JP2000331426A - 多値判定帰還等化における誤り伝播検出抑制方法及び、これを用いた記憶装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】ＭＤＦＥ方式における所定の符号変換規則を満
たす場合におけるエラー伝播検出をも可能とする判定帰
還等化型検出における誤り伝播検出方法及び装置を提供
する。 【解決手段】スライスレベルを基準として、入力信号の
レベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィード
バックフィルタを通して帰還し、該入力信号と該帰還信
号との差分信号もしくは該帰還信号を反転し該入力信号
と加算した信号を該比較判定器に入力する多値判定帰還
等化方法において、前記比較判定器の入力信号をy(k)と
し、この比較判定器の出力信号を±１で現される２値信
号a(k)とした場合、a(k-1)≠a(k+1)を誤差演算条件とし
て、ev(k)=[y(k)-Ideal y(k)]・sign[a(k)]で現される
誤差信号ev(k)を求める。そして、求められた誤差信号e
v(k)が所定値を超えることを検出し、この誤差信号ev
(k)が所定値を超えることを検出した時に、前記比較判
定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は多値判定帰還等化
（ＭＤＦＥ：Multi-level Decision Feedback Equaliza
tion)を基本とする誤り伝播検出抑制方法及び、これを
用いた記憶装置に関する。

【０００２】特に、誤り（エラー）伝播検出と誤り伝播
による信号のオフセット方向を検出する誤り伝播オフセ
ット検出の結果により誤り伝播を抑制する方法に関す
る。

【０００３】

【従来の技術】図１５は、多値判定帰還等化（ＭＤＦ
Ｅ）を用いた磁気ディスク装置の一構成であって、特に
信号処理系のブロック図を示す。図１５において、１，
０ビット列からなる入力ＮＲＺ信号は、（１−７）符号
器１により、同極性符号の連続が最大８であり、連続交
番数が１である符号則を有する（１−７）符号に変換さ
れる。

【０００４】（１−７）符号器１の出力は、１／Ｔのタ
イミングでサンプルされた±１の値を有する。（１−
７）符号器１の出力に対し、書き込みＦＦ回路２では、
(1/1-D)mod２の演算をして、書き込み／読み取りヘッド
３に送り、ディスクに書き込む。

【０００５】さらに、図１５において、ディスクに書き
込まれているデータは、書き込み／読み取りヘッド３に
より読み取られ、ヘッドプリアンプ回路４及びＡＧＣア
ンプ５を通して一定レベルに増幅される。

【０００６】さらに、ＡＧＣアンプ５の出力は、ＭＤＦ
Ｅ回路１０のフォワードフィルタ６に入力され、（−
２，０，＋１）の３値信号に変換される。フィードバッ
クフィルタ７の出力は、入力パルス極性と逆極性となる
ように変化する。すなわち、フィードバックフィルタ７
は、入力再生信号パルスの極性は交番するものと仮定し
ている。

【０００７】したがって、通常、フィードバックフィル
タ７の出力極性は、フォワードフィルタ６に入力される
と予想する極性と逆方向にある。加算回路８は、フォワ
ードフィルタ６の出力とフィードバックフィルタ７の出
力の差を求める。これにより加算回路８の出力は、
“０”レベルを中心とした波形となる。

【０００８】ついで、検出器９により加算回路８の出力
が二値判定される。検出器９の出力は、二値符号系列と
なるが、ＭＤＦＥ回路１０により１ビット畳込みによ
り、４値状態とされる。(1-D)mod２回路１１は、書き込
みＦＦ回路２の処理と逆の処理(1-D)mod２の演算をし、
さらに、（１−７）復号器１２により（１−７）符号を
復号する。これにより読み出し信号が再生される。

【０００９】上記の様に、判定帰還等化においては検出
器９から判定結果をフィードバックフィルタ７を通し
て、入力側に帰還する構成である。このために、誤判定
による誤りが伝播するという問題が存在する。

【００１０】かかる問題に対し、本発明者により先の出
願（ＰＣＴ／９８ＪＰ／０５２７８）で提案したよう
に、判定帰還等化における誤り伝播の発生を符号変換規
則(ｄ,ｋ)を用いて検出し、且つ比較判定器９のスライ
スレベルを可変とすることで誤り伝播を抑制することが
可能である。

【００１１】図１６は、９シンボル以上の連続した同極
性が存在する場合の一例を示す図である。図１６（Ａ）
は、書き込みデータ列である。これに対し、図１６
（Ｂ）は、読み出された信号列であり、１００サンプル
目に信号の欠落がある場合である。信号の欠落がある場
合、検出器９の出力は、一定レベルに張り付いてしま
う。

【００１２】図１６の例では、１００サンプル目の信号
の欠落以降、エラーが伝播し、検出器９の出力は、連続
して−１の同極性に固定されている。

【００１３】一方、図１７は、２シンボル以上の連続し
た極性交番がある場合の一例を示す図である。図１７
（Ａ）は、書き込みデータ列である。これに対し、図１
７（Ｂ）は、読み出された信号列であり、１００サンプ
ル目に信号の欠落がある場合である。

【００１４】図１７の例では、１００サンプル目の信号
の欠落以降、エラーが伝播し、検出器９の出力は、１０
サンプル分が＋１に固定され（図１７（Ｂ）のIの期
間）、それに続いて２シンボル以上の連続した極性交番
がある状態が繰り返される（図１７（Ｂ）のIIの期
間）。

【００１５】このような図１６，図１７に示す読み出し
符号列における誤りは、符号変換規則(ｄ，ｋ)に違反し
ている符号パターンである。そして、かかるｄ拘束違
反、及びｋ拘束違反に起因するエラーの伝播に対して
は、先の出願（ＰＣＴ／９８ＪＰ／０５２７８）で開示
される方法によって抑制が可能である。

【００１６】しかしながら、更に本発明者の検討により
上記先の出願における提案では符号変換規則を満足する
場合に生じたエラー伝播に対しては、それを検出し抑制
することが出来ない場合が存在することが確認された。

【００１７】その例を図１８に示す。図１８Ａは、検出
器の比較判定器入力（実線）と、判定器スライスレベル
（破線）を示している。図１８Ｂは、直流オフセットエ
ラーレベルを示している。さらに、図１８Ｃは、ＡＧＣ
エラー信号レベルを示している。

