CN105207640B - 用于无线通信装置的功率及阻抗测量电路 - Google Patents

用于无线通信装置的功率及阻抗测量电路 Download PDF

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CN105207640B CN201510594154.2A CN201510594154A CN105207640B CN 105207640 B CN105207640 B CN 105207640B CN 201510594154 A CN201510594154 A CN 201510594154A CN 105207640 B CN105207640 B CN 105207640B
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Abstract

本申请涉及用于无线通信装置的功率及阻抗测量电路。所揭示的示范性实施例是针对可用以测量功率及/或阻抗的功率及阻抗测量电路。一种测量电路可包括传感器及计算单元。所述传感器可感测(i)跨越耦合到负载的串联电路的第一电压信号以获得第一所感测信号；及(ii)所述串联电路的指定端处的第二电压信号以获得第二所感测信号。所述传感器可(i)将第一所感测信号的第一版本与第二所感测信号的第一版本混频以获得第一传感器输出；及(ii)将第一所感测信号的第二版本与第二所感测信号的第二版本混频以获得第二传感器输出。所述计算单元可基于所述传感器输出来确定所述串联电路的指定端处的所述阻抗及/或所递送功率。

Description

用于无线通信装置的功率及阻抗测量电路
分案申请的相关信息
本案是分案申请。该分案的母案是申请日为2010年6月21日、申请号为201080027173.2、发明名称为“用于无线通信装置的功率及阻抗测量电路”的发明专利申请案。
根据35U.S.C.§119主张优先权
本专利申请案主张2009年6月19日申请的标题为“用于无线通信装置的功率及/或阻抗测量电路(POWER AND/OR IMPEDANCE MEASUREMENT CIRCUITS FOR A WIRELESSCOMMUNICATION DEVICE)”的第61/218,836号美国临时申请案的优先权，所述临时申请案已转让给本案受让人，且以引用的方式明确地并入本文中。
技术领域
本发明大体上涉及电子设备，且更具体地说涉及用于无线通信装置的测量电路。
背景技术
无线通信装置通常包括发射器以支持数据发射。所述发射器可具有功率放大器以放大射频(RF)信号并提供高输出功率。所述功率放大器可经设计以驱动特定负载阻抗(例如，50欧姆)且在最大输出功率电平下具有最好的可能效率。所述功率放大器可观测到可变负载阻抗，所述可变负载阻抗可因下文所描述的各种原因而改变。此外，所述功率放大器可在较广的输出功率电平范围内操作，且所述功率放大器的效率在较低的输出功率电平下可降低。可能需要改进功率放大器的操作。
发明内容
在一方面中，本发明涉及一种无线装置。所述无线装置包含：第一功率放大器，其用以放大第一输入射频RF信号，且提供第一经放大的RF信号；第一可调谐匹配电路，其耦合到所述第一功率放大器，且用以提供针对所述第一功率放大器的输出阻抗匹配、接收所述第一经放大的RF信号并提供第一输出RF信号；及测量电路，其耦合到所述第一可调谐匹配电路，且用以测量所述第一可调谐匹配电路的输出端处的第一阻抗或所递送功率，所述第一可调谐匹配电路是基于所述测量到的第一阻抗或所递送功率来调整。
在另一方面中，本发明涉及一种方法。所述方法包含：确定负载的阻抗；基于所述负载的所述阻抗来确定量度；及基于所述量度来调整匹配电路。
附图说明
图1展示无线通信装置的框图。
图2展示发射器的示范性设计的框图。
图3到图9展示功率及阻抗测量电路的各种示范性设计的框图。
图10A及图10B展示可调谐匹配电路的示范性设计。
图10C及图10D展示可编程衰减器的两种示范性设计。
图11及图12展示发射器的另外两种示范性设计。
图13展示用于执行自适应负载匹配的过程。
图14展示用于测量阻抗及/或功率的过程。
具体实施方式
词语“示范性”在本文中用以表示“充当实例、例子或说明”。本文中被描述为“示范性”的任何设计未必解释为比其它设计优选或有利。
本文中描述可用以测量功率及/或阻抗的功率及阻抗测量电路。这些测量电路可用于各种电子装置，例如无线通信装置、蜂窝式电话、个人数字助理(PDA)、手持型装置、无线调制解调器、膝上型计算机、无绳电话、蓝牙装置、消费型电子装置等。为了清楚起见，下文描述测量电路在无线通信装置中的使用。
图1展示无线通信装置100的示范性设计的简化框图，所述无线通信装置100包括单个发射器120。一般来说，无线装置100可包括用于任何数目个通信系统及任何数目个频带的任何数目个发射器及任何数目个接收器。
