DE69822030T2

DE69822030T2 - Detektion von sich vorbeibewegenden magnetischen Gegenständen mit einem Schwellwertdetektor, wobei der Schwellwert ein prozentualer Anteil der Spitzenwerte ist

Info

Publication number: DE69822030T2
Application number: DE1998622030
Authority: DE
Inventors: Jay M. Newbury Towne; Karl P. Rochester Scheller; Ravi Bow Vig
Original assignee: Allegro Microsystems Inc
Current assignee: Allegro Microsystems Inc
Priority date: 1997-04-28
Filing date: 1998-04-01
Publication date: 2004-08-12
Anticipated expiration: 2018-04-02
Also published as: JPH10311873A; EP0875733A3; EP0875733B1; EP0875733A2; DE69822030D1; JP4091682B2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Näherungsdetektor und im Speziellen einen einsenverzahnten Hall-Wandler oder andere Magnetfeld-Spannungs-Wandler, die in der Lage sind, die Führungs- und Lenkkanten eines Zahnradzahnes von einem angrenzenden, rotierenden Zahnrad oder andere magnetische Gegenstände zu erkennen, und sie betrifft im Besonderen einen Hall-Näherungsdetektor mit der Möglichkeit zur automatischen Anpassung des Verstärkungsfaktors innerhalb des Hall-Spannung-Verstärkers.
Der Ausdruck „magnetischer Gegenstand", so wie er hierin verwendet wird, bezieht sich auf magnetisierte Körper, Eisenkörper und andere Körper mit einem geringen magnetischen Widerstand, die dazu neigen, das sie umgebende magnetische Feld zu beeinflussen.
In Patent U.S. 5,442,283, herausgegeben am 15. August 1995, wird ein steigungsaktivierter Hall-Spannung-Näherungsdetektor beschrieben, der in der Lage ist, die steigenden sowie die abfallenden Kanten eines angrenzenden, rotierenden Zahnrades zu erkennen. Dieser Detektor vom Typ eines Näherungsdetektors beinhaltet einen Hall-Detektor als integrierte Schaltung, der auf einem Pol eines Magneten montiert ist, sowie eine Schaltung zum Verfolgen des Ansteigens einer Hall-Spannung (z. B. bei Annäherung eines sich vorbei bewegenden Zahnradzahnes) und zum kurzzeitigen Aufbewahren der nachfolgenden Höchstspannung vor der Erzeugung eines Ausgangssignals, welches das Einsetzen des darauf folgenden Ansteigens einer Hall-Spannung von entgegen gesetzter Richtung anzeigt (z. B. bei Annäherung eines Tals zwischen zwei Zahnradzähnen). Die Hall-Spannung-Erhaltungsschaltung beinhaltet einen Kondensator sowie eine Schaltungseinrichtung zur kontrollierten Abgabe von Ladung aus dem Kondensator oder zur Zufuhr von Ladung in den Kondensator, um auf diese Weise zu verhindern, dass ein Vergleicher, der den Ausgangssignalimpuls liefert, fälschlicherweise auslöst.
Daher driftet die Erhaltungsspannung des Kondensators ein wenig, was immer dann zu einem stärkeren Verlust der Erhaltungsgenauigkeit führt, wenn die Geschwindigkeit des vorbei laufenden Zahnradzahnes geringer wird, weshalb der Detektor also eine minimale Zahnradgeschwindigkeit besitzt, bis zu der eine genaue Detektion noch möglich ist.
Die meisten dem Stand der Technik entsprechenden Näherungsdetektoren erzeugen eine hohe binäre Ausgangsspannung, um die Annäherung und schließlich die Nähe eines sich vorbei bewegenden Gegenstandes anzuzeigen, und eine niedrige binäre Ausgangsspannung, wenn sich der Gegenstand vom Detektor weg bewegt. Der Übergang der Detektorausgangsspannung von niedrig nach hoch wird üblicherweise von einem Vergleicher erkannt, der bestimmt, wann die Wandlerspannung bis auf eine interne Bezugsschwellwertspannung angewachsen ist. Wenn es sich um den oben beschriebenen steigungsaktivierten Detektor handelt, bestimmt der Detektor alternativ, wann – nach dem kurzzeitigen Auftreten eines Höchstwerts der Wandlerspannung – sich die Wandlersignalspannung um einen vorgegebenen Spannungswert vom Höchstwert verringert hat.
Dem Stand der Technik entsprechende Näherungsdetektoren mit festen Schwellwertspannungen erzeugen im Ausgangssignal binäre Übergänge von tief nach hoch (oder Übergänge von hoch nach tief), welche die Annäherung eines magnetischen Gegenstands anzeigen. In der Praxis ist der kleinste Abstand beim Vorbeilaufen des Gegenstands (manchmal auch als Luftspalt bezeichnet) nicht konstant.
Unterschiede in den Ausmaßen des Luftspalts verursachen Verschiebungen in den tatsächlichen Abständen während des Annäherns oder Wegbewegens, bei denen die Wandlerspannung einen festgelegten Schwellwert übersteigt oder unterschreitet. Dies führt zu einem Verlust an Genauigkeit bei der Bewegungsdetektion, was die Verwendung solcher Detektoren zur Bestimmung der Position von sich vorbei bewegenden Gegenständen, wie etwa Nocken oder Zahnradzähnen, ausschließt.
Veränderungen des Luftspalts zwischen sich vorbei bewegenden Gegenständen und dem Wandler können sich sowohl auf mechanische oder elektrische Eigenschaften des Detektors als auch auf die Eigenschaften der sich bewegenden Gegenstände, im Besonderen als Funktion der Temperatur, zurückführen lassen.
Das Ergebnis ist eine Detektionsungenauigkeit, welche die Verwendung solcher Detektoren bei kritischen Anwendungen wie bei Zündunterbrechern in Verbrennungsmotoren ausschließen könnte. Bekannte Gründe für diese Ungenauigkeit rühren von der Tatsache her, dass sich die Amplitude der Hall-Spannung ändert, wenn Zahnradzähne (Gegenstände) von Zahn zu Zahn unterschiedliche ferromagnetische Eigenschaften haben, und/oder daher, dass die Laufeigenschaften des Zahnrads sanfte Veränderungen in den Freiräumen (dem Luftspalt) zwischen Zahnradzahn und Wandler verursachen. Zudem verursachen Änderungen in der Temperatur Veränderungen in den Abmaßen des Luftspalts und in der Empfindlichkeit des Wandlers sowie des Wandlerspannungsverstärkers.
Ganz gleich, ob die Detektion zum Anzeigen eines sich vorbei bewegenden Gegenstands mit Hilfe der Erfassung der Höchstwerte der Hall-Spannung erreicht wird oder mittels eines Schwellwertspannungskriteriums – Veränderungen in der mittleren Amplitude der Wandlerspannung verringern stets die Genauigkeit der Positionsdetektion.
Verteilt über eine Vielzahl von Anlagen kann der effektive Luftspalt, dem ein Wandler im Näherungsdetektor ausgesetzt ist, um einige Millimeter variieren. Bei einem relativ großen Luftspalt ist die von einem Wandler (wie etwa der Hall-Vorrichtung) erzeugte Amplitude des Spitze-Spitze-Signals um einige Male kleiner als die Amplitude des selben Signals bei einem relativ kleinen oder engen Luftspalt. Um für einen Großteil des Luftspalt-Wertebereichs ein elektrisches Signal mit einer grundsätzlich konstanten Spitze-Spitze-Signalamplitude bereit zu stellen, verwenden die Näherungsdetektoren eine automatische Verstärkungsregelung („automatic gain control" – AGC).
Mit der AGC kann die Verstärkung für jeden Luftspalt, dem der Näherungsdetektor nach dem Einschalten ausgesetzt ist, optimiert werden. Bei relativ engen Luftspalten minimiert die AGC die Verstärkung, um zu gewährleisten, dass ein magnetisches Signal mit einer relativ großen Amplitude nicht zu einer Begrenzung oder zu einer anderen Verzerrung des vom Wandler erzeugten elektrischen Signals führen kann. Bei relativ großen Luftspalten maximiert die AGC die Verstärkung, um somit die Verarbeitung von elektrischen Signalen, die von einem magnetischen Signal mit einer relativ geringen Amplitude erzeugt werden, zu ermöglichen. Wird die AGC benutzt, kann der Näherungsdetektor somit in einem relativ großen Bereich von Luftspaltabmaßen arbeiten. Außerdem liefert der Näherungsdetektor durch die Bereitstellung eines elektrischen Signals mit einer prinzipiell konstanten, von der Größe des Luftspalts unabhängigen Spitze-Spitze-Signalamplitude bei der gesamten Spannweite der Luftspaltabmessungen eine verbesserte Genauigkeit in der Zeitmessung.
DE-A-19 600 803 enthüllt einen Sensor zur Detektion der Drehung eines Zahnrads, in dem mit magnetischen Widerständen versehene Elemente so angebracht sind, dass sie dem Zahnrad gegenüber stehen. Das Ausgangssignal des MRE-Sensors ist ein alternierendes Amplitudensignal. Ein Operationsverstärker besitzt eine Differentialverstärkung, die sein Betriebslimit relativ zum Wert des Sensorsignals übersteigt, verstärkt die Differenz zwischen dem Sensorsignal und einer Bezugsspannung und gibt das Ergebnis aus. Vergleicher beurteilen, ob eine Ausgabe des Operationsverstärkers relativ zum Amplitudenmittelpunkt eines vorgegebenen Intervalls innerhalb dieses Amplitudenintervalls liegt. Wenn die Ausgabe des Operationsverstärkers vom vorgegebenen Amplitudenintervall abweicht, laden oder entladen Transistoren einen Kondensator, so dass die Bezugsspannung derart geändert werden kann, dass sie näher an der Ausgabe des Operationsverstärkers liegt. Ein weiterer Vergleicher vergleicht das Ausgangssignal des Operationsverstärkers mit einem Grenzwert, um ein Binärwertsignal auszugeben.
US-A-5 612 618 enthüllt einen Detektor, in dem ein Hall-Element magnetische Signale eines rotierenden Bauteils erkennt, das an der Kurbelwelle oder der Nockenwelle einer Maschine angebracht ist, und diese Signale in ein alternierendes elektrisches Signal umwandelt. Das elektrische Signal wird von einem Differentialverstärker verstärkt und einer wellenformenden Schaltung des Spitzen-Detektionstyps zugeführt, die ein Rotationspositionssignal und ein Steuersignal erzeugt. Ein Rücksetzsignal-Erzeuger erzeugt als Antwort auf das Steuersignal ein Unterbrechungssignal, das an eine NAND-Schaltung angelegt wird, die zwischen die wellenformende Schaltung und eine Ausgangsschaltung geschaltet ist. Beim Umlegen eines Netzschalter fällt die Netzquellspannung manchmal auf einen extrem geringen Wert, um das Rotationsposition-Detektionssignal bereit zu stellen. In diesem Moment erzeugt der Rücksetzsignal-Erzeuger das Unterbrechungssignal und schließt die NAND-Schaltung, so dass ein fehlerhaftes Rotationsposition-Detektionssignal vermieden wird.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Obwohl Spitzen-Detektoren Geschwindigkeiten erkennen können, die bis hinunter gegen Null gehen, wurde zur genaueren Erkennung von Geschwindigkeiten, die gegen Null gehen, der Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektor erdacht. Der Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektor wird hierin manchmal als „Schwellwert-Detektor" oder „Null-Übertretungsmodus-Detektor" bezeichnet. Ein Problem bei Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektoren ist jedoch, dass es aufgrund des fehlerhaften und ungenauen Schaltens des Detektorausgangssignals, das sich daraus ergibt, dass Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektoren keine eigentlichen, sich beim Start ergebenden Höchst- und Tiefstwerte haben, relativ schwierig ist, den Näherungsdetektor im Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektormodus zu starten. Wenn der Näherungsdetektor eine AGC besitzt, ergibt sich immer dann, wenn die AGC aktiviert wird, eine ähnliche Situation. Daher ist es, während die Verwendung der AGC die Genauigkeit der Zeitmessung bei Luftspalten verbessert, relativ schwierig, jederzeit die Verstärkung in Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektoren anzupassen. Aus diesem Grund starten Null-Geschwindigkeits-Halleffekt-Näherungsdetektoren für Zahnradzähne mit einer AGC nicht sofort mit dem Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertmodus, sonder eher in der Betriebsart eines Spitzen-Detektionsmodus. In früheren Detektoren werden die AGC-Funktionen zudem nur dann aktiviert, wenn sich der Näherungsdetektor im Spitzen-Detektionsmodus befindet.
Bei Näherungsdetektoren, die zu Beginn direkt nach dem Einschalten im Spitzen-Detektionsmodus starten, besitzt der Näherungsdetektor ein Digital-Analog-Wandler-Paar („digital-to-analog-converters" – DACs), das positive beziehungsweise negative Extremwerte eines Wandlersignals erfasst und bei einer gewissen, dem jeweiligen Extremwert entsprechenden Schwellwertspannung schaltet. Detektoren, die in diesem Modus arbeiten, werden hierin des weiteren manchmal einfach als „Spitzen-beeinflusste Detektoren", „Spitzen-Detektoren" oder als „steigungsaktivierte Detektoren" bezeichnet. Nach einer gewissen Anzahl an Beginnzyklen, z. B. sechzehn Zyklen, wechselt der Näherungsdetektor vom Spitzenwert-Detektionsmodus in den Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektormodus.
Der anfängliche Spitzen-Detektionsmodus erlaubt es, die AGC bei jeder Zunahme zu benutzen, was zuvor bei Näherungsdetektoren, die im Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektormodus arbeiten, nicht ohne etwaige falsche Übergänge möglich gewesen wäre. Die anfängliche Anfangszeitperiode ist außerdem nötig, um sicher zu stellen, dass die erfassten Spitzenwerte auch die tatsächlichen Spitzenwerte des magnetischen Signals innerhalb dieses einen magnetischen Kreises exakt darstellen. Das Umschalten vom Spitzenwert-Detektionsmodus in den Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertmodus ist vorteilhaft, da die Umschaltpunkte im Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertmodus in einem bestimmten Verhältnis zu den Spitze-Spitze-Werten des Signals liegen, was bei allen Arten von Luftspalten zu einer verbesserten Genauigkeit in der Zeitmessung führt.
Daher wäre es wünschenswert, einen Näherungsdetektor bereit zu stellen, der sofort im Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertmodus starten kann. Es wäre zudem wünschenswert, einen Näherungsdetektor bereit zu stellen, der im Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektormodus die AGC anwenden kann. Außerdem wäre es des weiteren wünschenswert, ein Schaltung bereit zu stellen, die mit aktiver AGC im Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektormodus starten kann.
Gemäß der vorliegenden Erfindung enthält ein Näherungsdetektor zum Erfassen von magnetischen Gegenständen einen Magnetfeld-Spannungs-Wandler, der an einem Ausgangsanschluss desselben eine Signalspannung V_sig erzeugt, die proportional zu einem Magnetfeld ist, einen Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektor mit einem Eingangsanschluss, der mit dem Ausgangsanschluss von besagtem Magnetfeld-Spannungs-Wandler verbunden ist, um die Signalspannung V_sig zu empfangen und eine Ausgangs-Signalsspannung V_out bereitzustellen, sowie eine Eingreifschaltung, die mit besagtem Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektor verbunden ist, um den Wert des Ausgabesignals V_out auf einen ersten vorgegebenen Wert zu bringen und ihn während des anfänglichen Startvorgangsintervalls des Näherungsdetektors auf diesem Wert zu halten. Mit Hilfe dieser speziellen Anordnung wird ein Näherungsdetektor bereit gestellt, der zu Beginn im Betriebszustand eines Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektormodus startet. Da es, anders als bei den dem Stand der Technik entsprechenden Näherungsdetektoren, hier keinen Übergang vom Spitzenmodus zum Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektormodus gibt, erfolgt auch kein abrupter Wechsel in der Genauigkeit der Zeitmessung.
Der Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektor beinhaltet eine erste Nachlaufschaltung, die an einem Ausgangsanschluss derselben eine Signalspannung PDAC erzeugt, die der höchsten Spannung der Signalspannung V_sig nachläuft, sowie eine zweite Nachlaufschaltung, die an einem Ausgangsanschluss derselben eine Signalspannung NDAC erzeugt, die der niedrigsten Spitze der Signalspannung V_sig nachläuft. Da der Näherungsdetektor anfänglich im Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektormodus startet, wird das von der ersten Nachlaufschaltung bereit gestellte Signal PDAC zu Beginn auf einen Ausgangswert gesetzt, der niedriger ist als der kleinste erwartete positive Wert der Signalspannung V_sig, und das von der zweiten Nachlaufschaltung bereit gestellte Signal NDAC auf einen Ausgangswert, der größer ist als der kleinste erwartete negative Wert der Signalspannung V_sig. Durch diese Technik wird sicher gestellt, dass die erste beziehungsweise die zweite Nachlaufschaltung die positiven und negativen Spitzen des Signals V_sig selbst bei einer hohen negativen oder positiven Offset-Spannung erfassen. In einer bestimmten Ausführungsform benutzt der Näherungsdetektor eine geregelte Versorgungsspannung von 3,0 Volt (V), und der von der ersten Nachlaufschaltung bereit gestellte Ausgangswert für das PDAC-Signal beträgt 0,57 V, während der von der zweiten Nachlaufschaltung bereit gestellte Ausgangswert für das NDAC-Signal 2,43 V beträgt.
Mit den obigen Ausgangswerten für PDAC und NDAC ist der NDAC-Wert während des anfänglichen Näherungsdetektor-Startvorgangs positiver als der PDAC-Wert. Dieses Verhältnis von PDAC zu NDAC (d. h. PDAC ist geringer als NDAC) ist kein Zustand, in dem der Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektor geeignet arbeiten kann. Wenn die erste und die zweite Nachlaufschaltung die positiven beziehungsweise negativen Spitzen erfassen, werden sich die Werte von PDAC und NDAC irgendwann begegnen, und an einem bestimmten Zeitpunkt wird der Wert von PDAC gleich dem Wert von NDAC sein. Folglich werden auch die sich aus den Werten von PDAC und NDAC ergebenden Schwellwerte gleich sein. An diesem Punkt würde das Ausgangssignal V_out des Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektors normalerweise umschalten. In der vorliegenden Erfindung zwingt die mit dem Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektor verbundene Eingreifschaltung den Wert der Ausgangssignalsspannung V_out jedoch auf einen ersten vorgegebenen Wert und hält ihn während eines anfänglichen Startvorgangsintervalls des Näherungsdetektors auf diesem Wert. Die Eingreifschaltung kann beispielsweise durch ein oder mehrere Transistorschalter realisiert werden, durch eine Logikschaltung oder durch eine Stromquelle, die das Ausgangssignal V_out mittels einer Vorspannung oder auf anderem Wege auf einem ersten vorgegebenen Spannungspegel hält bis V_sig ihren Wert um einen vorgegebenen Betrag geändert hat oder bis ein vorgegebener Zeitraum vergangen ist.
Gemäß eines weiteren Gesichtspunkts der vorliegenden Erfindung beinhaltet ein Näherungsdetektor zum Erfassen von magnetischen Gegenständen einen Magnetfeld-Spannungs-Wandler, der an einem Ausgangsanschluss desselben ein Signal erzeugt, das proportional ist zu einem Magnetfeld, sowie eine Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung zur Anpassung der Amplitude einer Signalspannung V_sig, wobei die Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung einen Eingangsanschluss, der mit dem Ausgangsanschluss des besagten Magnetfeld-Spannungs-Wandlers verbunden ist, sowie einen Ausgangsanschluss besitzt. Die Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung dient zur Steuerung der Amplitude einer Signalspannung V_sig. Der Näherungsdetektor beinhaltet außerdem einen Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektor, der mit der Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung verbunden ist, sowie eine Eingreifschaltung, die mit der Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung und dem Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektor verbunden ist. Der Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektor empfängt die Signalspannung V_sig und stellt eine Ausgangssignalspannung V_out bereit. Die Eingreifschaltung hält den Wert der Ausgangssignalspannung V_out auf einem ersten vorgegebenen Wert, um zu verhindern, dass der Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektor schaltet, bevor ein positiver oder ein negativer Ausschlag der Signalspannung V_sig eine vorgegebene Schwellwertspannung erreicht, wenn die Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung die Amplitude der Signalspannung V_sig anpasst. Mit dieser besonderen Anordnung wird ein Näherungsdetektor bereit gestellt, der im Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektormodus mit automatischer Verstärkungsregelung („automatic gain control" – AGC) arbeitet.
