DE69022185T2 - Kondensatorenanordnung mit variabler Kapazität. - Google Patents

Kondensatorenanordnung mit variabler Kapazität.

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Description

  • Die Erfindung betrifft eine Kondensatoranordnung, die zur Bereitstellung einer variablen Kapazität ausgelegt ist, und betrifft insbesondere eine hochgenaue temperaturkompensierende Flüssigkristalloszillatorschaltung mit einer solchen Kondensatoranordnung zur Einstellung der Frequenz des Oszillatorausgangs.
  • Die japanische offengelegte Patentanmeldung Nr. 62-76801 beschreibt eine temperaturkompensierende Flüssigkristalloszillatorschaltung mit einer Kondensatoranordnung, bei der die Ausgabe eines Temperaturkompensationsdaten enthaltenden Speichers in Parallelform umgewandelt wird und ihr dann mittels einer Lade/Entladeschaltung ein großer Zeitkoeffizient zugeordnet wird, um das Zu- und Abschalten der Kondensatoren zu bzw. von der Anordnung zu steuern. Diese Ausbildung versucht, die Reinheit des Oszillatorausgangssignals (C/N-Verhältnis) zu verbessern.
  • Mit der gegenwärtig verfügbaren Technologie ist es allerdings schwierig, Lade/Entladeschaltungen mit großen Zeitkoeffizienten in einer integrierten Halbleiterschaltung herzustellen. Außerdem verlangt eine hohe Genauigkeit, daß jeder einzelne Kondensator der Kondensatoranordnung kleiner wird, woraufhin die Zahl der Kondensatoren zunimmt. Mit einer Zunahme der Zahl der Kondensatoren erreicht die parasitäre Kapazität der Schaltelemente bezogen auf die Kapazität der Kondensatoren eine Höhe, die nicht vernachlässigt werden kann, und das Verhältnis der Kapazität der Kondensatoren und der parasitären Kapazität der Schaltelemente wird sehr klein. Als Folge wird es schwierig, die Schwingfrequenz über einen weiten Bereich hinweg einzustellen. Wenn die Zahl der Kondensatoren zunimmt, muß ferner auch die Kapazität des Speichers für die Temperaturkompensationsdaten erhöht werden, was größere Kosten mit sich bringt.
  • Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, zumindest in ihrer bevorzugten Form, solche Probleme zu überwinden.
  • Erfindungsgemäß ist eine Kondensatoranordnung zum Bereitstellen einer variablen Kapazität vorgesehen, mit einer Mehrzahl von Schaltelementen, von denen jedes zum EIN- und AUS-Schalten je eines Kondensators in der Anordnung vorgesehen ist, und mit Mitteln, um das Schalten der Schaltelemente so zu steuern, daß ausgewählte der Kondensatoren EIN- oder AUS- geschaltet werden, wodurch die Kapazität geändert wird, wobei die Steuermittel zum Zusammenwirken mit Spannungserzeugungsmitteln ausgebildet sind, um einer Steuerelektrode jedes Schaltelements zum Schalten eines ausgewählten Kondensators eine EIN-Spannung oder eine AUS-Spannung zu liefern, welche bewirkt, daß sich die durch das Schaltelement vorgesehene Impedanz zwischen EIN- und AUS-Niveaus ändert, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuermittel und die Spannungserzeugungsmittel dergestalt zusammenwirken, der Steuerelektrode jedes Schaltelements zum Schalten eines ausgewählten Kondensators wenigstens eine weitere Spannung zu liefern, welche bewirkt, daß sich die durch das Schaltelement vorgesehene Impedanz von einem EIN- oder AUS-Niveau auf ein Zwischenniveau ändert, bevor die Änderung auf ein AUS- oder EIN-Niveau erfolgt.
  • Als Folge der obigen Struktur kann ein halbkontinuierliches Schalten der Schaltelemente zwischen ihren Ein- und Aus- Zuständen (und damit eine Zwischenimpendanz) erreicht werden. Daher macht das elektrische Potential der Kondensatorelektroden keine plötzlichen Änderungen; es ist ein weiches Schalten der Kondensatoren möglich.
  • Vorteilhafterweise erfordert die erfindungsgemäße Kondensatoranordnung nur geringes Schalten, weist aber ein beträchtliches Ein/Aus-Kapazitätsverhältnis auf. Und bei Einsatz in einer temperaturkompensierenden Flüssigkristalloszillatorschaltung ermöglicht die Erfindung vorteilhafterweise eine Feineinstellung mit nur einer geringen Speicherkapazität.
  • Die Erfindung wird beispielhaft mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben, in denen:
  • Figur 1 ein Blockdiagramm ist, das eine Kristalloszillatorschaltung mit einer erfindungsgemäßen Kondensatoranordnung zum Bereitstellen einer variablen Kapazität darstellt,
  • Figur 2 ein Schaltungsdetail ist, das eine äquivalente Schaltung für die Kondensatoranordnung der Kristalloszillatorschaltung der Figur 1 zeigt,
  • Figur 3 eine graphische Darstellung ist, die die Änderung der äquivalenten Kapazität bezogen auf das Gate-Potential eines jeweiligen Schaltelements zeigt, und
  • Figur 4 ein Schaltplan ist, der ein spezielles Schaltungsbeispiel der Kristalloszillatorschaltung der Figur 1 zeigt.
