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Hintergrund
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Diese
Erfindung bezieht sich auf eine Kippstufe bzw. eine Kippschaltung
mit Hysterese und eine integrierte CMOS-Schaltung, die einen solchen
Triggerschaltkreis mit Hysterese umfasst.
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Genauer
bezieht sich die Erfindung auf einen neuen Inverterschaltkreis mit
Hysterese, insbesondere einen neuen Schmitt-Triggerschaltkreis und
einen integrierten CMOS-Schaltkreis, der einen solchen Inverter
mit Hysterese umfasst. Insbesondere schlägt die Erfindung einen integrierten
Schaltkreis vor, der an eine beliebige CMOS-Halbleiter-auf-Isolator-Technologie
angepasst ist. Die bevorzugte CMOS-Halbleiter-auf-Isolator-Technologie
ist in diesem Fall die PD SOI-(Partially Depleted Silicon On Insulator)Technologie.
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Es
ist allgemein bekannt, wie man einen elektrischen Schmitt-Triggerschaltkreis
in der CMOS-Technologie
fertigt. Die 1 zeigt eine von mehreren möglichen
symmetrischen Implementierungen eines solchen Schmitt-Triggerschaltkreises. Der
Schaltkreis der 1 umfasst sechs Transistoren:
die Transistoren N2 und P2 bilden den Hauptinverter des Schmitt-Triggers,
wohingegen die ersten Transistoren N1 und N3 sowie die zweiten Transistoren
P1 und P3 zwei Rückkopplungsnetzwerke
bilden. Jedes der zwei Rückkopplungsnetzwerke
definiert einen Triggerschwellwert und die zwei Schwellwerte, die
auf diese Weise gewonnen werden, rufen folglich einen Hysterese-Effekt
hervor (der Hysteresewert wird durch die Spannungsdifferenz zwischen
den zwei Schwellwerten festgelegt). Daher wird der Schmitt-Trigger
bei verschiedenen Werten der besagten Eingangsspannung umgeschaltet,
abhängig von
der Richtung, mit der sich die Eingangsspannung ändert. Daher bleibt das Ausgangssignal
OUT so lange hoch, wie nicht die Eingangsspannung VIN den Schwellwert
V+ überschritten
hat. Wenn das Ausgangssignal seinen Zustand geändert hat (es ist dann auf
einem niedrigen Niveau), muss die Eingangsspannung VIN erneut
unterhalb des Schaltschwellwerts V- abfallen,
um ein neues Schalten des Ausgangssignals hervorzurufen.
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Bei
CMOS-Schaltkreisen bei einem Substrat großer Masse ist das Potential
jedes Knotens zu einem gegebenen Zeitpunkt unabhängig von den vorherigen Zeitpunkten,
zu welchen der Schaltkreis in Betrieb war. Dies ist nicht der Fall
für die
Silicium-auf-Halbleiter-(SOI-)Schaltkreise, bei welchen das Verhalten
des Schaltkreise von der Vorgeschichte des Signals abhängt. Transistoren
auf diesem Substrat haben eine innere Zone mit einem erdfreien Potential,
das nicht sofort durch externe Polarisierungen festgelegt wird,
und daher eine gewisse Zeit braucht, um ein Gleichgewichtspotential
auszubilden. Diese Zone wird das erdfreie Substrat (Hauptteil) genannt und
die Abhängigkeit
des Substratpotentials von der Vorgeschichte der Signale wird als Gedächtniseffekt
bezeichnet.
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Wegen
dieses Gedächtniseffekts
hat die statische Übertragungscharakteristik
des konventionellen Schmitt-Triggerschaltkreises eine höchst variable und
nicht steuerbare Hysterese, wenn sie in der SOI-Technologie eingesetzt
wird. Diese unerwünschten
Fluktuation in der statischen Transfercharakteristik des besagten
konventionellen Schmitt-Triggers ruft eine Fluktuation der dynamischen
Charakteristik hervor, und insbesondere eine Variation der Laufzeit durch
den Schaltkreis.
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Daher
kann der konventionelle Schmitt-Triggerschaltkreis nicht ohne Modifikation
für Anwendungen
auf der Basis von SOI benutzt werden. Daher besteht ein Bedarf für die Anpassung
dieses Schaltkreises auf PD SOI(Partially Depleted Silicon On Insulator)-Anwendungen.
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Das
Dokument
US 6,441,663 stellt
einen Schmitt-Trigger als CMOS-Schaltkreis auf SOI bereit, der diesen
Bedarf befriedigt, indem er Feldeffekttransistoren (FET) mit Substratverbindern
einsetzt. Dieses Dokument zeigt, dass der konventionelle elektrische
Schaltkreis für
einen Schmitt-Trigger
bei der SOI-Technologie eingesetzt werden kann und richtet besonderes
Augenmerk auf die Art und Weise, in welcher die Substratverbinder
des Transistors hergestellt werden.
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Dieser
Typ von Schaltkreis ist in 2 gezeigt.
Diese Skizze zeigt drei N-Kanalsperrschicht-Feldeffekttransistoren (NFET) und drei
P-Kanal-Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (PFET), bei denen die
Energieversorgungspotentiale an die Substrate gelegt sind. Dies
wird dadurch erreicht, dass die Substratverbinder der PFET-Transistoren
an die Energieversorgungsspannung angelegt werden, wohingegen die
Substratverbinder der NFET-Transistoren mit der Erde verbunden werden.
Die Schwellwertspannungen der Transistoren sind daher zeitlich fixiert,
unabhängig
vom Eingangssignal und seiner Geschichte, was das Problem des Gedächtniseffekts löst, aber
die Vorrichtung verlangsamt.
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Wegen
seiner Betriebsweise ist, wie später erläutert werden
wird, dieser Trigger viel weniger effizient, wenn die Energieversorgungsspannung
ungefähr
dem Wert der Transistorschwellwertspannung entspricht. Folglich
ist der Einsatz dieses Schaltkreises wegen seiner verschlechterten
Betriebsweise auf niedrige Energieversorgungsspannungen begrenzt, was
nachteilig ist für
die Geschwindigkeit und/oder die Siliciumoberfläche.
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Daher
ist es Aufgabe der Erfindung, den Einsatz eines Schmitt-Triggerschaltkreises
zu ermöglichen,
der von den Vorteilen der SOI-Technologie Gebrauch macht und insbesondere
bei einer niedrigen Energieversorgungsspannungen effizient ist.
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Es
wurde vorgeschlagen, das Hauptteilpotential des FET-Transistors
zu steuern, um seine Schwellwertspannung zu modifizieren.
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Das
Dokument
US 6,239,649 beschreibt eine
SOI-Vorrichtung, bei der das Hauptteilpotential des FET-Transistors
durch ein Signal stromaufwärts von
diesem Transistor an der Eingangsseite gesteuert wird. Solch eine
Steuerung impliziert einen Abfall der Schwellwertspannung zum Zeitpunkt
der Transistorkommutierung und einen Anstieg im umgekehrten Fall.
Wenn jedoch insbesondere die Schwellwertspannung nach der Kommutierung
nicht modifiziert wird, ermöglicht
eine solche Steuerung nicht den Einsatz eines Hysterese-Effekts.
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Das
Dokument
US 5,608,344 beschreibt
einen analogen Komparatorschaltkreis mit Hysterese, insbesondere
umfassend eine Eingangsstufe aus einem differentiellen Paar von
P-Kanal-FET-Transistoren,
an deren Hauptteile festgelegte kontinuierliche Potentiale angelegt
werden, und zwar mit Schaltern, die dynamisch geordnet werden. Dieser
Schaltkreis berücksichtigt
nicht die Beschränkungen
der SOI-Technologie (insbesondere den Gedächtniseffekt). Darüber hinaus
schlägt
dieser Schaltkreis nicht die Steuerung der Hauptteile der komplementären N-Kanal-
und P-Kanal-FET-Transistoren einer CMOS-Inverterstufe vor, die einen
Hysterese-Effekt zeigen.
