JP2006149174A

JP2006149174A - チャージポンプ型昇圧回路

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Publication number: JP2006149174A
Application number: JP2004339697A
Authority: JP
Inventors: Shusaku Goto; 周作後藤; Atsushi Tanaka; 淳田中
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-11-25
Filing date: 2004-11-25
Publication date: 2006-06-08

Abstract

【課題】入力電圧が変動する場合においても出力電圧のリップルの増加を抑え、リップルの小さい安定した出力電圧を供給することができるチャージポンプ型昇圧回路を提供することを目的とする。
【解決手段】基準電圧と出力電圧Ｖｏを比較して誤差を増幅する誤差増幅器５５の出力信号を帰還信号５６（帰還電圧Ｖｆ）とする帰還回路５０と、帰還回路５０の帰還電圧Ｖｆを電圧源とするレベルシフタ４２１と、レベルシフタ４２１の出力信号をゲート電圧として入力電圧Ｖｉｎを制御する昇圧用Ｎ型トランジスタ４２２を備え、充電コンデンサ４の負側に重畳される電圧を帰還信号５６により制御される構成とする。この構成により、昇圧用Ｎ型トランジスタ４２２のゲート電圧のＨレベル（ハイレベル）は帰還信号Ｖｆと同じになり、出力電圧Ｖｏは帰還信号５６によって目的の基準電圧に制御される。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力電圧から昇圧した出力電圧を得るチャージポンプ型昇圧回路、特に出力電圧の変動を抑える回路に関するものである。

従来のチャージポンプ型昇圧回路の一例が、特許文献１に開示されている。この特許文献１に開示されている従来のチャージポンプ型昇圧回路の回路構成図を図５に示す。
図５において、チャージポンプ回路１は、入力電圧Ｖｉｎを充電用コンデンサ４（充電容量Ｃｆ）に充電し、充電した電荷を出力用コンデンサ５（出力容量Ｃｏ）へ汲み上げることで、昇圧した出力電圧Ｖｏを得るものであり、この出力電圧Ｖｏを出力電圧検出回路２で測定し、出力電圧Ｖｏが目標値以上となった場合に、発振出力回路３から出力される発振信号を停止してチャージポンプ回路１の動作を停止させ、その後、出力電圧Ｖｏが低下し、再び目標値未満となった場合、発振出力回路３から発振信号を出力し、チャージポンプ回路１を再び動作させるように構成されている。このようなチャージポンプ回路１の動作と停止の繰り返しにより、出力電圧Ｖｏは任意の目標電圧付近に出力される。

従来のチャージポンプ型昇圧回路のチャージポンプ回路１、出力電圧検出回路２および発振出力回路３の回路例を図６に示す。
図６に示すように、発振出力回路３は、所定周波数で所定の高／低レベルの矩形パルスの発振信号を出力する発振回路３０１と、後述する出力電圧検出回路２の出力信号２２がオン（Ｈレベル）のときに発振回路３０１の発振信号を発振信号３１として出力する論理積回路（ＡＮＤ回路）３０２から構成されている。

またチャージポンプ回路１は、図６に示すように、入力電圧Ｖｉｎが印加される入力端子ＩＮにソースが接続された充電用Ｐ型トランジスタ（MOSFET）１０１と、入力端子ＩＮにドレインが接続された昇圧用Ｎ型トランジスタ（MOSFET）１０４と、出力電圧Ｖｏが出力される出力端ＯＵＴにソースが接続された昇圧用Ｐ型トランジスタ（MOSFET）１０３と、前記昇圧用Ｎ型トランジスタ（MOSFET）１０４のソースにドレインが接続された充電用トランジスタ（MOSFET）１０２と、発振出力回路３から発振信号３１が供給される、直列接続された反転バッファ回路１０５，１０６と、出力端ＯＵＴに接続され、出力電圧Ｖｏを電圧源とするレベルシフタ１０７〜１１０を備え、充電用Ｎ型トランジスタ１０２のゲートには、発振出力回路３の発振信号３１がＨレベルのとき、出力電圧Ｖｏに相当するシフトレジスタ１０７の出力電圧が印加され、昇圧用Ｎ型トランジスタ１０４と充電用Ｐ型トランジスタ１０１のゲートにはそれぞれ、反転バッファ回路１０５を介して発振出力回路３の発振信号３１がＬレベルのとき、出力電圧Ｖｏに相当するシフトレジスタ１０８，１０９の出力電圧が印加され、昇圧型Ｐ型トランジスタ１０３のゲートには、反転バッファ回路１０５および１０６を介して発振出力回路３の発振信号３１がＨレベルのとき、出力電圧Ｖｏに相当するシフトレジスタ１１０の出力電圧が印加されるよう構成されている。そして、昇圧型Ｐ型トランジスタ１０３の出力側（出力端子ＯＵＴ）に出力用コンデンサ５の一端が接続され、充電用Ｐ型トランジスタ１０１のドレインと昇圧型Ｐ型トランジスタ１０３のドレインとの接続点と充電用Ｎ型トランジスタ１０２のドレインと昇圧用Ｎ型トランジスタ１０４のソースとの接続点との間に充電用コンデンサ４が接続されている。