【００１８】この例では、エラー伝播がない場合には
“１１００００”が連続するパターンであるが、エラー
伝播を起こすと“１１１００１”の連続パターンとして
判定されてしまう。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】したがって、本発明の
目的は、ＭＤＦＥ方式における所定の符号変換規則を満
たす場合におけるエラー伝播検出をも可能とする判定帰
還等化型検出における誤り伝播検出方法及び装置を提供
することにある。

【００２０】

【課題を解決するための手段】上記の課題を達成する本
発明の構成は、スライスレベルを基準として、入力信号
のレベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィー
ドバックフィルタを通して帰還し、前記入力信号と帰還
信号との差分信号もしくは該帰還信号を反転し該入力信
号と加算した信号を前記比較判定器に入力する多値判定
帰還等化を対象とする。

【００２１】そして、本発明の特徴は、前記比較判定器
の入力信号と、比較判定器の判定結果からエラー伝播を
検知し、更に比較判定器の判定結果からエラ−伝播オフ
セットの方向を検知し、これにより、比較判定器のスラ
イスレベルのオフセットを打ち消すように制御し、ある
いは、比較判定器入力のＤＣレベルをオフセットを打ち
消すように制御することにより、エラー伝播を抑制する
ものである。

【００２２】望ましい本発明の形態は、第1に前記比較
判定器の入力信号をy(k)とし、該比較判定器の出力信号
を±１で現される２値信号a(k)とした場合、a(k-1)≠a
(k+1)を誤差演算条件として、ev(k)=[y(k)-Ideal y(k)]
・sign[a(k)]で現される誤差信号ev(k)を求め、この求
められた誤差信号ev(k)が所定値を超えることを検出す
る。そして、前記誤差信号ev(k)が所定値を超えること
を検出した時に、前記比較判定器のスライスレベルを対
応するオフセット値に制御することを特徴とする。

【００２３】望ましい本発明の形態は、第２に第1の形
態において、前記誤差信号ev(k)を、誤差演算条件a(k-
1)≠a(k+1)を満たした複数サンプル分累積し、前記累積
値が前記所定値を超える時、前記比較判定器のスライス
レベルを対応するオフセット値に制御することを特徴と
する。

【００２４】また、望ましい本発明の形態は、第３に第
1の形態において、前記誤差信号ev(k)を前記誤差演算条
件a(k-1)≠a(k+1)を満たした複数サンプル分で平均化
し、この平均値が前記所定値を超える時、前記比較判定
器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御する
ことを特徴とする。

【００２５】さらに、望ましい本発明の形態は、第４に
前記比較判定器の入力信号をy(k)とし、この比較判定器
の出力信号を±１で現される２値信号a(k)とした場合、
a(k-1)≠a(k+1)を振幅誤差演算条件として振幅誤差信号
を演算し、この演算された振幅誤差信号が所定値を超え
ることを検出する。そして、前記振幅誤差信号が所定値
を超えることを検出した時に、前記比較判定器のスライ
スレベルを対応するオフセット値に制御することを特徴
とする。

【００２６】さらにまた、望ましい本発明の形態は、第
５に、前記第４の形態において、前記振幅誤差演算条件
として演算される前記振幅誤差信号を複数サンプル分累
積し、前記累積値が所定の比較基準値を超える時、前記
比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に
制御することを特徴とする。

【００２７】さらに、望ましい本発明の形態は、第６
に、前記第４の形態において、前記振幅誤差演算条件と
して演算される前記振幅誤差信号を複数サンプル分平均
化し、前記平均値が所定の比較基準値を超える時、前記
比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に
制御することを特徴とする。

【００２８】また、望ましい本発明の形態は、第７に、
前記第1又は4の形態において、前記比較判定器の出力ビ
ットの＋１又は、−１の多数決を判定して、前記多数決
の判定結果から前記入力信号のオフセット方向を判断す
る。そして、前記判断されるオフセット方向と反対方向
に、前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセ
ット値に制御することを特徴とする。

【００２９】さらにまた、望ましい本発明の形態は、第
８に、前記第1又は4の形態において、前記比較判定器の
１周期分の出力ビットの＋１又は、−１の多数決を判定
して、前記多数決の判定結果から前記入力信号のオフセ
ット方向を判断する。そして、前記判断されるオフセッ
ト方向と反対方向に、前記比較判定器のスライスレベル
を対応するオフセット値に制御することを特徴とする。

【００３０】さらに、望ましい本発明の形態は、第９に
前記入力信号と、比較判定器での判定結果から推測した
理想信号との２乗差又は差を求め、この２乗差の信号又
は、差信号を複数サンプル間で累積し、累積２乗差信号
又は、累積差信号を求める。そして、前記累積２乗差信
号又は、累積差信号が所定値を超過したことを検出し、
累積２乗差信号又は、累積差信号が所定値を超えること
を検出した時に、前記比較判定器のスライスレベルを対
応するオフセット値に制御することを特徴とする。

【００３１】また、望ましい本発明の形態は、第１０に
前記入力信号と、前記比較判定器での判定結果から推測
した理想信号との２乗差又は差を求め、前記２乗差又は
差の信号に前記比較判定器の判定結果の極性を掛け合わ
せた信号を求める。そして、前記２乗差又は差の信号に
極性を掛け合わせた信号を所定サンプル期間で累積し、
前記累積された値の絶対値が所定の値を超過した時に、
前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット
値に制御することを特徴とする。

【００３２】本発明の更なる特徴は、以下の図面を参照
して説明される本発明の実施の形態から明らかになる。

【００３３】

【発明の実施の形態】以下本発明の実施の形態を図面に
従い説明する。なお、図において、同一又は類似のもの
には同一の参照番号又は参照記号を付して説明する。

【００３４】ここで、本発明の正しい理解のためにＭＤ
ＦＥ方式における誤り伝播の特性について考察する。

【００３５】誤り伝播は、図１５の比較判定器９におけ
る誤判定による誤った値がフィードバック値として比較
判定器９入力に帰還されてしまうことに起因する。しか
しながら幸いなことに、ＭＤＦＥ方式においては、図１
に示すダイビットで示される読取り波形のインパルス応
答Aの０以下のレベル(Ｘマーク)がフィードバック係数
である。