在无线装置100内，处理器110处理待发射的数据，并将模拟输出信号提供给发射器120。在发射器120内，发射器电路130放大、滤波及上变频转换所述模拟输出信号并提供输入RF信号VIN。功率放大器140放大输入RF信号以获得所要输出功率电平，并提供经放大的RF信号VAMP。可调谐匹配电路150耦合到功率放大器140的输出端、执行针对功率放大器140的输出阻抗匹配且将输出RF信号VOUT提供给天线158。
传感器160接收来自功率放大器140的经放大的RF信号及来自可调谐匹配电路150的输出RF信号。传感器160可测量经放大的RF信号及/或输出RF信号的电压、电流、功率及/或其它参数。计算单元170接收来自传感器160的测量结果，并确定由匹配电路150观测到的负载的功率及/或阻抗。传感器160及计算单元170共同形成用于无线装置100的功率及阻抗测量电路172。控制单元180可接收输入RF信号的包络信号、指示平均输出功率电平的信息及/或关于影响功率放大器140的操作的其它参数的信息。控制单元180还可接收来自计算单元170的测得功率及/或阻抗。控制单元180可产生第一控制以调整可调谐匹配电路150，从而实现良好性能(例如，以改进功率放大器140的效率)。控制单元180还可产生第二控制以调整功率放大器140，从而实现良好性能。
图1展示发射器120的示范性设计。一般来说，可通过放大器、滤波器、混频器、匹配电路等的一个或一个以上级来执行发射器120中的信号的调节。发射器120及可能的传感器160的全部或一部分可实施于模拟集成电路(IC)、RF IC(RFIC)、混频信号IC等上。
处理器/控制器110可执行用于无线装置100的各种功能(例如，对正发射的数据的处理)。处理器/控制器110还可控制无线装置100内的各种电路的操作。存储器112可存储用于处理器/控制器110的程序代码及数据。处理器/控制器110、存储器112、计算单元170及控制单元180可实施于一个或一个以上专用集成电路(ASIC)及/或其它IC上。
图2展示无线装置100的发射器120及测量部分的框图。功率放大器140可经设计以驱动某一输出阻抗ZPA，所述输出阻抗ZPA可取决于功率放大器140的峰值输出功率电平及用于功率放大器140的供电电压。天线158可具有特定目标负载阻抗ZO。举例来说，功率放大器140的输出阻抗可为约4欧姆，而目标负载阻抗可为50欧姆。可调谐匹配电路150执行从ZPA到ZO的阻抗匹配。在图2中，匹配电路150及后续电路(例如，图1中的天线158)通过以下而被模型化：(i)具有阻抗ZS的串联电路250；及(ii)具有阻抗ZL的分路负载260。串联电路250可包含：(i)耦合在电路250的输入端与输出端之间的电感器；(ii)耦合在电路250的输入端与输出端之间的电容器；(iii)并联耦合且耦合在电路250的输入端与输出端之间的电感器及电容器；(iv)串联耦合且耦合在电路250的输入端与输出端之间的电感器及电容器；或(v)某一其它电路组件或电路组件的组合。负载260可包括耦合在匹配电路150与天线158之间的电路，例如双工器、开关等。
返回参看图1，匹配电路150可用以使PA输出阻抗ZPA与目标负载阻抗ZO匹配，以便实现良好性能。匹配电路150可为固定匹配电路，其可经设计以在最大输出功率电平与目标负载阻抗下提供良好性能(例如，高PA效率)。然而，此固定匹配电路可在较低输出功率电平及/或不同负载阻抗下提供次最佳性能(例如，较低PA效率)。举例来说，负载阻抗可归因于以下原因而改变：天线158被用户的手覆盖、天线158被压在用户耳朵上、天线158被短路或断开等。
为了改进性能，匹配电路150可提供针对功率放大器140的可调谐阻抗匹配。可基于负载260的阻抗、递送到负载260的功率及/或其它参数来动态地改变可调谐阻抗匹配。可通过传感器160及计算单元170来确定这些参数。
图3展示传感器160a、计算单元170a及串联电路250a的框图，所述传感器160a、所述计算单元170a及所述串联电路250a分别为图2中的传感器160、计算单元170及串联电路250的一个示范性设计。在串联电路250a内，电感器310与电抗元件312并联耦合，且所述组合耦合在串联电路250a的输入节点A与输出节点B之间。电抗元件312可包含可变电容器、其它电路元件、寄生组件等。串联电路250a在节点A与B之间具有阻抗ZS，所述阻抗ZS可表达为：
等式(1)
其中ω为所关注频率，其以弧度/秒为单位，
L为电感器310的电感，且
ZP为电抗元件312的阻抗。
串联电路250a将输出电流ILOAD递送到负载260，所述输出电流ILOAD可表达为：
ILOAD＝ILOAD_PK·exp j(ωt+φ)， 等式(2)
其中ILOAD_PK为递送到负载260的峰值电流，
φ为视负载260的阻抗而定的相位，且
exp()表示自然指数。
若ZS阻抗为电感的，那么ILOAD电流将滞后VAMP电压90°或π/2。相位φ可视匹配电路150与负载之间的失配而定，且可在具有良好匹配的情况下接近0度。
