interference) erzeugt Verzerrungsprodukte oder Oberwellen (spurs). Falls diese Oberwellen in das von dem Funktelefon verwendete CDMA Band fallen, können sie die Empfänger und Demodulatorleistungsfähigkeit vermindern.
Es ist in einem AMPS System häufig der Fall, dass die Betreiber (carriers) (A und B Bänder) das System des Wettbewerbers unbeabsichtigt blockieren bzw. stören (jam). Das Ziel des Netzbetreibers (cellular carrier) ist es ein hohes Signal-zu-Rauschverhältnis für alle Nutzer ihres Systems vorzusehen, und zwar durch Platzieren von Zellen nahe am Boden oder nahe zu ihren Nutzern und durch Abstrahlen der FCC Leistungsgrenze für jeden AMPS Kanal. Leider liefert diese Technik bessere Signalqualität für das System des Betreibers auf Kosten der Interferenz mit dem System des Wettbewerbers.
Intermodulationsverzerrung beispielsweise jene durch die obigen Situationen verursachte, wird in Ausdrücken des Spitzenstörpegels (peak spurious level) definiert, der durch zwei oder mehr in einen Empfänger eingespeiste Töne generiert wird. Am häufigsten wird der Verzerrungspegel der dritten Ordnung für einen Empfänger definiert und zwar in Ausdrücken bzw. Größen eines Eingangsschnittpunkts dritter Ordnung (third-order input intercept point) oder IIP3. IIP3 wird definiert als die Eingangsleistung (in der Form zweier Töne), die benötigt wird um Verzerrungsprodukte dritter Ordnung zu erzeugen, und zwar gleich der Zweitoneingangsleistung. Wie in 13 gezeigt ist, kann IIP3 nur linear Extrapoliert werden, wenn ein nicht lineares Element, wie beispielsweise ein Verstärker, unterhalb der Sättigung ist.
Wie in 14 gezeigt ist, treten Verzerrungsprodukte dritter Ordnung nur dann auf, wenn zwei Töne in einen Empfänger eingespeist werden. Ton #1 ist bei einer Frequenz f1 mit einem Leistungspegel P1 in dBm. Ton #2 ist bei einer Frequenz f2 mit einem Leistungspegel P2 in dBm. Typischerweise wird P2 gleich mit P1 gesetzt. Verzerrungsprodukte dritter Ordnung werden bei den Frequenzen 2 × f1 – f2 und 2 × f2 – f1 mit den Leistungspegeln P12 und bzw. P21 kreiert. Falls P2 gleich P1 gesetzt ist, dann sollten die Störprodukte gleich sein oder P12 und P21 sollten gleich sein. Das Signal fc wird mit einem Leistungspegel Pc eingespeist, um zu zeigen, dass in diesem Fall die addierte Verzerrung gleich einem niedrigen Signalpegel ist. Falls es ein Filter gibt, dass f1, f2 und f21 herausfiltert und zwar nachdem die Verzerrung kreiert wurde, wird die Leistung bei f12 die Signalleistung bei fc immer noch stören. Im Beispiel der 14 ist für eine CDMA Anwendung das Ziel, dass die Intermodulation P12 gleich der Signalleistung von –105 dBm sein sollte, und zwar für eine Zweitongesamtleistung von –43 dBm, so dass der IIP3 > –9 dBm sein müsste.
Wie in der Technik bekannt ist, ist der IIP3 für ein Einzelnes nichtlineares Element wie folgt definiert: IIP3 = IM3/2 + Pin (dBm)falls P₁ = P₂ dann P_in = P₁ + 3 dB oder P₂ + 3 dB (dBm) und
IM3 = P₁ – P₁₂ = P₂ – P₂₁ = P₂ – P₁₂ = P₁ – P₂₁ (dB)
für kaskadierte IIP3 wenn mehrere nichtlineare Elemente verwendet werden lautet die Gleichung wie folgt: IIP3 = –10*log10[10(Verstärkung–ElementIIP3)/10 + 10(–IIP3 der vorhergehenden Stufen)/10]wobei: Verstärkung = Verstärkung zum Elementeingang.
Deshalb ist ein Weg zum Verbessern des kaskadierten IIP3 eines Empfängers die Verstärkung vor dem ersten nichtlinearen Element zu erniedrigen. In diesem Fall begrenzen der LNA und Mischer den IIP3. Jedoch muss eine andere Größe definiert werden, die die Sensitivität bzw. Empfindlichkeit oder niedrigsten Empfangssignalpegel ohne Interferenz festlegt. Diese Größe wird in der Technik als die Rauschzahl (Noise Figure, NF) bezeichnet. Falls die Verstärkung des Empfängers reduziert wird, um den IIP3 (und Interferenzimmunität) zu verbessern, wird die NF (und Empfindlichkeit gegenüber kleinen gewünschten Signalen) verschlechtert.
Die Element NF ist wie folgt definiert:
wobei S_i/N_i das Eingangssignal-zu-Rauschverhältnis in dB ist, und
S_o/N_o das Ausgangssignal-zu-Rauschverhältnis in dB ist.
Für kaskadierte Elemente in einem Empfänger lautet die Gleichung wie folgt:
wobei NFe gleich der Rauschzahl des Elements ist,
NFi gleich der kaskadierten Rauschzahl bis zu dem Element ist und Verstärkung gleich der laufenden Verstärkung bis zu dem Element ist.
Die 'beste' kaskadierte NF kann erreicht werden falls die Verstärkung bis zu dem Element maximiert wird, wobei diese Gleichung im Widerspruch zu der Anforderung für den 'besten' kaskadierten IIP3 ist. Für eine gegebenen Elementweise und Empfänger NF und IIP3 gibt es einen begrenzten Satz von Verstärkungswerten für jedes Element der alle der Anforderungen erfüllt.
