CN1129133C - 自适应均衡电路 - Google Patents

Abstract

一种自适应均衡电路，为使具有非线性畸变的再生信号的均衡误差最小对高阶部分响应进行均衡，使再生信号的特性得到改进。对具有非线性畸变的输入信号利用横向滤波器(3)实施适于非线性畸变的高阶部分响应均衡，利用临时判断电路(4)估算均衡目标值的临时判断值，利用误差检测电路(5)检测临时判断值和上述的输入信号的误差，利用输入畸变检测电路(7)检测临时判断值和A/D变换器(1)的输出信号的误差，利用输出畸变检测电路(6)监视上述误差检测电路(5)输出的误差，利用均衡目标控制装置(8)控制均衡目标值以使均衡误差最小，利用抽头系数控制装置(10)控制抽头系数。

Description

自适应均衡电路

技术领域

本发明涉及利用数字电路实现的自适应均衡电路，特别是涉及适于均衡非线性信号，在从以高密度记录的记录媒体再生信号时，以使具有非线性畸变的再生信号的均衡误差最小的方式对高阶部分响应进行均衡，使再生信号的特性改进的自适应均衡电路。

背景技术

在针对记录媒体的记录再生装置中，对于具有非线性畸变的波形，通过检测非线性畸变，藉助均衡器进行校正予以消除的方式及对最佳译码的宏块系列电平进行操作的方式，在不受非线性畸变的影响的情况下进行数据的再生。

也即在记录再生装置中，在再生信号具有非线性畸变的波形中，采用从再生的信号估算波形畸变而决定均衡器的特性的所谓的自适应均衡的方法。这是一种使均衡处理后的电平及再生信号本来应该具有的电平的平方误差最小的滤波器系数最优化方法。

另外，在记录媒体的记录再生的再生信号的均衡中，为抑制再生信号特性的高频带分量中的强调，防止由于噪音引起的出错率的增加，采用部分响应均衡。

这一所谓的部分响应均衡，是通过对信号中的编码之间的干涉量进行适当的操作来模拟地进行多值判断，也可以代之以称为对信号功率进行频率限制的方式。

也即通过对欲均衡信号和将其延迟的信号重叠，很容易显现多值的电平，将其通过以维特比(Viterbi)译码器等进行概率计算而译码，由此可不使用信号的高频分量而检测信号的电平。

进行这种部分响应均衡的现有的均衡器，比如在与光磁记录媒体的记录凹坑的端部相当的部分，或与垂直磁化方向的反转部分相当的部分的再生信号输入到均衡器的场合，具有将其均衡为均衡目标值的特性。因此，在波形振幅的编码连续的部分中，除去其两端部，不进行向均衡目标值的强制均衡，由于可避免将包含再生信号的高频分量强调到不需要的程度，所以可抑制在均衡器的输入信号中所包含的噪声传输给均衡器的输出信号。

另外，在再生信号的特性变动的场合，如对均衡器进行自适应控制，可保持均衡器的输出信号的信噪比。

此均衡器，在光盘的再生波形中，只使用对于编码反转区间的均衡器输出作为控制均衡器的抽头系数的信号，对抽头系数进行自适应控制以便对均衡输出完成部分响应均衡。

在图2中示出这种现有的均衡器的构成的一例。

图2的自适应型均衡器，比如，在日本专利特开平8-153370号公报中所公开的装置，是检测与再生信号的凹坑端部或垂直磁性记录的磁化方向的反转部分相当的位置，在该位置进行向既定的基准振幅{-1，0，+1}的均衡。不规定与其以外的位置相当的基准振幅。

此均衡器具有“+1”，“0”，“-1”等3个值作为基准振幅。在同一图中，27是用于输入应进行波形均衡的的信号的输入端子，12a、12b、12c是以此顺序互相串联的对各个输入信号分别各延迟一个单位时间T的延迟装置，延迟装置12a从输入端子27输入信号。另外，25a、25b、25c是将各个延迟装置12a、12b、12c的输出信号和后述的开关24的输出信号取相关性的相关器，26a、26b、26c是将各个相关器25a、25b、25c的输出信号进行积分的积分器。