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Die
Erfindung schlägt
einen Trägerschaltkreis
bzw. eine Kippstufe mit Hysterese unter Verwendung der SOI-Technologie
vor, die dadurch charakterisiert ist, dass sie zumindest zwei CMOS-Inverterstufen aufweist,
wobei jede Inverterstufe aus einem ersten Zweig, der zumindest einen
P-Kanal-Sperrschicht-Feldeffekttransistor
(PFET) in Reihe geschaltet zwischen einem ersten Energieversorgungspotential
VDD und einem Ausgangsknoten der Inverterstufe
aufweist, und einen zweiten Zweig, der zumindest einen N-Kanal-Sperrschicht-Feldeffekttransistor
(NFET) in Reihe zwischen dem besagten Ausgangsknoten der Inverterstufe
und einem zweiten Energieversorgungspotential geschaltet aufweist, zusammengesetzt
ist, wobei die Transistoren jeder Inverterstufe ihre Gitter zusammengeschlossen
haben, um ein Eingangssignal zu empfangen. Der Eingang jedes Inverters
empfängt
direkt oder indirekt das Eingangssignal des Schaltkreises, wobei
das Ausgangssignal von dem Schaltkreis direkt oder indirekt vom
Ausgangssignal eines der Inverterstufen erhalten wird. Schließlich wird
das Substratpotential jedes Transistors von mindestens einer Inverterstufe (bevorzugterweise
der ersten Inverterstufe) durch ein Steuersignalausgang des besagten
Schaltkreises dynamisch gesteuert.
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Der
Aufbau des Schaltkreises als eine Abfolge von Inverterstufen, die
zwischen dem Eingang des besagten Schaltkreises und seinem Ausgang
in Reihe geschaltet sind, und die dynamische Modifikation der Schwellwertspannung
der Transistoren von mindestens einer Inverterstufe ermöglicht die
Einführung des
Hysterese-Effekts, basierend auf der Beschleunigung der Transistorsperrung
(tatsächlich
der PFET-Transistoren des Hauptinverters des Schaltkreises, gemäß der Erfindung
für eine
positive Variierung der Eingangsspannung) anstelle einer Verzögerung des
Starts der Leitfähigkeit
der Transistoren (tatsächlich
des oder der NFET-Transistor(en)(s) des Hauptinverters des Schaltkreises
gemäß des Standes
der Technik für
eine positive Variation der Eingangsspannung). Die Erfindung kann
daher eine "Verbesserung" (durch Einführen einer
Beschleunigung) bereitstellen, wobei der Schaltkreis des Standes
der Technik eine "Verschlechterung" verursacht (durch
Einführung
einer Verzögerung),
indem die Schwellwertspannungen V- und V+ aus dem Gleichgewicht gebracht werden.
Daher hat der Schaltkreis gemäß der Erfindung
eine bessere Leistungscharakteristik als der Schaltkreis gemäß dem Stand
der Technik. Für
eine gleichwertige Störfestigkeit
gegenüber
Rauschen ist der Gütefaktor
(unter Berücksichtigung
der Geschwindigkeit, des Gesamtverbrauchs und der Siliciumfläche) der
Erfindung besser als der Gütefaktor
des Standes der Technik für
einen weiten Bereich von Leistungsversorgungsspannungen.
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Gemäß einer
ersten Ausführungsform
der Erfindung werden die Substratpotentiale von PFET- und NFET-Transistoren
mindestens einer Inverterstufe, nachfolgend die gesteuerte Inverterstufe
genannt, durch dasselbe Steuersignal gesteuert. Bevorzugterweise
werden die Substratpotentiale der PFET- und NFET-Transistoren der
gesteuerten Inverterstufe durch ein Signal gesteuert, das durch
einen Zustand des Schaltkreises auf der Ausgangsseite der gesteuerten
Inverterstufe bestimmt wird. Die Substratpotentiale der PFET- und
NFET-Transistoren der gesteuerten Inverterstufe können folglich
durch das Ausgangssignal einer Inverterstufe gesteuert werden, nachfolgend
die steuernde Inverterstufe genannt, welche sich stromabwärts auf
der Ausgangsseite der gesteuerten Inverterstufe befindet. Die steuernde
Inverterstufe ist bevorzugterweise von der gesteuerten Inverterstufe
durch eine ungerade Zahl von Inverterstufen in Serie zwischen der
gesteuerten Inverterstufe und der Steuerinverterstufe getrennt.
Es ist von Vorteil, wenn die steuernde Inverterstufe die Inverterstufe
unmittelbar an der Ausgangsseite der gesteuerten Inverterstufe ist,
und wenn die ungerade Zahl von Inverterstufen gleich Null ist.
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Gemäß einer
zweiten Ausführungsform
der Erfindung werden die Substratpotentiale der PFET-Transistoren von
mindestens einer gesteuerten Inverterstufe durch ein erstes Steuersignal
gesteuert, und werden die Substratpotentiale der NFET-Transistoren
komplementär
zu den besagten PFET-Transistoren durch ein zweites Steuersignal gesteuert.
Bevorzugterweise ist das erste Steuersignal ein Signal, das durch
einen ersten Zustand des Schaltkreises auf der Ausgangsseite der
gesteuerten Inverterstufe bestimmt wird, und ist das zweite Steuersignal
ein Signal, das durch einen zweiten Zustand des Schaltkreises, der
auf der Ausgangsseite der gesteuerten Inverterstufe angeordnet ist,
bestimmt. Das Signal, das durch den ersten Zustand des Schaltkreises
bestimmt wird, kann folglich das Ausgangssignal einer ersten Inverterstufe
sein, nachfolgend die erste steuernde Inverterstufe genannt, die
sich am Ausgang der besagten gesteuerten Inverterstufe befindet,
und das Signal, das durch den zweiten Schaltkreiszustand bestimmt
wird, kann das Signal von einer zweiten Inverterstufe, nachfolgend
die zweite gesteuerte Inverterstufe genannt, sein, die auch am Ausgang
der besagten gesteuerten Inverterstufe angeordnet sein kann. Die
erste steuernde Inverterstufe ist bevorzugterweise durch eine ungerade
Zahl (oder Null) von Inverterstufen in Serie zwischen der gesteuerten
Inverterstufe und der ersten steuernden Inverterstufe von der gesteuerten
Inverterstufe getrennt. Korrespondierend ist die zweite steuernde
Inverterstufe von der gesteuerten Inverterstufe durch eine zweite
ungerade Anzahl von (oder Null) von Inverterstufen in Serie zwischen
der gesteuerten Inverterstufe und der zweiten Steuerstufe getrennt.
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Gemäß einer
dritten Ausführungsform
der Erfindung werden die Substratpotentiale der PFET-Transistoren von
mindestens einer gesteuerten Inverterstufe und die Substratpotentiale
der NFET-Transistoren komplementär
zu diesen PFET-Transistoren alle durch Steuersignale gesteuert,
die voneinander verschieden sind. Es ist von Vorteil, wenn jedes
der Steuersignale ein Signal ist, das durch einen Zustand des Schaltkreises
auf der Ausgangsseite der gesteuerten Inverterstufe bestimmt wird,
wobei dieses Signal, das durch einen Zustand des Schaltkreises bestimmt
wird, das Ausgangssignal von einer Inverterstufe, die steuernde
Inverterstufe genannt, sein kann, welche sich am Ausgang der gesteuerten
Inverterstufe befindet. Jede steuernde Inverterstufe ist bevorzugterweise
von der gesteuerten Inverterstufe durch eine ungerade Zahl (oder Null)
von Inverterstufen in Serie zwischen der gesteuerten Inverterstufe
und der steuernden Inverterstufe getrennt.