Typischerweise wird ein Empfänger mit NF und IIP3 als vordefinierte Konstanten entworfen, da beide dieser Größen den Dynamikbereich des Empfängers beim Betrieb mit und ohne Interferenz festlegen. Die Verstärkung, NF und IIP3 jeder Einheit werden optimiert, und zwar basierend auf Größe, Kosten, Wärme, Ruhe- und Aktivstromverbrauch des Elements. Im Fall eines Dualmode CDMA/FM tragbaren zellularen Empfängers erfordert der CDMA Standard eine 9 dB NF beim minimalen Signal. Mit anderen Worten ist beim CDMA Modus die Empfindlichkeitsanforderung ein 0 dB S/N Verhältnis bei –104 dBm. Für den FM Modus ist die Anforderung ein 4 dB S/N Verhältnis bei –116 dBm. In beiden Fällen können die Anforderungen in eine NF übersetzt werden, und zwar wie folgt:
wobei S die minimale Signalleistung ist,
S/N das minimale Signal-zu-Rauschverhältnis ist,
N_therm das thermische Grundrauschen (–174 dBm/Hz bei 290°K) ist, und Signal BW (dB/Hz) die Bandbreite des Signals ist.
Damit gilt: CDMA NF = –104 dBm – 0 dB – (–174 dBm/Hz) – 61 dB/Hz = 9 dB, FM NF = –116 dBm – 4 dB – (–174 dBm/Hz) – 45 dB/Hz = 9 dB,wobei –61 dBm/Hz die Rauschbandbreite für eine CDMA Kanal ist
–45 dBm/Hz die Rauschbandbreite für einen FM Kanal ist.
Jedoch wird die NF des Empfängers nur benötigt, wenn das Signal nahe dem minimalen Pegel ist und der IIP3 wird nur in der Gegenwart von Interferenz oder starken CDMA Signalen benötigt.
Es gibt nur zwei Wege um Abdeckung in den Gebieten vorzusehen, wo der Betreiber starke Interferenz erzeugt. Eine Lösung ist es die gleiche Technik anzuwenden, d. h. seine Zellen neben denen des Wettbewerbers anzuordnen.
Eine andere Lösung ist es die Immunität eines Empfängers gegenüber Interferenz zu verbessern. Ein Weg zum Verbessern der Immunität ist es den Empfängerstrom zu erhöhen. Das ist jedoch für ein tragbares Funkgerät, das auf Batterieleistung angewiesen ist, keine brauchbare Lösung. Erhöhen des Stroms würde die Batterie schneller entleeren, dabei die Gesprächs- und Bereitschaftszeit des Funktelefons reduzieren. Es gibt daher einen Bedarf die Mehrtoninterferenz bei einem Funktelefon zu minimieren ohne den Stromverbrauch zu beeinträchtigen.
Weitere Aufmerksamkeit wird auf das Dokument U.S. 5,230,096 gelenkt, das eine Antennenanordnung eines Funkempfängers beschreibt, die einen HF Vorverstärker enthält, wobei eine Schaltung vorgesehen ist zum Umgehen des Vorverstärkers wenn starke Signale von der Antenne aufgenommen werden, um eine Überlastung des Vorverstärkers zu vermeiden.
Aufmerksamkeit wird auch gelenkt auf die EP 622 907 , die eine Prozedur zum Verwenden eines Funktelefons mit einem externen Verstärkungsmittel zum Empfangen, Verstärken und Senden eines Funkfrequenzempfangsignals an das Funktelefon ausführlich beschreibt, wobei ein Empfangsfrequenzsignal an einen Eingangsverstärker geliefert wird. Wenn das externe Verstärkungsmittel mit dem Funktelefon verbunden ist, wird der Eingangsverstärker des Funktelefons umgangen, oder seine Verstärkung wird niedriger eingestellt. Das Steuersignal ist vorzugsweise ein Spannungssteuersignal direkter Spannungsfrequenz oder niedriger Frequenz, das in dem Verstärkungsmittel erzeugt wird, das in dem Verstärkungsmittel in das Empfangssignal addiert wird und in dem Funktelefon von dem Empfangssignal in ein Steuersignal für den Eingangsverstärker getrennt wird.
In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung ist eine Vorrichtung zum Erhöhen der Immunität des Empfängers gegenüber Funkfrequenzinterferenz gemäß den Ansprüchen 1, 4, 5 und 6 vorgesehen. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung können den abhängigen Ansprüchen entnommen werden.
Die vorliegende Erfindung stellt die Dämpfung in einer Schaltung ein, verbessert dadurch die Immunität eines Empfängers gegenüber Interferenz. Die Schaltung besitzt ein Dämpfungsglied mit Dämpfung und automatischer Verstärkungssteuerung (automatic gain control, AGC) mit einer variablen Verstärkung. Die Dämpfung wird um einen vorbestimmten Betrag variiert. Die Verstärkung der Schaltung wird dann detektiert. Falls die detektierte Verstärkungsänderung größer als eine vorbestimmte Schwelle ist, wurden Intermodulationsprodukte detektiert und die Eingangsdämpfung (front end attenuation) wird erhöht, um die Intermodulationsleistung zu reduzieren.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 zeigt ein Blockdiagramm einer Vorrichtung eines allgemeinen Designs zum Erhöhen von Empfängerimmunität.
2 zeigt ein Blockdiagramm eines anderen Designs.
3 zeigt ein Blockdiagramm eines anderen Designs.
4 zeigt ein Blockdiagramm eines anderen Designs.
5 zeigt eine graphische Darstellung empfangener HF Eingangsleistung im Vergleich zum Träger-zu-Rauschverhältnis gemäß dem Ausführungsbeispiel der 7.
6 zeigt eine graphische Darstellung empfangener HF Eingangsleistung im Vergleich zum Träger-zu-Rauschverhältnis gemäß dem Ausführungsbeispiel der 8.
7 zeigt ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
8 zeigt eine graphische Darstellung der Interferenzleistung im Vergleich zur Signalleistung ohne Verwendung der Vorrichtung der vorliegenden Erfindung.
9 zeigt eine graphische Darstellung der Interferenzleistung im Vergleich zur Signalleistung gemäß den alternativen Ausführungsbeispielen der Vorrichtungen der vorliegenden Erfindung.
10 zeigt ein Blockdiagramm eines alternativen Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
11 zeigt ein Blockdiagramm eines anderen alternativen Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
12 zeigt ein Blockdiagramm eines anderen alternativen Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
13 zeigt eine graphische Darstellung nichtlinearer Übertragungscharakteristika und Verzerrungsmessung.
14 zeigt eine spektrale Beschreibung von Verzerrungsprodukten.
