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Die
Erfindung bezieht sich auf eine Spannungsdetektionsschaltung für ein Halbleiterspeicherbauelement,
insbesondere zur Erkennung eines stabilen Spannungsanhebungspegels
in Halbleiterspeicherbauelementen.
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Halbleiterspeicherbauelemente
hoher Kapazität,
wie dynamische Speicher mit wahlfreiem Zugriff (DRAMs), verwenden
eine niedrige Spannungsversorgung, um den Stromverbrauch zu verringern
und die Zuverlässigkeit
zu erhöhen.
In solchen Bauelementen ist es wünschenswert,
eine angehobene Spannung (VPP) zu verwenden, um die Übertragungseigenschaften
bestimmter Schaltkreise zu verbessern. Beispielsweise wird eine
angehobene Spannung VPP als Speisespannung zum Treiben von Wortleitungen
mit Spannungen höher
als der niedrige Spannungspegel der niedrigen Spannungsversorgung
benutzt, um einen genauen und zuverlässigen Betrieb von Wortleitungstreiberschaltkreisen
sicherzustellen.
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Zur
Erzeugung der angehobenen Spannung VPP wird in derartigen Halbleiterspeicherbauelementen
ein VPP-Generator verwendet.
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Dieser
beinhaltet eine Pumpschaltung, die von einem Oszillator getrieben
wird, und eine VPP-Pegeldetektionsschaltung, die den Betrieb des Oszillators
steuert. Die VPP-Pegeldetektionsschaltung detektiert den VPP-Pegel,
der normalerweise durch die Benutzung der VPP-Spannung festgelegt ist,
und vergleicht ihn mit einem VPP-Sollpegel. Wenn der VPP-Pegel den
Sollpegel erreicht, aktiviert die Detektionsschaltung ein Detektionssignal,
das bewirkt, dass der Betrieb des Oszillators gestoppt wird. Dies
wiederum bewirkt, dass die Pumpschaltung den Pumpbetrieb stoppt.
Während
die Pumpschaltung deaktiviert ist, fällt der VPP-Spannungspegel
ab, da die VPP-Spannung als eine Spannungsquelle benutzt wird. Wenn
der VPP-Spannungspegel unter den VPP-Sollpegel abfällt, deaktiviert
die Detektionsschaltung das Detektionssignal, was dazu führt, dass
die Pumpschaltung den Pumpbetrieb wieder aufnimmt.
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Bei
Verwendung einer angehobenen Spannung VPP ist es wichtig, einen
exakten Sollpegel zu bekommen, da ein gegenüber dem Sollpegel unnötigerweise
höherer
oder niedrigerer VPP-Pegel in einem erhöhten Leistungsverbrauch, einer
erhöhten Bauelementbelastung
und einem nicht zufriedenstellenden Transistorleistungsvermögen resultieren kann.
Daher wird eine genaue und stabile Detektionsschaltung benötigt.
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Eine
herkömmliche
VPP-Pegeldetektionsschaltung eines Halbleiterspeicherbauelements
ist in 1 illustriert. Wie daraus ersichtlich, umfasst
diese Detektionsschaltung einen Spannungsgenerator 10 zur
Erzeugung einer Vergleichsspannung sowie einen Treiberschaltkreis 20 zur
Detektion eines VPP-Sollpegels und zur Erzeugung eines Spannungspegeldetektionssignals
DET. Der Spannungsgenerator 10 beinhaltet seriell geschaltete NMOS-Transistoren 11, 12 und 13.
Ein Ende des Spannungsgenerators 10 ist an eine Speisespannung
VDD angekoppelt, und ein gegenüberliegendes Ende
ist an eine Massespannung VSS angekoppelt. Eine Gate-Elektrode des
Transistors 12 ist mit der Versorgungsspannung VDD verbunden,
während
die Gate-Elektroden der Transistoren 11 und 13 mit
der angehobenen Spannung VPP verbunden sind. Der Treiberschaltkreis 20 beinhaltet
drei Inverter 21, 22 und 23. Ein Eingang
des Inverters 21 ist mit einem Knoten A verbunden. Mit
den Bezeichnungen R1, R2 und R3 für die äquivalenten Widerstandswerte
des Source-Drain-Pfades der Transistoren 11, 12 bzw. 13 lässt sich
die Spannung am Knoten A durch folgende Gleichung ausdrücken: VA = VDD·{(R2
+ R3)/(R1 + R2 + R3)}.
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Mit
Anwachsen des VPP-Pegels, d.h. des Pegels der angehobenen Spannung,
verringern sich die Widerstandswerte der Transistoren 11 und 12,
da ihre Gate-Elektroden mit der angehobenen Spannung VPP verbunden
sind. Hingegen verändert
sich der Widerstandswert des Transistors 12 praktisch nicht,
da seine Gate-Elektrode mit der Speisespannung VDD verbunden ist,
die einen speziellen festgehaltenen Wert aufweist. Mit anwachsendem
VPP-Pegel steigt folglich auch der Spannungspegel am Knoten A.
