DE1167398B - Schaltungsanordnung fuer elektronische Schaltmatrizen mit PNPN-Dioden fuer Fernmeldevermittlungs-, insbesondere Fernsprechanlagen - Google Patents

Schaltungsanordnung fuer elektronische Schaltmatrizen mit PNPN-Dioden fuer Fernmeldevermittlungs-, insbesondere Fernsprechanlagen

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DE1167398B
DE1167398B DEJ22489A DEJ0022489A DE1167398B DE 1167398 B DE1167398 B DE 1167398B DE J22489 A DEJ22489 A DE J22489A DE J0022489 A DEJ0022489 A DE J0022489A DE 1167398 B DE1167398 B DE 1167398B
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diodes
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Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND
DEUTSCHES
PATENTAMT
AUSLEGESCHRIFT
Internat. Kl.: H 04 m
Nummer:
Aktenzeichen:
Anmeldetag:
Auslegetag:
Deutsche Kl.: 21 a3 - 38
J 22489 VIII a / 21 a3
12. Oktober 1962
9. April 1964
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für elektronische Schaltmatrizen mit PNPN-Dioden für Fernmeldevermittlungs-, insbesondere Fernsprechanlagen, bei denen die Bildung eines Verbindungsweges über mehrere in Reihe geschaltete Schaltmatrizen durch Markierung seiner Endpunkts angedeutet wird.
Obwohl die Entwicklung der elektronischen Sc'haltmaitrizen sehr gewissenhaft erfolgt ist, weisen frühere Entwicklungen erhebliche Nachteile auf. Eine Art von Matrizen ist für die Verwendung in mehrstufigen Schaltnetzwerken, die mit Endmarkierung arbeiten, eingesetzt. Dabei werden die Enden des gewünschten Schaltweges elektrisch markiert und elektronische Schalter an den Kreuzungspunkten der Matrizen vervollständigen die Stromkreise, die von den markierten Enden zur Mitte der Matrize aufgebaut werden. Wenn zwei solche Suchkreise zusammentreffen, dann ist ein Schaltweg zwischen den beiden markierten Punkten hergestellt. Daraufhin werden alle übrigen Suchikreise ausgelöst. Der Nachteil dieser Anordnung ist der, daß der elektronische Schalter am Endpunkt einen übermäßig hohen Strom führen muß, da die Suchkreise sich vervielfachen.
Um diesen hohen Stromfluß zu vermeiden, sind schon verschiedene komplexe Steuerstromkreise angewendet worden, um den gewünschten Weg zu kennzeichnen, indem an bestimmte Vielfaohpunkte der Matrizen eine Vorspannung angelegt wird. Diese Vorspannung scheidet die Suchkreise, aus und vermeidet daher den hohen Strom. Diese Steuerstromkreise sind jedoch leider außerordentlich kompliziert und aufwendig.
Ein anderer Weg, den Suchstromanstieg an den Endpunkten zu vermeiden, besteht darin, geladene Kondensatoren zu verwenden, die den Hauptanteil des Stromes für Schaltvorgänge in der Matrix liefern. Matrizen dieser Art enthalten Kreuzungspunkte aus elektronischen Schaltern, die in rein zufälliger Verteilung abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden, bis ein Weg durch die Matrix gefunden ist. Obwohl diese »Zufallsmatrix« gegenüber der »Vorspannungsmatrix« eine große Verbesserung darstellt, läßt sie doch genügend Spielraum für weitere Verbesserungen.
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine neue verbesserte Schaltungsanordnung einer Schaltmatrix mit PNPN-Dioden anzugeben, die in Fernmeldevermittlungs-, insbesondere Fernsprechanlagen eingesetzt werden kann, bei denen die Bildung eines Verbindungsweges über mehrere in Reihe angeordnete Schaltmatrizen durch Markierung seiner beiden Endpunkte eingeleitet wird.
Schaltungsanordnung für elektronische
Schaltmatrizen mit PNPN-Dioden für
Fernmeldevermittlungs-, insbesondere
Fernsprechanlagen
Anmelder:
International Standard Electric Corporation,
New York, N. Y. (V. St. A.)
Vertreter:
Dipl.-Ing. H. Ciaessen, Patentanwalt,
Stuttgart W, Rotebühlstr. 70
Als Erfinder benannt:
John Bereznak, Chicago, JIl. (V. St. A.)
Beanspruchte Priorität:
V. St. v. Amerika vom 16. Oktober 1961
(145 220)
Die Schaltungsanordnung nach der Erfindiung ist dadurch gekennzeichnet, daß als Markierpotential an der Eingangsmaitrix ein langsam ansteigender Spannungsimpuls angelegt wird, der jeweils über die durchgeschalteten Dioden und den Vielfachleitungen der Matron zugeordnete Kondensatoren für die zugeordnete Matrix erneuert wird und daß damit in allen Stufen ein nach der Größe der Durdhbruchspannung der Dioden zeitlich gestaffelter Auswahlvorgang der Teilwege durchgeführt wird.
Durch die zeitliche Staffelung der Auswahlvorgänge in den einzelnen Stufen ist die Vervierfachung der Diodenströme sicher vermieden. Der sehr schnelle Anstieg der Spannung in den Zwischenstufen erlaubt, daß während eines Steuerimpulses mit langsamem Spannungsanstieg mehrere Teilwege zeitlich getrennt aufgebaut werden können.
