DE69406973T2

DE69406973T2 - Ausgangssignalverarbeitungseinheit für einen Sensor

Info

Publication number: DE69406973T2
Application number: DE69406973T
Authority: DE
Inventors: Seiki Aoyama; Ichirou Sasame-Shataku Izawa; Susumu Kuroyanagi; Tomoatu Makino; Yasuaki Makino
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1993-04-15
Filing date: 1994-04-14
Publication date: 1998-07-02
Anticipated expiration: 2014-04-15
Also published as: EP0621460B1; DE69406973D1; US5493219A; EP0621460A1

Description

Beschreibung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Sensorsignalverarbeitungseinheit nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Eine Sensorsignalverarbeitungseinheit, die dem Oberbegriff des Anspruchs 1 entspricht, ist z.B. aus der JP-A-61 091 770, der JP-A-04 069 996 und der US-A-4 665 318 im Stand der Technik bekannt. Zum Beispiel weist die Sensorsignalverarbeitungseinheit, die in der JP-A-61 091 770 offenbart ist, eine Spitzenhalteeinrichtung zum Halten eines Spitzenwerts eines Ausgangssignals eines Sensors und eine Tiefenhalteeinrichtung zum Halten eines Tiefstwerts des Ausgangssignals des Sensors auf; weiterhin ist eine Schwellwerteinstellschaltung zum Einstellen eines Schwellwerte aus dem jeweiligen Spitzenwert und dem jeweiligen Tiefstwert vorgesehen. Das jeweilige Ausgangssignal des Sensors wird mit dem jeweiligen Schwellwert verglichen, der von der Einstelischaltung eingestellt wird, um in Übereinstimmung mit dem vergleichsergebnis ein binäres Signal auszugeben.
Die Verarbeitungseinheit der JP-A-61 091 770 ist für einen Sensor vorgesehen, welcher hauptsächlich ein Signal in der Form einer Rechteckswelle, d.h., ein zweipegeliges oder binäres Signal, liefert. Wenn der jeweilige Sensor jedoch ein Ausgangssignal liefert, welches eher ein sich andauernd änderndes Signal, wie zum Beispiel eine Sinuswelle oder eine Dreieckswelle ist, wird die bekannte Schaltung ein Ausgangssignal vorsehen, dessen binäre Information höchstwahrscheinlich nicht der binären Information des Sensorsignals entsprechen wird. Zum Beispiel wird die bekannte Signalverarbeitungseinheit nicht in der Lage sein, ein richtiges binäres Signal aus einem Sensorsignal zu erzeugen, das eine Wellenform aufweist, wie sie unter "IN" in Fig. 2 der vorliegenden Erfindung gezeigt ist. Der gleiche Nachteil gilt für die Sensorsignalverarbeitungseinheiten, die aus der US-A-4 665 318 bekannt sind.
Die Sensorsignalverarbeitungseinheit, die aus der JP-A- 04 069 986 bekannt ist, ist zum Erfassen der Umdrehung eines Drehteils unter Verwendung eines Magnetwiderstandselements (MRE) (zum Beispiel eines ferromagnetischen Dünnfilmwiderstands) vorgesehen. Wenn sich ein zahnradartiges Drehteil dreht, ändert sich die Richtung eines Magnetflusses, der durch das MRE geht, so daß sich ebenso das Ausgangssignal des MRE ändert. Die Umdrehung des Drehteils wird durch Digitalisieren der Ausgangssignaländerung und Bewirken einer zweckmäßigen Signalverarbeitung erfaßt.
Um das wellenähnliche Ausgangssignal aus dem MRE zu einem digitalen Ausgangssignal zu wandeln oder, anders ausgedrückt, um das Ausgangssignal zu digitalisieren, verwendet die zuvor beschriebene Druckschrift das folgende Verfahren, um einen Schwellwert zu bestimmen. Das heißt, das Verfahren stellt im voraus die Schwellwerte (einen oberen Grenzwert S1 und einen unteren Grenzwert S2) eines einen binären Puls ausbildenden Komparators als eine Digitalisierungseinrichtung ein und korrigiert immer das Ausgangssignal des MRE auf eine derartige Weise, daß das Ausgangssignal des MRE den Schwellwert kreuzt, das heißt, auf eine derartige Weise, daß ein Digitalisieren und Erfassen auch dann ausgeführt werden kann, wenn sich das Ausgangssignal des MRE ändert.
Um das Ausgangssignal zu korrigieren, sind ein Komparator zum Einstellen der oberen Grenze und ein anderer Komparator zum Einstellen der unteren Grenze vorgesehen, und wenn das Ausgangssignal des MRE den oberen oder unteren Grenzwert überschreitet, wird unter Verwendung eines Oszillators, um den Zählwert zu ändern, ein Zählwert eines Aufwärts/Abwärtszählers abwärts oder aufwärts gezählt. Dieser Zählwert wird als ein Versatzeingangssignal verwendet und eine Versatzeinstellung wird derart ausgeführt, daß sich das Ausgangssignal des MRE zwischen dem oberen Grenzwert und dem unteren Grenzwert befindet.
Jedoch beinhaltet das Ausgangssignal des MRE eine Versatzspannung und ändert sich mit dem Verstreichen der Zeit. Deshalb muß eine Ausgangssignalkorrektur immer derart durchgeführt werden, daß sich das Ausgangssignal des MRE innerhalb des Bereichs der eingestellten Werte befindet, wie es zuvor beschrieben worden ist. Anders ausgedrückt muß die Ausgangssignalkorrekturschaltung immer betrieben gehalten werden. Dies bedeutet, daß der Oszillator der Ausgangssignalkorrekturschaltung immer arbeitet und immer ein 05zillationsimpulsspitzenrauschen auftritt. Wenn dieses Impulsspitzenrauschen zu dem gleichen Zeitpunkt wie der Schaltvorgang des einen binären Puls ausbildenden komparators zum Digitalisieren des Ausgangssignals des MRE auftritt, weicht der Takt eines Schaltens um einiges ab, und diese Abweichung führt zu einem Fehler der Winkelgenauigkeit. Dieser Ausdruck "Winkelgenauigkeit" meint den Pegel einer Wiederholbarkeit, welcher darstellt, an welchem Pegel der Ausgangswellenform des MRE-Sensors das Digitalisierungsausgangssignal von 1 zu 0 und umgekehrt geschaltet wird. Demgemäß tritt, wenn das Impulsspitzenrauschen auftritt, eine sehr kleine Abweichung der Flanke auf, wenn der einen binären Puls ausbildende Komparator seinen Vergleichsvorgang bewirkt, und diese Abweichung führt zu einem Fehler der Winkelgenauigkeit. In dem Fall eines Kurbelwellenwinkel/Nockenwellenwinkelsensors, der zum Steuern eines Motors eines Fahrzeugs verwendet wird, sind zum Beispiel eine absolute Winkelgenauigkeit ±0,1º und eine Wiederholbarkeit von 0,020 erforderlich. Demgemäß muß externes Rauschen, wie zum Beispiel ein Schaltrauschen, ebenso so weit wie möglich abgeschnitten werden.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Verarbeitungseinheit nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1
auf eine derartige Weise zu verbessern, daß auch sich andauernd ändernde Ausgangssignale eines Sensors richtig verarbeitet werden können.
Diese Aufgabe wird gemäß der vorliegenden Erfindung durch die vorteilhaften Maßnahmen gelöst, die im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 angegeben sind.
Durch diese vorteilhafte Schaltungsstruktur ist es möglich, auch derartige Sensorsignale richtig zu verarbeiten, welche eine sich andauernd ändernde Wellenform aufweisen.
Weitere vorteilhafte Weiterbildungen der vorliegenden Erfindungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Der Gegenstand des Unteranspruchs 2, d.h., die Schaltungsstruktur einer Spitzenhalteschaltung oder einer Tiefenhalteschaltung ist hauptsächlich aus der JP-A-63 213 199 bekannt. Weiterhin offenbart die WO-A-8 400 452 eine Schaltung, welche verwendet wird, um ein analoges Eingangssignal in ein binäres Signal zu wandeln, und welche eine Spitzenhalteeinrichtung und eine Tiefenhalteeinrichtung aufweist, die ähnlich zu denen sind, die in der JP-A-63 213 199 offenbart sind.
Im folgenden Verlauf wird die vorliegende Erfindung anhand mehrerer Ausführungsbeispiele von ihr unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben, in welcher:
Fig. 1 einen Stromlaufplan einer Sensorsignalverarbeitungseinheit gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 2 ein Zeitablaufsdiagramm verschiedener Wellen formen zeigt;
