DE60206105T2

DE60206105T2 - Verfahren und Anordnung zur Verbesserung des Einrastens eines Frequenzsynthetisierers durch Reduzierung von Zyklussprüngen

Info

Publication number: DE60206105T2
Application number: DE60206105T
Authority: DE
Inventors: Kalle Asikainen; Sami Rintamäki
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 2001-06-29
Filing date: 2002-07-01
Publication date: 2006-03-23
Anticipated expiration: 2022-07-02
Also published as: FI20011422A; ATE304750T1; EP1271787A2; DE60206105D1; US20030001681A1; JP2003101410A; EP1271787A3; FI114886B; US6853224B2; EP1271787B1; JP4405711B2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Verbesserung der Effizienz eines Frequenzsynthetisierers, und im besonderen, aber nicht notwendigerweise, zur Verringerung von Zyklussprüngen („cycle slips") in Verbindung mit Frequenzsprüngen.
STAND DER TECHNIK
Aufgrund neuer TDMA-(Time Division Multiple Access, „Zeitteilungsmehrfachzugriff") und TDD-(Time Division Duplex, „Zeitteilungsduplex")-Standards, wie HSCSD, GPRS, WCDMA/TDD und Bluetooth, spielt eine Festlegung einer Signalabkling- bzw. -einstellzeit in drahtlosen Kommunikationssystemen eine Schlüsselrolle. Bei den Standards wird ein Zeitfenster zwischen einem TX-Schlitz (Sendeschlitz) und einem RX-Schlitz (Empfangsschlitz) immer kürzer.
Sendeempfänger in Funkfrequenzkommunikationssystemen, wie Mobilfunksystemen, setzen Frequenzsynthetisierer zur Erzeugung eines Funkfrequenzsignals ein. Frühere Implementierungen setzten einen sogenannten Ganzzahl-N-Synthetisierer ein, bei dem ein Rückkopplungsteiler eine bei einem Phasenerfasser ankommende Frequenz durch eine Ganzzahl N teilt. Hat der Teilereingang N Impulse empfangen, dann stellt der Ausgang einen Impuls bereit.
Der Frequenzsynthetisierer 100 gemäß 1a, wie etwa ein Ganzzahl-N-Synthetisierer, sowie ein nachstehend beschriebener Bruchzahl-N-Synthetisierer, umfasst einen Phasenregelkreis (Bezugszeichen 101 bis 104) (PLL „Phase Lock Loop"), d.h. ein rückgekoppeltes Regelungssystem, das ferner einen Teiler 104 zur Teilung einer Ausgangssignalfrequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators 103, einen Phasenerfasser 101 zur Erzeugung eines Steuersignals zu dem spannungsgesteuerten Oszillator 103 als Antwort auf einen Phasenunterschied zwischen einem Referenzsignal und dem von dem Teiler 104 kommenden Signal, ein Schleifenfilter 102 zur Filterung des Steuersignals in eine Steuerspannung und zur Bereitstellung der Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO, „Voltage Controlled Oscillator") 103 auf der Grundlage der empfangenen Steuerspannung aufweist. Der PLL-Frequenzsynthetisierer umfasst auch eine Referenzfrequenzquelle, die beispielsweise ein temperaturkompensierter Kristalloszillator sein kann, und eine Steuerung 105 für den Teiler 104 zur Implementierung der Teilung der VCO-Frequenz.
2a zeigt einen vereinfachten Phasenerfasser 101 eines Frequenzsynthetisierers, d.h, einen Phasenfrequenzerfasser (PE), der ein D-Flip-Flop 201 zur Erfassung eines Referenzimpulses und ein zweites Flip-Flop zur Erfassung eines VCO-Impulses und eine Rücksetzeinrichtung 207 umfassen kann, beispielsweise ein UND-Gatter, mittels dessen die Flip-Flops 201 und 202 rückgesetzt werden, wenn ein entgegengesetzter Impuls bei dem Phasenerfasser ankommt. Dem Phasenerfasser 101 folgt im allgemeinen eine Stromquelle (203, 204) vom Typ Ladungspumpe und ein Schleifenfilter 102, das einen Widerstand 205 und eine Kapazität 206 umfassen kann, durch das die durch die Ladungspumpen erzeugten Stromimpulse in eine Steuerspannung umgewandelt werden. Der PE vergleicht den Phasenunterschied zwischen zwei ankommenden Signalen Ref und VCO, und stellt, wie gemäß 2b gezeigt, an dem Ausgang des Flip-Flops 201 einen Aufwärtsimpuls U bereit, der die Ladungspumpe 203 zur Erzeugung eines Stromimpulses I_U steuert, wenn die Referenzfrequenz f_Ref die verglichene Frequenz f_VCO überschreitet. Entsprechend wird dem Ausgang des Flip-Flops 202 ein Abwärtsimpuls D bereitgestellt, welcher die Ladungspumpe 204 zur Erzeugung eines Stromimpulses I_D steuert, wenn die Referenzfrequenz f_Ref niedriger als die verglichene Frequenz f_VCO ist. Die Länge des Aufwärts- oder Abwärtsimpulses über der Zeit ist proportional zu dem Phasenunterschied zwischen zwei ankommenden Signalen. Der Stromimpuls wird zur Ergabe einer Spannung in das Schleifenfilter gemäß einer Transferfunktion F(s) des Schleifenfilters 102 integriert. Die bereitgestellte direkte Spannung V_VCO wird zur Steuerung der Frequenz eines lokalen Oszillators verwendet. Der Betrag der Ströme I_U und I_D ist während des Impulses konstant, aber die in dem Impuls integrierte Ladung (Q = i·t) verändert sich. Da der lineare Betriebsbereich des Phasenerfassers ±2π beträgt, wird die maximale Stromimpulsbreite gewonnen, wenn der Phasenunterschied 2π beträgt. Überschreitet der ankommende Phasenunterschied 2π, dann ändert sich die momentane Impulsbreite auf ihren kleinsten Wert auf eine in 3a gezeigte Weise, wobei der Phasenvergleichsbereich nicht-linear wird.
Ein Bruchzahl-N-Synthetisierer unterscheidet sich von dem Ganzzahl-N-Synthetisierer darin, dass eine bei dem Phasenerfasser 101 ankommende Frequenz mit einem wechselnden Prinzip zwischen zwei verschiedenen Frequenzen erzeugt wird. Bei dem Bruchzahl-N-Synthetisierer ist die verwendete Referenzfrequenz im allgemeinen höher als bei dem Ganzzahl-N-Synthetisierer, da die Ausgangsfrequenzauflösung niedriger als die Referenzfrequenz sein kann. Eine höhere Referenzfrequenz ist ein vorteilhaftes Merkmal des Synthetisiererausgangs im Hinblick auf Interferenz und Rauschpegel, das einerseits die Verwendung einer großen Schleifenbandbreite zulässt, und dadurch die Synthetisiererabklingzeit bei einem Frequenzsprung verringert. Andererseits sollte der Phasenregelkreis zur Verringerung der Rauschbandbreite des Phasenregelkreises, und zur Dämpfung einer Phasenvergleichsfrequenz ein so schmales Band wie möglich aufweisen, das die Stabilität der Schleife erhöht. Ein schmales Band verzögert jedoch die Schleife, was ein Ansteigen der Abklingzeit bei dem Frequenzsynthetisierer bedeutet.