  • Figur 1 ist ein Schaltplan einer Kristalloszillatorschaltung, der die Verwendung einer Kondensatoranordnung zum Bereitstellen einer variablen Kapazität zeigt, um den Oszillatorausgang zu stabilisieren. Ein spezielles Beispiel der Schaltung ist in Figur 4 gezeigt, in der den gleichen Schaltungselementen die gleichen Zahlen gegeben wurden. Das Beispiel der Figur 4 basiert auf einer integrierten Halbleiterschaltung, welche komplementäre MOS-Transistoren (CMOS-Transistoren) verwendet; die Erfindung ist jedoch nicht auf diese Technologie beschränkt.
  • Wie dargestellt, umfaßt die Kristalloszillatorschaltung ein zwischen den Gate-Anschluß und den Drain-Anschluß eines Oszillationsverstärkers 27 geschaltetes Kristallschwingelement 25. Außerdem sind an die Drain-Leitung 28 ein Festkondensator 23 sowie eine Kondensatoranordnung mit Kondensatoren 20, 21 und 22 angeschlossen. Die Kondensatoren in der Anordnung sind durch FET-Schalter 10, 11 und 12 jeweils mit Masse verbunden, die so angeordnet sind, daß sie über Signale von einem Schaltsteuerkreis 8 ein- und ausgeschaltet werden, um den Gesamtkapazitätswert zu verändern. Der große Unterschied der Erfindung von der bisherigen Technologie liegt darin, daß den Gates der FET-Schalter 10, 11 und 12 eine Anzahl elektrischer Potentiale über einen D/A-Wandler 7 bereitgestellt wird, um die zugehörigen Kondensatoren zu steuern.
  • Insbesondere gelangt der Ausgang eines Temperatursensors 1 durch einen A/D-Wandler 2, um digitalisierte Temperaturdaten zu erhalten. Die höchstwertigen Bits 31 des Ausgangs dieses A/D-Wandlers 2 werden als ein Adressignal in die Speicherschaltung eingegeben, welche Temperaturkompensationsdaten speichert. Die niedrigstwertigen Bits 32 des Ausgangs des A/D-Wandlers 2 werden über eine Umkehrschaltung 6 in den D/A- Wandler 7 eingegeben. Der Ausgang 33 der Speicherschaltung 3 gelangt durch einen (BCD-) Decoder 4 und wird einem Linearwandler 5 zugeführt. Um den Betrag der Speicherkapazität zu reduzieren, speichert die Speicherschaltung 3 die Kompensationsdaten für jede kompensierte Temperatur im Binärcode. In Antwort auf diese Daten gehen ausgewählte Ausgänge des Decoders 4 in einen aktiven Status. Wenn im Fall des Decoders 4 oder des Linearwandlers 5 der Ausgang 33 gleich dem Ausgang des Decoders 4 oder des Linearwandlers 5 in Figur 1 ist, kann diese Schaltung weggelassen werden. Wenn ein jeweiliger FET- Schalter vermittels des Ausgangs des Decoders 4 direkt ein- und ausgeschaltet wird, muß der zugehörige Kondensator notwendigerweise einen gewichteten Kapazitätswert annehmen. Die Erfindung wurde jedoch so ausgelegt, daß eine Wichtungssteuerung sogar dann stattfinden kann, wenn ein Linearwandler 5 verwendet wird und selbst wenn die Kapazität jedes Kondensators in der Anordnung gleich ist. Auf diese Weise kann der Gesamtkapazitätswert der Kondensatoranordnung minimiert werden, und es werden ein gleichmäßiges Schaltrauschen bei niedrigem Pegel und ein größerer Grad an Freiheit bei der Kompensation möglich.
  • Der Ausgang des D/A-Wandlers 7 wird zu einem Zwischenwert eines Bereichs interpoliert, der dem Ausgang des Linearwandlers 5 entsprechend über den Schaltsteuerkreis 8 eine Kompensation vorsieht. Wenn bei der Erfindung die Zwischeninterpolation stattfindet, ist das Ergebnis, daß sich der Ein- Widerstand der FETS ändert und dies die CR-Zeitkonstante zwischen der Drain-Leitung 28 und Masse verändert.
  • Bezugnehmend nunmehr auf Figur 4, entsprechen Signale D0, D1 und D2, Signale d0 und d1 und Signale D/u dem Ausgang 33, dem Ausgang 32 bzw. dem Ausgang 34 in Figur 1. Es ist möglich, die Zahl der Bits für die Ausgänge 33 und 32 zu vergrößern und zu verkleinern.
  • Das Schalten der Kondensatoranordnung findet auf Basis einer Kombination des Ausgangs des Decoders 4 mit 3-Bit-Eingang und des Ausgangs des D/A-Wandlers 7 statt. Der Ausgang des Decoders 4 wird dem Linearwandler 5 zugeführt, wo eine Umformung stattfindet, derart, daß die Grenze zwischen denjenigen Kondensatoren in der Anordnung, die angeschaltet sind, und jenen, die abgeschaltet sind, stets eine ist, die mit der physikalischen Position des jeweiligen Kondensators 10, 11 oder 12 in der Anordnung übereinstimmt. Anders ausgedrückt: Entsprechend den Eingängen D0 bis D2 wird ein jeweiliger Ausgang des Decoders 4 L (und die anderen werden H); wenn dieser Ausgang dem Linearwandler 5 an einer Stelle in der Figur zugeführt wird, die einem bestimmten Kondensator an dieser Grenze entspricht, werden dieser Kondensator sowie der Kondensator zur linken angeschaltet (mit Masse verbunden) und der Kondensator zur rechten abgeschaltet.