Fig. 3 ebenso ein Zeitablaufsdiagramm verschiedener Wellenformen zeigt;
Fig. 4 ein Schaltbild einer Spitzenhalteschaltung zeigt;
Fig. 5 ein Schaltbild einer Tiefenhalteschaltung zeigt;
Fig. 6 ein Schaltbild einer Spitzenhalteschaltung zum Vergleich zeigt;
Fig. 7 ein Schaltbild einer Tiefenhalteschaltung zum Vergleich zeigt;
Fig. 8 ein Schaltbild einer Spitzenhalteschaltung eines Anwendungsbeispiels zeigt;
Fig. 9 ein Schaltbild einer Tiefenhalteschaltung eines Anwendungsbeispiels zeigt;
Fig. 10 ein Zeitablaufsdiagramm verschiedener Wellenformen zeigt;
Fig. 11 ein Schaltbild einer Schaltung zur Fehlersignalbewertung eines Anwendungsbeispiels zeigt;
Fig. 12 ein Zeitablaufsdiagramm verschiedener Wellenformen zeigt;
Fig. 13 einen Stromlaufplan eines Teils einer einzelnen Verarbeitungsschaltung eines Winkelsensors zeigt;
Fig. 14 ein Blockschaltbild eines Beispiels einer Digitalisierungsschaltung zeigt;
Fig. 15(A) eine Darstellung eines Eingangs/Ausgangs eines Komparators zeigt; und
Fig. 15(B) eine Darstellung eines Eingangs/Ausgangszeitablaufsdiagramms des Komparators zeigt.
Fig. 1 zeigt einen Stromlaufplan einer Sensorsignalverarbeitungseinheit gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Diese Sensorsignalverarbeitungseinheit ist eine Vorrichtung zum Erfassen einer Drehstellung eines Motors.
Wie es in Fig. 1 dargestellt ist, ist ein scheibenähnliches Drehteil 2 fest an einer Welle angebracht, welche sich mit der Drehung des Motors mit einer Drehzahl von 1/2 dreht. Das Drehteil 2 weist einen Magnethalteabschnitt 3, der aus einem nichtmagnetischen Material (z.B., einem austenitartigen rostfreien Stahl) und einem Ferritmagneten 4 besteht, der eine ringförmige Form aufweist und um das Magnethalteteil 3 herum befestigt ist. Eine Magnetisierungsebene 51 in der Magnetpole, die unterschiedliche Polaritäten aufweisen, abwechselnd und äquidistant magnetisiert sind, ist auf einer Außenumfangsoberfläche des Ferritmagneten 4 angeordnet. Eine Referenzstellung 5a, an welcher eine Magnetisierung entfernt ist, und welche einen großen Zwischenraum aufweist, ist an einem Teil der Magnetisierungsebene 5 angeordnet.
Ein Drehwinkelsensor 6 beinhaltet ein Paar von MREs (Magnetwiderstandselementen) 7A und 7B, die derart auf der Magnetisierungsebene 5 des Drehteils 2 angeordnet sind, daß sie einander gegenüberliegen. Eine Energieversorgung ist mit diesen MREs 7A, 7B in Reihe geschaltet. Ein Verstärker 9 ist mit dem Knoten 8 zwischen den MREs 7A und 7B verbunden. Der Widerstandswert aller MREs 7A, 7B ändert sich in Übereinstimmung mit der Magnetfeldintensität in der Umfangsrichtung mit der Drehung des Drehteils 2. Als Ergebnis ändert sich die Spannung an dem Knoten 8 zwischen den MREs 7A und 7B und wird ein Spannungssignal aus dem Drehwinkelsensor 6 ausgegeben. Die Signalwellenform an diesem Knoten 8 ist durch V8 in Fig. 2 dargestellt und die Signalwellenform an dem Ausgangsabschnitt des Verstärkers 9 ist durch IN in den Figuren 2 und 3 dargestellt.
Der Ausgangsanschluß des Verstärkers 9 ist mit einem invertierenden Eingangsanschluß eines Komparators 10 verbunden.
Der Ausgangsanschluß des Verstärkers 9 ist weiterhin mit einer Spitzenhalteschaltung 11 und einer Tiefenhalteschaltung 12 verbunden.
Fig. 4 zeigt ein genaues Schaltbeispiel der Spitzenhalteschaltung 11 und Fig. 5 zeigt ein genaues Schaltbeispiel der Tiefenhalteschaltung 12.
In Fig. 4 ist der Eingangsanschluß durch einen analogen Schalter 13 mit einem nichtinvertierenden Eingangsanschluß eines CMOS-Operationsverstärkers 14 verbunden. Ein MOS-Haltekondensator 15 ist init dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des CMOS-Operationsverstärkers 14 verbunden. Eine negativerückkopplungwirdandernausgangsanschluß des CMOS-Operationsverstärkers 14 angewendet und dieser Ausgangsanschluß ist mit dem invertierenden Eingangsanschluß eines CMOS-Komparators 16 verbunden. Der Ausgangsanschluß dieses CMOS-Komparators 16 ist mit einem ODER-Gatter 18 verbunden und der Ausgangsanschluß des ODER-Gatters 18 ist mit einem Steueranschluß eines analogen Schalters 13 verbunden. Eine NICHT-Schaltung 19 befindet sich zwischen beiden Steueranschlüssen des analogen Schalters 13.
Eine Energieversorgung von 5V ist durch einen anderen analogen Schalter 20 mit einem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des CMOS-Operationsverstärkers 14 verbunden.
In der Tiefenhalteschaltung, die in Fig. 5 gezeigt ist, ist der Schaltungsaufbau im wesentlichen der gleiche wie der der Spitzenhalteschaltung 11, die in Fig. 4 gezeigt ist, aber die Verbindung der zwei Eingangsanschlüsse des CMOS-Kornparators 16 ist umgekehrt und der nichtinvertierende Eingangsanschluß des CMOS-Operationsverstärkers 14 ist durch den analogen Schalter 20 an Masse gelegt.
Wie es aus dem vorhergehend gegebenen genauen Beispiel ersichtlich ist, weist die Sensorsignalverarbeitungseinheit gemgß der vorliegenden Erfindung die Spitzenhalteeinrichtung zum Halten des Spitzenwerts der Ausgangssignale aus dem Sensor, die Tiefenhalteeinrichtung zum Halten des Tiefstwerts der Ausgangssignale aus dem Sensor, die Schwellwertseinstelleinrichtung zum Einstellen des Schwellwerts aus dem Spitzenwert aus der Spitzenhalteeinrichtung und dem Tiefstwert aus der Tiefenhalteinrichtung und die Vergleichseinrichtung zum Vergleichen des Ausgangssignals des Sensors mit dem Schwellwert, der von der Schwellwert einstelleinrichtung eingestellt wird, und zum Ausgeben eines binären Signals in Übereinstimmung mit ihrer Differenz auf.
In der Sensorsignalverarbeitungseinheit gemäß der vorliegenden Erfindung, die zuvor beschrieben worden ist, beinhalten die Spitzehalteeinrichtung oder die Tiefenhalteeinrichtung den Operationsverstärker, wobei der analoge Schalter an einem der Eingangsanschlüsse dieses Operationsverstärkers angeordnet ist, um das Ausgangssignal des Sensors und das Ausgangssignal des Operationsverstärkers in den CMOS-Komparator einzugeben, und der Ausgangsanschluß dieses CMOS-Komparators ist mit dem Steueranschluß des analogen Schalters verbunden. Auf diese Weise wird ein Laden des Kondensators durch Steuern des analogen Schalters gesteuert, um ein Halten des Spitzenwerts oder des Tiefstwerts zu bewirken.
Wenn der zuvor beschriebene Aufbau zu der Sensorsignalverarbeitungseinheit hinzugefügt wird, werden das Ausgangssignal des Sensors und das Ausgangssignal des Operationsverstärkers in den CMOS-Komparator eingegeben, und wenn der analoge Schalter durch das Ausgangssignal des CMOS-Komparators gesteuert wird, wird ein Laden des Kondensators gesteuert und wird ein Spitzenhalten oder Tiefenhalten bewirkt. Als Ergebnis ist es möglich, die Wirkung zu erzielen, daß das Potential des Kondensators durch Steuern des analogen Schalters gehalten werden kann, und der Ausgangspegel ändert sich nicht.
In der Sensorsignalverarbeitungseinheit gemäß der vorliegenden Erfindung, wie sie zuvor beschrieben worden ist, ist es andererseits bevorzugt, das Komparatoreingangssignal erzwungen um ein vorbestimmtes Potential abweichen zu lassen, um jeden Fehler beim Halten aufgrund des Versatzes des CMOS-Komparators zu beseitigen.
Es ist ebenso bevorzugt, daß der Spitzenwert der Spitzenhalteeinrichtung und der Tiefstwert der Tiefenhalteeinrichtung zu der Einschaltzeit der Energieversorgung erzwungen auf zueinander unterschiedliche Werte eingestellt werden.