Um zur Verwendung der Bruchtzahl-N-Sythetisierertechnologie auf optimale Weise als eine schnell abklingende Synthetisiererlösung in der Lage zu sein, sollen Zyklussprünge („cycle slips") vermieden werden, die aus einer typischerweise hochphasigen Vergleichsfrequenz des Bruchzahl-N-Sythetisierers resultieren. Bei gegenwärtigen Lösungen treten Zyklussprünge auf, wenn der Phasenunterschied zwischen den zu vergleichenden Signalen den linearen Betriebsbereich des Phasenerfassers überschreitet, wobei der Betriebsbereich bei der gegenwärtigen Technologie im allgemeinen ±2π beträgt. 1b zeigt ein Signalabklingen beim Übergang von Frequenz f₁ zu Frequenz f₂, wenn kein Zyklussprung vorliegt. Diese Situation herrscht vor, wenn der Phasenunterschied zwischen den zu vergleichenden Signalen kleiner als 2π ist. Eine hohe Vergleichsfrequenz kann jedoch Zyklussprünge, wie jene gemäß 1c gezeigten, bei dem Signalabklingen verursachen, im besonderen bei großen Frequenzsprüngen, was die Abklingzeit des Frequenzsynthetisierers weiter erhöht.
Das US-Patent 6,100,721 offenbart eine Lösung zur Ausweitung des Variationsbereichs eines Phasenerfassers, der in Verbindung mit einem Frequenzsynthetisierer, wie eines Ganzzahl-N-Synthetisierers, zur Überschreitung der üblicherweise verwendeten ±2π verwendet wird. Die Veröffentlichung beschreibt einen Phasenerfasser, der ein erstes Paar von D-Flip-Flops zur Erfassung eines Phasenunterschieds zwischen einer Eingangsfrequenz und einer Referenzfrequenz umfasst. Das erste Paar von Flip-Flops steuert zwei erste Stromquellen einer Ladungspumpe zur Erzeugung eines Fehlersignals, das einen spannungsgesteuerten Oszillator zur Erzeugung eines Oszillatorsignals steuert, dessen Frequenz das D-fache der Referenzfrequenz beträgt, und bei dem D typischerweise eine Ganzzahl ist (beispielsweise 1000). Der Phasenerfasser umfasst auch ein zweites Paar von D-Flip-Flops, das erfasst, wenn die Eingangsfrequenz der Referenzfrequenz um mehr als 2π vorauseilt oder hinterherläuft. Das zweite Paar von Flip-Flops ist zur Erhöhung oder Verringerung eines Zählerwerts implementiert, wobei der Zähler wiederum zusätzliche Stromquellen der Ladungspumpe steuert. Die zusätzlichen Stromquellen erweitern den linearen Betriebsbereich des Fehlersignals, wenn der Phasenunterschied +2π überschreitet, oder entsprechend kleiner als –2π ist. Befindet sich der Phasenerfasser in einem Zustand, der einem Phasenvergleichsbereich von –2π, +2π entspricht, dann bilden lediglich zwei erste Stromquellen ein Steuersignal. Überschreitet der Phasenunterschied 2π, dann wird der Zählerwert erhöht, und als Antwort auf den erhöhten Wert wird eine zusätzliche Stromquelle eingeschaltet, wodurch zu einem Phasenvergleichsbereich von 0 bis 4π übergegangen wird. Der Phasenvergleichsbereich wird beibehalten, bis der Phasenunterschied zwischen der Eingangsfrequenz und der Referenzfrequenz wieder Null ist. Lediglich nachdem der Phasenunterschied zwischen dem Referenzsignal und dem verglichenen Signal Null erreicht hat, wird der zusätzliche konstante Strom abgeschaltet, wodurch auf einen Phasenvergleichsbereich von –2π bis +2π zurückgegangen wird.
KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
Ein unterschiedliches Verfahren und eine Vorrichtung sind zur Verringerung von Zyklussprüngen und zur Erhöhung eines Variationsbereichs eines Phasenerfassers zur Überschreitung der üblicherweise verwendeten ±2π erfunden worden. Bei dem Verfahren wird ein linearer Bereich [–2π, +2π] eines Phasenkomparators durch ein erstes Paar von Flip-Flops, wie ein Paar von D-Flip-Flops, auf die gleiche Weise wie in der zum dem Stand der Technik zu rechnenden Druckschrift US 6,100,721 gebildet. Zusätzlich wird bei dem Verfahren ein linearer Bereich [2π, 4π] oder [–4π, –2π] des Phasenkomparators durch ein zweites Paar von Flip-Flops nach Überschreiten des Phasenunterschieds von 2π gebildet, im Gegensatz zu der Druckschrift gemäß dem Stand der Technik, bei der das zweite Paar von Flip-Flops zur Veränderung eines Werts eines Zählers verwendet wird. Von dem Bereich [2π, 4π] oder [–4π, –2π] wird zu einem Normalzustand innerhalb des linearen Bereichs [–2π, 2π] zurückgegangen, sobald der Phasenunterschied wieder unterhalb von 2π liegt. Das Verfahren verringert die Anzahl von Zyklussprüngen, und verbessert die Leistungsfähigkeit einer Sendeempfängervorrichtung, wie einer Mobilfunkstation, da die Signalabklingzeit eines Frequenzsynthetisierers kürzer wird.
Bei gegenwärtigen Mobilfunkstationen beträgt die Signalabklingzeit ungefähr 100 bis 300 μs, wohingegen bei einer Verbesserung des Betriebs des Synthetisierers durch Erhöhung des Variationsbereichs des erfindungsgemäßen Phasenerfassers die Erreichung einer kürzeren Abklingzeit einer Ausgangssignalfrequenz, als gegenwärtig, möglich ist. Die beispielsweise in einer Mobilfunkstation durch das Verfahren der Erfindung implementierte kürzere Frequenzsynthetisiererabklingzeit stellt eine Möglichkeit der Leistungsaufnahmeoptimierung bei Erzeugung eines übertragenen Signals bereit, da die Stromversorgung zu dem Frequenzsynthetisierer und zu dem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) zeitweise abgeschaltet werden kann, beispielsweise zwischen TX-Schlitzen und RX-Schlitzen, und eingeschaltet werden kann, gerade bevor der Betrieb des lokalen Oszillators wieder erforderlich wird.
Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zum Verringern von Zyklussprüngen in einem Frequenzsynthetisierer implementiert, der einen spannungsgesteuerten Oszillator zur Erzeugung einer Ausgangssignalfrequenz, einen Teiler zur Teilung des Ausgangssignals in einen zu vergleichenden Signalimpuls, einen Referenzoszillator zur Erzeugung eines Referenzsignalimpulses und eine Einrichtung zur Erzeugung einer Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator als Antwort auf einen Phasenunterschied umfasst, der der Phasenunterschied zwischen dem zu vergleichenden Signalimpuls und dem Referenzsignalimpuls ist, mit den Schritten Empfangen eines ersten Signalimpulses eines ersten Typs, wobei der erste Typ des Signalimpulses der Referenzsignalimpuls in einem ersten Fall oder der zu vergleichende Signalimpuls in einem zweiten Fall ist, Empfangen eines zweiten Signalimpulses eines zweiten Typs, wobei der zweite Typ des Signalimpulses der Referenzsignalimpuls in dem zweiten Fall oder der zu vergleichende Signalimpuls in dem ersten Fall ist, Erzeugen einer ersten Steuerspannung als die Steuerspannung zum Steuern des spannungsgesteuerten Oszillators in einem erfassten Phasenunterschiedsbereich von 0 bis +/–2π, die proportional zu dem erfassten Phasenunterschied zwischen dem ersten Signalimpuls und dem zweiten Signalimpuls ist, Erhöhen der Steuerspannung um einen Grad konstanter Spannung bei Empfangen eines dritten Signalimpulses des ersten Typs vor dem zweiten Signalimpuls, gekennzeichnet durch Verringern der Steuerspannung um einen Grad der konstanten Spannung bei Empfangen eines fünften Signalimpulses des zweiten Typs nach Empfang des zweiten Signalimpulses und vor Empfang eines vierten Signalimpulses des ersten Typs.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung wird eine Vorrichtung zur Verringerung von Zyklussprüngen implementiert, die sich aus Frequenzsprüngen in einer Kommunikationsvorrichtung ergeben, wobei die Vorrichtung einen spannungsgesteuerten Oszillator zur Erzeugung einer Ausgangssignalfrequenz, einen Teiler zur Teilung des Ausgangssignals in einen zu vergleichenden Signalimpuls, einen Referenzoszillator zur Erzeugung eines Referenzsignalimpulses und eine weitere Vorrichtung umfasst, die eine Einrichtung zur Erzeugung einer Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator als Antwort auf einen erfassten Phasenunterschied umfasst, wobei der Phasenunterschied ein Phasenunterschied zwischen dem zu vergleichenden Signalimpuls und dem Referenzsignalimpuls ist, und die weitere Vorrichtung umfasst eine Empfangseinrichtung zum Empfang eines ersten Signalimpulses eines ersten Typs, wobei der erste Typ des Signalimpulses der Referenzsignalimpuls in einem ersten Fall oder der zu vergleichende Signalimpuls in einem zweiten Fall ist, die Empfangseinrichtung zum Empfang eines zweiten Signalimpulses eines zweiten Typs, wobei der zweite Typ des Signalimpulses der Referenzsignalimpuls in dem zweiten Fall oder der zu vergleichende Signalimpuls in dem ersten Fall ist, eine Erzeugungseinrichtung zur Erzeugung einer ersten Steuerspannung als die Steuerspannung zur Steuerung des spannungsgesteuerten Oszillators als Antwort auf einen Phasenunterschied zwischen dem ersten empfangenen Signalimpuls und dem zweiten empfangenen Signalimpuls, die proportional zu dem Phasenunterschied ist, wenn der Betrag des Phasenunterschieds innerhalb des Bereichs von 0 bis 2π liegt, eine Additionseinrichtung zur Addition einer Spannung konstanten Grades zu der Steuerspannung bei Empfang eines dritten Signalimpulses des ersten Typs vor dem zweiten Signalimpuls, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung ferner eine Entfernungseinrichtung zur Abnahme der Spannung konstanten Grades von der Steuerspannung bei Empfang eines fünften Signalimpulses des zweiten Typs nach Empfang des zweiten Signalimpulses und vor Empfang eines vierten Signalimpulses des ersten Typs umfasst.
Gemäß einem dritten Aspekt der Erfindung wird eine drahtlose Vorrichtung zur Verringerung von Zyklussprüngen implementiert, die sich aus Frequenzsprüngen in einer Kommunikationsvorrichtung ergeben, wobei die Vorrichtung einen spannungsgesteuerten Oszillator zur Erzeugung einer Ausgangssignalfrequenz, einen Teiler zur Teilung des Ausgangssignals in einen zu vergleichenden Signalimpuls, einen Referenzoszillator zur Erzeugung eines Referenzsignalimpulses und eine weitere Vorrichtung umfasst, die eine Einrichtung zur Erzeugung einer Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator als Antwort auf einen erfassten Phasenunterschied umfasst, wobei der Phasenunterschied ein Phasenunterschied zwischen dem zu vergleichenden Signalimpuls und dem Referenzsignalimpuls ist, und die weitere Vorrichtung umfasst eine Empfangseinrichtung zum Empfang eines ersten Signalimpulses eines ersten Typs, wobei der erste Typ des Signalimpulses der Referenzsignalimpuls in einem ersten Fall oder der zu vergleichende Signalimpuls in einem zweiten Fall ist, die Empfangseinrichtung zum Empfang eines zweiten Signalimpulses eines zweiten Typs, wobei der zweite Typ des Signalimpulses der Referenzsignalimpuls in dem zweiten Fall oder der zu vergleichende Signalimpuls in dem ersten Fall ist, eine Erzeugungseinrichtung zur Erzeugung einer ersten Steuerspannung als die Steuerspannung zur Steuerung des spannungsgesteuerten Oszillators als Antwort auf einen Phasenunterschied zwischen dem ersten empfangenen Signalimpuls und dem zweiten empfangenen Signalimpuls, die proportional zu dem Phasenunterschied ist, wenn der Betrag des Phasenunterschieds innerhalb des Bereichs von 0 bis 2π liegt, eine Additionseinrichtung zur Addition einer Spannung konstanten Grades zu der Steuerspannung bei Empfang eines dritten Signalimpulses des ersten Typs vor dem zweiten Signalimpuls, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung ferner eine Entfernungseinrichtung zur Abnahme der Spannung konstanten Grades von der Steuerspannung bei Empfang eines fünften Signalimpulses des zweiten Typs nach Empfang des zweiten Signalimpulses und vor Empfang eines vierten Signalimpulses des ersten Typs umfasst.
Bei den vorstehend beschriebenen Aspekten beziehen sich die Signalimpulse vom ersten bis zum siebten nicht auf die Ordnungszahlen der Impulse, sondern sollen lediglich die Darstellung verdeutlichen.
Bei der Beschreibung der Erfindung ist auf die Zeichnungen bezug genommen. Es zeigen:
1a eine Blockdarstellung eines Sigma-Delta Bruchzahl-N-Synthetisierers gemäß dem Stand der Technik,
1b ein Frequenzabklingen, wenn keine Zyklussprünge vorliegen,
1c ein Frequenzabklingen, wenn ein Zyklussprung vorliegt,
2a einen Phasenerfasser gemäß dem Stand der Technik auf vereinfachte Weise,
2b, wie ein durch den Phasenerfasser erzeugter Ausgangsimpuls aus einem Phasenunterschied von Eingangsimpulsen gebildet wird,
3a einen Betriebsbereich eines Phasenerfassers gemäß dem Stand der Technik,
3b und 3c einen Betriebsbereich des Phasenerfassers der Erfindung,
4 ein Ablaufdiagramm des Verfahrens der Erfindung,
5 eine Blockdarstellung eines Frequenzsynthetisierers der Erfindung,
6 eine Blockdarstellung einer Kommunikationsvorrichtung der Erfindung,
7 eine Blockdarstellung eines Phasenerfassers der Erfindung,
8 eine Blockdarstellung einer Ladungspumpe der Erfindung.
Der Stand der Technik wurde unter Bezugnahme auf die 1a bis 3a beschrieben. Nachstehend ist die Erfindung unter Bezugnahme auf 3b bis 6 ausführlicher beschrieben.
3b zeigt den Betriebsbereich eines Phasenerfassers gemäß einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung. In einem Phasenvergleichsbereich [0,2π] erzeugt ein erstes Paar von Ladungspumpen eine erste Steuerspannung für einen spannungsgesteuerten Oszillator, wobei die Steuerspannung (0 bis +V_max) proportional zu einem Phasenunterschied (0 bis 2π) zwischen einem Referenzsignal und einem zu vergleichenden Signal ist. Bei einem Phasenvergleichsbereich [0, –2π] erzeugt das erste Paar von Ladungspumpen die erste Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator, wobei die Steuerspannung (0 bis –V_max) proportional zu einem Phasenunterschied (0 bis –2π) zwischen dem Referenzsignal und dem zu vergleichenden Signal ist.
