CN115720698A - 电力转换装置的控制电路 - Google Patents

电力转换装置的控制电路 Download PDF

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CN115720698A CN202180003865.1A CN202180003865A CN115720698A CN 115720698 A CN115720698 A CN 115720698A CN 202180003865 A CN202180003865 A CN 202180003865A CN 115720698 A CN115720698 A CN 115720698A
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Abstract

电力转换装置的控制电路是将第一直流电压转换为规定的第二直流电压并作为输出电压输出的电力转换装置的控制电路。电力转换装置的控制电路具备：基准电压源，产生规定的基准电压；输出电压检测电路，具有充电为输出电压或者与其对应的电压的电容器，基于电容器的电压，对输出电压的降低进行检测并输出检测信号；反馈电压输出电路，包含与基准电压以及输出电压相应地被设定分压比且相互串联连接的2个分压电阻，输出对输出电压进行分压而得到的反馈电压；电压比较电路，将基准电压与反馈电压比较，输出表示比较结果的比较结果信号；以及驱动控制电路，与比较结果信号以及检测信号相应地进行间歇动作的控制。

Description

电力转换装置的控制电路
技术领域
本发明涉及例如DCDC转换器等电力转换装置的控制电路及控制方法以及所述电力转换装置。
背景技术
作为DCDC转换器的控制方法之一，有被称为VFM(可变调频(Variable FrequencyModulation))控制的控制方法。VFM控制是与负载电流的大小相应地改变开关频率的控制方法。已知如下技术：在负载电流小时降低频率，产生开关动作停止区间。通过在此时停止对于不需要的电路的电源供应，减少装置整体的消耗电流，提高轻负载时的效率。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特许第6460592号公报
发明内容
发明要解决的课题
但是，在以往的VFM控制的DCDC转换器中，为了在开关动作停止区间中也维持输出电压，需要对负载电流所引起的输出电压的降低进行检测。从而存在如下问题点：无法停止对于基准电压源、反馈电阻、VFM控制比较器的电源供应，由于它们的消耗电流导致轻负载时的效率降低。
本发明的目的在于，解决以上的问题点，提供能够停止包含基准电压源、反馈电阻以及VFM控制比较器在内的不需要电路的电源供应，且与现有技术相比能够提高轻负载时的效率的电力转换装置的控制电路及控制方法以及电力转换装置。
用于解决课题的手段
本发明的一方式所涉及的电力转换装置的控制电路是将第一直流电压转换为规定的第二直流电压并作为输出电压输出的电力转换装置的控制电路，具备：
基准电压源，产生规定的基准电压；
输出电压检测电路，具有充电为所述输出电压或者与其对应的电压的电容器，基于所述电容器的电压，对所述输出电压的降低进行检测并输出检测信号；
反馈电压输出电路，包含与所述基准电压以及所述输出电压相应地被设定分压比且相互串联连接的2个分压电阻，输出对所述输出电压进行分压而得到的反馈电压；
电压比较电路，将所述基准电压与所述反馈电压比较，输出表示比较结果的比较结果信号；以及
驱动控制电路，与所述比较结果信号以及所述检测信号相应地进行间歇动作的控制。
发明效果
从而，根据本发明所涉及的电力转换装置的控制电路等，通过新使用利用电容器的输出电压检测电路，能够停止对于包含基准电压源、反馈电阻以及VFM控制比较器在内的不需要电路的电源供应，与现有技术相比能够提高轻负载时的效率。
附图说明
图1是表示实施方式所涉及的升压型DCDC转换器1及其控制电路2的结构例的电路图。
