DE60016432T2

DE60016432T2 - Schleifenfilter mit einem switched-capacitor-widerstand für einen phasenregelkreis

Info

Publication number: DE60016432T2
Application number: DE60016432T
Authority: DE
Inventors: Nikolaus Klemmer
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1999-10-01
Filing date: 2000-09-21
Publication date: 2005-12-15
Anticipated expiration: 2020-09-22
Also published as: EP1216508A1; CN1183677C; JP2003517755A; WO2001026230A1; EP1216508B1; ATE284092T1; US6420917B1; DE60016432D1; CN1377521A; AU4027301A

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Diese Erfindung betrifft Phasenregelschleifenfilterschaltungen und insbesondere einen Schleifenfilter mit einem Schaltkondensatorwiderstand.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Phasenregelschleifenschaltungen werden üblicherweise in Schaltungen verwendet, die die Erzeugung eines hochfrequenten periodischen Signals erfordern, wobei die Frequenz des Signals ein genaues Vielfaches der Frequenz von einem sehr stabilen und rauscharmen Referenzfrequenzsignal ist. Phasenregelschleifenschaltungen finden auch Anwendung, wenn die Phase des Ausgangssignals der Phase des Referenzsignals folgen muss, daher der Name Phasenregelschleife.
Phasenregelschleifenschaltungen werden verwendet, um lokale Oszillatorsignale bei Funkempfängern und Sendern zu erzeugen. Das lokale Oszillatorsignal wird für die Kanalauswahl verwendet und ist daher ein Vielfaches von einem stabilen, rauscharmen und häufig temperaturkompensierten Referenzsignalgenerator. Phasenregelschleifenschaltungen werden ebenfalls für Taktrückgewinnungsanwendungen in digitalen Kommunikationssystemen, Plattenlaufwerk-Lesekanälen und ähnlichem verwendet. Phasenregelschleifenschaltungen werden ebenfalls in Frequenzmodulatoren und bei der Demodulation von frequenzmodulierten Signalen verwendet. Ein Überblick von typischen Anwendungen ist in "Monolithic Phase-Locked Loops and Clock Recovery Circuits, Theory and Design", Behzad Razavi, IEEE Press, 1996, erläutert.
Eine typische Phasenregelschleifenschaltung enthält einen Schleifenfilter, der einen Phasendetektor mit einem spannungsgesteuerten Oszillator verbindet. Schleifenfilter definieren die Dynamiken der Phasenrastungsrückführschleife, so dass bestimmte Stabilitätskriterien erfüllt sind und die Schleife nicht in einen Oszillationszustand eintritt. Bei Phasenregelschleifenschaltungen zweiter und höherer Ordnung wird diese Stabilisierung üblicherweise durch Einsetzen eines Widerstands in den Schleifenfilter erreicht. Der Widerstand erzeugt thermisches Rauschen, das einen Beitrag zu dem Phasenrauschspektrum des Phasenregelschleifenausgangssignals leistet. Das Schleifenfilterwiderstandsrauschen kann das gesamte Phasenrauschen in der Nachbarschaft der Schleifenbandbreite dominieren.
In der JP 63227120A ist eine Schaltschaltung mit einem einzelnen Shunt-Kondensator offenbart. Jedoch ist der Zweck der Konstruktion dieser Schaltschaltung nicht das Reduzieren des thermischen Rauschens.
Ein Artikel mit dem Titel "Analysis of a hybrid Analog/Switched-Capacitor Phase-Locked Loop", IEEE Transactions on circuits and systems, Band 37, Nr. 2, Februar 1990, offenbart eine Phasenregelschleife mit einem Schaltkondensatorfilter. Dieser Artikel ist nicht auf die Lösung der vorstehend genannten Probleme gerichtet.
Daher besteht eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, eine Schaltung und ein Verfahren zur Verfügung zu stellen, wodurch das thermische Rauschen gemäß der obigen Diskussion reduziert wird.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß der Erfindung ist eine Phasenregelschleifenschaltung vorgesehen, die einen Schleifenfilter mit einem Schaltkondensatorwiderstand aufweist.