  • Wie zuvor erwähnt, wird der Eingang des Decoders 4 von dem Temperatursensor 1 vermittels des A/D-Wandlers 2 geliefert. Der Temperatursensor kann beispielsweise in Form eines Kristalloszillators oder eines Halbleitersensors vorliegen, dessen Ausgang durch den A/D-Wandler, der einen Spannungs-Frequenz-Wandler umfassen kann, zur Umwandlung in einen digitalen Wert geleitet wird. Die höchstwertigen Bits des digitalen Ausgangs des Wandlers 2 werden als Adressignal 31 der Speicherschaltung 3 (ROM) bereitgestellt, in der die Temperaturkompensationsdaten gespeichert worden sind. Die niedrigstwertigen Bits 32 (d0 und d1) sind als Eingang des D/A-Wandlers 7 vorgesehen. Weil die niedrigstwertigen Bits 32 eine sekundäre oder tertiäre Kurve der Schwingkristall-Temperaturcharakteristik darstellen, ist es notwendig, die Folge der niedrigstwertigen Bits umzukehren, um eine gleichmäßige Kompensation an den Krümmungspunkten vorzusehen. Dies wird erreicht, indem die Signale d0 und d1 dem D/A-Wandler 7 über die Umkehrschaltung 6 zugeführt werden. Das der Umkehrschaltung 6, die aus EX-ODER Gattern 61 und 62 aufgebaut ist, zugeführte Umkehrsteuersignal D/u wird aus dem Ausgang der Speicherschaltung 3 erhalten oder berechnet.
  • In Figur 4 ist jeder der Schaltkreise 4, 5 und 8 zum Steuern der Kondensatoranordnung als Mehrzahl regelmäßiger Schaltungseinheiten ausgebildet, wie durch die gestrichelten Linien A, B und C angedeutet. Nachfolgend wird die Einheit B erläutert. Der Schaltsteuerkreis 8, der aus Steuergattern 84, 85 und 86 und Transfergattern in Form von Transistoren 184, 185 und 186 aufgebaut ist, empfängt den Ausgang des Decoders 4 und Linearwandlers 5, die aus einem Decoder 42 und Gattern 53 und 54 aufgebaut sind, und steuert das Gate-Potential des FET-Schalters 11, der ein N-Kanal-MOS-Transistor ist. Der Schaltsteuerkreis 8 ist aus den drei Transfergattern zur Übertragung des elektrischen Aus-Potentials (Masse), des elektrischen Ein-Potentials (Vcc) und eines elektrischen Zwischenpotentials VEE2 zwischen dem Aus-Potential und dem Einpotential sowie aus den Steuergattern für diese drei Transfergatter aufgebaut. Wenn der Ausgang des Decoders 4 L (aktiv) ist, wird das Zwischenpotential VEE2 übertragen, das von dem D/A-Wandler 7 bereitgestellt wird. In der Einheit A auf der linken Seite der Einheit B wird das elektrische Ein- Potential mittels des Transfergatters 181 übertragen. In der Einheit C auf der rechten Seite wird das elektrische Aus- Potential (gewöhnlich Masse) mittels des Transfergatters 188 übertragen.
  • Hieraus resultierend und weil die FET-Schalter 10, 11 und 12 bei der Erfindung als variable Widerstände wirken, wird die äquivalente Schaltung für jeden Kondensator der Anordnung so, wie sie in Figur 2 gezeigt ist. Bei diesem Schaltbild ist Cx die parasitäre Kapazität des zugehörigen Schalters, Rs der FET-Schalterwiderstand und CA die Kapazität des betreffenden Kondensators. Weil die von der Drain-Leitung 28 aus gesehene äquivalente Kapazität C ausgedrückt werden kann als:
  • und weil für ein FET-Gate-Potential Vg gilt:
  • Rs α 1/Vg
  • besteht die in Figur 3 gezeigte Beziehung.
  • An dieser Stelle ist es wert zu erwähnen, daß die äquivalente Kapazität C sich in der Nähe der Schwellenspannung VTH des FET-Schalters abrupt ändert. Wenn daher der FET-Schalter mit einer einfachen Zeitkonstantenschaltung gesteuert wird, wird dies eine plötzliche Änderung der äquivalenten Kapazität C hervorrufen. Es werden sich dann das elektrische Potential der Drain-Leitung 28 abrupt ändern und ein durch die Kondensatorkopplung verursachter Schaltvorgang auf der Drain-Leitung 28 erzeugt, wie in der japanischen Patentanmeldung Nr. 62-76801 beschrieben. Aus diesem Grund wird bei der Erfindung unter Verwendung des D/A-Wandlers 7 in Figur 1 eine Gate- Spannung in dem Bereich der in Figur 3 gezeigten äquivalenten Kapazität C erzeugt, der der plötzlichen Änderung unterliegt. In Figur 4 läßt man einen MOS-Transistor 161, der die gleiche Kanallänge wie jeder der FET-Schalter hat, bei konstantem Strom mit einer Spannung nahe der Schwellenspannung arbeiten. Ein elektrisches Potential v0 wird als dessen Gate-Spannung verwendet; elektrische Potentiale v1 und v2, die geringfügig höher sind, werden aus dem elektrischen Potential v0 unter Verwendung passiver Widerstände 162 und 163 gewonnen, welche entweder diffundierte Widerstände oder Polysilizium-Widerstände sind. Ein maximales elektrisches Potential v3 ist so festgelegt, daß es nahe der Energieversorgungsspannung Vcc liegt.