Wenn ein derartiger Aufbau verwendet wird, weicht das CMOS-Komparatoreingangssignal erzwungen um ein vorbestimmtes Potential ab und kann ein Fehler beim Halten aufgrund eines Versatzes des CMOS-Komparators beseitigt werden. Weiterhin können der Spitzenwert der Spitzenhalteeinrichtung und der Tiefstwert der Tiefenhalteeinrichtung zu einer Einschaltzeit der Energieversorgung erzwungen auf die zueinander unterschiedlichen Werte eingestellt werden, so daß ein Zittern des Ausgangssignals verhindert werden kann.
Die Sensorsignalverarbeitungseinheit gemäß der vorliegenden Erfindung kann an einem sich bewegenden Körper, der äquidistante Abschnitte, an welchen magnetische Substanzen äquidistant angeordnet sind, und einen Referenzstellungsabschnitt aufweist, zum Wandeln der äquidistanten Abschnitte und des Referenzstellungsabschnitts zu elektrischen Signalen angewendet werden. In einem derartigen Fall wird ein Aufbau vorzugsweise derart verwendet, daß, wenn entweder die Spitzenwerthalteeinrichtung oder die Tiefstwerthalteeinrichtung den jeweiligen Haltewert hält, dieser Haltevorgang gesperrt wird, bis der Spitzenwert oder der Tiefstwert eine vorbestimmte Spannung überschreitet.
Gemäß diesem Aufbau wird die Spitzenwerthalteeinrichtung oder die Tiefstwerthalteeinrichtung gesperrt, den Spitzenwert oder den Tiefstwert zu halten, bis die Differenz zwischen dem Spitzenwert und dem Tiefstwert während dem Haltevorgang der jeweiligen Einrichtung eine vorbestimmte Spannung überschreitet. Als Ergebnis kann der Referenzstellungsabschnitt durch Ändern eines Einstellens der Differenzspannung zwischen dem Spitzenhaltewert und dem Tiefenhaltewert in Übereinstimmung mit einem Verhältnis des Signals der äquidistanten Abschnitte zu dem Signal des Referenzstellungsabschnitts nach einem Bestätigen der Amplitude des Fehlersignals, das aus dem Referenzstellungsabschnitt des Sensors ausgegeben wird, stabil erfaßt werden.
Die Verarbeitungseinheit kann durch volle LSI in einem CMOS-Chip kompakt gemacht werden.
Als nächstes werden die kennzeichnenden Merkmale der Spitzenhalteschaltung 11, die in Fig. 4 gezeigt ist, und der Tiefenhalteschaltung, die in Fig. 5 gezeigt ist, erklärt.
Eine typische Spitzenhalteschaltung im Stand der Technik ist in Fig. 6 gezeigt und eine typische Tiefenhalteschaltung ist in Fig. 7 gezeigt.
Die Spitzenhalteschaltung (in Fig. 6 gezeigt) ist in der Vergangenheit unter Verwendung des kennzeichnenden Merkmals verwirklicht worden, daß verursacht wird, daß ein Strom in lediglich eine Richtung durch eine Diode 21 fließt. Gemäß diesem System kann lediglich eine Spannung, welche um einen Vorwärtsspannungsabfall Vp der Diode kleiner als die tatsächliche Spitzenspannung ist, gehalten werden, da ein derartiger Spannungsabfall Vp in der Diode 21 vorhanden ist. Um eine derartige Spitzenhalteschaltung in eine CMOS-LSI einzuschließen, ist es im wesentlichen notwendig, eine BiCMOS-Struktur herzustellen, und eine reine Diode, die frei von einer parasitären Wirküng ist, innerhalb der LSI einzubauen. Jedoch kann dieses Ausführungsbeispiel ein derartiges Problem vermeiden, da der analoge Schalter 13 und der CMOS-Komparator 16 anstelle der Diode 21 verwendet werden.
Es wird die Funktionsweise der Spitzenhalteschaltung (Fig. 4) erkirt. Der CMOS-Komparator 16 vergleicht die Spitzenhalteausgangsspannung mit der Eingangsspannung. Wenn die Eingangsspannung höher als die Ausgangsspannung ist, wird das Ausgangssignal des CMOS-Komparators 16 "1", wird der analoge Schalter 13 eingeschaltet und beginnt ein Laden des MOS-Haltekondensators 15. Wenn das Potential des MOS- Haltekondensators 15 ansteigt, steigt die Ausgangsspannung auf eine ähnliche Weise an. Ein Laden fährt fort, bis die Eingangsspannung gleich der Ausgangsspannung ist, wobei zu dieser Zeit der CMOS-Komparator 16 "0" ausgibt und der analoge Schalter 13 ausgeschaltet wird. Auch dann, wenn die Eingangsspannung danach abfällt, ist der analoge Schalter 13 ausgeschaltet, da der MOS-Haltekondensator 15 das Potential hält, womit sich der Ausgangspegel nicht ändert und der Spitzenwert der Eingangsspannung andauernd gehalten wird.
Da diese Funktionsweise ebenso für die Tiefenhalteschaltung (Fig. 5) gilt, wird ihre Erklärung weggelassen.
Jedoch ist der einzige Unterschied, daß die Spannung, die zu halten ist, in dem Fall der Tiefenhalteschaltung der Tiefstwert ist.
Im übrigen muß, um die Spitzenhalteschaltung 11, die in Fig. 4 gezeigt ist, und die Tiefenhalteschaltung 12, die in Fig. 5 gezeigt ist, stabil arbeiten zu lassen, das Ausgangssignal zuverlässig "0" werden, wenn der nichtinvertierende Eingangsanschluß und der invertierende Eingangsan schluß in dem CMOS-Komparator 16 genau den gleichen Wert erreichen. Ansonsten kann der analoge Schalter 13 auch dann nicht ausgeschaltet werden, wenn die Eingangsspannung über den Spitzenwert geht und ein Verringern beginnt, und es gibt eine Möglichkeit, daß die Spitzenspannung nicht gehalten werden kann.
Ein anderes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist darauf gerichtet, ein derartiges Problem zu lösen. Anders ausgedrückt sind ein Anwendungsbeispiel der Spitzenhalteschaltung 11, die in Fig. 4 gezeigt ist, und der Tiefenhalteschaltung 12, die in Fig. 5 gezeigt ist, in den Figuren 8 (Spitzenhalteschaltung) und 9 (Tiefenhalteschaltung 12) gezeigt.
Um das zuvor beschriebene Problem zu lösen, wird ein erzwungener Versatz an dem Eingang des CMOS-Komparators 16 vorgesehen, wie es in den Figuren 8 (Spitzenhalteschaltung) und 9 (Tiefenhalteschaltung 12) gezeigt ist. Anders ausgedrückt ist in Fig. 8 eine Stromspiegelschaltung 22 mit dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des CMOS-Komparators 16 verbunden und befindet sich ein Widerstand 23 zwischen dem Eingangsanschluß und dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des CMOS-Komparators 16. Das Potential an dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des CMOS-Komparators 16 wird durch einen Konstantstrom und den Widerstand 23 derart eingestellt, daß es um 20 mV niedriger als ein Potential ist, das der Versatzspannung und einer Rauschkomponente entspricht. Gemäß diesem Schaltungsaufbau ist ein Spitzenhalten an einer niedrigen Frequenz von so niedrig wie 0,1 Hz möglich, da ein Spitzenerfassen stabil durchgeführt werden kann. Anders ausgedrückt kann ein Spitzenhalten an einer niedrigeren Frequenz durch geringfügiges Anheben der Ausgangsspannung des CMOS-Operationsverstärkers 14 während der Verzögerungszeit des CMOS-Komparators 16 durchgeführt werden. Übrigens beträgt die unterste Betriebsgrenze 40 Hz, wenn keine derartige Schaltung (die Stromspiegelschaltung 22 und der Widerstand 23) vorgesehen ist.
Die ähnliche Situation, wie sie zuvor erklärt worden ist, kann an der Tiefenhalteschaltung, die in Fig. 9 gezeigt ist, anwendbar sein, und demgemäß wird eine Spannung, welche um 20 mV höher als das Ausgangssignal ist, als eine Versatzspannung und eine Rauschkomponente durch Verbinden einer Stromspiegelschaltung 22 und des Widerstands 23 mit dem invertierenden Eingangsanschluß des CMOS-Komparators 16 eingestellt.
Es wird zurück auf Fig. 1 verwiesen. Andererseits sind vier Widerstände 24, 25, 26 und 27 zwischen dem Ausgangsanschluß der Spitzenhalteschaltung 11 und dem Ausgangsanschluß der Tiefenhalteschaltung 12 in Reihe geschaltet. Analoge Schalter 28 und 29 befinden sich in Reihe zwischen dem Knoten a der Widerstände 24 und 25 und dem Knoten b der Widerstände 26 und 27. Der Knoten 30 zwischen beiden analogen Schaltern 28, 29 ist mit dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Komparators 10 verbunden. Der Ausgangsanschluß des Komparators 10 ist mit dem Steueranschluß des analogen Schalters 29 verbunden. Weiterhin ist der Ausgangsanschluß des Komparators 10 durch die NICHT-Schaltung 31 mit dem Steueranschluß des analogen Schalters 28 verbunden.
