DE3852200T2

DE3852200T2 - Vorrichtung zum Ermitteln von Zeitbasisschwankungen für einen Videobandrecorder.

Info

Publication number: DE3852200T2
Application number: DE3852200T
Authority: DE
Inventors: Masakazu Ishikawa; Soichi Iwamura; Naoki Koide; Satoshi Murakami
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1987-05-01
Filing date: 1988-04-29
Publication date: 1995-06-29
Anticipated expiration: 2008-04-30
Also published as: KR920003937B1; EP0289046A3; KR880014548A; US5045950A; EP0289046B1; EP0289046A2; DE3852200D1; CA1326900C

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Ermitteln von Jitter (Zeitbasisschwankungen) zum Erfassen eines VTR-Aufzeichnungs/Wiedergabe-Videosignals, das an ein Aufzeichnungs/Wiedergabe-Gerät zu geben ist, das ein Videosignal durch Multiplizieren eines Luminanzsignals und eines Chrominanzsignals auf Zeitbasis aufzeichnet und wiedergibt.

Beschreibung des einschlägigen Standes der Technik

Bei einem von einem Aufzeichnungs/Wiedergabe-Gerät abgespielten Videosignal schwankt die Zeitbasis, d.h., daß Jitter erzeugt wird. Jitter beinhaltet Phasenjitter und Frequenzjitter (Geschwindigkeitsfehler). Im Prinzip bewirkt Freguenzjitter, daß eine Expansion und Kompression der Horizontalperiode auftritt.
Normalerweise ist das Schwankungsausmaß des Frequenzjitters selbst beim auf einem Heimvideogerät mit relativ einfachem Mechanisinus wiedergegebenen Bild sehr klein. Daher reicht die Korrektur des Phasenjitters eines wiedergegebenen Videosignals aus, um Stabilisierung des wiedergegebenen Bilds zu gewährleisten.
Die Korrektur des in einem Videosignal erzeugten Phasenjitters kann auf die folgenden Verarbeitungen angewandt werden, ohne daß Schwierigkeiten entstehen: Verringerung des weißen Rauschens unter Verwendung einer Vollbildkorrelation, Zusammensetzung von Zweikanal-Videosignalen, spezielle Verarbeitungen wie Einblenden oder Ausblenden sowie ein Digitalverarbeitungsvorgang zum Ausführen von Abtasten mit doppelter Geschwindigkeit bei Fernsehen mit hoher Wiedergabetreue (z.b. IDTV).
Fig. 11 zeigt ein Beispiel für eine Jitterermittlungsschaltung 20 zum Korrigieren von Phasenjitter zur Verwendung bei einem derartigen Aufzeichnungs/Wiedergabe-Gerät (nachfolgend als VTR bezeichnet).
Die in Fig. 11 dargestellte Jitterermittlungsschaltung 20 wird für ein Sendungs-VTR verwendet, bei dem durch das NTSC-System, das PAL-System oder dergleichen erzeugte zusammengesetzte Videosignale durch ein Aufzeichnungssystem mit direkter Frequenzmodulation aufgezeichnet werden.
Das wiedergegebene Videosignal (a) (in Fig. 12 unter (A) dargestellt), z.B. ein solches gemäß dem NTSC-System, wie es einem Anschluß 1 zugeführt wird, wird in eine Synchronisiersignal-Abtrennschaltung 2 eingegeben, in der das Horizontal- Synchronisiersignal (b) (in Fig. 12 unter (B) dargestellt) entnommen und vom Videosignal (a) abgetrennt wirü. Ein (nicht dargestellter) Burst-Torimpuls, der vom Horizontal- Synchronisiersignal (b) erzeugt wird, wird einer Burst-Torschaltung 3 zugeführt, in der ein Burstsignal (c) (in Fig. 12 unter (C) dargestellt) vom Burst-Torimpuls abgetrennt wird.
Das Burstsignal (c) wird einem schmalbandigen Durchlaßfilter 4 zugeführt, in dem ein Burstsignal (d) (in Fig. 12 unter (D) dargestellt) mit hohem T/R(Trägersignal/Rauschsignal)- Verhältnis erzeugt wird.
Das Horizontal-Synchronisiersignal (b) wird einer Verzögerungsimpuls-Erzeugungsschaltung 5 zugeführt, in der ein Verzögerungsimpuls (e) (in Fig. 12 unter (E) dargestellt) erzeugt wird. Der Verzögerungsimpuls (e) und das Burstsignal (d) das durch das schmalbandige Durchlaßfilter 4 durchgelaufen ist, werden einer Jitterimpuls-Erzeugungsschaltung 6 zugeführt, wodurch ein Jitterermittlungspuls (f) (in Fig. 12 unter (F) dargestellt) erzeugt wird. Die Phase der Vorderflanke des Jitterermittlungsimpulses (f) ist um eine vorgegebene Zeitspanne gegenüber der Phase des Horizontal-Synchronisiersignals (b) verzögert.
Die Phase der Hinterflanke des Jitterermittlungsimpulses (f) wird dadurch erhalten, daß ein spezieller Nullüberkreuzungspunkt des Burstsignals (d) gemessen wird. Die Schreibzeitsteuerung einer Zeitbasis-Korrekturschaltung (TBC) wird auf Grundlage der zeitlichen Lage des Abfalls des Jitterermittlungsimpulses (f) bestimmt.
Die Schwankung der Zeitbasis im wiedergegebenen Videosignal (a) ruft eine Schwankung der Zeitbasis des speziellen Nullüberkreuzungspunktes des Burstsignals (d) hervor. So kann das Videosignal synchron mit dem erzeugten Jitter in die Zeitbasis-Korrekturschaltung (TBC) eingeschrieben werden.
Ein Burstsignal wird dann nicht erzeugt, wenn ein TCI(Time Compressed Integration = zeitkomprimierte Integration)-System als Videosignal-Aufzeichnungssystem verwendet wird, wohingegen es beim Aufzeichnen mit direkter Freguenzmodulation erzeugt wird.
Fig. 13 zeigt das Signalformat eines MTCI(Modified Time Compressed Integration = modifizierte zeitkomprimierte Integration)-Systems, im TCI-System, bei dem ein bandmäßig komprimiertes Chrominanzsignal in einem zeilensequentiellen System aufgezeichnet wird.
Chrominanzsignale mit komprimierten Komponenten, z.B. Farbdifferenzsignalen R-Y für rot und B-Y für blau werden in der Horizontalaustastperiode eingefügt und aufmultipliziert, wie unter (A) und (B) in Fig. 13 dargestellt.
Das Bezugssymbol (Y) bezeichnet ein Luminanzsignal. Die Farbdifferenzsignale R-Y für rot und B-Y für blau sind in das zeilensequentielle System eingesetzt.
Normalerweise wird ein Jitterermittlungssignal dadurch erhalten, daß das Ansteigen oder Abfallen des Horizontal-Synchronisiersignals im Videosignal ermittelt wird, das durch ein solches Signalformat wiedergegeben wird.
Wie vorstehend beschrieben, wird im TCI-Aufzeichnungssystem ein Jitterermittlungssignal abhängig von der Ermittlung des Anstiegs oder des Abfalls des Horizontal-Synchronisiersignals ermittelt. Dieses System hat den Nachteil, daß die Jitterermittlung nicht mit hoher Genauigkeit ausgeführt werden kann.
Die Erzeugung eines Jitterermittlungssignals auf Grundlage des Abfalls des Horizontal-Synchronisiersignals wird unter Bezugnahme auf Fig. 14 beschrieben.
Normalerweise sind Störsignale (N) mit zufälliger Phase und zufälligem Pegel dem Horizontal-Synchronisiersignal überlagert. Daher schwankt, wenn der Ermittlungspegel auf (A) eingestellt ist, der Ermittlungszeitpunkt um ΔT, hervorgerufen durch die Phase der überlagerten Störsignale (N). Das Schwankungsausmaß ΔT (Schwankungsausmaß der Zeitbasis, d.h. Ausmaß des Synchronisierjitters) beeinflußt die Genauigkeit beim Ermitteln von Jitter.
Das Schwankungsausmaß ΔT des Horizontal-Synchronisiersignals wird durch einen mittleren Pegel angenähert, wobei angenommen wird, daß sein Signalband 4 MHz und sein S/R-Verhältnis 40 dB sind.
Wie in Fig. 15 dargestellt, beträgt, wenn angenommen wird, daß die Amplitude des Horizontal-Synchronisiersignals 1 Vp-p ist, der Effektivwert der dem Horizontal-Synchronisiersignal (b) überlagerten Störung (N) mit einer Amplitude von 0,3 ungefähr 10 mV. Wenn angenommen wird, daß der abfallende Teil des Signalverlaufs des Horizontal-Synchronisiersignals durch 1/2 Zyklus einer Sinuswelle von 4 MHz angenähert werden kann, wird die Steigung (K) des Pegels in der Mitte der Sinuswelle wie folgt ausgedrückt:
K = 125 ns/ (0,3 (π/2)V) = 265 ns/V
Wenn angenommen wird, daß der Spitze-Spitze-Wert der überlagerten Störsignale (N) sechsmal so groß ist wie der Effektivwert, wird dieser Spitze-Spitze-Wert des Schwankungsausmaßes ΔT wie folgt ausgedrückt:
ΔTp-p = 265 0,01 6 = 16 ns.
D.h., daß, hervorgerufen durch die Störsignale (N), die Jitterermittlungsgenauigkeit nicht unter 16 nsec liegen kann.