Die Erfindung wird an Hand der Zeichnungen erläutert. Es zeigt
Fig. 1 eine bekannte Reihenschaltung mehrerer Schaltmatrizen,
F i g. 2 den Stromlaufplan eines einzelnen Verbindungsweges über die Matrizen, wie er in F i g. 1 stark ausgezogen ist,
Fig. 3 einen der Fig. 2 äquivalenten Stromkreis zur Erklärung der Änderungen der Kondensatorladungen und des Stromes durch die Matrizen,
409 558/113
Fig. 4 den einer PNPN-Diode im Sperrzustand entsprechenden Stromkreis,
F i g. 5 den Stromkreis nach F i g. 2 mit den Schaltdioden nach F i g. 4,
F i g. 6 die Abhängigkeit der Durchbruchspannung vom Spannungsanstieg an der PNPN-Diode (im folgenden kurz als »rate-Errekt« bezeichnet),
Fig. 7 bis 10 die Kennlinien von PNPN-Dioden der Matrix, wie sie sich auf Grund des »rate-Effekts« ergeben,
Fig. 11 und 12 die Kondensatorspannungen und Spitzenströme in einem vergrößerten Maßstab, um die Wirkungsweise des Stromkreises beim Durchschalten der Dioden zu erläutern, und
leitung der Eingangsmatrix angeschaltet ist, so daß der waagerechten Vielfachleitung der nächsten Matrix, also der Zwischenmatrix 21, eine Durchbruchsspannung zugeführt wird. Auf diese Weise wird das Markier-5 potential schrittweise von einer zur anderen der in Reihe geschalteten Matrizen weitergeleitet und erneuert.
Ein Ende des gewünschten Verbindungsweges durch die in Reihe geschalteten Matrizen wird durch den Teilnehmerstromkreis und das andere Ende ίο durch einen Verbindungssatz markiert. Ein von der Leitung 30 und vom Verbindungssatz 31 kommendes Markierpotential stellen den in Fig. 1 stark ausgezogenen Weg her. Es können natürlich viele andere Wege ebenso hergestellt werden. Der genaue Vor-Fig. 13 die Abhängigkeit der PNPN-Diodenkapa- 15 gang für diesen oder einen anderen Weg über die zität von der angelegten Spannung, zur Erläuterung Matrizen wird an Hand der F i g. 2 näher erläutert, der Verminderung des Nebensprechens. Wie dort gezeigt wird, enthält dar Leitungsstromkreis
In F i g. 1 ist eine Anzaihl von in Reihe geschal- 30 eine Signalquelle es mit dem Innenwiderstand Rs. teten Matrizen oder Schaltstufen zum Aufbau einer Dabei wird vorausgesetzt, daß die stark ausgezogenen Fernsprechverbindung dargestellt. Das Schaltbild 20 Leitungen der F i g. 1 und 2 denselben Weg darstellen, zeigt eine Vielzahl von Eingangsleitungen 19, 30, 62, Wenn eine Verbindung zu einer Leitung gewünscht
drei als Eingangs-, Zwischen- und Ausgangsmatrix wird, dann wird in irgendeiner geeigneten Weise die bezeichnete Schaltmatrizen 20, 21, 22 und eine An- Spannungsquelle es an das linke Ende des Verbinzahl von Verbindungssätzen 24. Diese Schalttechnik dungsweges angeschaltet. Diese Markierung kann in kann in gleicher Weise auf fünf, sieben, neun usw. 25 einer Fernsprechanlage z. B. angelegt werden, wenn Matrizen oder Schaltstufen angewendet werden. In der rufende Teilnehmer aushängt oder wenn das Reeiner Fernsprechanlage wird der Leitungsstromkreis
19 durch die Teilnehmerschaltung gebildet. In anderen Anlagen können diese Stromkreise beliebige
andere Schaltkreise sein, die über die Matrizen elek- 30
irisch miteinander verbunden werden müssen.
Im Beispiel sind JV Eingangsmatrizen 20, m Zwischenmatrizen, K Ausgangsmatrizen 22 und η Verbindungssätze 24 vorgesehen. Jede Eingangsmatrix
hat eine gleiche Anzahl von Eingängen 25, die der 35
Anzahl von Teilnehmern entspricht, die von dieser
Matrix bedient werden. Diese Eingangsmatrizen haben
m Ausgänge, die auf Grund der Verkehrsbeziehungen
ermittelt sind. Jeder Ausgang ist mit einem entsprechenden Eingang einer Zwischenmatrix 21 ver- 40 taktes 32 ein erster Verbindungssatz vorher ausbunden. Daher hat jede Zwisdhenmatrix JV Eingänge. gewählt wurde, um den nächsten Anruf zu bedienen. Entsprechend haben die Zwischenmatrizen 21 K Aus- Jeder Kreuzpunktschalter ist eine Vierschichtgänge, und die Ausgangsmatrizen 22 haben M Ein- oder PNPN-Diode, die mit dem Buchstaben D und gänge und η Ausgänge. einer Ziffer gekennzeichnet ist. Eine Diode dieser
Die einzelne Matrix selbst weist erste und zweite 45 Art ist z. B. in der USA.-Patentschrift 2 855 524 be-(waagarechte und senkrechte) Vielfachleitungen auf; schrieben. Die Spitze der »4« in der Darstellung der zwei davon sind mit 26 und 27 bezeichnet. Diese Diode gibt die Richtung an, in der positiver Strom Vielfachleitungen sind so angeordnet, daß sie eine fließt. Solange die Spannung an der Diode unterhalb Anzahl Kreuzungspunkte ergeben, von denen einer der Duröhbruchspannung liegt, hat sie einen außerbei D gezeigt ist. An jedem Kreuzungspunkt ist in 5° ordentlich hohen Widerstand. Über dieser Spannung bekannter Weise eine PNPN-Diode zwischen die sich schaltet die Diode »ein«, und ihr Widerstand wird kreuzenden Vielfachleitungen eingeschaltet. äußerst klein. Nach diesem Schaltvorgang bleibt die
Diese elektronischen Schalter schalten durch, wenn Diode in dem niederohmigen Zustand, solange ein an ihre Klemmen eine über der Durchbruchspannung Mindest- oder Haltestrom durch die Diode fließt, liegende Spannung gelegt wird. Die senkrechten Viel- 55 Wenn der Strom unter diesen Haltewert abfällt, dann fachleitungen sind normalerweise mit einem ersten sperrt die Diode, schaltet »aus« und nimmt wieder oder gemeinsamen Bezugspotential +E verbunden.