在传感器160a内，可编程衰减器316接收经放大的RF信号，并提供第一输入信号。可编程衰减器318接收输出RF信号，并提供第二输入信号。可编程衰减器316及318可视输出功率电平而提供可变衰减量，以便减小提供给传感器160a内的电路的输入信号的动态范围。固定增益放大器320在反相输入端处接收第一输入信号，且在非反相输入端处接收第二输入信号，且提供第一所感测信号VS1。VS1信号可指示跨越串联电路250a的电压降VIND且可表达为：
VS1≈VIND＝ILOAD·ZS＝ILOAD_PK·exp j(ωt+φ+π/2)·|ZS|。 等式(3)
缓冲器(Buf)322接收第一输入信号，并提供第二所感测信号VS2，所述第二感测信号VS2可指示VAMP信号。移相器324接收第二所感测信号，并在所关注频率下使其移位90°，且提供经移相的信号VSHIFTED。经放大的RF信号及经移相的信号可表达为：
VS2≈VAMP＝VAMP_PK·exp j(ωt)，及 等式(4)
VSHIFTED≈VAMP_PK·exp j(ωt+π/2)， 等式(5)
其中VAMP_PK为经放大的RF信号的峰值电压。
乘法器326使来自移相器324的经移相的信号与来自放大器322的第一所感测信号相乘，并提供乘法器输出YMULT，所述乘法器输出YMULT可表达为：
YMULT＝VSHIFTED·VS1
＝VAMP_PK·cos(ωt+π/2)·ILOAD_PK·|ZS|·cos(ωt+φ+π/2)° 等式(6)
如等式(6)中所示，乘法器输出包括在两倍的所关注频率下的高频分量及具有依负载而定的相位φ的低频分量。低通滤波器328接收乘法器输出、滤除高频分量并提供传感器输出YOUT，所述传感器输出YOUT可表达为：
YOUT＝VAMP_PK·ILOAD_PK·|ZS|·cos(φ)。 等式(7)
在计算单元170a内，单元330用阻抗ZS的量值来除传感器输出，并提供所递送功率POUT，所述所递送功率POUT可表达为：
POUT＝VAMP_PK·ILOAD_PK·cos(φ)。 等式(8)
在图3中所展示的示范性设计中，VAMP信号经移相并与VS1信号相乘。输出功率POUT可接着为递送到串联电路250a及负载260的功率。由于串联电路250a可具有较小损耗，所以大部分POUT可递送到负载260。
在图3中未展示的另一示范性设计中，VLOAD信号可经移相并与VS1信号相乘。输出功率可接着为递送到负载260的功率。来自计算单元170a的输出功率可因此指示在信号被分接(tap)并提供给移相器324的点处所递送的功率。
可以各种方式确定串联阻抗的量值|ZS|。在一种设计中，可经由计算机模拟、经验测量或通过其它手段来确定|ZS|。在另一设计中，可提前校准|ZS|。举例来说，可针对已知输出功率来测量传感器输出YOUT，且可基于已知输出功率及测量到的传感器输出来确定|ZS|。还可以其它方式确定|ZS|。
图4展示传感器160b及负载260b的框图，所述传感器160b及所述负载260b为图2中的传感器160及负载260的另一示范性设计。负载260b包括具有电抗XL的分路电抗元件262及具有电阻RL的分路电阻器264。负载阻抗ZL可表达为：
等式(9)
来自功率放大器140的经放大的RF信号可表达为：
VAMP＝VAMP_PK·cos(ωt)， 等式(10)
其中VAMP_PK为来自功率放大器140的峰值电压。
跨越串联电路250的电压信号可表达为：
VIND＝VIND_PK·sin(ωt+θL)， 等式(11)
其中VIND_PK为跨越串联电路250的峰值电压，且
θL为负载260的相位。
跨越负载260的电压信号可表达为：
VLOAD＝VLOAD_PK·cos(ωt)， 等式(12)
其中VLOAD_PK为跨越负载260的峰值电压。
提供给负载260的输出电流可表达为：
ILOAD＝ILOAD_PK·cos(ωt+θL)， 等式(13)
其中ILOAD_PK为提供给负载260的峰值电流。
在传感器160b内，可编程(Prog.)衰减器430接收来自功率放大器140的经放大的RF信号并提供第一输入信号。可编程衰减器440接收负载处的输出RF信号，并提供第二输入信号。固定增益放大器432在反相输入端处接收第一输入信号，且在非反相输入端处接收第二输入信号。放大器432提供第一所感测信号VS1，所述第一所感测信号VS1可近似等于跨越串联电路250的VIND信号。放大器432将第一所感测信号提供给开关438的第一输入端，且还提供给移相器434。移相器434使第一所感测信号移位θP并将第一经移相的信号提供给限幅器436，且还提供给开关438的第三输入端。θP可为零度或某一其它值。限幅器436放大并剪裁第一经移相的信号，且将第一经限幅信号提供给开关438的第二输入端。开关438将所述三个输入端中的一者耦合到输出端，所述输出端将第一混频器输入信号提供给混频器450。
缓冲器442接收并缓冲第二输入信号，且提供第二所感测信号VS2，所述第二所感测信号VS2可近似等于负载260处的VLOAD信号。缓冲器442将第二所感测信号提供给开关448的第一输入端，且还提供给移相器444。移相器444使第二所感测信号移位θP并将第二经移相的信号提供给限幅器446。限幅器446放大并剪裁第二经移相的信号，且将第二经限幅信号提供给开关448的第二输入端。开关448将所述两个输入端中的一者耦合到输出端，所述输出端将第二混频器输入信号提供给混频器450。混频器450将来自开关438的第一混频器输入信号与来自开关448的第二混频器输入信号混频，并提供混频器输出信号。低通滤波器452对混频器输出信号进行滤波，并提供传感器输出信号VSENSE。