Zusätzlich wird in einem Phasenvergleichsbereich von 2π bis 4π ein zweites Paar von Ladungspumpen zur zusätzlichen Erzeugung einer zweiten Steuerspannung verwendet, wobei der Betrag der zweiten Steuerspannung dem Betrag der ersten Steuerspannung +V_max entspricht, da der Phasenunterschied 2π beträgt. Zusätzlich wird bei einem Phasenvergleichsbereich von –4π bis –2π ein zweites Paar von Ladungspumpen zur zusätzlichen Erzeugung einer zweiten Steuerspannung verwendet, wobei der Betrag der zweiten Steuerspannung dem Betrag der ersten Steuerspannung –V_max entspricht, da der Phasenunterschied –2π beträgt.
Bei einem Phasenvergleichsbereich > 4π wird das erste Paar von Ladungspumpen zur Erzeugung einer Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator verwendet, wobei der Betrag der Steuerspannung +V_max ist, was gleich der Steuerspannung ist, wenn der Phasenunterschied 2π beträgt. Zusätzlich erzeugt das zweite Paar von Ladungspumpen eine konstante Spannung, die ebenfalls +V_max beträgt, und die dem Betrag der Steuerspannung entspricht, wenn der Phasenunterschied 2π beträgt. Bei einem Phasenvergleichsbereich < –4π wird das erste Paar von Ladungspumpen zur Erzeugung einer ersten Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator verwendet, wobei der Betrag der Steuerspannung gleich der Steuerspannung ist, wenn der Phasenunterschied –2π beträgt. Zusätzlich erzeugt das zweite Paar von Ladungspumpen eine zweite Steuerspannung, deren Betrag auch dem Betrag der ersten Steuerspannung entspricht, wenn der Phasenunterschied –2π beträgt.
3c zeigt den Betriebsbereich eines Phasenerfassers gemäß einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung. Bei einem Phasenvergleichsbereich [0, +2π] erzeugt ein erstes Paar von Ladungspumpen eine erste Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator, wobei die Steuerspannung (0 bis +V_max) proportional zu einem Phasenunterschied (0 bis 2π) zwischen dem Referenzsignal und dem zu vergleichenden Signal ist. Bei einem Phasenvergleichsbereich [0, –2π] erzeugt ein erstes Paar von Ladungspumpen eine erste Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator, wobei die Steuerspannung (0 bis V_max) proportional zu einem Phasenunterschied (0 bis –2π) zwischen dem Referenzsignal und dem zu vergleichenden Signal ist.
Zusätzlich erzeugt in einem Phasenvergleichsbereich > 2π und < –2π ein zweites Paar von Ladungspumpen eine zweite Steuerspannung konstanten Grades für den spannungsgesteuerten Oszillator, wobei der Betrag der zweiten Steuerspannung dem Betrag der ersten Steuerspannung +V_max (–V_max) entspricht, wenn der Phasenunterschied +2π (–2π) beträgt.
4 zeigt ein Ablaufdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens. Das Verfahren überwacht einen Phasenunterschied zwischen ankommenden Signalen, d.h. zwischen dem Referenzsignal und dem zu vergleichenden Signal. Als Antwort auf den erfassten Phasenunterschied wird ein Steuersignal für die Ladungspumpen erzeugt, das den Betrag und die Richtung der aus der Ladungspumpe gewonnenen Ladung steuert. Das Steuersignal UP steuert die Ladungspumpe 804 der Ladungspumpenvorrichtung 800 (Bezugszeichen 800 bis 835 beziehen sich auf 8), wobei die Ladungspumpe einen Stromimpuls I_UP erzeugt, der weiter in eine Steuerspannung U_UP beispielsweise in einem Schleifenfilter umgewandelt wird. Das Steuersignal DOWN steuert die Ladungspumpe 805 der Ladungspumpenvorrichtung 800, wobei die Ladungspumpe einen Stromimpuls I_DOWN erzeugt, der weiter in eine Steuerspannung U_DOWN beispielsweise in dem Schleifenfilter umgewandelt wird. Das Steuersignal ORUP steuert die Ladungspumpe 804 der Ladungspumpenvorrichtung 800, wobei die Ladungspumpe einen Stromimpuls I_ORUP erzeugt, der beispielsweise in dem Schleifenfilter weiter in eine Steuerspannung U_ORUP umgewandelt wird. Das Steuersignal ORDOWN steuert die Ladungspumpe 805 der Ladungspumpenvorrichtung 800, wobei die Ladungspumpe einen Stromimpuls I_ORDOWN erzeugt, der beispielsweise in dem Schleifenfilter weiter in eine Steuerspannung U_ORDOWN umgewandelt wird. Das Steuersignal EXTUP steuert die Ladungspumpe 806 der Ladungspumpenvorrichtung 800, wobei die Ladungspumpe einen Stromimpuls I_EXTUP erzeugt, der beispielsweise in dem Schleifenfilter weiter in eine Steuerspannung U_EXTUP umgewandelt wird. Das Steuersignal EXTDOWN steuert die Ladungspumpe 807 der Ladungspumpenvorrichtung 800, wobei die Ladungspumpe eine Steuerspannung bzw. einen Steuerstrom I_EXTDOWN erzeugt, der beispielsweise in dem Schleifenfilter weiter in eine Steuerspannung U_EXTDOWN umgewandelt wird.
Nachstehend ist das Verfahren der Erfindung unter Bezugnahme auf Steuersignale UP, DOWN, EXTUP, EXTDOWN, ORUP und ORDOWN beschrieben, die durch den Phasenerfasser erzeugt werden.
Das Referenzsignal ist ein durch einen Referenzoszillator erzeugtes Signal, dessen Phase mit jener des zu vergleichenden Signals, wie des spannungsgesteuerten Oszillatorsignals, das rückgekoppelt und durch einen Teiler geteilt wird, verglichen wird. Das UP-Steuersignal wird erzeugt, wenn ein Referenzimpuls, d.h. REF-Impuls, bei dem Phasenerfasser vor einem zu vergleichenden Impuls, d.h. VCO-Impuls, ankommt. Entsprechend wird das DOWN-Steuersignal erzeugt, wenn der VCO-Impuls bei dem Phasenerfasser vor dem REF-Impuls ankommt.
Nachstehend (Schritte 401 bis 409) ist eine Situation beschrieben, in der zuerst ein REF-Impuls und ein VCO-Impuls als zweites empfangen wird, wenn der Phasenunterschied in dem Phasenvergleichsbereich 0 bis 2π liegt.
In Schritt 401 empfängt der Phasenerfasser einen der Impulse, d.h. REF- oder VCO-Impuls. Ist der empfangene Impuls der REF-Impuls, dann wird zu Schritt 402 übergegangen, in dem bestimmt wird, ob das UP-Steuersignal eingeschaltet ist. Wenn dem nicht so ist, wird zu Schritt 403 übergegangen, in dem untersucht wird, ob das DOWN-Steuersignal eingeschaltet ist. Ist das DOWN-Steuersignal nicht eingeschaltet, wird zu Schritt 404 übergegangen, in dem untersucht wird, ob das EXTDOWN-Steuersignal eingeschaltet ist. Ist das EXTDOWN-Steuersignal nicht eingeschaltet, wird zu Schritt 405 übergegangen, in dem das UP-Steuersignal eingeschaltet wird, wonach zu Schritt 401 übergegangen wird.