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Es
ist von Vorteil, wenn nur die Substratpotentiale (oder Hauptteile)
der Transistoren in der ersten Inverterstufe gesteuert werden, die
Substratpotentiale der Transistoren der Inverterstufe, die von der
ersten Inverterstufe verschieden sind, nicht gesteuert werden, und
folglich schweben.
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Alternativ
sind die Substratpotentiale der Transistoren in der ersten Inverterstufe
nicht die einzigen Potentiale, die dynamisch gesteuert werden. Substratpotentiale
von Transistoren, die von der ersten Stufe verschieden sind, können auch
entweder konventionell mit der Spannungsversorgung der PFETs oder
mit der Erde bei den NFETs verbunden werden, oder sie können durch
einen Zustand des Schaltkreises auf der Ausgangsseite und insbesondere
durch ein Ausgangssignal von einer Inverterstufe, die sich am Ausgang
befindet, dynamisch gesteuert werden. Bevorzugterweise sind die
verschiedenen Inverterstufen in Reihe miteinander verkettet, um in
einer "verschachtelten" Art und Weise betrieben
zu werden, wobei die Substratpotentiale der Transistoren in einer
Inverterstufe, die von der letzten Inverterstufe verschieden ist,
durch das Ausgangssignal der Inverterstufe gesteuert werden, die
sich direkt an der Ausgangsseite befindet, wobei die Substratpotentiale der
Transistoren in der letzten Inverterstufe entweder schweben, oder
mit einer Spannungsversorgung gekoppelt werden.
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Gemäß der bevorzugten
Ausführungsform der
Erfindung umfasst der Schaltkreis gemäß der Erfindung drei Inverterstufen.
Die ersten zwei Inverterstufen sind in Serie miteinander verkettet,
so dass das Ausgangssignal des ersten Inverters an den Eingang des
zweiten Inverters gelegt wird. Die zweite und dritte Inverterstufe
sind auch in Serie miteinander verkettet, so dass das Ausgangssignal
des zweiten Inverters an den Eingang des dritten Inverters und an die
Substrate der Transistoren in der ersten Inverterstufe gelegt werden.
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Die
Schwellwert-Triggerschaltung gemäß der Erfindung übt bevorzugterweise
eine Schmitt-Triggerfunktion
aus.
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Andere
Charakteristika, Zwecke und Vorteile der Erfindung werden klarer
nach dem Lesen der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung mit Bezug
auf die beigefügten
Zeichnungen, die als nicht beschränkende Beispiele angegeben
werden, bei welchen
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1 eine
konventionelle symmetrische Implementierung eines Schmitt-Triggerschaltkreises zeigt,
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einen
Schmitt-Triggerschaltkreis zeigt, der an den konventionellen Schaltkreis
der 1 angepasst ist, wie er in die SOI eingesetzt
wird, und für welchen
die Substratpotentiale aller Transistoren feststehend sind, so dass
man sie nicht schweben lässt,
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3a zeigt
schematisch den Schmitt-Triggerschaltkreis gemäß der Erfindung,
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3b zeigt
im Detail den Schmitt-Triggerschaltkreis gemäß der bevorzugten Ausführungsform der
Erfindung,
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4 zeigt
eine sehr vereinfachte Darstellung, wie der Schaltkreis gemäß der bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung betrieben wird, und zeigt Zeitdiagramme für verschiedene
Schaltkreissignale während
eines Übergangs
des Eingangssignals IN vom niedrigen Zustand zum hohen Zustand,
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5 veranschaulicht
die Tatsache, dass die Transistorschwellwertspannungen den Kern
der Triggerfunktion gemäß dem Stand
der Technik, wie in 2 gezeigt wird, bilden, und
hierbei stets größer als
die Schwellwertspannungen der Transistoren sind, die den Kern der
Triggerfunktion gemäß der Erfindung
bilden,
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6 zeigt
eine einfache Ausführungsform des
Schaltkreises gemäß der Erfindung,
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7 zeigt
eine komplexere Implementierung des Schaltkreises gemäß der Erfindung
mit verzweigter Steuerung der Substratpotentiale der NFET- und PFET-Transistoren
im Kern der Triggerfunktion, gemeinsam mit einem Verschachteln der
nachfolgenden Inverterstufen,
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8 zeigt
eine andere Ausführungsform des
Schaltkreises gemäß der Erfindung
mit getrennten Steuerungen für
PFET-Transistoren in derselben Inverterstufe, zusammen mit einer
separaten Steuerung für
die NFET-Transistoren derselben Inverterstufe.
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1 zeigt
eine konventionelle symmetrische Ausführungsform des CMOS-Schmitt-Triggerschaltkreises
auf einem massiven Substrat. Dieser allgemein bekannte Schaltkreis
umfasst drei P-Kanal-Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (PFET)
P1, P2 und P3, sowie drei N-Kanal-Sperrschicht-Feldeffekttransistoren
(NFET) N1, N2 und N3. Wie oben erläutert bilden die Transistoren
N2 und P2 den Hauptinverter des Schmitt-Triggers, wohingegen die
zwei Baugruppen, die erstens aus den Transistoren N1 und N3 und
zweitens aus den Transistoren P1 und P3 gebildet werden, zwei rückkoppelnde
Netzwerke bilden. Jedes dieser rückkoppelnden
Netzwerke bestimmt einen Schwellwert, und wenn die damit erhaltenen
Schwellwerte kombiniert werden, induziert dies ein Hysterese-Effekt.
Solange daher die Eingangsspannung VIN während einer
positiven Variation den Triggerschwellwert V+ nicht
erreicht hat, bleibt das Ausgangssignal OUT hoch. Wenn das Ausgangssignal
OUT seinen Zustand geändert
hat (es ist nun auf einem niedrigen Niveau), muss die Eingangsspannung
VIN unterhalb des Schaltschwellwerts V- während
einer negativen Änderung
abfallen, um ein Neuschalten zu verursachen. Letztlich wird damit
abhängig
von der Richtung der Änderung
der Eingangsspannung VIN der Schmitt-Trigger
bei verschiedenen Werten der Eingangsspannung VIN geschaltet.
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In
diesem Schaltkreis, der für
Anwendungen in der SOI-Technologie unverändert bleibt, lässt man die
Substratpotentiale der Feldeffekttransistoren alle schweben. Da
die Transistorsubstratpotentiale und daher die Schwellwertspannungen
der Transistoren von der Geschichte des Eingangssignals abhängen, hat
die statische Charakteristik des Schaltkreises der 1 bei
SOI eine variable Hysterese, in einer unerwünschten und nichtsteuerbaren
Art und Weise.
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Daher
besteht ein Bedarf für
einen Schmitt-Triggerschaltkreis, der nicht die oben beschriebenen
Nachteile hat, wenn er für
Silicium-auf-Isolator-(SOI-)Anwendungen benutzt wird.