Darüber hinaus kann, wie dies in Fig. 14 dargestellt ist, der Ermittlungspegel von (A) auf (B) schwanken. Die Schwankung des Ermittlungspegels bewirkt, daß die Jitterermittlungsgenauigkeit noch stärker schwankt. Um das Schwankungsausmaß ΔT' auf unter 20 nsec zu begrenzen ist es erforderlich, daß das Schwankungsausmaß des Ermittlungspegels 50 mV nicht überschreitet, was zu einer großen Zunahme der Kosten der Ermittlungspegel-Erzeugungsschaltung führt. Im Hinblick darauf ist ein solches Verfahren zum Erzeugen eines Jitterermittlungssignals nicht vorteilhaft.
Die Schwankung des Ermittlungspegels tritt auch aufgrund einer Schwankung eines Klemmpegels und der Amplitudenschwankung des Videosignals auf.
Der oben angegebene Näherungswert für das Schwankungsausmaß wird bei einem VTR mit genau aufgebauter Schaltung erhalten. Jedoch kann bei einem Heim-VTR das Schwankungsausmaß ΔT bis zu 100 nsec betragen.
Demgemäß führt die Erzeugung eines Jitterermittlungssignals abhängig vom Ansteigen oder Abfallen des Horizontal-Synchronisiersignals zur Schwierigkeit, daß der Jitter nicht mit hoher Genauigkeit ermittelt werden kann.
Als Maßnahme zum Überwinden dieser Schwierigkeit wird das folgende Verfahren in Betracht gezogen: Die Phase eines Frequenzmodulationsträgers wird so eingestellt, daß sie für jede Horizontalperiode 0º oder 180º wird. Jedoch tritt die folgende Schwierigkeit auf, wenn dieses Verfahren ausgeführt wird.
Normalerweise ist, wie dies in Fig. 17 unter (B) dargestellt ist, die Phase des Frequenzmodulationsträgers vor und nach einem Punkt unterbrochen, an dem die Phase des Frequenzmodulationsträgers rückgesetzt wird.
Wenn ein Signal wiedergegeben wird, wie in Fig. 17 unter (C) dargestellt, das mit unterbrochener Phase des Frequenzmodulationsträgers aufgezeichnet wurde, tritt im wiedergegebenen Videosignal eine Pegeländerung (Fehler) in Form eines Sägezahns am Punkt auf, der dem Unterbrechungspunkt in der Phase des Frequenzmodulationsträgers entspricht.
Demgemäß führt eine solche Schwankung des frequenzdemodulierten Ausgangssignals an diesem Punkt zu einem großen Ausmaß eines Demodulationsfehlers.
Ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1 und eine
Vorrichtung gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 3 sind aus dem folgenden Dokument bekannt: IEEE TRANS. ON CONSUMER ELECTRONICS, Vol. CE-32, No. 2, Mai 1986, Seiten 107-114, IEEE, New York, USA; T. FURUHATA et al: "A high-definition muse VCR with analog segment recording method". Dieses Verfahren und diese Vorrichtung haben jedoch dieselben Nachteile, wie es gerade erörtert wurde.
Das Klemmsystem für ein wiedergegebenes Videosignal, wie bei Heimvideo verwendet, ist ein Synchronisierstück-Klemmsystem. Daher kann ein Fehler im Synchronisierstück zu einem Klemmfehler führen, was fehlerhafte Ermittlung des Synchronisiersignals und eine Änderung des Helligkeitspegels des wiedergegebenen Ausgangssignals bewirkt.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die Erfindung erfolgte im Hinblick auf ein wesentliches Überwinden der vorstehend beschriebenen Nachteile und es liegt ihr die Aufgabe zugrunde, ein verbessertes Jitterermittlungsverfahren zum Ermitteln von Jitter zu schaffen, wie er im wiedergegebenen Videosignal eines VTRs erzeugt wird.
Es ist eine andere Aufgabe der Erfindung, eine Jitterermittlungsvorrichtung zum Ermitteln von im wiedergegebenen Videosignal eines VTRs erzeugtem Jitter zu schaffen, die dazu in der Lage ist, einen Demodulationsfehler zu beseitigen, wie er durch das Rücksetzen eines Frequenzmodulations(nachfoLgend als FM bezeichnet)-Trägers hervorgerufen wird.
Die Erfindung ist in den Ansprüchen dargelegt.
Das erste Merkmal der Erfindung ist es, daß der FM-Träger als Signal verwendet wird, das dem Burstsignal entspricht.
So wird der FM-Träger eines Videosignals dadurch aufgezeichnet, daß die Phase der Vorderflanke des Horizontal-Synchronisiersignals oder die Phase des Horizontal-Synchronisiersignals in der Nähe dieser Stelle für jede Horizontalperiode mit der Phase des FM-Trägers synchronisiert wird. D.h., daß der FM-Träger für jede Horizontalperiode an der Vorderflanke des Horizontal-Synchronisiersignals oder in der Nähe dieser Stelle rückgesetzt wird.
Das zweite Merkmal der Erfindung ist es, daß beim Wiedergeben durch die Hinterflanke des Horizontal-Synchronisiersignals ein Verzögerungsimpuls zum Ermitteln einer Nullüberkreuzungsstelle erzeugt wird.
Die Hinterflanke des demodulierten Horizontal-Synchronisiersignals wird von Schwankungen der Phase des FM-Trägers kaum beeinflußt. Demgemäß verringert sich die Periode des Synchronisierjitters auf viel weniger als 1/2 der Periode (150 nsec für einen FM-Träger von 3,4 MHz). Demgemäß kann der spezielle Nullüberkreuzungspunkt des FM-Trägers durch eine Torschaltung genau ermittelt werden, in der ein Verzögerungsimpuls erzeugt wird.
Das dritte Merkmal der Erfindung ist es, daß der Jitter unter Verwendung eines FM-Trägers ermittelt wird, der durch ein schmalbandiges Filter (BPF) gelaufen ist.
Das T/R-Verhältnis des FM-Trägers, der durch das schmalbandige Filter gelaufen ist, ist hoch. Daher ist das Schwankungsausmaß der Zeitbasis in starkem Ausmaß verringert. Ferner treten keine Versatzfehler auf, da keine Gleichstromkomponenten entfernt werden, so daß der erzeugte Jitter mit hoher Genauigkeit ermittelt werden kann.
Das vierte Merkmal der Erfindung ist es, daß ein phasenkontinuierliches Kompensationssignal in die vordere Schwarzschulter des Horizontal-Synchronisiersignals eingesetzt wird.
Das phasenkontinuierliche Kompensationssignal verhindert, daß die Phase des FM-Trägers unterbrochen wird, wenn der FM-Träger rückgesetzt wird. Der Wert (Pegel) des phasenkontinuierlichen Kompensationssignals wird abhängig von den Videosignalen eingestellt.
Im Horizontal-Synchronisiersignal tritt kein Demodulationsfehler auf, da die Phase beim Rücksetzen kontinuierlich ist.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1A und 1B sind schematische Flußdiagramme von Beispielen, die Aufzeichnungsschaltungen zum Erstellen einer Jitterermittlungsvorrichtung und des zugehörigen Verfahrens zeigen, um den Jitter eines Videosignals gemäß der Erfindung zu ermitteln;
Fig. 2 ist ein schematisches Flußdiagramm eines Beispiels einer Wiedergabeschaltung, das eine Jitterermittlungsvorrichtung zum Ermitteln von Jitter eines Videosignals gemäß der Erfindung zeigt;
Fig. 3 ist ein schematisches Flußdiagramm, das ein Beispiel für eine Zeitbasis-Korrekturvorrichtung zeigt;
Fig. 4 ist ein Signalverlaufsdiagramm in bezug auf ein phasenkontinuierliches Kompensationssignal;
Fig. 5 bis 8 sind Signalverlaufsdiagramme zum Beschreiben der Funktion, wie sie ausgeführt wird, wenn das phasenkontinuierliche Kompensationssignal eingefügt wird;
Fig. 9 zeigt Signalverläufe zum Beschreiben einer Vorverzerrungsverarbeitung;
Fig. 10 ist ein Schaltbild einer Anhebungsschaltung;
Fig. 11 ist ein schematisches Flußdiagramm einer Jitterermittlungsschaltung;
Fig. 12 ist eine erläuternde Zeichnung zum Beschreiben der Funktion der in Fig. 11 dargestellten Jitterermittlungsschaltung;
Fig. 13 ist eine erläuternde Zeichnung zum Beschreiben des Formats eines Videosignals im MTCI-System;
Fig. 14 und 15 sind erläuternde Zeichnungen zum Erläutern von Synchronisierjittereffekten;
Fig. 16 und 17 sind erläuternde Zeichnungen zum Beschreiben von Funktionen eines FM-Träger-Rücksetzsystems;
Fig. 18 ist ein Blockdiagramm eines Videobandrecorders zum Ausführen einer Zeitbasisfehler-Ermittlung/Korrektur gemäß der Erfindung;
Fig. 19 ist ein Zeitsteuerdiagramm, das die Signalverläufe der jeweiligen in Fig. 18 dargestellten Teile zeigt;
Fig. 20 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel einer Zeitbasisfehler-Korrekturschaltung zeigt;
Fig. 21(a) zeigt die Zuordnung einer Horizontalzeile eines MUSE-Signals; und
Fig. 21(b) ist eine Darstellung, die einen HD-Signalverlauf innerhalb der HD-Periode des MUSE-Signals zeigt.