Eine Kreuzungsdiode schaltet daher dann durch,
wenn eine waagerechte Vielfachleitung durch ein
zweites Markierpotential beaufschlagt wird, das 60 -\-E und eine Anzahl von Steuerkondensatoren, von gegenüber dem gemeinsamen Bezugspotential der denen einer mit Cl bezeichnet ist. Alle Batteriesenkrechten Vielfachleitungen mindestens um die anschlüsse +E haben gleiches Potential. Die Halte-Durchbruchspannung höher ist. Nach der Durch- quelle — E ist über eine Entkopplungsdiode 34 und schaltung eines Kreuzungspunktes der Eingangs- einen Widerstand 35 mit dem Schaltweg verbunden, matrix 20 wird durch das ansteigende Markier- 65 Über die Spannungsquellen —E und +£ erhalten potential der waagerechten Vielfachleitung ein Kon- die PNPN-Dioden eine Vorspannung, die kleiner als densator Cl auf das Markierpotential geladen, der an die Durahbruchsspannung ist. Die Diode 34 verhinder gerade durchgeschalteten senkrechten Vielfach- dert, daß der negative Markierimpuls P auf die Span-
gister die gerufene Leitung markiert. Die Anschalteeinrichtungen sind dabei in jedem Falle so ausgelegt, daß die angelegte Spannung eine vorgegebene Anstiegszeit |-j*J aufweist. Hierfür kann z. B. ein Kondensator C vorgesehen sein, der geladen wird und dabei einen Spannungsimpuls erhält, wie er als Impuls P in F i g. 7 gezeigt ist.
Das rechte Ende des Sprechweges wird von dem Verbindungssatz 31 durch ein stetiges und sich nicht änderndes Potential — »Verbindungssatzpoteotial« — markiert. Dabei darf vorausgesetzt werden, daß durch eine Auswahleinrichtung durch Schließen des Koti-
ihren hochohmigen Schaltzustand ein.
Die übrigen Teile der F i g. 2 sind eine Quelle — E für den Haltestrom, eine Quelle für das Freipotential
nungsquelle — E durchgreift. Der Widerstand 35 dient zur Strombegrenzung.
Die Wirkungsweise der Steuerkondensatoren, z. B. Cl, wird in Fig. 3, einer starken Vereinfachung der F i g. 2, erläutert. Die Signalquelle es ist über einen Widerstand Rs+RDl — Gesamtwiderstand der Signalquelle und Durchlaßwiderstand einer leitenden DiodeDl — mit einem ersten Kondensatoren (Gesamtkapazität) verbunden. Die Dioden D 4 und Dl sind im leitenden Zustand entsprechend durch WiderständeRD4 und RDl dargestellt. Die Bemessung des Stromkreises ist dabei etwa so getroffen, daß der Widerstand Rs+RdI ungefähr 20mal so groß ist wie die Diodenwiderstände RD 4 und RD 7. Aus diesem Grunde fließt nach der Einschaltung der Diode Dl ein Strom/1 von der Quelle es, um den Kondensator CTl aufzuladen. Die Ladespannung ist bald so weit angestiegen, daß sie die Durchbruchspannung für die Diode D 4 erreicht und damit diese in den leitenden Zustand versetzt. Darauf fließt von der ersten Gesamtkapazität CT1 ein Strom/2 über den Widerstand RD 4 zur zweiten Gesamitkapazität CT 2. Die beiden Ladungen der Kondensatoren CTl und CT 2 gleichen sich aus, so daß das Potential des ersten geladenen Kondensators CTl geringfügig erniedrigt wird. Dies führt dazu, daß immer wiedei Strom il über die erste Diode .RDl fließt, so daß diese im leitenden Zustand verbleibt. Es muß jedoch bemerkt werden, daß der Hauptanteil des Stromes il aus dem geladenen Kondensator CTl entnommen wird. Der Strom über die Diode D1 steigt daher nie über den SpitzenstromIg (Fig. 12) an, wie im einzelnen noch erläutert wird.
Alle folgenden Sdhaltstufen arbeiten in gleicher Weise. Sobald die Spannung am Kondensator CT 2 die Durchbruchspannung für die dritte Stufe erreicht, wird die Diode D 7 leitend. Aus den Kondensatoren CTl und CT 2 fließt der Strom ζ 3 nach dem Verbindungssatzpotential im Varbindungssatz 32. Der Strom in den Dioden D1 und D 4 wird nicht erholt, da der Hauptanteil wieder von den geladenen Kondensatoren geliefert wird.
Die Gesamtkapazitäten CT werden in F i g. 4 und 5 erläutert. In F i g. 5 ist angenommen, daß die Diode Dl (Fig. 2) leitend ist und daher nur einen verhältnismäßiig kleinen Widerstand RD1 darstellt. Jede nichtleitende DiodeD4, DS, D6 ist durch den äquivalenten Stromkreis nach F i g. 4 ersetzt. Daher ist die Quelle es nach der Einschaltung der Diode D1 durch eine Gesamtkapazität CTl belastet, die sich ungefähr als Parallelkapazität des Steuerkondensators Cl der ersten senkrechten Vielfachleitung B1 und der zugeordneten Diodenkapazitäten CD 4, CD 5 und CD 6 ergibt. Die Kapazität C 2 der senkrechten Vielfachfeitung B 4 ist etwa lOmal so groß wie die Diodenkapazitäten, wie durch den Ausdruck 10 CD angegeben ist. Auf diese Weise kann der Wert C 2 bei der Betrachtung der Gesamtkapazitäit CT eliminiert werden. Die Errechnung der Gesamitkapazität ergibt sich nach den mathematischen Beziehungen für eine Reihenschaltung zu:
CTl
CD 4
1
10 CD
11
10 CD
Mit anderen Worten ausgedrückt, die Gesamtkapazität des Serienkreises (CD 4+10 CD) ist 0,909mal der Kapazität einer Diode (CD). Die äqui-
65 valente Gesamtkapazität CTl ist daher durch die Reihenschaltung C1+K · CD gegeben, wobei K die Anzahl der senkrechten Vielfache einer Zwischenmatrix darstellen.