  • Unter Steuerung des D/A-Wandlers 7 werden elektrische Potentiale v0 bis v3 durch analoge Schalter 171 bis 178 ausgewählt und den jeweiligen Transfergattern 183, 186 und 189 als elektrische Zwischenpotentiale VEE1 und VEE2 zugeführt. Während des Einschaltens jedes FET-Schalters 10, 11 und 12 durchläuft der Ausgang des D/A-Wandlers vier verschiedene Zustände in Antwort auf die unterschiedlichen Kombinationen der der Umkehrschaltung 6 gelieferten Signale d0 und d1. Dementsprechend ändert sich das elektrische Potential VEE1 oder VEE2 in Stufen von v0 bis v3, um den betreffenden FET-Schalter einzuschalten. Da die elektrischen Potentiale v0 bis v3 über hohe Widerstände erzeugt werden, werden sie dem Gate des FET- Schalters mit einer großen Zeitkonstante geliefert; damit erfolgt effektiv ein halbkontinuierliches Schalten des FET- Schalters und die äquivalente Kapazität kann sich gleichmäßiger ändern.
  • Wenn der Schaltzustand der Kondensatoranordnung wechselt, so daß ein FET-Schalter, der das elektrische Ein-Potential Vcc erhalten hat, ausgeschaltet werden soll, würde sich die Spannung VEE1 oder VEE2 abrupt von v3 auf v0 ändern. Somit könnte eine Situation eintreten, in der das Gate-Potential des FET-Schalters für einen Augenblick über das Transfergatter 183, 186 oder 189 wild zum Schwanken kommt. Um dies zu verhindern, sind bei der vorliegenden Erfindung zwei Leitungen für die Spannungen VEE1 und VEE2 vorgesehen und der D/A- Wandler 7 sowie die analogen Schalter 171 bis 178 in zwei Spannungserzeugungsabschnitte aufgeteilt, einen zur Erzeugung eines ansteigenden elektrischen Zwischenpotentials und einen zur Erzeugung eines abfallenden elektrischen Zwischenpotentials. Die Logik des D/A-Wandlers 7 ist folglich so ausgeführt, daß eine stufenweise Anderung des elektrischen Zwischenpotentials einerseits von v0 bis v3 und andererseits von v3 bis v0 bewirkt wird.
  • Das Testen der beschriebenen Schaltkreises zum Schalten der Kondensatoranordnung kann im allgemeinen nicht hinreichend mit einem LSI-Tester durchgeführt werden. Bei der Erfindung sind jedoch für jede Einheit der Anordnung Transfergatter 91 bis 96 vorgesehen, die durch den Ausgang des Decoders 4 und des Linearwandlers 5 sowie ein Testsignal TEST ein- und ausgeschaltet werden, so daß das Gate-Potential der FET-Schalter von einem Überwachungsanschlußstift MO aus überwacht werden kann. Nur jene Einheiten, für die der Ausgang des Decoders 4 aktiv ist, werden zur Ausgabe des Gate-Potentials an den MO- Anschlußstift ausgewählt. Auf diese Weise ist der Betrieb des die FET-Schalter steuernden Schaltkreises eindeutig testbar, was die Realisierung einer hochzuverlässigen Kondensatoranordnung erlaubt.
  • Wie vorstehend beschrieben, unterliegt wegen der sehr gleichmäßigen Änderung der Kapazität der Kondensatoranordnung eine die Anordnung verwendende Schwingschaltung keinen plötzlichen, durch Schaltvorgänge hervorgerufenen Frequenzschwankungen, was es ermöglicht, einen äußerst reinen Schwingungsausgang bereitzustellen. Verglichen mit anderen bisherigen Technologien kann außerdem eine Feineinstellung mit hoher Auflösung realisiert werden, weil eine bedeutende Verringerung der Zahl der Kondensatoren möglich ist, während weiterhin eine vergleichsweise große Kapazität zur Verfügung gestellt wird. Daher kann das Verhältnis der parasitären Kapazität Cx in Figur 2 verkleinert werden, was einen weiteren Frequenzbereich für die Schwingschaltung erlaubt. Überdies kann die große von den Kondensatoren auf der Oberfläche der integrierten Halbleiterschaltung eingenommene Fläche reduziert werden, und es kann ebenfalls die zur Kompensation benötigte Speicherkapazität verringert werden, wodurch die Verwirklichung von billigeren integrierten Schaltungen mit variabler Kapazitätsanordnung möglich ist.
  • Bei dem beschriebenen Beispiel befindet sich die Kondensatoranordnung auf der Ausgangsseite des Oszillationsverstärkers. Es muß jedoch nicht gesagt werden, daß die Anordnung eingangsseitig oder sowohl eingangsseitig als auch ausgangsseitig angeordnet werden könnte. Außerdem ist die Erfindung nicht auf Schwingschaltungen beschränkt. Sie kann in weitem Maße bei Applikationen zur Anwendung kommen, bei denen Kondensatoren benutzt werden, beispielsweise in Filtern und Abstimmvorrichtungen, sowie bei Applikationen, die Zeitkonstanten verwenden, als auch in elektronischen Schaltungen, die feine programmierbare Einstellungen der Kapazität verlangen.