图2A是表示图1的输出电压检测电路20的结构例以及阶段1的开关期间的动作例的电路。
图2B是表示图1的输出电压检测电路20的结构例以及阶段2的开关停止期间的动作例的电路。
图3是表示由图1的控制电路2执行的升压型DCDC转换器的控制处理的流程图。
图4是表示图1的升压型DCDC转换器1以及控制电路2的动作的定时图。
具体实施方式
以下，参照附图说明本发明所涉及的实施方式以及变形例。另外，针对相同或者同样的结构元素附加相同的标号。
(发明人的知识和见识)
本发明所涉及的实施方式关于升压型DCDC转换器的开关停止区间中的结构以及控制动作，具有以下的特征。即，在输出电压检测比较器所内置的电容器中，事先保持作为目标的输出电压。在开关停止区间中以保持的所述电压作为基准电压，不经由反馈电阻的分压而直接进行输出电压的监视，不需要基准电压源以及反馈电阻的动作，能够停止对于它们的电源供应。从而，其特征在于，能够进一步提高轻负载时的效率。
(实施方式)
图1是表示实施方式所涉及的升压型DCDC转换器1及其控制电路2的结构例的电路图。在图1中，升压型DCDC转换器1是非绝缘升压型DCDC转换器，构成为具备P沟道MOS晶体管Q1、N沟道晶体管Q2和栅极驱动器电路14。此外，DCDC转换器1的控制电路2构成为具备基准电压源11、VFM控制比较器12、驱动控制电路13、反馈用分压电阻R1、R2、开关15、以及输出电压检测电路20。在此，反馈用分压电阻R1、R2构成反馈电压输出电路。
在此，比较器12分别将非反转输入端子被施加的第一电压与反转输入端子被施加的第二电压进行比较，在第一电压≥第二电压时，输出作为比较结果信号的H电平(level)的输出信号Sc1，另一方面，在第一电压＜第二电压时，输出作为比较结果信号的L电平的输出信号Sc1。输出电压检测电路20是在图2A以及图2B中图示的使用包含内置电容器C1、C2的开关电容器电路的电路，基于充电为输出电压Vouut或者与其对应的电压的内置电容器C1、C2的电压，对输出电压Vout的降低进行检测，并产生表示检测结果的H电平或者L电平的输出信号Sc2并输出。
驱动控制电路13由规定的控制逻辑电路构成，基于被输入的输出信号Sc1、Sc2，如后所述，在升压动作时将用于对MOS晶体管Q1、Q2进行接通断开控制的驱动控制信号向栅极驱动器电路14输出，并且输出表现执行升压动作的ON信号的、H电平的ON/OFF信号Sonoff，另一方面，在升压非动作时输出表现停止升压动作的OFF信号的、L电平的ON/OFF信号Sonoff。进而，栅极驱动器电路14基于来自驱动控制电路13的驱动控制信号，向MOS晶体管Q1或者Q2的栅极施加规定的栅极信号，从而进行接通断开控制。
一般的VFM控制的升压DCDC转换器主要被用于重视轻负载时的效率的应用，具备基准电压源11、VFM控制比较器12、例如由控制逻辑电路构成的驱动控制电路13、对栅极电压进行放大并驱动的栅极驱动器电路14、MOS晶体管Q1、Q2、反馈用分压电阻R1、R2、电感器18。此外，作为本实施方式中的追加的结构，具备具有内置电容器C1、C2(参考图2A、图2B)的输出电压检测电路20、以及开关15。在此，在输入端子T1与输出端子T2之间，插入电感器18与MOS晶体管Q1的串联电路，电感器18与MOS晶体管Q1的漏极之间的连接点经由MOS晶体管Q2的源极以及漏极而被接地。另外，优选的是，在输入端子T1与接地之间、以及输出端子T2与接地之间，例如连接有平滑用电容器(未图示)。
首先，以下说明一般的VFM控制的升压DCDC转换器的动作。
DCDC转换器是即使输入电压Vin以及负载电流变动也输出一定的输出电压Vout的电压稳压器的一例。特别是，在输出电压比输入电压高的情况下使用升压DCDC转换器1。作为前提将开关15设为接通状态，作为一例设为：被施加1.5V作为输入电压Vin，输出被设定的3V的电压作为输出电压Vout。此外，基准电压源11的基准电压Vref被设定为1V，反馈用分压电阻R1、R2的分压比为R1：R2＝2：1，输出电压的3分之1被作为反馈电压Vfb输出。DCDC转换器1进行反馈控制以使基准电压Vref＝反馈电压Vfb。从而，基准电压Vref×3＝3V成为输出电压的设定值。在此，作为初始状态，将MOS晶体管Q1、Q2设为断开状态。