BESCHREIBUNG DES BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELS

Erstes Ausführungsbeispiel

Die Beschreibung einer Jitterermittlungsvorrichtung zum Ermitteln von in einem Videosignal erzeugtem Jitter gemäß der Erfindung erfolgt durch Anwenden derselben auf ein VTR, das das Videosignal gemäß dem TCI(Time Compressed Integration = zeitkomprimierte Integration)-Standard aufzeichnet und wiedergibt, was unter Bezugnahme auf Fig. 1 bis Fig. 17 erfolgt.
Der Zweckdienlichkeit halber wird eine Zeitbasis-Korrekturvorrichtung mit einem Jitterermittlungssystem unter Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben.
Ein Horizontal-Synchronisiersignal aus zusammengesetzten Synchronisiersignalen, die von einer Bezugssynchronisierscheibe 31 ausgegeben werden, wird mit dem abgespielten Horizontal-Synchronisiersignal in einer Horizontal-Phasenvergleichsschaltung 33 verglichen. Ein von der Bezugssynchronisierscheibe 31 ausgegebenes Vertikal-Synchronisiersignal wird in einer Vertikal-Phasenvergleichsschaltung 34 mit dem abgespielten Vertikal-Synchronisiersignal verglichen.
Fehlersignale, wie sie in der Horizontal-Phasenvergleichsschaltung 33 und der Vertikal-Phasenvergleichsschaltung 34 erhalten werden, werden einem Capstanservosystem 35 und einem Trommelservosystem 36 zugeführt, die in einer Aufzeichnungs/Wiedergabe-Schaltung 10 vorhanden sind und in denen Capstanregelung und Trommelregelung ausgeführt werden.
Die Frequenz des wiedergegebenen Videosignals wird in einem Demodulator 32 demoduliert. Das frequenzdemodulierte Ausgangssignal wird sowohl einem A/D-Umsetzer 42, der eine Zeitbasis-Korrekturschaltung (TBC) 40 bildet, als auch einer Jitterermittlungsschaltung 20 zugeführt, in der der im Videosignal erzeugte Jitter ermittelt wird. Ein Jitterermittlungssignal wird als Triggersignal einer Schreibtakt-Erzeugungsschaltung 41 verwendet, und die Phase des Schreibtakts wird synchron zum Fall des Jitterermittlungssignals rückgesetzt.
Der Schreibtakt wird als Abtastsignal im A/D-Umsetzer 42 und auch als Schreibadreßsignal in einem Digitalspeicher 43 verwendet. Demgemäß wird das wiedergegebene Videosignal durch den Digitalspeicher 43 unter Erzeugung eines Jitters eingeschrieben.
Ein von der Bezugssynchronisierscheibe 31 ausgegebener Bezugstakt wird einer Auslesetakt-Erzeugungsschaltung 44 zugeführt, in der ein Ausleseadreßsignal erzeugt wird, und das Videosignal wird synchron zum Takt des Ausleseadreßsignals ausgelesen. Das ausgelesene Videosignal wird in einem D/A- Umsetzer 45, dem der Takt des Ausleseadreßsignals zugeführt wird, in ein analoges Signal umgesetzt.
Da der Auslesetakt mit konstanter Periode erzeugt wird, ergibt sich ein Videosignal, dessen Zeitbasis nicht schwankt. D.h., daß ein jitterkorrigiertes Videosignal wiedergegeben wird.
Bei der erfindungsgemäßen Jitterermittlungsvorrichtung wird ein Videosignal dadurch aufgezeichnet und wiedergegeben, daß ein Multiplexen des Luminanz- und des Chrominanzsignals in der Periode einer Horizontalzeile erfolgt und daß die Frequenz des Trägersignals mit einem Horizontal-Synchronisiersignal dadurch synchronisiert wird, daß die Phase des Trägersignals für jede Horizontalperiode an der Vorderflanke des Horizontal-Synchronisiersignals rückgesetzt wird. Demgemäß wird der Träger für jede Horizontalzeile an der Vorderflanke des Horizontal-Synchronisiersignals oder in der Nähe der Vorderflanke desselben rückgesetzt.
Die Unterbrechung der Phase, wie vor und nach einem Punkt erzeugt, zu dem der FM-Träger zwangsweise rückgesetzt wird, wird durch ein phasenkontinuierliches Kompensationssignal beseitigt, das in die vordere Schwarzschulter des Horizontal-Synchronisiersignals eingesetzt wird.
Beim Wiedergeben wird der Jitter des abgespielten Videosignals dadurch ermittelt, daß ein spezieller Nullüberkreuzungspunkt in einem schmalbandigen FM-Träger auf Grundlage der Hinterflanke des frequenzdemodulierten Horizontal-Synchronisiersignals ermittelt wird.
Die Phase des Schreibtakts des Digitalspeichers 43 wird durch das Jitterermittlungssignal rückgesetzt. Demgemäß wird das abgespielte Videosignal durch einen Schreibtakt abgetastet und geschrieben, der synchron mit dem abgespielten Videosignal schwankt. Danach werden unter Verwendung des ausgelesenen Takts, der auf Zeitbasis konstant ist, Videosignale sequentiell in Pixeln ausgelesen, wodurch ein jitterkorrigiertes Videosignal erhalten werden kann.
Fig. 1A und Fig. 1B zeigen Beispiele für eine solche Jitterermittlungsvorrichtung zum Ermitteln des in einem Videosignal erzeugten Jitters. Im Signalaufzeichnungssystem dieser Jitterermittlungsvorrichtung wird eine Signalverarbeitung ausgeführt, die als Kriterium zur Jitterermittlung dient.
Fig. 1A zeigt ein Beispiel für eine Aufzeichnungsschaltung 10A1 in der vorstehend beschriebenen Auf zeichnungs/Wiedergabe-Schaltung 10.
Ein an einem Anschluß 11 einzugebendes Videosignal beinhaltet keinen Jitter. Die Form des Signals ist ein MTCI-Signal, das dadurch gebildet wurde, daß ein zeilensequentielles Systemkomponente-Chrominanzsignal auf Zeitbasis komprimiert wurde, multipliziert mit einem Luminanzsignal.
Die Frequenz des in Fig. 16 unter (A) dargestellten eingegebenen Videosignals wird durch einen FM-Modulator 12 moduliert. Unter Berücksichtigung der möglichen Verschlechterung des S/R-Verhältnisses des eingegebenen Videosignals wird die Horizontal-Synchronisierfrequenz in einer automatischen Frequenzregel(AFC = Automatic Frequency Control)-Schaltung 13 in dieser Aufzeichnungs/Wiedergabe-Schaltung 10 stabilisiert, wodurch der Wert des an der Vorderflanke des Horizontal-Synchronisiersignals erzeugten Jitters einen vorgegebenen Wert nicht überschreitet (5 nsec bei diesem Beispiel).
Das von der AFC-Schaltung 13 ausgegebene Horizontal-Synchronisiersignal wird einer Rücksetzimpuls-Erzeugungsschaltung 14 zugeführt, in der ein Rücksetzimpuls ((h), wie in Fig. 16 unter (B) dargestellt), der mit der Vorderflanke des Horizontal-Synchronisiersignals synchronisiert ist, erzeugt wird.
Der FM-Träger wird durch den Rücksetzimpuls (h) rückgesetzt. D.h., daß die FM-Trägerfrequenz entsprechend dem synchronisierenden Spitze-Spitze-Wert entsprechend der Vorderflanke des Horizontal-Synchronisiersignals rückgesetzt wird. Demgemäß ist der ansteigende Teil des Horizontal-Synchronisiersignals mit der Phase des FM-Trägers synchronisiert.
Normalerweise wird bei magnetischer Aufzeichnung ein FM-System mit niederfrequentem Träger verwendet und ein die Trägerwelle erzeugender Teil ist integral im FM-Modulationsteil ausgebildet, so daß diese Teile nicht voneinander unterschieden werden können. Demgemäß geht die Phaseninformation des durch ein Videosignal (g) modulierten FM-Trägers innerhalb der selektiven Abtastperiode eines Bilds verloren, da die Frequenz des Videosignals moduliert wird. Daher ist es erforderlich, die Phaseninformation für jede Horizontalperiode hinzuzufügen. Zu diesem Zweck wird der FM-Träger für jede Horizontalperiode durch den Rücksetzimpuls (h) rückgesetzt.
Die FM-Trägerfrequenz entsprechend dem synchronisierenden Spitze-Spitze-Wert ändert sich abhängig von den Aufzeichnungssystemen von VTRs. Z.B. ist bei einem VTR, der das System mit sehr hoher Frequenz (VHS = Very High Frequency System = System mit sehr hoher Frequenz) verwendet, die Frequenz des FM-Trägers, entsprechend dem synchronisierenden Spitze-Spitze-Wert, 3,4 MHz (5,4 MHz bei einem hochauflösenden System).