【００３６】このため、誤り比較判定器９による判定が
誤ったフィードバック値は片極性となり、エラー伝播の
際の入力信号は一方向へのオフセットとして現れてく
る。

【００３７】そのため上記先の出願で提案されたエラー
伝播抑制方法としては符号変換規則を違反したことによ
るエラー伝播検出結果により比較判定器９のスライスレ
ベルを一方向にオフセットさせる方法、もしくはＤＣオ
フセットとして比較判定器９の入力信号に加算する方法
を用いた。

【００３８】本願発明においても同様の手段方法によ
り、エラー伝播の抑制は可能である。

【００３９】ここで、ＭＤＦＥ方式での状態遷移と誤判
定による比較判定器９の入力信号と判定器スライスレベ
ルの関係を図２に示す。

【００４０】ここで、ＭＤＦＥの比較判定器９の入力の
特徴として、理想(Noiseless：ノイズ零)の入力信号は
４値を持ち、そのレベルは図２Ａに示されるように
“０”を中点とし、内側のレベルを±１とすると、外側
のレベルは±２のレベルとなる。

【００４１】誤り判定による比較判定器９の入力信号と
判定器スライスレベルの関係は、図２Ｂに示すように、
仮に＋１の判定を−１と誤判定従って、ビット１をビッ
ト０と判定すると、スライスレベルは＋１側に接近し、
−１側から遠ざかる方向に動く。このため次の判定では
＋１を−１と誤る可能性が高まる。

【００４２】よって図２Ａの状態遷移図において、又
はの内側レベルの判定誤りの可能性が高まる。そし
て、誤り伝播が発生するための必要条件としては判定器
フライスレベルが判定器入力信号の±１レベルの範囲を
超えることである。

【００４３】ここで、ＭＤＦＥではフィードバック係数
（図１に示すインパスル応答Ａのテールの部分）が０．
５未満になるように制限するために１ビットの誤りでは
前記必要条件を満足しない。

【００４４】例えば、＋１を−１と判定する１ビットの
誤判定をした場合、フィードバック値は本来であれば最
大“−０．５未満”であるが、誤判定のためフィードバ
ック値は“＋０．５未満”となり、誤判定のために総計
“＋１未満”の値が入力に誤って帰還される。

【００４５】しかし、誤帰還値が“＋１未満”であるた
めに前記必要条件（±１レベルの範囲を超えること）を
満足しない。このためフィードバックされるデータ内に
おける２ビット以上の誤りが必要である。つまりスライ
スレベルが図２A中の又は以上、もしくは又は
以下になった時である。

【００４６】かかるエラー伝播モードと状態遷移の関係
を図3に示す。ここでは誤り(エラー)伝播モード（Mod
e）１は、判定結果が（１，７）符号の場合に同一符号
が９シンボル以上であるk拘束違反(violation k constr
aints)を侵した場合の誤り伝播を示し、エラー伝播モー
ド２は判定結果が（１，７）符号の場合に連続符号極性
交番長が２シンボル以上であるd拘束違反(violation d
constraints)を侵した場合の誤り伝播を示している。

【００４７】さらに、図３において、エラー伝播モード
３が本発明において対象とする(d，k)符号制限を満たし
た状態での誤り伝播を示す。

【００４８】ここでは正規判定結果(データパターン：D
ata pattern)である“０”を“１”と誤って判定してし
まった場合を記述している。例として“００００１１”
の正規判定結果を誤りパターンとして、“１００１１
１”のごとく初めの１ビット目と４ビット目を誤った場
合である。

【００４９】これは本発明において対象とする(d，k)符
号制限を満足している誤り伝播パターンの一つである。
ここでのパターン“００００１１”は、図３中の信号状
態遷移図（エラー伝播信号）において、モード３の誤り
伝播信号として示される→→→→→を通る
パターンである。

【００５０】そして、とは本来−１である値が、こ
れを＋１と誤って判定されている。これは、判定器スラ
イスレベルが"−１"と“−２”のレベルの間に位置して
いるからである。これにより“１００１１１１”と誤り
伝播が発生してしまう。

【００５１】かかる誤り伝播の特徴は、判定器スライス
レベルが判定器入力信号の＋１と＋２の領域内に、もし
くは−１と−２の領域内に位置することである。よっ
て、誤り伝播がない場合のノイズ零での判定器スライス
レベルと判定器入力信号内側の距離は“＋１”である
が、誤り伝播が発生した場合の同距離は平均値で“+
０．５”となり、明らかに距離（振幅）が異なる。

【００５２】ここで入力信号内側とは、状態遷移図で判
定器スライスレベルに最も近い判定結果“＋１”と“−
１”である。誤り伝播がない場合は状態遷移図の又は
と又はを意味し、誤りのある伝播では判定器スラ
イスレベルがと又はの領域内に位置する場合は
と又はを、もしくは判定器スライスレベルがと
又はの領域内に位置する場合はと又はを意味す
る。

【００５３】これらは状態遷移図でも分かるようにスラ
イスレベルを横切った際の直前と直後の判定器入力信号
の状態を意味する。また、ＭＤＦＥでは符号変換規則が
ｄ＝１であるため判定結果は同極性が２回以上連続す
る。

【００５４】よって判定器スライスレベルを横切った後
の判定結果をa(k+1)とするとその直前の判定結果a(k)
は、a(k)≠ a(k+1)である。またその１クロック前の判
定結果a(k-1)は、a(k-1)≠a(k+1)と表すことが出来る。

【００５５】したがって、この誤り伝播の検出は下記
（１）式のように判定器の判定結果a(k+1)と２クロック
前の判定結果a(k-1)の判定結果とが異なる場合のa(k)に
対応する判定器入力信号y(k)のスライスレベルからの振
幅を計算する。

【００５６】ノイズがない場合の理想値y(k)(Ideal y
(k)と表記する)との差分をとることで、誤り伝播がない
場合にはスライスレベルからの振幅は平均値としてゼロ
（零）となり、誤り伝播がある場合には平均で０．５と
なる。

【００５７】

【数１】

【００５８】このため誤り伝播検出には上式の誤差信号
ev(k)を用いることで誤り伝播を検出することが可能で
ある。

【００５９】ところで、上記式（１）は振幅誤差算出式
と同等であり、ＭＤＦＥ方式では一般的に使用されてい
る（論文：Design, Implementation and Performance E
valuation of An MDFE Read Channel，１９９７）。

【００６０】したがって、本エラー伝播の検出には振幅
誤差演算結果を直接使用することも可能である。

【００６１】また、誤り伝播過検出(miss-detection)確
率を下げるためには誤差信号ev(k)、もしくは同等の振
幅誤差演算結果がa(k-1)≠ a(k+1)の条件を満たした複
数の誤差信号を積分した値を用いることが有効である。