Allgemein ausgedrückt ist hier eine Phasenregelschleifenschaltung mit verbesserten Phasenrauscheigenschaften offenbart, die einen spannungsgesteuerten Oszillator beinhaltet, der ein oszillierendes Ausgangssignal erzeugt, das von einem Spannungssteuereingang abhängig ist. Eine Referenzquelle stellt ein Referenzfrequenzsignal zur Verfügung. Ein Phasendetektor ist funktional mit dem spannungsgesteuerten Oszillator und der Referenzquelle verbunden, um einen Ausgang zu erzeugen, der proportional zu einer Phasendifferenz zwischen dem oszillierenden Ausgangssignal und dem Referenzfrequenzsignal ist. Ein Schleifenfilter verbindet den Phasendetektorausgang mit dem Spannungssteuereingang. Der Schleifenfilter enthält einen Kondensator und eine Schaltschaltung. Die Schaltschaltung verbindet den Kondensator abwechselnd mit dem Phasendetektorausgang und der Erde.
Es ist ein Merkmal der Erfindung, dass der Schleifenfilter einen zweiten Kondensator, der zwischen der Schaltschaltung und dem Phasendetektorausgang angeschlossen ist, und einen weiteren Kondensator aufweist, der zwischen dem Phasendetektorausgang und der Erde angeschlossen ist.
Es ist ein weiteres Merkmal der Erfindung, dass die Schaltschaltung einen ersten Transistor, der den Kondensator mit dem Phasendetektorausgang verbindet, und einen zweiten Transistor aufweist, der den Kondensator mit Erde verbindet. Die Schaltschaltung weist außerdem eine nicht-überlappende Taktgeneratorschaltung zur Steuerung des ersten und zweiten Transistors auf. Die Taktgeneratorschaltung arbeitet mit einer Frequenz oberhalb einer Schleifenbandbreite der Phasenregelschleifenschaltung.
Ein weiteres Merkmal der Erfindung besteht darin, dass der Phasendetektor einen Phasenfrequenzdetektor aufweist. Der Phasendetektor weist außerdem eine Ladungspumpenschaltung auf, und der Schleifenfilter konvertiert Stromimpulse von der Ladungspumpenschaltung in eine Spannung an dem Spannungssteuereingang. Der Phasendetektor enthält ein Paar flankengeschaltete, rücksetzbare Flipflops, und das oszillierende Ausgangssignal und das Referenzfrequenzsignal sind Taktsignale für die Flipflops, und die Flipflops steuern die Ladungspumpenschaltung.
Es ist noch ein weiteres Merkmal der Erfindung, Dividierer vorzusehen, die das oszillierende Ausgangssignal und das Referenzfrequenzsignal mit dem Phasendetektor verbinden.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine Phasenregelschleifenschaltung offenbart, die einen spannungsgesteuerten Oszillator aufweist, der ein oszillierendes Ausgangssignal erzeugt, das von einem Spannungssteuereingang abhängig ist. Eine Referenzquelle stellt ein Referenzfrequenzsignal zur Verfügung. Ein Phasenfrequenzdetektor ist funktional mit dem spannungsgesteuerten Oszillator verbunden, und die Referenzquelle erzeugt einen Ausgang mit positiven oder negativen Stromimpulsen, die Breiten haben, die proportional zu einer Phasendifferenz zwischen dem oszillierenden Ausgangssignal und dem Referenzfrequenzsignal sind. Ein Schleifenfilter verbindet den Phasendetektorausgang mit dem Spannungssteuereingang. Der Schleifenfilter enthält einen Integrierer, der Stromimpulse in eine Spannung an dem Spannungssteuereingang konvertiert sowie einen Kondensator und eine Schaltschaltung aufweist. Die Schaltschaltung verbindet den Kondensator abwechselnd mit dem Spannungsdetektorausgang und der Erde.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der Beschreibung und aus den Zeichnungen leicht ersichtlich.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockdiagramm von einer Phasenregelschleifenschaltung;
2 ist ein Blockdiagramm von einem Phasenfrequenzdetektor und einer Ladungspumpenschaltung der Schaltung aus 1;