Wie in Fig. 12 unter (D) dargestellt, kann der FM-Träger mit einem Winkel von 0º oder 180º rückgesetzt werden, wenn die Ermittlung eines Nullüberkreuzungspunktes bei einem Vorgang zum Ermitteln der Jitterphase ausgeführt wird.
Infolgedessen wird vom FM-Modulator 12 ein FM-Signal (i) erhalten, das in Fig. 16 unter (C) dargestellt ist. Das FM- Signal (i) wird einem rotierenden Magnetkopf 17 über einen Aufzeichnungsverstärker 16 zugeführt und von diesem aufgezeichnet.
Fig. 1B zeigt ein anderes Beispiel der Aufzeichnungsschaltung 10A2 der vorstehend beschriebenen Aufzeichnungs/Wiedergabeschaltung 10, die einen Teil der Jitterermittlungsvorrichtung bildet.
Ein Videosignal ohne Jitter wird an einem Eingangsanschluß 50 eingegeben.
Die Form des am Eingangsanschluß 50 eingegebenen Videosignals ist die eines MTCI-Signals, das durch Komprimieren zeilensequentieller Chrominanzkomponenten auf Zeitbasis erzeugt wird, multipliziert mit einem Luminanzsignal.
Wenn berücksichtigt wird, daß sich das S/R-Verhältnis der Frequenz des eingegebenen Videosignals verschlechtert, wird ein Videosignal, dessen Horizontal-Synchronisierfrequenz stabilisiert ist, dem Eingangsanschluß 50 zugeführt, wodurch der Wert, der an der Vorderflanke des Horizontal-Synchronisiersignals erzeugt wird, unter einem vorgegebenen Wert gehalten wird (5 nsec bei diesem Beispiel).
Das eingegebene Videosignal wird einem Tiefpaßfilter 54 zugeführt, in dem Störsignalkomponenten außerhalb des Durchlaßbandes entfernt werden. Danach wird das eingegebene Videosignal durch eine Klemmschaltung 55 so geklemmt, daß es einen vorgegebenen Pegel aufweist (bei diesem Beispiel den Austastpegel).
Ein phasenkontinuierliches Kompensationssignal (s), das später beschrieben wird, wird in einer Kompensationsschaltung 60 für kontinuierliche Phase, die ein Hauptteil der erfindungsgemäßen Jitterermittlungsvorrichtung ist, in das geklemmte Videosignal eingesetzt und diesem hinzugefügt. Danach wird eine Hochbandanhebung in einer Vorverzerrungsschaltung 56 ausgeführt.
Das Videosignal, dessen Frequenzcharakteristik korrigiert wurde, wird in einen FM-Modulator 57 eingegeben, um es frequenzmäßig zu modulieren. Das frequenzmodulierte Videosignal wird über einen Verstärker 58 einem Magnetkopf 59 zugeführt, über den das frequenzmodulierte Videosignal aufgezeichnet wird. Im Ergebnis wird ein FM-Signal (i), das in Fig. 16 unter (C) dargestellt ist, vom FM-Modulator 57 erhalten.
Die FM-Trägerfrequenz ändert sich abhängig von den VTR-Aufzeichnungssystemen. Z.B. beträgt bei einem VTR, der das VHS- System verwendet, die Frequenz des dem synchronisierenden Spitze-Spitze-Wert entsprechenden FM-Trägers 3,4 MHz (5,4 MHz in einem hochauflösenden System (S-VHS-System)).
Das am Eingangsanschluß 50 eingegebene Videosignal wird auch einer Bezugssignal-Erzeugungsschaltung 70 zugeführt, von der drei Bezugssignale (h), (p) und (q) ausgegeben werden.
Das dritte Bezugssignal (h) dieser drei Bezugssignale wird als Rücksetzimpuls (siehe Fig. 16 (B)) des FM-Trägers verwendet, wodurch der abfallende Teil des Horizontal-Synchronisiersignals mit der Phase des FM-Trägers synchronisiert ist.
Die dem synchronisierenden Spitze-Spitze-Wert entsprechende Vorderflanke des Horizontal-Synchronisiersignals wird durch den Rücksetzimpuls (h) rückgesetzt.
Der Rücksetzimpuls (h) kann synchron mit der Vorderflanke des Horizontal-Synchronisiersignals erzeugt werden. Der Rücksetzimpuls (h) kann auch um eine vorgegebene Zeitspanne nach der Vorderflanke erzeugt werden. Die Beschreibung des Rücksetzimpulses (h) erfolgt unter Bezugnahme auf das letztere.
Die Kompensationsschaltung 60 für kontinuierliche Phase ist mit der Aufzeichnungsschaltung 10 versehen, um die Phasenunterbrechung des FM-Trägers zu beseitigen, wie im Phasenrücksetzpunkt erzeugt. Zu diesem Zweck wird das phasenkontinuierliche Kompensationssignal (s) in das in die Aufzeichnungsschaltung 10 eingegebene Videosignal eingesetzt. Wie in Fig. 4 dargestellt, wird ein phasenkontinuierliches Kompensationssignal (s) mit vorgegebenem Pegel in einer vorgegebenen Zeitspanne in die vordere Schwarzschulter des Horizontal-Synchronisiersignals eingesetzt.
Die Frequenz des FM-Trägers wird durch das phasenkontinuierliche Kompensationssignal (s) verändert. Daher unterscheiden sich die Phasen des FM-Trägers am Phasenrücksetzpunkt vor und nach der Einsetzstelle des phasenkontinuierlichen Kompensationssignals (s) voneinander.
Die Phase (in Fig. 4 unter (B) dargestellt) am Phasenrücksetzpunkt des FM-Trägers vor der Einsetzstelle des phasenkontinuierlichen Kompensationssignals (s) ändert sich abhängig vom Pegel des Videosignals, wie es unmittelbar vor dem Einsetzen des phasenkontinuierlichen Kompensationssignals (s) eingegeben wurde. Wenn das phasenkontinuierliche Kompensationssignal (s) in diesem Zustand in die vordere Schwarzschulter des Horizontal-Synchronisiersignals eingesetzt wird, wird die Phase des FM-Trägers am Phasenrücksetzpunkt auch durch das phasenkontinuierliche Kompensationssignal (s) verändert (in Fig. 4 unter (B) dargestellt)
Es ist möglich, anzunehmen, wie sich die Phase des FM-Trägers am Phasenrücksetzpunkt durch das Einsetzen des phasenkontinuierlichen Kompensationssignals (s) verändert.
Demgemäß kann die Phase des FM-Trägers am Phasenrücksetzpunkt oder in der Nähe desselben durch Einstellen des Pegels des phasenkontinuierlichen Kompensationssignals (s) für jede einzelne Zeile abhängig vom Pegel des Videosignals, wie es unmittelbar vor dem Einsetzen des phasenkontinuierlichen Kompensationssignals (s) eingegeben wurde, auf 0º, 180º verändert werden.
Infolgedessen wird die Phase des FM-Trägers am Phasenrücksetzpunkt dadurch kontinuierlich, daß das phasenkontinuierliche Kompensationssignal (s) eingesetzt wird. Selbst wenn die Phase des FM-Trägers nicht kontinuierlich ist, ist das Ausmaß der Unterbrechung der Phase des FM-Trägers leicht.
Die Phase des FM-Trägers wird aus dem folgenden Grund für jede einzelne Zeile rückgesetzt.
Normalerweise wird bei magnetischer Aufzeichnung ein FM-System mit niederfrequenter Trägerwelle verwendet und ein Trägerwelle-Erzeugungsteil ist integral mit dem FM-Mudulationsteil ausgebildet, so daß diese Teile nicht voneinander unterschieden werden können. Demgemäß geht die Phaseninformation des durch ein Videosignal (g) modulierten FM-Trägers innerhalb der effektiven Abtastzeitspanne eines Bildes verloren, da der FM-Träger des Videosignals moduliert ist. Daher ist es erforderlich, die Phaseninformation in jeder Horizontalperiode hinzuzufügen. Zu diesem Zweck wird der FM- Träger für jede Horizontalperiode durch den Rücksetzimpuls (h) rückgesetzt.
Unter Berücksichtigung der vorstehend genannten Tatsache ist die Kompensationsschaltung 60 für kontinuierliche Phase wie folgt aufgebaut.
Das auf den Austastpegel geklemmte Videosignal wird zunächst einer Expansionsschaltung 61 für die vordere Schwarzschulter zugeführt, die nach Bedarf vorhanden ist.