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Die
logische Schwellenspannung eines p-leitenden MOS(PMOS)- oder eines n-leitenden MOS(NMOS)-Inverters
ist durch dessen Breiten/Längen-Verhältnis bestimmt.
Ein Inverter beginnt, seinen Ausgangszustand um die logische Schwellenspannung
herum zu ändern.
Wenn der Spannungspegel am Knoten A höher als der logische Schwellenspannungspegel
des Inverters 21 wird, wird folglich das vom Inverter 23 abgegebene
Spannungspegeldetektionssignal DET niedrig, so dass das Spannungspegeldetektionssignal
DET den Pumpbetrieb stoppt. Wenn der Spannungspegel am Knoten A
niedriger als die logische Schwellenspannung wird, gelangt hingegen
das Spannungspegeldetektionssignal DET auf hohen Pegel, und der
Pumpbetrieb beginnt wieder. Um den Betrieb zur Detektion des VPP-Sollpegels
zu implementieren, kann der Spannungspegel des Knotens A am VPP-Sollpegel
um die logische Schwellenspannung des Inverters 21 herum
eingestellt werden, indem die Abmessungen der Transistoren 11, 12 und 13 sowie
des Inverters 21 entsprechend gesteuert werden.
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Allerdings
weist die herkömmliche,
oben beschriebene Detektionsschaltung eine Anzahl von Schwierigkeiten
auf. So ist diese Detektionsschaltung unter anderem empfindlich
gegenüber
Prozess- und Temperaturschwankungen. Die Spannung am Knoten A beim
VPP-Sollpegel und die logische Schwellenspannung des Inverters 21 variieren
beispielsweise mit Prozess- und Temperaturschwankungen. Außerdem kann
es sein, dass diese beiden Spannungen durch Prozess- und Temperaturschwankungen
in verschiedene Richtungen von einander weg verschoben werden, da
der Inverter 21 sowohl PMOS- als auch NMOS-Transistoren
beinhaltet, während
der Spannungsgenerator 10 nur NMOS-Transistoren enthält. Aufgrund dieser Probleme
kann es sein, dass der VPP-Sollpegel nicht exakt detektiert wird.
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Veränderungen
des detektierten VPP-Pegels aufgrund von Prozess- und Temperaturschwankungen
sind während
eines Testmodus bei hoher Spannung, wie einem Einbrenntestmodus,
verglichen mit einem Normalbetriebsmodus, wie einem normalen Lese-
oder Schreibmodus, sogar noch ernstzunehmender. Ein weiteres Problem
während Testvorgängen bei
hoher Spannung besteht darin, dass es schwierig ist, einen für einen
Testmodus bei hoher Spannung geeigneten VPP-Sollpegel zu erhalten,
da der Widerstandswert des Spannungsgenerators 10 für den Normalbetriebsmodus
ausgelegt ist.
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Schließlich ist
die aus der Reaktion auf die Schwankung des VPP-Pegels resultierende
Spannungsverstärkung
am Knoten A so klein (ca. 0,1 bis 0,2), dass die Schwankung der
logischen Schwellenspannung aufgrund von Prozess- und Temperaturschwankungen
den detektierten VPP-Pegel in kritischer Weise ändern kann. Mit anderen Worten
ist die aus der Reaktion auf die VPP-Schwankung resultierende Änderung
der Spannung am Knoten A im Vergleich zur Schwankung der logischen
Schwellenspannung des Inverters 21 aufgrund von Prozess- und
Temperaturschwankungen relativ gesehen so klein, dass bei Verwendung
dieser herkömmlichen Konfiguration
eventuell kein präziser
Detektionsbetrieb realisiert werden kann.
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In
der Offenlegungsschrift
EP
0 594 162 A1 ist eine Spannungsdetektionsschaltung mit
einem Differenzverstärker
offenbart, dessen beiden Eingängen
je ein Spannungsteiler vorgeschaltet ist, um eine Referenzspannung
bzw. eine geteilte zu detektierende Spannung bereitzustellen. An
den Ausgang des Differenzverstärkers
schließt
sich eine Reihenschaltung von zwei Invertern an, an die wiederum
ein aus zwei parallelen Invertern aufgebauter Zwischenspeicher anschließt.