可在开关438及448位于不同位置的情况下进行多种测量。表1列举开关438及448的五个开关配置1到5，并提供针对每一开关配置的传感器输出。在表1中，第一列提供开关配置，第二列提供由开关438选择的输入端，第三列提供由开关448选择的输入端，第四列提供具有任意相移θP的传感器输出，且第五列提供具有零相移或θP＝0的传感器输出。对于开关配置1到5，可分别获得传感器输出VA到VE。
表1
开关配置 开关438 开关448 V<sub>SENSE</sub> V<sub>SENSE</sub>(θ<sub>P</sub>＝0)
1 1 2 V<sub>A</sub>＝V<sub>IND_PK</sub>·sin(θ<sub>L</sub>-θ<sub>P</sub>) V<sub>A</sub>＝V<sub>IND_PK</sub>·sin(θ<sub>L</sub>)
2 2 1 V<sub>B</sub>＝B<sub>LOAD_PK</sub>·sin(θ<sub>L</sub>+θ<sub>P</sub>) V<sub>B</sub>＝V<sub>LOAD_PK</sub>·sin(θ<sub>L</sub>)
3 1 1 V<sub>C</sub>＝V<sub>LOAD_PK</sub>·V<sub>IND_PK</sub>·sin(θ<sub>L</sub>)
4 2 2 V<sub>D</sub>＝sin(θ<sub>L</sub>)
5 3 1 V<sub>E</sub>＝V<sub>LOAD_PK</sub>·V<sub>IND_PK</sub>·sin(θ<sub>L</sub>+θ<sub>P</sub>)
混频器450在两个输入信号未被限幅时可操作为乘法器，且在至少一个输入信号被限幅时可操作为下变频转换器。被限幅的输入信号可充当本机振荡器(LO)信号，其可切换混频器450内的差动对以实现下变频转换。由于被限幅的输入信号仅用于切换，因此被限幅的输入信号的振幅并未反映于混频器输出信号中。对于开关配置1、2及4，混频器450由此以不同于图3中的乘法器326的方式操作。为了简单性起见，本文中的描述为每一混频器假定单位增益。
计算单元170接收来自传感器160b的测量结果，并计算所关注的各种量。如表1中所示，可通过选择开关配置4及获得测量结果VD来确定负载的相位。负载阻抗的量值|ZL|可基于测量结果VA及VB(其中θP＝0)来确定，且可如下来计算：
等式(14)
串联电路250的阻抗ZS可为已知的或可查明的。
可如下来计算负载阻抗ZL：
ZL＝|ZL|·[cos(θL)+jsin(θL)]， 等式(15)
其中可基于测量结果VD来确定cos(θL)及sin(θL)。
峰值输出电压VLOAD_PK可基于测量结果VB及VD来确定，且可如下来计算：
等式(16)
峰值输出电流ILOAD_PK可基于测量结果VB及VD以及负载阻抗量值|ZL|来确定，且可如下来计算：
等式(17)
可如下来计算递送到负载260的功率PL：
等式(18)
可如上文所描述来确定在等式(18)右手边的每一量。
开关配置5可用作均方根(RMS)功率检测器。在θL＝90°的情况下，测量结果VE可表达为：
VE＝VVLOAD_PK·VIND_PK·cos(θL)。 等式(19)
对于图4中的传感器160b来说，还可通过其它开关配置来获得其它测量结果。还可基于可从传感器160b获得的各种测量结果来计算其它量。移相器434及444可提供相同相位，其可为0°、90°或某一其它相位。移相器434及444还可提供不同相位。举例来说，一个移相器可提供0°相移，且另一移相器可提供90°相移。
图5展示传感器160c及负载260c的框图，所述传感器160c及所述负载260c为图2中的传感器160及负载260的另一示范性设计。负载260c包括具有电抗XL的分路电抗元件262及具有电阻RL的分路电阻器264。负载260c进一步包括具有电抗XC并与开关268串联耦合的分路电容器266。在开关268断开的情况下的负载阻抗ZL1及在开关268闭合的情况下的负载阻抗ZL2可表达为：
及 等式(20)
电容器266的电容或电抗可为已知的或可查明的。
在传感器160c内，可编程衰减器530接收VAMP信号，并提供第一输入信号。可编程衰减器540接收VLOAD信号，并提供第二输入信号。固定增益放大器532在反相输入端处接收第一输入信号，且在非反相输入端处接收第二输入信号，且将第一所感测信号VS1提供给限幅器534，且还提供给混频器536。限幅器534放大并剪裁第一所感测信号，且将第一经限幅信号提供给混频器546。缓冲器542接收并缓冲第二输入信号，且将第二所感测信号VS2提供给限幅器544，且还提供给混频器546。限幅器544放大并剪裁第二所感测信号，且将第二经限幅信号提供给混频器536。混频器536将来自放大器532的第一所感测信号与来自限幅器544的第二经限幅信号混频，并提供第一混频器输出信号。低通滤波器538对第一混频器输出信号进行滤波，并提供第一传感器输出信号V1。类似地，混频器546将来自缓冲器542的第二所感测信号与来自限幅器534的第一经限幅信号混频，并提供第二混频器输出信号。低通滤波器548对第二混频器输出信号进行滤波，并提供第二传感器输出信号V2。V1及V2传感器输出可表达为：