另外，20是横向型均衡电路，在此横向型均衡电路20中，12d、12e是以此顺序互相串联的对各个输入信号分别各延迟一个单位时间T的延迟装置，延迟装置12d从输入端子27输入信号。另外，16a、16b、16c是作为将各个积分器26a、26b、26c的输出信号作为控制输入、将延迟装置12d的输入信号、延迟装置12d的输出信号、延迟装置12d的输出信号输入的乘法器的缓冲器，14a是将缓冲器16a、16b的输出信号相加的加法器、14b是将加法器14a及缓冲器16c的输出信号相加的加法器。

另外，28是加法器14b的输出信号、即用来输出经过此自适应均衡器对波形进行均衡的的信号的输出端子，21是用来对输出端子28的信号R进行三值判断的三值判断电路，22是根据此三值判断电路21的输出信号生成具有基准振幅的信号D的基准振幅发生电路，17是从此基准振幅发生电路22的输出信号D减去输出端子28的信号R的减法器，29是将从此减法器17输出的误差信号E1延迟1单位时间T的延迟装置，24是将此延迟装置29的输出切断，生成误差信号E2并将其输出到相关器25a、25b、25c的开关，23是输出根据三值判断电路21的输出来控制开关24的选择信号S的误差信号选择电路。

下面对动作予以说明。从横向型均衡电路20的输出信号R由三值判断电路21进行三值判断的信号由基准振幅发生电路22变换为具有基准振幅的三值信号D。输出信号R与三值信号D一起输入到减法器17，取出输出误差信号E1。

误差信号选择电路23，从三值判断电路21的输出信号抽出有效误差信号输出的定时，输出选择信号。开关24根据选择信号S动作，其作用是只将有效误差信号作为参照误差信号E2送往相关器25。在选择信号S为有效的场合，开关24闭合，相关器的输入E2与E1相等。其结果，横向型均衡电路20的抽头系数由参照误差信号E2和来自输入端子27的输入信号的相关性进行自适应控制。

另一方面，在选择信号S为无效的场合，开关24打开，输入到各相关器25的参照误差信号E2为0，所以横向型均衡电路20的乘法器16的抽头系数的值不改变。

三值判断电路21的输出信号有两个，假设是T1和T2。

三值判断电路21的输出信号T1和T2，根据输入的信号R的电平可取T1，T2都为非有效状态，只有T1为有效状态，以及T1，T2都为有效状态的三种状态。基准振幅发生电路22，根据三值判断电路的输出信号T1和T2的各状态生成成为基准振幅的三值信号D。

在误差信号选择电路23中，判断是否是使用误差信号E1作为参照误差信号E2。在三值判断电路21的输出信号T1三次以上连续成为非有效的场合，或是在三值判断电路21的输出信号T2三次以上连续成为有效的场合，由于从参照误差除外误差信号E1，开关24的选择信号S成为非有效。

在此构成中，由于在误差信号选择电路23中有单位时间T的时间延迟，在图2中，在减法器17和开关24之间必须设置延迟装置29。另外，与此同时，输入到相关器25的均衡器的输入信号的延迟量也多了一个时间T。

作为示例，考虑对均衡器特性进行自适应控制的结果得到的均衡特性，以便使在伴随着高记录密度化的再生信号振幅的降低的场合的光学记录中，只对记录凹坑的端部，均衡器输出值和PR(1，1)(这意味着在进行部分响应处理时，对原信号及将其延迟一个单位时间的信号分别进行“1”的加权)的三个均衡目标值{-1，0，+1}的任何一个的差值的平方变得最小。

在此场合，均衡器的均衡目标值为三值，在均衡器输出中，在均衡目标值以外，会在比其更大的电平中出现两个值，均衡器输出集中分布在合计五值的均衡目标值。

另外，作为另外一个示例，确定均衡目标值为{±1}，在对均衡器特性进行自适应控制以便只对记录凹坑的端部使与二值的差最小的场合，在均衡器输出中，在二值以外，会集中出现另外两个值，基准振幅成为4值。

这样，由于将再生信号均衡为不一定与部分响应特性的基准振幅相同的五值或4值的基准振幅，虽然可以采用低阶的部分响应方式，但实际上是进行均衡而采用高阶的部分响应。因此，与一般的PR(1，1)均衡器相比较，再生信号的高频分量的增益降低。由于这种频率特性，在高密度记录时，可高效地抽出偏向低频的再生信号功率，由于可无须强调地除去高频噪声，所以可改善均衡器输出的出错率。