Dies, da der Fall existiert, daß die Schaltung 60 für kontinuierliche Phase es nicht erlaubt, daß die vordere Schwarzschulter, die im vorderen Teil des Horizontal-Synchronisiersignals vorhanden ist, eine Länge (ungefähr 2,2 usec im NTSC-System) aufweist, die dazu ausreicht, das phasenkontinuierliche Kompensationssignal (s) in der Expansionsschaltung 61 für die vordere Schwarzschulter einzusetzen.
Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die Expansionsschaltung 61 verwendet.
Die vordere Schwarzschulter wird durch die folgenden zwei Verfahren expandiert: eines ist es, einen Teil des hinteren Abschnitts des Luminanzsignals zu beseitigen, wie es unmittelbar vor der vorderen Schwarzschulter vorliegt (siehe Fig. 5). Das andere ist es, das Horizontal-Synchronisiersignal dadurch zu verschieben, daß es durch ein anderes Horizontal- Synchronisiersignal ersetzt wird (siehe Fig. 6).
Gemäß Fig. 5 wird ein erstes Bezugssignal (p), das von einer Bezugssignal-Erzeugungsschaltung 70 erzeugt wird, der Expansionsschaltung 61 für die vordere Schwarzschulter zugeführt. Das Bezugssignal (p) arbeitet als Austastimpuls, der den hinteren Abschnitt des eingegebenen Videosignals austastet, wie in Fig. 5 unter (A) und (B) dargestellt.
Im Ergebnis wird von der Expansionsschaltung 61 für die vordere Schwarzschulter ein Videosignal (in Fig. 5 unter (C) dargestellt) ausgegeben, dessen vordere Schwarzschulter breiter als die Standardbreite ist.
Fig. 6 zeigt den oben genannten letzteren Fall für das Expandieren der vorderen Schwarzschulter, d.h. den Fall, bei dem das Horizontal-Synchronisiersignal dadurch verschoben wird, daß es durch ein anderes Horizontal-Synchronisiersignal ersetzt wird. Auch in diesem Fall arbeitet das Bezugssignal (p) als Austastimpuls. Jedoch liegt, wie dies in Fig. 6 unter (A) und (B) dargestellt ist, der Erzeugungszeitpunkt für das Bezugssignal (p) nahe dem Synchronisierteilstück (Abfallzeitpunkt) des Horizontal-Synchronisiersignals, mit einer solchen Einstellung, daß ein vorgegebener Impuls vorliegt, der den abfallenden Teil beinhaltet.
Ein Teil des Horizontal-Synchronisiersignals wird durch das Bezugssignal (p) entfernt und ein neues Horizontal-Synchronisiersignal (in Fig. 6 unter (C) dargestellt) ersetzt das teilweise entfernte Horizontal-Synchronisiersignal. Im Ergebnis wird, ähnlich wie bei Fig. 5, ein Videosignal von der Expansionsschaltung 61 für die vordere Schwarzschulter ausgegeben, bei dem die vordere Schwarzschulter breit ist.
Das Ausgangssignal der Expansionsschaltung 61 für die vordere Schwarzschulter und das phasenkontinuierliche Kompensationssignal (s) werden in einem Addierer 62 zueinanderaddiert. Das phasenkontinuierliche Kompensationssignal (s) wird wie folgt erzeugt.
Zunächst wird die Phase des FM-Trägers an einem speziellen Punkt ermittelt. Der spezielle Punkt wird als Punkt bezeichnet, der dem Unterschwingungspunkt des Videosignals entspricht, wie er erzeugt wird, wenn das Videosignal vorverzerrt wird.
Wie in Fig. 5 unter (D) bis (F) und in Fig. 6 unter (E) bis (G) dargestellt, wird das zweite Bezugssignal (q) einer Trägerphasendifferenz-Ermittlungsschaltung 65 zugeführt, in der die Phasendifferenz Δ (Phase vom speziellen Punkt zum Nullüberkreuzungspunkt des FM-Trägers) an einem Punkt ermittelt wird, an dem das zweite Bezugssignal (q) erhalten wurde.
Das Phasendifferenz-Ermittlungsausgangssignal (in Fig. 5 unter (G) dargestellt und in Fig. 6 unter (H) dargestellt) wird einer Kompensationssignal-Erzeugungsschaltung 64 zugeführt, in der der Pegel des im Pulsausgangssignal (s) mit Trapezform abhängig von der ermittelten Phasendifferenz moduliert wird (siehe unter (H) in Fig. 5 und unter (I) in Fig. 6).
Das Frequenzabweichungsausmaß des Ausgangsimpulses (s) schwankt abhängig von dessen Pegelgröße, wodurch die Phase am Phasenrücksetzpunkt schwankt.
Der Kompensationssignal-Erzeugungsschaltung 64 wird auch ein Abschätzungsausgangssignal (Gleichspannungspegel) von einer Phasenverschiebungsabschätzung-Schaltung 63 zugeführt.
Das Abschätzungsausgangssignal wird bei diesem Beispiel abhängig vom Unterschwingen des Videosignals am speziellen Punkt in der Phasenverschiebungsabschätzung-Schaltung 63 erzeugt.
Demgemäß enthält die Phasenverschiebungsabschätzung-Schaltung 63 eine (nicht dargestellte) Anhebungsschaltung mit derselben Frequenzcharakteristik, wie sie die Anhebungsschaltung 65 aufweist, und eine (nicht dargestellte) Abtast- Halte-Schaltung, die das abgetastete Ausgangssignal im Unterschwingungsteil, auf den die Anhebungscharakteristik angewandt wurde, hält.
Da das Ausgangssignal (SH) der Abtast-Halte-Schaltung proportional zum Ausmaß der Unterschwingung ist, wird das Ausgangssignal (SH) als solches Ausgangssignal verwendet, durch das das Ausmaß der Phasenverschiebung abgeschätzt wird. Das Abschätzausgangssignal wird zum Phasendifferenzermittlung- Ausgangssignal addiert und das sich ergebende Ausgangssignal wird als phasenkontinuierliches Kompensationssignal (s) (in Fig. 5 unter (I) und in Fig. 6 unter (J) dargestellt) einem in die Aufzeichnungsschaltung 10 eingegebenen Videosignal überlagert.
Demgemäß wird die Frequenz des FM-Trägers durch ein Signal verändert, das dadurch erhalten wird, daß das Abschätzausgangssignal (Gleichspannungspegel), das proportional zum Unterschwingen des Videosignals ist, zu einem Impulsausgangssignal addiert wird, dessen Pegel der Phasendifferenz des FM-Trägers entspricht, d.h. unter Verwendung des phasenkontinuierlichen Kompensationssignals (s). Die Einstellung des Pegels des phasenkontinuierlichen Kompensationssignals (s) abhängig vom Inhalt des Videosignals erlaubt es, daß die Phase des FM-Trägers am Phasenrücksetzpunkt auf 0º oder 180º eingestellt werden kann und daß die Phase des FM-Trägers kontinuierlich ist, wenn eine Phasenrücksetzung erfolgt.
Selbst wenn die Phase des FM-Trägers nicht vollständig kontinuierlich gemacht werden kann, kann die Phasendifferenz am Phasenrücksetzpunkt klein gemacht werden.
Das Ausgangssignal (x) der Vorverzerrungsschaltung 56 ist in Fig. 6 unter (K) dargestellt und der Rücksetzimpuls (h) ist in Fig. 6 unter (L) dargestellt. Der Rücksetzimpuls (h) wird zu einem Zeitpunkt erhalten, der um eine vorgegebene Zeitspanne nach dem Zeitpunkt liegt, zu dem der Spitze-Spitze- Wert der Vorderflanke des Horizontal-Synchronisiersignals erhalten wurde. Die vorgegebene Zeitspanne beträgt bei diesem Beispiel 1 usec.
Es scheint, daß nur ein Impulsausgangssignal, das der Phasendifferenz des FM-Trägers am speziellen Punkt entspricht, dazu ausreicht, als phasenkontinuierliches Kompensationssignal (s) zu wirken, jedoch kann die Kontinuität der Phase des FM-Trägers am Phasenrücksetzpunkt nicht alleine durch das Impulsausgangssignal ausreichend aufrechterhalten werden.
Dies, weil, wie in Fig. 7 dargestellt, selbst dann, wenn die Ermittlungsausgangssignale für die Phasendifferenzwerte Δ am speziellen Punkt (Punkt (A)) dieselben sind, das Ausmaß der Phasenverschiebungen am Phasenrücksetzpunkt zu diesem zeitpunkt nicht konstant ist.
D.h., daß die Phasendifferenzen der eingegebenen Videosignale, wie in Fig. 7 unter (B), (D) und (F) dargestellt, am Punkt (A) konstant sind ((C), (E) und (G) in Fig. 7). Selbst wenn die Phasendifferenzen am Punkt (A) dieselben sind, schwankt jedoch das Ausmaß der Phasenverschiebung abhängig vom Ausmaß der Unterschwingung am Punkt (A) stark.