3 ist ein Blockdiagramm, das einen Teil der Phasenregelschleifenschaltung aus 1 darstellt, einschließlich einer schematischen Darstellung mit einer Schleifenfilterschaltung gemäß Stand der Technik;
4 ist ein Blockdiagramm, das einen Teil der Phasenregelschleifenschaltung aus 1 darstellt, einschließlich einer schematischen Darstellung mit einer Schleifenfilterschaltung gemäß der Erfindung; und
5 ist eine Kurve, die die spektrale Rauschspannungsdichte für einen Schaltkondensatorwiderstand darstellt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Es wird zunächst auf 1 Bezug genommen, wobei eine typische Implementierung von einer Phasenregelschleifenschaltung 10 verwendet werden kann, um lokale Oszillatorsignale in einem Funkempfänger oder einem Sender zu erzeugen, wie zum Beispiel in zellularen Telefonen. Die Schaltung 10 enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 12, der ein oszillierendes Ausgangssignal auf einer Leitung 14 in abhängig von einem Spannungssteuereingang auf einer Leitung 16 erzeugt. Eine Referenzquelle 18 stellt ein Referenzfrequenzsignal auf einer Leitung 20 zur Verfügung. Das Referenzfrequenzsignal auf der Leitung 20 wird über einen ersten Dividierer 22 mit einem Eingang von einem Phasendetektor 24 gekoppelt. Das oszillierende Ausgangssignal auf der Leitung 14 wird über einen zweiten Dividierer 26 mit einem zweiten Eingang von dem Phasendetektor 24 verbunden. Insbesondere wird das Referenzfrequenzsignal durch ein Referenzdivisionsverhältnis R dividiert. Auf ähnliche Weise wird das oszillierende Ausgangssignal durch ein Hauptdivisionsverhältnis N dividiert.
Der Phasendetektor 24 stellt ein Ausgangssignal zur Verfügung, das proportional zu einer Phasendifferenz von seinen beiden Eingangssignalen ist. Ein Schleifenfilter 28 filtert das Phasendetektorausgangssignal, um ein Spannungssteuersignal auf der Leitung 16 zu erzeugen.
Abhängig von der Schaltungsimplementierung kann der Phasendetektor 24 einen Phasenfrequenzdetektor aufweisen. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel der Erfindung enthält der Phasendetektor 24 eine Kombination aus einem Phasenfrequenzdetektor 30 und einer Ladungspumpenschaltung 32, wie in 2 dargestellt.
Der Phasenfrequenzdetektor 32 ist als eine digitale Schaltung implementiert, die zwei flankengesteuerte rücksetzbare Flipflops 34 und 36 vom D-Typ aufweist, deren D-Eingänge mit einer logischen 1 verbunden sind. Das Referenzsignal, bezeichnet mit REF, von dem Dividierer 32 wirkt als das Taktsignal für das erste Flipflop 34. Das oszillierende Signal, bezeichnet mit VCO, von dem Dividierer 26 wirkt als ein Taktsignal für das zweite Flipflop 36. Der Ausgang von dem ersten Flipflop 34 beinhaltet einen "UP"-Ausgang. Der Ausgang von dem zweiten Flipflop 36 beinhaltet einen tiefen oder "DN"-Ausgang. Die Ausgänge von den Flipflops 34 und 36 sind außerdem mit den Eingängen von einem UND-Gate 38 verbunden. Der Ausgang von dem UND-Gate 38 ist mit den Rücksetzeingängen der Flipflops 34 und 36 verbunden.
Der Impulsfrequenzdetektor 30 funktioniert so, dass der UP-Ausgang durch die REF-Flanke auf eine logische 1 gesetzt wird, wenn sie vor der VCO-Flanke eintrifft. Durch die spätere VCO-Flanke wird der UP-Ausgang zurück auf eine logische 0 gesetzt. Der DN-Ausgang wird auf eine logische 1 gesetzt, wenn die VCO-Flanke vor der REF-Flanke eintrifft, und dann durch die spätere REF-Flanke auf 0 zurückgesetzt. Die logischen Einsen des UP- und DN-Ausgangs aktivieren die Ladungspumpenschaltung 32, wie nachfolgend beschrieben wird, so dass entweder positive oder negative Stromimpulse an dem Ladungspumpenausgang ankommen, bezeichnet mit CPOUT. Die Breite dieser Impulse ist proportional zu der Phasendifferenz der REF- und VCO-Signale.