首先，在与输出电压Vout的输出端子T2连接的负载装置等的负载增大而输出电压Vout降低的情况下，由反馈用分压电阻R1、R2分压而得到的反馈电压Vfb也降低。例如，在输出电压Vout从3V降低2.7V的情况下，反馈电压Vfb成为0.9V。此时，VFM控制比较器12将反馈电压Vfb＝0.9V与基准电压Vref＝1V进行比较，成为Vfb＜Vref，判定为输出电压Vout已降低，使VFM控制比较器12的输出信号Sc1从H电平反转为L电平。接着，驱动控制电路13接收所述反转后的L电平的输出信号Sc1，开始进行从输入电压Vin向输出电压Vout的升压动作。在此，主要有以下的三个动作阶段P1～P3。
作为阶段P1，通过来自栅极驱动器电路14的栅极信号使MOS晶体管Q2接通。此时，通过输入电压Vin，电流经由电感器18以及MOS晶体管Q2向接地(GND)方向流动，从而在电感器18中产生磁场而充能。
作为阶段P2，通过来自栅极驱动器电路14的栅极信号，将MOS晶体管Q2断开，将MOS晶体管Q1接通。此时，在电感器18中产生反电动势，电流从输入电压Vin的输入端子T1向输出电压Vout的输出端子T2的方向经由MOS晶体管Q1流动，从而已降低的输出电压上升。
作为阶段P3，在基于所述的反电动势的电流不再流动的时刻，MOS晶体管Q1断开。
驱动控制电路13反复进行以上的动作。在输出电压Vout上升到期望的3V以上，反馈电压Vfb成为基准电压Vref以上，VFM控制比较器12的信号再次反转的情况下，驱动控制电路13停止升压动作。
一般地，在停止了升压动作的情况下，驱动控制电路13对于不需要的电路块，输出表现OFF信号的L电平的ON/OFF信号Sonoff，从而抑制该升压型DCDC转换器的消耗电流，提高轻负载时的效率。但是，无法停止用于对输出电压Vout的降低进行检测的基准电压源11、VFM控制比较器12、反馈用分压电阻R1、R2的动作。
在本实施方式中，其特征在于，在升压动作停止时，停止输出电压检测电路20的动作，使反馈用分压电阻R1、R2被设置的开关15断开。具体而言，构成为：在升压动作停止并经过了一定时间的情况下，驱动控制电路13向基准电压源11、VFM控制比较器12以及开关15也输出表现OFF信号的L电平的ON/OFF信号Sonoff，由输出电压检测电路20对输出电压Vout的降低进行检测。
图2A是表示图1的输出电压检测电路20的结构例以及阶段1的开关期间的动作例的电路。此外，图2B是表示图1的输出电压检测电路20的结构例以及阶段2的开关停止期间的动作例的电路。
首先，以下参照图2A以及图2B针对的输出电压检测电路20的结构进行说明。
输出电压检测电路20是使用开关电容器电路的电路，构成为具备直流电压源21、22、比较器23、由相互串联连接的2个逆变器31、32构成的缓冲器电路24、内置电容器C1、C2、开关SW1～SW4、以及控制电路30。在此，开关SW1～SW4例如由MOS晶体管构成。
在图2A以及图2B中，输出电压检测电路20构成为具备直流电压源21、22、比较器23、缓冲器电路24、控制电路30、由逆变器31、32构成的缓冲器电路24、以及作为开关电容器的内置电容器C1、C2。直流电压源21具有电压VLS，直流电压源22具有电压VDRP。
输出电压Vout与直流电压源21的正极以及内置电容器C1的一端连接，直流电压源21的负极经由开关SW1与内置电容器C1的另一端以及比较器23的非反转输入端子连接。直流电压源22的正极经由开关SW2连接至开关SW4的一端以及内置电容器C2的一端，直流电压源22的负极以及开关SW4的另一端被接地。内置电容器C2的另一端与比较器23的反转输入端子连接，并且经由开关SW3连接至比较器23的输出端子。来自比较器23的输出端子的输出信号经由缓冲器电路24作为输出信号Sc2输出。