In Schritt 401 wird ein nächster Impuls empfangen, der nun ein zu vergleichender VCO-Impuls ist, wodurch zu Schritt 406 übergegangen wird, in dem untersucht wird, ob das DOWN-Steuersignal eingeschaltet ist. Ist das DOWN-Steuersignal nicht eingeschaltet, wird zu Schritt 407 zur Untersuchung übergegangen, ob das UP-Steuersignal eingeschaltet ist. In diesem Fall ist das UP-Steuersignal bereits eingeschaltet, und deshalb wird zu Schritt 408 übergegangen, in dem das DOWN-Steuersignal eingeschaltet wird, wonach zu Schritt 409 übergegangen wird, in dem sowohl das UP-Steuersignal als auch das DOWN-Steuersignal abgeschaltet werden. Entsprechend werden in einer Situation, in der zuerst der zu vergleichende VCO-Impuls und als zweites der REF-Impuls empfangen wird, wobei der Phasenunterschied in einem Phasenvergleichsbereich von 0 bis –2π liegt, Schritte 401, 406, 407, 410, 411 und Schritte 401, 402, 403, 412, 413 durchgeführt.
Nachstehendes beschreibt eine Situation, in der zuerst zumindest zwei REF-Impulse und dann ein zu vergleichender VCO-Impuls empfangen werden, wenn der Phasenunterschied in dem Phasenvergleichsbereich von 2π bis 4π liegt. Bei Empfang des ersten REF-Impulses werden Schritte 401 bis 405 durchgeführt, wenn das UP-Steuersignal eingeschaltet ist. Bei Empfang eines nächsten REF-Impulses geht der Vorgang durch die Schritte 401 und 402 zu Schritt 414 über, in dem untersucht wird, ob das EXTUP-Steuersignal eingeschaltet ist. Da es in diesem Beispielfall nicht eingeschaltet ist, wird zu Schritt 415 übergegangen, in dem das EXTUP-Steuersignal eingeschaltet wird. Das EXTUP-Steuersignal stellt eine konstante Spannung U_EXTUP bereit, die der Steuerspannung U_UP entspricht, wenn der Phasenunterschied zwischen REF- und VCO-Signal 2π beträgt. Bei Empfang des VCO-Impulses in Schritt 401 geht der Vorgang zu Schritt 406 zur Untersuchung über, ob das DOWN-Steuersignal eingeschaltet ist. In diesem Fall ist dem nicht so, und deshalb wird zu Schritt 407 übergegangen, in dem untersucht wird, ob das UP-Steuersignal eingeschaltet ist. In dem Beispielfall sind sowohl das UP-Steuersignal als auch das EXTUP-Steuersignal eingeschaltet, wodurch das DOWN-Steuersignal in Schritt 408 eingeschaltet wird, und das UP-Steuersignal und das DOWN-Steuersignal in Schritt 409 abgeschaltet werden, wonach zu Schritt 401 übergegangen wird.
Entsprechend wird in einer Situation, in der zwei zu vergleichende VCO-Impulse und ein REF-Impuls empfangen werden, wobei der Phasenunterschied in dem Phasenvergleichsbereich von –2π bis –4π liegt, Schritte 401, 406, 407, 410 und 411 in Verbindung mit dem Empfang des ersten VCO-Impulses durchgeführt. Schritte 401, 406, 417 und 416 werden in Verbindung mit dem Empfang des zweiten VCO-Impulses durchgeführt.
Nachstehendes beschreibt eine Situation, in der zuerst zumindest drei REF-Impulse und dann ein zu vergleichender VCO-Impuls empfangen werden, wobei der Phasenunterschied zwischen dem Referenzsignal und dem zu vergleichenden Signal > 4π ist. Bei Empfang des ersten Referenzimpulses wird das UP-Steuersignal eingeschaltet (Bezugszeichen 405). Bei Empfang des zweiten REF-Impulses wird das EXTUP-Steuersignal ebenfalls eingeschaltet (Bezugszeichen 415). Das ORUP-Steuersignal wird eingeschaltet (Bezugszeichen 401, 402, 414, 418, 419), wenn der dritte oder mehrere REF-Impulse bei dem Phasenerfasser empfangen werden. Das ORUP-Steuersignal ersetzt das UP-Steuersignal, da der Eingang beider Impulse bei einem ODER-Gatter 802 in der Ladungspumpe 800 erfolgt. Da dadurch der Phasenunterschied 4π überschreitet, ergibt sich am Ausgang der Ladungspumpe eine Steuerspannung von +2V_max, die die Summe der Spannungen U_ORUP (+V_max) und U_EXTUP (+V_max) umfasst.
Nachstehendes beschreibt eine Situation, in der der erste Impuls und der zweite Impuls empfangen werden, wenn der Phasenunterschied kleiner 2π ist. Der erste empfangene Impuls ist ein zu vergleichender VCO-Impuls und der zweite ist ein REF-Impuls. In Schritt 401 wird überprüft, welcher der Impulse zuerst empfangen wurde. Da der empfangene Impuls der zu vergleichende VCO-Impuls ist, wird zu Schritt 406 übergegangen, in dem überprüft wird, ob das DOWN-Steuersignal eingeschaltet ist. Wenn dem nicht so ist, dann wird zu Schritt 407 übergegangen, in dem untersucht wird, ob das UP-Steuersignal eingeschaltet ist. Ist das UP-Steuersignal nicht eingeschaltet, dann wird zu Schritt 410 übergegangen, in dem untersucht wird, ob das EXTUP-Steuersignal eingeschaltet ist. Ist das EXTUP-Steuersignal nicht eingeschaltet, wird zu Schritt 411 übergegangen, in dem das DOWN-Steuersignal eingeschaltet wird. In Schritt 401 wird der zweite Impuls empfangen, der jetzt ein REF-Impuls ist, und der Vorgang geht zu Schritt 402 über, in dem untersucht wird, ob das UP-Steuersignal eingeschaltet ist. Ist das UP-Steuersignal nicht eingeschaltet, geht der Vorgang zu Schritt 403 zur Untersuchung über, ob das DOWN-Steuersignal eingeschaltet ist. In diesem Fall ist das DOWN-Steuersignal eingeschaltet, wodurch zu Schritt 412 übergegangen wird, in dem das UP-Steuersignal eingeschaltet wird, wonach zu Schritt 413 übergegangen wird, in dem sowohl das UP-Steuersignal als auch das DOWN-Steuersignal abgeschaltet werden.
5 zeigt eine Blockdarstellung eines Frequenzsynthetisierers der Erfindung, der vorteilhafterweise ein Bruchzahl-N-Frequenzsynthetisierer ist. Die Vorrichtung 500 umfasst einen spannungsgesteuerten Oszillator 501 (VCO) zur Erzeugung eines Ausgangssignals. Das Ausgangssignal wird auf einen Teiler 506 rückgekoppelt, der das Signal durch eine passende Zahl teilt, wie eine Ganzzahl oder einen Bruch. Die Teilervorgänge werden durch eine Steuereinrichtung 507 gesteuert. Das geteilte Signal wird durch den gemäß 7 gezeigten Phasenerfasser 700 empfangen, der die Phase des geteilten Rückkopplungssignals mit der Phase eines von dem Referenzoszillator 502 empfangenen Referenzsignals vergleicht. Auch das Ausgangssignal von dem Referenzoszillator kann durch den Teiler 508 geteilt werden, der durch eine Steuereinrichtung 509 gesteuert ist. Ein Steuersignal von dem Phasenerfasser wird der gemäß 8 gezeigten Ladungspumpe 800 zugeführt, in der ein Stromimpuls erzeugt wird, wobei der Betrag des Stromimpulses dem erfassten Phasenunterschied entspricht.
Der Stromimpuls wird in eine Steuerspannung in einem Schleifenfilter 505 umgewandelt, von dem die Steuerspannung weiter dem spannungsgesteuerten Oszillator zur Steuerung der Betriebsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators mittels der Steuerspannung zugeführt wird. Die Funktion des Schleifenfilters 505 ist eine Ausfilterung von alternierenden Stromkomponenten aus dem Ausgangssignal des Phasenerfassers 700, und eine Bereitstellung einer reinen direkten Spannung zur Steuerung des spannungsgesteuerten Oszillators 501.