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Die
Patentschrift
DE 198
32 309 C1 offenbart einen Spannungsregler mit integriertem
Detektionsteil, der einen Operationsverstärker beinhaltet, dem an einem
Eingang eine Referenzspannung und am anderen Eingang eine durch
einen Spannungsteiler geteilte, zu detektierende Spannung zugeführt wird und
dessen Ausgangssignal einen Schalttransistor ansteuert. Dabei ist
dem Spannungsteiler ein weiterer Spannungsteiler mit gleichem Spannungsteilerverhältnis parallel
in Abhängigkeit
von einem Betriebsartsignal zuschaltbar, um in einem Normalbetrieb
eine erhöhte
Empfindlichkeit und Störsicherheit und
in einem Stand-by-Betrieb
einen reduzierten Stromverbrauch zu ermöglichen.
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In
der Offenlegungsschrift 197 32 670 A1 ist eine Schaltung zur Erzeugung
einer niedrigeren internen Spannung aus einer höheren externen Spannung offenbart,
die einen Differenzverstärker
und eine Referenzspannungserzeugungsschaltung verwendet. Die Referenzspannungserzeugungsschaltung
ist dafür
eingerichtet, zwei unterschiedliche Referenzspannungen zu erzeugen
und eine davon in Abhängigkeit
von einem Steuersignal über
ein jeweiliges Transfergate für
den Differenzverstärker
auszuwählen,
wobei das Steuersignal von der Bündellänge von
Adressdaten abhängt,
die einer in einem Bündelbetrieb
arbeitenden integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung von extern
zugeführt
werden, in welcher diese Schaltungsanordnung verwendet ist.
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Der
Erfindung liegt als technisches Problem die Bereitstellung einer
Spannungsdetektionsschaltung der eingangs genannten Art zugrunde,
die eine präzise
und zuverlässige
Detektion eines Spannungspegels weitgehend unbeeinflusst von Prozess- und
Temperaturschwankungen und/oder sowohl in einem Normalbetriebsmodus
als auch in einem Testbetriebsmodus ermöglicht.
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Die
Erfindung löst
dieses Problem durch die Bereitstellung einer Spannungsdetektionsschaltung mit
den Merkmalen des Anspruchs 1 oder 2.
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Vorteilhafte
Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
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Vorteilhafte,
nachfolgend näher
beschriebene Ausführungsformen
der Erfindung sowie das zu deren besserem Verständnis oben erläuterte,
herkömmliche
Ausführungsbeispiel
sind in den Zeichnungen dargestellt, in denen zeigen:
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1 ein
Schaltbild einer herkömmlichen Spannungsdetektionsschaltung,
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2 ein
Schaltbild einer ersten erfindungsgemäßen Spannungsdetektionsschaltung,
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3A ein
Schaltbild einer zweiten erfindungsgemäßen Spannungsdetektionsschaltung,
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3B ein
Schaltbild einer dritten erfindungsgemäßen Spannungsdetektionsschaltung,
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4 ein
Schaltbild einer vierten erfindungsgemäßen Spannungsdetektionsschaltung,
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5 Schaltbilder
verschiedener, erfindungsgemäß verwendbarer,
diodenverschalteter MOS-Transistoren,
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6A ein
Diagramm zur Veranschaulichung der Änderungen der VPP-Sollpegel
in zwei verschiedenen Betriebsarten aufgrund von Prozess- und Temperaturschwankungen
gemäß dem Stand der
Technik,
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6B ein
Diagramm entsprechend 6A, jedoch für ein erstes erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel,
und
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6C ein
Diagramm entsprechend 6A, jedoch für ein zweites erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel.
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2 zeigt
eine erste erfindungsgemäße Spannungsdetektionsschaltung,
die einen ersten Spannungsgenerator 100, einen zweiten
Spannungsgenerator 200 und einen Differenzverstärker 300 aufweist.
Ein Ausgang des ersten Spannungsgenerators 100 ist mit
dem einen Eingang N1 des Differenzverstärkers 300 verbunden.
Ein Ausgang des zweiten Spannungsgenerators 200 ist mit
dem anderen Eingang N2 des Differenzverstärkers 300 verbunden.
Ein Treiberschaltkreis 400 ist an einen Ausgang N3 des
Differenzverstärkers 300 gekoppelt,
und der Eingang eines VPP-Generators 500 ist
an einen Ausgang DET des Treiberschaltkreises 400 gekoppelt.
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Der
erste Spannungsgenerator 100 weist eine erste und eine
zweite Referenzspannungserzeugungsschaltung 110, 120 auf.
Die erste Referenzspannungserzeugungsschaltung 110 beinhaltet
zwei Schalter 111 und 114. Ein erster Schalter 111 ist
an eine Speisespannung 1 gekoppelt, und ein zweiter Schalter 114 ist
an eine Massespannung 2 gekoppelt. Der erste Spannungsgenerator 100 beinhaltet
außerdem
einen Spannungsteiler mit zwei Widerständen 112, 113,
die zwischen die zwei Schalter 111, 114 eingeschleift
sind. Die zweite Referenzspannungserzeugungs schaltung 120 weist
ebenfalls zwei Schalter 121, 124 auf. Ein erster
Schalter 121 ist an die Speisespannung 1 gekoppelt.