Eine Flankenerfassungsschaltung 32 ist mit dem Ausgangsanschluß des Komparators 10 verbunden und beinhaltet einen Anstiegsflankenerfassungsabschnitt 32a und einen Abfallflankenerfassungsabschnitt 32b. Die Anstiegsflankenerfassungsschaltung 32a erfaßt die Anstiegsflanke des Ausgangssignals des Komparators 10 und gibt ein Tiefenrück setzsignal zu der Tiefenhalteschaltung 12 aus. Die Abfallflankenerfassungsschaltung 32b erfaßt eine Abfallflanke des Ausgangssignals des Komparators 10 und gibt ein Spitzenrücksetzsignal zu der Spitzenhalteschaltung 11 aus.
In den Figuren 2 und 3 ist die Wellenform des Ausgangssignals der Spitzenhalteschaltung 11 durch pH und ist die Wellenforin des Ausgangssignals der Tiefenhalteschaltung 12 durch BH dargestellt. Weiterhin ist die Wellenform des Signals an dem Knoten 30 zwischen den analogen Schaltern 28 und 29 durch TH dargestellt.
In Fig. 2 ist das Tiefenrücksetzsignal aus dem Anstiegserfassungsabschnitt 32a der Flankenerfassungsschaltung 32 durch BR und ist das Spitzenrücksetzsignal aus dem Abfallerfassungsabschnitt 32b durch PR dargestellt.
Weiterhin ist in Fig. 2 das Ausgangssignal des Komparators 10 durch OUT dargestellt.
Die Funktionsweise der Schaltung, die den Schaltungsaufbau aufweist, soweit er erklärt worden ist, wird als nächstes beschrieben. Die Verarbeitungseinheit beinhaltet die Spitzenhalteschaltung 11 und die Tiefenhalteschaltung 12 und eine Spannung zwischen dem Spitzenhaltewert und dem Tiefenhaltewert wird durch die Widerstandsspannungsteilung durch die Widerstände 24 bis 27 erzeugt und diese Spannung wird als die Spannung des nichtinvertierenden Eingangs des Komparators 10 vorgesehen. Sobald sich der Komparator 10 von dem Pegel H zu dem Pegel L ändert (Zeitpunkte t3 und t5 in den Figuren 2 und 3) oder umgekehrt (Zeitpunkte t2 und t4 in den Figuren 2 und 3), wird der Spitzenwert oder der Tiefstwert derart zurückgesetzt, daß er das Potential an dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Komparators 10 stark ändert und daher den Schwellwert stark abweichen läßt, um eine falsche Funktionsweise zu verhindern.
Anders ausgedrückt wird das Potential an dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Komparators 10 in Übereinstimmung mit dem Pegel H oder L des Ausgangssignals des Komparators 10 zu (1/4) (pH - BH) und (3/4) (pH - BH) geschaltet. Hierbei stellen die Symbole pH und BH den Spit zenhaltewert bzw. den Tiefenhaltewert dar. Demgemäß arbeitet die Verarbeitungseinheit nicht nur für das Sensorausgangssignal einer Dreieckswelle oder einer Sinuswelle stabil, sondern ebenso für eine Sensorausgangswellenform, welche in der Mitte der Wellenformamplitude nahezu flach ist.
Die Spannung an dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Komparators wird durch eine Widerstandsspannungsteilung zu einem Wert zwischen dem Spitzenhaltewert und dem Tiefenhaltewert abgeleitet. Folglich kann auch dann, wenn sich die Spitzen- und Tiefstwerte der Wellenform in Übereinstimmung mit jeder Spitze und jedem Tal ändern, eine Winkelgenauigkeit der Flanke der Wellenform OUT genau gehalten werden, da der Schwellwert durch das Amplituden verhältnis gegeben ist.
Übrigens wird die unterste Betriebsfrequenz durch die Spitzenhaltezeit und die Tiefenhaltezeit bestimmt und es kann durch Experimente bestätigt werden, daß eine stabile Funktionsweise unter der Verwendung eines Haltekondensators von 100 pF bei 0,1 Hz erzielt werden kann. Dies ist ein ausreichender Wert für eine normale Verwendung.
In Fig. 1 ist der Ausgangsanschluß der Spitzenhalteschaltung 11 durch den Widerstand 33 mit dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 34 verbunden. Der Ausgangsanschluß der Tiefenhalteschaltung 12 ist durch den Widerstand 35 mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 34 verbunden. Der nichtinvertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 34 ist durch den Widerstand 36 an Masse gelegt. Der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 34 nimmt durch den Widerstand 37 eine negative Rückkopplung auf.
Der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 34 ist mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Komparators 38 verbunden und die Referenzenergieversorgung 39 ist mit dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Komparators 38 verbunden. Der Ausgangsanschluß des Komparators 38 ist mit einem der Eingangsanschlüsse von jedem der zwei UND-Gatter 41 und 42 verbunden. Der andere Eingangsanschluß des UND- Gatters 41 ist mit dem Ausgangsanschluß des Komparators 10 verbunden und der andere Eingangsanschluß des UND-Gatters 42 ist durch eine NICHT-Schaltung 17 mit dem Ausgangsanschluß des Komparators 10 verbunden. Der Ausgangsanschluß des UND-Gatters 41 ist durch eine Spitzenwerthochziehleitung mit der Spitzenhalteschaltung 11 verbunden. Der Ausgangsanschluß des UND-Gatters 42 ist durch eine Tiefstwerttiefziehleitung mit der Tiefenhalteschaltung 12 verbunden.
In Fig. 2 ist die Ausgangswellenform des Operationsverstärkers 34 durch (P - B) dargestellt. Die Ausgangswellen form des Komparators 38 ist durch S1, die Ausgangswellenform des UND-Gatters 41 durch S3 und die Ausgangswellenform des UND-Gatters 42 durch S4 dargestellt.
Die Funktionsweise der Schaltung, welche soweit be schrieben worden ist, wird als nächstes erklärt. Der Operationsverstärker 34 berechnet die Differenz zwischen dem Spitzenhaltewert (pH) und dem Tiefenhaltewert (BH). Wenn diese Differenz kleiner als der Wert der Referenzspannung Vref1 der Referenzenergieversorgung 39 ist, gibt der Komparator 38 "1" aus. Dann wird der analoge Schalter 20, der in Fig. 4 gezeigt ist, oder der analoge Schalter 20, der in Fig. 5 gezeigt ist, geschlossen (eingeschaltet) und wird der Spitzenwert oder der Tiefstwert zu 5V oder 0V hin gezogen.
Wenn die Differenz pH - BH größer als die Referenzspannung Vref1 der Referenzenergieversorgung 39 wird, wird das Ausgangssignal des Komparators 38 "0" und wird der analoge Schalter 20, der in Fig. 4 gezeigt, oder der analoge Schalter 20, der in Fig. 5 gezeigt ist, geöffnet, (ausgeschaltet), so daß pH - BH auf einen Wert festgelegt wird, der gleich der Referenzspannung Vref1 ist. Wenn die Schaltung zu der Zeit eines Einschaltens der Energieversorgung (zu dem Zeitpunkt t1 in den Figuren 2 und 3) arbeitet, wird unmittelbar bewertet, ob die Differenz PH - BH kleiner als die Referenzspannung Vrefl ist oder nicht, und wird der Spitzenhaltewert (pH) weg von dem Tiefenhaltewert (BH) gezogen.
Normalerweise ist das Eingangssignal konstant, wenn die Energieversorgung eingeschaltet ist. Demgemäß sind der Spitzenhaltewert (pH) und der Tiefenhaltewert (BH) zueinander gleich. Wenn die Schaltung dieses Ausführungsbeispiels verwendet wird, kann jedoch der Spitzenhaltewert (pH) gleichzeitig mit einem Einschalten der Energieversorgung weg von dem Tiefenhaltewert (BH) gezogen werden, und kann verhindert werden, daß der CMOS-Komparator 10, der in Fig. 1 gezeigt ist, eine falsche Bewertung aufgrund des sehr kleinen Rauschens der Energieversorgung bewirkt, so daß ein Zittern des Ausgangssignals verhindert werden kann.
Andererseits ist der invertierende Eingangsanschluß des Komparators derart gezeigt, daß er mit dem Knoten 43 zwischen dem Operationsverstärker 34 und dein Komparator 38 in Fig. 1 verbunden ist. Der nichtinvertierende Eingangsanschluß des Komparators 44 ist mit einer Referenzenergieversorgung 45 (Vref2) verbunden. Der Ausgangsanschluß des Komparators 44 ist mit einem der Eingangsanschlüsse von jedem der zwei UND-Gatter 46 und 47 verbunden. Der andere Eingangsanschluß des UND-Gatters 47 ist mit dem Ausgangsanschluß des Komparators 10 verbunden und der andere Eingangsanschluß des UND-Gatters 46 ist durch die NICHT-Schaltung 48 mit dem Ausgangsanschluß des Komparators 10 verbunden.