Der Referenzoszillator 502 stellt eine stabile Frequenzreferenz bereit, deren Phase der Phasenerfasser 700 mit der Phase des vom VCO empfangenen Rückkopplungssignals vergleicht, und erzeugt mittels der Ladungspumpe 800 und des Schleifenfilters 505 eine Steuerspannung für den VCO, die proportional zu dem Phasenunterschied ist. Mittels der Steuerspannung ändert der VCO seine Betriebsfrequenz in diejenige Richtung, in der der Phasenunterschied der ankommenden Signale bei dem Phasenerfasser niedriger wird.
Nachdem der Phasenunterschied erfasst worden ist, überträgt der Phasenerfasser 700 ein Signal zu der Ladungspumpe 800, die als Antwort auf das empfangende Signal einen Stromimpuls i erzeugt, dessen Dauer die gleiche wie die Zeit zwischen den Startzeitpunkten der Anstiegszeiten der zu vergleichenden Signale ist. Die Stromimpulspolarität ist positiv oder negativ in Abhängigkeit davon, welches der Signale dem anderen vorauseilt. Eilt beispielsweise das Referenzsignal für eine Zeitspanne t dem VCO-Signal voraus (oder läuft ihm hinterher), dann sendet der Phasenerfasser einen positiven (oder negativen) Stromimpuls zu der Ladungspumpe. Die Standardladungspumpe empfängt eine Ladung Q = +i·t (oder Q = –i·t) und erzeugt eine positive (oder negative) Steuerspannung +V_d (oder –V_d), und steuert die Frequenz des VCO nach oben (oder nach unten), solange die Ausgangsfrequenz des Teilers 506 die gleiche wie die Referenzfrequenz wird.
6 zeigt eine Blockdarstellung einer erfindungsgemäßen Kommunikationsvorrichtung. Die Kommunikationsvorrichtung 600 umfasst eine Ausgangseinrichtung 611 und eine Eingangseinrichtung 613, wie gemäß 6 gezeigt, zur Bereitstellung von Informationen, wobei die Einrichtung ferner beispielsweise eine Anzeige und einen Lautsprecher umfasst, mittels derer der Anwender Informationen durch die Vorrichtung in audiovisueller Form erhalten kann, oder Daten in die Kommunikationsvorrichtung 600 eingeben kann. Die Kommunikationsvorrichtung kann auch einen Prozessor 612 zur Ausführung der Vorgänge der Kommunikationsvorrichtung, und einen Speicher 616 beispielsweise zur Speicherung eines empfangenen Produktcodes, Einrichtungen 614 und 615 zum Empfang von Informationen, die ferner einen oder mehrere Sendeempfänger 614 und eine oder mehrere Antennen 615 zur drahtlosen Kurzreichweitenfunkkommunikation, wie Bluetooth-Kommunikation, oder zur Kommunikation mit einem Mobilfunknetzwerk umfassen, wie einem GSM- oder GPRS-Mobilfunknetzwerk. Zusätzlich kann die Kommunikationsvorrichtung eine oder mehrere Anwendungen 617 zur Implementierung von Diensten oder Vorgängen der Kommunikationsvorrichtung 600 umfassen.
Zusätzlich umfasst die Kommunikationsvorrichtung 600 einen spannungsgesteuerten Oszillator 601 (VCO) zur Erzeugung eines Ausgangssignals für den Sendeempfänger 614. Ein Referenzoszillator 602 (RefO) erzeugt ein Referenzsignal, das durch einen Teiler 608 geteilt werden kann, der durch eine Steuereinrichtung 609 gesteuert ist. Die Kommunikationsvorrichtung umfasst einen gemäß 7 gezeigten Phasenerfasser 700 (PE), der den Phasenunterschied zwischen dem Ausgangssignal und dem Referenzsignal vergleicht, wobei der Phasenunterschied als ein Spannungsimpuls erfasst wird, der in der gemäß 8 gezeigten Ladungspumpenvorrichtung 800 empfangen wird, die weiterhin den Spannungsimpuls in einen konstanten Stromimpuls umwandelt. Der konstante Stromimpuls wird in einem Schleifenfilter 605 gefiltert, das weiterhin die Ladung des konstanten Stromimpulses in eine Steuerspannung des spannungsgesteuerten Oszillators 601 umwandelt. Die Kommunikationsvorrichtung 600 umfasst auch einen Teiler 606 zur Teilung der Frequenz des Rückkopplungssignals von der VCO und zur Weiterleitung dessen in den Phasenerfasser 700, und eine Phasensteuereinrichtung 607 zur Implementierung der Teilung.
7 zeigt einen Phasenerfasser 700 gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Ein Eingang PRCLK (Bezugszeichen 701) empfängt ein von dem Referenzoszillator ankommendes Referenzsignal, und ein Eingang PVCLK (Bezugszeichen 702) empfängt ein Rückkopplungssignal von dem VCO. Sowohl das Referenzsignal als auch das Rückkopplungssignal sind vorteilhafterweise Signale in Impulsform. Nach den Eingängen 701 und 702 gibt es Kurzverzögerungskomponenten (Bezugszeichen 703 und 704), deren Zweck in der Verhinderung der Erzeugung eines Referenzimpulses bei dem UP- oder DOWN-Ausgang (Bezugszeichen 730, 731) in einer Situation liegt, in der auf den Bereich [–2π, +2π] zurückgegangen wird. An beiden Ausgängen gibt es gleiche Verzögerungen, so dass sie den normalen Betrieb nicht beeinflussen.
Den Verzögerungen folgen erste D-Flip-Flops (Bezugszeichen 705 und 706). Kommt ein Impuls innerhalb ihres Taktimpulses an, dann geht ihr Ausgang (UP, Bezugszeichen 730/DOWN, Bezugszeichen 731) auf hoch, da ihre Dateneingänge D immer logische sind. Der Ausgang des NAND-Gatters 707 zwischen diesen Flip-Flops fällt auf Null, wenn sowohl das UP- als auch das DOWN-Signal auf hoch liegen.
Dem NAND-Gatter 707 folgen zwei Verzögerungszellen (Bezugszeichen 708, 709). Sie stellen eine Verzögerung bereit, die eine Minimalbreite für die Ausgangsimpulse des Phasenerfassers und der Ladungspumpe definiert. Den Verzögerungszellen folgen zwei UND-Gatter (Bezugszeichen 710, 711). Diese Gatter sind mit einem Rückgang zu dem Bereich von [–2π, 2π] assoziiert. Findet die Rückkehr nicht statt, dann liegen ihre B-Eingänge auf hoch, wodurch ihre A-Eingänge den Zustand ihres Ausgangs Z direkt definieren. Kommt mit anderen Worten ein Nullimpuls von den Verzögerungszellen (Bezugszeichen 708, 709) an diesen UND-Gattern an (Bezugszeichen 710, 711), dann geht er direkt hindurch, und setzt die D-Flip-Flops 705 und 706 zurück.
Die Ausgänge der ersten D-Flip-Flops 705 und 706 sind ebenfalls über ODER-Gatter (Bezugszeichen 712, 713) mit Dateneingängen von nachfolgenden D-Flip-Flops (Bezugszeichen 714, 715) verbunden. Das Taktsignal dieser nachfolgenden Flip-Flops kommt von der gleichen Quelle, wie das der vorhergehenden Flip-Flops 705 und 706. In dem Bereich von [–2π, 2π] sind die Ausgänge dieser Flip-Flops (705, 706, 714, 715) bei Null, wodurch der Zustand der vorhergehenden Flip-Flops 705, 706 direkt durch die ODER-Gatter geht (Bezugszeichen 712, 713).