15 zeigt ein Blockdiagramm eines Verfahrens zum Detektieren der Leistung eines Empfangssignals gemäß der vorliegenden Erfindung.
16 zeigt ein Flussdiagramm des Dämpfungssteuerungsprozesses.
Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung die Empfänger NF und IIP3 zu variieren, und zwar zum Verbessern der IIP3 (oder Interterenzimmunitiät) ohne die NF zu beeinträchtigen, falls nötig. Diese 'Verbesserung' der Leistung wird erreicht durch Variieren der Verstärkung des ersten aktiven Elements im Empfänger. Die Verstärkung kann variiert werden durch Variieren der Verstärkung des LNA über einen kontinuierlichen Bereich oder durch Herausschaltung bzw. Ausschalten des rauscharmen Verstärkers mittels Umgehungsschaltern (Bypass Switches).
Ein Blockdiagramm einer Konstruktion bzw. eines Designs ist in 1 dargestellt. Diese Konstruktion umfasst das Einstellen der Verstärkung des LNA 115 auf einer kontinuierlichen Basis unter Verwendung der einstellbaren Verstärkungssteuerung (AGC) 110 am Empfängereingang. Die kontinuierliche AGC 110 am Eingang liefert auch einen Linearitätsvorteil bei einem minimalen HF Eingangspegel, während die AGC 120 auf der Sendeseite die IF AGC 125 und 130 Anforderungen reduzieren kann.
Diese Konstruktion detektiert die vom LNA 115 ausgegebene Leistung. Der Leistungsdetektor 105 misst sowohl die Signalleistung als auch die Störsenderleistung (Jammer Power) zusammen bei der HF. Unter Verwendung dieser Konstruktion kann der Leistungsdetektor 105 die Verstärkung des LNA 115 kontinuierlich vermindern und zwar bei einer niedrigeren empfangenen Leistung als die –65 dBm der folgenden „geschaltete Verstärkung" Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung der 7, 10, 11 und 12. Die Konstruktion operiert durch den Leistungsdetektor 105, der die empfangene Signal- und Störsenderleistung bei der HF detektiert. Diese detektierte Leistung geht durch einen Schleifenfilter und wird verwendet zum Einstellen der Empfangs-AGC 110, stellt dadurch den Schnittpunkt der Empfangskomponenten ein. Die Verstärkung wird verringert, wenn die gemessene Leistung zunimmt, und die Verstärkung wird erhöht, wenn die gemessene Leistung abnimmt. Diese Konstruktion könnte auch den LNA 115 und die AGC 110 kombinieren um einen LNA mit variabler Verstärkung zu bilden, somit den Bedarf für den separaten AGC Block 110 eliminierend. Die Leistung der Sende-AGC 120, die vor dem Leistungsverstärker 150 gelegen ist, wird in der gleichen Weise wie die Empfangs-AGC 110 eingestellt, um den Gesamtsendeleistungspegel (Overall TX Power Level) beizubehalten.
AGC Verstärker 125 und 130 werden auch nach den Mischern 135 und 140 angeordnet, um die Verstärkung einzustellen, und zwar nach dem die Störer (Jammers) durch das Bandpassfilter 145 herausgefiltert wurden. Diese AGC Verstärker 125 und 130 führen die normale CDMA AGC Funktion der Leistungssteuerung (Open Loop Power Control), Leistungsregelung (Closed Loop Power Control) und Kompensation durch. Diese IF AGCs 125 und 130 sind nötig aufgrund der weiten Dynamikbereichsanforderungen für CDMA. Typischerweise besitzen diese AGCs 125 und 130 mehr als 80 dB Verstärkungsbereich. Die Empfangs- und Sende-AGC 125 und 130 nach den Mischern werden durch einen anderen Leistungsdetektor 150 eingestellt, der die Gesamtleistung misst nachdem das empfangene Signal herunter konvertiert ist. Der Leistungsdetektor 150 stellt die Verstärkung der AGCs 125 und 130 nach unten ein, wenn die Leistung des herabkonvertierten Signals zunimmt und stellt die Verstärkung der AGCs 125 und 130 nach oben ein, wenn die Leistung des hinunterkonvertierten Signals abnimmt.
In der Konstruktion liegen die empfangenen Signale in dem Frequenzband von 869–894 MHz. Die gesendeten Signale liegen in dem Frequenzband von 824–849 MHz. Alternative Konstruktionen verwenden unterschiedliche Frequenzen.
Die in 5 dargestellte grafische Darstellung zeigt die Vorteile dieses AGC Ansatzes. Die y-Achse auf der linken Seite zeigt das Träger-zu-Rauschverhältnis im Vergleich zur empfangenen Eingangsleistung und zwar parametrisiert mit dem Störsenderpegel (jammer level). Die y-Achse auf der rechten Seite zeigt die gesamte Störsenderleistung, die für ein konstantes C/J als Funktion der empfangenen Eingangsleistung nötig ist. Wenn der Störsender nicht anwesend ist (–100 dBm) operiert das Funkgerät, als ob es keine HF AGC gäbe. Wenn der Störsender bzw. die Störung zunimmt nimmt das C/N ab, aber die effektive Linearität wird auch erhöht. In diesem Beispiel ist der HF Dynamikbereich 30 dB und die Schwelle an der die HF AGC aktiv wird, ist an dem Punkt an dem die Leistung des Störsenders größer als –25 dBm ist.
Eine alternative Konstruktion der kontinuierlichen Verstärkungseinstellung ist in 2 dargestellt. Diese Konstruktion filtert die Störsender mit dem Bandpassfilter 205 heraus, bevor der Leistungsdetektor 210 den Leistungspegel des herunterkonvertierten Signals bestimmt. Ein Schwellendetektor 225 bestimmt, wenn der Signalleistungspegel einen bestimmten Punkt erreicht –105 dBm in dieser Konstruktion und stellt dann die Verstärkung der AGCs 230 und 235 nach unten ein, wenn die Signalleistung diesen Leistungspegel übersteigt. Die Verstärkung der AGCs 230 und 235 wird nach oben eingestellt, wenn der Signalleistungspegel unter diese Schwelle fällt. Die Verstärkung dieser AGCs 215 und 220 nach den Mischern 240 und 245 wird kontinuierlich eingestellt und zwar ohne eine vorbestimmte Leistungsschwelle zu überprüfen, die normale CDMA AGC Leistungsstörung durchführend.