この構成により、発振出力回路３の出力信号３１がＨ（ハイ）レベルのとき、充電用Ｎ型トランジスタ１０２はオンし、このとき反転バッファ回路１０５の出力はＬ（ロー）レベルであり充電用Ｐ型トランジスタ１０１はオンし、昇圧用Ｎ型トランジスタ１０４はオフし、さらに反転バッファ回路１０６の出力はＨレベルであり昇圧用Ｐ型トランジスタ１０３はオフする。よって、充電用コンデンサ４は入力電圧Ｖｉｎに向かって充電される。

次に、発振出力回路３の出力信号３１がＬレベルのとき、充電用Ｎ型トランジスタ１０２はオフし、このとき反転バッファ回路１０５の出力はＨレベルであり充電用Ｐ型トランジスタ１０１はオフし、昇圧用Ｎ型トランジスタ１０４はオンし、さらに反転バッファ回路１０６の出力はＬレベルであり昇圧用Ｐ型トランジスタ１０３はオンする。このため、充電用コンデンサ４に蓄積されている電圧に、昇圧用Ｎ型トランジスタ１０４の出力のＨレベル（入力電圧Ｖｉｎとしている）が重畳され、出力用コンデンサ５は入力電圧Ｖｉｎの２倍の電圧に向かって充電される。

このような充電動作が、発振出力回路３の出力信号３１がＨ／Ｌレベルに反転するごとに繰り返され、出力用コンデンサ５の電圧は入力電圧Ｖｉｎの２倍になる。
また出力電圧検出回路２は、出力電圧Ｖｏを所定電圧に分圧する抵抗２０１，２０２と、この分圧電圧Ｖｄと基準電源２０３の基準電圧Ｖｂｇとが入力され、分圧電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｂｇより低いときにＨレベル、高いときに発振出力回路３の発振を停止させるＬレベルの出力信号２２をＡＮＤ回路３０２へ出力する比較器２０４とから構成される。

チャージポンプ回路１にこれら出力電圧検出回路２と発振出力回路３を加えた従来のチャージポンプ型昇圧回路の波形図を図７に示す。出力電圧Ｖｏが目標電圧（基準電圧Ｖｂｇ）を超えるまでは、出力電圧検出回路２の出力信号２２はＨレベルとなり、発振出力回路３は矩形パルスである発振信号の出力信号３１をチャージポンプ回路１へ供給している。出力電圧Ｖｏが目標電圧を超えると、出力電圧検出回路２の出力信号２２はＬレベルとなり、発振出力回路３の出力信号３１はＬレベル固定となり、チャージポンプ回路１は動作しない。出力電圧検出回路２の出力信号２２がＬレベルの期間は出力電圧Ｖｏは負荷電流によって除々に下がる。出力電圧Ｖｏが目標電圧を下回るとチャージポンプ回路１が再び動作を開始し、目標電圧を超えるまで動作を続ける。このように動作・停止を繰り返す間欠動作を行うことで、出力電圧Ｖｏはのこぎり状の波形となる。図７に出力電圧Ｖｏと目標電圧の関係を示す。のこぎり波の電圧波形の最小値から最大値までの電圧差をリップルと呼ぶ。
特開２００１−３２６５６７号公報