【００６２】他の手段として前記積分した誤差信号では
信号値が大きすぎる場合も考えられるため平均値を用い
ることもできる。

【００６３】このようにして求めた誤差信号ev(k)もし
くは振幅誤差信号の積分値もしくは平均値を誤り伝播発
生比較基準信号と比較することで，誤り伝播を低誤り伝
播過検出の条件の下で安定して検出することが出来る。

【００６４】先に示した図１８の最下段に誤差信号ev
(k)を用いた際のＡＧＣ振幅誤差信号を示す。上記のよ
うに誤り伝播が発生すると（横軸２０サンプル以降）誤
差信号はマイナス方向に算出される。

【００６５】誤り伝播を検出した際の処理として前述の
先の出願の発明で採用した判定器スライスレベルのオフ
セットもしくは判定器入力信号に直流オフセットを加え
ることが有効である。

【００６６】その際にはオフセット方向を決める必要が
ある。その方法を図４に示す。図４では本願発明の対象
とする誤り伝播で発生頻度の高いデータパターン３種類
について記載している。

【００６７】最上段はデータパターン“１１００００”
が誤り伝播により“１１１００１”となってしまった場
合であり、スライスレベルが下方にオフセット、言い換
えると信号が上方にオフセットした場合に相当する。

【００６８】エラー伝播有無でのスライスレベルの上方
と下方でのサンプル数比はエラー伝播なしで２：４とな
り、エラー伝播有りで４：２となり、エラー伝播後では
上方の方が多く信号のオフセット方向と同じになってい
る。

【００６９】中段に示す“１１１００００”が“１１１
１００１”とエラー伝播してしまった場合の例では、サ
ンプル数比はエラー伝播なしで３：４となり、エラー伝
播有りで５：２となる。上記と同様に、エラー伝播後で
は上方の方が多く、信号も同方向にオフセットしてい
る。

【００７０】また、下段に示す“１１０００００”が
“１１１０００１”とエラー伝播した場合も２：５が、
４：３とエラー伝播後では上方の方が多く、信号も同方
向にオフセットしている。

【００７１】このようにエラー伝播した際にはエラー伝
播状態での判定結果におけるスライスレベルが上方（＋
１）と下方（−１）にいずれか多い方に信号がオフセッ
トしていることがわかる。

【００７２】したがって、エラー伝播を検出した際の判
定結果＋１と−１の多数決を採ることで誤り伝播による
入力信号オフセット方向を検出することが可能である。
検出された方向に比較器スライスレベルをオフセットさ
せることで、もしくは多数決の逆極性へのＤＣオフセッ
ト値を差回路入力信号に加算することでエラー伝播を抑
制することが可能となる。

【００７３】このように比較器入力誤差信号ev(k)もし
くは振幅誤差信号を用いることで、上記先の出願の発明
では検出出来なかった誤り伝播を検出することが可能と
なる。また、判定結果の多数決を採ることで誤り伝播時
の入力信号のオフセット方向も検出可能となり、上記先
の出願の発明による誤り伝播抑制方法を用いることで誤
り伝播を抑制することができる。

【００７４】図５は、本発明を適用する磁気記録再生装
置の構成例を示すブロック図である。

【００７５】実際装置においては、本発明の多値判定帰
還等化における誤り伝播検出抑制方法を実現する回路
は、制御用ＬＳＩ１００として、構成が可能である。

【００７６】装置全体は、マイクロコントローラ２００
により制御される。作業用ＲＡＭ２０１、制御プログラ
ムを格納する２０２を有する。書き込み読み出しヘッド
３のフォーカス方向及びトラック方向の位置制御は、そ
れぞれサーボ制御回路３００により駆動制御されるキャ
リッジモータ３０１及びスピンドル３０２により制御さ
れる。

【００７７】記録媒体に書き込み又、読み出されるデー
タは、ハードディスクコントローラ２０３によりＳＣＳ
ＩあるいはＩＤＥ等のインタフェース２０４を通して、
図示しないハードディスク装置との間で送受される。

【００７８】さらに、図１５との比較において、ヘッド
プリアンプ回路４及びＡＧＣアンプ５に対応する機能
は、図５においてヘッドＩＣ１０１として実現される。
また、制御用ＬＳＩ１００は、図５に示された他の機能
即ち、（１−７）符号器１、（1/1-D）mod２回路２及
び、（１−Ｄ）mod２回路１１、（１−７）復号器１２
の機能を含み構成される。

【００７９】図６は、図５の制御用ＬＳＩの構成要素で
あるＭＤＦＥ回路であって、図１５のＭＤＦＥ回路１０
に対応する部位の本発明に従う実施例ブロック図を示
す。

【００８０】図１５のＭＤＦＥ回路１０の構成に対し、
特徴として加算器8の出力からエラー伝播を検出するエ
ラー伝播検出器２０、比較比較判定器９の出力からエラ
ー伝播オフセットの方向を検出するエラー伝播オフセッ
ト方向検出器２１を有する。

【００８１】さらに、これらエラー伝播検出器２０及び
エラー伝播オフセット方向検出器２１の出力に基づき、
比較判定器９のスライトオフセット値を生成出力するス
ライスオフセット制御部２２を有する。

【００８２】図７は、図6の実施例に対し、エラー伝播
検出器２０及びエラー伝播オフセット方向検出器２１の
出力に基づき、加算器８のＤＣオフセット値を制御する
構成である。したがって、図７の構成では、図６の構成
におけるスライスオフセット制御部２２の代わりに、加
算器８に付加するＤＣオフセット値を生成するＤＣオフ
セット制御器２３を備えている。

【００８３】図６及び、図7において、加算器８には、フ
ィードフォワードフィルタ6の出力と、フィードバック
フィルタ7の出力が反転されて入力される。そしてこれ
らを加算する機能を有する。したがって、加算器８は、
フィードフォワードフィルタ6の出力とフィードバック
フィルタ7の出力の差分を出力し、比較判定器9に入力す
る。

【００８４】比較判定器９は、スライスレベルを基準に
して、比較判定器9の入力をのレベルを比較判定し
“１”又は“０”に2値化して出力する。そして、比較
判定器９の判定結果は、比較判定器９への入力信号とと
もにエラー伝播検出器２０へ入力される。さらに、比較
判定器９の判定結果は、エラー伝播オフセット方向検出
器２１に入力される。