于是，在其后接着在使均衡器输出变成输入信号的维特比译码器等最佳译码器中，通过利用均衡器输出作为基准振幅来对宏块系列电平进行操作，力求改善出错率，复原记录数据。

此外，利用横向滤波器的均衡，由于本来是以除去线性畸变为目的，所以只由线性畸变构成的波形畸变，可利用横向滤波器进行均衡，从再生信号中有效地除去。然而，存在利用信号波形难以将波形畸变有效地除去的场合。

比如，如图6所示的磁性记录的再生波形60，在再生波形中存在非对称性的情况就与此相当，在这种再生波形中，再生波形的向上部分与记录凹坑61相当，向下部分与非记录凹坑相当。如将其以磁头再生，在记录凹坑61的长度及记录凹坑61的间隔大的场合，与再生信号的波形是达到饱和电平的振幅电平的情况相反，在记录凹坑61的长度及记录凹坑61的间隔小的场合，由于再生信号的波形的振幅电平为比饱和电平62小的值，在记录再生中，再生信号会产生非线性畸变。

首先，在如图7以高密度记录的光盘的进行记录的场合，利用激光70连续形成记录凹坑75。此时，在记录凹坑75内，由于存在激光70的照射时间长的部分和短的部分，记录凹坑75内的区域不是以一样的电平记录，因此，在凹坑区域内，部分地会产生记录信号电平的大小的斑点。

如利用激光70使此记录信号再生，则在记录信号电平的斑点74的部分处，再生波形有非线性畸变。在具有此非线性畸变的波形中包含的非线性畸变分量，在利用横向滤波器均衡中，无法除去。因此，如进行均衡，由于不能进行良好的均衡，出错率会加大。

这样，在记录再生装置的再生中，由于上述的理由，如记录密度高，再生信号会产生非线性畸变。另外，由于在再生信号上加上了噪声，因为如从振幅减小的再生信号判断记录数据的电平会产生错误的结果，出错率会显著增大。

一般，由于均衡器是由称为信号延迟器、加法器、乘法器的构成要素组成，在对具有非线性畸变的信号进行均衡的场合，无法除去该非线性畸变，因此，因为非线性特性造成的影响，均衡器的输出和均衡目标值之间的误差会改变，均衡能力降低，波形与均衡目标值的偏离增加，难于使信号波形均衡为均衡目标值。

另外，在均衡器中，如对来自高密度记录媒体的再生信号进行部分响应均衡，由于强调再生信号的高频分量，在再生信号中包含的振幅低的高频带特性的噪声会得到放大，由于就会均衡后的信号劣化，令人担心均衡器输出的信号中会包含错误信号。

此外，现有的进行部分响应均衡的均衡器，对于具有在高密度记录时的非线性畸变的再生信号，是利用低阶部分响应均衡进行均衡，在PR(1，1)的例子中，由于使用-1”，“0”，“+1”这样的固定值作为均衡目标值，由于难于将均衡目标值再设定为适于进行波形均衡的均衡目标值，难于以更高的精度进行再生波形的自适应均衡。

本发明系有鉴于上述的现有的问题而完成的，其目的在于获得可以进行精度高的自适应均衡，可改善出错率，适合非线性信号的自适应均衡电路。

发明内容

为解决上述课题，本发明的第一方面(对应于权利要求1)涉及的自适应均衡电路，特征在于包括：针对具有非线性畸变的输入信号的适于对其进行高阶部分响应均衡的线性均衡装置；以上述线性均衡装置的输出信号为输入信号，在不影响上述输入信号的非线性畸变的情况下估算用于进行均衡的均衡目标值的的临时判断电路；检测从上述临时判断电路得到的均衡目标值的临时判断值和上述线性均衡装置的输出信号的误差的误差检测电路；检测从上述临时判断电路得到的临时判断值和上述输入信号的误差的输入畸变检测电路；监视从上述误差检测电路输出的误差的输出畸变检测电路；控制上述临时判断电路的均衡目标值以便根据从上述误差检测电路、上述输入畸变检测电路、上述输出畸变检测电路分别检测的信号使均衡误差最小的均衡目标控制装置；以及根据由上述误差检测电路检测的误差控制上述线性均衡装置的抽头系数的抽头系数控制电路；并且对具有非线性畸变的输入信号进行均衡。