Die grafische Darstellung dieser Konstruktion ist in 6 dargestellt. Wenn die Schwelle auf –105 dBm, dem minimalen HF Empfangspegel, gesetzt wird, nimmt die C/N nicht so schnell zu wie in dem Fall, in dem es keine HF AGC gibt. Der Vorteil dieser Konstruktion, ist das der Linearitätsvorteil bei einer sehr niedrigen HF Eingangsleistung beginnt, kein HF Leistungsdetektor nötig ist und die AGC Schleife nur Signalleistung detektiert. Somit ist die AGC Schleife von einer einfacheren Konstruktion als zum Detektieren bei HF Leistung.
Noch eine andere Konstruktion ist in 3 dargestellt. Diese Konstruktion operiert in ähnlicher Weise wie die Konstruktion der 1. Der einzige Unterschied ist die Anordnung der AGC 301 vor den LNA 305 im Empfangspfad.
Noch eine andere Konstruktion ist in 4 dargestellt. Dieses Ausführungsbeispiel verwendet ein Dämpfungsglied 405 zwischen der Antenne 410 und dem Duplexer 415. Die Dämpfung wird durch den Leistungsdetektor 420 nach den LNA 425 gesteuert. Der Leistungsdetektor 420 misst die empfangende Signal- und Störleistung, filtert diese und vergleicht sie mit einer vorbestimmten Schwelle. Bei dieser Konstruktion ist die Schwelle –25 dBm. Wenn die kombinierte Signal- und Störleistung diese Schwelle erreicht wird die durch das Dämpfungsglied 405 verursachte Dämpfung erhöht. Diese Einstellung kann entweder in digitalen festen Schritten oder kontinuierlich eingestellt werden. Die AGCs 430 und 435 nach den Mischern 440 und 445 werden in der gleichen Weise wie bei der Konstruktion der 1 eingestellt.
Ein Ausführungsbeispiel der Vorrichtung der vorliegenden Erfindung ist in 7 dargestellt. Dieses Ausführungsbeispiel verwendet Schalter 701 und 702 zum Verändern der Eingangsverstärkung. Der tatsächliche Schaltpegel hängt ab, von den Signal-zu-Rauschanforderungen als eine Funktion des Signalpegels oder Rauschzahl und zwar für ein bestimmtes CDMA Funktelefondesign. Die vorliegende Erfindung kann in einem AMPS Funktelefon verwendet werden, die Schaltcharakteristika werden jedoch geändert, um einen anderen Betriebspunkt aufzunehmen.
Dieses Ausführungsbeispiel umfasst eine Antenne 725, die Funksignale empfängt und sendet. Empfangs- und Sendewege in dem Funkgerät sind mit der Antenne 725 durch einen Duplexer 720 gekoppelt, der die empfangenen Signale von den gesendeten Signalen separiert.
Ein empfangenes Signal wird an ein LNA 703 eingegeben, das zwischen zwei Schaltern 701 und 702 gekoppelt ist. Ein Schalter 701 koppelt das LNA 703 an den Duplexer 720 und der zweite Schalter 702 koppelt das LNA 703 an ein Bandpassfilter 704. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die Schalter 701 und 702 einpolige Gallium-Arsenid-Umschalter.
Der LNA 703 ist mit einem Pol jedes Schalters so gekoppelt, dass wenn beide Schalter 701 und 702 zu jenen Polen geschaltet werden, das empfangene Signal an den LNA 703 gekoppelt wird und das verstärkte Signal von dem LNA 703 an das Bandpassfilter 704 ausgegeben wird. In diesem Ausführungsbeispiel besitzt das Bandpassfilter 704 ein Frequenzband von 869–894 MHz. Alternative Ausführungsbeispiele verwenden unterschiedliche Frequenzbänder in Abhängigkeit von Frequenzen den Signalen, die empfangen werden.
Ein Umgehungsweg bzw. Bypassweg 730 ist mit dem anderen Pol jedes Schalters gekoppelt. Wenn die Schalter 701 und 702 zu ihren anderen Polen geschaltet werden, umgeht das empfangne Signal vom Duplexer 720 den LNA 703 und wird direkt an das Bandpassfilter 704 geleitet. In diesem Ausführungsbeispiel werden diese Schalter 701 und 702 durch den Mikrocontroller 740 des Funktelefons gesteuert. In einem alternativen Ausführungsbeispiel wird ein separater Controller zum Steuern der Positionen dieser Schalter verwendet.
Nachdem das Bandpassfilter 704 das empfangene Signal gefiltert hat, wird das gefilterte Signal zu einer niedrigeren Zwischenfrequenz (intermediate frequency, IF). hinunterkonvertriert und zwar zur Verwendung durch den Rest des Funkgeräts. Die Hinunterkonvertierung wird durchgeführt durch Mischen 705 des empfangenen Signals mit einem anderen Signal das eine Frequenz besitzt, die festgelegt wird durch eine Phasenregelung (phase locked loop) 707 die einen spannungsgesteuerten Oszillator 706 ansteuert. Dieses Signal wird verstärkt 750, bevor es in den Mischer 705 eingegeben wird.
Das hinunterkonvertierte Signal vom Mischer 705 wird an die nachgestellten (back end) AGCs 708 und 709 eingegeben. Diese AGCs 708 und 709 werden durch das Funktelefon zur Leistungsregelung (closed loop power control) verwendet, wie in der Technik bekannt ist.
Bei dem Prozess der vorliegenden Erfindung überwacht der Microcontroller 740 die Leistung des empfangenen Signals. Wenn die Leistung –65 dBm übersteigt, instruiert der Microcontroller 740 die Schalter 701 und 702 in die Umgehungsposition zu schalten, somit das empfangene Signal direkt an das Bandpassfilter 704 koppelnd. Durch umgehen der Verstärkung des LNAs 703 wird der Schnittpunkt für den Empfänger erhöht und zwar proportional zu der Reduktion der Verstärkung in dB. Alternative Ausführungsbeispiele verwenden andere Schaltungen und Verfahren zum Überwachen der Leistung des empfangenen Signals.