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Der
in Dokument
US 6,441,663 dargestellte Schaltkreis
besteht aus einer Anpassung des konventionellen integrierten Schaltkreises
auf einem festen Substrat. Dieses Dokument zeigt, dass dass Schema
für den
konventionellen Schmitt-Triggerschaltkreis in der SOI-Technologie
anwendbar ist, wenn die Art und Weise besondere Aufmerksamkeit geschenkt
wird, wie die Transistorsubstrate kontaktiert werden. Substratpotentiale
(Hauptteile) darf es nicht erlaubt werden zu schweben, um den Gedächtniseffekt
zu überwinden.
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Diese
Art von Schaltkreis ist in der 2 gezeigt.
Der einzige Unterschied zwischen dem Schaltkreis und dem konventionellen
Schmitt-Triggerschaltkreis, wie er in 1 gezeigt
ist, besteht darin, dass alle Substratpotentiale von allen Transistoren
im Schaltkreis fest sind, so dass sie nicht schweben. Substratverbinder
von P-Kanal-Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (P1, P2, P3) sind
zu diesem Zweck mit der Netzspannung verbunden, wohingegen Substratverbinder
von N-Kanal-Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (N1, N2, N3) mit
der Erde verbunden sind. Im Rah men dieser Anmeldung des konventionellen
Schaltkreises für
Anwendungen auf der Basis von SOI, liegen alle Substratpotentiale
auf festen Spannungen und sind daher alle Schwellwertspannungen
zeitlich festgelegt, unabhängig
vom Eingangssignal und seiner Geschichte, was das Problem des Gedächtniseffekts überwindet.
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Das
Funktionsprinzip des Schaltkreises gemäß des Standes der Technik gemäß 2 ist
wie folgt: wenn das Eingangssignal IN des Schaltkreises im Zustand "niedrig" ist und das Ausgangssignal OUT
des Schaltkreises im Zustand "hoch" ist, ist der Transistor
N3 leitend und wird daher die Quelle des Transistors N2 auf eine
Schwellwertspannung Vth unter der Spannungsversorgung
(Knoten N) vorgeladen.
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Wenn
es einen Wechsel in der Eingangsspannung VIN von
0 auf VDD gibt, muss die Eingangsspannung
des Schaltkreises VIN genügend groß sein, so
dass der Transistor N1 die Quelle von N2 starker zur Erde zieht
als N3 sie zur Netzspannung VDD zieht. Der
Betrieb ist symmetrisch für
einen Wechsel der Eingangsspannung VIN von
VDD nach 0, so dass es zum Hysterese-Effekt
kommt.
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Der
Hysterese-Effekt, der während
eines Wechsels von 0 zu VDD beim Eingang
entsteht, basiert daher auf der Verzögerung im Start der Leitung des
Transistors N2.
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Man
wird erkennen, dass wegen seiner Betriebsweise dieser Trigger viel
weniger effizient ist, wenn die Netzspannung den Wert der Schwellwertspannung
Vth der Transistoren erreicht, da das Vorladen
der Transistoren N3 und P3 nicht mehr länger ihre Rolle zufriedenstellend
erfüllt.
Folglich ist der Einsatz dieses Schaltkreises wegen seiner verschlechterten
Betriebsweise bei kleinen Netzspannungen (die mit einer größeren Fläche des
Siliciums verbessert werden können)
beschränkt.
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Wie
oben erläutert
ist es die Aufgabe der Erfindung, einen Schmitt-Trigger-Schaltkreis
zu erhalten, die den besten Nutzen aus der SOI-Technologie zieht
und insbesondere bei einer niedrigen Energieversorgungsspannung
effizient ist.
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Der
Schmitt-Trigger-Schaltkreis umfasst gemäß der Erfindung mindestens
zwei verkettete CMOS-Inverterstufen. Das Eingangssignal zum IN-Schaltkreis
wird an den Eingang der ersten Inverterstufe angelegt.
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Jede
Inverterstufe umfasst einen oberen Zweig, in welchem es mindestens
einen P-Kanal-Sperrschicht-Feldeffekttransistor
(PFET) in Reihe zwischen einer Energierversorgungsspannung VDD und einem Ausgangsknoten der Inverterstufe gibt,
und einen unteren Zweig, in welchem es mindestens einen N-Kanal-Sperrschicht-Feldeffekttransistor
(NFET) in Reihe zwischen dem Ausgangsknoten der Inverterstufe und
einer Referenz ergibt. Die Gitter (oder Steuerelektroden) dieser
Transistoren sind zusammengeschlossen und bilden den Eingang der
Inverterstufe.
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Der
Ausgangsknoten von einem der zwei Inverterstufen stellt direkt oder
indirekt das Ausgangssignal OUT des Schaltkreises zur Verfügung.
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Die
Substratpotentiale der Transistoren, die die erste Inverterstufe
bilden, werden dynamisch gesteuert. Die erste Inverterstufe wird
als die gesteuerte Inverterstufe bezeichnet. Folglich kann jedes
Substratpotential der Transistoren, die die erste Inverterstufe
bilden, durch sein eigenes Steuersignal dynamisch gesteuert werden.
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Bevorzugterweise
werden die Substratpotentiale der PFET-Transistoren der ersten Inverterstufe
alle durch ein erstes Steuersignal dynamisch gesteuert, und werden
die Substratpotentiale der NFET-Transistoren der ersten Inverterstufe
alle durch ein zweites Steuersignal dynamisch gesteuert, wobei das
erste und das zweite Steuersignal der Substratpotentiale der PFET-
und NFET-Transistoren verschieden sind. Optional können die
Substratpotentiale der PFET- und NFET-Transistoren durch Steuersignale
gesteuert werden, die zu den Ausgangssignalen von zwei unterschiedlichen
Inverterstufen korrespondieren, wobei diese von der ersten Inverterstufe
verschieden sind. Diese Inverterstufen, bei welchen die Ausgangssignale
die Substratpotentiale der Transistoren in der gesteuerten Inverterstufe besteuern,
werden steuernde Inverterstufen genannt.
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Alternativ
sind das Steuersignal für
Substrate von PFET-Transistoren und das Steuersignal für Substratpotentiale
von NFET-Transitoren identisch und korrespondieren zum Ausgangssignal
einer Inverterstufe (als steuernde Inverterstufe bezeichnet), die
von der ersten Inverterstufe verschieden ist.
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3a zeigt
schematisch den Schmitt-Trigger-Schaltkreis gemäß der Erfindung. Dieser Schaltkreis
besteht aus drei verketteten Inverterstufen. Die erste Inverterstufe
besteht aus dem P-Kanal-Sperrschicht-Feldeffekttransistor
(PFET) P1 und den N-Kanal-Sperrschicht-Feldeffekttransistor (NFET) N1. Dieses
Paar (P1, N1) komplementärer
Transistoren ist in Reihe geschaltet zwischen der Energieversorgungsspannung
VDD und der Referenzerde. Die Sperrschicht
komplementärer
Transistoren (P1, N1) liegt an ihren Drain-Anschlüssen vor,
die miteinander verbunden sind. Die besagte Sperrschicht bildet
daher den Ausgangsknoten der ersten Inverterstufe. Die zweite und
dritte Inverterstufe bestehen aus konventionellen CMOS-Invertern
INV2 und INV3. Das Eingangssignal
IN des Schmitt-Trigger-Schaltkreises wird an dem Eingang des ersten
Inverters gelegt. Das Ausgangssignal der ersten Inverterstufe ist
mit OUT1 bezeich net. Das Ausgangssignal der zweiten Inverterstufe
wird mit OUT2 bezeichnet. Das Ausgangssignal dieses Schmitt-Trigger-Schaltkreises korrepondiert
zum Ausgang der dritten Inverterstufe INV3.