控制电路30产生用于对该开关电容器电路的动作进行控制的相互具有反转关系的控制信号SS1、SS2。控制电路30在阶段1的开关期间中，将H电平的控制信号SS1向开关SW1～SW3输出从而使开关SW1～SW3接通，另一方面，将L电平的控制信号SS2向开关SW4输出从而使开关SW4断开。此外，控制电路30在阶段2的开关期间中，将L电平的控制信号SS1向开关SW1～SW3输出从而使开关SW1～SW3断开，另一方面，将H电平的控制信号SS2向开关SW4输出从而使开关SW4接通。在此，开关期间与开关停止期间相互交替反复。
在如上构成的输出电压检测电路20中，在图2A的阶段1的开关期间中，开关SW1～SW3接通，开关SW4断开。在此，设为输出电压Vout＝VOUT1。通过将比较器23的输出信号经由开关SW3向反转输入端子反馈，比较器23的2个输入端子成为相同电位。并且，与其相应，在两个内置电容器C1、C2中以稳定状态充电为图2A所示的电压。即，内置电容器C1被充电为电压VLS，内置电容器C2被充电为电压(VOUT1-VLS-VDRP)。
接着，在图2B的阶段2的开关停止期间中，开关SW1～SW3断开，开关SW4接通。在此，如果设为输出电压Vout＝VOUT2，关注于比较器23的2个输入端子处的电位，则在成为下式时，
[数1]
VOUT2-VLS＜VOUT1-VLS-VDRP
即，
[数2]
VOUT2＜VOUT1-VDRP
比较器23的输出信号在逻辑上反转。也就是说，在输出电压Vout从开关期间的电压VOUT1降低了电压VDRP的时刻反转。
如以上所说明的那样，在输出电压检测电路20的阶段2中，在输出电压Vout从阶段1的输出电压Vout＝VOUT1下降了电压VDRP时，比较器23的输出信号反转。在此，使电压VLS以及比较器23的输出电压的电平偏移的理由在于，通过将比较器23的同相输入电平设为任意的值，易于设计比较器23。另外，阶段2时不需要电压VDRP以及电压VLS的基准电压输出，为了降低消耗电流，优选使直流电压源21、22的电源成为断开状态。
在输出电压检测电路20中，输出电压Vout被施加至内置电容器C1，内置电容器C1被预先充电。其两端电压Vc1被施加至比较器23的非反转输入端子，对输出电压Vout的降低进行检测。即，内置电容器C2被预先充电为期望的输出电压Vout例如3V，将该电压施加至比较器23的反转输入端子并作为比较器23的基准电压使用。从而，不需要基准电压源11，能够停止其动作。另一方面，通过对输出电压Vout直接进行比较，不再需要由反馈用分压电阻R1、R2进行分压，因此能够将开关15断开。其结果是，能够抑制它们的消耗电流，能够进一步提高轻负载时的效率。
图3是表示由图1的控制电路2执行的升压型DCDC转换器的控制处理的流程图。在此，针对VFM控制型升压DCDC转换器1，为了易于说明，将启动完成且输出电压已经达到了设定电压的情况假设为开始状态。此外设为，在步骤S1的前置处理中，表现ON信号的H电平的ON/OFF信号Sonoff被输出。
在图3中，首先，在由于与输出端子T2连接的负载装置而引起输出电压Vout降低的情况下，由反馈用分压电阻R1、R2将输出电压Vout分压而得到的反馈电压Vfb也降低。如果反馈电压Vfb低于基准电压Vref(步骤S1：是)，则使MOS晶体管Q2、Q1接通/断开，开始升压动作(步骤S2)。接着，在由于升压动作而输出电压Vout上升，反馈电压Vfb成为基准电压Vref以上的情况下(步骤S3：是)，停止升压动作(步骤45)
进而，在升压停止后，反馈电压Vfb为基准电压Vref以上的状态持续了规定时间(例如，5～10秒左右)的情况下，判断为轻负载时(步骤S5：是)，对于基准电压源11、VFM控制比较器12、开关15、其他不需要的电路块，输出表现OFF信号的L电平的ON/OFF信号Sonoff(步骤S6)而前进至步骤S7。另一方面，在步骤S5中为否时返回至步骤S1。