据此，在高阶部分响应均衡中，通过对均衡前的信号和均衡后的信号具有的非线性畸变进行的定量观测，根据该值自动设定均衡误差最小的均衡目标值，可获得能够进行适于具有非线性畸变的再生信号的部分响应均衡，对具有非线性畸变的再生信号也可利用作为线性均衡系统的横向滤波器进行精度更佳的均衡及改善出错率的效果。

另外，本发明的第二方面(权利要求2)涉及的自适应均衡电路，特征在于：在第一方面所述的自适应均衡电路中，上述临时判断电路的构成包括对上述线性均衡装置的输出信号进行“0”或“1”的二值判断的二值判断电路；从上述二值判断电路得到的信号，通过利用高阶部分响应方式的类型的互补进行计算预先求出存在几个均衡目标值的互补电路；以及根据由上述互补电路得到的信号从预先确定的均衡目标值选择适当的均衡目标值的均衡目标值选择电路。

据此，可了解预先均衡目标值为五值，由此，可以获得进行自适应均衡控制，并且，对均衡目标值继续更新的值也同样可以继续选择均衡目标值，可在对具有非线性畸变的输入信号没有影响的情况下估算用于均衡的均衡目标值的效果。

此外，本发明的第三方面(对应于权利要求3)涉及的自适应均衡电路，特征在于：在第一方面所述的自适应均衡电路中，上述均衡目标控制装置，在为使均衡误差最小对均衡目标值进行控制时，可同时对均衡目标值进行更新，或是对均衡目标值每隔一个进行更新。

据此，即使在输入信号中包含非线性畸变也不会受其影响，可获得能够对均衡目标值进行控制使均衡误差最小的效果。

附图说明

图1为说明本发明实施方式1的具有非线性畸变的自适应均衡电路的构成的框图。

图2为说明现有的自适应均衡电路的构成的框图。

图3为说明本发明实施方式1的临时判断电路的构成的框图。

图4为说明本发明实施方式1的误差检测电路的构成的框图。

图5为说明本发明实施方式1的输出畸变检测电路的构成的框图。

图6为说明磁性记录再生时的非线性畸变的发生原因的示图。

图7为说明光学记录再生时的非线性畸变的发生原因的示图。

图8为说明本发明实施方式1的均衡目标控制装置的动作的流程图。

图9为说明本发明实施方式1的相关器及抽头系数控制装置的示图。

具体实施方式

实施方式1

此实施方式1，通过使用适应具有高记录密度的非线性畸变的信号的高阶部分响应均衡，进行高精度的自适应均衡，可改善出错率，利用数字电路实现适于非线性信号的自适应均衡电路。

图1为示出利用本发明实施方式1的适应非线性畸变的自适应均衡电路的示图。在图1中，11为用于输入应均衡的波形的模拟信号输入端子，1为将来自此输入端子11的模拟信号变换为数字信号的A/D变换器，2为根据此A/D变换器1的输出信号产生再生时钟脉冲并将其供给A/D变换器1的相位同步装置，3为作为将A/D变换器1的输出信号变成为输入信号的线性均衡装置的横向滤波器，即具有所谓的FIR(有限脉冲响应)类型的滤波器结构。在此横向滤波器3中，120a至120f是以此顺序互相串联的对各个输入信号分别各延迟一个单位时间T的延迟装置，延迟装置120a为将从横向滤波器3的输入信号输入的装置。另外，130a至130f以及130g是将各个延迟装置120a至120f的输入信号及延迟装置120f的输出信号变成为一方的输入信号的乘法器，140a为将乘法器130a及130b的输出信号相加的加法器，而140b至140f为分别将加法器140a至140e的输出信号及乘法器130a至130g的输出信号相加的加法器。