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Die
drei Inverterstufen sind wie folgt verkettet. Das Ausgangssignal
OUT1 der ersten Inverterstufe wird an dem Eingang der zweiten Inverterstufe INV2 angelegt, wohingegen das Ausgangssignal OUT2
der zweiten Inverterstufe INV2 an den Eingang der
dritten Inverterstufe INV3 angelegt wird.
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In
dieser bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung werden die Substratpotentiale der Transistoren im
Paar komplementärer
Transistoren der ersten Inverterstufe (P1, N1) miteinander verbunden und
werden beide durch die Ausgangsspannung VOUT2 der
zweiten Inverterstufe INV2 gesteuert. Die erste
Inverterstufe ist daher eine gesteuerte Inverterstufe und die zweite
Inverterstufe ist eine steuernde Inverterstufe.
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3b zeigt
den Schmitt-Trigger-Schaltkreis gemäß der bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung im Detail, und insbesondere die Zusammensetzung der
zweiten und dritten Inverterstufen INV2 und INV3. Die zweite Inverterstufe INV2 besteht
aus den Transistoren P2 (PFET-Transistoren)
und N2 (NFET-Transistoren) in Reihe zwischen der Energieversorgungsspannung
VDD und der Referenzerde, und entsprechend
der dritten Inverterstufe der Transistoren P3 (PFET-Transistor)
und N3 (NFET-Transistor) in Reihe zwischen der Energieversorgungsspannung
VDD und der Referenzerde.
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Jede
Inverterstufe INVi besteht aus dem Paar komplementärer Transistoren
(Pi, Ni). Die Sperrschicht der komplementären Transistoren (Pi, Ni) liegt
an ihren Drain-Anschlüssen
vor, die miteinander verbunden sind. Die besagte Sperrschicht bildet
daher den Ausgangsknoten jedes der Inverterstufen INVi.
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In
dieser bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung werden die Substratpotentiale von Transistoren, die
Inverterstufen bilden, die von der ersten Inverterstufe verschieden
sind, nicht gesteuert, im Gegensatz zu den Transistoren in der ersten
Inverterstufe; daher lässt
man sie schweben.
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Wir
werden nun den Betrieb des Schaltkreises gemäß der Erfindung mit Bezug auf
den Schaltkreis gemäß der bevorzugten
Ausführungsform
der Erfindung, wie sie in 3b dargestellt
ist, beschreiben. Der Kern der Schmitt-Triggerfunktion befindet sich
in der ersten Inverterstufe, die von den Transistoren N1 und P1
gebildet wird, für
welche die Substratpotentiale dynamisch gesteuert werden. Die zweite
Inverterstufe, für
welche die Ausgangsspannung VOUT2 die Substratpotentiale
der ersten Inverterstufe steuert, bildet die Triggersteuerung. Die
dritte und letzte Inver terstufe wird benutzt, um das Signal zu formen
und die globale Invertierfunktion zu erhalten. Dies stellt ein Mittel
bereit, um einen direkten Vergleich mit dem Schmitt-Trigger-Schaltkreises
gemäß des Standes
der Technik zu machen, wie in 2 gezeigt
ist.
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4 zeigt
eine vereinfachte Darstellung, wie der Schaltkreis gemäß der bevorzugten
Ausführungsform
der Erfindung während
eines Wechsels der Schaltkreiseingangsspannung VIN von
0 auf VDD funktioniert, einschließlich der
Zeitdiagramme mit verschiedenen Signalen. Das Zeitdiagramm 4a zeigt den
Wechsel der Eingangsspannung VIN vom Potential
0 auf das Potential VDD. Die Zeitdiagramme
4b und 4b zeigen die Ausgangsspannungen VOUT1 und VOUT2 der ersten zwei Inverterstufen. Das
Zeitdiagramm 4d veranschaulicht absolute Werte von Schwellwertspannungen
VthN1 und VthP1 der
Transistoren N1 und P1 und ihr Schalten, wenn die Ausgangsspannung
VOUT2 der zweiten Inverterstufe schaltet. Schließlich zeigt
das Zeitdiagramm 4e das Verhalten der Ausgangsspannung VOUT des Schmitt-Triggerschaltkreises in Antwort
auf die Änderung
der Eingangsspannung VIN von 0 auf VDD.
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Wie
aus den 4b und 4c ersichtlich
ist, wenn die Eingangsspannung VIN an den
Schaltkreis 0 ist, die Ausgangsspannung VOUT1 des
ersten Inverters gleich VDD und ist die
Ausgangsspannung VOUT2 des Zweitinverters
gleich 0.
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Wie
oben erläutert
werden Substratpotentiale von Transistoren N1 und P1 in der ersten
Inverterstufe durch die Ausgangsspannung VOUT2 des
zweiten Inverters gesteuert. Da VOUT2 gleich
0 ist, ist das Substratpotential des Transistors N1 gleich 0 und
ist ebenfalls das Substratpotential des Transistors P1 gleich 0.
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Da
das Substratpotential von N1 gleich 0 ist, ist die Substrat-Quellenpolarisationsspannung
VBSN1 des Transistors N1 ebenfalls 0. Die
Schwellwertspannung VthN1 des Transistors
N1 ist daher ein Maximum im normalen Schwankungsbereich der Spannung VOUT2, in anderen Worten [0; VDD].
Ebenfalls ist anzumerken, dass die besagte Schwellwertspannung VthN1 größer sein
kann, wenn die Substrat-Quellenpolarisationsspannung VBSN1 des
Transistors N1 negativ wird, in anderen Worten, wenn die Spannung
VOUT2 negativ wird.
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Entsprechend
wird das Substratpotential des Transistors P1 durch ein Nullpotential
gesteuert, folglich ist die Substrat-Quellenpolarisationsspannung VBSP1 gleich VDD.
Der Absolutwert der Schwellwertspannung VthP1 des
Spitzenwerts des behandelten Signals kann nicht erhalten werden,
wenn es durch den Schaltkreis wandert.
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Die
Geometrie der Transistoren N2 und P2 in der zweiten Inverterstufe
(in anderen Worten die steuernden Inverter) und insbesondere ihre
Breiten-zu-Längen-Verhältnisse
ermöglichen
es, die Amplituden der Hysterese-Effekte zu beeinflussen und sogar
die zwei schaltenden Schwellwerte unabhängig voneinander einzustellen.
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Wenn
es einen Übergang
der Schalteingangsspannung VIN von 0 auf
VDD gibt, ist die Schwellwertspannung VthN1 des Transistors N1 größer als
der Absolutwert der Schwellwertspannung VthP1 des
Transistors P1. Die Ausgangsspannung VOUT1 der
ersten Inverterstufe wechselt auf 0, wenn die Schaltkreiseingangsspannung
VIN den besagten Schaltschwellwert V+ erreicht.
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Die
Ausgangsspannung VOUT2 der zweiten Inverterstufe
INV2 schaltet dann auf VDD mit
einer leichten Verzögerung
nach dem Schalten der Ausgangsspannung VOUT1 der
ersten Inverterstufe. Da die Substrate der Transistoren N1 und P1
mit VOUT2 verbunden wurden, invertiert das
Schalten auf VOUT2 das Ungleichgewicht der
Schwellwertspannungen der Transistoren N1 und P1. Das Subastratpotential
von V1 ist dann gleich VDD, folglich ist
die Substrat-Quellenpolarisationsspannung
VBSN1 des Transistors N1 gleich VDD. Der Wert der Schwellwertspannung VthN1 des Transitors N1 wird dadurch minimiert.
Entsprechend ist das Substratpotential des Transistors P1 gleich
VDD, da die Substrat-Quellenpolarisationsspannung
VBSP1 gleich 0 ist. Der Absolutwert der Schwellwertspannung
VthP1 des Transistors P1 wird daher maximiert.