Die Wirkungsweise des Stromkreises hängt vom »rate-Effekt« der PNPN-Dioden ab, der an Hand der F i g. 6 erläutert wird. Die Durchbruchspannung EF ist auf der waagerechten Achse und der Differentialquotient ~~ der an die Diode angelegten Spannung
auf der senkrechten Achse aufgetragen. Wenn der Spannungsimpuls eine steile Anstiegsflanke aufweist, dan ist v sehr groß, und die Diode hat, wie beim
Punkt A gezeigt wird, eine kleine Durchbruchspannung EFDA. Wenn die Spannungsimpulse eine flache
An&tiegsflanke 'besitzen, dann ist ~ klein, und die
Diode (hat, wie der Punkt B zeigt, eine hohe Durchbruchspannung EFDB. Daraus resultiert, daß die Dioden bei verschiedenen Potentialen schalten, die
von dem Differenitialquotienten ~ der Spannungsimpulse an den Kondensatoren CT1, CT 2 usw. abhängen.
Bei der Entwicklung eines Stromkreises, der den richtigen Anstieg des Impulses oder den richtigen
Differentialquotienten ~ besitzt, .sind verschiedene
Faktoren zu berücksichtigen. Ein solcher Faktor ist die Verteilung der Durchbruchspannungen der PNPN-Dioden einer Fertigungscharge mit durchschnittlichen Toleranzen. Bei einer steilen Anstiegsflanke der Impulse haben die Dioden einer unsortierten Fertigungscharge eine Durchbrudhspannung von 10 bis 26 Volt. Das bedeutet, daß die Diode mit der niedrigsten Durchbruchspannung bereits bei 10 Volt leitend wird, während die Diode mit der höchsten Durchbruchspannung erst bei 26VoIt leitend wird. Alle übrigen Dioden werden bei dazwischenliegendein Spannungswerten leitend. Bei einer flachen Anstiegsflanike der Impulse benötigen dieselben Dioden 24 bis 34VoIt. Daraus folgt, daß bei Steuerimpulsen mit steiler Anstiegsflanke das Vorspannungspotential innerhalb der Matrix im Verhältnis zum Steuerimpuls groß ist und deshalb steuert. Andererseits ist 'bei Steuerimpulsen mit flachem Anstieg die Vorspannung innerhalb der Matrix klein im Verhältnis zu dem Steuerimpuls, so daß dieser steuert.
Zur Erläuterung eines Effekte« bei steiler Anstiegsflanke der Steuerimpulse wird der Sohaltvorgang betrachtet, wenn die Dioden eine DurohbTuchspannung von 10 bis 26 Volt aufweisen. Es wird angenommen, , daß die DiodeD10 (Fig. 1) infolge eines Anrufes aus der Eingangsmatrix 38 leitend ist, die Vielfachleitung B 6 besetzt ist und ein Potential von + 3 Volt und die Vielfachleitung B 5 frei ist und ein Potential von +18 Volt fuhrt. Es wird weiterhin angenommen, daß die Diode D10 bei der niedrigsten Durchbruchspannung von 10 Volt und die Diode D 5 bei der höchsten Durchbruchspannung von 26 Volt leitend wird. Wenn die Differenzspannung zwischen dem Punkt Pl und der Vielfachleitung B 6 10 Volt beträgt (Punkt P1 z. B. -7 Volt und B 6 auf + 3 Volt), dann wird die Diode D 6 leitend und verbindet den Punkt P1 mit der besetzten Vielfachleitung B 6.
Die freie VielfachleitungB 5 führt +18VoIt, daher würde die Diode D 5 bis zu einer Spannung von
— 8VoIt am Punkt Pl nichtleitend werden. Die Differenzspannung zwischen Punkt P1 und der Vielfachleitung B 5 muß mindestens 26 Volt betragen, damit die Diode DS mit der hohen Durchbruchspannung leitend wird.
Es wird nun derselbe Effekt bei Steuerimpulsen mit flachem Anstieg betrachtet. Die Vorspannungen innerhalb der Matrix bleiben gleich (+3 Volt auf der Vielfachleiitung B 6 und +18VoIt auf der Vielfachleitung B S). Die Diode D 6 wird bei diesen Steuerimpulsen erst bei 26VoIt und die Diode D 5 bei 34 Volt leitend. Aus diesem Grunde wird die Diode D 5 leitend, wenn der Punkt Pl ein Potential von —16 Volt annimmt, d. h., wenn die Differenzspannung zwischen Punkt Pl und Vielfachleitung B 5 34VoIt beträgt. Die Diode D 6 dage gen wird nichtleitend bleiben, solange der Punkt Pl das Potential
— 23VoIt nicht überschreitet, d.h. die Differenzspannung zwischen Punkt P1 und Vielfachleitung B 6 kleiner als 26 Volt ist.
Der hervorstechende Vorteil ist, daß eine freie Leitung nicht mit einer besetzten senkrechten Vielfachleitung verbunden wird, auch wenn das Steuerpotential im Verhältnis zur Vorspannung innerhalb der Matrix groß ist.