しかしながら、従来のチャージポンプ型昇圧回路では、動作が間欠動作であるため、出力電圧Ｖｏのリップルが大きくなるという問題があった。特に入力電圧Ｖｉｎが大きい場合に、前記出力電圧Ｖｏのリップルが大きくなるという問題が顕著であった。リップルの値ΔＶは、
ΔＶ＝Ｖｉｎ・Ｃｆ／（Ｃｆ＋Ｃｏ）
と表される。この式からも、入力電圧Ｖｉｎが変動する場合、入力電圧Ｖｉｎに比例してリップルが大きくなることがわかる。

そこで、本発明は、入力電圧が変動する場合においても出力電圧のリップルの増加を抑え、リップルの小さい安定した出力電圧を供給することができるチャージポンプ型昇圧回路を提供することを目的としたものである。

前述した目的を達成するために、本発明のうち請求項１に記載の発明は、入力電圧から昇圧した出力電圧を得るチャージポンプ型昇圧回路であって、前記出力電圧と予め設定された昇圧の基準電圧との誤差電圧を帰還信号として出力する帰還回路と、所定周波数のパルス状の発振信号を出力する発振回路と、前記発振回路の発振信号により制御されて、前記入力電圧から昇圧した出力電圧を形成するチャージポンプ回路を備え、前記チャージポンプ回路に、前記帰還信号に基づいて前記入力電圧に重畳される電圧を制御する制御手段を設けることを特徴とするものである。

上記構成によれば、出力電圧と基準電圧との誤差電圧を帰還信号として入力電圧に重畳される電圧が制御されることにより、入力電圧より昇圧される出力電圧が基準電圧に制御される。このとき、間欠動作ではなく連続動作での制御となるため、出力電圧のリップルが小さく抑えられる。

また請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明であって、前記チャージポンプ回路を、充電用コンデンサと、出力用コンデンサと、前記発振回路の発振信号により制御されて、前記充電用コンデンサを、前記入力電圧に向かって充電する充電手段と、前記発振回路の発振信号により制御されて、前記出力用コンデンサを、前記充電用コンデンサの入力電圧より前記制御手段により制御される前記重畳される電圧に向かって充電する昇圧手段から構成することを特徴とするものである。

上記構成によれば、充電用コンデンサが充電手段により入力電圧に向かって充電され、続いて出力用コンデンサが昇圧手段により入力電圧より制御手段により重畳される電圧に向かって充電される。

また請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の発明であって、前記制御手段は、前記帰還回路の帰還信号を電圧源とするレベルシフタと、このレベルシフタの出力電圧をゲート電圧として前記重畳される電圧を前記充電用コンデンサへ印加するトランジスタを備えることを特徴とするものである。

上記構成によれば、レベルシフタの出力電圧が帰還回路の帰還信号により制御され、この出力電圧によりトランジスタのゲート電圧が制御され、よって重畳される電圧が帰還信号により制御される。

本発明のチャージポンプ型昇圧回路は、上記構成を有し、間欠動作でなく連続動作によって出力電圧を制御することができるためリップルを小さく抑え安定した出力電圧を得ることができる、という効果を有している。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
図１は本発明の実施の形態におけるチャージポンプ型昇圧回路の回路図である。
チャージポンプ型昇圧回路は、図１に示すように、入力電圧Ｖｉｎを充電用コンデンサ４（充電容量Ｃｆ）に充電し、充電した電荷を出力用コンデンサ５（出力容量Ｃｏ）へ汲み上げることで、昇圧した出力電圧Ｖｏを得るものであり、これら充電用コンデンサ４と出力用コンデンサ５に加えて、発振回路３０１と帰還回路５０とチャージポンプ回路４０から構成されている。チャージポンプ回路４０は発振回路３０１の発振信号３２と帰還回路５０の帰還信号５６（帰還電圧Ｖｆ）で制御されている。