Die Ladungspumpenschaltung 32 beinhaltet eine erste und eine zweite Stromreferenzquelle 40 und 42, die in Reihe zwischen der Versorgung und der Erde verbunden sind. Die erste Stromquelle 40 wird durch den UP-Ausgang betätigt. Die zweite Stromquelle wird durch den DN-Ausgang betätigt. Die Verbindung zwischen den Stromquellen 40 und 42 trägt den Ladungspumpenausgangsstrom CPOUT.
Der Zweck der Phasenregelschleifenschaltung 10 aus 1 besteht darin, die Ausgangsfrequenz von dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 einzustellen und eine Phasenrastung mit dem Referenzsignal von der Quelle 18 zu erreichen. Bei der Implementierung des Phasendetektors 24 aus 1 müssen die Stromimpulse an dem Ladungspumpenausgang integriert und in eine Spannung konvertiert werden, die dem Spannungssteuereingang des Oszillators 12 zugeführt werden kann. Diese Konvertierung ist durch den Schleifenfilter 28 implementiert. Zusätzlich zu seiner Funktion als ein Integrierer bestimmt der Schleifenfilter 28 außerdem die Stabilität der Rückführschleife.
Unter Bezugnahme auf 3 ist ein Teil der Phasenregelschleifenschaltung 10 aus 1 unter Verwendung einer Schleifenfilterschaltung 44 gemäß Stand der Technik dargestellt. Die Schleifenfilterschaltung 44 ist ein Netzwerk, das einen seriengeschalteten Kondensator C₁ und einen Widerstand R₁ aufweist, die zwischen dem Ladungspumpenausgang und der Erde sowie parallel zu einem zweiten Kondensator C₂ geschaltet sind. Wenn der Wert des zweiten Kondensators C₂ gleich 0 ist, dann ist der Schleifenfilter 44 bekanntermaßen ein Filter zweiter Ordnung. Sonst ist der Schleifenfilter ein Filter dritter Ordnung.
Der Wert des Widerstands R₁ muss so eingestellt sein, dass ein gewünschter Wert für einen Dämpfungsfaktor erreicht wird. Normalerweise ist der Dämpfungsfaktor nahe 1/√2 von dem kritisch gedämpften Fall. Wenn R₁ so gewählt ist, um gleich 0 zu sein, dann geht die Schleife in eine ungedämpfte Oszillation über, wobei die Frequenz der Oszillation die Eigenfrequenz der Schleife ist, wie bekannt ist.
Obwohl der Widerstand R₁ und der Schleifenfilter 44 wesentlich für stabile Schleifendynamiken sind, führen sie zu verschiedenen Nachteilen. Der Schleifenfilterwiderstand R1 erzeugt eine thermische Rauschspannung an dem Spannungssteuereingang des Oszillators und moduliert somit die Phase von dem VCO 12 in einer zufälligen Weise. Für kleine Frequenzen wird das Widerstandsrauschen des Schleifenfilters größtenteils gedämpft. Wenn die Frequenz ansteigt, dann steigt auch der Beitrag des Phasenrauschens des Widerstands. Für große Einstellempfindlichkeiten bei kleinen Schleifenbandbreiten ist der Beitrag des Schleifenfilterwiderstands R₁ für das gesamte Ausgangsphasenrauschen beträchtlich. Insbesondere dominiert der Schleifenfilterwiderstand R₁ das gesamte Phasenrauschen in der Nähe der Schleifenbandbreite.
Ein weiterer Nachteil des Schleifenfilters 44 gemäß Stand der Technik besteht darin, dass über der Zeit die Versorgungsspannung abnimmt, durch die die Phasenregelschleifenschaltung 10 und der spannungsgesteuerte Oszillator 12 gespeist werden. Um den gleichen Frequenzeinstellbereich für das Ausgangssignal mit einem geringeren verfügbaren Schwingen für die VCO-Steuerspannung beizubehalten, ist es erforderlich, dass die Einstellempfindlichkeit von dem VCO 12 erhöht wird. Dadurch wird das erreichbare Phasenrauschen verschlechtert. Es ist daher schwieriger, die Phasenrauschanforderungen für Implementierungen der Frequenzsyntheseblöcke mit geringerer Versorgungsspannung zu erfüllen.