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Schließlich wechselt,
in Antwort auf das Schalten des Ausgangssignals OUT2 der zweiten
Inverterstufe, in anderen Worten beim Schalten des Eingangssignals
auf die dritte Inverterstufe, das Ausgangssignal OUT von der dritten
Inverterstufe, das auch das Schaltkreisausgangssignal ist, vom Zustand
hoch zum Zustand niedrig.
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Der
Betrieb dieses Schaltkreises ist für einen Übergang der Schaltkreiseingangsspannung
VIN vom Potential VDD zu
Potential 0 symmetrisch.
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Wenn
die Schaltkreiseingangsspannung VIN gleich
VDD ist, ist die Ausgangsspannung VOUT1 der ersten Inverterstufe gleich 0 und
ist die Ausgangsspannung VOUT2 der zweiten
Inverterstufe gleich VDD. Die Substratpotentiale
der Transistoren N1 und P1 sind dann gleich VDD.
Die Substrat-Quellenpolarisationsspannung
VBSN1 des Transistors N1 ist daher gleich
VDD und der Wert der Schwellwertspannung VthN1 des Transistors N1 wird daher minimiert.
Die Substrat-Quellenpolarisationsspannung
VBSP1 = 0 und daher wird der Absolutwert
der Schwellwertspannung VthP1 des Transistors
P1 maximiert.
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Die
erste Inverterstufe wird dann geschaltet, wenn die Schaltkreiseingangsspannung
VIN den Schaltschwellwert V- erreicht.
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Der
Schaltschwellwert V- ist kleiner als der Schaltschwellwert
VT0, der erforderlich wäre, um das Schalten der Transistoren
zu beobachten, wenn die Substratverbinder mit ihren entsprechenden
Quellen verbunden wären.
In diesem Fall ist daran zu erinnern, dass es keinen Hysterese-Effekt
geben würde und
dass ein Schalten der Schaltkreiseingangsspannung VIN nicht
stattgefunden hätte,
bis VIN den Schaltschwellwert VT0 erreicht
hätte,
unabhängig
von der Richtung der Änderung.
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Des
Ausgangssignal OUT2 der zweiten Inverterstufe schaltet mit einer
leichten Verzögerung auf
0, wenn das Ausgangssignal OUT1 der ersten Inverterstufe geschaltet
wurde. Ein Schalten von OUT2 invertiert dann das Ungleichgewicht
der Absolutwerte der Schwellwertspannungen VthN1 und
VthP1 der Transistoren N1 und P1. Schließlich und
in Antwort auf das Schalten des Ausgangssignal OUT2 der zweiten Inverterstufe,
in anderen Worten beim Schalten des Eingangssignals auf die dritte
Inverterstufe, das auch das Schaltkreisausgangssignal ist, vom Zustand niedrig
zum Zustand hoch.
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Wie
oben erläutert ändert sich,
wenn OUT2 geschaltet wird, die Richtung der fehlenden Gleichheit
zwischen den Absolutwerten der Spannungsschwellwerte VthN1 und
VthP1 der Tansistoren N1 und P1. Der Verlauf
von VOUT1 wird dann während des Schaltens steiler,
und zwar wegen des Abfalls im Absolutwert der Schwellwertspannung
desjenigen Transistors, der erneut leiten wird (wenn VIN zunimmt,
wird N1 leitend und VthN1 nimmt ab; umgekehrt,
wenn VIN abnimmt, wird P1 erneut leitend
und nimmt der Absolutwert von VthP1 ab).
Dieser Abfall ist jedoch nur zu beobachten, wenn die einfachen Propagationszeiten der
Inverter im Vergleich zur Anstiegszeit des Signals VIN vernachlässigbar
sind. Die zweite und dritte Inverterstufe mindert diesen Abfall
wegen ihrer hohen Spannungsgewinne erheblich.
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Daher
ist der Schmitt-Trigger gemäß der Erfindung
vom Stand der Technik verschieden, insbesondere wegen der Art und
Weise, in welcher das Hysteresephänomen eingeleitet wird. 5 veranschaulicht
die Tatsache, dass Absolutwerte von Spannungsschwellwerten Vth von Transistoren im Kern der Triggerfunktion
stets niedriger sind im Kontext der Erfindung als gemäß im Stand
der Technik. Der Kern der Triggerfunktion im Rahmen der Erfindung
ist das Paar Transistoren (N1, P1) (siehe 3a und 3b),
wohingegen gemäß dem Stand der
Technik der Kern der Triggerfunktion im Transistorenpaar (N2, P2)
ist. (siehe 2).
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Während des
Betriebs des Triggerschaltkreises gemäß des Standes der Technik sind
die effektiven Schwellwertspannungen der Transistoren N2 und P2
die äquivalenten
Schwellwertspannungen VthN2eq und VthP2eq. Die besagten äquivalenten Schwellwertspannungen
VthN2eq und VthP2eq sind
tatsächlich
von den genuinen Schwellwertspannungen VthN2 und
VthP2 der Transistoren N2 und P2 verschieden,
da sie durch die oben beschriebenen Rückkopplungsnetzwerke modifiziert wurden.
Die Absolutwerte der äquivalenten
Schwellwertspannungen VthN2eq und VthP2eq sind wegen der besagten Rückkopplungsnetzwerke
größer als
die genuinen Schwellwertspannungen, die einen größeren Teil der Energie vom
Schaltkreiseingangsgenerator erfordern, und verzögern den Augenblick, zu welchem
der Transistor erneut leitend wird.
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Das
Diagramm auf der linken Seite der 5 veranschaulicht
den Fall, bei dem die Schaltkreiseingangsspannung VIN abnimmt.
Im Rahmen der Erfindung ist die Schwellwertspannung VthN1 des
Transistors N1 größer als
der Absolutwert der Schwellwertspannung VthP1 des
Transistors P2. Im Rahmen des Standes der Technik ist die äquivalente
Schwellwertspannung VthN2eq des Transistors
N2 größer als
der Absolutwert der äquivalenten
Schwellwertspannung VthP2eq des Transistors
P2. Die Schwellwertspannungen [VthN1, abs(VthP1)] der Transistoren, die in der Triggerfunktion
gemäß der Erfindung
benutzt werden, sind kleiner als die Schwellwertspannungen [VthN2eq, abs(VthP2eq)
der Triggerfunktion gemäß des Standes der
Technik, was daran liegt, dass die Erfindungsfunktionen schneller
funktionieren. Umgekehrt veranschaulicht das Diagramm auf der rechten
Seite von 5 den Fall, bei welchem die
Schaltkreiseingangsspannung VIN abnimmt.
Im Rahmen der Erfindung ist der Absolutwert der Schwellwertspannung VthP1 des Transistors P1 größer als
der Wert der Schwellwertspannung VthN1 des
Transistors N1. Im Stand der Technik ist der Absolutwert der äquivalenten
Schwellwertspannung VthP2eq des Transistors
P2 größer als
der Wert des äquivalenten
Spannungsschwellwerts VthN2eq des Transistors
N2. Die Schwellwertspannungen [abs(VthP1,
VthN1) der Transistoren der Triggerfunktion
gemäß der Erfindung
sind kleiner als die Schwellwertspannungen [abs(VthP2eq,
VthN2eq) der Triggerfunktion gemäß des Standes
der Technik, was daran liegt, dass die Erfindungsfunktionen schneller
funktionieren.