Der zweite Schalter 124 ist an die Massespannung 2 gekoppelt.
Ein Spannungsteiler, der zwei Widerstände 122, 123 umfasst,
ist zwischen die zwei Schalter 121, 124 eingeschleift.
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Die
erste und zweite Referenzspannungserzeugungsschaltung 110, 120 erzeugen
zwei Referenzspannungen, die über
den Knoten N1 als gemeinsamen Referenzeingangsknoten zum Differenzverstärker 300 übertragen
werden. Die Schalter 111, 114, 121 und 124 der
ersten und zweiten Referenzspannungserzeugungsschaltung 110, 120 werden durch
ein Betriebsmodussignal OMS gesteuert, das anzeigt, ob die Betriebsart
eines Speicherbauelementes ein Normalmodus oder ein Testmodus ist.
In diesem Beispiel befindet sich das OMS-Signal während des
Testmodus in einem Zustand hohen Pegels und während des Normalbetriebsmodus
in einem Zustand niedrigen Pegels.
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Im
Testmodus liefert die erste Referenzspannungserzeugungsschaltung 110,
da die Schalter 111 und 114 leitend geschaltet
sind, eine für
den Testmodus geeignete Referenzspannung. Die Schalter 121 und 124 sind
sperrend geschaltet, so dass die zweite Referenzspannungserzeugungsschaltung 120 keinen
Einfluss auf die Referenzspannung hat. Während des Normalbetriebsmodus
sind die Schalter 121 und 124 jedoch leitend geschaltet,
und die zweite Referenzspannungserzeugungsschaltung 120 liefert eine
für den
Normalbetriebsmodus geeignete Referenzspannung. Die Schalter 111, 114, 121 und 124 können durch
verschiedene Arten von MOS-Transistorschaltern implementiert sein,
abhängig
von der Natur des OMS-Signals, d.h. ob eine positive oder negative
Wahrheitslogik vorliegt.
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Der
zweite Spannungsgenerator 200 beinhaltet einen Spannungsteiler
mit zwei Widerständen 201, 202,
die zwischen einen Pegel einer angehobenen Spannung VPP und die
Massespannung 2 eingeschleift sind. Der Spannungsteiler
liefert eine Ver gleichsspannung als ein Vergleichseingangssignal für den Eingang
N2 des Differenzverstärkers 300.
Die Vergleichsspannung repräsentiert
Schwankungen im Pegel der angehobenen Spannung VPP.
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Der
Differenzverstärker 300 weist
einen Widerstand 301, zwei NMOS-Transistoren 302 und 303 sowie
zwei PMOS-Transistoren 304 und 305 auf. Der Differenzverstärker 300 ist
zwischen eine Speisespannung 3 und die Massespannung 2 eingeschleift. Der
Widerstand 301 wirkt als Stromquelle und kann durch einen
oder mehrere MOS-Transistoren implementiert sein.
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Die
Speisespannung 3 kann entweder gleich der Speisespannung 1 oder
von dieser verschieden sein, abhängig
von Rauschbetrachtungen. In Speicherbauelementen hoher Dichte ist
es wünschenswert,
für das
Zellenfeld eine separate Speisespannung zu verwenden, um das Maß an Rauschen zu
vermindern, das im Schaltkreis durch die Speisespannung hervorgerufen
wird. Beispielsweise sind Zellenfelder häufig empfindlich für Rauschen
einer Speisespannung und benötigen
daher oft eine stabile Leistungsversorgung. Für Zellenfelder, die eine stabile
Leistungsversorgung benötigen,
kann die Speisespannung für
das Zellenfeld von derjenigen für
periphere Schaltkreise getrennt werden, in denen mehr Speisespannungsrauschen
auftritt. Bevorzugt ist die Speisespannung für das Zellenfeld mit dem ersten Spannungsgenerator 100 für die Erzeugung
einer stabileren Referenzspannung gekoppelt. Die Speisespannung
für die
peripheren Schaltkreise wird den übrigen erfindungsgemäßen Schaltungskomponenten
zugeführt.
Wenn Rauschprobleme nicht von Bedeutung sind, kann die Speisespannung
der peripheren Schaltkreise auch für das Zellenfeld und andere Schaltkreiskomponenten
der Erfindung genutzt werden.