另外，15为用来将横向滤波器3的输出信号变成为本自适应均衡电路的输出信号进行输出的输出端子，4为将本自适应均衡电路的输出信号变成为输入并在不影响具有非线性畸变的输入信号的情况下估算进行均衡用的均衡目标值的临时判断电路，5为求出临时判断电路4的输出信号和上述输入信号的误差的误差检测电路，7为检测从临时判断电路4得到的临时判断值和A/D变换器1的输出信号的误差的输入畸变检测电路，6为监视从上述误差检测电路5输出的误差的输出畸变检测电路，8为控制均衡目标值以便根据从上述误差检测电路5、输入畸变检测电路7、输出畸变检测电路6分别检测的信号使均衡误差最小的均衡目标控制装置，9为对来自误差检测电路5的误差信号及延迟装置120a至120f的各段的输入信号和输出信号取相关性的相关器，10为根据由相关器9的输出信号输出到应控制抽头系数的延迟装置120a至120g的另一方面的输入的抽头系数控制装置。

下面对动作予以说明。此实施方式1的自适应均衡电路利用A/D变换器1将输入信号变换为数字信号而输入到横向滤波器3，利用此横向滤波器3以PR(3，4，4，3)方式这样的高阶部分响应方式进行均衡处理，通过将该均衡输出输入到临时判断电路4而检测应判断存在作为本来五值的点的场所，对预先未判断输入信号是否以何种电平输入进行处理。于是，误差检测电路5检测横向滤波器3的输出和它本来应具有的值的误差。

于是，输入畸变检测电路7将临时判断电路4输出的均衡目标值和利用延迟装置120a至120c延迟的横向滤波器3的输入信号输入，并利用进行均衡处理前的数据检测输入畸变。另外，输出畸变检测电路6输入临时判断电路4输出的均衡目标值和误差检测电路5输出的误差，并利用进行均衡处理后的数据检测输出畸变。均衡目标控制装置8输入误差检测电路5的输出，输出畸变检测电路6的输出及输入畸变检测电路7的输出，如接收到畸变数据就根据它自动控制临时判断电路4的均衡目标值。另一方面，相关器9将误差检测电路5的输出和横向滤波器3的各抽头的输出，即横向滤波器3的输入信号及各延迟装置120a至120f的输出信号相乘求出它们的相关性。于是，抽头系数控制装置10根据此相关器9的输出信号将抽头系数对横向滤波器3的乘法器130a至130g的另一方面的输入进行输出。由此，根据最小二乘误差的算法控制抽头系数使均衡误差最小。

如此，通过在进行高阶部分响时检测输入信号具有的非对称性而进行自适应均衡控制，可永远将误差控制为最佳，就可以进行更高精度的再生波形的自适应均衡。

下面对各个部分的动作详细叙述。

首先，以高密度记录记录再生的再生信号从输入端子11输入，利用由相位同步装置2生成的再生时钟脉冲，藉助将模拟信号变换为数字信号的A/D变换器1取样，输出到横向滤波器3。

横向滤波器3通过对其中包含的乘法器130a至130g预先设定七个滤波器系数值作为抽头系数的初始值实施均衡处理。

横向滤波器3的抽头系数，最初利用适应部分响应均衡的系数的初始值进行均衡，由整个自适应均衡电路进行利用初始值的均衡，在全部电路的输出中没有了不确定值之后，代替初始值将抽头系数重新更新进行自适应均衡控制。

从横向滤波器3的输出信号检测均衡目标值的临时判断电路4，为了得到选择固定的均衡目标值的信号，利用PR的方式计算二值信号，由所获得的信号从作为初始值设定的五值的非对称的振幅电平值通过自适应均衡控制选择进行更新的均衡目标值。

此临时判断电路4，如图3所示，由二值判断电路30，PR方式的类型决定的互补电路31及均衡目标值选择电路32构成，横向滤波器3的输出信号输入到输入端子3a，在均衡目标值选择电路32的寄存器A34至E38中存放来自均衡目标控制装置8的输出。另外，从输入端子3b输出由临时判断电路4临时判断的均衡目标值。

在此二值判断电路30中，121为将来自二值判断电路30的输入端子3a的输入信号延迟1单位时间的延迟装置，141为将此延迟装置121的输出信号和来自输入端子3a的输入信号相加的加法器，331为只使加法器141的输出信号的MSB变成为输入将其反转输出到互补电路31的反相器。

另外，在互补电路31中，122至124为以此顺序互相串联的对各个输入信号分别各延迟一个单位时间T的延迟装置，延迟装置122为将从二值判断电路30的输出信号输入的装置。另外，142是将各个延迟装置122的输入信号及输出信号相加的加法器，而144为将加法器142的输出信号及143的输出信号相加并将其输出信号输出到均衡目标值选择电路32的加法器。