Demgemäß sind in allen Fällen die Ausmaße der Freguenzabweichung dieselben, solange nicht die Ausmaße der Unterschwingung am speziellen Punkt berücksichtigt werden: die Kontinuität der Phase am Phasenrücksetzpunkt kann nicht gewährleistet werden.
Im Gegensatz zum Vorstehenden kann das Ausmaß der Frequenzabweichungen durch das Ausmaß der Unterschwingungen verändert werden, wenn das Ausmaß der Unterschwingungen am speziellen Punkt berücksichtigt wird. Demgemäß kann die Phase des FM-Trägers so eingestellt werden, daß sie am Phasenrücksetzpunkt kontinuierlich ist, wenn die Pegel des Abtast-Halte-Ausgangssignals (SH) und der Pegel des impulsförmigen Ausgangssignals auf gewünschte Pegel eingestellt werden.
Fig. 2 zeigt ein Beispiel für eine Videosignal-Wiedergabeschaltung 10B.
Ein von einem rotierenden Magnetkopf 17 abgespieltes FM-Videosignal (i) (in Fig. 8 unter (A) dargestellt) wird über einen Vorverstärker 18 und eine Trägertorschaltung 22, die eine Jitterermittlungsschaltung 20 bilden, einem FM-Demodulator 32 zugeführt.
Das vom FM-Demodulator 32 demodulierte Videosignal (j) (siehe (B) in Fig. 8) wird als Eingangsvideosignal mit Jitterkomponente einer Zeitbasis-Korrekturschaltung 40 zugeführt und es wird auch einer Synchronisiersignal-Abtrennschaltung 21 zugeführt, durch die das Horizontal-Synchronisiersignal aus dem Videosignal (j) entnommen und von diesem abgetrennt wird. Danach wird das Videosignal (j) einer Verzögerungsschaltung 26 zugeführt.
Die Verzögerungsschaltung 26 arbeitet so, daß sie den Phasenrücksetzpunkt (in Fig. 6 unter (L) dargestellt) des FM- Trägers erhält. Das um eine vorgegebene Zeitspanne (1 usec) verzögerte Horizontal-Synchronisiersignal (k) ist in Fig. 8 unter (C) dargestellt.
Das um die vorgegebene Zeitspanne verzögerte Horizontal-Synchronisiersignal wird einem Trägertor 22 als Torsignal zugeführt, durch das der FM-Träger (Träger, der dem Horizontalsynchronisier-Spitze-Spitze-Wert entspricht), wie er zwischen Horizotnal-Synchronisiersignalen vorliegt, durchgelassen wird (in Fig. 8 unter (D) dargestellt). Der durchgelassene FM-Träger (1) wird ähnlich wie bei einem herkömmlichen Verfahren als Burstsignal verwendet.
Der FM-Träger (1) wird einem schmalbandigen Durchlaßfilter 23 zugeführt, in dem sein T/R-Verhältnis verbessert wird. Wenn als Frequenz des FM-Trägers für den Horizontalsynchronisier-Spitze-Spitze-Wert 3,4 MHz ausgewählt wird, wird als Bandpaßfilter ein solches von 3,4 MHz ± 0,1 MHz verwendet.
Unter Verwendung eines solchen schmalbandigen Filters wird der Pegel (Effektivwert) der mit dem FM-Träger vermischten Störsignale auf unter 1/4 verringert. Im Ergebnis wird der Wert des Synchronisierjitters (Schwankung der Zeitbasis), der mit dem FM-Träger vermischt wurde, auf unter 1/4 verringert.
Wenn z.B. der Wert des Synchronisierjitters ungefähr 16 nsec vor der Verarbeitung durch das Filter beträgt, wird dieser Wert des Synchronisierjitters auf ungefähr 4 nsec verringert, wenn ein solches schmalbandiges Bandpaßfilter verwendet wird. Der FM-Träger (m), wie er nach der Verarbeitung durch das Filter erhalten wird, ist in Fig. 8 unter (E) dargestellt.
Das Horizontal-Synchronisiersignal (k) wird der Verzögerungsimpuls-Erzeugungsschaltung 24 zugeführt, in der ein Verzögerungsimpuls (n) (in Fig. 8 unter (F) dargestellt) mit einer vorgegebenen Zeitperiode verzögert gegenüber der Hinterflanke des Horizontal-Synchronisiersignals (k) erzeugt wird.
Der Verzögerungsimpuls (n) und der FM-Träger (m), wie sie durch das Filter verarbeitet werden, werden einer Jitterermittlungssignal-Erzeugungsschaltung 25 zugeführt, die aus einem RS-Flip-Flop besteht, durch den Verzögerungsimpuls (n) gesetzt wird und durch den Nullüberkreuzungspunkt des FM- Trägers (m) rückgesetzt wird, wie nach dem Setzvorgang eingegeben.
Demgemäß wird, wie dies in Fig. 8 unter (G) dargestellt ist, von der Jitterermittlungs-Erzeugungsschaltung 25 ein Jitterermittlungssignal (o) als Signal ausgegeben, das mit dem speziellen Nullüberkreuzungspunkt des Zyklus des FM-Trägers (m) synchronisiert ist.
Der spezielle Nullüberkreuzungspunkt wird als Nullüberkreuzungspunkt eines Zyklus bezeichnet, in dem die Amplitude des FM-Trägers (m) maximal ist. Bei dem in Fig. 8 dargestellten Signalverlauf ist, da die Amplitude in einem Zyklus maximal wird, der ungefähr 1 us hinter der Hinterflanke des Horizontal-Synchronisiersignals (k) liegt, die Verzögerungsperiode des Verzögerungsimpulses (n) auf ungefähr 1 us eingestellt.
Dies, da der Einfluß von dem Videosignal überlagerten Störungen dadurch verringert wird, daß der Nullüberkreuzungspunkt in einem Zyklus mit hohem T/R-Wert ermittelt wird, so daß Jitter mit hoher Genauigkeit ermittelt werden kann.
Der Grund für die Erzeugung des Verzögerungsimpulses (n) auf Grundlage der Hinterflanke des Horizontal-Synchronisiersignals ist, daß der Einfluß eines Trägerverlusts zum Zeitpunkt der Frequenzdemodulation auf das Horizontal-Synchronisiersignal an dessen Hinterflanke viel kleiner als an dessen Vorderflanke ist. D.h., daß selbst dann, wenn ein Trägerverlust vorliegt, die Schwankung der Phase der Verlustkomponente verringert ist und von der Vorderflanke (Rücksetzpunkt der Phase) des Horizontal-Synchronisiersignals zu dessen Hinterflanke stabilisert ist. Daher ist die Genauigkeit des Verzögerungsimpulses (n) verbessert.
Wenn die Frequenz des FM-Trägers (m) 3,4 MHz beträgt, existieren Nullüberkreuzungspunkte ungefähr alle 1,47 nsec. Daher ist es, wenn der Wert des Synchronisierjitters des Horizontal-Synchronisiersignals (k) an dessen Rückflanke maximal 100 nsec beträgt, möglich, einen speziellen Nullüberkreuzungspunkt mit einer Genauigkeit unter 5 nsec zu ermitteln, wenn das S/R-Verhältnis ungefähr 40 dB beträgt.
D.h., daß der Wert des Restjitters des abgespielten Videosignals auf unter 5 nsec unterdrückt werden kann.
Der Zyklus des Jitters, wie er an der Hinterflanke des demodulierten Horizontal-Synchronisiersignals mit rückgesetztem Träger erzeugt wird, kann nicht mehr als 1/2 des Zyklus des FM-Trägers sein. Daher tritt keine Fehlfunktion dahingehend auf, daß der Verzögerungsimpuls (n) Nullüberkreuzungspunkte außer den vorgegebenen speziellen Nullüberkreuzungspunkten ermittelt.
Die Aufgabe der Erfindung kann dadurch gelöst werden, daß die Phase des FM-Trägers mit derjenigen des Horizontal-Synchronisiersignals synchronisiert wird und dem Videosignal das phasenkontinuierliche Kompensationssignal (s) überlagert wird. Die vorstehend beschriebene Phasensteuerung, wie sie dazu erforderlich ist, die Kontinuität der Phase des FM-Trägers an dessen Phasenrücksetzpunkt aufrechtzuerhalten, wird nun qualitativ beschrieben.
Normalerweise wird die Frequenzmodulationswelle f(t) wie folgt ausgedrückt:
f(t) = Acos ( (ωψ+ωα v(t))dt+Φ) = Acos(ωct+Φ+ωα v(t)dt),
wobei A die Amplitude ist; ωc die Frequenzabweichung ist; ωα die Winkelfrequenz des Trägers ist; Φ die Anfangsphase ist; v(t) das Modulationssignal ist.
Die obige Gleichung beschreibt ein Modulationssystem, bei dem das Ausmaß der Schwankung der momentanen Winkelfrequenz proportional zum Momentanwert des Modulationssignals ist.
Der Phasenwinkel wird durch den momentanen Phasenwinkel Φ(t) wie folgt ausgedrückt:
Φ(t) = ωc + Φ + ωα v(t))dt,
wobei Φ eine Konstante ist.