Claims (6)

1. Kondensatoranordnung zum Bereitstellen einer variablen Kapazität, mit einer Mehrzahl von Schaltelementen (10, 11...12), von denen jedes zum EIN- und AUS-Schalten je eines Kondensators (20, 21...22) in der Anordnung vorgesehen ist, und mit Mitteln (8), um das Schalten der Schaltelemente so zu steuern, daß ausgewählte der Kondensatoren EIN- oder AUS-geschaltet werden, wodurch die Kapazität geändert wird, wobei die Steuermittel (8) zum Zusammenwirken mit Spannungserzeugungsmitteln (7) ausgebildet sind, um einer Steuerelektrode jedes Schaltelements zum Schalten eines ausgewählten Kondensators eine EIN-Spannung oder eine AUS-Spannung zu liefern, welche bewirkt, daß sich die durch das Schaltelement vorgesehene Impedanz zwischen EIN- und AUS-Niveaus ändert, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuermittel (8) und die Spannungserzeugungsmittel (7) dergestalt zusammenwirken, der Steuerelektrode jedes Schaltelements zum Schalten eines ausgewählten Kondensators wenigstens eine weitere Spannung zu liefern, welche bewirkt, daß sich die durch das Schaltelement vorgesehene Impedanz von einem EIN- oder AUS- Niveau auf ein Zwischenniveau ändert, bevor die Änderung auf ein AUS- oder EIN-Niveau erfolgt.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß durch das Zusammenwirken der Steuermittel (8) und der Spannungserzeugungsmittel (7) wenigstens zwei weitere Spannungen geliefert werden, um zu bewirken, daß sich die durch das Schaltelement vorgesehene Impedanz zwischen einer Mehrzahl von Zwischenniveaus zwischen EIN- und AUS-Niveaus ändert, und daß die Reihenfolge, in der die weiteren Spannungen geliefert werden, durch die Steuermittel (8) für eine Änderung von einem EIN-Niveau gesteuert wird und für eine Änderung von einem AUS-Niveau diese Reihenfolge durch die Steuermittel (8) umgekehrt wird.
3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltelemente (10, 11...12), die Kondensatoren (20, 21...22) sowie die Steuermittel (8) so geschaltet sind, daß sie ähnliche Einheiten bilden, von denen jede eine vorbestimmte Anzahl der Schaltelemente, eine vorbestimmte Anzahl von Kondensatoren und einen vorbestimmten Teil der Steuermittel enthält.
4. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch Mittel (2), um eine Steuereingabe zu empfangen und eine digitale Ausgabe zu liefern, bei welcher zur selektiven Bestimmung der Spannung das niedrigstwertige Bit oder die niedrigstwertigen Bits an die Spannungserzeugungsmittel angelegt werden.
5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuermittel (8) zu solchem Zusammenwirken mit den Spannungserzeugungsmitteln (7) ausgebildet sind, daß in Antwort auf eine Änderung des niedrigstwertigen Bits der digitalen Ausgabe die Impedanz von nur zweien der Schaltelemente geändert wird.
6. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch Mittel (91 bis 96), um zu Testzwecken die Spannung an der Steuerelektrode jedes Schaltelements zum Einschalten eines ausgewählten Kondensators an einen Überwachungsanschluß (MO) zu liefern.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10023350B4 (de) * 1999-05-14 2006-11-16 Korea Advanced Institute Of Science And Technology Temperaturkompensierter Quarzoszillator

Families Citing this family (118)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0653409A (ja) * 1992-07-28 1994-02-25 Nec Ic Microcomput Syst Ltd 可変容量回路
FR2696061B1 (fr) * 1992-09-22 1994-12-02 Rainard Jean Luc Procédé pour retarder temporellement un signal et circuit à retard correspondant.
US5446420A (en) * 1993-08-25 1995-08-29 Motorola, Inc. Method and apparatus for reducing jitter and improving testability of an oscillator
US5625316A (en) * 1994-07-01 1997-04-29 Motorola, Inc. Tuning circuit for an RC filter
US5625361A (en) * 1994-11-14 1997-04-29 Motorola, Inc. Programmable capacitor array and method of programming
US5757244A (en) * 1996-02-23 1998-05-26 Kyocera Corporation Digital control type oscillation circuit of portable telephone, crystal resonator oscillation frequency calculating method, and outputfrequency correcting method
DE19621228A1 (de) * 1996-05-25 1997-11-27 Itt Ind Gmbh Deutsche Digital einstellbarer Quarzoszillator mit monolithisch integrierter Oszillatorschaltung
US5838204A (en) * 1996-09-11 1998-11-17 Oki America, Inc. Phase locked loop with multiple, programmable, operating frequencies, and an efficient phase locked loop layout method
EP1569061A1 (de) * 1997-01-22 2005-08-31 Seiko Epson Corporation Oszillatorschaltung, Konstantspannungsgeneratorschaltung, Halbleiterbauelement, elektronische Einrichtung und Zeitmessgerät
US5960405A (en) * 1997-02-05 1999-09-28 Fox Enterprises, Inc. Worldwide marketing logistics network including strategically located centers for frequency programming crystal oscillators to customer specification
US5952890A (en) * 1997-02-05 1999-09-14 Fox Enterprises, Inc. Crystal oscillator programmable with frequency-defining parameters