此外，在均衡目标值选择电路32中，34至38为各个寄存器A至E，39为选择互补电路31的输出信号和寄存器A34至寄存器E38的输出信号的某一个的选择器。

在二值判断电路30中，如图3所示，在加法器141中求出来自输入端子3a的输入信号和此信号的延迟装置(1延迟算符)121的输出信号的和((1+T)运算)，只利用所得到的信号的最高有效位(MSB)判断其极性是正或负的何者。在反相器331中使极性的判断信号反转以使如此时的极性为正成为“1”，为负则成为“0”，而求出输入信号的二值判断结果。

如此得到的二值判断信号，在由PR方式的类型决定的互补电路31中，利用适应非线性畸变的高阶PR(3，4，4，3)方式的类型计算。此外，此PR(3，4，4，3)表示在进行部分响应处理时，原信号及将其延迟1单位时间、2单位时间、3单位时间的信号分别进行“3”、“4”、“4”、“3”的加权。

在现有的PR(1，1)的均衡器中，在输出信号的眼图张度中，由于均衡目标值成为“-1.5”，“-1”，“0”，“+1”，“+1.5”，眼图的最大振幅和在电平上邻接的振幅的电平差，由于与其他邻接的振幅间的电平差相比狭窄，如本实施方式1，利用临时判断电路4进行自适应均衡电路的高阶部分响应均衡，由于邻接振幅间的电平均一之故，与现有的均衡器相比较难以受到的噪声的影响。

也即，在加法器142中求出互补电路31的输入信号和此信号的延迟装置(1延迟算符)122的输出信号的和((1+T)运算)，此外，在加法器143中求出延迟装置(1延迟算符)122的输出信号由延迟装置(1延迟算符)123延迟的信号2T与由延迟装置(1延迟算符)124延迟的信号3T的和((2T+3T)运算)，在加法器144中求出这些加法器142，143的输出信号的和((1+T)+(2T+3T)运算)。

于是，通过从如此得到的信号在均衡目标值选择电路32中进行下一个部分响应方式的类型的互补计算可以预先了解均衡目标值成为五值这一点，由所得到的信号利用选择器39从预先作为初始值存放于寄存器A34至E38中的五值的均衡目标值中选择均衡目标值，由此进行自适应均衡控制，或是对进行更新的均衡目标值也同样地进行均衡目标值的选择。

图1的误差检测电路5的构成，如图4所示，包括将从输入端子41输入的横向滤波器3的输出信号和将此信号延迟的延迟装置40，以及从输入端子42输入的临时判断电路4的输出信号减去延迟装置40的输出信号的减法器17。

此误差检测电路5，为了检测临时判断电路4的输出信号和横向滤波器3的输出信号的误差，通过在减法器17中的减法运算，得到和均衡目标值的误差(均衡误差)。此时，由于在横向滤波器3的输出信号和临时判断电路4的输出信号之间发生定时偏离，使横向滤波器3的输出信号延迟与此偏离相当的量。

输入畸变检测电路7与图4的误差检测电路5的构成相同，为了检测临时判断电路4的输出信号和A/D变换器1的输出信号的误差，通过在减法器17中的减法运算可得到此误差。也即在与该输入端子41相当的输入端子上和在与输入端子42相当的输入端子上分别输入经过延迟装置120a至120c的A/D变换器1的输出信号及临时判断电路4的输出。

输出畸变检测电路6的构成，如图5所示，包括对经过输入端子5a输入的均衡误差信号进行积分的积分器50，从具有五值的均衡目标值中对各个电平选择目标值的信号经输入端子5b输入的多路复用器51，计数多路复用器51的输出的计数器52，对计数器52的输出进行电平判断的电平判断器53，以及积分器50的输出输入到其中的寄存器A54至E58。

在均衡目标值选择电路32中，从具有五值的均衡目标值中对各个电平选择目标值的信号经输出畸变检测电路6的输入端子5b输入到多路复用器51。

由此信号决定对五值中的哪一个电平进行积分，计数器52，一直到预先给定的计数为止，决定是否求出所决定的电平的误差的合计。与此同时，积分器50复位为“0”，作为来自误差检测电路5的输出信号的均衡误差通过输入端子5a输入到积分器50，在由计数器52决定的时间内，均衡误差相加。于是，如计数器52达到预先给定的值，在电平判断器53中，从具有五值的电平中选择下一个电平，在寄存器A54至寄存器E58中存放合计的误差，并重复与上述相同的动作。