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Nach
dem Lesen der obigen Beschreibung wird verstanden werden, dass das
Funktionsprinzip des Schmitt-Triggerschaltkreises gemäß der Erfindung
aus der dynamischen Steuerung des Substratpotentials der komplementären Transistoren
besteht. Im Ergebnis wird der Absolutwert der Schwellwertspannung
des leitenden Transistors herabgesetzt, bevor das Schalten des Eingangs
erfolgt, wird dann der Absolutwert der Schwellwertspannung auf seinen Nominalwert
zurückgesetzt
und der Absolutwert der Schwellwertspannung des anderen komplementären Transistors
herabgesetzt, in Vorbereitung auf ein weiteres Schalten in der umgekehrten
Richtung. Wie oben beschrieben wird die Herabsetzung im Absolutwert
der Schwellwertspannung der Transistoren durch ein Verkleinern des
Absolutwerts ihrer Substrat-Quellenpolarisationsspannung VBS vorgenommen.
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Die
statischen und dynamischen Eigenschaften des Schaltkreises gemäß der Erfindung wurden
mit den entsprechenden Eigenschaften eines Schaltkreises gemäß des Standes
der Technik verglichen. Es wurde herausgefunden, dass der Schaltkreis
gemäß der Erfindung
eine bessere Leistung zeigt als der Schaltkreis gemäß dem Stand
der Technik. Daher ist, für
eine entspre chende Störfestigkeit gegenüber Rauschen
und für
einen weiten Bereich von Energieversorgungsspannungen, der Gütefaktor (unter
Berücksichtigung
der Geschwindigkeit, des Gesamtverbrauchs und der Siliciumoberfläche) der Erfindung
besser als der Gütefaktor
im Stand der Technik.
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Es
wird schnell verstanden werden, insbesondere mit Bezug auf die oben
gegebene Beschreibung des Betriebs des Schaltkreises gemäß der bevorzugten
Ausführungsform
der Erfindung, dass ein Schaltkreis, der aus zwei Inverterstufen
besteht und bei welchen die Substratpotentiale des Transistors der
ersten Inverterstufe durch das Ausgangssignal der zweiten Inverterstufe
gesteuert werden, auch die gewünschte
Funktion ausübt,
mit Ausnahme einer Inversion, wobei die Vorteile der SOI-Technologie
vollständig
genutzt werden.
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6 zeigt
eine weitere Ausführungsform des
Inverterschaltkreises mit Hysterese gemäß der Erfindung. Diese Darstellung
zeigt eine einfache Ausführungsform
der Erfindung, in welcher das Schaltkreislayout ähnlich ist zu dem im Stand
der Technik, wie er in 2 gezeigt ist. Diese einfache Ausführungsform
umfasst bevorzugterweise nur vier Transistoren.
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Der
Kern der Triggerfunktion besteht aus den Transistoren P1 (PFET-Transistor)
und N1 (NFET-Transistor),
in Serie geschaltet zwischen der Energieversorgungsspannung VDD und der Referenzerde.
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Die
Gitter der Transistoren P1 und N1 sind miteinander verbunden, um
das Schaltkreiseingangssignal IN zu empfangen, während die Drain-Anschlüsse der
Transistoren P1 und N1 miteinander verbunden sind, um das Schaltkreisausgangssignal
OUT zu bilden.
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Das
Ausgangssignal OUT des Schaltkreises wird auch an die Gitter der
zwei Transistoren P2 (PFET-Transistor) und N2 (NFET-Transistor)
gelegt. Die Transistoren P2 und N2 führen eine dynamische Steuerfunktion
für Substratpotentiale
der Transistoren P1 und N1 aus.
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Das
Substratpotential des Transistors P1 wird durch das Signal am Drain-Anschluss
des Transistors N2 dynamisch gesteuert und das Substratpotential
des Transistors N1 wird durch das Signal am Drain-Anschluss des
Transistors P2 dynamisch gesteuert. Die Quelle und der Substratverbinder
des Transistors N2 sind fest mit der Erde verbunden, wohingegen
die Quelle und der Substratverbinder des Transistors P2 fest mit
der Energieversorgungsspannung VDD verbunden
ist.
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Bevorzugterweise
können
auch die Substratverbinder der Transistoren N1 und P1 miteinander verbunden
sein und können
dieselbe dynamische Steuerung miteinander teilen.
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Schließlich wird
verstanden werden, dass der Schaltkreis gemäß der Ausführungsform, wie sie in 6 gezeigt
ist, zwei CMOS-Inverter umfasst, die in Serie verkettet sind, für welche
der Ausgang der zweiten Inverterstufe die Substrate der Transistoren in
der ersten Inverterstufe steuert; der Ausgang des Schaltkreises
wird durch den Ausgang des ersten Inverters bestimmt und nicht durch
den Ausgang des zweiten Inverters.
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Abhängig von
der gewünschten
Zielrichtung für
eine Optimierung des Schaltkreises gemäß der Erfindung (Störfestigkeit
gegenüber
Rauschen, Geschwindigkeit, Verbrauch, Kompaktheit) kann der besagte
Schaltkreis auf verschiedene Art und Weise angeordnet werden. Die
Eigenschaften der besagten Varianten können alleine oder in beliebigen
Kombinationen gewählt
werden, um einen Triggerschaltkreis mit Hysterese gemäß der Erfindung
zu erzeugen.
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Die
Substratpotentiale der PFET-Transistoren von mindestens einer gesteuerten
Inverterstufe, vorzugsweise der ersten, können durch ein erstes Steuersignal
gesteuert werden, und die Substratpotentiale der komplementären NFET-Transistoren können durch
ein zweites Steuersignal gesteuert werden, mit anderen Worten kann
die Steuerung der Substratpotentiale von PFET-Transistoren mit Vorteil von der Steuerung
der Substratpotentiale der NFET-Transistoren entkoppelt werden.
Es ist von Vorteil, wenn das erste Steuersignal durch einen ersten
Zustand des Schaltkreises am Ausgang der besagten gesteuerten Inverterstufe
bestimmt wird und das zweite Steuersignal durch einen zweiten Zustand des
Schaltkreises auf der Ausgangsseite der besagten gesteuerten Inverterstufe
bestimmt wird. Das durch den ersten Zustand des Schaltkreises bestimmte
Signal kann folglich das Ausgangssignal einer ersten Inverterstufe
sein, die erste Steuerinverterstufe genannt, welche am Ausgang der
besagten gesteuerten Inverterstufe platziert ist und das Signal, das
durch den zweiten Zustand des Schaltkreises bestimmt wird, kann
das Ausgangssignal einer zweiten Inverterstufe, die zweite gesteuerte
Inverterstufe genannt, sein, und ebenfalls am Ausgang der gesteuerten
Inverterstufe vorliegen.
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Insbesondere
veranschaulicht 7 einen ähnlichen Fall, bei dem die
Substratpotentiale der Transistoren N1 und P1, die die erste Inverterstufe bilden,
voneinander entkoppelt sind. Die erste Inverterstufe ist in diesem
Fall eine gesteuerte Inverterstufe. Das Substratpotential der Transistoren
P1 wird durch die Ausgangsspannung VOUT2p einer
ersten Steuerinverterstufe INVP2 dynamisch
gesteuert. Das Substratpotential des Transistors N1 wird durch die Ausgangsspannung
VOUT2N einer zweiten Steuerinverterstufe
INVN2 dynamisch gesteuert.