Der Schwellwertdetektor arbeitet wie oben beschrieben. Wenn jedoch die AGC-Funktion aktiviert wird, ändert sich der Spitze-Spitze-Wert des Signals V_sig aufgrund der durch die AGC verursachten Änderung in der Verstärkung fast sofort. Wenn dies passiert, erhalten die erste und die zweite Nachlaufschaltung im Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektor nicht die korrekten Werte der entsprechenden Spitzen, und das Signal könnte aufgrund der AGC bis zu dem Punkt abnehmen, an dem es die Schwellwerte des Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektors nicht mehr überschreitet. Dies würde dazu führen, dass das Näherungsdetektor-Ausgangssignal V_out einfach nicht mehr umschalten würde. Selbst wenn das Näherungsdetektor-Ausgangssignal V_out nicht mit dem Umschalten aufhören würde, würde die Genauigkeit in der Zeitmessung in Mitleidenschaft gezogen werden, da die Schwellwerte nicht mehr in der korrekten Position relativ zu dem tatsächlichen elektrischen Spitze-Spitze-Signal liegen würden. Dies liegt daran, dass die Schwellwerte aus den Ausgaben der ersten und der zweiten Nachlaufschaltung erzeugt werden, die unter diesen Bedingungen nicht mehr die tatsächlichen positiven und negativen Spitzen des magnetischen Signals darstellen würden. Um diese Problem zu lösen, werden die zwei Nachlaufschaltungen zurück gesetzt, wenn die AGC aktiviert wird, so dass das von der ersten Nachlaufschaltung bereitgestellte PDAC-Signal auf einen Wert eingestellt wird, der niedriger ist als der kleinste erwartete positive Wert des Spannungssignals V_sig, und das von der zweiten Nachlaufschaltung bereitgestellte NDAC-Signal auf einen Wert, der größer ist als der kleinste erwartete negative Wert des Spannungssignals V_sig. In diesem Ausgangszustand ist der Wert von PDAC somit kleiner als der Wert von NDAC. Da während der normalen Betriebszustände des Näherungsdetektors der Wert von PDAC größer ist als der Wert von NDAC, würden die Ausgangswerte von PDAC und NDAC ein inkorrektes Schalten der Ausgangssignalspannung V_out verursachen. Folglich muss, wenn die erste und die zweite Nachlaufschaltung zurück gesetzt werden, das Signal V_out zurück in seinen aktuellen Binärzustand gezwungen werden, damit es nicht aufgrund der Werte von PDAC und NDAC schaltet, welche auf ihre Ausgangswerte zurück gesetzt werden. Der ersten und der zweiten Nachlaufschaltung wird es anschließend gestattet, die neuen Spitzen der positiven und negativen Ausschläge des Signals V_sig erneut zu erfassen. Das Ausgangssignal V_out wird im aktuellen Binärzustand belassen bis der Wert von PDAC den Wert von NDAC um eine vorgegebene Spannung übersteigt, während der PDAC- und der NDAC-Wert die positiven beziehungsweise negativen Spitzenwerte des Signals V_sig erneut erfassen. Es sollte angemerkt werden, dass die Werte von PDAC und NDAC die passenden Werte von V_sig wieder relativ schnell annehmen und der erneute Ausgangszustand somit einen relativ geringen Einfluss auf die Leistung des Näherungsdetektors hat.
Die erzwungene Rückführung des Näherungsdetektors in seinen aktuellen Binärzustand wird mit Hilfe einer Eingreifschaltung durchgeführt, welche die Ausgangsspannung V_out auf einen vorgegebenen ihrer Binärzustände zwingt, und sie in diesem Zustand hält. In einer besonderen Ausführungsform der Erfindung wird die Eingreifschaltung durch ein Schalterpaar bereit gestellt, das mit einem Eingang eines Schwellwert-Vergleichers des Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektors verbunden ist. Die Schalter sind mit dem Ausgang des Vergleichers synchronisiert. Einer der beiden Schalter wird aktiviert, um an den Vergleicher entweder eine Bezugseingabe mit einem ersten oder einem zweiten Spannungspegel anzulegen, abhängig von der aktuellen Polarität des Ausgangs des Schwellwert-Vergleichers. Ein weiterer Vergleicher wird dazu verwendet, die Eingreifschaltung von ihrer Arbeit zu entbinden, nachdem der Wert von PDAC um eine vorgegebene Spannung größer geworden ist als der Wert von NDAC. Der Entbindungs-Vergleicher ist nötig, da der Näherungsdetektor nicht in der Lage ist zu schalten, während die Eingreifschaltung das Ausgangssignal auf der vorgegebenen Spannung hält. Der Entbindungs-Vergleicher gestattet es dem Schwellwert-Vergleicher somit, in den normalen Betriebszustand zurück zu kehren, wenn die Werte von PDAC und NDAC erst einmal Werte innerhalb eines vorgegebenen Intervalls von zueinander relativen Werten annehmen.
Gemäß eines weiteren Gesichtspunkts der vorliegenden Erfindung beinhaltet ein Näherungsdetektor für sich vorbei bewegende magnetische Gegenstände einen Magnetfeld-Spannungs-Wandler zum Erfassen eines Raummagnetfelds und zum Erzeugen einer Spannung V_H mit einer Amplitude, die direkt mit dem Magnetfeld zusammenhängt. Ein digitaler, verstärkungsgeregelter Verstärker ist zur Verstärkung von V_H mit dem Wandler verbunden. Eine Gleichspannungsquelle wird zur Erzeugung einer Zielspannung V_TG bereit gestellt, und eine Vergleichereinrichtung besitzt Eingänge, die mit dem Ausgang des Verstärkers und einer Bezugsgleichspannung verbunden sind, um ein Binärsignal V_toobig zu erzeugen, das jedesmal dann von einem Binärpegel in den anderen schaltet, wenn V_Sig V_TG übersteigt.
Eine Schaltungseinrichtung ist mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden, um die Ausschläge in der einen Polarität in V_sig zu erfassen und zu zählen und um ein binäres Ausgangszählsignal zu erzeugen. Der Ausgang der Schaltungseinrichtung ist mit dem Verstärker verbunden, und die Schaltungseinrichtung lässt bei jedem der gezählten Ausschläge in V_sig die Wandlerverstärkung zusätzlich zunehmen, und zwar in der Richtung, dass die Spitzen in V_sig gerade unterhalb des Zielwerts T_TG liegen. Der Näherungsdetektor beinhaltet außerdem eine mit dem Ausgang des Verstärkers verbundene Schaltungseinrichtung zur Erzeugung einer Näherungsdetektor-Ausgangsspannung V_out, die immer dann Übergänge in einer Polarität aufweist, wenn Ausschläge der einen Polarität in V_sig einen vorgegebenen Punkt darin erreichen.
Gemäß noch eines weiteren Gesichtspunkts der vorliegenden Erfindung beginnt ein Näherungsdetektionsverfahren zur Detektion von sich vorbei bewegenden magnetischen Gegenständen mit dem Erfassen eines Raummagnetfelds und dem Erzeugen einer Spannung V_H mit einer Amplitude, die direkt mit dem Magnetfeld zusammenhängt. Die Spannung V_H wird in einem digital verstärkungsgeregelten Verstärker verstärkt, um ein verstärktes Signal V_sig zu erzeugen. Die folgenden Schritte beinhalten das Vergleichen der Amplituden der Ausschläge von zumindest einer Polarität in V_sig bis zu einem vorgegebenen Zielwert, das Erzeugen eines digitalen Signals, das von einem Binärpegel auf einen anderen wechselt, wenn V_sig den Zielwert übersteigt, das Anlegen des digitalen Signals an den digital verstärkungsgeregelten Verstärker und das Ändern des Verstärkungsfaktors des digital verstärkungsgeregelten Verstärkers in die Richtung, dass die Spitzenwerte in V_sig gerade unter dem vorgegebenen Zielwert liegen. Schließlich wird eine binäre Näherungsdetektor-Ausgangsspannung V_out erzeugt, die immer dann Übergänge in einer Polarität aufweist, wenn die Ausschläge der einen Polarität in V_sig einen vorgegebenen Punkt darin erreichen.
Die Erzeugung von V_out sollte vorzugsweise von steigungsaktivierten Näherungsdetektionsverfahren ausgeführt werden, wie etwa jenen, die in der Patentanwendung mit der Seriennummer 08/587.405 (Titel: „DETECTION OF PASSING MAGNETIC ARTICLES AT SPEEDS DOWN TO ZERO AND CIRCUIT THEREFOR") oder dem zuvor erwähnten Patent U.S. 5.442.283 beschrieben werden.
Das Vergleichen der Amplituden der Ausschläge von zumindest einer Polarität in V_Sig und das Erzeugen eines digitalen Signals zur Erhöhung des Verstärkungsfaktors des digital verstärkungsgeregelten Verstärkers kann nur in einem vorgegebenen anfänglichen Startintervall durchgeführt werden. Jede Zunahme in der Verstärkung ist vorzugsweise eine Zunahme des Verstärkungsfaktors um einen festen, vorgegebenen Betrag. Zusätz lich können noch die Schritte des Zählens der Ausschläge von zumindest einer Polarität und des Abschließens des einen vorgegebenen anfänglichen Startintervalls, wenn der Zähler („counter") einen vorgegebenen Zählstand erreicht, hinzugefügt werden.
Ein Verfahren zur Detektion von sich vorbei bewegenden magnetischen Gegenständen umfasst das Erfassen eines Raummagnetfelds und das Erzeugen einer zu dem Magnetfeld proportionalen Spannung V_sig, das Umwandeln der positiven Steigungsanteile von ausschließlich dem analogen Signal V_sig in ein digitales Signal V_Pcount, das Umwandeln des digitalen Signals V_Pcount in ein positives, V_sig-nachlaufendes, analoges Signal V_DAC-P, das Aufbewahren von V_Pcount bei jedem positiven Spitzenausschlag in V_sig, und, wenn am Zeitpunkt t_ppk nach jeder positiven Spitze in V_sig das Signal V_sig um einen vorgegebenen Wert unter V_DAC-P gefallen ist, das Erzeugen eines Detektorimpulses (V_pcomp), der die Detektion der Annäherung eines sich vorbei bewegenden magnetischen Gegenstands anzeigt. Das bevorzugte Verfahren beinhaltet zusätzlich das Umwandeln der negativen Steigungsanteile von ausschließlich dem analogen Signal V_sig in ein digitales Signal V_DAC-N das Aufbewahren von V_Ncount bei jedem negativen Spitzenausschlag in V_sig, und, wenn am Zeitpunkt t_ppk nach jeder negativen Spitze in V_sig das Signal V_sig um einen vorgegebenen Wert über V_DAC-N gestiegen ist, das Erzeugen eines weiteren Detektorimpulses (V_ncomp), der die Detektion des Wegbewegens eines sich vorbei bewegenden magnetischen Gegenstands anzeigt.
Das Verfahren kann zusätzlich im Zeitpunkt t_ppk das Starten der Umwandlung des digitalen Signals V_Ncount in ein negatives, V_sig-nachlaufendes, analoges Signal V_DAC-N und im Zeitpunkt t_npk das Starten der Umwandlung der positiven Steigungsanteile von ausschließlich dem analogen Signal V_sig in ein digitales Signal V_Pcount umfassen.
Außerdem kann das Verfahren einen Schritt umfassen, in dem ein binäres Ausgangssignal erzeugt wird, dass an den Zeitpunkten t_ppk auf einen Binärpegel wechselt und an den Zeitpunkten t_npk von diesem einen Binärpegel auf den anderen wechselt, so dass das binäre Ausgangssignal auf einem Pegel liegt, wenn das zum Magnetfeld proportionale Signal V_sig eine positive Steigung durchläuft, und auf dem anderen Pegel liegt, wenn das zum Magnetfeld proportionale Signal V_sig eine negative Steigung durchläuft.
Die Erfindung umfasst außerdem einen Näherungssensor für magnetische Gegenstände, der zur Erzeugung eines zu dem Magnetfeld proportionalen Signals V_sig einen Magnetfeld-Spannungs-Wandler umfasst. Der Wandler kann aus einem Hall-Element gefolgt von einem Hall-Spannung-Verstärker bestehen. Von einem Wandlerspannungs-Vergleicher („one transducer-voltage comparator" – OTVcomp) wird ein digitales Signal erzeugt, ein erster Schaltungszweig verbindet den Ausgang des Wandlers direkt mit dem einen OTVcomp-Eingang, und ein zweiter Schaltungszweig ist zwischen den Wandlerausgang und den anderen Eingang des OTVcomp geschaltet.
Der zweite Schaltungszweig dient zur Erzeugung eines binären Detektorausgangssignals, das zum Zeitpunkt t_ppk des Auftretens einer positiven Spitze in V_sig einen Übergang in einer Polarität durchläuft, und bedient sich dafür eines Detektors für positive Spitzen („positive peak detector" – PPD), der den einen Schmitt-Vergleicher („one Schmitt comparator" – OScomp) umfasst, dessen Eingang über den ersten Schaltungszweig mit dem Wandlerausgang verbunden ist, eines Digital-Analog-Wandlers („digital-to-analog converter" – P-DAC), von dem ein Ausgang mit dem anderen Eingang des OTVcomp verbunden ist, eines Taktgebers („clock"), der einen Strom von Taktimpulsen erzeugt, sowie eines AND-Gatters.
Ein Zähler besitzt einen mit dem Ausgang des Taktgebers verbundenen Zählereingang sowie einen Zähleraktivierungseingang, der über das eine AND-Gatter mit dem Ausgang des OTVcomp verbunden ist, was zur Folge hat, dass der OTVcomp-Ausgang mit einem der Eingänge des einen AND-Gatters verbunden ist. Der eine Zähler zählt die Taktimpulse nur dann, wenn am Zähleraktivierungseingang ein Aktivierungssignal mit einem Binärpegel auftritt. Der eine Zähler zählt die Taktimpulse nur dann, wenn V_sig eine positive Steigung durchläuft. Der P-DAC läuft zusätzlich einem positiven Steigungsanteil von V_sig nach und bewahrt die nachfolgende positive Spitze von V_sig bis zu einem Zeitpunkt t_ppk auf, an dem V_sig von der aufbewahrten positiven Spitzenspannung um einen Betrag gleich dem Schwellwert V_hys des OScomp gefallen ist. Der Impulsausgang des OScomp-Vergleichers gibt die Zeiten an, an denen die positiven Impulse im Wandlersignal V_Sig Spitzenwerte erreichen. Eine Rücksetzsignal-Erzeugungseinrichtung ist mit dem Ausgang des einen OScomp verbunden, und die Erzeugungseinrichtung besitzt einen Ausgang, der mit dem Rücksetzeingang („reset input") des Zählers verbunden ist, um den einen Zähler am Zeitpunkt t_ppk zurück zu setzen.
In einer weiteren Entwicklung der Detektorschaltung beinhaltet der zweite Schaltungszweig einen Detektor für negative Spitzen („negative peak detector" – NPD), der ein Spiegelbild des Detektors für positive Spitzen (PPD) sein kann, und daher einen weiteren Wandlerspannungsvergleicher („another transducer-voltage comparator" – ATVcomp), einen N-DAC, einen weiteren Schmitt-Vergleicher („another Schmitt comparator" – AScomp) sowie ein weiteres AND-Gatter enthält. Der AScomp-Ausgang ist mit dem anderen Eingang des anderen AND-Gatter verbunden, um im Ausgang des anderen Schmitt-Vergleichers zum Zeitpunkt t_npk des Auftretens einer negativen Spitze in V_sig einen Übergang in einer Polarität zu verursachen.
Der NPD dient des weiteren zur Deaktivierung des einen Zählers zu Beginn des nächsten positiven Steigungsanteils, was dazu führt, dass der Ausgang des P-DAC auf Null geht. Dies erlaubt es dem einen Zähler zu zählen und dem P-DAC, der Spannung V_sig wie zuvor nachzulaufen und sie während des nächsten positiven Steigungsanteils aufzubewahren. Diese Merkmale erzeugen Synergieeffekte zwischen der NPD und der PPD, wodurch das Starten des positiven und des negativen Nachlaufens von V_sig, während jeder Periode von V_sig, von der NPD in der PPD ausgelöst wird und umgekehrt.
Das erste und das zweite digitale Signal, die vom Taktgeber während des Nachlaufens der positiven beziehungsweise der negativen Steigungen in V_sig erzeugt werden, machen es möglich, die Spitzenwerte auf unbestimmte Zeit im Zähler, und somit im P-DAC und im N-DAC, zu behalten, und versetzen den Näherungsdetektor dieser Erfindung daher in die Lage, die sich vorbei bewegenden magnetischen Gegenstände hinab bis zu einer Geschwindigkeit von Null zu erkennen, was mit jeglichen dem Stand der Technik entsprechenden Näherungsdetektoren des letzten halben Jahrhunderts nicht möglich war.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt ein Blockdiagramm eines ersten Näherungsdetektors für magnetische Gegenstände dieser Erfindung.
2 zeigt eine Wellenform des Hall(wandler)-Spannungssignals während des Durchlaufs von vier magnetischen Gegenständen, gelegt über eine Wellenform des Ausgangsspannungssignals V_P1 von PDAC1.
Die 3, 4, 5, 6, 7 und 8 sind im selben Zeitmaßstab gezeichnet wie 2.
3 zeigt einen Teil der Wellenform des Ausgangsspannungssignals V_N1 von NDAC1 aus 1.
4 zeigt eine Wellenform der Ausgangsspannung V_out des Näherungsdetektors aus 1.
5 zeigt eine Wellenform des Rücksetzsignals für Zähler 17 im Näherungsdetektor aus 1.
6 zeigt eine Wellenform des Rücksetzsignals für Zähler 27 im Näherungsdetektor aus 1.
7 zeigt eine Wellenform des Auffangregister-Aktivierungssignals für das N-Auffangregister 52 im Näherungsdetektor aus 1.
8 zeigt eine Wellenform des Auffangregister-Aktivierungssignals für das P-Auffangregister 42 im Näherungsdetektor aus 1.
9 zeigt eine Wellenform des Hall(wandler)-Spannungssignals im Näherungsdetektor aus 1 während des Durchlaufs einiger magnetischer Gegenstände, über das die entsprechenden Ausgangssignale V_P2 und V_N2 von PDAC2 und NDAC2 gelegt wurden.
Die 10,11 und 12 sind im selben Zeitmaßstab gezeichnet wie 9.
10 zeigt eine entsprechende Wellenform der Ausgangsspannung V_out des Näherungsdetektors aus 1.
11 zeigt eine entsprechende Ausgangssignal-Wellenform V_toobig des Vergleichers 62 im Näherungsdetektor aus 1.
12 zeigt entsprechende Wellenformen der binären Ausgangsspannungen von den ersten zwei Bits im Verstärkungszähler („gain counter" – G-COUNTER) 67 des Näherungsdetektors aus 1.
13 zeigt ein Blockdiagramm eines zweiten Näherungsdetektors für magnetische Gegenstände dieser Erfindung.
Die 14, 15, 16, 17 und 18 beziehen sich auf den Näherungsdetektor aus 13 und sind alle im selben Zeitmaßstab gezeichnet.
14 zeigt eine Wellenform eines positiven Spitzenabschnitts von V_sig, während dem die automatische Verstärkungsregelung (AGC) in Kraft ist.
15 zeigt eine Wellenform des binären Signals V_big in der AGC-Schaltung.
16 zeigt die Wellenform des binären Signals V_clk in der AGC-Schaltung.
17 zeigt die Wellenform des binären Signals V_R in der AGC-Schaltung.
18 zeigt den Zählstand in Zähler 118, der den Verstärkungsfaktor von Verstärker 110 während der AGC für aufeinander folgende Intervalle einstellt.
19 zeigt ein Blockdiagramm einer zu der im Näherungsdetektor aus 13 eingesetzten alternativen AGC-Schaltung.
20 zeigt einen Schaltplan eines R/2R Digital-Analog-Wandlers (DAC).
21 zeigt ein Blockdiagramm 67 des DAC aus 20, der als digital steuerbarer Widerstand geschaltet wird, und daher etwa in den 1 und 19 als G-DAC 85 und in 13 als G-DAC 112 eingesetzt werden kann.
22 zeigt ein Blockdiagramm eines ersten Näherungsdetektors für magnetische Gegenstände dieser Erfindung.