Eine alternative Konstruktion stellt die Eingangsverstärkung kontinuierlich ein. Dieses Ausführungsbeispiel verwendet eine niedrigere Leistungsschwelle wie beispielsweise –25 dBm.
Die grafischen Darstellungen der 8 und 9 illustrieren die Vorteile der Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung mit schaltbarer Verstärkung die in den 7, 10, 11 und 12 dargestellt sind. 8 illustriert eine grafische Darstellung einer Interferenz-Leistung im Vergleich zur Hochfrequenz (HF) Signalleistung für ein typisches Funkgerät dar, das nicht die Vorrichtung mit schaltbarer Verstärkung verwendet. Diese grafische Darstellung zeigt, dass der maximale Interferenzpegel begrenzt ist und zwar auf den Empfän gereingangskompressionspunkt bei –10,5 dBm. Sowohl die Einzel- als auch die Dual-Ton-Leistungskurven sind gezeigt.
Die grafische Darstellung der 9 zeigt, die durch das Funkgerät empfangene Interferenzleistung im Vergleich zur durch das Funkgerät empfangenen Hochfrequenzsignalleistung und zwar unter Verwendung des Verfahrens und der Vorrichtung der vorliegenden Erfindung mit schaltbarer Verstärkung.
Es ist zu sehen, dass bei dem –65 dBm Punkt des Graphen die Schalter geschaltet werden, um die LNA Verstärkung zu umgehen, somit erlaubend, dass eine größere Interferenzleistung toleriert werden kann, ohne die HF Signalleistung zu beeinflussen. Sowohl die Einzelton als auch die Zweitonleistungskurven sind gezeigt.
Ein anderes alternatives Ausführungsbeispiel der Vorrichtung der vorliegenden Erfindung ist in 10 dargestellt. Dieses Ausführungsbeispiel verwendet einen einpoligen Ein-/Ausschalter 1001. In diesem Ausführungsbeispiel wird der Schalter 1001 durch den Controller 1020 auf den Umgehungspfad 1010 geschaltet, wenn die empfangene Signalleistung –65 dBm erreicht. Das schließt die Verstärkung des LNA 1002 effektiv kurz (shorts out) koppelt somit das empfangene Signal direkt an das Bandpassfilter 1003.
Noch ein anderes alternatives Ausführungsbeispiel der Vorrichtung der vorliegenden Erfindung ist in 11 dargestellt. Dieses Ausführungsbeispiel verwendet einen einpoligen Ein-/Ausschalter 1005, der, wenn geschlossen, den Eingang des LNA 1110 auf Masse kurzschließt und zwar durch einen Widerstand 1101. Das kreiert eine Impedanzfehlanpassung am Eingang, die zur Dämpfung des Signals führt, somit die durch den LNA 110 verursachte Verstärkung reduzierend. Wie in den obigen Ausführungsbeispielen wird der Schalter 1105 geschlossen, wenn die Eingangssignalleistung –65 dBm erreicht. Der für den Widerstand 1101 nötige Widerstand ist abhängig vom Betrag der gewünschten Dämpfung. Dieser Widerstand wird für unterschiedliche LNAs in alternativen Ausführungsbeispielen unterschiedlich sein.
Noch ein anderes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung der vorliegenden Erfindung ist in 12 dargestellt. Dieses Ausführungsbeispiel verwendet einen einpoligen Umschalter 1201 am Ausgang des LNAs 1205. Der LNA 1205 wird mit einem Pol des Schalters 1201 verbunden und ein Umgehungspfad 1210 wird mit dem anderen Pol verbunden. Der Eingang zum Umgehungspfad 1210 wird mit dem Eingang des LNA 1205 verbunden. Wenn der Leistungspegel des empfangenen HF Signals –65 dBm erreicht, wird der Schalter 1201 von der Position, die den LNA 1205 mit dem Bandpassfilter 1220 verbindet zu dem Umgehungspfad 1210 umgeschaltet. Das koppelt das Signal direkt an das Bandpassfilter 1220, die Verstärkung des LNA 1205 umgehend.
In allen der obigen Ausführungsbeispiele kann der LNA herunter- bzw. abgeschaltet werden und zwar zur gleichen Zeit zu der er durch den Schalter oder die Schalter umgangen wird. Das kann erreicht werden durch Verbinden des Leistungsanschlusses des LNAs mit einem Schalter der auch durch den Controller gesteuert wird. Sobald der LNA umgangen wird und nicht länger verwendet wird, kann die Leistung entfernt werden. Das reduziert den Leistungsverbrauch des Funkgeräts und erhöht somit die Gesprächs- und Bereitschaftszeit für die die Batterie verwendet werden kann.
In einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird E_c/I₀ Detektion verwendet und zwar zum Bestimmen wann die Eingangsverstärkung einzustellen ist. Zusätzliche Ausführungsbeispiele verwenden andere Qualitätsmessungen wie beispielsweise E_b/I₀.
Diese Verhältnisse sind Qualitätsmessungen für die Leistungsfähigkeit digitaler Kommunikations- bzw. Nachrichtensysteme. Das E_b/I₀ Verhältnis drückt die Energie pro Bit zur gesamten Interferenzspektraldichte des Kanals aus, während das E_c/I₀ Verhältnis die Energie pro CDMA Chip relativ zur gesamten Interferenzspektraldichte ausdrückt. E_b/I₀ kann als eine Metrik betrachtet werden, die die Leistungsfähigkeit eines Kommunikationssystems gegenüber einem anderen charakterisiert; je kleiner E_b/I₀ ist, umso effizienter ist der Systemmodulations- und Detektionsprozess für eine vorgegebene Fehlerwahrscheinlichkeit. Angenommen das E_c/I₀ und empfangene Signalstärke bereits verfügbar sind, kann der Mikrocontroller die Anwesenheit starker Interferenz als ein Abfall bezüglich E_c/I₀ detektieren, während der AGC Detektor, die zunehmende Interferenz detektiert. Der Mikrocontroller kann die Eingangsverstärkung reduzieren, um die Interferenzimmunität zu verbessern, was E_c/I₀ verbessern würde und die Verzerrungsprodukte, die innerhalb die Signalbandbreite fallen vermindern würde.