Kommt ein Impuls innerhalb eines Taktimpulses der Flip-Flops 714, 715 an und liegt der Ausgang (UP/DOWN) des vorhergehenden Flip-Flops 705, 706 auf hoch, dann bedeutet das, dass zwei Impulse bei einem Ausgang ohne einen an dem anderen Eingang ankommenden Impuls aufeinanderfolgend angekommen sind. Dann geht der Ausgang (EXTUP/EXTDOWN) dieser nachfolgenden Flip-Flops ebenfalls auf hoch. Jetzt liegt der A-Eingang der diesen Flip-Flops nachfolgenden ODER-Gatter 712, 713 auf hoch, wodurch der Dateneingang der Flip-Flops 714, 715 zu jeder Zeit auf hoch liegt. Dies liegt daran, dass in dem Bereich von [2π, 4π] der Ausgang der vorhergehenden Flip-Flops üblicherweise auf tief liegt, da der Eingangsimpuls aufgrund des Rücksetzens ankommt. Ohne das ODER-Gatter 712, 713 würden die Ausgänge der nachfolgenden Flip-Flops 714, 715 auf Null zurückkehren, was nicht erwünscht ist.
Nach den zweiten Flip-Flops (714, 715) gibt es auch dritte Flip-Flops (Bezugszeichen 716, 717), die auf die gleiche Weise wie die zweiten Flip-Flops funktionieren. Sie erfassen, ob 4π überschritten wird. Dies findet statt, wenn die Ausgänge des ersten Flip-Flops 705 (bzw. 706) und das zweite Flip-Flop 714 (bzw. 715) auf hoch liegen, und ein Taktimpuls ankommt. Das UND-Gatter (718, 719) vor ihnen erkennt die Situation, in der die vorhergehenden Flip-Flops auf hoch liegen, und das ODER-Gatter (720, 721) ist aus demselben Grund wie in dem Fall der zweiten Flip-Flops erforderlich. Mittels derer verbleibt der Ausgangsimpuls 734, 735 (ORUP/ORDOWN) auf hoch, bis er separat rückgesetzt wird.
Die restlichen Zellen sind mit einem Rücksetzen assoziiert. In dieser Schaltung findet dann eine Rückkehr zum Normalbereich [–2π, 2π] statt, wenn auf ein beliebiges Vielfaches von 2π zurückgegangen wird. Ist mit anderen Worten 2π überschritten, und liegt EXTUP beispielsweise auf hoch, dann findet eine Rückkehr zum Normalen statt, wenn der VCO-Impuls vor einem REF-Impuls ankommt. Dies trifft auch zu, wenn 4π, 6π oder 8π usw. überschritten werden. Das bedeutet, dass jedes Mal, wenn sich die Richtung des Referenzimpulses ändert, eine Rückkehr unterhalb eines Vielfachen von 2π (oder oberhalb eines Vielfachen von –2π) erfolgt ist. In dieser Schaltungslösung wird dann auf den Normalbereich [–2π, 2π] zurückgegangen.
Die Änderung in den Richtungen der Referenzimpulse wird erfasst, wenn der EXT-Ausgang 732, 733 (EXTUP/EXTDOWN) auf hoch liegt, der entsprechende Referenzausgang 730, 731 (UP/DOWN) auf tief liegt, und ein Taktimpuls am entgegengesetzten Eingang ankommt. Liegt mit anderen Worten EXTUP auf hoch, UP auf tief, und kommt ein Impuls am VCO-Eingang an, dann hat sich die Richtung geändert. Die den zweiten Flip-Flops folgenden UND-Gatter (722, 723) erfassen, wenn sich die vorhergehenden Flip-Flops in den vorstehend beschriebenen Zuständen befinden. Die Takteingänge der Rücksetz-Flip-Flops (724, 725) sind mit Ausgängen verbunden, die jenen der vorhergehenden Flip-Flops (705, 706 und 714, 715) entgegengerichtet sind. Die Ausgänge der Flip-Flops 724 und 725 sind Rücksetzimpulse des ausgeweiteten Betriebs. Zuerst werden sie mit Invertern 726 und 727 zur Gewinnung einer korrekten Polarität invertiert. Dann werden die Impulse an die Rücksetzer der zweiten (714, 715) und der dritten (716, 717) Flip-Flops, und auch an die entgegengerichteten Flip-Flops (705, 706) durch die vorstehend beschriebenen UND-Gatter (710, 711) angelegt. Dieses entgegengerichtete erste Flip-Flop muss rückgesetzt werden, da der angekommene Impuls das Rücksetzen handhabte, d.h. er entfernte einen konstanten Strom aus dem entgegengerichteten Zweig, und folglich ist ein Referenzstrom nicht länger erforderlich.
Die Schaltung umfasst noch eine weitere Gruppe von Verzögerungszellen (728, 729), bei denen der Impuls von den letzten Rücksetz-Flip-Flops durch die Inverter (726, 727) ankommt, und gehen zur Rücksetzung dieser Rücksetz-Flip-Flops durch. Die Verzögerung ist erforderlich, so dass die Länge des Rücksetzimpulses zur Rücksetzung der Rücksetz-Flip-Flops ausreicht.
8 zeigt eine erfindungsgemäße Ladungspumpenvorrichtung 800. Die Ladungspumpenvorrichtung umfasst Eingänge 830, 831, 832, 833, 834 und 835 zum Empfang von Stromimpulsen von den entsprechenden Ausgängen 730, 731, 732, 733, 734 und 735 des Phasenerfassers 700. Die Eingänge 830 und 834 werden auf Eingänge A und B des ODER-Gatters 802 gesteuert, und Ausgang Z des Gatters wird auf eine Ladungspumpe 804 gesteuert. Der Eingang 832 wird auf eine Ladungspumpe 806, und der Eingang 833 auf eine Ladungspumpe 807 gesteuert. Die Eingänge 831 und 835 werden auf die Eingänge A und B des ODER-Gatters 803, und der Ausgang Z des Gatters wird auf eine Ladungspumpe 805 gesteuert.
Die Ladungspumpen 804 und 805 erzeugen eine Steuerspannung VOUT, wenn der Phasenunterschied zwischen den zu vergleichenden Signalen 0 bis 2π beträgt. Die Ladungspumpe 804 erzeugt eine positive Steuerspannung an dem Ausgang VOUT 801 als Antwort auf das Signal der Eingänge 830 oder 834. Die Ladungspumpe 805 erzeugt eine negative Steuerspannung an dem Ausgang VOUT 801 als Antwort auf das Signal der Eingänge 831 oder 835. Die Ladungspumpe 806 erzeugt eine positive Steuerspannung an dem Ausgang VOUT 801 als Antwort auf das Signal des Eingangs 832. Die Ladungspumpe 807 erzeugt eine negative Steuerspannung an dem Ausgang VOUT 801 als Antwort auf das Signal des Eingangs 833.
Die Implementierung und Ausführungsbeispiele der Erfindung sind hier mittels Beispielen beschrieben. Für einen Fachmann ist es offensichtlich, dass die Erfindung nicht auf die Details der vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt ist, und dass die Erfindung auf vielfältige Weise implementiert werden kann, ohne von den Merkmalen der Erfindung abzuweichen. Die beschriebenen Ausführungsbeispiele sollten als veranschaulichend, nicht aber einschränkend angesehen werden. Die Implementierung und Anwendungen der Erfindung sind lediglich durch die beigefügten Ansprüche beschränkt. Dadurch liegen die vielen, in den Ansprüchen definierten Implementierungsalternativen der Erfindung, wie auch äquivalente Implementierungen, innerhalb des Schutzbereichs der Erfindung.