23 zeigt eine Wellenform der Hall-Spannung V_sig in der Schaltung aus 22, wobei diese Wellenform dem Durchlauf eines metallischen Zahnradzahns (oder einem anderen magnetischen Gegenstand) entspricht.
24 zeigt die Wellenform des Ausgangssignals V_comp des Vergleichers OScomp aus 22. Jeder Impuls in V_comp zeigt den Anfang der Hinterflanke des einzelnen durchlaufenden Zahnradzahns an. Die 23 und 24 sind im selben Zeitmaßstab gezeichnet.
25 zeigt eine Wellenform von V_out in der Schaltung aus 22.
26 zeigt die Wellenform von mehreren Perioden in der verstärkten Hall-Spannung V_sig im Detektor aus 22.
27 ist im selben Maßstab wie 26 gezeichnet und zeigt die Impulse im Signal V_comp, die den positiven Spitzen in der Hall-Spannung V_sig entsprechen.
28 zeigt die Wellenformen von V_DAC-P Und V_DAC-N, die V_sig nachlaufen und diese aufbewahren. (Im Interesse der Klarheit wird V_sig nicht gezeigt).
Die 29 und 30 zeigen die Signale V_pcomp beziehungsweise V_ncomp, die im selben Zeitmaßstab gezeichnet sind wie 28.
31 zeigt die Wellenform des Ausgangsspannungssignals V_out im Näherungsdetektor aus 1 und ist im selben Maßstab gezeichnet wie die Wellenformen in 28.
32 zeigt eine vergrößerte Ansicht des Details 40 der Wellenform aus 28.
33 ist ein Blockdiagramm eines Näherungsdetektors, der einen Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektor mit einer Schwellwert-Logikschaltung beinhaltet, die es dem Näherungsdetektor gestattet, im Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertmodus zu beginnen sowie im AGC-Modus zu arbeiten.
34 ist ein schematisches Diagramm eines Näherungsdetektors, der eine Eingreifschaltung beinhaltet.
35 ist ein schematisches Diagramm, das einen AGC-Abschnitt eines Näherungsdetektors zeigt.
36 ist ein schematisches Diagramm einer Eingreifschaltungssteuerschaltung.
Und 37 ist eine graphische Darstellung der Amplitude über der Zeit von einem Vergleicherausgangssignal, von Nachfolgesignalen PDAC und NDAC sowie einem Eingreifschaltungssteuersignal.
BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Ein Ausgang des Hall-Elements 10 aus 1 ist mit dem Eingang eines Hall-Spannung-Verstärkers 12 verbunden. Das Hall-Element 10 kann auf einem Pol eines (nicht gezeigten) Magneten angebracht werden, so dass die Hall-Spannung V_H und somit die verstärkte Hall-Spannung V_sig zunimmt (oder abnimmt), wenn sich ein magnetischer Gegenstand nähert. Wenn sich der Gegenstand weg bewegt, verringern sich (oder erhöhen sich – abhängig von der Polarität des Magnetpols) V_H und V_sig. Alternativ kann die Detektorschaltung aus 1 auch verwendet werden, um magnetische Gegenstände zu erkennen, die selbst magnetisiert sind; in diesem Fall muss das Hall-Element nicht zusammen mit einem Magneten montiert werden.
An Stelle des Hall-Elements kann auch eine (nicht gezeigte) Brücke aus magnetischen Widerständen eingesetzt werden. Und zwei Hall-Elemente, deren Ausgänge mit dem Eingang des (nicht gezeigten) Hall-Spannung-Verstärkers differentiell verbunden werden, stellen einen zweiten alternativen Magnetfeld-Spannungs-Wandler dar.
Die verstärkte Hall-Spannung V_sig wird von den verbleibenden Schaltungen im Näherungsdetektor aus 1 manipuliert, um ein Rechteckwellen-Näherungsdetektor- Ausgangssignal V_out zu erzeugen, weiches das Profil des sich vorbei bewegenden Gegenstands wie ein Röntgenbild reflektiert.
Die verstärkte Hall-Spannung V_sig wird an den positiven Eingang eines ersten Vergleichers 14 und an den negativen Eingang eines zweiten Vergleichers 16 angelegt. Die verstärkte Hall-Spannung V_sig wird zudem an den negativen Eingang des anderen ersten Vergleichers 24 und an den Plus-Eingang des anderen zweiten Vergleichers 26 angelegt.
Wird angenommen, dass Zähler 17 beim Start auf Null steht, beginnt Zähler 17 die Taktimpulse von Taktgeber 18 zu zählen, wenn der Ausgang des ersten Vergleichers 14 auf ein hohes Niveau steigt. Die sich ergebende Anzahl wird an den Digital-Analog-Wandler (PDAC1) 20 gegeben, der eine analoge Ausgangsspannung V_P1 erzeugt, die stets irgendwo innerhalb des Bereichs von Null bis zur Gleichspannungsversorgung +V_reg liegt. Die Amplitude von V_P1 ist jederzeit eine direkte lineare Funktion des Zählsignals von Zähler 17. Wenn die Spannung zum ersten Mal an die Detektorschaltung angelegt wird, erfasst ein (nicht gezeigter) Logikblock die Zeit des Einschaltens der Gleichspannungsversorgung +V_reg und setzt den Zähler zurück auf Null.
Vergleicher 14 besitzt eine Hysterese und ist somit ein Vergleicher des Schmitt-Typs. Der Ausgang von DAC 20 (PDAC1) ist mit dem negativen Eingang von Vergleicher 14 verbunden, so dass der Ausgang von Vergleicher 14 immer dann, wenn V_sig größer wird als Spannung V_P1 plus der kleinen Hysterese-Schwellwertspannung von Vergleicher 14, auf ein hohes Niveau steigt. Wenn V_out zu irgendeiner Zeit auf einem niedrigen Niveau liegt, steigen die Ausgänge von Inverter 19 und Gatter 15 auf einen hohen Pegel, und Zähler 17 wird aktiviert und beginnt zu zählen. Wird V_sig noch stärker positiv, wird V_P1 dazu veranlasst, V_sig wie in 2 gezeigt treppenstufenartig nachzulaufen. Die Zunahmeschritte durch die vertikalen Ausschläge des treppenstufenartigen V_P1 sind gleich V_reg/2n, wobei n die Anzahl der DAC-Bits ist. Die Zunahmeschritte in der horizontal aufgetragenen Zeit Δt1 nehmen weiter zu, so wie die Steigung von V_sig abnimmt.
Wenn eine positive Spannungsspitze von V_sig erreicht wird, stoppt Zähler 17 wie in 2 gezeigt an Zeitpunkt t_pp1 mit dem Zählen, und V_P1 bewahrt die Spitzenspannung bis zum Zeitpunkt t_ppk auf. Zum Zeitpunkt t_ppk fällt V_sig um einen Betrag V_hys, der gleich dem Schwellwert von Vergleicher 16 ist, unter die aufbewahrte Spannung V_P1, und der Ausgang von Vergleicher 16 steigt auf einen hohen Pegel, wodurch das Flip-Flop 33 kurzzeitig aktiviert wird, so dass V_out, wie in 4 gesehen werden kann einen Übergang von tief nach hoch durchläuft. Die Eingänge der Impuisausdehn-Schaltungen 21 und 31, die in 1 als monostabile Impulsgeneratoren gezeigt werden, sind mit den Ausgängen der Vergleicher 16 beziehungsweise 26 verbunden, und die Ausgänge der Schaltungen 21 und 31 sind mit dem Setz- beziehungsweise dem Rücksetz-Eingang von Flip-Flop 33 verbunden.
Über eine Verzögerungsschaltung („delay circuit") 29 wird V_out an den Rücksetz-Eingang von Zähler 17 angelegt, wodurch der Zählstand in Zähler 17 zum Zeitpunkt t_ppk auf Null zurück gesetzt (5) und so lange auf Null gehalten wird wie das Rücksetzsignal V_Preset auf einem hohen Niveau liegt; somit bleibt auch V_P1 für diese Zeit auf Null Volt. Bei einem nachfolgenden positiven Impuls in Signal V_sig beginnt V_P1 erneut, dem nachfolgenden positiven Impuls bis zu seiner Spitze nachzulaufen und diese neue Spitzenspannung aufzubewahren. Das Rücksetzsignal (6) setzt Zähler 27 über den Inverter 23 zu den Zeitpunkten t_npk zurück und hält Zähler 27 so lange im Ausgangszustand wie das Rücksetzsignal V_Nreset auf einem hohen Pegel bleibt.
Ein unterer (N) Schaltungsabschnitt des Näherungsdetektors aus 1 ist im Grunde ein Spiegelbild des Aufbaus des oberen (P), gerade beschriebenen Abschnitts. Der untere Schaltungsabschnitt verarbeitet die negativen Impulse in V_sig auf die gleiche Art, wie es der obere Abschnitt in Bezug auf die positiven Impulse in V_sig tut. Wenn eine negative Spitzenspannung in V_sig erreicht wird, stoppt Zähler 27 das Zählen beispielsweise an einem Zeitpunkt t_np1, und bewahrt diese Spitzenspannung, wie in 3 veranschaulicht, bis zum Zeitpunkt t_npk auf. Zum Zeitpunkt t_npk fällt V_sig um einen Betrag V_hys, der gleich dem Schwellwert von Vergleicher 26 ist, unter die aufbewahrte Spannung V_N1, und der Ausgang von Vergleicher 26 steigt auf ein hohes Niveau, um Flip-Flop 33 zurück zu setzen, so dass V_out, wie in 4 zu sehen, einen Übergang von hoch nach tief durchläuft.
Der Teil des oben beschriebenen Näherungsdetektors aus 1 arbeitet in einem digitalen Spitzenerkennungsmodus. Ein solcher Detektor ist das Thema einer Patentanwendung, Seriennummer 08/587.405, mit dem Titel „DETECTION OF PASSING MAGNETIC ARTICLES AT SPEEDS DOWN TO ZERO", die dem selben Bevollmächtigten zugeordnet ist wie die aktuelle Anwendung und in Konkurrenz hierzu eingereicht wird. Diese Anwendung beschreibt die Näherungsdetektorschaltung und die Näherungsdetektorarbeitsweise detaillierter und ist hierin durch Verweise enthalten.
Der Rest der Schaltung aus 1 hängt mit der automatischen Verstärkungsregelungsschaltung für die Hall-Spannung zusammen.
Die Zählsignale der Zähler 17 und 27 werden über die Auffangregister („latches") 42 und 52 ebenfalls an PDAC2 44 beziehungsweise NDAC2 54 angelegt. Das P-Auffangregister 42 und das N-Auffangregister 52 werden durch die Signale V_Platch (7) und V_Nlatch (8) von den monostabilen Generatoren 41 beziehungsweise 51 aktiviert. Die monostabilen Generatoren 41 und 51 werden von einem Übergang von tief nach hoch in Signal V_out beziehungsweise von einem Übergang von hoch nach tief in V_out geschaltet (4). In 9 wird gezeigt, wie sich die Ausgangssignale V_P2 und V_N2 von PDAC2 und NDAC2 zueinander und zu V_sig verhalten, und V_out ist im selben Maßstab gezeichnet wie in 10.
Nochmals kurz zusammengefasst: die Ausgänge der Vergleicher 24 und 26 steigen nur dann auf einen hohen Pegel, wenn V_sig negativ wird. Es gibt daher nur dann Zustandsänderungen in den Signalen von AND-Gatter 25, Zähler 27, NDAC1 30, Auffangregister 52, NDAC2 54 und Puffer 58, wenn V_sig negativ wird. Der obere (P) und der untere (N) Abschnitt der Schaltung teilen sich den Taktgeber 18 und die Rücksetz-Verzögerungsschaltung 29. Mit Verweis auf 3 beginnt dieses Nachlaufen nach V_sig an einem Zeitpunkt t_ppk, an dem in V_out ein Übergang von tief nach hoch auftritt.
Die Zähler 17 und 27 zählen nur aufwärts. Es sollte angemerkt werden, dass die Bezugsgleichspannungen +V_reg und Erde mit NDAC1 30 und NDAC2 54 in Bezug auf jene Verbindungen mit PDAC1 20 und PDAC2 44 umgekehrt verbunden sind; daher fällt, wenn der Zählstand in Zähler 27 steigt, der Ausgang V_N1 von NDAC 30 abwärts, wie in 3 gesehen werden kann. Alternativ hätten die beiden NDACs 30 und 54 mit den Bezugsgleichspannungen genauso wie die PDACs 20 und 44 verbunden werden können, falls Zähler 27 von der Art gewesen wäre, dass er von einem Maximalwert herab zählen würde. Zähler 17 und 27 sind Zähler, die ein Anti-Überlauf-Merkmal beinhalten, das ein Überdrehen des Zählers beim Erreichen des Maximalwerts verhindert.
Die Signale V_P2 und V_N2 werden über die Eins-Verstärkung-Pufferstufen 48 und 58 an die beiden Eingänge eines Differenzverstärkers mit festem Verstärkungsfaktor 60 angelegt. Das Ausgangssignal von Verstärker 60, V_PP, ist die Spannungsdifferenz zwischen V_P2 und V_N2. Diese Differenzspannung ist im Wesentlichen gleich des Spitze-Spitze-Werts von V_sig. Wenn V_sig steigt, läuft ihr, wie in 9 zu sehen, V_PP nach.
Das Signal V_PP wird an einen Eingang eines Vergleichers 62 angelegt. An den anderen Eingang des Vergleichers 62 wird eine Bezugsspannung V_TG angelegt. Wenn V_PP V_TG übersteigt, ist das Ausgangssignal V_toobig von Vergleicher 62 auf einem hohen binären Pegel.
Der Hall-Spannung-Verstärker 12 beinhaltet eine Verstärkerstufe mit festem Verstärkungsfaktor 65; einen Verstärker mit programmierbarem Verstärkungsfaktor, der aus einem Digital-Analog-Wandler G-DAC 67, zwei Widerständen 71 und 73 und einem Operationsverstärker 69 besteht; sowie einen Verstärker mit stufenweise einstellbarem Verstärkungsfaktor, der einen Operationsverstärker 75, drei Widerstände 77, 79 und 81 und einen Schalter 83 umfasst.
Ein Zähler 85 ist ein aufwärts zählender Zähler, der bei Erreichen des Maximalwerts nicht überdreht und einen Zählerausgang besitzt, der mit G-DAC 67 verbunden ist. Das Signal V_out wird von Inverter 87 invertiert, und Zähler 87 zählt positive Übergänge im invertierten Signal V_out. G-DAC 67 ist intern als digital programmierbarer Widerstand verschaltet, der einen maximalen Widerstand hat, wenn der Eingangszählstand am DAC Null ist. Der Widerstandswert von Widerstand 17 zusammen mit dem parallel geschalteten Widerstand von G-DAC 67 stellt den totalen Eingangswiderstand am Operationsverstärker 69 dar, wobei der höchste Wert bei einem Zählstand von Null erzielt wird, was den Verstärkungsfaktor des Verstärkers auf den niedrigsten Wert einstellt.
Wenn die ersten positiven und negativen Ausschläge in V_sig ein Signal V_pp1 erzeugen (9), das kleiner ist als die Bezugsspannung V_TG, liegt das Signal V_toobig auf einem tiefen Pegel und aktiviert Zähler 85 über das invertierende NOR-Gatter 89. Zähler 85 antwortet, indem sein Zählstand beim nächsten positiven Übergang im invertierten Signal V_out um eins erhöht wird, wie in 12 dargestellt. Dies führt zu einem einzelnen Zunahmeschritt in der Erhöhung des Verstärkungsfaktors, was in 9 dargestellt ist, wo während des Zeitraums von t₁ bis t₂ V_pp1 auf V_pp2 zunimmt und V_sig leicht in der Amplitude zulegt. Dieser Prozess des Testens der Amplitude von V_PP (und damit von V_sig) gegenüber einer Zielspannung V_TG und des Anpassens des Verstärkungsfaktors um einen Zunahmeschritt, wenn das Ziel noch nicht erreicht wurde, wiederholt sich um so viele Perioden in V_sig (und V_out), wie nötig sind, um die Spitze-Spitze-Amplitude von V_sig auf die Zielspannung V_TG einzustellen.
Wenn der Zielwert erreicht oder übertroffen wurde, steigt V_toobig auf einen hohen Pegel (11), wodurch Zähler 85 deaktiviert wird und nicht mehr weiter zählt (wie in 12 veranschaulicht) und der Verstärkungsfaktor des Verstärkers danach (z. B. zwischen den Zeitpunkten t₃ und t₄ in 9) auf einem festen Wert eingestellt bleibt (bis der Detektor ausgeschaltet und neu eingeschaltet wurde).
Wenn die ersten positiven und negativen Ausschläge in V_sig jedoch ein Signal V_pp1 erzeugen (9), das höher ist als die Bezugsspannung V_TG, liegt Signal V_toobig auf einem hohen Niveau, um Zähler 85 über das invertierende NOR-Gatter 89 zu deaktivieren und den D-Eingang von Flip-Flop 91 auf einem hohen Pegel zu halten. Zähler 93 ist ein serieller Zähler, der einen Ausgang bereitstellt, an dem das Signal solange auf einem niedrigen Niveau liegt bis der Zähler zwei (oder allgemeiner einige) positive Ausschläge im invertierten Signal V_out gezählt hat. Zu diesem Zeitpunkt steigt der Ausgang des Inverters 87 dann auf einen hohen Pegel und taktet durch den auf einem hohen Niveau liegenden D-Eingang von Flip-Flop 91 am Q-Ausgang des Flip-Flops.
Diese Durchtakten eines auf einem hohen Niveau liegenden Signals durch Flip-Flop 91 tritt dann auf, wenn das nicht-invertierte Signal V_out (10) auf einen niedrigen Pegel fällt. Um eine Verbindung mit Rückkopplungswiderstand 81 herzustellen, schließt Schalter 83 nach den ersten zwei Perioden in V_sig, was den Verstärkungsfaktor des aus Operationsverstärker 75 und den Widerständen 77 und 79 bestehenden Verstärkers verringert. Der Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers kann beispielsweise um den Faktor 4 verringert werden, was dazu führt, dass der Verstärkungsfaktor von Verstärker 12 um einen Faktor 4 verkleinert wird.
Somit wird während der ersten zwei positiven Impulse in der Wandlerspannung V_sig bestimmt, ob die Spitze-Spitze-Spannung von V_sig (V_pp) relativ zur Zielbezugsspannung V_TG zu groß ist. Falls sie nicht zu groß ist, wird der G-Zähler aktiviert (durch das Signal V_toobig), der Widerstand von G-DAC 67 beginnt sofort zu fallen und der Verstärkungsfaktor dieser zählstand-regelbaren Verstärkerstufe steigt bis auf den Zielwert, auf dem er anschließend auch verbleibt.
Sollte jedoch während der ersten zwei positiven Impulse in der Wandlerspannung V_sig (entsprechend dem Durchlauf zweier magnetischer Gegenstände) bestimmt werden, dass die Spitze-Spitze-Spannung (V_pp) von V_sig relativ zur Zielbezugsspannung V_TG zu groß ist, so wird die Gesamtverstärkung von Verstärker 12 anschließend nach zwei Impulsen in V_sig um einen Faktor 4 verringert, und die zählstand-regelbare Verstärkerstufe lässt den Spitze-Spitze-Wert von V_sig bis auf den Zielwert steigen.
Zähler 93 ist ein serieller, aufwärts zählender Zähler, der nicht überdreht. Er zählt ausschließlich aufwärts und wird nicht zurück gesetzt bis er aus- und wieder eingeschaltet wird. Zähler 93 stellt einen zweiten seriellen Zählstandausgang bereit, der bei einem Zählstand von mehr als 16 Ausschlägen (Impulsen) in V_sig (oder V_out) auf einen hohen Pegel steigt. Der × 16-Ausgang liegt solange auf einem niedrigen Niveau bis ein Zählstand von 16 erreicht wurde. Bei einem Zählstand von 16 deaktiviert ein auf einem hohen Pegel liegendes Ausgangssignal am × 16-Ausgang von Zähler 93 G-Zähler 85, um die Anzahl der Perioden (z. B. 16) in V_sig (z. B. ins Negative gehende Ausschläge in V_sig und/oder V_out), die von G-Zähler 85 gezählt werden können, zu begrenzen, und somit den Verstärkungsfaktor anzupassen. Als Alternative wäre das Zählen der ins Positive gehenden Ausschläge ebenso wirksam.