在步骤S7中，在由输出电压检测电路20检测出输出电压Vout＜内置电容器Vc1的情况下(步骤S7：是)，对于上述的各块输出表现ON信号的H电平的ON/OFF信号Sonoff(步骤S8)，返回至步骤S1。从而，在输出电压Vout已降低的情况下，能够使基准电压源11以及反馈用分压电阻R1、R2的动作启动并重新开始稳压动作。
如以上所说明的那样，通过这样在升压动作停止的时间期间停止基准电压源11或反馈用分压电阻R1、R2等不需要电路块的动作，能够抑制消耗电流，提高轻负载时的效率。
图4是表示图1的升压型DCDC转换器1以及控制电路2的动作的定时图。在图4中，时刻t1～t2以及t3～t4的期间是开关期间T1，时刻t3～t4以及t5～t6的期间是开关停止期间T2。
在图4的开关期间T1中，在反馈电压Vfb＜基准电压Vref的情况下，DCDC转换器1进行开关动作，输出电压Vout上升(Vout1)。此时，输出电压检测电路20的内置电容器C1被充电，该电容器电压Vc1成为输出电压Vout或者与其相应的电压(附近电压)(Vc11)。并且，直到反馈电压Vfb≥基准电压Vref，VFM控制比较器12的输出信号Sc1反转为L电平为止，进行开关动作(升压动作)。其间，从驱动控制电路13输出的ON/OFF信号Sonoff是表现ON信号的H电平，反馈用分压电阻R1、R2、基准电压源11以及VFM控制比较器12为动作状态(接通状态)。(Sonoff1)。
接着，如果反馈电压Vfb≥基准电压Vref，则VFM控制比较器12的输出信号Sc1反转为H电平，DCDC转换器1停止进行开关(开关停止期间T2)。此时，输出电压Vout由于负载电流而逐渐降低。其斜率依赖于与输出端子T2连接的电容值和负载电流的大小(Vout2)。在VFM控制比较器12的输出信号Sc1反转为L电平时，基准电压Vref由于具有滞后而降低。但是，这是一例，也可能存在不具有滞后的情况。输出电压检测电路20的内置电容器C1、C2停止充电，保持用于检测输出电压降低的参考电压。内置电容器C1的电压Vc1虽然由于漏电流等而逐渐降低，但成为对于检测输出电压降低不会造成问题的范围(Vc12)。
另外，向内置电容器C1、C2的充电停止以及保持动作的开始也可以在以后所示的OFF信号输出时进行。即，在反馈电压Vfb≥基准电压Vref，即VFM控制比较器12的输出信号Sc1不再次反转为L电平的状态持续了“OFF判定期间”(图4的T3)以上的情况下，从驱动控制电路13输出表现OFF信号的L电平的ON/OFF信号Sonoff。通过该信号，反馈用分压电阻R1、R2、基准电压源11、VFM控制比较器12的动作停止，进行动作的仅有输出电压检测电路20。从而，消耗电流变得非常小(图3的Sonoff2)。另外，如果输出电压Vout降低到规定的电压值，则输出电压检测电路20的输出信号Sc2反转为H电平，对于各电路块输出表现ON信号的H电平的ON/OFF信号Sonoff并再次开始开关动作。
如以上所说明的那样，通过在升压动作已停止的时间期间(图4的开关停止期间T2)，停止基准电压源11或反馈用分压电阻R1、R2等不需要电路块的动作，能够抑制消耗电流，提高轻负载时的效率。
(变形例)
在以上的实施方式中，在升压动作已停止的时间期间(图4的开关停止期间T2)，输出用于停止基准电压源11、VFM控制比较器12以及反馈用分压电阻R1、R2等不需要电路块的动作的L电平的ON/OFF信号Sonoff。本发明不限于此，也可以输出用于停止基准电压源11、VFM控制比较器12以及反馈用分压电阻R1、R2之中的其中一个电路块的动作的L电平的ON/OFF信号Sonoff。
(与专利文献1的差异点)
在专利文献1中，出于提高电力效率的目的而公开了如下方法：在定时器关闭(off)时，在电容器保持固定电位，停止带隙基准及基准偏置电路、参考电压生成电路。其与本发明所涉及的实施方式相比，确实在电容器保持电压从而停止带隙基准电路或者基准电压源来提高电力效率这点上有所相似。但是，如上述那样，其无法停止反馈电阻而会产生消耗电流，因此无法解决电力效率依然较低这样的问题。