NO308333B2 (no) * 1997-04-08 2000-08-28 Sentech As Anordning for kapasitiv elektrisk deteksjon eller maling
DE19723307B4 (de) * 1997-06-04 2005-03-10 Atmel Germany Gmbh Verfahren zur Erzeugung eines Oszillatorsignals
DE19738718A1 (de) 1997-09-04 1999-03-25 Siemens Ag Oszillatorschaltung mit einem Schwingquarz
US6104257A (en) 1997-12-22 2000-08-15 Cypress Semiconductor Corp. Crystal oscillator with eprom-controlled frequency trim
US5994970A (en) * 1998-03-23 1999-11-30 Dallas Semiconductor Corporation Temperature compensated crystal oscillator
US6160458A (en) * 1998-03-23 2000-12-12 Dallas Semiconductor Corporation Temperature compensated crystal oscillator
US6058294A (en) * 1998-03-24 2000-05-02 Microchip Technology Incorporated Adjustable frequency stabilizing internal chip capacitor system
JP3829525B2 (ja) * 1998-04-02 2006-10-04 セイコーエプソン株式会社 容量アレイユニット及び発振回路
US6181218B1 (en) * 1998-05-19 2001-01-30 Conexant Systems, Inc. High-linearity, low-spread variable capacitance array
US6137372A (en) 1998-05-29 2000-10-24 Silicon Laboratories Inc. Method and apparatus for providing coarse and fine tuning control for synthesizing high-frequency signals for wireless communications
US6147567A (en) * 1998-05-29 2000-11-14 Silicon Laboratories Inc. Method and apparatus for providing analog and digitally controlled capacitances for synthesizing high-frequency signals for wireless communications
US7035607B2 (en) * 1998-05-29 2006-04-25 Silicon Laboratories Inc. Systems and methods for providing an adjustable reference signal to RF circuitry
US6308055B1 (en) * 1998-05-29 2001-10-23 Silicon Laboratories, Inc. Method and apparatus for operating a PLL for synthesizing high-frequency signals for wireless communications
US7242912B2 (en) * 1998-05-29 2007-07-10 Silicon Laboratories Inc. Partitioning of radio-frequency apparatus
US6574288B1 (en) * 1998-05-29 2003-06-03 Silicon Laboratories Inc. Method and apparatus for adjusting a digital control word to tune synthesized high-frequency signals for wireless communications
US6327463B1 (en) 1998-05-29 2001-12-04 Silicon Laboratories, Inc. Method and apparatus for generating a variable capacitance for synthesizing high-frequency signals for wireless communications
US6167245A (en) * 1998-05-29 2000-12-26 Silicon Laboratories, Inc. Method and apparatus for operating a PLL with a phase detector/sample hold circuit for synthesizing high-frequency signals for wireless communications
US6233441B1 (en) 1998-05-29 2001-05-15 Silicon Laboratories, Inc. Method and apparatus for generating a discretely variable capacitance for synthesizing high-frequency signals for wireless communications
US6311050B1 (en) 1998-05-29 2001-10-30 Silicon Laboratories, Inc. Single integrated circuit phase locked loop for synthesizing high-frequency signals for wireless communications and method for operating same
US6150891A (en) * 1998-05-29 2000-11-21 Silicon Laboratories, Inc. PLL synthesizer having phase shifted control signals
US7221921B2 (en) * 1998-05-29 2007-05-22 Silicon Laboratories Partitioning of radio-frequency apparatus
US7092675B2 (en) * 1998-05-29 2006-08-15 Silicon Laboratories Apparatus and methods for generating radio frequencies in communication circuitry using multiple control signals
US6304146B1 (en) 1998-05-29 2001-10-16 Silicon Laboratories, Inc. Method and apparatus for synthesizing dual band high-frequency signals for wireless communications
US6226506B1 (en) * 1998-05-29 2001-05-01 Silicon Laboratories, Inc. Method and apparatus for eliminating floating voltage nodes within a discreetly variable capacitance used for synthesizing high-frequency signals for wireless communications
US6993314B2 (en) 1998-05-29 2006-01-31 Silicon Laboratories Inc. Apparatus for generating multiple radio frequencies in communication circuitry and associated methods
US6043692A (en) * 1998-07-13 2000-03-28 Xilinx, Inc. Circuit and method for generating clock signals with an incrementally reduced effective frequency
US6078209A (en) * 1998-07-13 2000-06-20 Xilinx, Inc. System and method for controlled performance degradation in electronic circuits
US6013958A (en) * 1998-07-23 2000-01-11 Lucent Technologies Inc. Integrated circuit with variable capacitor
US6696898B1 (en) 1998-11-12 2004-02-24 Broadcom Corporation Differential crystal oscillator
US6445039B1 (en) 1998-11-12 2002-09-03 Broadcom Corporation System and method for ESD Protection
US6591091B1 (en) 1998-11-12 2003-07-08 Broadcom Corporation System and method for coarse/fine PLL adjustment
US6885275B1 (en) 1998-11-12 2005-04-26 Broadcom Corporation Multi-track integrated spiral inductor
US7276970B2 (en) 1998-11-12 2007-10-02 Broadcom Corporation System and method for linearizing a CMOS differential pair
US6525609B1 (en) 1998-11-12 2003-02-25 Broadcom Corporation Large gain range, high linearity, low noise MOS VGA
US6985035B1 (en) 1998-11-12 2006-01-10 Broadcom Corporation System and method for linearizing a CMOS differential pair