Der Zweck, nach dem Einschalten der Versorgungsspannung +V_reg und dem Starten der Detektion von sich vorbei bewegenden Gegenständen die automatische Verstärkungsanpassung nur für ein paar der ersten Impulse in V_sig durchzuführen, liegt darin, für die Bedingungen beim Start den optimalen Verstärkungsfaktor der Wandlerspannung zu erhalten und anschließend einen konstanten Verstärkungsfaktor beizubehalten, um inkrementelle Verschiebungen im tatsächlichen Abstand von sich nähernden Gegenständen, bei denen ein entsprechender Übergang in V_out auftritt, zu verhindern. Wenn ständig Verstärkungsfaktoränderungen auftreten, verursachen häufige Veränderungen im Detektionsannäherungsabstand Schwankungen in den V_out-Übergängen.
In der oben beschriebenen Ausführungsform wird der Verstärkungsfaktor von Verstärker 12 während der ersten 16 Perioden in V_sig (entsprechend dem Durchlauf der ersten 16 magnetischen Gegenstände) angepasst und danach auf einem festen Wert gehalten, wodurch eine schnelle anfängliche Verstärkungsfaktoranpassung erreicht wird, nach der keine weiteren Anpassungen vorgenommen werden. Dieses Merkmal eignet sich im Besonderen für einen Näherungsdetektor, der in einem Verbrennungsmotor-Zündungssystem verwendet wird, bei dem alle Anpassungen des Verstärkungsfaktors nur während des Ankurbelstarts des Motors vorgenommen werden. Während des darauf folgenden Ladens und Laufens des Motors ist es wünschenswert, dass jegliche Veränderungen an der Zündungszeit, die sich aus Veränderungen in der Amplitude von V_sig ergeben würden, vermieden werden und die Verstärkungsfaktoranpassung daher direkt beim Start abgeschlossen wird.
Zusammenfassend gilt, dass direkt nachdem zwei Gegenstände gerade vorbei gelaufen sind, zuerst bestimmt wird, ob das Signal zu groß ist, und falls dies der Fall ist, der Verstärkungsfaktor von Verstärker 12 um einen großen Faktor verringert wird, in diesem Beispiel nämlich um den Faktor 4. Und während des Durchlaufs der folgenden 16 Gegenstände wird der Verstärkungsfaktor basierend auf der größten Amplitudespitze im Wandlersignal V_H passend vergrößert, so dass die größte Amplitudespitze auf einem vorgegebenen Zielwert liegt. Diese Zielamplitude liegt gerade im dynamischen Bereich von Verstärker 12, wodurch zur Verbesserung einer genauen Detektion zum einen eine Begrenzung des Signals vermieden wird, während gleichzeitig ein auf einem hohen Niveau legendes Signal V_sig mit Spitzen, die sich direkt unter dem Zielwert V_TG befinden, bereit gestellt wird.
Was die zweite Ausführungsform eines verstärkungs-geregelten Näherungsdetektors aus 13 betrifft, ist der Hall-Wandler 10 mit dem Hall-Spannung-Verstärker mit festem Verstärkungsfaktor 65 verbunden, der wiederum mit dem Eingang einer digital regelbaren Verstärkerstufe verbunden ist, die einen Digital-Analog-Wandler G-DAC 112, zwei Widerstände 113 und 114 sowie einen Operationsverstärker 115 umfasst.
Zähler 118 ist ein abwärts zählender Zähler, der von Logikblock 119 auf einen maximalen Zählstand zurück gesetzt wird, wenn der Näherungsdetektor gestartet wird, also dann, wenn +V_reg eingeschaltet wird. In dem unwahrscheinlichen Fall, dass der Zähler Null erreicht, überdreht Zähler 118 nicht. Die ins Positive gehenden Ausschläge im Taktsignal V_clk hängen, wie im Weiteren erklärt wird, mit den entsprechenden Durchläufen von magnetischen Gegenständen am Wandler zusammen.
G-DAC 112 ist intern als digital programmierbarer Widerstand verschaltet, der dann einen maximalen Widerstand annimmt, wenn der Eingangszählstand am DAC Null ist. Dieser G-DAC-Widerstand stellt zusammen mit dem parallel geschalteten Widerstand 113 den gesamten Eingangswiderstand R_in am Operationsverstärker 69 ein und erreicht seinen höchsten Widerstandswert, wenn Zähler 118 auf seinem höchsten Zählstand steht. Der Verstärkungsfaktor dieses digital regelbaren Verstärkers beträgt R₁₁₄/R_in, und der Verstärkungsfaktor ist beim maximalen Zählstand, wenn R_in auf seinem Minimalwert liegt, am größten.
Die verstärkte Hall-Spannung V_sig wird an einen Eingang von Vergleicher 130 angelegt, und eine Bezugsgleichspannung V_HI ist mit dem anderen Eingang von Vergleicher 130 verbunden. Wenn, wie in 14 veranschaulicht, ein positiver Ausschlag in V_sig die Bezugsspannung V_HI erreicht, steigt das Signal V_big (15) am Ausgang von Vergleicher 130 zum Zeitpunkt t₁ auf einen hohen Pegel. Dies veranlasst den Ausgang V_clk (16) des Auffangregisters der kreuzgekoppelten NOR-Gatter 131 und 133, auf ein hohes Niveau zu steigen, und der Zählstand in Zähler 118 nimmt um eins ab. Somit nimmt an t₁ der Widerstand von G-DAC 112 um einen inkrementellen Betrag zu, der Verstärkungsfaktor von Verstärker 110 nimmt um den entsprechenden inkrementellen Betrag ab, und es tritt daher an t₁ ein inkrementeller Abfall in der Spannung V_sig auf.
Der inkrementelle Abfall in der Spannung V_sig drückt die Amplitude von V_sig allerdings unter V_HI, und V_big fällt wie in 15 dargestellt fast sofort auf ein niedriges Niveau. Es existiert daher, wie in 15 zu sehen, an t₁ nur eine enge hohe Spitze in Signal V_big. Das Signal V_clk läuft durch Verzögerungsschaltung 134 (z. B. ein 5 μs-Verzögerung), und 5 μs nach t₁ steigt das Rücksetzsignal V_R (17) an NOR-Gatter 133 auf einen hohen Pegel, um das NOR-Gatter-Auffangregister in den Ausgangszustand zurück zu setzen.
Da der Verstärkungsfaktor in Verstärker 110 an t₁ abgefallen ist, wird V_sig nach t₁ nur geringer verstärkt. Wenn V_sig wieder V_HI erreicht, steigt V_big auf ein hohes Niveau. Der hohe Pegel von V_R (17) hält das Auffangregister jedoch bis zu t₂ im Ausgangszustand, zu welchem Zeitpunkt der hohe Pegel von V_big das Auffangregister dann erneut aktivieren und den Verstärkungsfaktor von Verstärker 110 ein zweites Mal fallen lassen kann. Diese Reihenfolge von Vorgängen wird bis zum Zeitpunkt t₄ wiederholt, an dem V_sig unter der Bezugsspannung V_HI bleibt. Die gestrichelte Kurve V_noAGC in 14 zeigt die Wellenform des Ausschlags von V_sig, die aufgetreten wäre, wenn der Verstärkungsfaktor von Verstärker 110 konstant geblieben wäre, d. h. wenn es keine automatische Verstärkungsregelung gegeben hätte.
In 18 ist n der Verstärkungsfaktor-Einstell-Zählstand in Zähler 118 vor dem Zeitpunkt t₁. Aufeinander folgende, abnehmende Zählstände (n – 1) bis (n – 5) führen zu aufeinander folgenden Abnahmen im Verstärkungsfaktor. Wenn die folgenden positiven Spitzen im Wandlersignal V_H die selben bleiben, wird der Verstärkungsfaktor-Einstell-Zählstand in Zähler 118, wenn überhaupt, nur um sehr wenig fallen. Es sollte daher darauf geachtet werden, dass die AGC-Vorgänge während des Auftretens des ersten positiven Ausschlags in V_sig nach dem Einschalten des Näherungsdetektors im Wesentlichen beendet sind.
Dies veranschaulicht auch die Fähigkeit des Detektors aus 13, die sich vorbei bewegenden magnetischen Gegenstände bis herab zu einer Geschwindigkeit von Null zu zählen und gleichzeitig eine wirksame AGC-Durchführung sowie den Vorteil einer hohen Detektionsgenauigkeit direkt ab dem ersten positiven Ausschlag in V_sig zu erzielen.
Der Detektor aus 19 umfasst den Detektor aus 13 mit zusätzlichen AGC-Schaltungen zur automatischen Verstärkungsregelung eines ins Negative gehenden Ausschlags in V_sig. Auch wenn in Betracht gezogen wird, dass der Detektor aus 13 die Verstärkung von V_sig und daher die Amplitude von darin enthaltenen positiven und negativen Spitzen regelt, und dass es nicht ungewöhnlich ist, wenn Magnetfeld-Spannungs-Wandler asymmetrische Wellenformen in V_H erzeugen, so sollte dennoch daran erinnert werden, dass es im Detektor aus 13 mit einer AGC, die ausschließlich auf positiven Spitzen basiert, doch möglich ist, dass negative Spitzen abgeschnitten werden.
Die AGC-Schaltung wurde in 19 so erweitert, dass sie nun zusätzlich einen Vergleicher für negative Spitzen 140, einen neuen Generator für eine feste Bezugsspannung V_LO, ein weiteres Auffangregister der kreuzgekoppelten NOR-Gatter 141 und 143 sowie eine weitere Verzögerungsschaltung 144 beinhaltet.
Diese zusätzlichen Komponenten sind dafür da, eine gegensätzliche Behandlung der Verstärkungsanpassung bereit zu stellen, die sich mit den ins Negative gehenden Ausschlägen in V_sig befasst. Das zusätzliche NOR-Gatter 147 besitzt Eingänge, die mit den Ausgängen der zwei kreuzgekoppelten Auffangregister verbunden sind, und erzeugt ein zusammen gesetztes Taktsignal V_clk, das an den Eingang des Abwärtszählers 118 angelegt wird. Wenn nun der erste positive Ausschlag in V_sig größer ist als V_HI, wird die Verstärkung abwärts angepasst. Wenn ein nachfolgender ins Negative gehender Ausschlag immer noch geringer ist als V_LO, wird die Verstärkung abwärts derart angepasst, dass die Spitzen der beiden Polaritäten in V_sig innerhalb des Bereichs von V_LO bis V_HI liegen, und asymmetrische Wellenformen in V_H – egal welchen Extremums – werden von der AGC-Schaltung aus 19 schnell in den dynamischen Arbeitsbereich des Verstärkers gebracht.
Die DACs 67 und 112 in den 1, 13 und 19 dienen im Wesentlichen als digital regelbare Widerstände und können die allgemein bekannten, wie in 20 verschalteten 2R/R-Typ-DACs enthalten. Jeder dieser drei, in 20 oben gezeigten Widerstände besitzt einen Widerstandswert von R, während die anderen vier Widerstände einen Widerstandswert von 2R besitzen. Beide dazu gehörenden externen Zuleitungen von DAC 67 werden in der gesamten Schaltung aus 20 und dem Blockdiagramm von DAC 67 in 21 gezeigt.
Eine Zuleitung 161 ist geerdet, während die Zuleitungen 162 und 164 mit dem Ausgang des ersten Hall-Spannung-Verstärkers 65 beziehungsweise mit dem Eingang von Operationsverstärker 69 verbunden sind. Die vier Schalter 151, 152, 153 und 154 stellen elektronische Schalter da, an welche die vier digitalen Zählsignale D₀, D₁, D₂ und D₃ vom Verstärkungszähler (d. h. 85) angeschlossen sind. Die Schalter 151, 152, 153 und 154 sind in jenen Positionen gezeigt, bei denen alle vier Stellen im Eingangszählsignal auf einem hohen Pegel liegen und der Widerstand zwischen den Zuleitung 162 und 164 ei nen minimalen Wert annimmt. Der parallele Widerstand 113 ist nicht zwingend notwendig. Widerstand 113 lässt den Minimalwiderstand der Parallelkombination am Eingang des Operationsverstärkers fallen, reduziert aber, was viel wichtiger ist, den maximalen Eingangswiderstand des Operationsverstärkers, d. h. das maximale R_in.
Sind sie geerdet, werden die G-DACs digital regelbare Spannungsteiler, und der effektive Widerstand zwischen den Leitern 162 und 164 wird, wenn R groß genug ist, damit der Widerstand zwischen den Anschlüssen 161 und 162 viel größer ist als die Ausgangsimpedanz von Hall-Spannungsverstärker 65, im Grunde eine lineare Funktion des digitalen Zählstands für G-DAC 67. Somit ist der Verstärkungsfaktor eine lineare Funktion des Zählstands.
Nun sind viele Variationen in den Näherungsdetektoren dieser Erfindung ersichtlich. Einige davon werden im Folgenden beschrieben.
Es sollte angemerkt werden, dass während V_P1 im Näherungsdetektor aus 1 den positiven Steigungsabschnitten von V_sig nachläuft, Vergleicher 14, Taktgeber 18, Zähler 17 und PDAC1 20 zusammen als Generator eines digitalen Signals, nämlich des digitalen Zählsignals am Ausgang von Zähler 17, das V_sig nachläuft, funktionieren. Dieser Digitalsignal-Generator ist ein Digitalisierer des analogen Signals V_sig, also ein Analog-Digital-Wandler. Dementsprechend funktionieren, während V_N1 dem Signal V_sig nachläuft, Vergleicher 24, Taktgeber 28, Zähler 27 und NDAC1 30 zusammen als Analog-Digital-Wandler, der ein digitales Signal erzeugt, das ins Negative gehenden Abschnitten von V_sig nachläuft, nämlich das digitale Zählsignal am Ausgang von Zähler 27. Diese Bemerkungen treffen auch auf 13 zu. In Näherungsdetektoren dieser Erfindung können Digital-Analog-Wandler ebenso aus anderen als den hier gezeigten Schaltungseinrichtungen gebaut werden.
Zum Beispiel können die Verstärker mit digital regelbarem Verstärkungsfaktor, die auf der Verwendung der G-DACs 67 und 112 basieren, alternativ auch auf Verstärkern mit digital regelbarem Verstärkungsfaktor beruhen, die dem Stand der Technik entsprechen und in denen an Stelle der G-DACs eine Ansammlung von parallel geschalteten Zweigschaltungen eingesetzt wird, von denen jede einen Widerstand und einen durch ein Binärsignal steuerbaren Schalter enthält.
Es ist außerdem möglich, nur einen Auf- und Abwärtszähler (an Stelle der Aufwärtszähler 17 und 27) einzubauen, der als Reaktion auf ein hohes Binärsignal von Vergleicher 14 beziehungsweise 24 auf- beziehungsweise abwärts zählen würde. In diesem Fall würde nur ein DAC, z. B. PDAC1 20, verwendet werden, dessen Ausgang an den positiven beziehungsweise negativen Eingang der Vergleicher 16 beziehungsweise 26 angeschlossen wäre. Der Schaltungsabschnitt in 1 zur Erzeugung des Signals V_toobig würde dann derart modifiziert, dass der Ausgang des Auf- und Abwärtszählers mit den beiden Zuleitungen 42 und 52 verbunden wäre und diese Zuleitungen während des Aufbeziehungsweise Abwärtszählen aktiviert würden, z. B. indem das Signal V_out als Zuleitungs-Aktivierungssignal benutzt werden würde.
Wie bereits angemerkt, liegt der Zweck, die automatische Verstärkungsanpassung für nur einige der ersten Impulse in V_sig durchzuführen, darin, inkrementelle Verschiebungen im tatsächlichen Abstand von sich annähernden Gegenständen, bei denen ein entsprechender Übergang in V_out auftritt, zu vermeiden. In Anwendungen wie einem Zündungsunterbrecher verursacht die Zeitmessung bei Motorzündungen leicht kleine, aber störende Sprünge in der Bereitstellung der Motorleistung. Wenn jedoch die Detektionsgenauigkeit eine vorrangige Überlegung ist, so ist es leicht möglich, Zähler 93 (1) oder 118 (13) periodisch auf ihre Ausgangswerte zurück zu setzen, um seltene Wiederanpassungen der Verstärkung zu erlauben, d. h. etwa jede Minute oder nachdem sich eine vorgegebene Anzahl an erkannten Gegenständen vorbei bewegt hat.
Eine weitere Möglichkeit ist natürlich eine kontinuierliche Verstärkungsanpassung, die z. B. erreicht wird, indem in dem Detektor aus 1 das NOR-Gatter 89 entfernt wird und das V_toobig-Signal direkt mit dem Aktivierungseingang von Zähler 85 verbunden wird.
Die Hall-Verstärker-Ausgangspannung V_sig kann als Ausgabe eines Magnetfeld-Spannungs-Wandlers betrachtet werden, wobei der Wandler das Hall-Element beinhaltet. Die oben beschriebene AGC wird durchgeführt, indem der Verstärkungsfaktor eines digital regelbaren Hall-Verstärkers, der als Teil des Wandlers betrachtet werden kann, geregelt wird. Alternativ ist es möglich, den Erregerstrom im Hall-Element digital zu steuern, um eine AGC des zusammengesetzten Wandlers auszuführen, z. B. indem ein digital gesteuerter Spannungsregulator verwendet wird, der dazu benutzt wird, das Hall-Element anzuregen.
Durch computergenerierte Modelle wurde herausgefunden, dass sich Näherungsdetektoren des in der oben erwähnten, miteingereichten Patentanwendung mit der Seriennummer 08/587.405 und dem Titel „DETECTION OF PASSING MAGNETIC ARTICLES AT SPEEDS DOWN TO ZERO" beschriebenen Typs vorteilhaft mit solchen Detektoren verbinden lassen, wie sie in der Patentanwendung mit der Seriennummer 08/587.407 und dem Titel „DETECTION OF PASSING MAGNETIC ARTICLES WHILE PERIODICALLY ADAPTING DETECTION THRESHOLDS TO CHANGING AMPLITUDES OF THE MAGNETIC FIELD" beschrieben werden.
Wenn diese beiden Arten von Näherungsdetektoren als „steigungsaktivierte" beziehungsweise als „Schwellwert"-Näherungsdetektoren bezeichnet werden, wurde ein steigungsaktivierter Detektor in einer Computermodellsimulation vorteilhaft mit einem Schwellwert-Detektor verbunden. In dem Modell arbeitete der verbundene Detektor für eine kurze Zeit nach dem Start zuerst im steigungsaktivierten Modus, und wechselte anschließend automatisch in den Schwellwert-Detektionsmodus.
Die automatische Verstärkungsregelung, die ja Teil dieser Erfindung und in der Lage ist, bei Geschwindigkeiten hinab bis zu Null zu arbeiten, wurde mit dem steigungsaktivierten Detektor verbunden, um nur anfänglich die Verstärkung und den Pegel von V_sig einzustellen. Die automatische Verstärkungsregelung wurde anschließend abgebrochen, um weitere stufenartige Verstärkungsverschiebungen zu vermeiden, die dazu neigen, Schwankungen und Instabilitäten in den Detektionsabständen beim Annähern und Wegbewegen der magnetischen Gegenständen zu verursachen. Das Verfahren zur automatischen Verstärkungsregelung aus dieser Erfindung ist aufgrund seiner schnellen Verstärkungsanpassung und seiner unverminderten Detektionsgenauigkeit bei sehr geringen Geschwindigkeiten besonders gut geeignet für eine solche anfängliche Anwendung in einem verbundenen Näherungsdetektor.
Mit Verweis auf 22 wird ein Hall-Element 190, dessen Ausgang mit dem Eingang von Hall-Spannungsverstärker 192 verbunden ist, nun mit einem Strom I_H versorgt. Das Hall-Element 190 ist auf einem Pol eines Magneten 191 angebracht, so dass bei Annä herung eines metallischen Gegenstands die Hall-Spannung V_H und die verstärkte Hall-Spannung V_sig zunehmen (oder abnehmen); und beim sich Wegbewegen des Gegenstands V_H und V_sig abnehmen (oder, abhängig von der Polarität des magnetischen Pols, zunehmen). Alternativ kann die Sensorschaltung aus 22 dazu benutzt werden, magnetische Gegenstände zu erkennen, die selbst magnetisiert sind; in diesem Fall muss das Hall-Element nicht an einen Magneten, z. B. den Magneten 191 angrenzend angebracht werden.