Ein zweiter Gesichtspunkt bei der Wahl des Differentialquotienten ~ ist der Resonanzpunkt des
Systems. Die Gesamtkapazkät CT und die Induktivität des Stromkreises, der von der Quelle es über die Diode Dl (einschließlich Streukapazitäten und -induktivitäten) führt, bilden einen Resonanzkreis. Wenn der angelegte Steuerimpuls P eine Komponente der Resonanzfrequenz dieses Schwingkreises aufweist, dann beginnt der Strom durch die Diode zu oszillieren. Wenn der Strom seine Richtung umkehrt, dann wird die Diode nichtleitend. Die Spannung am Kondensator Cl, die vom Stromfluß während des leitenden Zustande« der Diode herrührt, verhindert, daß die Diode bei der nächsten Stromumkehr wieder leitend wird.
Wie genügend bekannt ist, weisen praktisch alle Spannungsimpulse eine Anzahl von Frequenzkomponenten auf (sogenannte Fourierreihe). Die steile Impulsfront hat praktisch unendlich viele Frequenzkomponenten, während die flache Impulsfront nur eine beschränkte Anzahl von Frequenzkomponenten aufweist. Daher nimmt die Möglichkeit der Erregung des Resonanzkreises mit der Kapazität CT sehr stark zu, wenn die Steilheit ( *-J der Impulse erhöht wird.
Um die Auswahl des Differentialquotienten -=■- der
Steuerimpulse festzulegen, ist es nur erforderlich, den richtigen Widerstandswert Rs für die Quelle es zu wählen. Bei dieser Auswahl wird der Widerstand Rs groß genug gemacht, daß der Spitzenstrom Ig (Fig. 12) kleiner als der Einsatzpunkt gehalten wird, bei dem der Stromkreis zum Schwingen gebracht wird. Der Widerstand Rs wird klein genug gemacht, damit der Strom Ig fließen kann, d. h., daß der Kondensator Cl in einer gewünschten Zeitspanne geladen wird. Diese Zeitspanne reicht aus, um bei allen vorkommenden Verkehrsbeziehungen einen Weg durch alle in Reihe geschalteten Matrizen zu finden. Mit anderen Worten ausgedrückt, der durch die verschiedenen Dioden fließende Strom reicht aus, diese eine bestimmte Zeit lang im leitenden Zustand zu halten. Schließlich ist die Zeitkonstante Rs ■ CT1 so gewählt, daß -rV- die richtige Durchbruchspannung für
eine Zwischenmatrix ergibt.
Der Stromkreis arbeitet wie folgt: Es sind Sc'haltmittel vorgesehen, die den Schaltweg durch die in Reihe geschalteten Matrizen zwischen den markierten Endpunkten herstellen. Eine Signalquelle es überträgt einen Spannungsimpuls P (hier mit negativer Polarität ίο gezeigt), der eine verhältnismäßig große Anstiegszeit hat (-/)■ Der Widerstand Rs der Quelle begrenzt den Strom aus der Quelle. Die Diode D1 hat daher eine verhältnismäßig große Durchbruchspanmung. Die Kondensatoren C1 und C 2 werden schnell geladen, so daß die Dioden D4, DS, D6 bei verhältnismäßig kleinen Durchbruchspannungen leitend werden. Bei einem Versuchsaufbau wurden mit den im Stromlaufplan angegebenen Werte zufriedenstellende Ergebniisse erzielt. Aus dem Vorstehenden wurde ersichtlich, daß die elektronischen Schaltmatrizen zur Herstellung eines Weges zwischen markierten Punkten von in Reihe geschalteten Matrizen verwendet werden. Dieser Weg soll dabei aber auch mit einem Minimum an Steuerstromkreisen hergestellt werden können. Daher enthält der Steuerstromkreis stets verfügbare Bauelemente, die durch zuverlässige Kondensatorkennlinien gesteuert werden.
Bevor der Impuls P auftritt, sind die linken An-Schlüsse (Fig. 2) der DiodenDl, D2, D3 auf dem Potential — E und die rechten Anschlüsse auf dem Potential +£. Wenn der Impuls P auftritt, dann wird der Kondensator C geladen, so daß das negative Potential an den h'nken Anschlüssen der Dioden D1, D2, D3 ansteigt. Die Diode 34 hält den negativen Impuls von der Spannungsquelle — E fern. Die Dioden Dl, D2, D 3 haben theoretisch dieselben Kennlinien und wollen daher etwa bei demselben Potential in den leitenden Zustand übergehen. Diese Bauelemente haben jedoch meistens nie identische Kennlinien. Daher wird jede Diode bei einem Potential leitend werden, das im Grenzfalle sich von den Durchbruchspannungen aller übrigen Dioden unterscheidet. Es wird daher immer eine Diode zuerst leitend werden. Es wird nun vorausgesetzt, daß die DiodeDl leitend wird, wenn das Potential an dem linken Anschluß den Wert EFDl (Fig. 7) erreicht.
Nachdem die Diode D1 leitend ist, wird nach einer Zeitspanne, die durch die Zeitkonstante Rs ■ CTl begrenzt ist, das Potential +E auf der Vielfachleitung Bl den Wert des negativen Steuerimpulses P annehmen. Die Entnahme von Ladung aus dem Kondensator C bewirkt, daß der Quellenimpuls P an den linken Anschlüssen der Dioden D 2 und D 3 geringfügig kleiner wird. Aus diesem Grunde werden die linken Anschlüsse der Dioden D 2 und D 3 sofort weniger negativ, so daß sie nichtleitend werden können.
Dieser Einbruch der negativen Spannung ist beim Punkt 40 der F i g. 7 gezeigt. Zum Zeitpunkt der Einschaltung der Diode beginnt auch der Strom/1 mit dem Spitzenwert Ig (Fig. 12) zu fließen. Dieser Spitzenstrom ist der höchste Strom, der bis zur Herstellung der Verbindung durch die Diode D1 fließt. Dieser Strom ist durch den Widerstand Rs und den WiderstandRDl (Fig. 3) der leitenden Diode begrenzt. Wenn der Kondensator CTl geladen wird,
dann nimmt der Strom i nach den bekannten Beziehungen
z = Ig-e
Rs. CTl
ab, wobei t die Zeit darstellt.