Der Ausgangsanschluß des UND-Gatters 46 ist durch eine Spitzenhaltesperrleitung mit dem ODER-Gatter 18 verbunden, das in Fig. 4 gezeigt ist. Der Ausgangsanschluß des UND- Gatters 47 ist durch eine Tiefenhaltesperrleitung mit dem ODER-Gatter 18 verbunden; das in Fig. 5 qezeigt ist.
In Fig. 2 ist die Ausgangswellenform des Komparators 44 durch S2, die Ausgangswellenform des Ausgangsanschlusses des UND-Gatters 46 durch PHI und die Ausgangswellenform des Ausgangsanschlusses des UND-Gatters 47 durch BHI dargestellt.
Die Funktionsweise der Schaltung, die den Aufbau aufweist, welcher soweit erklärt worden ist, wird hier als nächstes beschrieben. Wenn der Tiefstwert während des Spitzenhaltevorgangs nicht um eine vorbestimmte Spannung abweicht, wird das Tiefenhaltesperrsignal (BHI) erzeugt und wird das Tiefenhalten gesperrt. Demgemäß wird der Schwellwert immer größer als die Ausgangswellenforrn des MRE und ist das Ausgangssignal auf den Pegel 11 festgelegt, so daß die Referenzstellung des Drehteils 2 erfaßt werden kann.
Das Umgekehrte gilt ebenso. Anders ausgedrückt, solange der Spitzenwert während des Tiefenhaltevorgangs nicht um eine vorbestimmte Spannung abweicht, wird das Spitzenhaltesperrsignal (PHI) ausgegeben und wird ein Spitzenhalten gesperrt. Demgemäß ist der Schwellwert immer kleiner als eine Ausgangswellenform des MRE und ist das Ausgangssignal auf den Pegel L festgelegt.
Die Referenzspannung wird an den Abschnitten, die einen engen Magnetisierungszwischenraum aufweisen und der Referenzstellung, die frei von einer Magnetisierung ist, um das Ausgangsamplitudenverhältnis veränderbar gemacht. Demgemäß kann die Referenzstellung, die frei von einer Magnetisierung ist, durch ledigliches Aktualisieren der Einstellspannung der Differenz des Werts pH - BH in Übereinstimmung mit dem Verhältnis der Ausgangsamplitude an den Abschnitten, die einen engen Magnetisierungszwischenraum aufweisen, und der Ausgangsamplitude an der Referenzstellung, die frei von einer Magnetisierung ist, stabil erfaßt werden.
Im Vergleich zu dem System im Stand der Technik besteht eines der kennzeichnenden Merkmale der Sensorsignalverarbeitungseinheit der vorliegenden Erfindung, die zuvor beschrieben worden ist, darin, daß der Schwellwert auf der Grundlage des Spitzenwerts (oder des Tiefstwerts) unmittelbar nach dem Verstreichen der Spitze oder Tiefe des Ausgangssignals des Sensors eingestellt wird. Die vorliegende Erfindung kann eine Winkelgenauigkeit von binären Pulsen auf der Grundlage des zuvor beschriebenen technischen Konzepts bedeutsam verbessern.
Genauer gesagt stellt in Fig. 3 IN die Sensorausgangswellenform dar, ist pH die Spitzenhalte-(Spitzenwert)-Wellenform, ist BH die Tiefenhalte-(Tiefstwert)-Wellenform und ist TH die Schwellwertwellenform, die auf der Grundlage des Spitzenwerts und des Tiefstwerts eingestellt wird. Dieses TH ist während der Zeitdauer von t1 bis t2 und der Zeitdauer von t3 bis t4 durch 3/4 x (pH - BH) gegeben und ist während der Zeitdauer von t2 bis t3 und der Zeitdauer von t4 bis t5 durch 1/4 x (pH - BH) gegeben. Da der Schwellwert TH durch die proportionale Beziehung zwischen dem Schwellwert und dem Tiefstwert (in diesem Fall 1/4 und 3/4) gegeben ist, kann eine Winkelgenauigkeit auch dann aufrechterhalten werden, wenn sich der Spitzenwert und der Tiefstwert ändern. In diesem Fall wird der Schwellwert TH nach einem Gehen durch die Spitze oder die Tiefe der Wellenform eingestellt und gibt die Pulsflanke (den Augenblickswert, zu dem die Sensorausgangswellenform IN durch TH geht) aus. Demgemäß wird der Puls auf den Spitzenwert oder den Tiefstwert ausgegeben, der unmittelbar zuvor erscheint, und die Winkelgenauigkeit ist hoch. Anders ausgedrückt wird der Schwellwert in Übereinstimmung mit der proportionalen Beziehung unmittelbar nach dem Gehen der Wellenform durch die Spitze und die Tiefe ausgegeben und wird das Pulausgangssignal erzeugt.
Aus dem zuvor beschriebenen Grund kann ein Digitalisieren (ein binäres Ausgangssignal) auch für eine Sensorausgangswellenform, deren Höhe der Spitze und der Tiefe sich für jedes Pulsausgangssignal ändern, mit einer hohen Winkelgenauigkeit bewirkt werden.
Anders ausgedrückt werden, wie es sich aus den Wellenformen versteht, die in Fig. 15(b) gezeigt ist, das Erzeugen des Schwellwerts und das Digitalisieren (Pulsausbilden) nach einem Gehen durch jede Spitze oder Tiefe bewirkt. Demgemäß ist eine Winkelgenauigkeit hoch. Weiterhin kann eine hohe Winkelgenauigkeit durch Bewirken eines Rücksetzens und Digitalisierens nach jeder Spitze zusätzlich zu dem Speichern der Spitze und der Tiefe sichergestellt werden. Ebenso kann durch Rücksetzen der Spitze (oder der Tiefe) eine Hysterese zu einer Vergleichsspannung hinzugefügt werden.
Wenn eine derartige Hysterese hinzugefügt wird, kann das Auftreten eines Zitterns verhindert werden, wenn sich der Spannungspegel des Eingangssignals nahe dem Schwellwert befindet.
Die Sensorsignalverarbeitungseinheit dieses Ausführungsbeispiels ist vollständig durch LSI in einem CMOS-Chip gebildet.
Wie es zuvor beschrieben worden ist, weist die Digitalisierungsvorrichtung dieses Ausführungsbeispiels die Spitzenhalteschaltung 11 (Spitzenhalteeinrichtung) zum Halten des Spitzenwerte des Ausgangssignals aus dem Drehwinkelsensor 6, die Tiefenhalteschaltung 12 (Tiefenhalteeinrichtung) zum Halten des Tiefstwerts des Ausgangssignals des Drehwinkelsensors 6, die Widerstände 24 bis 27, die analogen Schalter 28, 29 und die NICHT-Schaltung 31 (Schwellwerteinstelleinrichtung) zum Einstellen des Schwellwerts aus dem Spitzenwert aus der Spitzenhalteeinrichtung 11 und dem Tiefstwert aus der Tiefenhalteschaltung 12 und den Komparator 10 (Vergleichseinrichtung) zum Vergleichen des Schwellwerts, der von den Widerständen 24 bis 27, den analogen Schaltern 28, 29 und der NICHT-Schaltung 31 (Schwellwerteinstelleinrichtung) eingestellt wird, mit dem Ausgangssignal des Drehwinkelsensors 6 und zum Ausgeben des binären Signals in Übereinstimmung mit dem Vergleichsergebnis auf.
In der zuvor erwähnten Patentveröffentlichung (Japanische ungeprüfte Patentveröffentlichung (Kokai) Nr. 4-77671) müssen ein Verstärker, der ein großes Verstärkungsverhältnis aufweist, und ein Verstärker, der ein kleines Verstärkungsverhältnis aufweist, vorgesehen sein. Jedoch erfordert die vorliegende Erfindung die zwei Verstärker nicht, son dem verwendet lediglich einen Verstärker 9. Demgemäß kann die Schaltung der vorliegenden Erfindung vereinfacht werden.
Sowohl die Spitzenhalteschaltung 11 als auch die Tiefenhalteschaltung 12, die in den Figuren 4 und 5 gezeigt sind, beinhaltet den CMOS-Operationsverstärker 14 und verwendet den Schaltungsaufbau, bei dem der analoge Schalter 13 an einem der Eingangsanschlüsse dieses Operationsverstärkers 14 vorgesehen ist, das Sensorausgangssignal und das Ausgangssignal des CMOS-Operationsverstärkers 14 dem CMOS-Komparator 16 zugeführt werden und der Ausgangsanschluß des CMOS-Komparators 16 und der Steueranschluß des analogen Schalters 13 verbunden sind, um den analogen Schalter 13 derart zu steuern, das ein Laden des MOS-Haltekondensators 15 durch Steuern des analogen Schalters 13, um einen Spitzenhalte- oder Tiefenhaltevorgang auszuführen, gesteuert werden kann. Als Ergebnis kann das Potential des MOS-Haltekondensators 15 durch Steuern des analogen Schalters 13 gehalten werden und ändert sich der Ausgangspegel nicht.