Die vorstehende Gleichung zeigt, daß der Phasenwinkel dadurch eingestellt werden kann, daß der zeitliche Integrationswert des Modulationssignals verwendet wird.
Das Trägersignal kann dadurch so eingestellt werden, daß die Phase vor und nach einem Rücksetzpunkt kontinuierlich ist, daß ein Signal (Rechteck- oder Trapezsignal) mit einer vorgegebenen Fläche (Integrationswert) zur vorderen Schwarzschulter des Modulationssignals (Eingangsvideosignal) hinzugefügt wird.
In diesem Fall ist es erforderlich, den Einfluß der Vorverzerrungsschaltung 56 zu berücksichtigen. Dies, weil dann, wenn ein bestimmter Signalverlauf in ein vorverzerrtes Eingangsvideosignal eingesetzt wird, ohne die Entzerrung zu berücksichtigen, das Horizontal-Synchronisiersignal durch den Einfluß der Entzerrung des eingesetzten Signalverlaufs bei der Wiedergabe verzerrt wird.
Das phasenkontinuierliche Kompensationssignal (s) ist in Fig. 9 unter (A) dargestellt und der vorverzerrte Signalverlauf ist in Fig. 9 unter (B) dargestellt.
Wenn ein Hochpaßfilter mit dem in Fig. 10 dargestellten Aufbau als Vorverzerrungsschaltung 56 verwendet wird, werden die Übertragungsfunktion G(s) und das durch G(s) bestimmte Modulationssignal v(t) wie folgt ausgedrückt:
G(s) = {(Rb + sCRaRb)/(Ra + Rb + sCRaRb)} (s + 1/T)/(s + (1 + X)/T)
v(t) = L&supmin;'(G(s)/s=[u(t)+Xexp{-(1+X)t/T}]/(1+X).
Wenn die Flanke des Signalverlaufs des einzusetzenden phasenkontinuierlichen Kompensationssignals (s) als Stufe angesehen wird, die steiler als die Zeitkonstante der Vorverzerrung ist, ist der Integrationswert S(t) (Ausgang der Anhebungsschaltung in der Abschätzschaltung 63) zwischen den Punkten t&sub1; - t&sub2;, wenn ein Rechtecksignal zwischen den Punkten t&sub0; - t&sub1;, wie in Fig. 9 dargestellt, eingegeben wird, dessen Spannung V ist, der folgende:
S(t) = S1(t) + S2(t),
wobei S1(t) den Integrationswert angibt, der dadurch erhalten wird, daß ein steiler Signalverlauf eingegeben wird (steiler Signalverlauf von 0 auf 1), der bei t = 0 ansteigt.
Auf ähnliche Weise gibt S2(t) den Integrationswert an, wie er erhalten wird, wenn ein steiler Signalverlauf (steiler Signalverlauf von 0 auf 1) eingegeben wird, der bei t = 1 fällt.
Die vorstehend genannte Gleichung kann wie folgt abgeändert werden:
S(t&sub2;) = {S1(t&sub2;) + S2(t&sub2;)}V = V[{t&sub1;/(1+X)} - TX/(1+x)²{-(1+x)t&sub2;/T} - exp{-(1+x) (t&sub2; - t&sub1;)/T}
Durch die vorstehende Gleichung können t&sub1; und t&sub2;, durch die der Wert des zweiten Terms vernachlässigt werden kann, eingestellt werden. Bei diesem Beispiel wird die Beziehung zwischen t&sub1; und t&sub2; wie folgt ausgedrückt, wenn X=4, T=1,3 usec (Heimvideo im VHS-System) und V=1 gelten:
S = t&sub1;/5-(T/5)(4/5){exp(-5T&sub2;/T)-exp(-5(t&sub2;-t&sub1;)/T)}
Der Wert des zweiten Terms in der vorstehenden Gleichung kann unter 1% (Wert, der angesichts der Genauigkeit beim Klemmen vernachlässigt werden kann) des Werts des ersten Terms sein, wenn die folgende Bedingung gewählt wird: X = 4, t< 1, t&sub2; = 2T (> 2,3 usec). Eine detaillierte Beschreibung wird hier weggelassen.
So kann eine relativ genaue Einstellung (Fehler unter 1%) in der kurzen Zeitspanne t = 2T selbst dann erhalten werden, wenn das phasenkontinuierliche Kompensationssignal (s) in der Vorderstufe der Vorverzerrungsschaltung 56 eingesetzt wird.
Die zeitliche Breite T des phasenkontinuierlichen Kompensationssignals (s), das die Phase des FM-Trägers einstellt, wird durch einen Integrationswert (Fläche) bestimmt, dessen Obergrenze der Weißpegel von 100% ist, und die erforderlich ist, wenn maximale Phasendifferenz erhalten wird. Bei diesem Beispiel gilt T = 1,0 usec.
Wenn ein VTR mit breitem Übertragungsband, wie ein S-VHS, verwendet wird, ist es möglich, das Ausmaß der Phasenverschiebung an der vorderen Schwarzschulter dadurch zu bestimmen, daß der Vorgang nach der A/D-Umsetzung des Videosignals in digitale Datenwerte vor dem Aufzeichnen ausgeführt wird, und es ist auch möglich, eine Einrichtung zu verwenden, um das phasenkontinuierliche Kompensationssignal (s) in einen trapezförmigen Signalverlauf auf Grundlage digitaler Daten einzusetzen. Durch diese Verfahren kann die Expansionsschaltung 61 aus der Kompensationsschaltung 60 für das phasenkontinuierliche Signal weggelassen werden.
Die vorstehende Beschreibung ist auf die Anwendung einer Jitterermittlungsvorrichtung und das zugehörige Verfahren gemäß der Erfindung auf ein VTR gerichtet, der ein Videosignal durch das MTCI-System aufzeichnet und abspielt. Jedoch kann ein erfindungsgemäßes Jitterermittlungsverfahren auf ein schmalbandiges Eingangsvideosignal angewandt werden, das dadurch erhalten wird, daß das Aufzeichnungsband der Trägerwelle eingeengt wird und das Chrominanzsignal bei niedriger Frequenz umgesetzt wird und die Frequenzmodulation des Eingangsvideosignals aufgezeichnet wird.
Zusätzlich zum Vorstehenden können die Jitterermittlungsvorrichtung und das zugehörige Verfahren gemäß der Erfindung auf ein Videosignal zur Verwendung bei hochauflösendem Fernsehen (HDTV) und einem MUSE-Signal zur Verwendung bei Satellitenübertragung angewandt werden. In diesem Fall wird, bevor Aufzeichnen ausgeführt wird, das Synchronisiersignal positiver Polarität beim MUSE-Signal durch ein Synchronisiersignal negativer Polarität ersetzt und der Synchronisier-Spitze-Spitze-Wert wird als Bezugsburst rückgesetzt, wodurch die Aufzeichnung mehrerer Zyklen des Bezugsbursts bei den MUSE-Signalen durch den FM-Träger selbst dann möglich ist, wenn die Horizontalrücklaufzeit sehr kurz ist. Demgemäß kann Jitter mit hoher Genauigkeit ermittelt werden.
Wie vorstehend beschrieben, wird beim ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung ein Videosignal dadurch aufgezeichnet, daß die Phase der Oberflanke des Horizontal-Synchronisiersignals mit der Phase des FM-Trägers entsprechend dem phasensynchronisierenden Spitze-Spitze-Wert für jede Horizontalperiode synchronisiert wird und der Jitter im abgespielten Videosignal dadurch ermittelt wird, daß ein spezieller Nullüberkreuzungspunkt des schmalbandingen FM-Trägers auf Grundlage der Rückflanke des frequenzdemodulierten Horizontal-Synchronisiersignals bei der Wiedergabe ermittelt wird.
Demgemäß kann der spezielle Nullüberkreuzungspunkt des FM- Trägers mit hoher Genauigkeit ermittelt werden. Gemäß diesem Verfahren kann der Wert des Restjitters im abgespielten Videosignal auf 1/n des herkömmlich Ermittelten verringert werden.
Dies, da ein FM-Träger mit hohem T/R-Verhältnis, das dadurch erhalten wurde, daß er durch ein schmalbandiges Filter gegeben wurde, so verwendet wird, wie er bei der herkömmlichen Weise verwendet wird.
Da der Jitter des von einem VTR abgespielten Signals genau ermittelt werden kann, kann der Phasenfehler mit hoher Genauigkeit ermittelt werden. Daher ist die Fehlergeschwindigkeitsgenauigkeit, die dem Differenzwert des Phasenfehlers entspricht, verbessert und es kann leicht eine Geschwindigkeitsfehlerkorrektur erfolgen.
Darüber hinaus kann durch die Erfindung der Demodulationsfehler, der einen Nachteil beim Trägerrücksetzsystem bildet, zuverlässig beseitigt werden.
Daher kann das erfindungsgemäße Jitterermittlungsverfahren mit Vorteil auf ein Aufzeichnungs/-Wiedergabesystem für ein Videosignal unter Verwendung des TCI-Systems angewandt werden.