【００８５】エラー伝播検出器２０では、エラーの伝播
が検出される。さらに、エラー伝播オフセット方向検出
器２１では、エラーの検出されるエラー伝播の起因とな
る先に説明したオフセットの方向が検出される。

【００８６】したがって、図6においては、エラー伝播
検出器２０により検出されるエラーの伝播と、エラー伝
播オフセット方向検出器２１で検出されるオフセット方
向に基づき、スライスオフセット制御器２２により、オ
フセットをゼロとする方向に比較判定器9のスライスレ
ベルを制御する。

【００８７】図7においては、同様にしてエラー伝播検
出器２０により検出されるエラーの伝播と、エラー伝播
オフセット方向検出器２１で検出されるオフセット方向
に基づき、ＤＣオフセット制御器２３により、加算器8
の出力のＤＣレベルのオフセットをゼロとする方向に直
流（ＤＣ）を印加する。

【００８８】上記の図６、図7のいずれの構成によって
も、エラ−伝播が検出され、比較判定器9のスライスレ
ベルあるいは、加算器8のＤＣレベルのオフセットを打
ち消すように制御することにより、エラーの伝播が抑制
される。

【００８９】図８に図６の実施例に対応した詳細構成の
ブロック図を示す。比較判定器９の判定結果は比較判定
器９への入力信号とともにエラー伝播検出部２０へ入力
される。エラー伝播検出部２０は、図8において、誤差
演算回路２１０、誤差演算回路２１０の誤差演算結果を
複数サンプル分遅延する遅延回路２１１と遅延回路２１
１からの複数のサンプリング分の誤差演算結果を累積す
る累積回路２１２を有する。

【００９０】誤差演算回路２１０は、振幅誤差を算出
し、誤差信号ｅｖとして出力する。すなわち、エラー伝
播検出部２０は、先に説明した式（１）の演算を行なう
機能を有する。

【００９１】ａ(k-1)≠ａ(k+1)である場合の加算加算器
8の出力とノイズがない時の理想値との差分（ｙk−Idea
lｙk ）にａkの符号を乗算し、誤差信号ｅvとして演算
回路２１０から出力される。

【００９２】この様に演算された誤差信号ｅvは、実施
例として１２サンプルの値を求める遅延回路２１１に入
力される。遅延回路２１１の各タップからの１２サンプ
ル値の累積が累積回路２１２で求められる。さらに、エ
ラー伝播検出部２０の比較器２１３は、累積回路２１２
の出力を誤り伝播比較基準（sliceEP３）と比較する。

【００９３】この比較器２１３により、前記累積値がこ
の比較基準（sliceEP３）以下となると、誤り伝播が検
出される(detMD３)。

【００９４】また、ここでは誤り伝播検出とともに誤り
伝播検出をリセットするために１２サンプルの誤差信号
即ち、比較器２１３の入力はクリアされる。

【００９５】一方、比較判定器９の判定結果はエラー伝
播オフセット方向検出器２１に入力される。エラー伝播
オフセット方向検出器２１は、誤り伝播による入力信号
のオフセット方向を検出するために機能として多数決判
定機能を有する。

【００９６】この多数決判定機能を有するエラー伝播オ
フセット方向検出器２１の一実施例を図9に示す。比較
判定器９の出力ａkと、それをインバータ２３０で反転
し、それぞれをシフトレジスタ２３１、２３２に入力す
る。さらに、シフトレジスタ２３１、２３２のそれぞれ
に対応するビットカウンタ２３３、２３４を有する。

【００９７】ビットカウンタ２３３、２３４は、それぞ
れシフトレジスタ２３１、２３２のシフト量に対応する
計数値を出力する。したがって、ビットカウンタ２３３
は入力“Ｈ”論理の個数を計数し、ビットカウンタ２３
４は入力“Ｌ”論理の個数を計数する。

【００９８】これらのビットカウンタ２３２，２３４の
出力の差分が差回路２３５において、求められる。した
がって、差回路２３５の出力(slofst)は、多数決論理に
より入力“Ｈ”又は“Ｌ”論理のいずれの方向にオフセ
ットしているかを意味することになる。

【００９９】なお、多数決をとる値は、シフトレジスタ
２３１、２３２の段数で決まり、その最適値はＭＤＦＥ
回路への入力信号の信号状態（記録密度）に応じて異な
るため可変できるようにすることが望ましい。

【０１００】図８に戻り説明すると、エラー伝播オフセ
ット方向検出器２１の出力(slofst)は、スライスオフセ
ット制御部２２の構成要素としての選択器(Selector)２
２１に入力される。

【０１０１】選択器(Selector)２２１は、比較器２１３
の出力(det#MD3)と、エラー伝播オフセット方向検出器
２１の出力(slofst)に基づき、下表に示す論理値テーブ
ルを基に判定器スライスレベルの値を選択する。

【０１０２】

【表１】

【０１０３】誤り伝播がない場合((detMD3＝０)には選
択器出力は“０”であり、誤り伝播を検出した際(det#M
D３=１)に多数決判定部出力(slofst)が“０”である時
は、選択器２２１は−Ｓ３の判定器スライスレベルを出
力する。反対に、エラーオフセット方向検出器２１であ
る多数決判定部の出力(slofst)が“１”である時は、選
択器２２１は＋Ｓ３の判定器スライスレベルを出力す
る。

【０１０４】ここで−Ｓ３，+Ｓ３は判定器スライスレ
ベルをオフセットさせたい所望の値である。この選択器
出力は判定器スライスレベルのタイミング（オフセット
区間）を制御するスライスオフセット時刻発生器（slic
e offset time generator）２２２に入力される。そこ
で生成されたタイミング信号を伴う判定器スライスレベ
ルが比較判定のスライスレベルである比較基準信号とし
て比較判定器９に入力される。

【０１０５】図１０にエラー伝播オフセット方向検出器
２１としての多数決判定部(Majority Part)としての他
の実施例構成のブロック図を示す。ここでは図３に示し
た状態遷移図の１周期分における多数決をとるように機
能する。

【０１０６】図１１は、図１０の実施例回路の動作を説
明する図である。図１１において、判定結果ａが比較判
定器９から出力される。比較判定器９の出力は、１ビッ
ト遅延回路３００に入力される。従って、１ビット遅延
回路３００の出力がａ_kビットの時、その入力はａ_k+1ビ
ットとなる。