计数器52计数在五值的电平中决定对哪一个电平进行加法运算的电平有多少次，另外，在电平判断器53中还具备控制在计数中间只对哪一个电平进行计数的功能。

对上述这一点举例说明。如利用选择均衡目标值选择电路32的均衡目标值的信号选择电平A时，对电平A的均衡误差积分，如达到在计数器52中设定的次数，加法运算结束，重置积分器50，将合计的误差量存放于寄存器54中。于是，如选择作为下一个电平的电平B，计数器52从0开始计数，在对电平B的误差量进行积分的情况下，接连对某一电平对合计误差量进行积分，如电平A至电平E结束，再将电平A至电平E相加存放于寄存器中，对寄存器的各个电平，在寄存器A54至寄存器E58更新由积分器50相加的合计误差。

这样，在输出畸变检测电路6中，由于以计数器控制积分，积分的次数统一，因此，在达到合计的均衡误差量时，在五值电平中，可准确求出哪一个电平误差量多。另外，由于输入的电平比选择的电平值多，计数的数增加快，计数结束的快而效率高。从输入畸变检测电路7发出的输出信号和从输出畸变检测电路6发出的输出信号，在输入图5的输出畸变检测电路6的寄存器A54至寄存器E58中存放的信号的均衡目标控制装置8中，根据输出畸变检测电路6的寄存器A54至寄存器E58中存放的信号进行校正。

在此时，作为参照的是来自输入畸变检测电路7的输出信号和来自输出畸变检测电路6的输出信号，通过对这两个信号进行的判断校正均衡目标值，从而通过对均衡目标值的控制对图3的临时判断电路4中的各个寄存器A34至寄存器E38给出以误差最小的新的均衡目标值更新的值。

图8为说明校正此均衡目标值的均衡目标控制装置的动作的流程图，在步骤选择信号S81中，在输入畸变检测电路7中读入检测的输入畸变值。之后，在步骤S82中，通过对此输入畸变以电平a至电平e的顺序以短周期进行平均而预测均衡目标值的电平。此电平a至电平e是以使其成为“3”，“4”，“4”，“3”的间隔设定的成为五值的均衡目标值的值，从电平的上位顺序地分配到电平a至电平e。于是，在步骤S83中，求出此电平a至电平e的初始值，并将其作为存放于图3的均衡目标值选择电路32的寄存器A至寄存器E的初始值。之后，利用步骤S84读入输出畸变检测电路的输出信号，在步骤S85中，以初始值电平作为基准值电平，在电平a至电平e中对各个电平进行微调。于是，在步骤S86中，读入误差检测电路的输出信号，在步骤S87中，重复步骤S85至步骤S87的处理，一直到求出使误差检测电路的各个输出信号为最小的电平。通过这些处理，可求出校正由临时判断电路求出的临时判断值的均衡目标值。

于是，在抽头系数的更新中，与现在相同，藉助由相关器、积分器和延迟装置构成的抽头系数为“7‘的抽头系数控制装置10，利用求出和均衡目标值的误差及横向滤波器3的基准输出信号间的相关性的相关器9，计算抽头系数，对抽头系数进行更新。

也即，如图9所示，在相关器9中，乘法器91a至91g，输入从经延迟装置90a至90g顺序延迟的抽头发出的输入信号，通过对其进行乘法运算求出其相关性，在抽头系数控制装置10中，缓冲器100a至100g将相关值依其增益放大一定倍数，加法器101a至101g通过将自己的输出返还到输入而对输入进行积分，平均值电路102a至102g通过将加法器101a至101g的输出以取样数相除而进行平均。

这一平均，是通过增加缓冲器100a至100g的增益进行粗略的平均，通过减小增益进行平滑的平均，输入到横向滤波器的各个乘法器。

于是，在横向滤波器3的乘法器130中，通过抽头系数和A/D变换器1的输出信号进行乘法运算进行自适应均衡使均衡误差最小。在整个自适应均衡电路系统中的反馈控制中，在控制抽头系数的抽头系数控制装置10中，抽头系数的更新是随时进行的，如均衡误差最小，各抽头系数就取一定的值，横向滤波器3的均衡输出信号最后分为五值的振幅电平值。