Eine (nicht gezeigte) Brücke aus magnetischen Widerständen könnte ebenso gut an Stelle des Hall-Elements eingebaut werden. Und zwei Hall-Elemente, deren Ausgänge differentiell mit dem Eingang des Hall-Spannungsverstärkers verbunden sind (nicht gezeigt) stellen einen zweiten alternativen Magnetfeld-Spannungs-Wandler dar.
Die verstärkte Hall-Spannung V_sig wird von den verbleibenden Schaltungen im Näherungsdetektor aus 22 so verändert, dass ein logisches Ausgangssignal V_out erzeugt wird, das ein Profil besitzt, welches das Profil des sich vorbei bewegenden Gegenstands widerspiegelt. Dies wird teilweise durch das Nachlaufen der ins Positive gehenden Abschnitte von V_sig und die Detektion der nächsten positiven Spitze erreicht, wobei diese Funktion von einem oberen Teil der Schaltung aus 22 ausgeführt wird. Dieser obere Teil der Schaltung und seine Funktion werden als erstes beschrieben.
Die verstärkte Hall-Spannung V_sig wird über AND-Gatter 195 an den negativen Eingang eines ersten Vergleichers 194 und zusätzlich an den negativen Eingang eines zweiten Vergleichers 196 angelegt. Wenn der Ausgang des ersten Vergleichers 194 auf einen hohen Pegel steigt, beginnt P-Zähler 197 die Taktimpulse von Taktgeber 198 zu zählen. Das entstehende Zählsignal V_Pcount wird dem Digital-Analog-Wandler (DAC) 200 zugeführt, der eine analoge Ausgangsspannung V_DAC-P erzeugt, die innerhalb des Bereichs von Null bis zur angelegten Gleichspannung +V_reg liegt. Somit ist die Amplitude von V_DAC-P jederzeit eine direkte lineare Funktion des angelegten Zählsignals.
Wenn die Spannung zum ersten Mal an die Detektorschaltung angelegt wird, erfasst Logikblock 222 die Zeit des Einschaltens der Versorgungsgleichspannung +V_reg und setzt den Zähler zu Beginn auf einen Zählstand von Null.
Vergleicher 194 besitzt eine kleine Hysterese und ist daher ein Vergleicher des Schmitt-Typs. Der Ausgang von DAC 200 ist mit dem negativen Eingang von Vergleicher 194 verbunden, so dass jedes Mal, wenn V_sig größer ist als die Spannung V_DAC-P plus der kleinen Hystereseschwellspannung des Schmitt-Vergleichers 194, der Ausgang von Vergleicher 194 auf einem hohen Niveau liegt und P-Zähler 194 aktiviert wird und zählt. Wenn V_sig noch weiter ins Positive anwächst, wird V_DAC-P dazu veranlasst, wie in 23 veranschaulicht, V_sig stufenartig nachzulaufen. Die inkrementellen vertikalen Ausschläge des stufenartigen V_DAC-P, τ, sind gleich des niederwertigsten Bits des DAC (in Millivolt), während die inkrementellen horizontalen Zeiten Δt1 zunehmen, wenn die Steigung von V_sig abnimmt. Die Hystereseschwellen der Schmitt-Vergleicher 194 und 224 sind kleiner als die inkrementellen Ausschläge in V_DAC-P beziehungsweise V_DAC-N und haben daher keine Auswirkungen auf die Größe dieser Ausschläge.
Wenn die Spitzenspannung von V_sig erreicht wird, stoppt P-Zähler 197 mit dem Zählen und V_DAC-P hält die Spitzenspannung V_pk bis zum Zeitpunkt t_ppk. Zum Zeitpunkt t_ppk ist V_sig um einen Betrag gleich der Schwellenspannung V_hys des zweiten Vergleichers des Schmitttyps 196 unter die aufbewahrte Spitzenspannung gefallen. Zum Zeitpunkt t_ppk steigt der Ausgang des zweiten Vergleichers 196 V_pcomp, wie in 24 zu sehen, langsam auf einen hohen Pegel und aktiviert das Flip-Flop 223, was dazu führt, dass der Q-Ausgang von Flop 233, wie in 25 zu sehen, auf ein hohes Niveau steigt.
Der Q-Ausgang von Vergleicher 233 ist über Logikblock 222 mit dem Rücksetz-Eingang von P-Zähler 197 verbunden. Logikblock 222 erzeugt einen Rücksetzimpuls, der Zähler 197 nur beim Auftreten eines Übergangs von tief nach hoch in Signal V_out auf Null zurücksetzt. Dies führt dazu, dass die Ausgangsspannung des DAC, V_DAC-P, auf Null Volt fällt, was den hohen Ausgangwert in Signal V_pcomp beendet.
Dieser Ausgangsimpuls des Vergleichers, V_pcomp, ist meistens sehr schmal, weswegen es wünschenswert sein kann, einen Logikblock 221 zwischen den Ausgang des zweiten Vergleichers 196 und den Eingang von Flip-Flop 223 einzubauen, um die Impulsbreite zu erhöhen und eine höhere Verlässlichkeit der logischen Funktionen zu erzielen.
Die 26 und 27 zeigen die sich wiederholende Natur des Ausgangssignals V_sig, das sich bei einer Anwendung zur Erfassung von Zahnradzähnen ergibt, wobei die positiven Spitzen in V_sig dem sich vorbei Bewegen von aufeinander folgenden Zahnradzähnen entsprechen, direkt nach jedem Auftreten (t_ppk) einer positiven Spitzenspannung in V_sig ein Impuls in der Vergleicherausgangsspannung V_pcomp entsteht, und in jedem solchen Fall das Signal V_out auf einen hohen Pegel steigt.
Bei einem jeden solchen Vorkommnis (t_ppk) ist es nötig, P-Zähler 197 zu deaktivieren, um ihn während des nachfolgenden negativen Steigungsabschnitts der verstärkten Hall-Spannung V_sig inaktiv zu halten. Dies wird durch die Verbindung des Ausgangs von Flip-Flop 233 mit dem zweiten Eingang von AND-Gatter 195 über Inverter 199 erreicht.
In den 23 und 26 wird V_sig mit breiten Spitzen gezeigt, um ein deutliches Bild des Verhältnisses zwischen V_sig und V_DAC-P zu zeichnen. In den meisten praktischen Situationen besitzen die zu erkennenden magnetischen Gegenstände jedoch eine derartige Geometrie und durchlaufen einen solchen Annäherungsweg in Richtung des Hall-Elements, dass die Hall-Spannung V_H sowie V_sig im Gegensatz zu dem breiten, runden, in den 23 und 26 gezeigten Spitzensignal V_sig eher eine fast quadratische Wellenform besitzen.
Für das typischere (nicht gezeigte) V_sig-Signal, das flachere Kopfenden besitzt, tritt der Zähler-Rüchsetzzeitpunkt t_ppk im Wesentlichen am Ende der Spitzen innerhalb der verstärkten Hall-Spannung V_sig ein, was dem Beginn der nachfolgenden Steigung von V_sig entspricht, und zum Beispiel des weiteren dem Beginn einer abfallenden Flanke eines sich vorbei bewegenden Zahnradzahnes entsprechen kann.
In einem dem Stand der Technik entsprechenden, steigungsaktivierten Detektor erscheint V_sig, wenn die Geschwindigkeit der sich vorbei bewegenden Gegenstände immer langsamer wird, in einem festen Zeitmaßstab immer runder (da sie nicht genau quadratisch gewesen sein kann) und zwar bis zu dem Punkt, an dem sich die Abfallrate innerhalb der aufbewahrten Spitzenspannung der Steigung von V_sig direkt nach einer Spitze nähert. In einem dem Stand der Technik entsprechenden Detektor führen diese Bedingungen, wie sie bei geringen Geschwindigkeiten eintreten, dazu, dass das Differenzsig nal am Vergleichereingang die Hysterese des Vergleichers nicht übersteigen kann, und bei niedrigen Geschwindigkeiten somit keine Ausgangsimpulse erzeugt werden.
Andererseits hält in der vorliegenden Erfindung P-Zähler 197 bei einer Spitze einen Zählerstand fest, was DAC 200 dazu veranlasst, die Spitzenspannung für unbestimmte Zeit (sogar für Stunden und Tage) aufzubewahren, nämlich so lange, bis die Differenz zwischen den beiden Signale V_sig und V_DAC-P den Wert von V_hys erreicht, wodurch die Detektion bis ganz hinab zu einer Durchlaufrate der sich vorbei bewegenden Gegenständen von Null durchgeführt werden kann.
Die obige Beschreibung ist Teil einer Näherungsdetektorschaltung (22), die einer Spitze des ins Positive gehenden Abschnitts (eines Abschnitts mit positiver Steigung) des verstärkten Hall-Spannungssignals V_sig nachläuft und diese aufbewahrt.
Die Beschreibung enthält jedoch weder die Einrichtungen (a) zur Beendigung eines Zeitintervalls nach t_ppk, in dem P-Zähler 197 deaktiviert wird, noch (b) zum erneuten Umschalten von V_out von einem hohen Pegel auf einen tiefen. Diese Funktionen hängen von dem noch zu beschreibenden Teil des Näherungsdetektor aus 22 ab, der außerdem auch den ins Negative gehenden Abschnitten (den Abschnitten mit negativer Steigung) des verstärkten Hall-Spannungssignals V_sig nachläuft und diese aufbewahrt.
Folgende zusätzliche Komponenten laufen in dem Dual-Polaritäts-Detektor aus 22 den ins Negative gehenden Abschnitten von V_sig nach und speichern die negativen Spitzen: ein erster Vergleicher 224, AND-Gatter 225, N-Zähler 227, DAC 230, Impuls-Verbreiterungsschaltung 221 und ein zweiter Vergleicher 196. Diese Komponenten sind funktionell gleichbedeutend zu den oben beschriebenen Komponenten, also dem ersten Vergleicher 194, AND-Gatter 195, Zähler 197, DAC 200, Impuls-Verbreiterungsschaltung 221 beziehungsweise dem zweiten Vergleicher 196, die der Spitze der ins Positive gehenden Abschnitte von V_sig nachlaufen und diese aufbewahren.
Der negative Eingang des ersten Vergleichers 224 ist mit dem Ausgang von Hall-Spannung-Verstärker 192 verbunden. Logikblock 232 erzeugt einen Rücksetzimpuls, der N-Zähler 227 ausschließlich beim Auftreten eines Übergangs von hoch auf niedrig im Signal V_out zurück auf Null setzt.
Die Arbeitsweise des Dual-Polaritäts-Näherungsdetektors aus 22 ist in den 28 bis einschließlich 32 dargestellt. In 28 wird gezeigt, wie V_DAC-P während positiver Steigungsabschnitte in V_sig dem Signal V_sig nachläuft. Zur Klarheit ist das verstärkte Hall-Signal V_sig hier nicht eingezeichnet. Außerdem wird gezeigt, wie während der negativen Steigungsabschnitte in V_sig das Signal V_DAC-N dem Signal V_sig nachläuft.
Das Ausgangssignal V_out (31) ist eine quadratische Welle, die während der Zeit, in der die verstärkte Hall-Spannung eine positive Steigung besitzt, auf einem tiefen Niveau liegt und die auf einem hohen Pegel liegt, wenn die verstärkte Hall-Spannung V_sig eine negative Steigung hat.
V_out ist somit ein Steigungs-Polaritäts-Indikator und wird direkt an einen Eingang des UND-Gatters 195 angelegt, um das Zählen durch N-Zähler 227 nur zu den Zeiten zu aktivieren, in denen die Steigung von V_sig negativ ist, sowie an negativen Spitzen. Andererseits wird V_out über Inverter 199 an den Eingang von AND-Gatter 195 angelegt, um das Zählen durch P-Zähler 197 nur zu den Zeiten zu aktivieren, in denen die Steigung von V_sig positiv ist, sowie an positiven Spitzen. Das Ausgangssignal des zweiten Vergleichers 226 ist mit den Aktivierungseingängen von Flip-Flop 233 verbunden.
Der Näherungssensor aus 22 ermöglicht eine Dual-Polarität-Spitzendetektion und schafft so die Fähigkeit, ein quadratisches Wellenausgangssignal V_out zu erzeugen, das ein Profil besitzt, das dem eines sich vorbei bewegenden Zahnradzahnes oder etwas Ähnlichem entspricht. In dem Patentantrag mit der Seriennummer 08/587.405 und dem Titel „DETECTION OF PASSING MAGNETIC ARTICLES WHILE PERIODICALLY ADAPTING DETECTION THRESHOLDS TO CHANGING AMPLITUDES OF THE MAGNETIC FIELD" wird ein Spitzendetektion-Näherungsdetektor, der im Wesentlichen den selben Aufbau und die selbe Arbeitsweise besitzt, auf etwas unterschiedliche Weise beschrieben. Ein weiterer Patentantrag mit der Seriennummer 08/587.406 und dem Titel „DETECTION OF PASSING MAGNETIC ARTICLES WITH AUTOMATIC GAIN CONTROL" beschreibt einen ähnlichen Digital-Analog-Wandler, dem ein Analog-Digital-Wandler zum Nachlaufen nach V_sig und Aufbewahren von V_sig folgt. Diese zwei Anträge sind vom selben Antragstellen eingereicht worden und sind, um eine weitläufigere Beschreibung zu liefern, hierin durch Verweise eingeschlossen.
Ein Näherungsdetektor für magnetische Gegenstände, der in der Lage ist, anfänglich im Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwert-Detektionsmodus zu starten, enthält gemäß 33 ein Hall-Elementpaar 252a und 252b, das differentiell mit den Eingangsanschlüssen eines Hall-Verstärkers 254 verbunden ist. Die Hall-Elemente 252a und 252b wandeln ein differentielles Magnetfeld in elektrische Signale um, die den Eingangsanschlüssen eines Verstärkers 254 wie gezeigt zur Verfügung gestellt werden.
In dieser speziellen Ausführungsform werden die zwei Hall-Elemente 252a und 252b gezeigt. Fachleute werden jedoch erkennen, dass die zwei Hall-Elemente 252a und 252b ebenso gut durch ein einzelnes Hall-Element ersetzt werden könnten. Alternativ könnten die Hall-Elemente 252a und 252b zudem auch durch eine Brücke aus magnetischen Widerständen ersetzt werden.
Ein verstärktes Signal vom Ausgangsanschluss von Verstärker 254 wird mit einem ersten Anschluss einer optionalen automatischen Verstärkungsregelungsschaltung (AGC) 256 verbunden. Ein zweiter Eingangsanschluss von AGC 256 wird mit einem Bezugsspannungssignal V_REF verbunden, und AGC 256 stellt an einem Ausgang derselben eine Signalspannung V_sig bereit. Die Amplitude des Spannungssignals V_sig variiert entsprechend der Stärke des von den Hall-Elementen 252a und 252b erkannten Magnetfelds.
AGC-Schaltung 256 verstärkt das ihr zur Verfügung gestellte Signal mit einem Verstärkungsfaktor, der entsprechend einem aus einer Mehrzahl an verfügbaren AGC-Algorithmen variiert, derart, dass die Spitze-Spitze-Signalamplitude des Spannungssignals V_sig im Wesentlichen über einen relativ großen Bereich an Luftspaltbreiten zwischen den Hall-Elementen 252a, 252b und den von den Hall-Elementen erkannten magnetischen Gegenständen konstant bleibt. Es sollte angemerkt werden, dass AGC 256 nicht benötigt wird, um der Näherungsdetektorschaltung 250 zu gestatten, zu Beginn die Arbeit im Spitze-Spitz-Verhältnis-Schwellwert-Detektionsmodus zu starten.
AGC 256 stellt den positiven Eingangsanschlüssen eines ersten Vergleicherpaars 260a und 260b das Spannungssignal V_sig bereit. Die Ausgänge der Vergleicher 260a und 260b sind mit den entsprechenden Zählschaltungen 262a beziehungsweise 262b verbunden. Die Zählschaltungen 260a und 260b sind jeweils so verschaltet, dass sie ein Taktsignal CLK und eine Startsignal STARTUP empfangen.
Vergleicher 260a, Zählschaltung 262a und DAC 264a bilden eine erste Nachlaufschaltung, die das Spannungssignal V_sig empfängt und an einem Ausgangsanschuss derselben ein Spannungssignal PDAC erzeugt, das der höchsten Spitze des Spannungssignals V_sig nachläuft. Dementsprechend bilden Vergleicher 260b, Zählschaltung 262b und DAC 264b eine zweite Nachlaufschaltung, die ebenfalls das Spannungssignal V_sig empfängt und an einem Ausgangsanschluss derselben eine Signalspannung NDAC erzeugt, die der niedrigsten Spitze des Spannungssignals V_sig nachläuft.
Die Spannungssignale PDAC und NDAC von den Ausgangsanschlüssen der ersten beziehungsweise zweiten Nachlaufschaltung sind mit einer Bezugsgeneratorschaltung 266 verbunden. Bezugsgeneratorschaltung 266 beinhaltet einen Widerstandsteiler, der zwischen die Ausgangsanschlüsse der DACs 264a und 264b geschaltet ist. Somit sind die Spannungen PDAC und NDAC mit dem Widerstandsteiler verbunden, um in der Bezugsgeneratorschaltung 266 die Signalschwellwertspannungen THRESHP und THRESHN zu erzeugen.
Die Signalschwellwertspannungen THRESHP und THRESHN sind mit den ersten Eingängen der Schwellwertvergleicher 268a beziehungsweise 268b verbunden. Die Signalspannung V_sig ist mit den anderen Eingängen der Vergleicher 268a und 268b verbunden.
Die Ausgangsanschlüsse 268a und 268b sind mit den entsprechenden Eingangsanschlüssen einer Eingreifschaltung 270 verbunden. Als Reaktion auf eines der Signale STARTUP und AGC-RESET zwingt Eingreifschaltung 270 das Ausgangsspannungssignal V_out auf einen vorgegebenen Wert, um den Ausgang daran zu hindern, fälschlicherweise während des anfänglichen Startvorgangs des Näherungsdetektors 250 und beim Einstellen der AGC durch den Näherungsdetektor 250 zu schalten.
Bezugsgenerator 266 erzeugt außerdem ein Signal V_{sig_pp}, das mit einem Eingang von Vergleicher 272 verbunden ist. Eine zweite Signalspannung PK_REF wird mit einem zweiten Eingang von Vergleicher 272 verbunden. Ein Ausgang von Vergleicher 272 ist mit einer Verstärkungsregelungs-Logikschaltung 274 verbunden, die bestimmt, wann eine AGC durchgeführt werden soll.
Näherungsdetektor 250 arbeitet auf die folgende Weise: beim anfänglichen Starten wird den Zählschaltungen 262a und 262b sowie Eingreifschaltung 270 das Signal STARTUP zur Verfügung gestellt. Als Reaktion auf das Signal STARTUP setzt Zähler 262a den Ausgang von DAC 264a auf einen Wert, der niedriger ist als der kleinste erwartete positive Wert der Signalspannung V_sig, wie etwa einen Spannungspegel, der beispielsweise gleich oder nahe der negativen Führungsspannung ist. Dementsprechend setzt Zählschaltung 262b als Reaktion aus das Signal STARTUP den Ausgang von DAC 264b auf einen Wert, der größer ist als der kleinste erwartete negative Wert der Signalspannung V_sig, wie etwa einen Spannungspegel, der beispielsweise gleich oder nahe der positiven Führungsspannung ist.
Dadurch dass DAC 264a auf einen Wert eingestellt wird, der niedriger ist als der kleinste erwartete positive Wert der Signalspannung V_sig, wird sicher gestellt, dass DAC 264a die positive Spitze von Signal V_sig selbst dann einfangen wird, wenn das Signal V_sig eine relativ große Offset-Spannung beinhaltet. Dementsprechend stellt das Einstellen von DAC 264b auf einen Wert, der größer ist als der kleinste erwartete negative Wert der Signalspannung V_sig sicher, dass DAC 264b die negative Spitze von Signal V_sig selbst dann einfangen wird, wenn das Signal V_sig eine relativ große Offset-Spannung beinhaltet.
Daher ist während des anfänglichen Startvorgangs der Wert von NDAC positiver als der Wert von PDAC. Da die erste Nachlaufschaltung die positive Spitze und die zweite Nachlaufschaltung die negative Spitze annehmen wird, werden sich die Werte von PDAC und von NDAC unvermeidlich begegnen, und an einem bestimmten Zeitpunkt werden die Ausgangssignalspannungen PDAC und NDAC der beiden DACs 264a und 264b gleich sein. Die Schwellwertspannungen THRESHP und THRESHN werden zueinander sowie zu den Signalspannungen PDAC sowie NDAC gleich sein.