【０１０７】排他的論理和回路３０１により、ａ_k≠ａ
_k+1が検出される。排他的論理和回路３０１の出力は、
ＡＮＤゲート３０２と３０５に入力する。ＡＮＤゲート
３０２と３０５のそれぞれの他の入力には、ａ_kビット
とそれを反転した入力が付与される。

【０１０８】したがって、ＡＮＤゲート３０２は、（ａ
_k≠ａ_k+1）であって、。一方、ＡＮＤゲート３０５は、
（ａ_k≠ａ_k+1）であって、ａ_kが論理“Ｌ”である時を
検知する。

【０１０９】さらに、ＡＮＤゲート３０３，３０４は、
それぞれ（ａ_k＝ａ_k+1）であってａ _kが論理“Ｈ”であ
る時、（ａ_k＝ａ_k+1）であってａ_kが論理“Ｌ”である
時を検知する。

【０１１０】カウンタ３０６、３０７はそれぞれＡＮＤ
ゲート３０２、３０５の出力によりリセットされる。し
たがって、カウンタ３０６は、比較判定器９の出力論理
が論理“Ｈ”に変化した以降の継続する論理“Ｈ”の数
をカウントする（図１１、ｂ）。カウンタ３０７は、比
較判定器９の出力論理が論理“Ｌ”に変化した以降の継
続する論理“Ｌ”の数をカウントする（図１１、ｃ）。

【０１１１】レジスタ３０８，３０９は、それぞれカウ
ンタ３０６、３０７の連続する論理が変化するまでのカ
ウント値を保持する（図１１、ｄ、ｅ）。レジスタ３０
８，３０９の出力は比較器３１０で比較されオフフセッ
トの方向（“Ｈ”又は“Ｌ”）を出力する（図１１、
ｆ）。

【０１１２】ここで、上記図8の実施例において、遅延
回路２１１と累積回路２１２により１２サンプル分の誤
差信号の累積値を求めるように説明した。本発明におい
ては、実施例として、かかる場合に限定されない。すな
わち、先に式（１）に関して説明したように、回路２１
０の振幅誤差演算結果を直接用い、比較器２１３で基準
値（slice#EP3）と比較するようにしてもよい。

【０１１３】また、累積値を求める代わりに、回路２１
０の振幅誤差演算結果の複数のサンプル分の誤差信号の
積分値あるいは、平均値を用いることも可能である。か
かる場合、それぞれ、遅延回路２１１と累積回路２１２
に代わり、積分回路あるいは平均化回路が用いられる。

【０１１４】さらに、Ｍ３ＤＦＥを考慮すると、エラ−
伝播の検出方法は基本的にＭＤＦＥの場合と同様であ
る。しかし、Ｍ３ＤＦＥでは、要求されるＢＥＲ（ビッ
トエラー率）において、ＭＤＦＥよりＳＮＲ（信号対雑
音比）が必要であるので、ＭＤＦＥ用の誤差伝播抑制方
法をＭ３ＤＦＥに用いる場合、バーストエラー長が長く
なる。

【０１１５】したがって、誤差伝播抑制作用は、Ｍ３Ｄ
ＦＥではより強化する必要がある。エラー伝播の要因は
判定器の入力におけるＤＣオフセットであるから、エラ
−伝播の検出能力を高めるにはＤＣオフセットを効率的
に検知することが必要である。

【０１１６】したがって、実施例として、下記式（２）
に示すように、2乗ＤＣオフセットエラー信号を所定数
分累積するように構成することが可能である。

【０１１７】

【数2】

【０１１８】ここで、ε_sqErr(n)は、2乗誤差である。

【０１１９】したがって、かかる実施例に対応する構成
は、図8において、演算回路２１０において、ε_sqErr(n
-i)・ａ(n-i)を求め、累積回路２１１，２１２にε
_sqErr(n-i)・ａ(n-i)がｍサンプル分累積される。

【０１２０】

【発明の効果】図１２は、図１８に対応する図であり、
本発明を使用した場合の比較判定器９の入力信号の時系
列変化を示す図である。図１８は本発明を使用しない場
合の誤り伝播を示す図１８との比較では、図１８では無
限長の誤り伝播となているが図１２では誤り伝播が抑制
されていることが理解できる。。

【０１２１】図１３に本発明を使用しなかった場合のラ
ンダムノイズ重畳時の誤り伝播バイト長とその分布を示
す。ここでデータパターンは“００００１１”であり、
意図的に誤り伝播を発生させている。図１４に図１２と
同じ条件で本発明を使用した場合の誤り伝播バイト長と
その分布を示す。

【０１２２】図１３と、図14の比較において、本発明を
使用しない場合は９０バイト以上の誤り伝播長であった
ものが僅か６バイトに抑制されており、誤り訂正回路
（ＥＣＣ）で十分に訂正可能な誤りエラー伝播長に制限
されている。

【０１２３】このように本発明はＭＤＦＥ系で最大の課
題とされてきた誤り伝播が克服可能となり高記録密度磁
気記録で有効とされてきたＭＤＦＥ方式の実現性を高め
るシステムが実現可能である。

【０１２４】以上図面に従い説明した本発明の実施の形
態は、本発明の理解のためのものであり、本発明の適用
はこれに限定されない。本発明の保護の範囲は特許請求
の記載により定められ、特許請求の範囲の記載と均等の
ものも本発明の保護の範囲に含まれるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】読取信号のインパルス応答を示す図である。

【図２】ＭＤＦＥ方式での状態遷移と誤判定による比較
判定器の入力信号と判定器スライスレベルの関係を示す
図である。

【図３】エラー伝播モードと状態遷移の関係を示す図で
ある。を依頼元発信番号037798A02で検出不可能であ
り、本発明にて検出可能となった誤り伝播１例を示す
図。