V1＝VIND_PK·sin(θL)，及 等式(21)
V2＝VLOAD_PK·sin(θL)。 等式(22)
计算单元170针对在开关268断开的情况下的第一测量结果，且还针对在开关268闭合的情况下的第二测量结果，而接收来自传感器160c的V1及V2传感器输出。计算单元170基于第一及第二测量结果来计算所关注的各种量。
可基于在开关268断开的情况下的测量结果V1及V2来确定负载阻抗的量值|ZL1|。可基于在开关268闭合的情况下的测量结果V1及V2来确定负载阻抗的量值|ZL2|。可如下来计算|ZL1|及|ZL2|：
其中V1及V2是在开关268断开的情况下获得， 等式(23)
其中V1及V2是在开关268闭合的情况下获得。 等式(24)
可定义以下量：
及 等式(25)
等式(26)
可如下基于等式(25)及(26)来确定分路电抗XL及分路电阻RL：
及 等式(27)
等式(28)
如等式(20)中所展示，可基于XL及RL来确定负载阻抗ZL1。可如下来计算负载的相位：
等式(29)
其中Re{}表示实数部分，且Im{}表示虚数部分。
可如下基于测量结果V2来确定峰值输出电压VLOAD_PK：
等式(30)
可如等式(18)中所展示来计算递送到负载260的功率。还可基于可从传感器160c获得的各种测量结果来计算其它量。
图6展示传感器160d的框图，所述传感器160d为图2中的传感器160的另一示范性设计。在传感器160d内，可编程衰减器630接收VAMP信号并提供第一输入信号。可编程衰减器640接收VLOAD信号，并提供第二输入信号。固定增益放大器632在反相输入端处接收第一输入信号，及在非反相输入端处接收第二输入信号，且将第一所感测信号VS1提供给调节电路634及636，且还提供给混频器652。调节电路634及636处理第一所感测信号，并分别将其输出信号提供给混频器672及662。
缓冲器542接收并缓冲第二输入信号，且将第二所感测信号VS2提供给调节电路644及646并还提供给混频器672。调节电路644及646处理第二所感测信号，并分别将其输出信号提供给混频器662及652。混频器652将来自放大器532的第一所感测信号与来自电路646的输出信号混频，并提供第一混频器输出信号。低通滤波器654对第一混频器输出信号进行滤波，并提供第一传感器输出信号VX。混频器662将来自电路636的输出信号与来自电路644的输出信号混频，并提供第二混频器输出信号。低通滤波器664对第二混频器输出信号进行滤波，并提供第二传感器输出信号VY。混频器672将来自电路634的输出信号与来自缓冲器642的第二所感测信号混频，并提供第三混频器输出信号。低通滤波器674对第三混频器输出信号进行滤波，并提供第三传感器输出信号VZ。
每一调节电路可包含以下各项中的一者：
●仅传递输入信号作为输出信号的导线，
●使输入信号移位θP并提供经移相的信号的移相器，
●放大并剪裁输入信号并提供经限幅信号的限幅器，
●移位、放大及剪裁输入信号并提供经移相及限幅的信号的移相器及限幅器，或
●某一其它电路或电路的组合。
多个调节电路还可共享一电路元件。举例来说，调节电路634及636可共享移相器或限幅器。可用以不同电路实施的调节电路634、636、644及646来获得各种示范性设计。
在第一示范性设计中，调节电路634包括限幅器，调节电路636包括限幅器及提供90°相移的移相器，调节电路644包括导线，且调节电路646包括限幅器及提供-90°相移的移相器。对于第一设计，可接着如表2中所示来表达VX、VY及VX信号。
表2
设计 V<sub>X</sub> V<sub>Y</sub> V<sub>Z</sub>
第一 V<sub>IND_PK</sub>·cos(θ<sub>L</sub>) V<sub>LOAD_PK</sub>·cos(θ<sub>L</sub>) V<sub>LOAD_PK</sub>·sin(θ<sub>L</sub>)
第二 V<sub>IND_PK</sub>·cos(θ<sub>L</sub>) V<sub>IND_PK</sub>·sin(θ<sub>L</sub>) V<sub>LOAD_PK</sub>·cos(θ<sub>L</sub>)
第三 V<sub>IND_PK</sub>·sin(θ<sub>L</sub>) V<sub>LOAD_PK</sub>·sin(θ<sub>L</sub>) V<sub>LOAD_PK</sub>·cos(θ<sub>L</sub>)