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Im
Betrieb vergleicht der Differenzverstärker 300 die Vergleichsspannung
am einen Eingang N2 mit der Referenzspannung am anderen Eingang
N1. Die Referenzspannungen am Knoten N1 im Normalbetriebsmodus und
Testmodus sowie die Vergleichsspannung am Knoten N2 können durch
folgende Gleichungen ausgedrückt
werden: VN1normal = VDD(normal)·R(123)/{R(122)
+ R(123)}; VN1test = VDD(test)·R(113)/{R(112)
+ R(113)}; und VN2 = VPP·R(202)/{R(201) + R(202)}.
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Diese
Gleichungen geben exakt die Knotenspannungen wieder, da der Einschaltwiderstand
jedes von den Schaltern 121, 124, 111 und 114 vernachlässigbar
ist. Die Speisespannung VDD ist gemäß dem Betriebsmodus fixiert,
und zwar auf 3 V im Normalbetriebsmodus und 6 V im Testmodus. Wie aus
den vorstehenden Gleichungen ersichtlich, ändert sich die Referenzspannung
in einem gegebenen Betriebsmodus nicht, da der Wert der Speisespannung
VDD festgehalten wird. Der Differenzverstärker 300 erzeugt ein
verstärktes
Differenzsignal am Ausgang N3 basierend auf einem Vergleich der
Referenzspannung am Knoten N1 mit der Vergleichsspannung am Knoten
N2. Wenn die Vergleichsspannung höher als die Referenzspannung
ist, wird eine verstärkte
Niedrigpegelspannung erzeugt. Wenn die Vergleichsspannung niedriger
als die Referenzspannung ist, wird eine verstärkte Hochpegelspannung erzeugt.
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Der
Treiberschaltkreis 400 weist zwei in Reihe geschaltete
Inverter 401, 402 auf. Der Inverter 401 detektiert
das verstärkte
Differenzsignal durch Vergleich des Eingangssignals mit einer logischen Schwellenspannung.
Wenn die verstärkte
Niedrigpegelspannung am Ausgang N3 ansteht, detektiert der Inverter 401 den
niedrigen Pegel und ändert
seinen Ausgangszustand von niedrigem auf hohen Pegel. Wenn die verstärkte Hochpegelspannung
am Ausgang N3 ansteht, detektiert der Inverter 401 den
hohen Pegel und ändert
seinen Ausgangszustand von hohem auf niedrigen Pegel. Der Inverter 402 dient zur
Erzeugung des Spannungspegeldetektionssignals DET, das einen scharfen Übergang
im Signalverlauf und einen vollen Speisespannungs(VDD)- Pegelhub aufweist.
Da der Ausgang des Inverters 401 seinen Zustand langsam ändert und
sein hoher oder niedriger Zustand nicht den vollen Pegel der Speisespannung
VDD repräsentiert,
ist ein Hochpegel-Ausgangssignal des Inverters 402 niedriger
als der Pegel der Speisespannung VDD, und ein Niedrigpegel-Ausgangssignal vom
Inverter 402 ist höher
als die Massespannung. Falls erforderlich, können zusätzliche Inverter hinzugefügt werden,
um das Ausgangssignal der Inverter 401 und 402 zu
Puffern.
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Der
VPP-Generator 500 arbeitet in Reaktion auf das Spannungspegeldetektionssignal
DET und weist einen herkömmlichen
Oszillator und eine herkömmliche
Pumpschaltung auf. Im Normalbetriebsmodus ist der Pegel des Betriebsartsignals
OMS niedrig, und die zweite Referenzspannungserzeugungsschaltung 120 ist
aktiviert. Die Referenzspannung am Knoten N1 kann hierbei geeignet
durch Auswählen
der Widerstandswerte der Widerstände 122 und 123 gesteuert
werden, die mit dem Spannungspegel am Knoten N2 bei einem VPP-Sollpegel für den Normalbetriebsmodus
korrelieren.
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Im
anfänglichen
Chipbetrieb liegt die angehobene Spannung VPP auf niedrigem Pegel,
da der Pumpbetrieb des VPP-Generators 500 den Pegel der angehobenen
Spannung VPP nicht schlagartig auf den VPP-Sollpegel anhebt. Der
Vergleichsspannungspegel am Knoten N2 ist daher niedriger als der Referenzspannungspegel
am Knoten N1, und der Ausgang N3 des Differenzverstärkers 300 sowie
das Spannungspegeldetektionssignal DET befinden sich beide auf hohem
Pegel. Der VPP-Generator 500 setzt folglich den Pumpbetrieb
fort, um den Anhebespannungspegel VPP in Reaktion auf das Hochpegel-Spannungsdetektionssignal
DET anzuheben. Wenn durch den Pumpbetrieb der Anhebespannungspegel
VPP den Sollpegel erreicht hat, wird der Vergleichspegel am Knoten
N2 höher
als der Referenzspannungspegel am Knoten N1. Der Ausgang N3 des
Differenzverstärkers 300 und
das Spannungspegeldetektionssignal DET gelangen somit auf niedrigen
Pegel, und der VPP- Generator 500 stoppt den
Pumpbetrieb in Reaktion auf den niedrigen Pegel des DET-Signals.