チャージポンプ回路４０は、図１に示すように、入力電圧Ｖｉｎが印加される入力端子ＩＮにソースが接続された充電用Ｐ型（一極性）トランジスタ（MOSFET）４１２と、入力端子ＩＮにドレインが接続された昇圧用Ｎ型（逆極性）トランジスタ（MOSFET）４２２と、出力電圧Ｖｏが出力される出力端ＯＵＴにソースが接続された昇圧用Ｐ型（一極性）トランジスタ（MOSFET）４３２と、前記昇圧用Ｎ型トランジスタ４２２のソースにドレインが接続された充電用Ｎ型（逆極性）トランジスタ（MOSFET）４０２と、発振回路３０１から発振信号３２が供給される、直列接続された反転バッファ回路４４１，４４２と、出力端ＯＵＴに接続され、出力電圧Ｖｏを電圧源とするレベルシフタ４０１，４１１，４３１と、帰還回路５０の出力である帰還信号５６（帰還電圧Ｖｆ）を電圧源とするレベルシフタ４２１を備え、充電用Ｎ型トランジスタ４０２のゲートには、発振回路３０１の発振信号３２がＨレベルのとき、出力電圧Ｖｏに相当するシフトレジスタ４０１の出力電圧が印加され、充電用Ｐ型トランジスタ４１２のゲートには、反転バッファ回路４４１を介して発振回路３０１の発振信号３１がＬレベルのとき、出力電圧Ｖｏに相当するシフトレジスタ４１１の出力電圧が印加され、昇圧型Ｐ型トランジスタ４３２のゲートには、反転バッファ回路４４１および４４２を介して発振回路３０１の発振信号３２がＨレベルのとき、出力電圧Ｖｏに相当するシフトレジスタ４３１の出力電圧が印加されるよう構成され、さらに昇圧用Ｎ型トランジスタ４２２のゲートには、反転バッファ回路４４１を介して発振信号３２がＨレベルのとき、帰還信号５６（帰還電圧Ｖｆ）を電圧源とするレベルシフタ４２１の出力電圧が印加されるように構成されている。

そして、昇圧型Ｐ型トランジスタ４３２の出力側（出力端子ＯＵＴ）に出力用コンデンサ５の一端が接続され、昇圧型Ｐ型トランジスタ４３２のドレインと充電用Ｐ型トランジスタ４１２のドレインとの接続点と昇圧用Ｎ型トランジスタ４２２のソースと充電用Ｎ型トランジスタ４０２のドレインとの接続点との間に充電用コンデンサ４が接続されている。

上記充電用Ｎ型トランジスタ４０２、充電用Ｐ型トランジスタ４１２、昇圧用Ｎ型トランジスタ４２２、昇圧用Ｐ型トランジスタ４３２により４つのスイッチ用トランジスタが構成されている。これらトランジスタ４０２，４１２，４２２，４３２のゲート電圧がレベルシフタ４０１，４１１，４２１，４３１の出力電圧により決定される。

帰還回路５０は、出力電圧Ｖｏを所定電圧に分圧する第１帰還抵抗５１、第２帰還抵抗５２と、この分圧電圧Ｖｄと基準電源５３の基準電圧Ｖｂｇとが入力され、その誤差電圧を増幅して帰還信号５６（帰還電圧Ｖｆ）として出力する誤差増幅器５５と、位相補償回路５４から構成される。レベルシフタ４２１は帰還信号５６を電圧源とするので、昇圧用N型トランジスタ４２２のゲート電圧（駆動信号）のＨレベルは帰還信号５６と同じになる。

上記充電用Ｎ型トランジスタ４０２と充電用Ｐ型トランジスタ４１２とにより充電手段の一例が構成され、昇圧用Ｎ型トランジスタ４２２と昇圧用Ｐ型トランジスタ４３２とにより昇圧手段の一例が構成され、レベルシフタ４２１と昇圧用Ｎ型トランジスタ４２２により制御手段の一例が構成されている。

図２にチャージポンプ回路４０の動作開始直後の各信号の波形図を示す。図中の期間Ｔ１は、発振回路３０１の発振信号３２がＨレベルの期間で、充電用コンデンサ４を入力電圧Ｖｉｎまで充電する充電期間である。この充電期間Ｔ１では充電用Ｎ型トランジスタ４０２のゲート電圧（駆動信号）がＨレベル、充電用Ｐ型トランジスタ４１２のゲート電圧（駆動信号）がＬレベルとなり、充電用Ｎ型トランジスタ４０２と充電用Ｐ型トランジスタ４１２はスイッチオンの導通状態となっている。一方この期間Ｔ１において、昇圧用Ｎ型トランジスタ４２２と昇圧用Ｐ型トランジスタ４３２はスイッチオフの遮断状態になっている。この期間Ｔ１において、充電用コンデンサ４の負側電圧はＧＮＤ接続されて０Ｖとなり、充電用コンデンサ４の正側電圧４５１は入力電圧Ｖｉｎとなる。