Der Spannungsanstieg am Kondensator Cl stellt eine Spannungsquelle für die Dioden D 4, DS und D 6 der Zwischenmatrix dar. Wenn der Punkt EFD 4 erreicht wird, dann wird die Diode, z. B. D 4, mit dar niedrigsten Durchbrodhspanniung all der Dioden, die in der Zwischenmatrix 21 mit dem Kondensator C1 verbunden sind, leitend. Die Anstiegszeit der Spannung am Kondensator C1 ist wesentlich kleiner als die Anstiegszeit des Impulses P. Die Diode D 4 wird daher bei niedrigerem Potential leitend als die Diode Dl.
In dem Zeitpunkt, in dem die Diode D 4 leitend wird, madht die Spannungsquelle Λ-Ε2 dasZwischenleitungsvielfach etwas weniger negativ. Die Spannung am Kondensator Cl fällt daher sofort auf einen Wert ab, bei dem die Dioden D S und D 6 nichtleitend werden. Die Auswirkungen dieses Spannungsabfalles am Kondensator Cl sind:
1. Ein Stromfluß /2 (Fig. 3) vom Kondensator C1 über die Diode D 4 zum Kondensator C 2,
2. ein Stromanstieg /1 in der Signalquelle es über die Diode Dl zu den Kondensatoren Cl und C 2 und
3. ein kleiner Wechsel (weniger negativ) im Potential des Steuerimpulses P (41, Fig. 7).
Der Stromanstieg/1 ist in Fig. 12 durch die Punkte Im und // angedeutet. Wenn der Kondensator Cl wieder auf die Spannung EFD1 aufgeladen wird, dann folgt der Strom /1 der Beziehung
zl = Ije'
Rs· CTl
Der Spannungsanstieg am Kondensator C 2 kommt einer Spannungsquelle für die daran angeschaltete Ausgangsmatrix 22 gleich. Hier wird jedoch nicht die Diode mit der kleinsten Durchbruchspannung zuerst leitend. Es wurde über einen bestimmten Schaltkontakt, z. B. 32, vorher bereits der rechte Anschluß einer. Diode, z. B. Dl, markiert. Die übrigen Dioden D 8, D 9 der Ausgangsmatrix führen an ihren rechten Anschlüssen kein Potential und können daher überhaupt nichtleitend werden, auch wenn der Spannungsanstieg am Kondensator C 2 groß wird. Wenn die Spannung des Kondensators C 2 die Durchbruchspannung der Diode D 1 erreicht, dann wird diese leitend. Dadurch wird ein Stromkreis von der Spannungsquelle —E über die Diode 34 und den Widerstand 35, die Dioden Dl, D4 und Dl nach Erde am Schalter 32 geschlossen. Der Strom über die Diode Dl bleibt dann auf dem Betriebsstrom/m (Fig. 12).
Es sind außerdem Schaitmittel vorgesehen, die sicherstellen, daß gleichzeitig stets nur ein Schaltweg über die in Reihe geschalteten Matrizen gesucht wird, wenn ein Weg zwischen zwei markierten Enden nicht hergestellt werden kann. Die vorangehende Beschreibung des Stromkreises ging davon aus, daß der Weg im ersten Versuch aufgebaut wurde. Dies ist jedoch nicht immer möglich, wenn z. B. eine der Dioden D 5 oder D 6, die mit dem Kondensator Cl verbunden sind, bei dem beschriebenen Anruf bereits leitend geworden sind. Es wird daher eine Auswahl der Ausgangsmatrizen, die mit den Zwischenvielfachen 5 5 oder B 6 verbunden sind, erforderlich. Da der geschlossene Kontakt 32 nicht zu den gesuchten Ausgangsmatrizen verbindet, kann kein Weg hergestellt werden. In ähnlicher Weise können auch die Dioden D 2 oder D 3 leitend geworden sein, so daß die mit den Eingangsvielfachen B 2 oder B 3 verbundenen Zwischenmatrizen keinen Zugang zu den Verbindungssätzen der markierten Ausgangsmatrix haben. Es können auch andere Zustände infolge Verkehrsandrang eintreten. In jedem Augenblick muß die PNPN-Diode, z.B. Dl, einen Mindeststromfluß erhalten, damit sie nach der Einschaltung leitend gehalten wird. In Fig. 12 ist der Strom IDl in der Größe Im als Betriebswert gezeigt, wenn der Strom zwischen der Quelle —E und der Erde am Schalter 32 des Verbindungssatzes aufgebaut ist. Ist dieser Weg nicht hergestellt, dann fällt der Strom unter den Haltewert Ih und die Diode D1 wird hochohmig.
Es wird zunächst angenommen, daß die Diode D 4 leitend ist, der Weg über die Dioden D1, D 8, D 9 nicht hergestellt werden kann. Die Diode Dl bleibt leitend, da der Strom/1 nicht zur Aufrechterhaltuaig
a5 der Ladung des Kondensators C1 den Haltestrom Ih übersteigt. Diese Ladung ist erforderlich, da sie durch den bei // gezeigten Stromfluß verringert wird. Die Diode D 4 wird dagegen ihochohmig. Die Ladung im Kondensator C 2 bleibt kurzzeitig erhalten. Diese Zeit hängt ab von dem Stromfluß durch den Widerstand 44. Die Diode D 4 wird durch diese Ladung des Kondensators C 2 gesperrt, so daß sie durch die Spannung des Kondensators C1 nicht erneut leitend gemacht werden kann. Die Spannung am Kondensator steigt entsprechend der Anstiegsnanke des Impulses P weiter an. Sobald die Spannung den Wert erreicht hat, der durch die Durchbruchspannung der Diode mit der nächst höheren DurahbruchspannuQg gegeben ist, dann wird diese Diode, z. B. D 5, leitend.