Wenn danach der Anhebespannungspegel VPP unter den Sollpegel fällt, gelangt das
Spannungspegeldetektionssignal DET wieder auf hohen Pegel, und der
VPP-Generator 500 nimmt den Pumpbetrieb in Reaktion auf
das Hochpegel-Spannungsdetektionssignal DET wieder auf.
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Bei
Betrieb im Testmodus liegt das Betriebsmodussignal OMS auf hohem
Pegel, und die erste Referenzspannungserzeugungsschaltung 110 ist
aktiviert. Die Referenzspannung des Knotens N1 für den Testmodus kann durch
Auswahl der Widerstandwerte der Widerstände 112 und 113 unter
Beachtung des gewünschten
Spannungspegels des Knotens N2 bei einem VPP-Sollpegel gesteuert
werden. Im Übrigen
entspricht der Betrieb im Testmodus demjenigen des Normalbetriebsmodus,
so dass eine nochmalige Beschreibung desselben nicht erforderlich
ist. Durch Steuerung der Widerstandswerte der Widerstände 112 und 113 unabhängig von
den Widerständen 122 und 123 können Referenzspannungen
bereitgestellt werden, mit denen sich geeignete VPP-Sollpegel sowohl
für den
Normalbetriebsmodus als auch den Testmodus hoher Spannung erzielen
lassen. Die Erfindung überwindet
somit die Schwierigkeiten herkömmlicher
Systeme, die daraus resultieren, dass nur ein für den Normalbetriebsmodus angepasster Spannungsgenerator
vorhanden ist.
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Die 3A und 3B veranschaulichen
in Teilen eine zweite bzw. dritte erfindungsgemäße Spannungsdetektionsschaltung.
Diese beiden Ausführungsbeispiele
unterscheiden sich von demjenigen der 2 lediglich
in der Konfiguration des ersten Spannungsgenerators 100,
so dass die übrigen Komponenten
der Einfachheit halber nicht nochmals gezeigt sind. Verglichen mit
dem ersten Spannungsgenerator 100 von 2 ist
in diesen Ausführungsbeispielen
die Anzahl von Schaltern reduziert.
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Im
zweiten, in 3A gezeigten Ausführungsbeispiel
ist der Schalter 121 im Testmodus, d.h. bei hohem Pegel
von OMS, sperrend geschaltet, während
er im Normalbetriebsmodus, d.h. bei niedrigem Pegel von OMS, leitend
geschaltet ist. Die geeignete Referenzspannung für den Testmodus kann durch
Einstellen der Widerstandwerte der Widerstände 112 und 113 bereitgestellt
werden. In gleicher Weise kann die geeignete Referenzspannung für den Normalbetriebsmodus
durch Einstellen des Widerstandswerts eines Widerstands 122a in
Bezug auf die Widerstandwerte der Widerstände 112 und 113 bereitgestellt
werden.
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Im
dritten, in 3B gezeigten Ausführungsbeispiel
ist der Schalter 114 im Testmodus, d.h. bei hohem Pegel
von OMS, leitend geschaltet, während er
im Normalbetriebsmodus, d.h. bei niedrigem Pegel von OMS, sperrend
geschaltet ist. Die geeignete Referenzspannung für den Normalbetriebsmodus kann durch
Einstellen der Widerstandswerte der Widerstände 122 und 123 eingestellt
werden. In gleicher Weise kann die zur Benutzung im Testmodus geeignete
Referenzspannung durch Einstellen des Widerstandswerts eines Widerstands 113a in
Bezug auf die Widerstandswerte der Widerstände 122 und 123 bereitgestellt
werden.
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Schwankungen
im gewünschten
VPP-Sollpegel sind im Allgemeinen nicht proportional zu Schwankungen
im Speisespannungspegel VDD beim Übergang vom Normalbetriebsmodus
zum Testmodus. Während
sich beispielsweise der Speisespannungspegel VDD von 3 V im Normalbetriebsmodus
auf 6 V im Testmodus verdoppelt, verdoppelt sich der gewünschte VPP-Sollpegel
zwischen diesen Betriebsarten nicht. Vielmehr liegt der VPP-Sollpegel im
Normalbetriebsmodus bei etwa 4 V, während im Testmodus ein VPP-Sollpegel
von etwa 7 V geeignet ist.