Zweites Ausführungsbeispiel

Unter Bezugnahme auf die Fig. 18 bis 22 wird ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben.
Fig. 18 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel für das Aufzeichnen und Wiedergeben eines MUSE-Signals gemäß der Erfindung darstellt. Gemäß Fig. 18 wird ein MUSE-Signal (a) mit kurzer Austastlücke (MUSE-HD-Periode) von ungefähr 700 nsec in eine Synchronisiersignal-Ersetzschaltung 101 eingegeben, in der die Horizontalaustastlücke durch ein Synchronisiersignal negativer Polarität (in Fig. 19 unter (b) dargestellt), ersetzt wird. Dieses Signal wird durch eine FM-Modulationsschaltung 103 fequenzmoduliert (oben rechts in Fig. 19 ist ein Beispiel für die FM-Zuordnung zu diesem Zeitpunkt dargestellt).
Die FM-Modulationsschaltung 101 ist vom Typ mit externem Rücksetzen, bei dem die Anfangsphase des Trägers (in diesem Fall ist die Frequenz 8 MHz, jedoch kann der Träger eine Frequenz aufweisen, die höher als die des Videosignals ist, wie in Fig. 19 durch eine gestrichelte Linie (b) dargestellt, z.B. 13 MHz), entsprechend einem Synchronisierteilstück durch einen Rücksetzimpuls (c) so rückgesetzt wird, daß sich für jede Horizontalperiode ein konstanter Wert ergibt. D.h., daß das synchron ersetzte Horizontal-Synchronisiersignal einer Rücksetzimpuls-Erzeugungsschaltung 102 zugeführt wird, in der der mit der Vorderflanke des Horizontal-Synchronisiersignals synchronisierte Rücksetzimpuls (c) erzeugt wird.
Die Phase des FM-Trägers, die dem synchronisierenden Spitze- Spitze-Wert entspricht, der der Vorderflanke des Horizontal- Synchronisiersignals entspricht, wird durch den Rücksetzimpuls (c) rückgesetzt, wodurch die Phase des ansteigenden Teils des Horizantal-Synchronisiersignals mit der Phase des FM-Trägers synchronisiert wird.
Die Anzahl der Zyklen des FM-Trägers, die dem Teil des Horizontal-Synchronisiersignals entsprechen, hängen von der FM- Frequenz ab. Ein FM-Träger (d) mit ungefähr neun Zyklen kann in einer Horizontalaustastücke des MUSE-Signals von nur ungefähr 700 nsec erhalten werden, und es wird eine Ermittlungsgenauigkeit innerhalb 5 nsec erhalten, wenn bei der Wiedergabe das T/R-Verhältnis dadurch zu mehr als 30 dB gemacht wird, daß der Pegel des zu ersetzenden Synchronisiersignals eine Frequenzmodulation von 13 MHz aufweist.
Das so erhaltene FM-Signal (d) wird in einem VTR durch einen Magnetkopf 4 aufgezeichnet.
Zum Wiedergabezeitpunkt wird ein vom Magnetkopf 4 abgespieltes FM-Signal (e) in eine Frequenzdemodulierschaltung 105 und eine Trägertorschaltung 107, die eine Jitterermittlungsschaltung bildet, eingegeben. Ein frequenzdemoduliertes Videosignal (f) wird als Eingangssignal mit Jitterkomponente in eine Zeitbasisfehler-Korrekturschaltung 111 eingegeben und es wird auch einer Synchronisiersignal-Abtrennschaltung 106 zugeführt, in der aus dem Videosignal ein Horizontal- Synchronisiersignal (g) entommen und von diesem abgetrennt wird.
Das Horizontal-Synchronisiersignal (g) arbeitet in der Trägertorschaltung 107 als Torsignal und es ist dazu in der Lage, den FM-Träger (FM-Träger (h) entsprechend dem Horizontalsynchronisier-Spitze-Spitze-Wert) abzutrennen, wie er zwischen den Horizontal-Synchronisiersignalen des wiedergegebenen FN-Signals (e) vorliegt. Das S/R-Verhältnis des abgetrennten FM-Trägers (h), d.h. des Bezugsbursts, kann durch ein schmalbandiges Bandpaßfilter 110 verbessert werden.
Das frequenzdemodulierte Videosignal (f) wird auch einer Verzögerungsimpuls-Erzeugungsschaltung 108 zugeführt, in der ein Verzögerungsimpuls (j) erzeugt wird, der um eine vorgegebene Zeitspanne gegen die Hinterflanke des Horizontal-Synchronisiersignals verzögert ist. Der Vezögerungsimpuls (j) und der vom schmalbandigen Bandpaßfilter 110 ausgegebene FM-Träger (i) werden in eine Jitterermittlungssignal-Erzeugungsschaltung 109 eingegeben, die durch ein RS-Flip-Flop gebildet wird, von dem ein Jitterermittlungssignal (k) für einen speziellen Nullüberkreuzungspunkt des Zyklus des Verzögerungsimpulses (j) und der FM-Welle (i) ausgegeben wird. Die speziellen Nullüberkreuzungspunkte werden für den Punkt bestimmt, bei dem die Amplitude des FM-Trägers maximal ist.
Der Grund dafür, daß der Verzögerungsimpuls (j) auf Grundlage der Hinterflanke des Horizontalsignals erzeugt wird ist es, daß der Einfluß des Horizontal-Synchronisiersignals durch Trägerverlust an dessen Vorderflanke viel kleiner als an dessen Hinterflanke ist. D.h., daß selbst dann, wenn Trägerverlust vorliegt, das Ausmaß der Phasenschwankung der Verlustkomponente klein wird und die Phase der Verlustkomponente von der Vorderflanke her stabilisiert wird, die der Rücksetzpunkt der Phase zur Hinterflanke hin ist. So kann die Genauigkeit beim Ermitteln der zeitlichen Lage des Verzögerungsimpulses verbessert werden.
Das Jitterermittlungssignal (k), wie es durch das vorstehend beschriebene Verfahren erhalten wird, und das frequenzdemodulierte Videosignal (f) werden der Zeitbasisfehler-Korrekturschaltung 111 zugeführt, von der ein in der Jitterkomponente korrigiertes Videosignal ausgegeben wird.
Fig. 20 zeigt eine Zeitbasisfehler-Korrekturschaltung.
Gemäß Fig. 20 wird das Jitterermittlungssignal (k) durch die Jitterermittlungsschaltung 109 für jede Horizontalabrasterperiode (1H) des wiedergegebenen Videosignals (f) erhalten. Die Phase des Jitterermittlungssignals (k) wird mit derjenigen eines Phasenbezugssignals (Wck/n) verglichen, das dadurch erhalten wird, daß ein durch die Bezugsphase phasenverriegelter Schreibtakt (Wck) für jede einzelne Horizontalabrasterperiode (1H) in einer PLL-Schaltung 135 in 1/n Teile unterteilt wird. Das wiedergegebene Videosignal (f) wird über eine A/D-Umsetzerschaltung 131 durch den Schreibtakt (Wck) abgetastet und in ein digitales Signal umgesetzt und dann in einen Speicher 132 eingeschrieben.
Das in den Speicher 132 eingeschriebene Signal wird durch einen stabilen Takt (Rck) ausgelesen und das Synchronisiersignal negativer Polarität in der Horizontalaustastlücke wird in einer Synchronisiersignal-Ersetzschaltung 133 durch das in Fig. 21(b) dargestellte MUSE-HD-Signal ersetzt.
Im Ergebnis wird das von einem Tiefpaßfilter 137 über eine D/A-Umsetzerschaltung 134 ausgegebene analoge Videosignal das ursprüngliche MUSE-Signal.
Wie vorstehend beschrieben, kann gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung selbst dann, wenn ein Videosignal wie ein MUSE-Signal mit sehr schmaler horizontaler Austastperiode mit einem Synchronisiersignal positiver Polarität aufgezeichnet und wiedergegeben wird, der Zeitbasisfehler mit hoher Genauigkeit unter Verwendung eines Video-FM- Signals als Burst ermittelt werden. Ferner wird, da das Video-FM-Signal ein solches mit hochfrequentem Paßband ist, die Periode eines Zyklus desselben kurz. Demgemäß verfügt das wiedergegebene Videosignal über wenig Restjitter, da der Zeitbasisfehler mit hoher Genauigkeit ermittelt werden kann.

Claims

1. Verfahren zum Ermitteln von Zeitbasisschwankungen (Jitter) in einem Videosignal, das durch Multiplexieren der Luminanz- oder Chrominanzsignale in der Periode einer Horizontalzeile aufgezeichnet und wiedergegeben wurde, mit den folgenden Schritten:

- Synchronisieren der Frequenz eines Trägersignals mit dem Horizontal-Synchronisiersignal durch Rücksetzen der Phase des Trägersignals an der Vorderflanke des Horizontal-Synchronisiersignals in jeder Horizontalperiode;

- Frequenzmodulieren des synchronisierten Trägersignals mit dem Videosignal;

- Aufzeichnen des frequenzmodulierten Trägers;

- Wiedergeben des frequenzmodulierten Trägersignals;

- Frequenzdemodulieren des Videosignals;

- Filtern des wiedergegebenen Trägersignals in der Nähe des Horizontalsynchronisier-Spitzenbereichs des Videosignals;

- gekennzeichnet durch

- Ermitteln des Jitters des wiedergegebenen Videosignals aus dem relativen Zeitpunkt eines vorgegebenen Nullüberkreuzungspunkts des gefilterten Trägersignals und der Hinterflanke des Synchronisiersignals;

- Einsetzen eines Phasenkompensationssignals (s) in die vordere Schwarzschulter des Horizontal-Synchronisiersignals, welches Phasenkompensationssignal einen Pegel aufweist, der vom Pegel des Videosignals abhängt, wie es unmittelbar vor dem Einsetzen des Phasenkompensationssignals eingegeben wurde.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Filtern durch Bandpaßfiltern erfolgt.

3. Vorrichtung zum Ermitteln von Zeitbasisschwankungen (Jitter) in einem Videosignal, das durch Multiplexieren der Luminanz- und Chrominanzsignale in der Periode einer Horizontalzeile aufgezeichnet und wiedergegeben wurde, mit:

- einer Einrichtung (31) zum Synchronisieren der Frequenz eines Trägersignals mit dem Horizontal-Synchronisiersignal durch Rücksetzen der Phase des Trägersignals an der Vorderflanke des Horizontal-Synchronisiersignals für jede Horizontalperiode;

- einer Einrichtung (57; 103) für Frequenzmodulation des synchronisierten Trägersignals mit dem Videosignal;

- einer Einrichtung (59; 104) zum Aufzeichnen des frequenzmodulierten Trägers;

- einer Einrichtung (59; 104) zum Wiedergeben des frequenzmodulierten Trägersignals;

- einer Einrichtung (32; 105) zur Frequenzdemodulation des Videosignals;

- einer Einrichtung (110) zum Filtern des wiedergegebenen Trägersignals in der Nähe des Horizontalsynchronisier-Spitzenbereichs des Videosignals;

gekennzeichnet durch

- eine Einrichtung (20) zum Bestimmen des Jitters des wiedergegebenen Videosignals aus dem relativen Zeitpunkt eines vorgegebenen Nullüberkreuzungspunkts des gefilterten Trägersignals und der Hinterflanke des Synchronisiersignals;

- eine Einrichtung zum Einsetzen eines Phasenkompensationssignals (s) in die vordere Schwarzschulter des Horizontal- Synchronisiersignals, welches Phasenkompensationssignal einen Pegel aufweist, der vom Pegel des Videosignals abhängt, wie es unmittelbar vor dem Einsetzen des Phasenkompensationssignals eingegeben wurde.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, bei der die Einrichtung zum Filtern des wiedergegebenen Trägersignals ein Bandpaßfilter (110) ist.