【図４】本願発明の対象とする誤り伝播で発生頻度の高
いデータパターン３種類について説明する図である。

【図５】本発明を適用する磁気記録再生装置の構成例を
示すブロック図である。

【図６】図５の制御用ＬＳＩの構成要素であるＭＤＦＥ
回路であって、図１５のＭＤＦＥ回路１０に対応する部
位の本発明に従う実施例ブロック図である。

【図７】図6の実施例に対し、加算器８のＤＣオフセッ
ト値を制御する構成を示す図である。

【図８】図６の実施例に対応した詳細構成のブロック図
である。

【図９】多数決判定機能を有するエラー伝播オフセット
方向検出器２１の一実施例を示す図である。

【図１０】多数決判定機能を有するエラー伝播オフセッ
ト方向検出器２１の他の実施例を示す図である。

【図１１】図１０の実施例の動作を説明する図である。

【図１２】図１８に対応する図であり、本発明を使用し
た場合の比較判定器９の入力信号の時系列変化を示す図
である。

【図１３】本発明を使用しなかった場合のランダムノイ
ズ重畳時の誤り伝播バイト長とその分布を示す図であ
る。

【図１４】図１２と同じ条件で本発明を使用した場合の
誤り伝播バイト長とその分布を示す図ある。

【図１５】多値判定帰還等化（ＭＤＦＥ）を用いた磁気
ディスク装置の一構成であって、特に信号処理系のブロ
ック図を示す。

【図１６】９シンボル以上の連続した同極性が存在する
場合の一例を示す図である。

【図１７】２シンボル以上の連続した極性交番がある場
合の一例を示す図である。

【図１８】符号変換規則を満足する場合に生じたエラー
伝播に対しては、それを検出し抑制することが出来ない
場合を説明する図である。

【符号の説明】

６ フォワードフィルタ ７ フィードバックフィルタ ８ 加算器 ９ 比較判定器 ２０ エラー伝播検出器 ２１ エラー伝播オフセット方向検出器 ２２ スライスオフセット検出器 ２３ ＤＣオフセット検出器