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Wegen
der linearen Charakteristik von Widerständen kann ein einzelner Spannungsteiler
die geeigneten Referenzspannungen für beide Betriebsarten nicht
bereitstellen. Speziell ist, wenn die Widerstände des Spannungsteilers für den Testmodus
ausgelegt sind, der durch diese selben Widerstände unter Ver wendung des niedrigen
Pegels der Speisespannung VDD des Normalbetriebsmodus erzeugte Referenzspannungspegel
verglichen mit einer gewünschten
Referenzspannung im Normalbetriebsmodus relativ niedrig. Umgekehrt
ist, wenn die Widerstände
des Spannungsteilers darauf ausgelegt sind, eine für den Normalbetriebsmodus
geeignete Referenzspannung bereitzustellen, der über diese selben Widerstände durch
den angehobenen Pegel der Speisespannung VDD des Testmodus generierte
Referenzspannungspegel verglichen mit dem gewünschten Referenzspannungspegel
des Testmodus relativ hoch.
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Gemäß dem zweiten
erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel
wird dieser Schwierigkeit dadurch begegnet, dass der Widerstand 122a parallel zum
Widerstand 112 vorgesehen ist, um die Referenzspannung
im Normalbetriebsmodus anzuheben. Gemäß dem dritten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel
ist der Widerstand 113a parallel zum Widerstand 123 vorgesehen,
um die Referenzspannung im Testmodus abzusenken und dadurch die Schwierigkeit
herkömmlicher
Systeme zu überwinden.
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Die
in 4 veranschaulichte, vierte erfindungsgemäße Spannungsdetektionsschaltung
entspricht derjenigen von 2 mit der
Ausnahme, dass zwischen dem Ausgangsknoten N3 und dem Vergleichseingang
N2 des Verstärkers 300 eine
Bypassschaltung 350 eingeschleift ist. Es versteht sich,
dass die Bypassschaltung 350 entsprechend im zweiten und
dritten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel der 3A bzw. 3B vorgesehen
werden kann.
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Die
Bypassschaltung 350 umfasst einen Transistor 352,
einen diodenverschalteten Transistor 351 und einen Schalter 353,
die in Reihe zwischen den Ausgang N3 des Differenzverstärkers 300 und die
Massespannung 2 eingeschleift sind. Eine Gate-Elektrode des Transistors 352 ist
an den Vergleichseingang N2 des Verstärkers 300 gekoppelt. Der
Schalter 353 wird durch das Inverse des Betriebsmodussignals
OMS gesteuert.
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Wie
unter zusätzlicher
Bezugnahme auf 6C hervorgeht, wird die zweite
Referenzspannungserzeugungsschaltung 120 in einem Bereich der
Speisespannung VDD zwischen dem normalen Pegel und einem Testmoduspegel
derselben verwendet. Da das Betriebsmodussignal OMS im Bereich der
Speisespannung VDD zwischen dem normalen und dem Testmoduspegel
der Speisespannung VDD niedrig gehalten wird, ist der Schalter 353 der
Bypassschaltung 350 in diesem Zeitpunkt leitend geschaltet
und aktiviert dadurch die Bypassschaltung 350. Wie aus 6C ersichtlich,
erniedrigt die Bypassschaltung 350 den detektierten Anhebespannungspegel
VPP im Speisespannungsbereich VDD zwischen dem normalen und dem
Testmoduspegel der Speisespannung VDD. Dieses Ausführungsbeispiel
ist daher in der Lage, einen niedrigeren Anhebespannungspegel VPP
bereitzustellen als die Spannungsdetektionsschaltungen ohne die
Bypassschaltung 350 im Speisespannungsbereich VDD zwischen den
Pegeln derselben im Normalbetriebs- bzw. Testmodus. Der Wert der Speisespannung
VDD zwischen dem Pegel derselben im Normalbetriebs- bzw. Testmodus
kann als weiterer Testspeisespannungswert ohne Hinzufügung irgendwelcher
zusätzlicher Spannungsteiler
verwendet werden.
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Wenn
der Speisespannungspegel VDD den Wert der Testspeisespannung von 6C erreicht, wechselt
das Betriebsmodussignal OMS auf einen hohen Pegel, und der Schalter 353 wird
sperrend geschaltet. Wenn der Schalter 353 sperrend geschaltet ist,
hat die Bypassschaltung 350 keinen Einfluss auf den Detektionsvorgang,
und der VPP-Sollpegel wird allein durch die erste Referenzspannungserzeugungsschaltung 110 erhalten.
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Wenn
der Spannungspegel am Knoten N2 den doppelten Wert einer Schwellenspannung
Vt des Transistors 351 erreicht, werden die beiden Transistoren 351 und 352 langsam
leitend geschaltet und beginnen, einen Strompfad vom Ausgang des
Differenzverstärkers 300 zur
Massespannung 2 bereitzustellen. In diesem Beispiel besitzen
beide Transistoren 351 und 352 dieselbe Schwellenspannung,
da sie vom selben NMOS-Transistortyp sind. Wenn die Transistoren
leitend geschaltet werden, beginnt der Spannungspegel am Ausgang
N3 des Differenzverstärkers 300 abzusinken.