第四 V<sub>IND_PK</sub>·sin(θ<sub>L</sub>) V<sub>IND_PK</sub>·cos(θ<sub>L</sub>) V<sub>LOAD_PK</sub>·sin(θ<sub>L</sub>)
第五 V<sub>IND_PK</sub>·sin(θ<sub>L</sub>) sin(θ<sub>L</sub>) V<sub>LOAD_PK</sub>·sin(θ<sub>L</sub>)
第六 V<sub>IND_PK</sub>·cos(θ<sub>L</sub>) cos(θ<sub>L</sub>) V<sub>LOAD_PK</sub>·cos(θ<sub>L</sub>)
对于第一示范性设计，可如下基于测量结果VX及VY来确定负载阻抗的量值|ZL|：
等式(31)
可如下来计算负载阻抗的相位：
等式(32)
可如等式(15)中所示来计算负载阻抗ZL。可如下来计算峰值输出电压VLOAD_PK：
等式(33)
其中可基于从等式(32)获得的负载相位θL来确定sin(θL)及cos(θL)。
可如下来计算峰值输出电流ILOAD_PK：
等式(34)
可如等式(18)中所示来计算递送到负载260的功率。还可基于可从传感器160d获得的测量结果来计算其它量。
在第二示范性设计中，调节电路634包括限幅器及提供90°相移的移相器，调节电路636包括导线，调节电路644包括限幅器，且调节电路646包括限幅器及提供-90°相移的移相器。对于第二设计，可如表2中所示来表达VX、VY及VX信号。
在第三示范性设计中，调节电路634包括限幅器及提供90°相移的移相器，调节电路636包括限幅器，调节电路644包括导线，且调节电路646包括限幅器。对于第三设计，可如表2中所示来表达VX、VY及VX信号。
在第四示范性设计中，调节电路634包括限幅器，调节电路636包括提供90°相移的移相器，且调节电路644与646共享限幅器。对于第四设计，可如表2中所示来表达VX、VY及VX信号。
在第五示范性设计中，调节电路634与636共享限幅器，且调节电路644与646还共享限幅器。对于第五设计，可如表2中所示来表达VX、VY及VX信号。
在第六示范性设计中，调节电路634与636共享限幅器及提供90°相移的移相器，调节电路644包括限幅器，且调节电路646包括限幅器及提供-90°相移的移相器。对于第六设计，可如表2中所示来表达VX、VY及VX信号。
还可用用于调节电路634、636、644及646的其它电路来实施其它示范性设计。对于上文所描述的每一示范性设计来说，可基于测量结果VX、VY及VZ来计算例如以下各项的各种量：负载阻抗的量值|ZL|、负载的相位θL、负载阻抗ZL、峰值输出电压VLOAD_PK、递送到负载的功率PL及/或其它量。归因于针对不同设计对VX、VY及VZ的不同定义(如表2中所展示)，可使用不同等式来计算这些各种量。
在图6中所展示的示范性设计中，将混频器652、662及672的输出分别提供给三个低通滤波器654、664及674。低通滤波器654、664及674可同时提供三个测量结果VX、VY及VZ。在另一示范性设计中，可将混频器652、662及672的输出提供给开关的三个输入端，且所述开关的输出端可耦合到低通滤波器。可在任一给定时刻将一个混频器的输出传递到低通滤波器。此示范性设计可降低硬件复杂性。
在图4、图5及图6中所展示的示范性设计中，可基于来自传感器160b、160c或160d的测量结果来确定负载阻抗的量值|ZL|、负载阻抗ZL、负载相位θL、峰值输出电压VLOAD_PK及峰值输出电流ILOAD_PK。可通过将VLOAD信号分别提供给图4、图5及图6中的缓冲器442、542及642的输入端，来获得与负载260有关的这些各种量。可通过将VAMP信号提供给所述缓冲器的输入端来获得与功率放大器140的输出端处的阻抗有关的各种量。
图7展示传感器160e及负载260e的框图，所述传感器160e及所述负载260e分别为图2中的传感器160及负载260的另一示范性设计。负载260e包括具有电阻RLS的电阻器272，其与具有电抗XLS的电抗元件274串联耦合。传感器160e包括图4中的传感器160b中的所有电路组件，其中具有一个差异。传感器160e中的缓冲器442接收从来自功率放大器140的VAMP信号获得的第一输入信号，而不是从提供给负载260e的VLOAD信号获得的第二输入信号。功率放大器140观测输入阻抗ZIN，其具有量值|ZIN|及相位θIN。如表3中所展示，可通过不同开关配置来获得不同测量结果VA到VE。
表3
开关配置 开关438 开关448 V<sub>SENSE</sub> V<sub>SENSE</sub>(θ<sub>P</sub>＝0)
1 1 2 V<sub>A</sub>＝V<sub>IND_PK</sub>·sin(θ<sub>IN</sub>-θ<sub>P</sub>) V<sub>A</sub>＝V<sub>IND_PK</sub>·sin(θ<sub>IN</sub>)