Gemäß der Erfindung wird die Funktionalität des Widerstands in einem Schleifenfilter ohne Addieren des Anteils des Rauschens implementiert, das durch einen Widerstand addiert wird. Dadurch werden die gleichen Dynamiken einer Phasenregelschleifenschaltung erreicht, wobei das Phasenrauschen abgesenkt wird. Es ist insbesondere gewünscht, den Beitrag des Rauschens bis zu dem Punkt abzusenken, an dem andere Rauschquellen in einer Schleife dominieren und schließlich die Leistungsfähigkeit begrenzen.
Unter Bezugnahme auf 4 ist ein Teil der Phasenregelschleifenschaltung 10 aus 1 unter Verwendung eines Schleifenfilters 46 gemäß der Erfindung dargestellt. Die Schleifenfilterschaltung 46 verwendet die Kondensatoren C₁ und C₂ wie in 3. Jedoch ist der Widerstand R₁ durch eine einem Schaltkondensator äquivalente Widerstandsschaltung 48 ersetzt. Die Schaltung 48 enthält einen Kondensator C_R und eine Schaltschaltung 50.
Die bevorzugte Anwendung der Phasenregelschleifenschaltung 10 erfolgt in Verbindung mit einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC). Trotzdem kann die Phasenregelschleifenschaltung 10 auch mit anderen Anwendungen verwendet werden.
Für ein Schaltkondensator-Äquivalent kann allgemein angenommen werden, dass ein Kondensator C mit einer Quelle für die Zeit m·T verbunden ist. Durch die Ladung, die zu dem Kondensator strömt, wird über dem Kondensator eine Spannung V gemäß Q = C·V aufgebaut. Dann wird der Kondensator von der Quelle getrennt, und für die Zeit (1–m)·C wird der Kondensator entladen. Daher wurde während der Zeit T die Ladung Q = C·V aus der Quelle übertragen. Somit beträgt der durchschnittliche Strom I = Q/T = V/(T/C), und die Anordnung implementiert einen äquivalenten Widerstandswert von
Damit die Durchschnittsbildung genau ist, ist es erforderlich, dass die Abtastfrequenz, nämlich f_s = 1/T, deutlich über der Frequenz des Signals liegt, das durch die Quelle geliefert wird. Es ist ebenfalls erforderlich, dass der Kondensator während der Zeit (1–m)·T vollständig entladen wird, da andererseits der äquivalente Widerstand von R = T/C abweicht. Der äquivalente Widerstandswert hängt nicht vom Schaltzyklus m ab.
Die vorstehend beschriebene Implementierung des Widerstandes ist nur dann praktisch, wenn die Menge an Rauschen, die durch die Schaltung erzeugt wird, unter dem Rauschpegel des herkömmlichen Widerstands liegt, wie in 3 gezeigt. Für das Zeitintervall (1–m)·T wird der Kondensator verkürzt, und die rms-Rauschspannung über dessen Anschlüssen kann als v² _RMS = kT/C gezeigt werden. Zu dem Zeitpunkt, zu dem der Schalter umgeschaltet wird, um den Kondensator mit der Quelle zu verbinden, wird die momentane Rauschspannung über den Kondensatoranschlüssen abgetastet und nicht verändert, bis der Zyklus erneut startet. Da es erforderlich ist, dass der Kondensator während der Zeit (1–m)·T vollständig entladen wird, erfüllt die Abtastfrequenz f_s nicht das Nyquist-Kriterium bezüglich der Bandbreite des Rauschspektrums über den Kondensatoranschlüssen, und es findet ein starkes Aliasing findet statt. Daher wird die gesamte Rauschleistung in dem Frequenzbereich –f_s/2 ≤ f ≤ f_s/2 mit der Spektraldichte kT/(f_sC) gefaltet. Das Spektrum der abgetasteten und gehaltenen (für die Zeit m·T) Rauschspannung beträgt dann (unter Verwendung von R = 1/(f_sC)):
5 zeigt die spektrale Rauschspannungsdichte für einen äquivalenten 10kΩ Widerstand, f_s = 1MHz und m = 0,5.