次に図２中の期間Ｔ２は、発振回路３０１の発振信号３２がＬレベルの期間で、期間Ｔ１に充電用コンデンサ４に充電された電荷を出力用コンデンサ５へと供給し昇圧電圧を形成する昇圧期間である。この昇圧期間Ｔ２では充電用Ｎ型トランジスタ４０２のゲート電圧（駆動信号）がＬレベル、充電用Ｐ型トランジスタ４１２のゲート電圧（駆動信号）がＨレベルとなり、充電用Ｎ型トランジスタ４０２と充電用Ｐ型トランジスタ４１２はスイッチオフの遮断状態となっている。また期間Ｔ２において、昇圧用Ｎ型トランジスタ４２２のゲート電圧（駆動信号）がＨレベル、昇圧用Ｐ型トランジスタ４３２のゲート電圧（駆動信号）がＬレベルとなり、昇圧用Ｎ型トランジスタ４２２と昇圧用Ｐ型トランジスタ４３２はスイッチオンの導通状態になっている。このとき、昇圧用Ｎ型トランジスタ４２２のレベルシフタ４２１のＨレベル電圧は帰還電圧Ｖｆ（帰還信号５６）となるため、充電用コンデンサ４の負側電圧は帰還電圧Ｖｆの電圧値から昇圧用Ｎ型トランジスタ４２２の閾値電圧を引いた電圧値となる。充電用コンデンサ４の負側電圧をＶｃｍ、昇圧用Ｎ型トランジスタ４２２の閾値電圧をＶｔとすると、
Ｖｃｍ＝Ｖｆ−Ｖｔ（Ｖｔは通常０．７〜０．８Ｖ程度の定数）
となる。

充電用コンデンサ４の正側電圧は、期間Ｔ１で入力電圧Ｖｉｎに充電されており、充電用コンデンサの負側電圧が前述のように電圧増加するため、Ｖｉｎと負側電圧の増加分の和になる。充電用コンデンサ４の正側電圧をＶｃｐとすると
Ｖｃｐ＝Ｖｉ＋Ｖｃｍ＝Ｖｉ＋Ｖｆ−Ｖｔ
となる。

上記式から、充電用コンデンサ４の正側電圧Ｖｃｐは帰還信号５６の帰還電圧Ｖｆで制御された昇圧出力となる。
図３に、出力電圧Ｖｏと帰還電圧Ｖｆ（帰還信号５６）と充電用コンデンサの負側電圧Ｖｃｍの関係を示す。

チャージポンプ回路４０の出力電圧Ｖｏは帰還回路５０に入力され、帰還抵抗５１，５２で分圧される。帰還抵抗５１，５２の分圧電圧Ｖｄが基準電源５３の基準電圧Ｖｂｇで設定される目標電圧に比べて高い場合に帰還電圧Ｖｆ（帰還信号５６）は低くなり、目標電圧に比べて低い場合に帰還電圧Ｖｆ（帰還信号５６）は高くなる。

帰還信号５６の帰還電圧Ｖｆから昇圧用Ｎ型トランジスタ４２２の閾値電圧Ｖｔを引いた値が充電用コンデンサ４の負側電圧のＨレベルの電圧となるため、チャージポンプ回路４０の出力電圧Ｖｏは基準電圧Ｖｂｇで設定される目標電圧に制御され安定する。

図４（ａ），（ｂ）に計算機シミュレーションを用いて求めたチャージポンプ型昇圧回路の出力電圧Ｖｏのリップルを示す。図４（ａ）は従来のチャージポンプ型昇圧回路でのシミュレーション結果を示しており、図４（ｂ）は本発明の実施の形態におけるチャージポンプ型昇圧回路でのシミュレーション結果である。シミュレーション条件は同じであり、入力電圧Ｖｉｎは３Ｖ、出力電圧Ｖｏの設定は５Ｖ、発振回路３０１の周波数は２５０ｋＨｚ、出力用コンデンサ５の容量１０μＦ、充電用コンデンサ４の容量３．３μＦでシミュレーションを行った。

図４（ａ）の従来のチャージポンプ型昇圧回路の出力電圧波形では間欠動作となっているためリップルが大きく、図４（ｂ）の本発明の実施の形態におけるチャージポンプ型昇圧回路の出力電圧波形ではリップルが小さくなっている。従来回路でのリップルは１２５ｍＶ，本発明の回路でのリップルは９．４ｍＶであり、本発明の回路を用いるとリップルを１／１０以下に改善することが示された。