2 2 1 V<sub>B</sub>＝V<sub>AMP_PK</sub>·sin(θ<sub>IN</sub>+θ<sub>P</sub>) V<sub>B</sub>＝V<sub>AMP_PK</sub>·sin(θ<sub>IN</sub>)
3 1 1 V<sub>C</sub>＝V<sub>AMP_PK</sub>·V<sub>IND_PK</sub>·sin(θ<sub>IN</sub>)
4 2 2 V<sub>D</sub>＝sin(θ<sub>IN</sub>)
5 3 1 V<sub>E</sub>＝V<sub>AMP_PK</sub>·V<sub>IND_PK</sub>·sin(θ<sub>IN</sub>+θ<sub>P</sub>)
输入阻抗的量值|ZIN|可基于测量结果VA及VB(其中θP＝0)来确定，且可如下来计算：
等式(35)
可如下来计算输入阻抗ZIN：
ZIN＝|ZIN|·[cos(θIN)+jsin(θIN)]， 等式(36)
其中可基于测量结果VD来确定cos(θIN)及sin(θIN)。
经峰值放大的电压VAMP_PK可基于测量结果VB及VD来确定，且可如下来计算：
等式(37)
峰值输出电流ILOAD_PK可基于测量结果VB及VD以及输入阻抗量值|ZIN|来确定，且可如下来计算：
等式(38)
可如下来计算由功率放大器140递送的功率：
等式(39)
可如上文所描述来确定在等式(39)的右手边的每一量。
图8展示传感器160f及负载260f的框图，所述传感器160f及所述负载260f分别为图2中的传感器160及负载260的另一示范性设计。串联电路250具有电抗XS。负载260f包括具有电阻RLS的电阻器272，其与具有电抗XLS的电抗元件274串联耦合。具有电抗XC的串联电容器276与开关278串联耦合，且所述组合与串联电路250并联耦合。
在开关278断开的情况下的输入阻抗ZIN1及在开关278闭合的情况下的输入阻抗ZIN2可表达为：
ZIN1＝RLS+j(XS+XLS)＝RLS+jXIN，及 等式(40)
ZIN2＝RLS+j(XS+XLS+XCEQ)＝RLS+j(XIN+XCEQ)， 等式(41)
其中XIN＝XS+XLS，且 等式(42)
等式(43)
传感器160f包括图5中的传感器160c中的所有电路组件，其中具有一个差异。传感器160f中的缓冲器542接收从来自功率放大器140的VAMP信号获得的第一输入信号，而不是从提供给负载260的VLOAD信号获得的第二输入信号。V1及V2传感器输出可表达为：
V1＝VIND_PK·sin(θIN)，及 等式(44)
V2＝VAMP_PK·sin(θIN)。 等式(45)
可基于在开关278断开的情况下的测量结果V1及V2来确定输入阻抗的量值|ZIN1|。可基于在开关278闭合的情况下的测量结果V1及V2来确定负载阻抗的量值|ZIN2|。可如下来计算|ZIN1|及|ZIN2|：
其中V1及V2是在开关278断开的情况下获得， 等式(46)
其中V1及V2系在开关278闭合的情况下获得。 等式(47)
可定义以下量：
及 等式(48)
等式(49)
可如下确定输入电抗XIN及负载阻抗ZL：
等式(50)
XLS＝XIN-XS， 等式(51)
及 等式(52)
ZL＝RLS+jXLS。 等式(53)
可如下计算由功率放大器140递送的功率：
等式(54)
图9展示传感器160g的框图，所述传感器160g为图2中的传感器160的另一示范性设计。传感器160g包括图6中的传感器160d中的所有电路组件，其中具有一个差异。传感器160g中的缓冲器642接收从来自功率放大器140的VAMP信号获得的第一输入信号，而不是从提供给负载260的VLOAD信号获得的第二输入信号。
VX、XY及XZ传感器输出取决于用于调节电路634、636、644及646的电路。对于上文所描述的第一示范性设计来说，调节电路634包括限幅器，调节电路636包括限幅器及提供90°相移的移相器，调节电路644包括导线，且调节电路646包括限幅器及提供-90°相移的移相器。VX、VY及VX传感器输出可接着表达为：
VX＝VIND_PK·cos(θIN)， 等式(55)
VY＝VAMP_PK·cos(θIN)，及 等式(56)
VZ＝VAMP_PK·sin(θIN)。 等式(57)
可如下基于测量结果VX及VY来确定输入阻抗的量值|ZIN|：
等式(58)
可如下计算输入阻抗的相位：
等式(59)
可如等式(36)中所展示来计算输入阻抗ZIN。可如下计算经峰值放大的电压VAMP_PK：
等式(60)
其中可基于从等式(59)获得的输入相位θIN来确定sin(θIN)及cos(θIN)。
可如下计算经峰值放大的电流ILOAD_PK：
等式(61)
可如等式(54)中所展示来计算由功率放大器140递送的功率。还可基于可从传感器160g获得的测量结果来计算其它量。