Da das Eingangssignal des CMOS-Komparators 16 erzwungen um ein vorbestimmtes Potential abweicht, wie es in den Figuren 8 und 9 gezeigt ist, kann der Haltefehler aufgrund eines Versatzes des CMOS-Komparators 16 beseitigt werden.
Wenn die Energieversorgung eingeschaltet wird, werden der Spitzenwert von der Spitzenhalteschaltung 11 und der Tiefstwert von der Tiefenhalteschaltung 12 erzwungen auf zueinander unterschiedliche Werte eingestellt. Als Ergebnis kann ein Zittern des Ausgangssignals zu der Einschaltzeit der Energieversorgung verändert werden.
Der Drehwinkelsensor 6 wandelt die äquidistanten Abschnitte und die Referenzstellungsabschnitte in elektrische Signale für das sich bewegende Teil, das derartige äquidistante Abschnitte und Referenzstellungsabschnitte aufweist, und die Spitzenhalteschaltung 11 oder die Tiefenhalteschaltung 12 sperren ein Halten des Spitzenwerts oder des Tiefstwerts, bis der Spitzenwert oder der Tiefstwert während ihres Haltevorgangs mindestens eine vorbestimmte Spannung erreicht. Als Ergebnis können die Referenzstellungsabschnitte, welche ein Fehlersignal ausgeben, das eine kleinere Amplitude als die der Signale der äquidistanten Abschnitte des Sensors aufweist, richtig erfaßt werden.
Die Sensorsignalverarbeitungseinheit in diesem Ausführungsbeispiel ist durch einen LSI-Aufbau vollständig zu dem CMOS-Chip gewandelt und daher kann seine Abmessung verringert werden.
Übrigens kann ein Fehlersignal, das eine kleine Amplitude aufweist, nicht nur durch Vergleich mit einer vorbestimmten Spannung, wie es in diesem Ausführungsbeispiel durchgeführt wird, unterschieden werden, sondern ebenso durch ein Verhältnis der Differenzspannung der Spitzen- und Tiefstwerte, d.h., pH - BH, wie es in dem Schaltungsaufbau in Fig. 11 und dem Zeitablaufsdiagramm in Fig. 12 gezeigt ist.
Als nächstes wird ein anderes Verfahren und eine andere Vorrichtung zum Steuern der Ausgabe des Sensorsignals in der Sensorsignalverarbeitungseinheit gemäß der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Figuren 13 bis 15(A), 15(B) erklärt.
Zusätzlich zu dem Aufbau des vorhergehenden Ausführungsbeispiels beinhaltet die Sensorsignalverarbeitungsein heit dieses Ausführungsbeispiels eine Signalverstärkungseinrichtung zum Hinzufügen eines Versatzsignals zu einem Ausgangssignal eines Magnetismuserfassungssensors zum Erfassen von Magnetismus, zum Wandeln von ihm zu einem elektrischen Signal und zum Ausgeben des Signals und zum Ver stärken des elektrischen Signals; eine Signalbewertungseinrichtung zum Ausgeben eines Versatzeinstellungsstartsignals, wenn das Ausgangssignal der Signalverstärkungseinrichtung einen erwünschten oberen Grenzwert oder den unteren Grenzwert überschreitet; eine Zyklussignalerzeugungs einrichtung zum Ausgeben eines Zyklussignals durch das Versatzeinstellungsstartsignal; eine Zähleinrichtung zum Andem eines Zählwerts durch das Zyklussignal; und eine Ausgangssignalkorrektureinrichtung, die eine Versatzsignalausgabeeinrichtung zum Ausgeben eines Versatzsignals aufweist, das dem Zählwert entspricht.
Bei der Sensorsignalverarbeitungseinheit, die den zuvor beschriebenen Aufbau aufweist, werden der Spitzenwert und der Tiefstwert des Ausgangssignals des Magnetismussensors gehalten, wenn das Ausgangssignal des Magnetismuserfassungssensors digitalisiert wird und wird ein Digitalisierungsschwellwert durch diese Werte eingestellt. Demgemäß kann, wenn das Ausgangssignal des Magnetismuserfassungssensors einmal durch die Ausgangssignalkorrekturschaltung korrigiert ist, der Digitalisierungsschwellwert danach durch die Spitzen/Tiefenhalteeinrichtung eingestellt werden, und ist der Korrekturvorgang der Ausgangssignalkorrekturschaltung nicht notwendig. Anders ausgedrückt muß das Zyklussignal zur Korrektur während des normalen Vorgangs nach der Ausgangssignalkorrektur für eine Korrektur nicht zum Schwingen gebracht werden und kann ein Abfall der Winkelgenauigkeit, der durch das Oszillationsimpulsspitzenrauschen verursacht wird, verhindert werden.
Hier im weiteren Verlauf wird der Aufbau dieses Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung erklärt.
Fig. 13 zeigt ein Zahnrad, eine MRE-Brückenschaltung 52, eine Ausgangssignalkorrekturschaltung 53 und eine Digitalisierungsschaltung 54.
Zuerst wird die Digitalisierungsschaltung 54 unter Bezugnahme auf Fig. 14 erklärt. Diese Schaltung weist einen einen binären Puls ausbildenden Komparator 61, welcher das Ausgangssignal A, das von der MRE-Brückenschaltung 52 korrigiert und verstärkt wird, als ein invertiertes Eingangssignal aufnimmt, eine Spitzenhalteschaltung 62a und eine Tiefenhalteschaltung 62b, die den Spitzenwert bzw. den Tiefstwert des Ausgangssignals A halten, eine Rücksetzschaltung 63 zum Rücksetzen der Haltevorgänge dieser Halteschaltungen und eine Schwellwerteinstellschaltung 64 zum Einstellen eines Schwellwerts als ein nichtinvertiertes Eingangssignal in den Komparator 61 aus den Haltewerten auf.
Die Schaltungsfunktionsweise, die in Fig. 14 gezeigt ist, wird als nächstes unter Bezugnahme auf ein einfaches Zeitablaufsdiagramm erklärt, das in den Figuren 15(A) und 15(B) gezeigt ist. Fig. 15(A) zeigt den Komparator 61 und Fig. 15(B) zeigt das Zeitablaufsdiagramm. Das invertierte Eingangssignal des Komparators 61, d.h., das MRE-Ausgangssignal A ist durch ein Symbol IN dargestellt und durch eine durchgezogene Linie dargestellt, das nichtinvertierte Eingangssignal, d.h., der Schwellwert, ist durch TH dargestellt und durch eine gestrichelte Linie dargestellt und das Ausgangssignal ist durch OUT dargestellt.
Wenn der Wert IN kleiner als der Wert TH wird, wird das Ausgangssignal des Komparators 61, d.h., OUT, "hoch" und wenn der Wert IN größer als der Wert TH wird, wird das Ausgangssignal OUT "niedrig". Der Spitzenwert ist der Wert der Spitze des MRE-Ausgangssignals A und der Tiefstwert ist der Wert des Tals. Der Tiefenhaltewert wird zurückgesetzt, wenn die Wellenforrn IN kleiner als die Wellenform TH wird, das heißt, wenn OUT "hoch" wird, und der Spitzenhaltewert wird zurückgesetzt, wenn die Wellenform IN größer als die Wellenform TH wird, das heißt, wenn OUT "niedrig" wird. Der Schwellwert wird durch die Spannungsteilerwiderstände zum Beispiel derart eingestellt, das er zwischen dem Ausgangswert der Spitzenhalteschaltung und dem Ausgangswert der Tiefenhalteschaltung vorhanden ist (hier im weiteren Verlauf als "pH" - "BH") bezeichnet. In diesem Ausführungsbeispiel wird der Schwellwert durch einen analogen Schalter, usw. (nicht gezeigt) bestimmt, welcher in Übereinstimmung mit dem Wert von OUT ein- und ausgeschaltet wird, so daß der Schwellwert
(1/4) x (pH - BH) ist, wenn OUT "hoch" ist, und
(3/4) x (pH - BH) ist, wenn OUT "niedrig" ist.
Wie es zuvor beschrieben worden ist, ist in der Digitalisierungsschaltung 54 gemäß diesem Ausführungsbeispiel der Schwellwert zum Digitalisieren kein festgelegter Schwellwert, sondern wird er andauernd in Übereinstimmung mit den Spitzen- und Tiefstwerten des MRE-Ausgangssignals A bestimmt. Anders ausgedrückt wird auch dann, wenn sich das Ausgangssignal ändert, der Schwellwert, der diesem Ausgangssignal entspricht, immer eingestellt, so daß der Erfassungsfehler aufgrund der Ausgangsschwankung verhindert werden kann. Demgemäß kann, wenn die Versatzeinstellung einmal nach einem Zuführen der Energie durchgeführt wird, die Versatzeinstellung gestoppt werden, das heißt, der Oszillator der Aus.gangssignalkorrekturschaltung kann gestoppt werden. Da ein nachteiliger Einfluß des Oszillationsimpulsspitzenrauschens daher beseitigt werden kann, kann eine hohe Winkelgenauigkeit erzielt werden.