Die Spannung der Anstiegsflanke nimmt ab (Punkt 41 in Fig. 7). Nachdem die DiodeDl der Eingangsmatrix leitend ist und der Reihe nach verschiedene Dioden der Zwischenmatrix leitend werden, ergibt sich die Spannunigskurve, wie bei den Punkten 40 bis 42 gezeigt ist. Da die erste Diode bei der Spannung EFDl leitend wurde und der Kondensator Cl auf diese Spannung sehr schnell aufgeladen wird, werden der Reihe nach alle Dioden D 4, D 5, D 6, die mit der senkrechten Vielfachleitung B1 verbunden sind, in den leitenden Zustand übergehen. Das bedeutet, daß nach der Durchschaltung einer Diode der Eingangsmatrix alle iT Dioden der freien Zwischenverbindungsleitung nacheinander leitend werden, bevor eine andere Diode der Eingangsmiatrix, die mit der Impulsquelle es verbunden ist, leitend wild. Voraussetzung dafür ist natürlich, daß ein Weg zu einem Verbindungssatz über dfe erste Diode nicht hergestellt werden konnte.
In einem Versuchsaufbau hatte der Impuls P eine Gesamtdauer von 50 μββα Im gleichen System wurde die Entladezeit des Kondensators C1 viel größer gewählt, als in Fig. 9 gezeigt wird. Diese abfallende Spannung der Kondensatoren wirkt als Sperrspannung für die leitend gewesenen und wieder hochöhmig gewordenen Dioden. Diese Sperrspannung kann durch den Spannungsianetieg (~) oder den Impuls P selbst nicht kompensiert werden. Aus diesem
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Grunde kann jede Diode der Matrix während einer Impulsperiode P nur einmal leitend werden. Diese Überwachungsspannung verhindert, daß mehrere Dioden zu einem Verbindungssatz leitend werden und liefert den Sperrstrom für die leitend gewesenen Dioden.
Der Strom über die Diode D1 ist groß genug, so daß die Diode so lange eingeschaltet bleibt, wie in der Zwischenmatrix21 Dioden leitend werden (d.h. für die Dauer der in Fig. 8 gezeigten Impulse). Die Impulsspitzen 40 bis 42 verursachen dabei einen erneuten Stromfluß. Wenn diese Impulsströme aufhören, dann wird die Diode D1 nichtleitend, wenn kein Weg zum Verbindungssatz gefunden wird. Der resultierende Strom durch die Diode Dl ist ein steiler Impuls 50, steil im Verhältnis zu der Anstiegszeit des Impulses P. Der Spannungsanstieg des Impulses geht weiter, bis die Durchbruchspannung 51 der nächsten Diode der Eingangsmatrix erreicht wird. Es soll z. B. die Diode D 2 leitend werden und der Schaltvorgang ao über eine zugeordnete Zwischenmatrix wiederholt werden. Setzt man voraus, daß über die Diode D 2 kein Weg hergestellt werden kann, dann ergibt sich ein Stromimpuls 52 über die Diode D 2. Die Diode D 2 wird hochohmig. Dann wird die dritte Diode, z. B. D 3, leitend. Die Einschaltung erfolgt beim Punkt 54, und der Schaltvorgang über die zugeordnete Zwischenmatrix wiederholt sich. Nimmt man an, daß darüber ein Weg aufgebaut werden kann, dann wird der Spannungsanstieg des Impulses P beendet.
Die Impulsspannung fällt auf das Verbindungssatzpotential, und wie beim Punkt 55 gezeigt ist, nimmt der Strom durch die Diode D 3 den Spitzenwert 56 ein und bleibt dann auf dem Betriebsstrom, wie durch 57 gezeigt ist (Fig. 10).
Der Schaltweg wird ausgelöst, wenn der Schalter 32 im Verbindungssatz; öffnet und damit den Strom durch die leitenden Dioden unterbricht.
Es sind weiterhin Söhaltmittel vorgesehen, die das Nebensprechen in der Schaltmatrix herabsetzen. Wie wohl bekannt ist, stellt das Nebensprechen die Mischung von Signalströmen getrennter Sigmalwege dar. In der Matrix nach Fig. 1 soll z.B. die DiodeD5 in den einen und die Diode D10 in den anderen Schaltweg eingeschaltet sein. Durch die Diode D 6 fließt kein Strom, da sie nichtleitend ist. Tatsächlich ist jedoch kein Halbleiter vollkommen nichtleitend, so daß stets ein kleiner Sperrstxom fließt. Daher fließen kleine Anteile der Ströme durch die DiodeD DS und Z)IO auch durch die Diode D 6. Dieser kleine Anteil ist jedoch noch nicht ausreichend, um ein ernsthaftes Nebensprechproblem zu bilden. Da die Schaltwege durch die Matrizen sich aber vervielfachen und alle diese kleinen Sperrstromanteile gesammelt werden, kann doch das Nebensprechen zu verständlichen unerwünschten Verbindungen führen Daraus resultiert, daß die Größe der Matrix begrenzt werden muß, so daß nur weniger als eine kritische Anzahl von Verbindungen hergestellt werden kann. Das bedeutet, daß die Anzahl der in Reihe geschalteten Matrizen erhöht werden muß. Die Gesamtkosten der Matrizen steigen daher an. Alles was zui Reduzierung des Nebensprechens beiträgt, bringt erhebliche Ersparnisse.