即，根据本实施方式1的自适应均衡电路的特征在于，对具有非线性畸变的再生信号进行均衡的均衡目标值为五值的正或负的非对称的振幅电平值进行高阶部分响应均衡，通过将最佳译码器连接到本自适应均衡电路的后段，可更加改善出错率进行记录数据的再生。另外，本自适应均衡电路，是由抽头系数为七个构成的，对抽头系数进行自适应均衡控制使均衡输出达到高阶部分响应均衡。

另外，在以上的说明中，是限定各种装置进行说明的，但在本领域技术人员的设计范围内，也可实施适当的各种变更。

这样，因为根据本实施方式1的自适应均衡电路，对具有非线性畸变的输入信号利用横向滤波器进行高阶部分响应均衡，利用临时判断电路对此均衡目标值进行估算，利用误差检测电路检测此临时判断电路的均衡目标值的临时判断值和横向滤波器的输出信号的误差，通过利用输入畸变检测电路检测在横向滤波器3内延迟输入信号的信号和临时判断值的误差而检测输入畸变，通过利用输出畸变检测电路监视由误差检测电路检测的误差和临时判断值的误差而检测输出畸变，利用均衡目标检测装置根据误差检测电路、输出畸变检测电路和输入畸变检测电路的输出控制均衡目标值使均衡误差最小，利用相关器对横向滤波器的抽头输出和由误差检测电路检测的误差进行乘法运算而取它们的相关性，利用抽头系数控制电路根据由相关器检测的相关性控制横向滤波器的抽头系数，所以可以对DVD等的以高记录密度记录的媒体再生的、具有非线性畸变的输入信号进行高阶部分响应均衡，使均衡误差最小，即使输入信号是非对称的也可进行均衡而使误差最小。

产业上利用的可能性

如上所述，第一方面(对应于权利要求1)的发明涉及的自适应均衡电路，适用于从光盘，特别是从DVD等的以高密度记录的媒体再生具有非线性畸变的输入信号时对再生信号进行高精度的均衡。

另外，第二方面(对应于权利要求2)的发明涉及的自适应均衡电路，适用于在对具有非线性畸变的输入信号没有影响的情况下估算用于均衡的均衡目标值。

此外，第三方面(对应于权利要求3)的发明涉及的自适应均衡电路，适用于在对具有非线性畸变的输入信号没有影响的情况下估算用于均衡的均衡目标值。

Claims (3)

1.一种自适应均衡电路，其特征在于包括：

对具有非线性畸变的输入信号适于进行高阶部分响应均衡的线性均衡装置；

以上述线性均衡装置的输出信号为输入信号，在不影响上述输入信号的非线性畸变的情况下估算用于进行均衡的均衡目标值的临时判断电路；

检测从上述临时判断电路得到的均衡目标值的临时判断值和上述线性均衡装置的输出信号的误差的误差检测电路；

检测从上述临时判断电路得到的临时判断值和上述输入信号的误差的输入畸变检测电路；

监视从上述误差检测电路输出的误差的输出畸变检测电路；

控制上述临时判断电路的均衡目标值以便根据从上述误差检测电路、上述输入畸变检测电路、上述输出畸变检测电路分别检测的信号使均衡误差最小的均衡目标控制装置；以及

根据由上述误差检测电路检测的误差控制上述线性均衡装置的抽头系数的抽头系数控制电路；并且

对具有非线性畸变的输入信号进行均衡。

2.如权利要求1所述的自适应均衡电路，其特征在于，上述临时判断电路的构成包括：

对上述线性均衡装置的输出信号进行“0”或“1”的二值判断的二值判断电路；

从上述二值判断电路得到的信号，通过利用高阶部分响应方式的类型的互补进行计算预先求出存在几个均衡目标值的互补电路；以及

根据由上述互补电路得到的信号从预先确定的均衡目标值选择适当的均衡目标值的均衡目标值选择电路。

3.如权利要求1所述的自适应均衡电路，其特征在于：

上述均衡目标控制装置，在以使均衡误差最小的方式对均衡目标值进行控制时，可对多个均衡目标值同时进行更新，或是对均衡目标值每隔一个进行更新。

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