Unter diesen Umständen würde das Ausgangssignal V_out normalerweise umschalten. Die Eingreifschaltung 270 zwingt das Ausgangssignal V_out jedoch auf einen vorgegebenen Spannungspegel und hält es auf diesem bis der Wert von PDAC um einen vorge gebenen Spannungspegel größer wird als der Wert von NDAC. Die Eingreifschaltung 270 kann beispielsweise durch eine Umschaltschaltung bereit gestellt werden, die den Ausgangssignalpfad, auf dem V_out erscheint, mit einer vorgegebenen Spannung verbindet. Alternativ kann Eingreifschaltung 270 durch eine oder mehrere kombinatorische Logikschaltungen bereit gestellt werden.
Ohne die einzelnen Teile in Eingreifschaltung 270 näher zu betrachten, hält Schaltung 270 die Ausgangsignalspannung V_out davon ab, aufgrund der Tatsache, dass der Wert von PDAC auf einen Wert eingestellt wird, der niedriger ist als der Wert von NDAC, unpassenderweise zu schalten. Eingreifschaltung 270 verhindert außerdem das Umschalten der Ausgangssignalspannung bis der Wert von PDAC den Wert von NDAC um eine vorgegebene Spannung übersteigt, um somit die Möglichkeit des Umschaltens der Ausgangsignalspannung aufgrund von Rauschen, internen Hysteresen der Vergleicher und Toleranzen in den Schaltungen im Näherungsdetektor 250 zu minimieren.
Wenn im Näherungsdetektor 250 keine AGC eingebaut wäre, würde der obere Fall nur einmal, beim anfänglichen Startvorgang, eintreten. Wenn die AGC in den Näherungsdetektor eingebaut und die AGC-Funktion aktiviert ist, ändert sich der Spitze-Spitze-Wert des Signals aufgrund der Änderung in der Verstärkung fast auf der Stelle. Wenn dies passiert, würden die DACs 264a und 264b die korrekten Werte der Spitzen nicht weiter aufbewahren, und das Signal würde wegen der AGC bis zu dem Punkt abnehmen, an dem es die Schwellwerte des Spitze-Spitze-Verhältnis-Näherungsdetektors nicht mehr übertreten würde. Somit würde die Schaltung einfach aufhören umzuschalten.
Selbst wenn ein solcher Fall nicht eintreten sollte, weil die Schwellwertspannungen THRESHP und THRESHN aus PDAC und NDAC erzeugt werden, welche die tatsächlichen positiven und negativen Spitzen des Magnetsignals nicht weiter darstellen, so würde doch die Zeitmessungsgenauigkeit in Mitleidenschaft gezogen werden, da sich die Schwellwertspannungspegel THRESHP und THRESHN nicht mehr in der richtigen Position relativ zum tatsächlichen elektrischen Spitze-Spitze-Signal befinden.
Um diese Probleme zu lösen wird jedes Mal dann, wenn die AGC eingeschaltet wird, ein Signal AGC_RESET erzeugt und den Zählschaltungen 262a und 262b bereit gestellt, das die zwei DACs 264a und 264b zurück setzt, so dass die Werte von PDAC und NDAC auf Werte eingestellt werden, die – wie oben beschrieben – nahe an den entsprechenden Werten der negativen und positiven Führungsspannung liegen. Während der normalen Arbeitsweise des Näherungsdetektors 250 läuft PDAC der positiven Spitze des Signals V_sig nach und NDAC folgt der negativen Spitze des Signals V_sig. Unter normalen Arbeitsbedingungen des Näherungsdetektors 250 übersteigt der Wert von PDAC somit den Wert von NDAC.
Durch das oben beschriebene Rücksetzen des PDAC- und des NDAC-Werts, wird der Wert von PDAC geringer als der Wert von NDAC. Diese Veränderung im relativen Amplitudenverhältnis von PDAC und NDAC würde die Ausgangssignalspannung V_out dazu veranlassen, den Zustand zu ändern. Daher muss die Ausgangssignalspannung V_out, wenn die DACs 264a und 264b zurück gesetzt werden, in ihren momentanen Binärzustand zurück gezwungen werden, um somit das Umschalten der Ausgangssignalspannung V_out aufgrund des Rücksetzens von PDAC und NDAC zu verhindern.
Nachdem der PDAC- und der NDAC-Wert zurück gesetzt wurden, nehmen die Nachlaufschaltungen wieder die neuen positiven beziehungsweise negativen Spitzen des Signals V_sig an. Während die Nachlaufschaltungen wieder die neuen Spitzen annehmen, wird der Wert von PDAC größer werden als der Wert von NDAC. Daher muss die Ausgangssignalspannung V_out weiterhin bis zu dem Zeitpunkt, an dem der Wert von PDAC größer wird als der Wert von NDAC, festgehalten werden, so dass die Ausgangssignalspannung V_out nicht etwa dann umschaltet, wenn sich die Ausgangssignalamplituden PDAC und NDAC der DACs 264a und 264b begegnen während sie sich zu ihren Ausgangswerten bewegen und während die Nachlaufschaltungen die Spitzenwerte des Signals V_sig annehmen.
Das Festhalten wird von Eingreifschaltung 270 ausgeführt, welche die Ausgangssignalspannung V_out bis zu dem Zeitpunkt, an dem in der Signalspannung V_sig eine vorgegebene minimale Spannungsänderung erkannt wird, auf einen vorgegebenen Wert zwingt. Die vorgegebene minimale Spannung kann beispielsweise als Spannung geliefert werden, die eine Amplitude besitzt, die größer ist als eine Spannung, die zu einer internen Hysteresespannung der Schwellwertvergleicher 268a und 268b gehört. Ist der Wert von PDAC erst einmal größer als der Wert von NDAC, stoppt Eingreifschaltung 270 als Reaktion auf Vergleicher 426, der eine Spannungsänderung im Signal V_sig erkannt hat, die größer ist, als eine Spannung, die zu der vorgegebenen minimalen Spannung gehört, das Festhalten der Ausgangsspannung V_out auf einem vorgegebenen Wert und gestattet der Ausgangsspannung V_out, gemäß der von den Schwellwertdetektoren 268a und 268b bereit gestellten Signalspannungen zu schalten.
Mit Verweis auf 34 wird nun eine weitere Ausführungsform eines Näherungsdetektors für magnetische Gegenstände gezeigt. Der Detektor beinhaltet das Hall-Element 10, das einer optionalen Verstärkungsregelungsschaltung 12 eine Hall-Spannung bereit stellt, wobei die Schaltung 12 wiederum eine verstärkte Hall-Spannung V_sig liefert, so wie oben in Verbindung mit den 1, 13 und 22 gezeigt. Der Detektor aus 34 arbeitet so, dass er ein binäres, quadratförmiges Wellenausgangssignal V_out erzeugt, das einen ersten binären Pegel erreicht, wenn V_sig so weit ansteigt, dass es eine Schwellwertspannung übersteigt, und einen anderen binären Pegel, wenn V_sig unter die Schwellwertspannung fällt. In der Ausführungsform von 34 wird eine einzelne Schwellwertspannung mit Hysterese bereit gestellt.
In der Ausführungsform nach 34 ist die Schwellwertspannung ein prozentualer Anteil der Spitze-Spitze-Spannung von V_sig und wird aktualisiert, um innerhalb einer vorgegebenen Toleranz um diesen prozentualen Anteil der Spannung V_sig zu bleiben. Demgemäß kann der Detektor anschaulich als Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektor bezeichnet werden. In der Ausführungsform nach 34 ist die Schwellwertspannung V_TH auf einem ersten Pegel, der einem ersten prozentualen Anteil an V_sig entspricht, wenn V_sig die Schwellwertspannung übersteigt, und auf einem zweiten Pegel, der einem zweiten prozentualen Anteil an V_sig entspricht, wenn V_sig kleiner ist als die Schwellwertspannung (d. h. die Schwellwertspannung wird mit einer Hysterese bereit gestellt).
Für Fachleute ist erkennbar und es liegt auch im Rahmen der Erfindung, dass die hierin beschriebenen Detektoren so realisiert werden, dass sie entweder aus Mittelsignal-Detektoren, bei denen die Schwellwertspannung ein fester prozentualer Anteil der Spannung V_sig ist oder bei denen sie auf die Spitze bezogen ist (d. h. steigungsaktivierte Detektoren), ausgebildet werden oder solche enthalten. Zum Beispiel könnten Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertdetektoren einen auf die Spitzen bezogenen Detektor beinhalten, wobei das Detektorausgangssignal V_out auf einen binären Pegel steigt, wenn V_sig soweit ansteigt, dass es einen aufbewahrten negativen Spitzenausschlag um einen vorgegebenen Betrag übersteigt, und auf einen anderen binären Pegel, wenn V_sig um einen vorgegebenen Betrag unter einen aufbewahrten positiven Spitzenausschlag fällt.
Die Spannung V_sig wird an den negativen Eingang eines ersten Vergleichers 300 und an den positiven Eingang eines zweiten Vergleichens 304 angelegt. Die Ausgangssignale der Vergleicher 300 und 304 sind mit den entsprechenden HOLD-Eingängen der Zähler 314 und 330 verbunden. Die Ausgänge der Zähler 314 und 330 werden auf einem konstanten Niveau gehalten (d. h. die Zähler sind inaktiv), wenn das HOLD-Eingangssignal auf einem ersten logischen Pegel liegt, und werden frei gelassen (d. h. die Zähler sind aktiv), wenn das HOLD-Eingangssignal auf einem zweiten logischen Pegel liegt. In der veranschaulichenden Ausführungsform sind die Zähler 314 und 330 Sechs-Bit-Zähler, die aktiviert werden, wenn der HOLD-Eingang tief ist.
An einen UPDN-Eingang der Zähler 314 und 330 wird eine Bezugsspannung VREG3V angelegt, wodurch in diesem bestimmten Beispiel die Zähler 314 und 330 nur in eine Richtung zählen, z. B. aufwärts. Für Fachleute wird natürlich ersichtlich sein, dass an die UPDN-Eingänge der Zähler 314 und 330 ein Steuersignal gelegt werden könnte, um die Zählrichtung zu steuern. Beide Zähler, 314 und 330, werden von einem Systemtaktsignal CLK getaktet.
Beide Gatter eines NOR-Gatterpaars (308 und 312) empfangen ein Signal STARTUP an einem ersten Eingang derselben und ein Signal PNDAC_RES an einem zweiten Eingang derselben. Das Signal PNDAC_RES wird von einem unten in Verbindung mit 35 beschriebenen AGC-Bezugsgenerator 292 bereit gestellt. Die Ausgänge der NOR-Gatter 314 und 330 werden auf einen ersten vorgegebenen Wert eingestellt, wenn sich das RESET-Eingangssignal auf einem ersten logischen Pegel befindet. Ab dem anfänglichen Startvorgang befindet sich das Signal STARTUP ausdrücklich auf einem hohen logischen Pegel, was die NOR-Gatter 308 und 312 dazu veranlasst, einen logisch tiefen Ausgang zu erzeugen, wodurch wiederum die Zähler 314 und 330 veranlasst werden, einen ersten vorgegebenen Ausgangswert bereit zu stellen. Dementsprechend befindet sich das Signal PNDAC_RES, wenn die AGC aktiviert ist, auf einem hohen logischen Pegel, wodurch die NOR-Gatter 308 und 312 dazu veranlasst werden, einen logisch tiefen Ausgang zu erzeugen, und wodurch wiederum die Zähler 314 und 330 dazu veranlasst werden, einen ersten vorgegebenen Ausgangswert bereit zu stellen.
Die Ausgänge von Zähler 314 sind mit den Eingängen eines positiven Digital-Analog-Wandlers („Positive Digital-to-Analog Converter" – PDAC) 318 verbunden. Der Ausgang von PDAC 318 stellt eine Spannung PDAC bereit, die, wie später beschrieben wird, zur Erzeugung der Detektorschwellwertspannung V_TH benutzt wird. Während des Betriebs variiert die PDAC-Spannung entsprechend bestimmter Schwankungen in den positiven Spitzenwerten der Spannung V_sig. Die Auflösung von PDAC 318 wird so ausgewählt, dass sicher gestellt ist, dass Veränderungen in der Schwellwertspannung V_TH, die durch Veränderungen in der PDAC-Spannung hervorgerufen werden, im Wesentlichen nicht wahrnehmbar sind. In der veranschaulichenden Ausführungsform beträgt die Auflösung von PDAC 318 50 mV. Die PDAC-Spannung ist mit einem Puffer verbunden und wird wie gezeigt an den positiven Eingang von Vergleicher 300 zurück geführt.
Vergleicher 300, NOR-Gatter 308, Zähler 314, PDAC 318 und Puffer 324 bilden einen „positiven Abschnitt" des Detektorschaltkreises. Ein „negativer Abschnitt" des Detektors wird von Vergleicher 304, NOR-Gatter 312, Zähler 330, NDAC 334 und Puffer 336 gebildet. Erwähnenswert ist, dass der Ausgang von Vergleicher 304 mit dem HOLD-Eingang von Zähler 330 verbunden ist. Zähler 330 reagiert zudem auf das Taktsignal CLK und ein von NOR-Gatter 312 bereit gestelltes Rücksetzsignal.
Die Ausgänge von Zähler 330 sind mit den Eingängen eines negativen Digital-Analog-Wandlers („Negative Digital-to-Analog Converter" – NDAC) 334 verbunden, der eine NDAC-Spannung erzeugt, die zusammen mit der PDAC-Spannung zur Erzeugung der Schwellwertspannung V_TH benutzt wird. Die NDAC-Spannung variiert entsprechend bestimmter Schwankungen in den negativen Spitzenwerten der Spannung V_sig. Wie bei PDAC 318 wird die Auflösung von NDAC 318 so ausgewählt, dass sicher gestellt ist, dass Veränderungen in der Schwellwertspannung V_TH, die durch Veränderungen in der NDAC-Spannung hervorgerufen werden, im Wesentlichen nicht wahrnehmbar sind. In der veranschaulichenden Ausführungsform beträgt die Auflösung von NDAC 334 50 mV. Die NDAC-Spannung ist mit einem Puffer 336 verbunden und wird zudem wie gezeigt an den negativen Eingang von Vergleicher 304 zurück geführt. Da die positiven und die negativen Abschnitte des Detektorschaltkreises die Signale PDAC und NDAC liefern, die den positiven und den negativen Ausschlägen des Spannungssignals V_sig nachlau fen, können diese Schaltungsabschnitte auch als erste beziehungsweise zweite Nachlaufschaltung bezeichnet werden.
Die gepufferten PDAC- und NDAC-Spannungen PDAC_BUF und NDAC_BUF sind mit einem Widerstandsteiler 340 verbunden, der die seriell geschalteten Widerstände 342, 344, 346 und 348 umfasst, um eine Schwellwertspannung V_TH zu erzeugen, die für einen Vergleich mit der Spannung V_sig durch Widerstand R3 mit dem negativen Eingang des Schwellwertvergleichers 360 verbunden ist. Vergleicher 360 stellt an einem Ausgang desselben das Detektorausgangssignal V_out bereit, das auf einem ersten binären oder logischen Pegel liegt, wenn die Spannung V_sig die Schwellwertspannung V_TH übersteigt, und das auf einem zweiten binären Pegel liegt, wenn die Spannung V_sig kleiner ist als die Schwellwertspannung V_TH.
Der Ausgang von Puffer 423 ist außerdem mit einem Eingang einer Spannungserzeugungsschaltung 370 verbunden, welche die gepufferte PDAC-Spannung PDAC_BUF empfängt und ein Signal PDAC-ΔV1 erzeugt, das ein vorgegebene Spannung ist, die kleiner ist als die Spannung PDAC_BUF. Die Signalspannung PDAC-ΔV1 ist mit einem Eingang einer Eingreifschaltungssteuerung 306 verbunden, deren Arbeitsweise weiter unten detaillierter beschrieben wird.
Die Schwellwertspannung V_TH wird auf einen prozentualen Anteil der Spitze-Spitze-Spannung V_sig eingestellt und ist in dem Sinne adaptiv, dass sie entsprechend bestimmter Schwankungen innerhalb der Spannung V_sig derart aktualisiert wird, dass sie innerhalb einer vorgegebenen Toleranz um den prozentualen Anteil der Spitze-Spitze-Spannung bleibt. Wie ersichtlich werden wird, wird diese Vereinbarung erreicht, indem die PDAC- und die NDAC-Spannungen zur Erzeugung der Schwellwertspannung V_TH benutzt werden, und indem die PDAC- und die NDAC-Spannungen entsprechend der einzelnen Schwankungen in den positiven beziehungsweise den negativen Spitzenwerten von V_TH verändert werden.
Die Schwellwertspannung V_TH wird in dem Sinne mit einer Hysterese bereit gestellt, dass V_TH auf einem ersten Pegel liegt, der einem ersten prozentualen Anteil der Spitze-Spitze-Spannung V_sig entspricht, wenn V_sig die Schwellwertspannung V_TH übersteigt, und dass sie auf einem zweiten Pegel liegt, der einem zweiten prozentualen Anteil der Spit ze-Spitze-Spannung entspricht, wenn V_sig kleiner ist als die Schwellwertspannung V_TH. Das bedeutet, dass die Schwellwertspannung V_TH, wenn die Spannung V_sig einmal unter den ersten Pegel der Schwellwertspannung V_TH gefallen ist, erhöht wird, so dass die Spannung V_sig einen zweiten, höheren Pegel der Schwellwertspannung V_TH vor den Übergängen im Signal V_out übersteigen muss. In der veranschaulichenden Ausführungsform sind der erste und der zweite prozentuale Anteil zwar feste prozentuale Anteile der Spitze-Spitze-Spannung V_sig, eine Bereitstellung der prozentualen Anteile als veränderliche prozentuale Anteile der Spitze-Spitze-Spannung V_sig liegt jedoch im Rahmen der Erfindung.
Es wird darauf hingewiesen, dass zusätzlich ein Schalterpaar (366 und 368) zum wahlweisen Kurzschließen der Widerstände 342 beziehungsweise 348 bereit gestellt wird. Zu diesem Zweck sind die Schalter 366 und 368 parallel zu den Widerständen 342 beziehungsweise 348 aus Widerstandsteiler 340 geschaltet. Das Signal V_out von Vergleicher 360 wird von einem Inverter 364 invertiert, um ein Signal V_outnot bereit zu stellen, das wie gezeigt an einen Steuereingang der Schalter 366 und 368 angelegt wird. Ein zweiter Steuereingang der Schalter 366 und 368 reagiert auf das Signal V_out.
Eine Eingreifschaltung 380 besitzt einen ersten Eingang, der wie gezeigt durch Widerstand R3 mit einem Knoten von Widerstandsteiler 340 verbunden ist, sowie einen ersten Ausgang, der mit einem negativen Eingang von Vergleicher 360 verbunden ist. Eingreifschaltung 380 beinhaltet einen ersten Transistorschalter 382 mit einem ersten, an die Bezugsspannung V_reg angeschlossenen Anschluss und einem zweiten Anschluss, der wie gezeigt über Widerstand R1 mit dem negativen Eingang von Vergleicher 360 verbunden ist. Ein dritter oder auch Steuereingang von Transistor 382 empfängt von Eingreifschaltungssteuerung ein Steuersignal YANK_UPNOT.
Eingreifschaltung 380 beinhaltet außerdem einen zweiten Transistor 384 mit einem ersten, an eine ersten Bezugsspannung angeschlossenen Anschluss (die hier der Erde entspricht), einem zweiten Anschluss, der wie gezeigt über Widerstand R2 mit dem negativen Eingang von Vergleicher 360 verbunden ist, und einen dritten oder auch Steueranschluss, der mit einem Steuersignal YANK_DOWN von Eingreifschaltungssteuerung 306 verbunden ist. In dieser besonderen Ausführungsform werden für beide Transistoren (382 und 384) Feldeffekttransistoren (FETs) verwendet. Genauer gesagt ist Transis tor 382 ein p-Typ-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor („metal oxide semiconductor field effect transistor" – MOSFET), während für Transistor 384 ein n-Typ MOSFET verwendet wird.