Als nächstes wird die Ausgangssignalkorrekturschaltung 3, welche derart gebildet ist, daß sie den Oszillator stoppt, wenn der Versatz einmal eingestellt ist, unter Bezugnahme auf Fig. 13 erklärt. Der Eingang + eines Differen tialverstärkers 55 nimmt das Ausgangssignal der Brückenschaltung 52 auf und der Eingang - nimmt eine Regelspannung auf, die von einem D/A-Wandler 60 erzeugt wird. Das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 55 wird dem Eingang + eines Komparators 56a zum Einstellen des oberen Grenzwerts und dem Eingang - eines Komparators 56b zum Einstellen des unteren Grenzwerts zugeführt und wird ebenso in eine Digitalisierungsschaltung 54 eingegeben. Jede der Spannungen ref1 bis ref4, die durch Teilen der Energieversorgungsspannung durch Widerstände in vier Stufen zum Einstel len der oberen und unteren Grenzen abgeleitet und eingestellt wird, wird dem Eingang + und dem Eingang - der Komparatoren 56a und 56b zugeführt.
In diesem Ausführungsbeispiel wird ref1 oder ref2 in den Eingang - des Komparators 56a eingegeben und wird ref3 oder ref4 in den Eingang + des Komparators 56b eingegeben. Die Ausgangssignale der Komparatoren 56a und 56b werden in eine ODER-Schaltung 57 eingegeben. Das Ausgangssignal der ODER-Schaltung 57 wird als ein Oszillationsstartsignal in einen Oszillator 58 eingegeben und das Ausgangssignal des Oszillators 58 wird in einen Aufwärts/Abwärtszähler 59 eingegeben. Ein Aufwärts/Abwärtsmerker, welcher in Übereinstimmung mit dem Ausgangssignal des Komparators 56 entscheidet, zu welcher Seite der Aufwärts/Abwärtszähler 59 arbeiten sollte, wird in den Aufwärts/Abwärtszähler 59 eingegeben. Anders ausgedrückt bewirkt der Aufwärts/Abwärtszähler 59 ein Abwärtszählen, wenn das Ausgangssignal des Komparators 56a "hoch" ist und bewirkt ein Aufwärtszählen, wenn dieses Ausgangssignal "niedrig" ist. Das Ausgangssignal des Zählers 59 wird in den D/A-Wandler eingegeben.
Als nächstes wird die Funktionsweise eines Schaltungsblocks erklärt, der in Fig. 13 gezeigt ist. Es wird hier angenommen, daß die Verstärkung des Differentialverstärkers (Operationsverstärkers) 55 derart eingestellt ist, daß das Ausgangssignal dieses Verstärkers 55 nicht höher als die Einstellspannung refl ist und nicht niedriger als die Einstellspannung ref4 ist, wenn das Signal der MRE-Brückenschaltung 52 verstärkt wird. Der Wert von ref1 befindet sich unter dem oberen Grenzwert des Ausgangsspannungsbereichs des Operationsverstärkers und der Wert von ref4 befindet sich oberhalb des unteren Grenzwerts der Ausgangsspannung. Die Werte ref2 und ref3 sind auf Werte eingestellt, zu welchen eine Hysteresenbreite hinzugefügt ist, um eine stabile Funktionsweise an den eingestellten Werten zu erzielen.
Zuerst wird, wenn die Energieversorgungsspannung angelegt wird, jeder Schaltungsblock auf den Anfangszustand eingestellt. Wenn sich das Zahnrad 1 zu drehen beginnt, wird der Abgleich der MRE-Brückenschaltung 2 aufgelöst und ändert sich die Ausgangsspannung. Zu dieser Zeit wird, wenn das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 5 größer als die Einstellspannung ref 1 wird (was bedeutet, daß die Versatzspannung in der Richtung + auftritt), das Ausgangssignal des Komparators 56a "hoch" und wird das Ausgangssignal der ODER-Schaltung 57 "hoch", so daß der Oszillator 58 zu schwingen beginnt. Dann wird der Aufwärts/Abwärtsmerker "hoch" und beginnt daher der Aufwärts/Abwärtszähler aufgrund der Schwingung des Oszillators 58 abwgrts zu zählen. Da der D/A-Wandler 60 derart verdrahtet ist, daß er die analoge Spannung ausgibt, die durch die Daten dieses Aufwärts/Abwärtszählers 59 eingestellt wird, verringert sich die Ausgarlgsspannung des D/A-Wandlers 60. Demgemäß verringert sich die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 55 allmählich. Dieser Vorgang fährt fort, bis die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 55 unter den Wert ref2 abfällt. Wenn die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 55 unter ref2 wird, wird der Oszillationsvorgang des Oszillators 58 gestoppt und wird die Ausgangsspannung des D/A-Wandlers 60 festgelegt.
In diesem Zustand ist der Bereich der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 55 nicht höher als ref2 und nicht niedriger als ref4 und dies ist der Spannungsbereich, in welchem die Digitalisierungsschaltung 4 der nachfolgenden Stufe des Operationsverstärkers stabil arbeitet.
Als nächstes wird, wenn die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 5 niedriger als ref4 ist, das Ausgangssignal des Komparators 56b "hoch" und wird das Ausgangssignal der ODER-Schaltung 59 "hoch", so daß der Oszillator 38 ein Schwingen beginnt. Dann wird, da das Ausgangssignal des Komparators 56a zu dieser Zeit "niedrig" ist, der Aufwärts/Abwärtsmerker "niedrig", so daß der Aufwärts/Abwärtszähler 59 aufgrund der Schwingung des Oszillators 58 beginnt, aufwärts zu zählen. Folglich erhöht sich die Ausgangsspannung des D/A-Wandlers 60 allmählich. Dieser Vorgang fährt fort, bis die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 55 über ref3 ansteigt. Wenn die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers höher als ref3 wird, stoppt der Schwingungsvorgang des Oszillators 59 und wird der Ausgangsbereich des Operationsverstärkers auf einen Bereich festgelegt, der nicht höher als ref 1 und nicht niedriger als ref3 ist. Dies ist der Spannungsbereich, in welchem die Digitalisierungsschaltung 54 der nachfolgenden Stufe des Operationsverstärkers 54 stabil arbeitet.
Wie es zuvor beschrieben worden ist, wird gemäß diesem Ausführungsbeispiel der Schwingungsvorgang des Oszillators gestartet, wenn das Verstärkungssignal des MRE-Brückenausgangs die Einstellspannung ref 1 oder ref4 überschreitet, welche im voraus eingestellt wird, und wird gestoppt, wenn die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers den zuvor beschriebenen Bereich erreicht. Demgemäß schwingt der Oszillator nicht während des normalen Vorgangs und folglich kann der Einfluß des Oszillationsimpulsspitzenrauschens beseitigt werden. Anders ausgedrückt kann eine Winkelerfassung mit einem hohen Genauigkeitspegel, wie zum Beispiel einer absoluten Winkelgenauigkeit von ± 0,1 und einer Wiederholbarkeit von 0,02, stabil durchgeführt werden.
Eine Digitalisierung der Ausgangswellenform wird durch die Digitalisierungsschaltung 54 bewirkt, die den einen binären Puls ausbildenden Komparator 61 und die Spitzen/Tiefenhalteschaltung 62 aufweist. Die Spitzen/Tiefenhalteschaltung 62 speichert bei jeder Abtastzeit die Spitzen- und Tiefenspannungen der Ausgangswellenform des Operationsverstärkers 55 in einem geeigneten Speicher, stellt den Schwellwert in Übereinstimmung mit diesen Spannungen ein und gibt sie in den einen binären Puls ausbildenden Komparator 61 ein. Der einen binären Puls ausbildende Komparator 61 digitalisiert die Ausgangswellenform des Operationsverstärkers 55 in Übereinstimmung mit dem Schwellwert, der von den Spitzen/Tiefenhalteschaltungen 62a und 62b eingestellt wird. Gemäß diesem Aufbau kann die Flanke des binären Pulses mit einer hohen Winkelgenauigkeit für die Ausgangswellenform A ausgegeben werden, die eine geeignete Amplitude innerhalb eines breiten Bereichs von ref1 bis ref4 aufweist. Danach wird der binäre Puls von einer Signalverarbeitungsschaltung verarbeitet, die in der Zeichnung nicht gezeigt ist.