Der Spannungspegel am Knoten N3 ist daher in diesem Ausführungsbeispiel niedriger
als in den Ausführungsbeispielen
ohne die Bypassschaltung. Der Spannungsdetektionsbetrieb in diesem
Ausführungsbeispiel
kann folglich bei einem niedrigeren Anhebespannungspegel VPP stattfinden.
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Um
zu verhindern, dass Strom im Normalbetriebsmodus über die
Bypassschaltung 350 fließt, sollte der Spannungspegel
am Knoten N2 beim VPP-Sollpegel im Normalbetriebsmodus niedriger als
das Doppelte der Schwellenspannung Vt des Transistors 351 sein.
Daher sollten die Werte der Widerstände 201 und 202 auf
der Basis des gewünschten
Spannungspegels am Knoten N2 beim VPP-Sollpegel im Normalbetriebsmodus
festgelegt werden.
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5 zeigt
verschiedene diodenverschaltete MOS-Transistorkonfigurationen, die
in der Erfindung als die Widerstände
verwendet werden können. Jeder
Widerstand der vorliegenden Erfindung kann einen oder mehrere diodenverschaltete
MOS-Transistoren enthalten. Wie aus 5 zu erkennen,
sind die Gate-Elektroden
der Transistoren in den Ausführungsbeispielen
mit PMOS-Transistoren mit einer Drain-Elektrode 5 verbunden,
die auf einem relativ niedrigeren Potential liegt. Die Gate-Elektroden der Transistoren
in den Ausführungsbeispielen
mit NMOS-Transistoren sind mit einer Drain-Elektrode 4 verbunden,
die auf einem relativ höheren
Potential liegt.
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In
den 6A, 6B und 6C sind
Kurvendiagramme wiedergegeben, in denen der herkömmliche Spannungsdetektionsbetrieb
mit demjenigen verschiedener erfindungsgemäßer Ausführungsbeispiele verglichen
wird. 6A repräsentiert den herkömmlichen
Spannungsdetektionsvorgang und veranschaulicht die Änderung
der VPP-Sollpegel aufgrund von Prozess- und Temperaturschwankungen
im Normal- und im Testbetriebsmodus. Die 6B und 6C zeigen ähnliche
Diagramme für die
verschiedenen erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiele. 6B zeigt
das Verhalten der Ausführungsbeispiele
ohne die Bypassschaltung, während 6C das
Verhalten der Ausführungsbeispiele mit
der Bypassschaltung wiedergibt. Wie aus einem Vergleich der Diagramme
ersichtlich, ist die vorliegende Erfindung in der Lage, einen VPP-Sollpegel genauer
als herkömmlich
zu detektieren und ihn stabiler bereitzustellen.
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In
allen beschriebenen, erfindungsgemäßen Ausführungsbeispielen verursachen
Prozess- und Temperaturschwankungen eine Verschiebung der Referenz-
und Vergleichsspannungen in gleicher Richtung. Die Erfindung liefert
daher unabhängig
von solchen Schwankungen stets eine stabile Differenzspannung für den Differenzverstärker 300.
Diese Stabilität
beruht darauf, dass die Spannungsgeneratoren 100 und 200 alle
denselben Typ von Widerständen besitzen.
Beispielsweise können
sie sämtlich
irgendeinen der in 5 gezeigten Widerstandstypen oder
irgendeinen anderen Widerstandstyp beinhalten, solange sie alle
vom selben Typ sind, d.h. alle Widerstände z.B. aus einem oder mehreren
diodenverschalteten PMOS-Transistoren bestehen.
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Als
weiterer Vorteil der Erfindung ist die Spannungsverstärkung am
Ausgangsknoten N3 des Differenzverstärkers 300 in Reaktion
auf den VPP-Pegel so viel höher
als diejenige am Knoten A bei den herkömmlichen Systemen, dass dadurch
die Schwankungen in der logischen Schwellenspannung des Inverters 401 kompensiert
werden können. Überdies
ist jede der beschriebenen, erfindungsgemäßen Referenzspannungserzeugungsschaltungen
in der Lage, die für
beide Betriebsarten geeigneten VPP-Sollpegel zu liefern. Des weiteren
kann ein geeigneter Anhebespannungspegel VPP für eine anderweitige Nutzung
von der Bypassschaltung in einem Bereich der Speisespannung VDD
zwischen dem Wert derselben im Normalbetriebsmodus und demjenigen
im Testmodus bereitgestellt werden. Erfindungsgemäß kann daher
in jedem Betriebsmodus ein genauer und stabiler Detektionsbetrieb ausgeführt werden,
der von Prozess- und Temperaturschwankungen unbeeinflusst bleibt.