Wenn die Signalqualität über die E_b/I₀ oder E_c/I₀ Schwelle geht, wird die Eingangsverstärkung reduziert. Die Verstärkungseinstellung kann erreicht werden entweder unter Verwendung des kontinuierlichen Einstellungsverfahrens was nicht Teil der vorliegenden Erfindung ist oder unter Verwendung des Verstärkerschaltverfahrens, die beide oben beschrieben sind.
Noch ein anderes Ausführungsbeispiel, das in 15 dargestellt ist, würde sein, die Signalleistung bei der IF oder dem Basisband zu detektieren und zwar an Stelle der Kombination der Signal- und Störsenderleistung bei der HF. Dieser Ansatz ist einfacher, da es nur einen Leistungsdetektor und eine AGC Steuerschleife gibt.
15 stellt ein Blockdiagramm des alternativen Verfahrens des Detektierens der Leistung des empfangenen Signals dar. Die Leistung wird zuerst zur Basisbandfrequenz 1501 hinunterkonvertiert. Dieses analoge Signal wird dann in ein Digitalsignal 1505 konvertiert und zwar zur weiteren Basisbandverarbeitung einschließlich dem Bestimmen der empfangenen Signalstärke. Der Chip-Korrelator 1510 bestimmt die Energie pro Chip, bezüglich der Energie aller der nicht kohärenten Komponenten. Diese Information wird zusammen mit dem Empfangssignalstärkeindikator (receive signal strength indicator, RSSI) durch den Prozessor 1515 verwendet, um den Betrag der Verstärkungseinstellung, sowohl für die Empfangs- 1520, als auch Sendeleistung 1530 zu bestimmen.
Da die Empfangssignalleistungsmessung sowohl die Signal- als auch Störsenderleistung umfasst, wird die Empfangsverstärkung nur erhöht, wenn sowohl der Signalpegel als auch die Energie pro Chip fällt. Da der RSSI geändert wird, muss auch die Sendeleistung zum Kompensieren geändert werden, damit die Leistungsregelung befähigt wird richtig zu operieren. Somit stellt der Prozessor die Sendeverstärkung ein, wenn immer die Empfangsverstärkung eingestellt wird.
Andere Ausführungsbeispiele verwenden Löschungen (erasures) oder Signalleistung zum Steuern des AGCs mit variabler Verstärkung. Zusätzliche Ausführungsbeispiele steuern nur Empfängerleistung anstelle des Steuerns sowohl der Sende- als auch Empfangsleistung.
Ein Prozess zum Steuern der Verstärkung der obigen Ausführungsbeispiele ist in 16 dargestellt. Dieser Prozess basiert auf der Beziehung, die in dem Graphen der 13 dargestellt ist. In 13 kann man sehen, dass wenn die Interferenzeingangsleistung entlang der x-Achse zunimmt, nehmen die Intermodulationsprodukte (die untere Kurve) schneller zu, als die Interferenzleistung. Deswegen führen X dB Dämpfung, die am Eingang angewendet werden zu einer Abnahme der IM3 Intermodulationsprodukte um 3*X dB, falls Interferenz am Empfängereingang vorhanden ist.
Typischerweise fallen Intermodulationsprodukte nicht in den IF-Abschnitt des Funkgeräts aufgrund ihrer niedrigen Leistung. Intermodulationsprodukte außerhalb des IF-Abschnitts des Funkgeräts verursachen keine Probleme der Empfängerleistungsfähigkeit. Somit ist die Einstellung der Empfängerverstärkung nur nötig, falls die Intermodulationsprodukte genügend Leistung haben, um das IF Signal zu beeinträchtigen.
Bezugnehmend auf 16 stellt der Prozess zunächst die Eingangsverstärkung 1601 ein. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel beträgt diese Verstärkungseinstellung 3 dB. Andere Ausführungsbeispiele können jedoch andere Werte der Verstärkungseinstellung verwenden, wie beispielsweise den Be reich von 1 dB bis 6 dB. Die Empfängerverarbeitung wird dann zum Messen der Änderung bei der Leistung des empfangenen Signals 1605 verwendet. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel detektiert die automatische Verstärkungsteuerungsverarbeitung die IF Signalleistungsänderung. Es ist klar, dass Messung der Änderung der empfangenen Signalleistung bei den HF oder Basisbandstufen des Empfängers auch durchgeführt werden können.
Falls sich die Signalleistung um ungefähr 3 dB ändert, ist das CDMA Signal größer als das Grundrauschen und es gibt keine Intermodulationsprodukte die Probleme verursachen könnten. Zusätzliche Verstärkungseinstellung ist in diesem Fall nicht nötig, aber erhöhen der Verstärkung wird die Empfängerempfindlichkeit erhöhen. IF-Signal-Leistungsänderungen von ungefähr (3 ± 0,5) dB werden noch als 3 dB betrachtet.
Falls sich die IF Signalleistung um weniger als 3 dB 1610 ändert, ist das CDMA Signal weniger als das Grundrauschen, oder es gibt keine Intermodulationsprodukte, die Probleme verursachen könnten. In diesem Fall sieht die AGC nur ein kleines CDMA Signal und Rauschen. Deshalb ist es nötig die Empfängerschaltungsverstärkung 1615 zu erhöhen und somit die Empfindlichkeit des Empfängers zu erhöhen.
Falls sich die IF-Signalleistung um mehr als 3 dB ändert verursachen die Intermodulationsprodukte ein Problem, das groß genug ist, so dass zusätzliche Verstärkungseinstellung nötig ist 1620. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden, falls die Eingangsverstärkung um 3 dB geändert wurde, die Intermodulationsprodukte sich um 9 dB ändern und zwar wenn große Interferenz vorhanden ist. In diesem Fall, kann die durchschnittliche Verstärkung um einen kleine Betrag (z. B. 3 dB) vermindert werden, bis der Prozess der vorliegenden Erfindung bestimmt, dass die Intermodulationsprodukte auf einen akzeptierbaren Pegel reduziert worden sind.