Claims

1. Sensorsignalverarbeitungseinheit, die aufweist:

[a] eine Spitzenhalteeinrichtung (11) zum Halten eines Spitzenwerts eines Ausgangssignals eines Sensors (6; 52);

[b] eine Tiefenhalteeinrichtung (12) zum Halten eines Tiefstwerts des Ausgangssignals des Sensors (6; 52);

[c] eine Schwellwerteinstelleinrichtung (24 bis 29) zum Einstellen eines Schwellwerts aus dem jeweiligen Spitzenwert, der von der Spitzenhalteeinrichtung (11) gehalten wird, und dem jeweiligen Tiefstwert, der von der Tiefenhalteeinrichtung (12) gehalten wird;

[d] eine Vergleichseinrichtung (10) zum Vergleichen des jeweiligen Ausgangssignals des Sensors (6; 52) mit dem jeweiligen Schwellwert, der von der Einstelleinrichtung (24 bis 29) eingestellt wird, und zum Ausgeben eines binären Ausgangssignals in Übereinstimmung mit dem Vergleichsergebnis;

dadurch gekennzeichnet, daß

[e] eine Flankenerfassungseinrichtung (32) vorgesehen ist, welche

die ansteigende und abfallende Flanke des binären Ausgangssignals der Vergleichseinrichtung (10) erfaßt,

als Reaktion auf die erfaßte ansteigende Flanke ein Tiefenrücksetzsignal (BR) zu der Tiefenhalteeinrichtung (12) ausgibt und

als Reaktion auf die erfaßte abfallende Flanke ein Spitzenrücksetzsignal (PR) zu der Spitzenhalteeinrichtung (11) ausgibt, und

[c1] die Schwellwerteinstelleinrichtung (24 bis 29) den Schwellwert (TH) bei jeder Pegelumsetzung des binä ren Ausgangssignals der Vergleichseinrichtung (10) aktualisiert.

2. Sensorsignalverarbeitungseinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spitzenhalteeinrichtung (11) oder die Tiefenhalteeinrichtung (12) besteht aus:

[a] einem Operationsverstärker (14);

[b] einem Haltekondensator (15), welcher mit einem Eingangsanschluß (+) des Operationsverstärkers (14) verbunden ist;

[c] einem analogen Schalter (130, dessen Ausgnagsanschluß mit dem einen Eingangsanschluß (+) des Operationsverstärkers (14) verbunden ist und dessen Eingangsanschluß das Ausgangssignal des Sensors (6; 52) aufnimmt; und

[d] einen CMOS-Komparator (16), dessen einer Eingangsanschluß mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers (14) verbunden ist, dessen anderer Eingangsanschluß das Ausgangssignal des Sensors (6; 52) aufnimmt und erzwungen um ein vorbestimmtes Potential abgelenkt wird, um einen Haltefehler aufgrund eines Versatzes des CMOS-Komparators (16) zu beseitigen, und dessen Ausgangsanschluß mit dem Steueranschluß des analogen Schalters (13) verbunden ist, so daß das Laden des Haltekondensators (15) gesteuert werden kann.

3. Sensorsignalverarbeitungseinheit nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine Spitzenwerteinstelleinrichtung (41) und einen Tiefstwerteinstelleinrichtung (42) zum erzwungenen Einstellen der Ausgangssignale der Spitzenhalteeinrichtung (11) bzw. der Tiefenhalteeinrichtung (12) auf Referenzsignalpegel (5V, 0V), wenn die Differenz des jeweiligen Ausgangssignals der Spitzenhalteeinrichtung (11) und der Tiefenhalteinrichtung (12) niedriger als ein Wert einer Referenzenergieversorgung (39) ist.

4. Sensorsignalverarbeitungseinheit nach einem der Ansprüche 1 bis 3, gekennzeichnet durch eine Haltesperreinrichtung (46, 47), welche die Haltewirkung der Spitzenhalteinrichtung (11) und/oder der Tiefenhalteeinrichtung (12) sperrt, außer der jeweilige Haltewert von ihnen überschreitet eine vorbestimmte Spannung, während die Spitzenhalteeinrichtung (11) bzw. die Tiefenhalte einrichtung (12) eine Spannung halten.

5. Sensorsignalverarbeitungseinheit nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der der Sensor ein Magnetismuserfassungssensor (52) zum Erfassen von Magnetismus ist, gekennzeichnet durch:

[a] eine Signalverstärkungseinrichtung (55) zum Verstärken eines Ausgangssignals des Sensors (52), das um ein Versatzsignal versetzt ist;

[b] eine Einrichtung zum Erzeugen eines zyklischen Signals zum Ausgeben eines zyklischen Signals, wenn das Ausgangssignal der Signalverstärkungseinrichtung (55) einen vorbestimmten oberen oder unteren Grenzwert überschreitet;

[c] eine Z hleinrichtung (59) zum Z hlen von Zyklen des zyklischen Signals; und

[d] eine Versatzsignalausgabeeinrichtung (60) zum Ausgeben des Versatzsignals in Übereinstimmung mit einer Zählanzahl der Zhleinrichtung (59),

[e] wobei die Spitzenhalteeinrichtung (11), die Tiefenhalteeinrichtung (12) und die Vergleichseinrichtung (10) als Eingangssignal das Ausgangssignal der Signalverstärkungseinrichtung (55) aufnehmen.

6. Sensorsignalverarbeitungseinheit nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Erzeugen eines zyklischen Signals beinhaltet:

[a] eine erste Signalvergleichseinrichtung (56a) zum Vergleichen des Ausgangssignals der Signalverstärkungseinrichtung (55) mit dem vorbestimmten oberen Grenzwert;

[b] eine zweite Signalvergleichseinrichtung (56b) zum Vergleichen des Ausgangssignals der Signalverstärkungseinrichtung (55) mit dem vorbestimmten unteren Grenzwert; und

[c] eine Einrichtung (57) zum Ausgeben eines zyklischen Signals zum Ausgeben eines zyklischen Signals, wenn die erste Signalvergleichseinrichtung (56a) bestimmt, daß das Ausgangssignal der Signalverstärkungseinrichtung (55) höher als der vorbestimmte obere Grenzwert ist, und wenn die zweite Signalvergleichseinrichtung (5gb) bestimmt, daß das Ausgangssignal der Signalverstärkungseinrichtung (55) niedriger als der vorbestimmte untere Grenzwert ist.

7. Sensorsignalverarbeitungseinheit nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Zähleinrichtung (59) in Übereinstimmung mit dem Ausgangssignal der ersten Signalvergleichseinrichtung (56a) und der zweiten Signalvergleichseinrichtung (5gb) in einer aufwärts zählenden Richtung oder einer abwärts zählenden Richtung zählt.

8. Sensorsignalverarbeitungseinheit nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens zwei Werte zwischen den vorbestimmten oberen und unteren Grenzwerten eingestellt sind.