Die Schaltschaltung 50, durch die der Kondensator C_R mit dem Rest des Schleifenfilters 46 oder mit der Erde verbunden ist, ist durch Schalter in der Form von MOS-Transistoren Q₁ und Q₂ implementiert. Die Schalter Q₁ und Q₂ werden durch einen nicht-überlappenden Taktgenerator 52 gesteuert, der durch eine Signalquelle mit der Frequenz f_s und einem Tastzyklus m angesteuert wird. Die Schaltsteuerung ist so, dass der erste Transistor Q₁ für die Zeit m/f_s eingeschaltet ist und der zweite Transistor Q₂ für die Zeit (1–m)/f_s eingeschaltet ist. Wenn die Schaltfrequenz f_s als deutlich über der Schleifenbandbreite der Phasenregelschleifenschaltung 10 und C_R = 1/(R₁f_s) gewählt ist, dann ist der Schleifenfilter 46 äquivalent zu dem Schleifenfilter 44, der in 3 gezeigt ist.
Der Kondensator C₁ ist zwischen dem Phasendetektorausgang und einem Kollektor des Transistors Q₁ angeschlossen. Der Emitter von dem ersten Transistor Q₁ ist mit dem Kollektor des zweiten Transistors Q₂ verbunden. Der Emitter des zweiten Transistors Q₂ ist mit der Erde verbunden. Der Kondensator C_R ist mit der Verbindung der Transistoren Q₁ und Q₂ sowie mit der Erde verbunden. Die Basen der Transistoren Q₁ und Q₂ sind mit dem nicht-überlappenden Taktgenerator 52 verbunden.
Die offenbarte Schleifenfilterschaltung 46 erzeugt einen Beitrag des Phasenrauschens des äquivalenten Widerstands deutlich unter dem gesamten Phasenrauschpegel im Vergleich zu dem Schleifenfilter 44 aus 3. Als Ergebnis dominieren andere Rauschquellen das Rauschverhalten der Schleife.
Obwohl der Schleifenfilter 46 in Verbindung mit einer digitalen Phasenregelschleifenschaltung unter Verwendung eines Phasenfrequenzdetektors 30 und einer Ladungspumpe 32 offenbart ist, kann der Schleifenfilter 46 in Verbindung mit anderen Typen von Phasendetektor-Implementierungen und Phasenregelschleifenschaltungen verwendet werden, wie dies offensichtlich ist.
Daher ist gemäß der Erfindung ein Phasenregelschleifenfilter mit einem Schaltkondensatorwiderstand vorgesehen, um die Phasenrauscheigenschaften des Ausgangssignals zu verbessern, das durch die Phasenregelschleifenschaltung erzeugt wird.

Claims

Phasenregelkreis-Schaltung (10), mit: einem spannungsgesteuerten Oszillator (12), der abhängig von einem Spannungssteuereingang ein oszillierendes Ausgangssignal erzeugt; einer Referenzquelle (18), die ein Referenzfrequenzsignal zur Verfügung stellt; einem funktional mit dem spannungsgesteuerten Oszillator (12) und der Referenzquelle (18) verbundenen Phasendetektor (24), der einen Ausgang erzeugt, der proportional zu einer Phasendifferenz zwischen dem oszillierenden Ausgangssignal und dem Referenzfrequenzsignal ist; einem Schleifenfilter (28), durch den der Phasendetektorausgang mit dem Spannungssteuereingang verbunden ist, wobei die Phasenregelkreis-Schaltung (10) dadurch gekennzeichnet ist, dass der Schleifenfilter (28) aufweist: einen ersten Shunt-Kondensator (C₁), der mit dem Ausgang von dem Phasendetektor (24) verbunden ist; einen Schalt-Kondensator (C_R); und eine Schalt-Schaltung (50), um den Schalt-Kondensator (C_R) alternierend in Reihe mit dem ersten Shunt-Kondensator (C₁) und mit Erde zu verbinden, so dass der Schalt-Kondensator in dem Schleifenfilter (28) als ein Widerstandselement funktioniert, wobei die Schalt- Schaltung (50) einen ersten Transistor (Q₁), der den Kondensator (C_R) mit dem ersten Shunt-Kondensator (C₁) verbindet, einen zweiten Transistor (Q₂), der den Kondensator (C_R) mit Erde verbindet, und eine nichtüberlappende Taktgeneratorschaltung (52) aufweist, um den ersten (Q₁) und den zweiten (Q₂) Transistor zu steuern, wobei die Taktgeneratorschaltung (52) bei einer Frequenz oberhalb einer Schleifenbandbreite der Phasenregelkreis-Schaltung (10) arbeitet.