EP1145318B1 (de) 1999-01-15 2015-12-30 Broadcom Corporation System und verfahren für esd-schutz
US8405152B2 (en) 1999-01-15 2013-03-26 Broadcom Corporation System and method for ESD protection
US7687858B2 (en) 1999-01-15 2010-03-30 Broadcom Corporation System and method for ESD protection
EP1145431B1 (de) * 1999-01-22 2004-08-25 Multigig Limited Elektronische schaltungsanordnung
US7764130B2 (en) * 1999-01-22 2010-07-27 Multigig Inc. Electronic circuitry
WO2000072446A1 (en) * 1999-05-26 2000-11-30 Broadcom Corporation Integrated vco
US7696823B2 (en) 1999-05-26 2010-04-13 Broadcom Corporation System and method for linearizing a CMOS differential pair
US6633249B1 (en) * 1999-08-06 2003-10-14 Insyte Innovative Systems & Technology Corporation Low power, scalable analog to digital converter having circuit for compensating system non-linearity
WO2001031774A1 (en) * 1999-10-26 2001-05-03 Analog Devices, Inc. Apparatus and method for changing crystal oscillator frequency
US6271733B1 (en) * 1999-12-13 2001-08-07 Agere Systems Guardian Corp. Integrated oscillator circuit with a memory based frequency control circuit and associated methods
US6535075B2 (en) * 1999-12-16 2003-03-18 International Business Machines Corporation Tunable on-chip capacity
JP2001307480A (ja) * 2000-04-24 2001-11-02 Mitsubishi Electric Corp 半導体集積回路装置
ATE400923T1 (de) 2000-05-11 2008-07-15 Multigig Ltd Elektronischer pulserzeuger und oszillator
US6323735B1 (en) 2000-05-25 2001-11-27 Silicon Laboratories, Inc. Method and apparatus for synthesizing high-frequency signals utilizing on-package oscillator circuit inductors
EP1182778A1 (de) * 2000-07-21 2002-02-27 Semiconductor Ideas to The Market (ItoM) BV Empfänger mit einer digital gesteuerten Kondensatorbank
DE60023895T2 (de) * 2000-09-15 2006-07-27 Alcatel Spannungsgesteuerter Oszillator mit automatischer Mittenfrequenzeinstellung
US6483371B1 (en) 2000-10-02 2002-11-19 Northrop Grumman Corporation Universal temperature compensation application specific integrated circuit
US6512419B1 (en) * 2001-03-19 2003-01-28 Cisco Sytems Wireless Networking (Australia) Pty Limited Method and apparatus to tune and calibrate an on-chip oscillator in a wireless transceiver chip
US6779010B2 (en) 2001-06-12 2004-08-17 Rf Micro Devices, Inc. Accumulator with programmable full-scale range
US7003049B2 (en) * 2001-06-12 2006-02-21 Rf Micro Devices, Inc. Fractional-N digital modulation with analog IQ interface
US6693468B2 (en) 2001-06-12 2004-02-17 Rf Micro Devices, Inc. Fractional-N synthesizer with improved noise performance
US6448831B1 (en) 2001-06-12 2002-09-10 Rf Micro Devices, Inc. True single-phase flip-flop
US6710664B2 (en) * 2002-04-22 2004-03-23 Rf Micro Devices, Inc. Coarse tuning for fractional-N synthesizers
US6747522B2 (en) * 2002-05-03 2004-06-08 Silicon Laboratories, Inc. Digitally controlled crystal oscillator with integrated coarse and fine control
US7395447B2 (en) * 2002-09-16 2008-07-01 Silicon Labs Cp, Inc. Precision oscillator for an asynchronous transmission system
US6959217B2 (en) * 2002-10-24 2005-10-25 Alfred E. Mann Foundation For Scientific Research Multi-mode crystal oscillator system selectively configurable to minimize power consumption or noise generation
KR100520892B1 (ko) * 2002-11-22 2005-10-11 전자부품연구원 직렬/병렬 연결이 가능한 가변 콘덴서 어레이 모듈
JP2004282425A (ja) 2003-03-17 2004-10-07 Casio Comput Co Ltd 電波受信装置、電波時計及び同調容量設定方法
JP2005123426A (ja) 2003-10-17 2005-05-12 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電圧制御可変容量
EP1555753A1 (de) 2004-01-14 2005-07-20 Dialog Semiconductor GmbH Variabler Kondensator mit hoher Güte
US7064591B1 (en) 2004-05-11 2006-06-20 Rf Micro Devices, Inc. Coarse tuning for fractional-N synthesizers
US7023282B1 (en) 2004-05-11 2006-04-04 Rf Micro Devices, Inc. Coarse tuning for fractional-N synthesizers having reduced period comparison error
US7209065B2 (en) * 2004-07-27 2007-04-24 Multigig, Inc. Rotary flash ADC
JP2006157767A (ja) * 2004-12-01 2006-06-15 Renesas Technology Corp 発振回路を内蔵した通信用半導体集積回路および通信システム並びに半導体集積回路の製造方法
US7439592B2 (en) 2004-12-13 2008-10-21 Broadcom Corporation ESD protection for high voltage applications
US7505238B2 (en) 2005-01-07 2009-03-17 Agnes Neves Woo ESD configuration for low parasitic capacitance I/O
US20060267701A1 (en) * 2005-05-27 2006-11-30 Robert Eilers Method and system for dynamically calculating values for tuning of voltage-controlled crystal oscillators
US7932787B1 (en) 2005-06-30 2011-04-26 Cypress Semiconductor Corporation Phase lock loop control system and method
US8174326B1 (en) 2005-06-30 2012-05-08 Cypress Semiconductor Corporation Phase lock loop control error selection system and method
US7813411B1 (en) 2005-06-30 2010-10-12 Cypress Semiconductor Corporation Spread spectrum frequency synthesizer with high order accumulation for frequency profile generation
US7701297B1 (en) 2005-06-30 2010-04-20 Cypress Semiconductor Corporation Spread spectrum frequency synthesizer with improved frequency shape by adjusting the length of a standard curve used for spread spectrum modulation