Claims

Verfahren zum Verringern von Zyklussprüngen in einem Frequenzsynthetisierer, der einen spannungsgesteuerten Oszillator (501) zur Erzeugung einer Ausgangssignalfrequenz, einen Teiler (506) zur Teilung des Ausgangssignals in einen zu vergleichenden Signalimpuls (VCO), einen Referenzoszillator zur Erzeugung eines Referenzsignalimpulses (REF) und eine Einrichtung (701 bis 710, 730, 731, 830, 831, 801 bis 805) zur Erzeugung einer Steuerspannung (VOUT) für den spannungsgesteuerten Oszillator als Antwort auf einen Phasenunterschied umfasst, der der Phasenunterschied zwischen dem zu vergleichenden Signalimpuls und dem Referenzsignalimpuls ist, mit den Schritten: Empfangen eines ersten Signalimpulses eines ersten Typs, wobei der erste Typ des Signalimpulses der Referenzsignalimpuls (REF) in einem ersten Fall oder der zu vergleichende Signalimpuls (VCO) in einem zweiten Fall ist, Empfangen eines zweiten Signalimpulses eines zweiten Typs, wobei der zweite Typ des Signalimpulses der Referenzsignalimpuls (REF) in dem zweiten Fall oder der zu vergleichende Signalimpuls (VCO) in dem ersten Fall ist, Erzeugen einer ersten Steuerspannung als die Steuerspannung (VOUT) zum Steuern des spannungsgesteuerten Oszillators in einem erfassten Phasenunterschiedsbereich von 0 bis +/–2π, die proportional zu dem erfassten Phasenunterschied zwischen dem ersten Signalimpuls und dem zweiten Signalimpuls ist, Erhöhen der Steuerspannung (VOUT) um einen Grad konstanter Spannung bei Empfangen eines dritten Signalimpulses des ersten Typs vor dem zweiten Signalimpuls, gekennzeichnet durch Verringern der Steuerspannung um einen Grad der konstanten Spannung bei Empfangen eines fünften Signalimpulses des zweiten Typs nach Empfang des zweiten Signalimpulses und vor Empfang eines vierten Signalimpulses des ersten Typs.
Verfahren gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass auch zumindest ein sechster Signalimpuls des ersten Typs nach Empfang des dritten Signalimpulses und vor Empfang des zweiten Signalimpulses empfangen wird, und vor dem Addieren der Spannung konstanten Grades zu der Steuerspannung der Steuerspannungswert auf sein Maximum erhöht wird, und die Steuerspannung weiter um einen Grad konstanter Spannung erhöht wird.
Verfahren gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass auch ein siebter Signalimpuls des zweiten Typs nach Empfang des zweiten Signalimpulses und vor Empfang des vierten Signalimpulses empfangen wird, und die addierte Spannung konstanten Grades von der Steuerspannung abgenommen wird, und die Maximalspannung in eine von dem Phasenunterschied abhängige Steuerspannung geändert wird.
Verfahren gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuerspannungsmaximalwert gleich der zu erzeugenden Steuerspannung ist, wenn der Phasenunterschied 2π beträgt.
Verfahren gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannung konstanten Grades gleich der zu erzeugenden Steuerspannung ist, wenn der Phasenunterschied 2π beträgt.
Verfahren gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Änderung des Steuerspannungswerts in den Maximalwert der Steuerspannung durch Umwandeln des Steuerstroms in einen konstanten Strom implementiert wird.
Verfahren gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Konstantspannungsaddition durch Addieren des konstanten Stroms zu dem die Steuerspannung bildenden Steuerstrom implementiert wird.
Verfahren gemäß Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der konstante Strom gleich dem zu erzeugenden Steuerstrom ist, wenn der Phasenunterschied 2π beträgt.
Vorrichtung (500) zur Verringerung von Zyklussprüngen, die sich aus Frequenzsprüngen in einer Kommunikationsvorrichtung (600) ergeben, wobei die Vorrichtung (500) einen spannungsgesteuerten Oszillator (501) zur Erzeugung einer Ausgangssignalfrequenz, einen Teiler (506) zur Teilung des Ausgangssignals in einen zu vergleichenden Signalimpuls, einen Referenzoszillator (502) zur Erzeugung eines Referenzsignalimpulses und eine weitere Vorrichtung (700, 800) umfasst, die eine Einrichtung (701 bis 710, 730, 731, 830, 831, 801 bis 805) zur Erzeugung einer Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator (510) als Antwort auf einen erfassten Phasenunterschied umfasst, wobei der Phasenunterschied ein Phasenunterschied zwischen dem zu vergleichenden Signalimpuls und dem Referenzsignalimpuls ist, und die weitere Vorrichtung (700, 800) umfasst eine Empfangseinrichtung (701 bis 711) zum Empfang eines ersten Signalimpulses eines ersten Typs, wobei der erste Typ des Signalimpulses der Referenzsignalimpuls (REF) in einem ersten Fall oder der zu vergleichende Signalimpuls (VCO) in einem zweiten Fall ist, die Empfangseinrichtung (701 bis 711) zum Empfang eines zweiten Signalimpulses eines zweiten Typs, wobei der zweite Typ des Signalimpulses der Referenzsignalimpuls (REF) in dem zweiten Fall oder der zu vergleichende Signalimpuls (VCO) in dem ersten Fall ist, eine Erzeugungseinrichtung (730, 731, 830, 831, 801 bis 805) zur Erzeugung einer ersten Steuerspannung als die Steuerspannung (VOUT) zur Steuerung des spannungsgesteuerten Oszillators (501) als Antwort auf einen Phasenunterschied zwischen dem ersten empfangenen Signalimpuls und dem zweiten empfangenen Signalimpuls, die proportional zu dem Phasenunterschied ist, wenn der Betrag des Phasenunterschieds innerhalb des Bereichs von 0 bis 2π liegt, eine Additionseinrichtung (712 bis 715, 718, 719, 732, 733, 832, 833, 801, 806, 807) zur Addition einer Spannung konstanten Grades zu der Steuerspannung bei Empfang eines dritten Signalimpulses des ersten Typs vor dem zweiten Signalimpuls, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung (700, 800) ferner umfasst: eine Entfernungseinrichtung (712 bis 715, 718, 719, 732, 733, 832, 833, 801, 806, 807) zur Abnahme der Spannung konstanten Grades von der Steuerspannung bei Empfang eines fünften Signalimpulses des zweiten Typs nach Empfang des zweiten Signalimpulses und vor Empfang eines vierten Signalimpulses des ersten Typs.
Vorrichtung gemäß Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung auch eine Änderungseinrichtung zur Erhöhung des Steuerspannungswerts auf das Maximum der Steuerspannung umfasst.
Vorrichtung gemäß Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Änderungseinrichtung zur Änderung der Steuerspannung zwischen dem Empfang des ersten Typs des Signalimpulses und des zweiten Typs des Signalimpulses bei zusätzlichem Empfang zumindest eines sechsten Signalimpulses implementiert ist, der nach und vor Empfang des dritten Signalimpulses vom ersten Typ ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Änderungseinrichtung auch zur Erhöhung der Steuerspannung um die Spannung konstanten Grades implementiert ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Entfernungseinrichtung auch zur Abnahme der konstanten Spannung von der Steuerspannung und zur Änderung der Steuerspannung von der Maximalspannung in eine von dem Phasenunterschied abhängige Spannung implementiert ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung einen Frequenzsynthetisierer darstellt.
Vorrichtung gemäß Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung eine drahtlose Kommunikationsvorrichtung (600) darstellt.