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】スライスレベルを基準として、入力信号の
   レベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィード
   バックフィルタを通して帰還し、該入力信号と該帰還信
   号との差分信号もしくは該帰還信号を反転し該入力信号
   と加算した信号を該比較判定器に入力する多値判定帰還
   等化方法において、 該比較判定器の入力信号をy(k)とし、該比較判定器の出
   力信号を±１で現される２値信号a(k)とした場合 a(k-1)≠a(k+1)を誤差演算条件として、ev(k)=[y(k)-Id
   eal y(k)]・sign[a(k)]で現される誤差信号ev(k)を求
   め、 該求められた誤差信号ev(k)が所定値を超えることを検
   出し、 該誤差信号ev(k)が所定値を超えることを検出した時
   に、該比較判定器のスライスレベルを対応するオフセッ
   ト値に制御することを特徴とする多値判定帰還等化にお
   ける誤り伝播検出抑制方法。
2. 【請求項２】スライスレベルを基準として、入力信号の
   レベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィード
   バックフィルタを通して帰還し、該入力信号と該帰還信
   号との差分信号もしくは該帰還信号を反転し該入力信号
   と加算した信号を該比較判定器に入力する多値判定帰還
   等化方法において、 該比較判定器の入力信号をy(k)とし、該比較判定器の出
   力信号を±１で現される２値信号a(k)とした場合 a(k-1)≠a(k+1)を振幅誤差演算条件として振幅誤差信号
   を演算し、 該演算された振幅誤差信号が所定値を超えることを検出
   し、 該振幅誤差信号が所定値を超えることを検出した時に、
   該比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値
   に制御する ことを特徴とする多値判定帰還等化における誤り伝播検
   出抑制方法。
3. 【請求項３】スライスレベルを基準として、入力信号の
   レベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィード
   バックフィルタを通して帰還し、該入力信号と該帰還信
   号との差分信号もしくは該帰還信号を反転し該入力信号
   と加算した信号を該比較判定器に入力する多値判定帰還
   等化方法において、 該入力信号と、該比較判定器での判定結果から推測した
   理想信号との２乗差又は差を求め、 該２乗差の信号又は、差信号を複数サンプル間で累積
   し、累積２乗差信号又は、累積差信号を求め、 該累積２乗差信号又は、累積差信号が所定値を超過した
   ことを検出し、 該累積２乗差信号又は、累積差信号が所定値を超えるこ
   とを検出した時に、該比較判定器のスライスレベルを対
   応するオフセット値に制御することを特徴とする多値判
   定帰還等化における誤り伝播検出抑制方法。
4. 【請求項４】スライスレベルを基準として、入力信号の
   レベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィード
   バックフィルタを通して帰還し、該入力信号と該帰還信
   号との差分信号もしくは該帰還信号を反転し該入力信号
   と加算した信号を該比較判定器に入力する多値判定帰還
   等化方法において、 該入力信号と、該比較判定器での判定結果から推測した
   理想信号との２乗差又は差を求め、 該２乗差又は差の信号に前記比較判定器の判定結果の極
   性を掛け合わせた信号を求め、 該２乗差又は差の信号に極性を掛け合わせた信号を所定
   サンプル期間で累積し、 該累積された値の絶対値が所定の値を超過した時に、該
   比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に
   制御することを特徴とする多値判定帰還等化における誤
   り伝播検出抑制方法。
5. 【請求項５】スライスレベルを基準として、入力信号の
   レベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィード
   バックフィルタを通して帰還し、該入力信号と該帰還信
   号との差分信号もしくは該帰還信号を反転し該入力信号
   と加算した信号を該比較判定器に入力する多値判定帰還
   等化回路において、 該比較判定器の入力信号をy(k)とし、該比較判定器の出
   力信号を±１で現される２値信号a(k)とした場合、a(k-
   1)≠a(k+1)を誤差演算条件として、ev(k)=[y(k)-Ideal
   y(k)]・sign[a(k)]で現される誤差信号ev(k)を求める第
   1の回路と、 該求められた誤差信号ev(k)が所定値を超えることを検
   出する第2の回路と、 該第2の回路により該誤差信号ev(k)が所定値を超えるこ
   とを検出した時に、該比較判定器のスライスレベルを対
   応するオフセット値に制御するオフセット制御部を有す
   ることを特徴とする多値判定帰還等化回路。
6. 【請求項６】請求項５において、更に、 前記オフセット制御部は、前記誤差信号ev(k)を、誤差
   演算条件a(k-1)≠a(k+1)を満たした複数サンプル分累積
   し、 該累積値が前記所定値を超える時、前記比較判定器のス
   ライスレベルを対応するオフセット値に制御することを
   特徴とする多値判定帰還等化回路。
7. 【請求項７】請求項５おいて、更に、 前記オフセット制御部は、前記誤差信号ev(k)を前記誤
   差演算条件a(k-1)≠a(k+1)を満たした複数サンプル分で
   平均化し、 該平均値が前記所定値を超える時、前記比較判定器のス
   ライスレベルを対応するオフセット値に制御することを
   特徴とする多値判定帰還等化回路。
8. 【請求項８】スライスレベルを基準として、入力信号の
   レベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィード
   バックフィルタを通して帰還し、該入力信号と該帰還信
   号との差分信号もしくは該帰還信号を反転し該入力信号
   と加算した信号を該比較判定器に入力する多値判定帰還
   等化回路において、 該比較判定器の入力信号をy(k)とし、該比較判定器の出
   力信号を±１で現される２値信号a(k)とした場合、a(k-
   1)≠a(k+1)を振幅誤差演算条件として振幅誤差信号を演
   算する演算回路と、 該演算された振幅誤差信号が所定値を超えることを検出
   し、該振幅誤差信号が所定値を超えることを検出した時
   に、該比較判定器のスライスレベルを対応するオフセッ
   ト値に制御するオフセット制御部を有することを特徴と
   する多値判定帰還等化回路。
9. 【請求項９】請求項８において、 前記オフセット制御部は、前記振幅誤差演算条件として
   演算される前記振幅誤差信号を複数サンプル分累積し、
   該累積値が所定の比較基準値を超える時、前記比較判定
   器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御する
   ことを特徴とする多値判定帰還等化回路。
10. 【請求項１０】請求項８において、 前記オフセット制御部は、前記振幅誤差演算条件として
    演算される前記振幅誤差信号を複数サンプル分平均化
    し、該平均値が所定の比較基準値を超える時、前記比較
    判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御
    することを特徴とする多値判定帰還等化回路。
11. 【請求項１１】請求項５又は８において、 前記オフセット制御部は、前記比較判定器の出力ビット
    の＋１又は、−１の多数決を判定して、該多数決の判定
    結果から前記入力信号のオフセット方向を判断し、該判
    断されるオフセット方向と反対方向に、前記比較判定器
    のスライスレベルを対応するオフセット値に制御するこ
    とを特徴とする多値判定帰還等化回路。
12. 【請求項１２】請求項５又は８において、 前記オフセット制御部は、前記比較判定器の１周期分の
    出力ビットの＋１又は、−１の多数決を判定して、該多
    数決の判定結果から前記入力信号のオフセット方向を判
    断し、該判断されるオフセット方向と反対方向に、前記
    比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に
    制御することを特徴とする多値判定帰還等化回路。
13. 【請求項１３】スライスレベルを基準として、入力信号
    のレベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィー
    ドバックフィルタを通して帰還し、該入力信号と該帰還
    信号との差分信号もしくは該帰還信号を反転し該入力信
    号と加算した信号を該比較判定器に入力する多値判定帰
    還等化回路において、 該入力信号と、該比較判定器での判定結果から推測した
    理想信号との２乗差又は差を求める回路と、 該２乗差の信号又は、差信号を複数サンプル間で累積
    し、累積２乗差信号又は、累積差信号を求める回路と、 該累積２乗差信号又は、累積差信号が所定値を超過した
    ことを検出する検出回路と、 該検出回路が該累積２乗差信号又は、累積差信号が所定
    値を超えることを検出した時に、該比較判定器のスライ
    スレベルを対応するオフセット値に制御するオフセット
    制御部を有することを特徴とする多値判定帰還等化回
    路。
14. 【請求項１４】スライスレベルを基準として、入力信号
    のレベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィー
    ドバックフィルタを通して帰還し、該入力信号と該帰還
    信号との差分信号もしくは該帰還信号を反転し該入力信
    号と加算した信号を該比較判定器に入力する多値判定帰
    還等化回路において、 該入力信号と、該比較判定器での判定結果から推測した
    理想信号との２乗差又は差を求める回路と、 該２乗差又は差の信号に前記比較判定器の判定結果の極
    性を掛け合わせた信号を求める回路と、 該２乗差又は差の信号に極性を掛け合わせた信号を所定
    サンプル期間で累積する回路と、 該累積された値の絶対値が所定の値を超過した時に、該
    比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に
    制御するオフセット制御部を有することを特徴とする多
    値判定帰還等化回路。
15. 【請求項１５】磁気記録媒体からデータ信号を読み取る
    信号読み取り手段と、 該信号読み取り手段で読み取られた信号のエラー伝播を
    検出する多値判定帰還等価手段を有し、 該多値判定帰還等化手段は、信号の正負を判定する比較
    器と、 該比較器の出力を入力側に帰還するフィードバックフィ
    ルタと、 入力信号を目標特性に等化するフィードフォワードフィ
    ルタと、 該フィードフォワードフィルタ出力と該フィードバック
    フィルタによる帰還信号との差分を出力する加算手段
    と、 該比較器の入力と出力に基づきエラー伝播状態を検出す
    る誤り伝播検出器と、 該比較器の出力に基づき誤り伝播による該比較器入力の
    オフセット方向を検出する誤り伝播オフセット方向検出
    器と、 該誤り伝播検出器と該誤り伝播オフセット方向検出器の
    出力に基づき該比較器のスライスレベルに所定のオフセ
    ットを与えるスライスオフセット制御部を有することを
    特徴とする磁気記録再生装置。
16. 【請求項１６】磁気記録媒体からデータ信号を読み取る
    信号読み取り手段と、 該信号読み取り手段で読み取られた信号のエラー伝播を
    検出する多値判定帰還等価手段を有し、 該多値判定帰還等価手段は、信号の正負を判定する比較
    器と、 該比較器の出力を入力側に帰還するフィードバックフィ
    ルタと、 入力信号を目標特性に等化するフィードフォワードフィ
    ルタと、 該フィードフォワードフィルタ出力と該フィードバック
    フィルタによる帰還信号との差分を出力する加算手段
    と、 該比較器の入力と出力に基づきエラー伝播状態を検出す
    る誤り伝播検出器と、 該比較器の出力に基づき誤り伝播による該比較器入力の
    オフセット方向を検出する誤り伝播オフセット方向検出
    器と、 該誤り伝播検出器と該誤り伝播オフセット方向検出器と
    の出力に基づき該比較器の入力信号の直流レベルに、直
    流オフセットを与える直流オフセット制御部を有するこ
    とを特徴とする磁気記録再生装置。