Eingreifschaltung 306 liefert die Steuersignale YANK_UPNOT und YANK_DOWN mit vorgegebenen Spannungspegeln, wobei die Pegel eine Reaktion auf die Eingangssignale PDAC-ΔV1, NDAC_BUF, PNDAC_RES, V_out und STARTUP sind, die der Eingreifschaltung zugeleitet werden. Wenn die Steuersignale YANK_UPNOT und YANK_DOWN mit tiefen beziehungsweise hohen logischen Pegeln bereit gestellt werden, werden die Transistoren 382 oder 384 in ihrem Durchlasszustand vorgespannt. Andererseits werden die Transistoren 382 und 384, wenn die Signale YANK_UPNOT und YANK_DOWN mit hohen beziehungsweise tiefen logischen Pegeln bereit gestellt werden, entsprechend in ihrem nicht-leitenden Zustand vorgespannt.
Während des Betriebs stellt Widerstandsteilerschaltung 340, wenn Eingreifschaltung 380 inaktiv ist (d. h. die Transistoren 382 und 384 sind jeweils in ihren nicht-leitenden Zuständen vorgespannt), für einen Vergleich mit der Spannung V_sig eine Schwellwertspannung V_TH bereit, die durch Widerstand R3 mit dem negativen Eingangsanschluss von Vergleicher 360 verbunden ist. In einer bevorzugten Ausführungsform wird Widerstand R3 so gewählt, dass er einen Widerstandswert besitzt, der im Vergleich zum Widerstandswert am Knoten der Widerstandsteilerschaltung 340, an die Widerstand R3 angeschlossen ist, relativ hoch ist. Daher gibt es über R3 nur einen relativ kleinen Spannungsabfall. Der Ausgang von Vergleicher 360 liefert das Detektorausgangssignal V_out, das sich auf einem ersten binären oder logischen Pegel befindet, wenn die Spannung V_sig die Schwellwertspannung V_TH übersteigt, und das sich auf einem zweiten binären Pegel befindet, wenn die Spannung V_sig kleiner ist als die Schwellwertspannung V_TH.
Wenn Eingreifschaltung 380 aktiv ist, ist einer der Transistoren 382 und 384 in seinem entsprechenden Durchlasszustand vorgespannt, wodurch die Signalspannung am negativen Eingang von Vergleicher 360 auf einen von zwei vorgegebenen Werten gezogen oder gezwungen wird. Dies wiederum zwingt das Ausgangssignal V_out auf einen seiner vorgegebenen Binärzustände. Somit wird das Ausgangssignal V_out, wenn die Eingreifschaltung 380 aktiv ist, auf einen vorgegebenen Wert gezwungen und auf diesem gehalten solange die Eingreifschaltung 380 aktiviert bleibt.
Wie oben in Verbindung mit 33 besprochen muss die Eingreifschaltung als Reaktion auf zwei Umstände aktiviert werden, wenn der Näherungsdetektor während des anfänglichen Näherungsdetektorstarts und während des Betriebs der AGC im Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellwertmodus arbeitet. Eingreifschaltung 380 wird nämlich während eines anfänglichen Startintervalls und als Reaktion auf jeden Einsatz der AGC aktiviert. Dadurch dass das Signal V_out diesen beiden Fällen auf bestimmte Werte gezwungen wird, wird die Ausgangssignalspannung V_out in ihren korrekten Binärzustand gezwungen.
Es sollte angemerkt werden, dass Schaltung 380 für den Betrieb während des anfänglichen Startvorgangs nur einen einzelnen Transistor benötigt, da die Signalspannung V_out ausschließlich in entweder einen hohen oder einen niedrigen Binärzustand gezwungen werden muss. Zur Unterstützung des AGC-Modus werden jedoch beide Transistoren aus Umschaltschaltung 380 benötigt, da es im AGC-Modus von Zeit zu Zeit nötig sein kann, die Signalspannung V_out auf einen hohen Pegel zu zwingen, während es zu anderen Zeiten nötig sein kann, die Signalspannung V_out auf einem tiefen Niveau zu halten.
Es sollte angemerkt werden, dass, obwohl Eingreifschaltung 380 hier mit einem Transistorpaar dargestellt ist, die von Eingreifschaltung 380 bereit gestellten Funktionen auch von einer Anzahl von unterschiedlichen Schaltungen bereit gestellt werden könnten. Zum Beispiel könnte zum Ein- und Ausschalten des Vergleichers 360 eine Stromquelle benutzt werden. Des weiteren könnte eine kombinatorische Logikschaltung mit dem Ausgangsanschluss des Vergleichers verbunden werden, um die Ausgangsspannung V_out auf diese Weise auf einen vorgegebenen Spannungspegel zu zwingen. Schaltung 380 könnte aber auch an Stelle der Transistorschalter einen Multiplexer oder einen Operationsverstärker beinhalten, um die Signalspannung V_out in einen vorgegebenen Zustand zu zwingen.
In 35 ist ein Ausgang von Hall-Element 10 mit dem Eingang eines Hall-Spannung-Verstärkers 12 verbunden, der eine Verstärkerstufe 65 mit festem Verstärkungsfaktor und einen Verstärker mit programmierbarem Verstärkungsfaktor beinhaltet, der einen Digital-Analog-Wandler G-DAC 67, einen Operationsverstärker 69 und einen Widerstand 73 umfasst, die wie gezeigt verschaltet sind. Die Arbeitsweise von Hall-Spannung-Verstärker 12 ist ähnlich der, die oben in Verbindung mit 1 beschrieben wurde.
Ein AGC-Bezugsgenerator 292 ist mit AGC-Zähler 290 verbunden, der wiederum mit Spannungsverstärker 12 verbunden ist. AGC-Bezugsgenerator 292 stellt AGC-Zähler 290 ein Taktsignal bereit. AGC-Zähler 290 stellt G-DAC 67 ein Signal bereit, um den Verstärkungsfaktor von Verstärker 12 so anzupassen, dass das Signal V_sig im Wesentlichen einen konstanten Spitze-Spitze-Wert besitzt, unabhängig vom Luftspalt, dem Hall-Element 10 ausgesetzt ist.
Beim anfänglichen Startvorgang wird einem Rücksetzeingang eines RS-Auffangregisters 390 ein Signal STARTUP und den Eingängen eines D-Flip-Flops 396 und eines Zählers 398, die auf einem tiefen Pegel liegen, ein Signal STARTUP_NOT zugeführt. Als Reaktion auf die Signale STARTUP und STARTUP_NOT stellen das Auffangregister 390, Flip-Flop 396 und Zähler 398 daher jeweils vorgegebene Ausgangssignale an ihren Ausgangsanschlüssen bereit. Dies führt dazu, dass Verstärker 12 auf einen vorgegebenen Verstärkungszustand eingestellt wird.
Demgemäß wird das Signal STARTUP den Rücksetzeingängen einer Einkreisschaltung 416 und eines RS-Auffangregisters 418 im AGC-Bezugsgenerator 292 zugeführt. Die Ausgänge von Einkreisschaltung 416 und RS-Auffangregister 418 sind mit den Eingängen eines logischen AND-Gatters 420 verbunden, welches das Signal PNDAC_RES einem Eingang der Eingreifsteuerschaltung 306 bereit stellt (34).
AGC-Bezugsgenerator 292 beinhaltet ein Vergleicherpaar (406a und 406b), das wie gezeigt an den entsprechenden positiven beziehungsweise negativen Anschlüssen das Ausgangssignal V_sig empfängt. Die zweiten Eingangsanschlüsse der Vergleicher 406a und 406b sind mit einem Widerstandsteiler verbunden, der an den zweiten Eingangsanschlüssen der Vergleicher 406a und 406b die Signale HIGHREF und LOWREF erzeugt.
Während des AGC-Modus stellen die Vergleicherschaltungen 406a und 406b aus AGC-Bezugsgenerator 292, wenn Signal V_sig entweder größer ist als eine Bezugsspannung HIGHREF oder kleiner als die Bezugsspannung LOWREF, als Reaktion auf dieses Signal die Signale TOO_BIG beziehungsweise TOO_SMALL bereit. Wenn die Signalspan nung V_sig einen Wert besitzt, bei dem die AGC aktiviert wird, werden die Signale TOO_BIG und TOO_SMALL als Reaktion auf V_sig durch die NOR-Gatter 412 und 414 mit Einkreisschaltung 416 verbunden.
Wenn das Signal V_sig einen Spannungspegel besitzt, der höher ist als der Spannungspegel von HIGHREF, stellt Vergleicher 406a als Reaktion auf dieses V_sig an einem Eingang von NOR-Gatter 412 ein logisch hohes Signal bereit. NOR-Gatter 412 liefert somit einen logisch tiefen Eingang an NOR-Gatter 414, und falls das Zählsignal 128 noch nicht erreicht wurde, wird die AGC aktiviert. Eine Einkreisschaltung 416 regelt die Dauer des Signalimpulses der Eingreifschaltung (d. h. den YANK-Impuls) im AGC-Modus, indem ein passendes Signal am Eingang von AND-Gatter 420 bereit gestellt wird.
Mit Verweis auf 36 wird nun eine Eingreifsteuerschaltung 306 gezeigt, die Logik benutzt, um die Eingreifschaltung 380 in geeigneter Weise zu aktivieren und zu deaktivieren, so dass diese die oben in Verbindung mit den 33 und 34 beschriebenen Arbeitsvorgänge ausführen kann. Es sollte angemerkt werden, dass, wenngleich hier ein bestimmter Satz an Logikgattern gezeigt wird, es für Fachleute offensichtlich sein sollte, dass ebenso gut andere Logikgatter oder -schaltungen benutzt werden könnten, um die selben oder ähnliche logische Funktionen auszuführen, die für den vorgesehenen Zweck geeignet sind, nämlich zu bestimmen, ob und wann die Vergleicherausgangsspannung V_out auf ein hohes oder auf ein tiefes Niveau gezwungen werden muss.
Eingreifsteuerschaltung 306 empfängt Eingangssignale und bestimmt als Reaktion auf diese Signale, wann und in welcher Richtung der negative Eingang von Vergleicher 360 vorgespannt werden muss. Die Bestimmung, ob der Vergleichereingang auf ein hohes oder ein tiefes Niveau gezwungen werden muss, bestimmt zugleich den Signalpegel von Ausgangssignal V_out. In dieser besonderen Ausführungsform stellt Eingreifsteuerschaltung 306 die Steuersignale YANK_UPNOT und YANK_DOWN an den Gate-Anschlüssen der Schalter 382 und 384 bereit, um so die Schalter im Durchlasszustand oder im nicht-leitenden Zustand vorzuspannen und dadurch den negativen Eingang von Vergleicher 360 (34) mit einer Bezugsspannung zu verbinden, die nah an einer der Führungsspannungen liegt, wodurch wiederum der Signalpegel des Ausgangssignals V_out bestimmt wird.
Beim Startvorgang liegt das Signal CNT3_DISABLE auf einem logisch tiefen Signalpegel, und das Signal STARTUP wird mit einem logisch hohen Signalpegel geliefert. Daher ist der Ausgang von NOR-Gatter 436 eine logische Null und der Eingang zu NAND-Gatter 432 eine logische Eins.
Der Wert von PDAC-ΔV1 wird zu Beginn auf einen tiefen Wert gesetzt, und der Wert von NDAC_BUF wird auf einen Wert eingestellt, der nahe an der positiven Führungsspannung liegt, weshalb Vergleicher 426 ein einem Ausgang desselben eine logische Eins liefert. Dies führt dazu, dass NOR-Gatter 428 an einem Ausgang desselben eine logische Null liefert. Das Signal CNT3_DISABLE ist ebenfalls eine logische Null, weshalb NOR-Gatter 430 eine logische Eins für einen Eingang von NAND-Gatter 432 bereit stellt. NAND-Gatter 432 stellt somit ein Signal YANK_UPNOT mit dem Wert einer logischen Null bereit, das Transistor 382 in seinem Durchlasszustand vorspannt, wodurch das Ausgangsignal V_out auf einen vorgegebenen Wert gezwungen wird, der in diesem Fall ein logisch tiefer Wert ist. Es sollte angemerkt werden, dass das Ausgangssignal V_out alternativ ebenso gut auf einen hohen logischen Wert gezwungen worden sein könnte. Der bestimmte Wert, auf den V_out gezwungen wird, kann so gewählt werden, dass er zu den Anforderungen einer bestimmten Anwendung passt.
Beim AGC-Betrieb empfängt Vergleicher 426 das Signal PDAC-ΔV1 an einem negativen Eingang desselben und das Signal NDAC_BUF an einem positiven Eingang desselben. Der Ausgang von Vergleicher 426 schaltet um, wenn der Wert von PDAC-ΔV1 den Wert von NDAV_BUF übersteigt. Vergleicher 426 gestattet der Eingreifschaltung somit nicht, die Ausgangssignalspannung V_out freizulassen bis sich die Signale PDAC_BUF und NDAC_BUF um einen vorgegebenen Spannungspegel unterscheiden. Der vorgegebenen Spannungspegel ΔV1 wird so ausgewählt, dass sicher gestellt ist, dass kein falsches Umschalten auftreten wird. Bei dieser bestimmten Anwendung wird die vorgegebene Spannung auf 150 Millivolt (mV) eingestellt.
Mit Verweis auf 37 wird nun eine Skizze der Signalamplitude über der Zeit gezeigt. In der Skizze ist zu sehen, dass zum Zeitpunkt Null das Einschalten der Spannungsversorgung eintritt und der Wert von PDAC auf einen Wert eingestellt wird, der niedriger ist als der kleinste erwartete positive Wert der Signalspannung V_sig, und dass der Wert von NDAC auf einen Wert gesetzt wird, der größer ist als der kleinste erwartete negative Wert der Signalspannung V_sig. In dieser bestimmten Ausführungsform beträgt die Versorgungsspannung drei Volt, und der Ausgangswert von Signal PDAC ist etwa 0,57 Volt, während der Ausgangswert von NDAC etwa 2,43 Volt beträgt. Da der Wert von PDAC geringer ist als der Wert von NDAC ist die Eingreif- oder YANK-Funktion aktiviert.
Nach einer kurzen Rücksetzperiode steigt der Wert von PDAC an bis er den Wert von V_sig erreicht, und der Wert von NDAC nimmt ab bis er den Wert von V_sig erreicht. Zum Zeitpunkt A ist der Wert von PDAC etwas größer als der Wert von NDAC. Der Wert von PDAC ist jedoch zum Zeitpunkt A nicht um einen Wert ΔV1, der benötigt werden würde, um ein Deaktivieren der Eingreifschaltung zu gestatten, größer als der Wert von NDAC. In dieser bestimmten Ausführungsform muss der Wert von PDAC um drei Bits, was einer Spannung von 150 Millivolt entspricht, größer sein als der Wert von NDAC. Daher ist die Eingreifschaltung zum Zeitpunkt A immer noch aktiv.
Der Vergleichereingang muss auf einen vorgegebenen Pegel gezwungen werden, um zum einen den Vergleicher davon abzuhalten, in dieser Schaltungsimplementierung zu schwingen, und zum anderen den vorherigen Zustand des Vergleichers beizubehalten. Wenn PDAC kleiner ist als NDAC rufen die Schalter 366 und 368 mit dem Schwellwert-Vergleicher 360 eine positive Hysterese hervor (34). Die Eingreifschaltung durchbricht die positive Rückkopplungsschleife, indem der Eingang des Vergleichers vorgespannt wird, um so den Vergleicher in seinem aktuellen Zustand zu halten.
Die Signalspannung V_TH ist mit dem negativen Eingang des Schwellwertvergleichers 360 verbunden (34). Der negative Eingang von Vergleicher 360 ist zudem der Eingang, der wie in 37 gezeigt auf eine der beiden hohen oder tiefen Bezugsspannungen gezwungen wird. Bis der Wert von PDAC den Wert von NDAC um einen Spannungspegel übersteigt, der nicht kleiner ist als der vorgegebene Spannungspegel, ist Schalter 382 in seinem Durchlasszustand vorgespannt, wodurch das Spannungssignal V_TH in Richtung einer Spannung gezwungen wird, die nahe an der positiven Führungsspannung liegt. Dies hat den Effekt, dass die Ausgangssignalspannung V_out auf einem tiefen Niveau gehalten wird. Obwohl in diesem bestimmten Beispiel die Ausgangssignalspannung V_out so gewählt wird, dass sie beim anfänglichen Startvorgang in einem tiefen Zustand liegt, so könnte es doch in einigen Anwendungen wünschenswert sein, die Aus gangssignalspannung V_out beim anfänglichen Startvorgang in einen hohen Zustand zu zwingen.
Ist das Spitze-Spitze-Signal erst einmal größer als die vorgegebene Spannung ΔV1, wird die Eingreifschaltung deaktiviert und die Signalspannung V_TH beträgt 35% der Differenz zwischen den Signale PDAC_BUF und NDAC_BUF. Schwellwertvergleicher 360 schaltet zum Zeitpunkt B um, da die Signalspannung V_sig um mehr als die vorgegebene Schwellwertspannung größer ist als die Schwellwertspannung V_TH.
Die Amplitude von Signal V_sig steigt weiter an bis sie den HIGHREF-Schwellwert erreicht und somit den ersten AGC-Zyklus während der Zeitperiode T_AGC auslöst. Da der Vergleicherausgang auf einem hohen Pegel liegt, wenn die AGC aktiviert wird, ist Transistor 382 in seinem nicht-leitenden Zustand und Transistor 384 in seinem Durchlasszustand vorgespannt, um den Vergleicher in seinem derzeitigen Zustand zu halten. In 37 wird die Signalspannung V_TH auf eine Spannung gezwungen, die nahe an der negativen Führungsspannung liegt, und dort gehalten bis der Wert von PDAC (oder PDAC_BUF) um den vorgegebenen Spannungspegel, der in diesem bestimmten Beispiel gleich 150 mV ist, größer ist als der Wert von NDAC (oder NDAC_BUF).
YANK_DOWN bleibt bis zum Zeitpunkt C aktiv, da die Differenz zwischen PDAC und NDAC kleiner ist als die vorgegebene Spannung von 150 mV. PDAC wird auf seinen minimalen Ausgangswert und NDAC auf seinen maximalen Ausgangswert zurück gesetzt, und anschließend wird es PDAC und NDAC erneut gestattet, dem Signal V_sig nachzulaufen. Wie in 37 klar zu sehen ist, treten vier AGC-Zyklen auf, wenn PDAC zu den Zeitpunkten T₁, T₂, T₃ und T₄ zurück nach unten gesetzt wird. Nach dem Zeitpunkt T₄ erreicht das Signal V_sig die positive Spitze und PDAC sowie NDAC beginnen erneut, dem Signal V_sig nachzulaufen. Erreicht NDAC erst einmal einen Wert, so dass der Wert von NDAC um eine vorgegebene Spannung kleiner ist als der Wert von PDAC, wird die Eingreifschaltung wie zum Zeitpunkt C gezeigt deaktiviert. Dies gestattet es dem Vergleicher, normal zu schalten, und, da die Signalspannung V_TH jetzt größer ist als das Signal V_sig, schaltet der Vergleicherausgang auf einen tiefen Pegel (Zeitpunkt C).

Claims

Nährungsdetektor zum Erfassen magnetischer Gegenstände, der umfasst: a) einen Manetfeld-Spannungs-Wandler (10, 252), der an einem Ausgangsanschluss desselben eine Signalspannung V_sig erzeugt, die proportional zu einem Magnetfeld ist; und b) einen Schwellenwert-Detektor, der einen Eingangsanschluss hat, der mit dem Ausgangsanschluss des Magnetfeld-Spannungs-Wandlers verbunden ist, um die Signalspannung V_sig zu empfangen und eine Ausgangs-Signalspannung V_out bereitzustellen; dadurch gekennzeichnet, dass der Schwellenwert-Detektor ein Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellenwertdetektor ist und der Näherungsdetektor des Weiteren umfasst: c) eine Eingreifschaltung (270, 380), die mit dem Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellenwertdetektor verbunden ist, um den Wert der Ausgangs-Signalspannung V_out wenigstens solange auf einem ersten vorgegebenen Wert zu halten, bis eine Spannungsänderung der Signalspannung V_sig erfasst wird, die größer ist als eine vorgegebene Spannung.
Näherungsdetektor nach Anspruch 1, wobei: der Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellenwertdetektor des Weiteren einen Schwellenvergleicher (268a, 268b, 360) umfasst, der einen ersten Eingangs-Anschlusspunkt hat, der mit dem Ausgangsanschluss des Magnetfeld-Spannungs-Wandlers verbunden ist, um die Signalspannung V_sig zu empfangen, und einen zweiten Eingangs-Anschlusspunkt hat, der so geschaltet ist, dass er eine Schwellenwert-Signalspannung VTH empfängt.