Der beschriebene Vorgang kann kontinuierlich verwendet werden und zwar überprüfend auf Intermodulationsprodukte mit einer niedrigen Rate- bzw. Ge schwindigkeit. Diese Rate ist zehnmal pro Sekunde in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel. Andere Ausführungsbeispiele verwenden in dem Prozess einmal pro Rahmenzyklus. Noch andere Ausführungsbeispiele verwenden in dem Prozess mit anderen Raten wie beispielsweise nach der Detektion eines signifikanten Fehlers auf der Vorwärtsverbindung.
Zusammenfassend ermöglicht es die vorliegende Erfindung einem mobilen Funkgerät sich nahezu Antennen unterschiedlicher Systeme zu bewegen während die Widerstandfähigkeit des Funkgeräts gegenüber Funkfrequenzstörungen von anderen Systemen erhöht wird. Durch Reduzieren der Eingangsverstärkung wird der Schnittpunkt der Empfangsschaltung des Funkgeräts erhöht, so dass die Oberwellen (spurs) von den Signalen der anderen Systeme eine Degradation der Leistungsfähigkeit des Empfängers und des Demodulators verursachen werden.

Claims

Eine Vorrichtung zur Erhöhung der Immunität eines HF-Empfängers gegenüber HF-Interferenz, wobei der HF-Empfänger ein Signal empfängt, und wobei die Vorrichtung folgendes aufweist: einen ersten mit dem empfangenen Signal gekoppelten Schalter (701), der eine erste und eine zweite Position besitzt, wobei die zweite Position mit einem Bypass bzw. Umgehungspfad (730) gekoppelt ist; einen ersten mit der ersten Position des Schalters (701) gekoppelten Verstärker (703) zum Verstärken des empfangenen Signals (Empfangssignals); einen zweiten eine erste und eine zweite Position besitzenden Schalter (702), wobei die erste Position mit dem Verstärker (703) und die zweite Position mit dem Bypasspfad (730) gekoppelt ist; eine Steuervorrichtung (740) gekoppelt mit dem ersten Schalter (701) und dem zweiten Schalter (702) wobei die Steuervorrichtung (740) die ersten und zweiten Schalter (701, 702) in die zweiten Positionen schalten, und zwar ansprechend auf das Überschreiten eines vorbestimmten Leistungspegels durch das Empfangssignal; ein mit dem Ausgang des ersten Verstärkers (730) gekoppeltes Filter (704) welches ein gefiltertes Empfangssignals am Filterausgang ausgibt; einen Oszillator (706) zur Erzeugung eines eine vorbestimmte Frequenz besitzenden Oszillatorsignals; ein Mischer (705) mit einem ersten Eingang und einem zweiten Eingang, wobei der erste Eingang mit dem Filterausgang gekoppelt ist, und der zweite Eingang mit dem Oszillator (706) gekoppelt ist, wobei der Mischer (705) ansprechend auf das Oszillatorsignal und das gefilterte Empfangssignal ein herabkonvertiertes Signal erzeugt; ein mit dem herabkonvertierten Signal gekoppelter zweiter Verstärker (708); ein mit dem herabkonvertierten Signal gekoppelter dritter Verstärker (709); ein ein erstes akustisches Oberflächenwellenfilter (710) gekoppelt mit dem zweiten Verstärker (708) zur Erzeugung eines Signals zur Verwendung in einem digitalen HF-Telefonsystem; und ein ein zweites akustisches Oberflächenwellenfilter (711) gekoppelt mit dem dritten Verstärker (709) zur Erzeugung eines Signals zur Verwendung in einem analogen HF-Telefonsystem.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der vorbestimmte Leistungspegel –65 dBm ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der erste Verstärker (703) ein Verstärker mit geringem Rauschen ist.
Eine Vorrichtung zur Erhöhung der Immunität eines HF-Empfängers gegenüber HF-Interferenz, wobei der HF-Empfänger ein Signal empfängt und die Vorrichtung folgendes aufweist: einen mit dem empfangenen Signal (Empfangssignal) gekoppelten Schalter (1001) der eine offene und eine geschlossene Position besitzt und in der geschlossenen Position mit einem Bypasspfad (1010) gekoppelt ist; ein erster Verstärker (1002) mit einem Eingang gekoppelt mit dem Schalter (1001) und einen Ausgang gekoppelt an den Bypasspfad (1010); eine Steuervorrichtung (1020) gekoppelt an den Schalter (1001) zum Schalten des Schalters in die geschlossene Position ansprechend auf das einen vorbestimmten Leistungspegel übersteigende Empfangssignal; ein mit dem Ausgang des ersten Verstärkers (730) gekoppeltes Filter (704) welches ein gefiltertes Empfangssignals am Filterausgang ausgibt; einen Oszillator (706) zur Erzeugung eines eine vorbestimmte Frequenz besitzenden Oszillatorsignals; ein Mischer (705) mit einem ersten Eingang und einem zweiten Eingang, wobei der erste Eingang mit dem Filterausgang gekoppelt ist, und der zweite Eingang mit dem Oszillator (706) gekoppelt ist, wobei der Mischer (705) ansprechend auf das Oszillatorsignal und das gefilterte Empfangssignal ein herabkonvertiertes Signal erzeugt; ein mit dem herabkonvertierten Signal gekoppelter zweiter Verstärker (708); ein mit dem herabkonvertierten Signal gekoppelter dritter Verstärker (709); ein ein erstes akustisches Oberflächenwellenfilter (710) gekoppelt mit dem zweiten Verstärker (708) zur Erzeugung eines Signals zur Verwendung in einem digitalen HF-Telefonsystem; und ein ein zweites akustisches Oberflächenwellenfilter (711) gekoppelt mit dem dritten Verstärker (709) zur Erzeugung eines Signals zur Verwendung in einem analogen HF-Telefonsystem.