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Die
Substratpotentiale der PFET-Transistoren mindestens einer gesteuerten
Inverterstufe, bevorzugterweise die erste Inverterstufe, können nicht alle
durch dasselbe Steuersignal gesteuert werden, und auf ähnliche
Weise müssen
die Substratpotentiale der komplementären NFET- Transistoren nicht durch dasselbe Steuersignal
gesteuert werden, mit anderen Worten kann die Steuerung der Substratpotentiale
der PFET-Transistoren mit Vorteil voneinander entkoppelt werden
(und entsprechend kann die Steuerung der komplementären NFET-Transistoren entkoppelt
werden). Mit Vorteil können
Paare von PFET- und NFET-Transistoren in Gruppen zusammengefasst
werden, so dass ihre Substratpotentiale durch dasselbe Steuersignal
gesteuert werden. Zum Beispiel steuert ein erstes Steuersignal die
Substratpotentiale von Paaren von PFET- und NFET-Transistoren (das
erste Steuersignal ist das Signal, das durch den ersten Zustand
des Schaltkreises bestimmt wird und am Ausgang der gesteuerten Inverterstufe
anliegt) und das zweite Steuersignal steuert Substratpotentiale
von anderen Paaren von PFET- und NFET-Transistoren (das zweite Steuersignal
ist ein Signal, das für
einen zweiten Zustand des Schaltkreises bestimmt ist, und zwar auf
der Ausgangsseite der gesteuerten Inverterstufe). Das Signal, das
durch den ersten Zustand des Schaltkreises bestimmt wird, kann ein
Ausgangssignal einer ersten Inverterstufe, Steuerinverterstufe genannt,
sein, welches am Ausgang der gesteuerten Inverterstufe anliegt,
und das Signal, das durch den zweiten Zustand des Schaltkreises
bestimmt wird, kann das Ausgangssignal einer zweiten Inverterstufe,
zweite Steuerinverterstufe genannt, sein, und ebenfalls am Ausgang
der gesteuerten Inverterstufe anliegen. Jede Steuerinverterstufe
ist bevorzugterweise durch eine ungerade Zahl (oder Null) von Inverterstufen
in Serie zwischen der gesteuerten Inverterstufe und der Steuerstufe
von der gesteuerten Inverterstufe getrennt.
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In
diesem Zusammenhang zeigt 8 einen Schaltkreis
gemäß der Erfindung,
der vier Inverterstufen umfasst und in welchem die erste Inverterstufe,
gesteuerte Inverterstufe genannt, aus einem oberen Zweig, der zwei
PFET-Transistoren P1 und P2 und einen unteren Zweig, der zwei komplementäre NFET-Transistoren
N2 und N1 umfasst, besteht. Die Substratpotentiale der Transistoren
P2 und N2, die zu einer ersten Gruppe gehören, die aus mindestens einem
Paar von PFET- und NFET-Transistoren besteht, werden durch die Ausgangsspannung
VOUT2 der zweiten Inverterstufe INV2, die Steuerinverterstufe genannt, dynamisch
gesteuert. Die Substratpotentiale der Transistoren P1 und N1, die
aus einer zweiten Gruppe von mindestens einem Paar von PFET- und
NFET-Transistoren besteht, werden durch die Ausgangsspannung VOUT4 einer Viertelinverterstufe INV4, Steuerinverterstufe genannt, dynamisch
gesteuert. Die Steuerinverterstufen INV2 und
INV4 sind jeweils von der gesteuerten Inverterstufe
durch eine ungerade Zahl oder Null Inverterstufen in Serie getrennt:
Die Steuerinverterstufe INV2 ist unmittelbar benachbart
zum Ausgang der gesteuerten Inverterstufe (die Zahl der Inverterstufen
zwischen der gesteuerten Inverterstufe und INV2 ist
dann Null) und die Steuerinverterstufe INV4 ist
durch die gesteuerte Inverterstufe durch die Inverterstufen INV2 und INV3 getrennt
(die gerade Zahl ist dann gleich 2). Schließlich ist anzumerken, dass
der Ausgang OUT des Schaltkreises direkt mit dem Ausgang OUT3 der
dritten Inverterstufe INV3 verbunden ist.
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Jede
Inverterstufe kann aus einer Anzahl von PFET- und NFET-Transistoren
bestehen (nicht notwendigerweise dieselbe Anzahl) in Serie zwischen dem
ersten und zweiten Energieversorgungspotential. Dies stellt auch
ein Mittel bereit, mit dem man mit Vorteil die Transfereigenschaften
des Hystereseschaltkreises mit Bezug auf die Hälfte der Energieversorgungsspannung
VDD/2 kompensieren kann, was hilfreich für spezielle
Anwendungen sein kann. Das einfachste Beispiel im Zusammenhang mit
dieser Variante besteht zum Beispiel darin, zwei NFETs und einen
PFET zwischen der Spannungsversorgung und der Erde in Serie zu schalten,
um eine Inverterstufe zu erzeugen.
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Jede
Inverterstufe kann auch dazu gebracht werden, eine ungerade Zahl
von einfachen Invertern, die in Serie verkettet sind, zu bilden.
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Die
Substratpotentiale der Transistoren der ersten Stufe sind nicht
notwendigerweise nur Transistoren, die dynamisch gesteuert werden.
Die Substratpotentiale der Transistoren, die von der ersten Stufe
verschieden sind, kann man daher entweder schweben lassen oder können konventionell
mit der Energieversorgungsspannung für PFETs oder der Erde für NFETs
verbunden werden, oder sie können durch
einen Zustand des Schaltkreises am Ausgang und insbesondere durch
das Ausgangssignal einer Inverterstufe benachbart am Ausgang dynamisch
gesteuert werden. Bevorzugterweise umfasst der Schaltkreis gemäß der Erfindung
mehrere Inverterstufen, die eine nach der anderen miteinander verkettet
sind und in einer verschachtelten Weise betrieben werden, um die
Rückkopplungssteuerung
zu verstärken.
Folglich werden die Substratpotentiale der Transistoren einer Inverterstufe,
die von der letzten Inverterstufe verschieden ist, durch das Ausgangssignal der
Inverterstufe gesteuert, die am Ausgang der Kette der Inverter liegt,
und lässt
man die Substratpotentiale der Transistoren der letzten Inverterstufe
entweder schweben oder verbindet sie fest mit der Energieversorgungsspannung.
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7 zeigt
diese Art von Verschachtelung von Inverterstufen, gemeinsam mit
der Charakteristik einer Steuerung, die von den Substratverbindern
der NFET- und PFET-Transistoren entkoppelt ist. Daher wird das Substratpotential
des PFET-Transistors P1 der ersten Inverterstufe durch die Ausgangsspannung
VOUT2p des Inverters INVP2 gesteuert,
und wird das Substratpotential des Transistors im Inverter INVP2 durch die Ausgangsspannung VOUT des
Inverters INV3 gesteuert. Symmetrisch wird
das Substratpotential des NFET-Transistors N1 der ersten Inverterstufe
durch die Ausgangsspannung VOUT2n des Inverters
INVN2 gesteuert und wird das Substratpotential
der Transistoren im Inverter INVN2 durch
die Ausgangsspannung VOUT des Inverters
INVN3 gesteuert.
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Es
ist offensichtlich, dass die Erfindung nicht auf die bestimmten
Ausführungsformen,
wie sie oben beschrieben wurden, beschränkt ist, sondern jeden Trigger
mit Hysterese umfasst, Inverter oder nicht, der mit den Ansprüchen übereinstimmt.
Insbesondere ist die Erfindung nicht lediglich auf einen Triggerschaltkreis
mit Hysterese anwendbar, sondern beinhaltet jeden integrierten Schaltkreis
auf einem Halbleiter-auf-Isolator-Substrat, insbesondere auf einem SOI-Substrat,
der einen solchen Schaltkreis mit Hysterese gemäß den Ansprüchen umfasst.