US7912109B1 (en) 2005-06-30 2011-03-22 Cypress Semiconductor Corporation Spread spectrum frequency synthesizer with first order accumulation for frequency profile generation
US7948327B1 (en) 2005-06-30 2011-05-24 Cypress Semiconductor Corporation Simplified phase lock loop control model system and method
US7587184B2 (en) * 2005-06-30 2009-09-08 Silicon Laboratories Inc. Controlling fine frequency changes in an oscillator
US7741918B1 (en) 2005-06-30 2010-06-22 Cypress Semiconductor Corporation System and method for an enhanced noise shaping for spread spectrum modulation
US7961059B1 (en) 2005-06-30 2011-06-14 Cypress Semiconductor Corporation Phase lock loop control system and method with non-consecutive feedback divide values
US20070004362A1 (en) * 2005-06-30 2007-01-04 Lawrence Der Methods and apparatus to generate small frequency changes
US8072277B1 (en) 2005-06-30 2011-12-06 Cypress Semiconductor Corporation Spread spectrum frequency synthesizer
KR100691346B1 (ko) * 2005-07-06 2007-03-12 삼성전자주식회사 발진기 및 그 보상 방법
US7394329B2 (en) 2005-09-14 2008-07-01 Silicon Laboratories Inc. Analog varactor
US8035455B1 (en) 2005-12-21 2011-10-11 Cypress Semiconductor Corporation Oscillator amplitude control network
DE112006003542B4 (de) * 2005-12-27 2016-08-04 Analog Devices Inc. Analog-Digital-Umsetzersystem mit Drehtakt-Flash und Verfahren
US7902933B1 (en) * 2006-03-29 2011-03-08 Cypress Semiconductor Corporation Oscillator circuit
WO2008121857A1 (en) 2007-03-29 2008-10-09 Multigig Inc. Wave reversing system and method for a rotary traveling wave oscillator
US7532079B2 (en) * 2007-06-18 2009-05-12 Nanoamp Solutions, Inc. (Cayman) Digital tuning of crystal oscillators
US7710212B2 (en) * 2007-07-23 2010-05-04 Analog Devices, Inc. Crystal oscillator with variable-gain and variable-output-impedance inverter system
US7639092B2 (en) * 2007-08-10 2009-12-29 Nanoamp Solutions Inc. (Cayman) Crystal oscillator frequency tuning circuit
US8134414B2 (en) * 2009-04-24 2012-03-13 Integrated Device Technology, Inc. Clock, frequency reference, and other reference signal generator with frequency stability over temperature variation
US9503017B1 (en) 2009-09-29 2016-11-22 Qorvo Us, Inc. Infrastructure-grade integrated voltage controlled oscillator (VCO) with linear tuning characteristics and low phase noise
DE102012008215B4 (de) 2012-04-18 2019-06-13 Heribert Oechsler Vorrichtung zur Realisierung einer Referenzuhr mit selbsttätiger Anbindung der internen Systemzeit an die Erdrotation
US9740351B2 (en) 2015-05-15 2017-08-22 Synaptics Incorporated Multi-step incremental switching scheme
US9811205B2 (en) 2015-09-29 2017-11-07 Synaptics Incorporated Variable time anti-aliasing filter
US10333525B1 (en) * 2015-12-07 2019-06-25 Marvell International Ltd. Digitally-based temperature compensation for a crystal oscillator
EP3226419A1 (de) * 2016-03-31 2017-10-04 u-blox AG Adaptive temperaturkompensation für ein oszillator
US10312922B2 (en) 2016-10-07 2019-06-04 Analog Devices, Inc. Apparatus and methods for rotary traveling wave oscillators
US10277233B2 (en) 2016-10-07 2019-04-30 Analog Devices, Inc. Apparatus and methods for frequency tuning of rotary traveling wave oscillators
CN108345352B (zh) * 2017-01-24 2024-03-05 精工爱普生株式会社 电路装置、振荡器件、物理量测定装置、电子设备以及移动体
US10574181B2 (en) * 2018-05-17 2020-02-25 Microsoft Technology Licensing, Llc Circuit with shunt path
US11527992B2 (en) 2019-09-19 2022-12-13 Analog Devices International Unlimited Company Rotary traveling wave oscillators with distributed stubs
US11264949B2 (en) 2020-06-10 2022-03-01 Analog Devices International Unlimited Company Apparatus and methods for rotary traveling wave oscillators
US11539353B2 (en) 2021-02-02 2022-12-27 Analog Devices International Unlimited Company RTWO-based frequency multiplier
CN114679135B (zh) * 2022-05-27 2022-09-13 浙江地芯引力科技有限公司 振荡器电路、频率调节方法、芯片、电子设备及存储介质

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4186360A (en) * 1977-02-18 1980-01-29 Sanyo Electric Co., Ltd. Digital channel selecting apparatus
JPS5951141B2 (ja) * 1977-03-10 1984-12-12 三洋電機株式会社 選局装置
FR2548848A1 (fr) * 1983-07-06 1985-01-11 Thomson Csf Generateur de frequence compense en temperature
JPS6276801A (ja) * 1985-09-30 1987-04-08 Nec Corp デジタル形温度補償水晶発振器
JPS6291006A (ja) * 1985-10-16 1987-04-25 Matsushima Kogyo Co Ltd デジタル制御形温度補償圧電発振器
JPS6393205A (ja) * 1986-10-08 1988-04-23 Matsushima Kogyo Co Ltd デジタル制御形温度補償水晶発振器

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10023350B4 (de) * 1999-05-14 2006-11-16 Korea Advanced Institute Of Science And Technology Temperaturkompensierter Quarzoszillator

Also Published As

Publication number Publication date
KR910013328A (ko) 1991-08-08
JPH03175804A (ja) 1991-07-30
DE69022185D1 (de) 1995-10-12
US5117206A (en) 1992-05-26
EP0431887A2 (de) 1991-06-12
JP3019340B2 (ja) 2000-03-13
EP0431887B1 (de) 1995-09-06
EP0431887A3 (en) 1991-10-23

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