以上のように本実施の形態によれば、充電用コンデンサ４が充電手段（充電用Ｎ型トランジスタ４０２と充電用Ｐ型トランジスタ４１２）により入力電圧Ｖｉｎに向かって充電され、続いて出力用コンデンサ５が昇圧手段（昇圧用Ｎ型トランジスタ４２２と昇圧用Ｐ型トランジスタ４３２）により入力電圧Ｖｉｎより電圧Ｖｃｐ（＝Ｖｉ＋Ｖｃｍ＝Ｖｉ＋Ｖｆ−Ｖｔ）に向かって充電される。このとき、出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｂｇで設定される目標電圧との誤差電圧を帰還信号５６として、レベルシフタ４２１の出力電圧が制御され、レベルシフタ４２１の出力電圧により昇圧用Ｎ型トランジスタ４２２のゲート電圧が制御されることにより、重畳される電圧が帰還信号５６により制御され、結果として、入力電圧Ｖｉｎより昇圧される出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｂｇに制御される。この制御は、間欠動作ではなく連続動作での制御となるため、出力電圧Ｖｏのリップルを小さく抑えることができ、入力電圧Ｖｉｎが変動する場合においても出力電圧Ｖｏのリップルの増加を抑え、リップルの小さい安定した出力電圧を供給することができる。

なお、本実施の形態では、充電手段と昇圧手段として使用しているトランジスタ（トランジスタ４０２，４１２，４２２，４３２）の極性をそれぞれ、Ｐ型（一極性）とＮ型（逆極性）に特定しているが、これらトランジスタの極性を逆｛Ｎ型（一極性）とＰ型（逆極性）｝にすることも可能である。

本発明にかかるチャージポンプ昇圧回路は、低リップルの安定した出力電圧を提供する電源として有用である。

本発明の実施の形態におけるチャージポンプ型昇圧回路の回路図である。同チャージポンプ型昇圧回路のスイッチ駆動信号の波形図である。同チャージポンプ型昇圧回路の帰還信号、出力電圧、充電コンデンサ負側電圧の波形図である。従来のチャージポンプ型昇圧回路の出力電圧と本発明のチャージポンプ型昇圧回路の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。従来のチャージポンプ型昇圧回路のブロック図である。従来のチャージポンプ型昇圧回路の回路図である。従来のチャージポンプ型昇圧回路の動作波形図である。

符号の説明

Ｖｉｎ入力電圧
Ｖｏ出力電圧
Ｖｆ帰還電圧
４充電用コンデンサ
５出力用コンデンサ
４０チャージポンプ回路
５０帰還回路
５１，５２帰還抵抗
５３基準電源
５５誤差増幅器
３０１発振回路
４０１，４１１，４２１，４３１レベルシフタ
４０２充電用Ｎ型トランジスタ
４１２充電用Ｐ型トランジスタ
４２２昇圧用Ｎ型トランジスタ
４３２昇圧用Ｐ型トランジスタ
４４１，４４２反転バッファ回路

Claims

入力電圧から昇圧した出力電圧を得るチャージポンプ型昇圧回路であって、
前記出力電圧と予め設定された昇圧の基準電圧との誤差電圧を帰還信号として出力する帰還回路と、
所定周波数のパルス状の発振信号を出力する発振回路と、
前記発振回路の発振信号により制御されて、前記入力電圧から昇圧した出力電圧を形成するチャージポンプ回路
を備え、
前記チャージポンプ回路に、前記帰還信号に基づいて前記入力電圧に重畳される電圧を制御する制御手段を設けること
を特徴とするチャージポンプ型昇圧回路。
前記チャージポンプ回路を、充電用コンデンサと、出力用コンデンサと、前記発振回路の発振信号により制御されて、前記充電用コンデンサを、前記入力電圧に向かって充電する充電手段と、前記発振回路の発振信号により制御されて、前記出力用コンデンサを、前記充電用コンデンサの入力電圧より前記制御手段により制御される前記重畳される電圧に向かって充電する昇圧手段から構成すること
を特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ型昇圧回路。
前記制御手段は、前記帰還回路の帰還信号を電圧源とするレベルシフタと、このレベルシフタの出力電圧をゲート電圧として前記重畳される電圧を前記充電用コンデンサへ印加するトランジスタを備えること
を特徴とする請求項２に記載のチャージポンプ型昇圧回路。