Näherungsdetektor nach Anspruch 2, wobei die vorgegebene Spannung nicht geringer ist als eine interne Hysteresespannung des Schwellenwertvergleichers.
Näherungsdetektor nach Anspruch 1, wobei der Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellenwertdetektor des Weiteren umfasst: eine erste Nachlaufschaltung (260a, 262a, 264a), die einen Eingang hat, der mit dem Ausgang des Magnetfeld-Spannungs-Wandlers verbunden ist, um die Signalspannung V_sig zu empfangen und an einem Ausgang derselben eine Signalspannung PDAC zu erzeugen, die der höchsten Spitze der Signalspannung V_sig nachläuft; eine zweite Nachlaufschaltung (260b, 262b, 264b), die einen Eingang hat, der mit dem Ausgang des Magnetfeld-Spannungs-Wandlers verbunden ist, um die Signalspannung V_sig zu empfangen und an einem Ausgang derselben eine Spannung NDAC zu erzeugen, die der niedrigsten Spitze der Signalspannung V_sig nachläuft; und eine Schaltung (262a, 262b) zum Einstellen einer Ausgangs-Anfangsspannung der Signalspannung PDAC auf einen Wert, der geringer ist als eine Ausgangs-Anfangsspannung der Signalspannung NDAC.
Nährungsdetektor nach Anspruch 2, wobei: (a) der Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellenwertdetektor des Weiteren umfasst: eine erste Nachlaufschaltung (300, 314, 318), die einen Eingang hat, der mit dem Ausgang des Magnetfeld-Spannungs-Wandlers verbunden ist, um die Signalspannung V_sig zu empfangen, und an einem Ausgang derselben einer Signalspannung PDAC zu erzeugen, die der höchsten Spitze der Signalspannung V_sig nachläuft; eine zweite Nachlaufschaltung (304, 330, 334), die einen Eingang hat, der mit dem Ausgang des Magnetfeld-Spannungs-Wandlers gekoppelt ist, um die Signalspannung V_sig zu empfangen und an einem Ausgang derselben eine Spannung NDAC zu erzeugen, die der niedrigsten Spitze der Signalspannung V_sig folgt; und einen Widerstands-Teiler (340), der einen ersten Anschlusspunkt hat, der mit dem Ausgangsanschluss der ersten Nachlaufschaltung verbunden ist, einen zweiten Anschlusspunkt hat, der mit dem Ausgangsanschluss der zweiten Nachlaufschaltung verbunden ist, und einen dritten Anschlusspunkt hat, der mit dem zweiten Eingangsanschluss des Schwellenwertdetektors verbunden ist, wobei der Widerstands-Teiler dazu dient, die Schwellenwert-Signalspannung VTH am dritten Anschlusspunkt desselben bereitzustellen; und (b) die Eingriffsschaltung (380) mit dem zweiten Eingangs-Anschlusspunkt des Schwellenwertvergleichers verbunden ist.
Nährungsdetektor nach Anspruch 5, wobei die Eingriffsschaltung einen Schaltkreis (382, 384) umfasst, der einen ersten Anschlusspunkt, der mit dem zweiten Eingangs-Anschlusspunkt des Schwellenwertvergleichers verbunden ist, einen zweiten Anschlusspunkt, der mit einer ersten Bezugsspannung verbunden ist, und einen Steuer-Anschlusspunkt hat, der so geschaltet ist, dass er ein Steuersignal empfängt, und wobei der Schaltkreis in Reaktion darauf, dass das Steuersignal einen ersten Wert hat, dem zweiten Eingangs-Anschlusspunkt des Schwellenwertvergleichers einen ersten Spannungspegel bereitstellt und der Schaltkreis in Reaktion darauf, dass das Steuersignal einen zweiten Wert hat, dem zweiten Eingangs-Anschlusspunkt des Schwellenwertvergleichers einen zweiten, anderen Spannungspegel bereitstellt.
Näherungsdetektor nach Anspruch 6, wobei der Schaltkreis des Weiteren umfasst: einen ersten Transistor (382), der einen ersten Anschlusspunkt, der mit dem zweiten Eingangs-Anschlusspunkt des Schwellenwertvergleichers verbunden ist, einen zweiten Anschlusspunkt, der mit einer ersten Bezugsspannung verbunden ist, und einen Steuer-Anschlusspunkt hat; einen zweiten Transistor (384), der einen ersten Anschlusspunkt, der mit dem zweiten Eingangs-Anschluss des Schwellenwertvergleichers verbunden ist, einen zweiten Anschlusspunkt, der mit einer zweiten Bezugsspannung verbunden ist, und einen Steuer-Anschlusspunkt hat; und eine Logikschaltung (306), die ein Anlaufsignal empfängt und den Steuer-Anschlusspunkten des ersten und des zweiten Transistors in Reaktion darauf, dass das Anlaufsignal einen vorgegebenen Wert hat, vorgegebene Steuersignale bereitstellt.
Näherungsdetektor nach Anspruch 7, wobei: der erste Transistor (382) ein Feldeffekttransistor mit Source-, Drain- und Gate-Elektrode ist, und wobei der erste Anschlusspunkt der Drain-Elektrode entspricht, der zweite Anschlusspunkt der Source-Elektrode entspricht und der Steuer-Anschlusspunkt der Gate-Elektrode entspricht; der zweite Transistor (384) ein Feldeffekttransistor mit Source-, Drain- und Gate-Elektrode ist, wobei der erste Anschlusspunkt der Drain-Elektrode entspricht, der zweite Anschlusspunkt der Source-Elektrode entspricht und der Steuer-Anschlusspunkt der Gate-Elektrode entspricht; die erste Bezugsspannung einer positiven Bezugsspannung entspricht, und die zweite Bezugsspannung Erde entspricht.
Näherungsdetektor nach Anspruch 8, wobei: (a) die erste Nachlaufschaltung umfasst: (1) einen ersten Vergleicher (300), der einen ersten Eingangsanschluss hat, der mit dem Ausgangsanschluss des Magnetfeld-Spannungs-Wandlers verbunden ist, einen zweiten Eingangsanschluss hat und einen Ausgangsanschluss hat; (2) einen zweiten Zähler (314), der einen ersten Eingangsanschluss, der mit dem Ausgangsanschluss des ersten Vergleichers verbunden ist, einen Taktanschluss zum Empfangen eines Taktsignals, einen Anlauf-Anschluss zum Empfangen eines Anlaufsignals und einen Ausgangsanschluss hat; und (3) einen ersten Digital-Analog-Wandler (318), der einen Eingangsanschluss hat, der mit dem Ausgangsanschluss des zweiten Zählers verbunden ist, und einen Ausgangsanschluss hat, der mit dem zweiten Eingangsanschluss des ersten Vergleichers (300) verbunden ist und dem Ausgangsanschluss der ersten Nachlaufschaltung entspricht; und (b) die zweite Nachlaufschaltung umfasst: (1) einen zweiten Vergleicher (304), der einen ersten Eingangsanschluss hat, der mit dem Ausgangsanschluss des Magnetfeld-Spannungs-Wandlers verbun den ist, einen zweiten Eingangsanschluss hat und einen Ausgangsanschluss hat; (2) einen ersten Zähler (330), der einen ersten Eingangsanschluss, der mit dem Ausgangsanschluss des zweiten Vergleichers verbunden ist, einen Taktanschluss zum Empfangen eines Taktsignals, einen Anlauf-Anschluss zum Empfangen eines Anlaufsignals und einen Ausgangsanschluss hat; und (3) einen zweiten Digital-Analog-Wandler (334), der einen Eingangsanschluss hat, der mit dem Ausgangsanschluss des ersten Zählers verbunden ist, und einen Ausgangsanschluss hat, der mit dem zweiten Eingangsanschluss des zweiten Vergleichers (304) verbunden ist und dem Ausgangsanschluss der zweiten Nachlaufschaltung entspricht.
Verfahren, das mit einem Näherungssensor zusammenhängt, der einen Magnetfeld-Spannungs-Wandler (10, 252) enthält, der einem Schwellenwertdetektor, der einem Schwellenwert-Vergleicher (268a, 268b, 360) enthält und der eine Ausgangs-Signalsspannung V_out erzeugt, eine Signalspannung V_sig bereitstellt, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwellenwertdetektor ein Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellenwertdetektor ist, der eine erste und eine zweite Nachlaufschaltung enthält, und wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: (a) Einstellen eines Ausgangswertes der ersten Nachlaufschaltung auf einen Wert, der niedriger ist als der kleinste erwartete positive Wert der Signalspannung V_sig, wobei die erste Nachlaufschaltung die Signalspannung V_sig empfängt und an einem Ausgangsanschluss derselben eine Spannung PDAC erzeugt, die der höchsten Spitze der Signalspannung V_sig nachläuft; (b) Einstellen eines Ausgangswertes der zweiten Nachlaufschaltung auf einen Wert, der größer ist als der kleinste erwarte negative Wert der Signalspannung V_sig, wobei die zweite Nachlaufschaltung die Signalspannung V_sig emp fängt und an einem Ausgangsanschluss derselben eine Signalspannung NDAC erzeugt, die der niedrigsten Spitze der Signalspannung V_sig nachläuft; und (c) Halten der Ausgangs-Signalspannung V_out auf einem ersten vorgegebenen Wert, indem eine Bezugsspannung an einen Eingangs-Anschlusspunkt des Schwellenwertvergleichers angelegt wird, wobei der Wert der Ausgangs-Signalspannung V_out wenigstens so lange aufrechterhalten wird, bis der Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellenwertdetektor eine Änderung der Signalspannung V_sig erfasst, die größer ist eine vorgegebene Spannung.
Verfahren nach Anspruch 10, das des Weiteren die folgenden Schritte umfasst: (d) Messen eines umgebenden Magnetfeldes und Erzeugen der Spannung V_sig, die proportional zu dem Magnetfeld ist; und (e) in Reaktion auf das Erfassen einer Spannungsänderung in der Signalspannung V_sig, die größer ist als die vorgegebene Spannung, Entfernen der Bezugsspannung von dem Eingangs-Anschlusspunkt des Schwellenwertvergleichers.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Schritt des Haltens der Ausgangs-Signalspannung V_out auf einem ersten vorgegebenen Wert durch Anlegen einer Bezugsspannung an einen Eingangs-Anschlusspunkt des Schwellenwertvergleichers (360) den folgenden Schritt umfasst: Vorspannen eines ersten Transistors (382), der zwischen eine Bezugsspannung und den Eingangs-Anschlusspunkt des Schwellenwertvergleichers geschaltet ist, in einen ersten, d. h. einen leitenden oder einen nicht-leitenden, Zustand.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei der Schritt des Entfernens der Bezugsspannung von dem Eingangs-Anschlusspunkt des Schwellenwertvergleichers den folgenden Schritt einschließt: Vorspannen des Transistors (382) in einen zweiten, d. h. den leitenden oder den nicht-leitenden, Zustand.
Näherungsdetektor nach Anspruch 1, der des Weiteren umfasst: eine Schaltung (12) zur automatischen Verstärkungsregelung, die einen Eingangsanschluss hat, der mit dem Ausgangsanschluss des Magnetfeld-Spannung-Wandlers (10) verbunden ist, und einen Ausgangsanschluss hat, der mit dem Eingangsanschluss des Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellenwertdetektors verbunden ist, wobei die Eingriffsschaltung des Weiteren mit der Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung verbunden ist, um den Wert der Ausgangs-Signalspannung V_out auf einem ersten vorgegebenen Wert zu halten und zu verhindern, dass der Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellenwertdetektor schaltet, bevor ein positiver oder ein negativer Ausschlag der Signalspannung V_sig eine vorgegebene Schwellenwertspannung erreicht, wenn die Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung die Amplitude der Signalspannung V_sig regelt.
Näherungsdetektor nach Anspruch 14, wobei: der Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellenwertdetektor des Weiteren umfasst: eine erste Nachlaufschaltung (300, 314, 318), die einen Eingangsanschluss hat, der mit dem Ausgangsanschluss des Magnetfeld-Spannungs-Wandlers verbunden ist, um die Signalspannung V_sig zu empfangen und an einem Ausgangsanschluss derselben eine Signalspannung PDAC zu erzeugen, die der höchsten Spitze der Signalspannung V_sig nachläuft; eine zweite Nachlaufschaltung (304, 330, 334), die einen Eingangsanschluss hat, der mit dem Ausgangsanschluss des Magnetfeld-Spannungs-Wandlers verbunden ist, um die Signalspannung V_sig zu empfangen und an einem Ausgangsanschluss derselben eine Spannung NDAC zu erzeugen, die der niedrigsten Spitze der Signalspannung V_sig nachläuft; und einen Schwellenwertvergleicher (360), der einen ersten Eingangs-Anschlusspunkt hat, der mit dem Ausgangsanschluss der Schaltung (12) zur automatischen Verstärkungsregelung verbunden ist, um die Signalspannung V_sig zu empfangen, und einen zweiten Eingangs-Anschlusspunkt hat, der so geschaltet ist, dass er eine Schwellenwertspannung VTH empfängt; die Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung umfasst: eine Logikschaltung (292), die mit der ersten und der zweiten Nachlaufschaltung verbunden ist, wobei die Logikschaltung ein Rücksetzsignal zum Zurücksetzen der Spannung PDAC der ersten Nachlaufschaltung auf einen Wert, der niedriger ist als der geringste erwartete positive Wert der Signalspannung V_sig und zum Zurücksetzen der Spannung NDAC der zweiten Nachlaufschaltung auf einen Wert, der größer ist als der geringste erwartete negative Wert der Signalspannung V_sig, erzeugt; und die Eingriffschaltung (380) den Wert der Ausgangs-Signalspannung V_out wenigstens so lange auf einem ersten vorgegebenen Wert hält, bis der Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellenwertdetektor eine Spannungsänderung in der Signalspannung V_sig erfasst, die größer ist als eine vorgegebene Spannung.
Näherungsdetektor nach Anspruch 15, wobei: der Spitze-Spitze-Verhältnis-Schwellenwertdetektor des Weiteren umfasst: einen Widerstands-Teiler (340), der einen ersten Anschlusspunkt hat, der mit dem Ausgangsanschluss der ersten Nachlaufschaltung verbunden ist, einen zweiten Anschlusspunkt hat, der mit dem Ausgangsanschluss der zweiten Nachlaufschaltung verbunden ist, und einen dritten Anschlusspunkt hat, der mit dem zweiten Eingangs-Anschlusspunkt des Schwellenwertdetektors verbunden ist, wobei der Widerstands-Teiler dazu dient, die Schwellenwertspannung VTH am dritten Anschlusspunkt desselben bereitzustellen; und die Eingriffschaltung (380) mit dem zweiten Eingangs-Anschlusspunkt des Schwellenwertvergleichers (360) verbunden ist.
Näherungssensor nach Anspruch 16, wobei die Eingriffsschaltung (380) einen Schaltkreis (382, 384) umfasst, der einen ersten Anschlusspunkt, der mit dem zweiten Eingangs-Anschlusspunkt des Schwellenwertvergleichers (360) verbunden ist, einen zweiten Anschlusspunkt, der mit einer ersten Bezugsspannung verbunden ist, und einen Steuer-Anschlusspunkt hat, der so geschaltet ist, dass er ein Steuersignal empfängt, wobei der Schaltkreis in Reaktion darauf, dass das Steuersignal einen ersten Wert hat, dem zweiten Eingangs-Anschlusspunkt des Schwellenwertvergleichers einen ersten Spannungspegel bereitstellt, und der Schaltkreis in Reaktion darauf, dass das Steuersignal einen zweiten Wert hat, dem zweiten Eingangs-Anschlusspunkt des Schwellenwertvergleichers einen zweiten, anderen Spannungspegel bereitstellt.
Näherungsdetektor nach Anspruch 17, wobei der Schaltkreis des Weiteren umfasst: einen ersten Transistor (382), der einen ersten Anschlusspunkt, der mit dem zweiten Eingangs-Anschlusspunkt des Schwellenwertvergleichers verbunden ist, einen zweiten Anschlusspunkt, der mit einer ersten Bezugsspannung verbunden ist, und einen Steuer-Anschlusspunkt hat; einen zweiten Transistor (384), der einen ersten Anschlusspunkt, der mit dem zweiten Eingangs-Anschlusspunkt des Schwellenwertvergleichers verbunden ist, einen zweiten Anschlusspunkt, der mit einer zweiten Bezugsspannung verbunden ist, und einen Steuer-Anschlusspunkt hat; und eine Logikschaltung (306), die ein Anlaufsignal oder ein Rücksetzsignal empfängt und in Reaktion auf das Anlaufsignal oder das Rücksetzsignal den Steuer-Anschlusspunkten des ersten und des zweiten Transistors vorgegebene Steuersignale bereitstellt.
Näherungsdetektor nach Anspruch 18, wobei: der erste Transistor (382) ein Feldeffekttransistor ist, der eine Source-Elektrode, die dem ersten Anschlusspunkt entspricht, eine Drain-Elektrode, die dem zweiten Anschlusspunkt entspricht, und eine Gate-Elektrode hat, die dem dritten Anschlusspunkt entspricht; der zweite Transistor (384) ein Feldeffekttransistor ist, der eine Source-Elektrode, die dem ersten Anschlusspunkt entspricht, eine Drain-Elektrode, die dem zweiten Anschlusspunkt entspricht, und eine Gate-Elektrode hat, die dem dritten Anschlusspunkt entspricht; wobei die erste Bezugsspannung einer positiven Bezugsspannung entspricht; und die zweite Bezugsspannung Erde entspricht.
Näherungsdetektor nach Anspruch 19, wobei: (a) die erste Nachlaufschaltung umfasst: (1) einen ersten Vergleicher (300), der einen ersten Eingangsanschluss hat, der mit dem Ausgangsanschluss des Magnetfeld-Spannungs-Wandlers verbunden ist, einen zweiten Eingangsanschluss hat und einen Ausgangsanschluss hat; (2) einen ersten Zähler (314), der einen ersten Eingangsanschluss, der mit dem Ausgangsanschluss des ersten Vergleichers verbunden ist, einen Taktanschluss zum Empfangen eines Taktsignals, einen Anlauf-Anschluss zum Empfangen eines Anlaufsignals und einen Ausgangsanschluss hat; und (3) einen ersten Digital-Analog-Wandler (318), der einen Eingangsanschluss hat, der mit dem Ausgangsanschluss des zweiten Zählers verbunden ist, und einen Ausgangsanschluss hat, der mit dem zweiten Eingangsanschluss des ersten Vergleichers (300) verbunden ist und dem Ausgangsanschluss der ersten Nachlaufschaltung entspricht; und (b) die zweite Nachlaufschaltung umfasst: (1) einen zweiten Vergleicher (304), der einen ersten Eingangsanschluss hat, der mit dem Ausgangsanschluss des Magnetfeld-Spannungs-Wandlers verbunden ist, einen zweiten Eingangsanschluss hat und einen Ausgangsanschluss hat; (2) einen ersten Zähler (330), der einen ersten Eingangsanschluss, der mit dem Ausgangsanschluss des zweiten Vergleichers verbunden ist, einen Takt-Anschluss zum Empfangen eines Taktsignals, einen Anlauf-Anschluss zum Empfangen eines Anlaufsignals und einen Ausgangsanschluss hat; und (3) einen zweiten Digital-Analog-Wandler (334), der einen Eingangsanschluss hat, der mit dem Ausgangsanschluss des zweiten Zählers verbunden ist, und einen Ausgangsanschluss hat, der mit dem zweiten Eingangsanschluss des zweiten Vergleichers (304) verbunden ist und dem Ausgangsanschluss der zweiten Nachlaufschaltung entspricht.
Verfahren nach Anspruch 10, das des Weitern die folgenden Schritt umfasst: (d) Zurücksetzen der Spannung PDAC der ersten Nachlaufschaltung auf einen Wert, der niedriger ist als der geringste erwartete positive Wert der Signalspannung V_sig in Reaktion auf einen Freigabeimpuls für automatische Verstärkungsregelung; und (e) Zurücksetzen der Spannung NDAC der zweiten Nachlaufschaltung auf einen Wert, der größer ist als der geringste erwartete negative Wert der Signalspannung V_sig in Reaktion auf den Freigabeimpuls zur automatischen Verstärkungsregelung.