Phasenregelkreis-Schaltung nach Anspruch 1, bei der der Schleifenfilter außerdem einen zweiten Shunt-Kondensator (C₂) aufweist, der zwischen dem Ausgang des Phasendetektors (24) und Erde geschaltet ist.
Phasenregelkreis-Schaltung nach Anspruch 1, bei der der Phasendetektor (10) einen Phasenfrequenzdetektor aufweist.
Phasenregelkreis-Schaltung nach Anspruch 1, bei der der Phasendetektor eine Ladungspumpenschaltung aufweist und der Schleifenfilter Stromimpulse von der Ladungspumpenschaltung in eine Spannung an dem Spannungssteuereingang konvertiert.
Phasenregelkreis-Schaltung nach Anspruch 4, bei der der Phasendetektor ein Paar flankengesteuerte zurücksetzbare Flipflops aufweist und das oszillierende Ausgangssignal und das Referenzfrequenzsignal Taktsignale für die Flipflops sind und die Flipflops die Ladungspumpenschaltung ansteuern.
Phasenregelkreis-Schaltung nach Anspruch 1, außerdem mit Dividiermitteln, die das oszillierende Ausgangssignal und das Referenzfrequenzsignal mit dem Phasendetektor koppeln.
Phasenregelkreis-Schaltung nach Anspruch 1, bei dem der Ausgang des Phasendetektors eine Reihe von Impulsen beinhaltet und bei dem der Schleifenfilter als ein Integrator funktioniert, um die Impulse, die von dem Detektor ausgegeben werden, in einen Spannungssteuereingang zu konvertieren.
Verfahren zum Reduzieren von thermischem Rauschen in einem Phasenregelkreis, mit: Erzeugen eines oszillierenden Ausgangssignals in Reaktion auf einen Spannungssteuereingang in einem spannungsgesteuerten Oszillator (12), Bereitstellen eines Referenzfrequenzsignals in einer Referenzquelle (18), Erzeugen eines Ausgangs proportional zu einer Phasendifferenz zwischen dem oszillierenden Ausgangssignal und dem Referenzfrequenzsignal in einem Phasendetektor (24), der funktional mit dem spannungsgesteuerten Oszillator (12) und der Referenzquelle (18) verbunden ist, Schleifenfiltern des Phasendetektorausgangs, um den Spannungssteuereingang zu erzeugen, wobei das Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, dass es die Schritte umfasst: Verbinden eines ersten Shunt-Kondensators (C₁) zwischen dem Ausgang des Phasendetektors (24) und dem spannungsgesteuerten Oszillator (12); alternierendes Verbinden eines Schalt-Kondensators (C_R) in Reihe mit dem ersten Shunt-Kondensator (C₁) und Erde, so dass der Schalt-Kondensator als ein Widerstandselement funktioniert, wobei dieser Schritt außerdem die Schritte umfasst: Schließen eines ersten Schalters während einer ersten Schaltphase, um den Schalt-Kondensator (C_R) in Reihe mit dem Shunt-Kondensator (C₁) zu verbinden; und Schließen eines zweiten Schalters während einer zweiten Schaltphase, um den Schalt-Kondensator mit Erde zu verbinden, wobei sich die erste und zweite Schaltphase nicht überlappen und die Schaltfrequenz des ersten und zweiten Schaltens größer ist als die Schleifenbandbreite von dem Phasenregelkreis.
Verfahren nach Anspruch 8, bei dem der Ausgang von dem Phasendetektor eine Reihe von Impulsen beinhaltet und außerdem mit dem Schritt: Integrieren des Ausgangs von dem Phasendetektor.