Eine Vorrichtung zur Erhöhung der Immunität eines HF-Empfängers gegenüber HF-Interferenz, wobei der HF-Empfänger ein Signal empfängt und die Vorrichtung folgendes aufweist: einen ersten Verstärker (1205) mit einem mit dem Empfangssignal gekoppelten Eingang zur Erzeugung eines verstärkten Empfangssignals an einem Ausgang; einen Bypasspfad (1210) gekoppelt mit dem Eingang des ersten Verstärkers (1205); einen Schalter (1201) mit einer ersten und einer zweiten Position, wobei die erste Position mit dem ersten Verstärkerausgang und die zweite Position mit dem Bypasspfad (1210) gekoppelt ist; eine Steuervorrichtung gekoppelt mit dem Schalter (1201) zum Schalten des Schalters aus der ersten Position in die zweite Position dann, wenn das Empfangssignal einen vorbestimmten Leistungspegel übersteigt; ein mit dem Ausgang des ersten Verstärkers (730) gekoppeltes Filter (704) welches ein gefiltertes Empfangssignals am Filterausgang ausgibt; einen Oszillator (706) zur Erzeugung eines eine vorbestimmte Frequenz besitzenden Oszillatorsignals; ein Mischer (705) mit einem ersten Eingang und einem zweiten Eingang, wobei der erste Eingang mit dem Filterausgang gekoppelt ist, und der zweite Eingang mit dem Oszillator (706) gekoppelt ist, wobei der Mischer (705) ansprechend auf das Oszillatorsignal und das gefilterte Empfangssignal ein herabkonvertiertes Signal erzeugt; ein mit dem herabkonvertierten Signal gekoppelter zweiter Verstärker (708); ein mit dem herabkonvertierten Signal gekoppelter dritter Verstärker (709); ein ein erstes akustisches Oberflächenwellenfilter (710) gekoppelt mit dem zweiten Verstärker (706) zur Erzeugung eines Signals zur Verwendung in einem digitalen HF-Telefonsystem; und ein ein zweites akustisches Oberflächenwellenfilter (711) gekoppelt mit dem dritten Verstärker (709) zur Erzeugung eines Signals zur Verwendung in einem analogen HF-Telefonsystem.
Eine Empfangsschaltung zur Erhöhung der Immunität eines HF-Telefons gegenüber HF-Interferenz, wobei das HF-Telefon eine Antenne (725) zum Empfang und Senden von HF-Signalen besitzt, einen mit dem Antenne gekoppelten Duplexer (720) einer Signalverarbeitungsschaltung gekoppelt mit dem Duplexer, wobei die Empfangsschaltung folgendes aufweist: einen Empfangsverstärker (703) mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Empfangsverstärker die empfangenen HF-Signale (HF-Empfangssignale) verstärkt; ein Bypasspfad (730) umschaltbar gekoppelt an den Empfangsverstärker (703; 1110), und zwar zum Dämpfen einer Verstärkung des Empfangsverstärkers (703) dann, wenn eine Shuntposition vorliegt; eine Steuervorrichtung (740) gekoppelt mit dem Bypasspfad (730) zum Schalten des Bypasspfades in die erwähnte Shuntposition dann, wenn ein detektierter Leistungspegel der HF-Empfangssignale eine vorbestimmte Schwelle übersteigt; ein mit dem Ausgang des ersten Verstärkers (730) gekoppeltes Filter (704) welches ein gefiltertes Empfangssignals am Filterausgang ausgibt; einen Oszillator (706) zur Erzeugung eines eine vorbestimmte Frequenz besitzenden Oszillatorsignals; ein Mischer (705) mit einem ersten Eingang und einem zweiten Eingang, wobei der erste Eingang mit dem Filterausgang gekoppelt ist, und der zweite Eingang mit dem Oszillator (706) gekoppelt ist, wobei der Mischer (705) ansprechend auf das Oszillatorsignal und das gefilterte Empfangssignal ein herabkonvertiertes Signal erzeugt; ein mit dem herabkonvertierten Signal gekoppelter zweiter Verstärker (708); ein mit dem herabkonvertierten Signal gekoppelter dritter Verstärker (709); ein ein erstes akustische Oberflächenwellenfilter (710) gekoppelt mit dem zweiten Verstärker (706) zur Erzeugung eines Signals zur Verwendung in einem digitalen HF-Telefonsystem; und ein ein zweites akustisches Oberflächenwellenfilter (711) gekoppelt mit dem dritten Verstärker (709) zur Erzeugung eines Signals zur Verwendung in einem analogen HF-Telefonsystem.
Empfangsschaltung nach Anspruch 6, wobei der Bypasspfad (730) einen ersten Schalter (701) aufweist, der mit einem Eingang an den Duplexer (720) gekoppelt ist und eine Serienposition, eine Shuntposition besitzt und der ferner einen Ausgang aufweist, wobei der Ausgang des ersten Schalters (701) mit dem Empfangsverstärkereingang dann gekoppelt ist, wenn der erste Schalter sich in der Serienposition befindet, und wobei ferner der erwähnte erste Schalterausgang mit einem Eingang eines zweiten Schalters (702) dann gekoppelt ist, wenn der erste Schalter sich in der Shuntposition befindet, wobei der zweite Schalter (702) einen mit der Signalverarbeitungsschaltung gekoppelten Ausgang besitzt und eine Serienposition und eine Shuntposition aufweist, wobei ferner der zweite Schaltereingang mit dem Empfangsverstärkerausgang dann gekoppelt ist, wenn der zweite Schalter sich in der Serienposition befindet, und wobei schließlich der zweite Schalter (702) Eingang mit dem ersten Schalter (701) Ausgang dann gekoppelt ist, wenn der zweite Schalter (702) sich in der Shuntposition befindet.
Schaltung nach Anspruch 6, wobei der Bypasspfad (730) einen Schalter aufweist, der einen Eingang gekoppelt mit dem Duplexer (720) und einen Ausgang gekoppelt mit dem Empfangsverstärkerausgang dann aufweist, wenn der Bypasspfad sich in der erwähnten Shuntposition befindet.
Schaltung nach Anspruch 6, wobei der Bypasspfad (730) einen Schalter aufweist, und zwar mit einem Ausgang gekoppelt an die Signalverarbeitungsschaltung und ferner mit einem Eingang gekoppelt an den Empfangsverstärkereingang dann, wenn der Bypasspfad sich in der Shuntposition befindet.
Schaltung nach Anspruch 6, wobei der Bypasspfad eine schaltbare Last (1101) aufweist, und zwar mit einem Ausgang gekoppelt an ein Erdpotential und mit einem Eingang gekoppelt an den Empfangsverstärkereingang, dann wenn, der Bypasspfad sich in der Shuntposition befindet.