Bei dem Erfindungsgegenstand wird eine Reduzierung des Nebenisprechens durch richtige Wahl der Bauelementewerte und der Vorspannungen erreicht. Es wurde herausgefunden, daß das Nebensprechen von der Größe der Kapazität, z. B. CD 4, einer nichtleitenden Diode abhängt. Die Reduzierung dieser Kapazität kommt der Reduzierung des Nebensprechens gleich. Die wird durch die Fig. 13 veranschaulicht. Fig. 13 zeigt die Abhängigkeit der Diodenkapazität von der Durchbruchspannung. Ohne Vorspannung weist die Diode eine große Kapazität auf, wie durch C in Fig. 13 angegeben ist. Bei der Durchbruchspannung EF an der Diode ist die Kapazität CF im Verhältnis zum Punkt C klein. In einem Teil 60 dieser Kennlinie nimmt die Diodenkapazität sehr schnell mit der angelegten Spannung ab. Im restlichen Teil 61 der Kennlinie verursacht große Änderung der Spannung nur noch eine kleine Änderung der Diodenkapazität. Es ist daher notwendig, die Kapazität der nichtleitenden Diode auf einen Mindestwert zu reduzieren, wobei die Durchbruchspannung noch zuverlässige Werte aufweist. Es wurde herausgefunden, daß dies dann der Fall ist, wenn die Vorspannung der Dioden etwa der halben Durchbruchsspannung entspricht (0,5EF, Fig. 13). Wenn die in Reihe geschalteten Matrizen in einer Fernsprechanlage eingesetzt werden, dann werden die Wahlimpulse in dem ausgewählten Verbindungssatz gespeichert. Dann wird an die gerufene Teilnehmerschaltung (Leitungsstromkreis 62 in Fig. 1) und den Verbindungssatz (z. B. Schalter 32) ein Markierpotential angelegt, so daß von der gerufenen Leitung zum ausgewählten Verbindungssatz ein Weg hergestellt wird. Dann sind rufender und gerufener Teilnehmer über einen Weg miteinander verbunden, der die zufällig ausgewählten Kreuzungspunkte enthält. Dieser Weg kann z. B. die Teilnehmerstation 30 (Fig. 1), die Dioden Dl, D4 Dl, den Verbindungssatz 31, die Dioden D15, DlO, D16 und die Teilnehmerstation 62 enthalten.

Claims (12)

Patentansprüche:
1. Schaltungsanordnung für elektronische Schaltmatrizen mit PNPN-Dioden für Fernmeldevermittlungs-, insbesondere Fernsprechanlagen, bei denen die Bildung eines Verbindungsweges über mehrere in Reihe geschaltete Schaltmatrizen durch Markierung seiner beiden Endpunkte eingeleitet wird, dadurch gekennzeichnet, daß als Markierpotential an der Eingangsmatrix (20) ein langsam ansteigender Spannungsimpuls (P in F i g. 2, 7) angelegt wird, der jeweils über die durchgeschalteten Dioden (Dl, Dl + D 4) und den Vielfachleitungen (B 1, B 4) der Matrizen (20, 21) zugeordnete Kondensatoren (Cl, Cl) für die zugeordnete Matrix erneuert wird, und daß damit in allen Stufen ein nach der Größe der Durchbruchspannung der Dioden (Dl, D 2, D3...; D4, D5, D6... bzw. Dl, DS, D9) zeitlich gestaffelter Auswahlvorgang der Teilwege durchgeführt wird.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vielfachleitungen (Sl...B6) der Eingangsmatrizen (20) und Zwischenmatrizen (21) zur Reduzierung des Nebensprechens auf eine gemeinsame Vorspannung (+F) gelegt sind.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das andere Ende des gewünschten Verbindungsweges im Verbindungssatz (24) durch Anlegen (32) des konstanten Potentials (Erde) markiert wird.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die gewünschten Verbindungswege zeitlich nacheinander aufgebaut werden.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Dauer des Versuchs, einen bestimmten Verbindungsweg herzustellen, durch die Impulsdauer (P) begrenzt wird.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß beim Durchschalten einer Diode (z.B. £>4) in einer Matrix die übrigen an derselben Vielfachleitung liegenden Dioden (D 5, D 6) durch den einsetzenden Ladevorgang des folgenden Vielfachleitungskondensators (C 2) gesperrt werden.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß bei fehlender weiterführender freier Schaltstrecke die geschaltete Diode (D 4) wieder gelöscht wind, daß durch den Spannungsanstieg des vorgeordneten Viel- ao fachleitungakondensators (Cl) der Auswahlvorgang weiterschireitet (D 5) und daß durch die Ladespannung des Vielfachleitungskondensators (C 2) die vorher geschaltete Diode (D 4) gesperrt gehalten wird. ag
8. Schaltungsanordnung nach Ansprach 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß durch den Quellwiderstand {Rs) der den Spannungsimpuls (P) liefernden Steuerimpulsquelle (ei) der Spitzenstrom {Ig) der Binigangsdioden (D 1, D 2, D 3) begrenzt wird.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß an den Eingängen der Matrizen (20) eine Haltestromquelle (—E) über eine Entkopplungsdiode (34) und einen Begrenzungswiderstand (35) angeschaltet ist.
10. Scbaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Haltestrom für die aufgebauten Teüwege aus der Steuerimpulsquelle {es) und den VielfacWeitiungskondensatoren (C 1, C 2) der Matrizen entnommen wird.
11. Söhaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladezeitkonstante der VieKachleirungskondenisatoren (Cl, C2) wesentlieh kleiner als die Impulsdauer (P) gewählt wird und daß dadurch die Anzahl der VerbindungsveDsuche bestimmt wird.
12. Sdhaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeddhnet, daß die Endadezeit des über die Diode (D 4) geladenen Vielfachleitangskondensators so groß gewählt wird, daß während des anstehenden Impulses (P) diese Diode (D 4) gesperrt gehalten wird.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
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