在一般的VFM控制型DCDC转换器的结构的基础上，新设置具有内置电容器C1、C2的输出电压检测电路20。在此，在开关期间T1中，对于所述内置电容器C1，在开关动作时使其偏置作为目标的输出电压，在开关停止期间T2中，使其保持规定的电压值。在开关停止期间T2中，能够以保持的所述作为目标的输出电压作为基准电压，对输出电压Vout的降低进行检测。此外，输出电压Vout的监视以作为目标的输出电压作为基准电压，因此也可以不经由反馈用分压电阻R1、R2。从而，不需要基准电压源11以及反馈用分压电阻R1、R2的动作，能够使其动作停止，因此通过新使用利用内置电容器C1、C2的输出电压检测电路20，不仅能够使基准电压源11而且还能够使反馈用分压电阻R1、R2的动作停止，能够比现有技术进一步提高轻负载时的效率。
工业上的可利用性
如以上详述的那样，根据本发明所涉及的电力转换装置的控制电路等，通过新使用利用电容器的输出电压检测电路，能够停止对于包含基准电压源、反馈用分压电阻以及VFM控制比较器在内的不需要电路的电源供应，与现有技术相比能够提高轻负载时的效率。
标号说明
1 升压型DCDC转换器
2 控制电路
11 基准电压源
12 VFM控制比较器
13 驱动控制电路
14 栅极驱动器电路
15 开关
20 输出电压检测电路
21、22 直流电压源
23 比较器
24 缓冲器电路
30 控制电路
31、32 逆变器
C1、C2 内置电容器
Q1、Q2 MOS晶体管
R1、R2 反馈用分压电阻
SW1～SW4 开关
T1 输入端子
T2 输出端子

Claims (7)

1.一种电力转换装置的控制电路，是将第一直流电压转换为规定的第二直流电压并作为输出电压来输出的电力转换装置的控制电路，具备：
基准电压源，产生规定的基准电压；
输出电压检测电路，具有充电为所述输出电压或者与其对应的电压的电容器，基于所述电容器的电压，对所述输出电压的降低进行检测；
反馈电压输出电路，包含与所述基准电压以及所述输出电压相应地被设定分压比且相互串联连接的2个分压电阻，输出对所述输出电压进行分压而得到的反馈电压；
电压比较电路，将所述基准电压与所述反馈电压比较，输出表示比较结果的比较结果信号；以及
驱动控制电路，与所述比较结果信号以及所述输出电压检测电路的检测信号相应地进行间歇动作的控制。
2.如权利要求1所述的电力转换装置的控制电路，
所述驱动控制电路基于所述比较结果信号，在所述反馈电压为所述基准电压以上的情况持续了规定时间时，停止所述基准电压源、所述反馈电压输出电路以及所述电压比较电路之中的其中一个的动作。
3.如权利要求1或者2所述的电力转换装置的控制电路，
所述驱动控制电路基于所述检测信号，使所述基准电压源、所述反馈电压输出电路以及所述电压比较电路的动作重新开始。
4.如权利要求1～3之中任一项所述的电力转换装置，
所述电力转换装置是升压型DCDC转换器。
5.一种电力转换装置的控制方法，是将第一直流电压转换为规定的第二直流电压并作为输出电压来输出的电力转换装置的控制方法，包含如下步骤：
基准电压源产生规定的基准电压；
具有充电为所述输出电压或者与其对应的电压的电容器，基于所述电容器的电压，对所述输出电压的降低进行检测并输出检测信号；
反馈电压输出电路使用与所述基准电压以及所述输出电压相应地被设定分压比且相互串联连接的2个分压电阻，输出对所述输出电压进行分压而得到的反馈电压；
电压比较电路将所述基准电压与所述反馈电压比较，输出表示比较结果的比较结果信号；以及
与所述比较结果信号以及所述检测信号相应地进行间歇动作的控制。
6.如权利要求5所述的电力转换装置的控制方法，还包含如下步骤：
基于所述比较结果信号，在所述反馈电压为所述基准电压以上的情况持续了规定时间时，停止所述基准电压源、所述反馈电压输出电路以及所述电压比较电路之中的其中一个的动作。
7.如权利要求5或者6所述的电力转换装置的控制方法，还包含如下步骤：
基于所述检测信号，使所述基准电压源、所述反馈电压输出电路以及所述电压比较电路的动作重新开始。
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