如上文针对图6所描述，还可通过用于调节电路634、636、644及646的其它电路来实施其它示范性设计。对于上文所描述的每一示范性设计来说，可基于测量结果VX、VY及VX来计算例如以下各项的各种量：输入阻抗的量值|ZIN|、输入阻抗的相位θIN、输入阻抗ZIN、经峰值放大的电压VAMP_PK、由功率放大器递送的功率PAMP及其它量。归因于针对不同示范性设计对VX、VY及VX的不同定义，可使用不同等式来计算这些各种量。
图3到图9展示传感器160的各种示范性设计，所述传感器160可用以测量电压及其它量，其可接着用以计算在信号路径中的任一关注点处的功率及/或阻抗。图3到图9中的示范性设计测量以笛卡尔坐标表示的量，所述笛卡尔坐标通过实数/同相分量及虚数/正交分量来定义复值。在图3中所展示的示范性设计中，单元320到328可提供复量，且单元330可提供实数分量/部分作为负载的功率。在图4及图7中所展示的示范性设计中，VSENSE信号可包含复量的同相分量或正交分量，如表1中所展示。在图5及图8中所展示的示范性设计中，V1信号可包含跨越串联电路250的电压的正交分量，且V2信号可包含负载电压或经放大电压的正交分量。在图6及图9中所展示的示范性设计中，VX、VY及VZ信号可各自包含复量的同相分量或正交分量。通过峰值电压及相位来定义同相分量及正交分量。然而，不直接测量峰值电压及相位。
传感器160a到160g因此不同于测量以极坐标表示的量的其它传感器，所述极坐标通过峰值及相位来定义复值。这与传感器160a到160g形成对比，传感器160a到160g使用同相分量及正交分量来提供以笛卡尔坐标表示的量。还可以其它方式来实施传感器160。
图10A展示可调谐匹配电路150x的示意图，所述可调谐匹配电路150x为图1中的可调谐匹配电路150的示范性设计，其使用可切换电容器。在可调谐匹配电路150x内，电感器1010及电容器1012耦合在匹配电路150x的输入节点A与输出节点B之间。电容器1012为总是被选择的固定电容器。N个可切换电容器1014a到1014n分别与N个开关1016a到1016n串联耦合，其中N可为任何整数值。电容器1014与开关1016的N个串联组合耦合在节点A与节点B之间。可经由相关联的开关1016来选择或取消选择每一可切换电容器1014。
分路电容器1022耦合在节点B与电路接地之间，且为总是被选择的固定电容器。M个可切换电容器1024a到1024m分别与M个开关1026a到1026m串联耦合，其中M可为任何整数值。电容器1024与开关1026的M个串联组合耦合在节点B与电路接地之间。可经由相关联的开关1026来选择或取消选择每一可切换电容器1024。
对于几何加权，电容器1014a到1014n可具有逐渐增大的电容(例如，对于二进制加权来说增大两倍)，且电容器1024a到1024m也可具有逐渐增大的电容。对于温度计解码(thermometer decoding)来说，电容器1014a到1014n可具有相同电容，且电容器1024a到1024m也可具有相同电容。对于两种类型的加权来说，电容器1014可经设计以提供串联路径的所要电容范围，且电容器1024可经设计以提供分路路径的所要电容范围。电容器1012及1014提供可变电容CVAR1。电容器1022及1024提供可变电容CVAR2。可通过CVAR1及CVAR2的值的不同组合来获得不同的阻抗匹配设定。
一般来说，任何数目个固定及可切换电容器可用于串联路径且还可用于分路路径。此外，每一固定或可切换电容器可具有任何合适的值。可通过正被选择的可切换电容器的不同组合来获得不同的阻抗匹配设定。举例来说，在二进制加权情况下，可通过三个可切换电容器1014的八种不同切换状态来获得范围为C到8C的八种不同的阻抗匹配设定。
可通过金氧半导体(MOS)晶体管或某些其它半导体装置来实施开关1016及1026。可针对每一开关将多个MOS晶体管堆叠在一起，使得跨越每一MOS晶体管仅出现一小部分的信号摆动，这可改进可靠性。
电感器1010及电容器1012与1014可为图2中的串联电路250的部分。电容器1022及1024可为图2中的负载260的部分。以此方式分割可调谐匹配电路150x可简化上文针对传感器160及计算单元170的描述。
图10B展示两级可调谐匹配电路150y的示意图，所述两级可调谐匹配电路150y为图1中的可调谐匹配电路150的另一示范性设计，其使用可切换电容器。可调谐匹配电路150y包括第一级，所述第一级包含如上文关于图10A所描述而耦合的电感器1010、电容器1012、电容器1014a到1014n、开关1016a到1016n、电容器1022、电容器1024a到1024m及开关1026a到1026m。可调谐匹配电路150y进一步包括第二级，所述第二级包含以类似于第一级中的电感器、电容器及开关的方式耦合的电感器1030、固定电容器1032、N个可切换电容器1034a到1034n、N个开关1036a到1036n、固定电容器1042、M个可切换电容器1044a到1044m及M个开关1046a到1046m。一般来说，所述两个级可在串联路径中包括相同或不同数目个可切换电容器，且可在分路路径中包括相同或不同数目个可切换电容器。
电容器1012及1014提供可变电容CVAR1。电容器1022及1024提供可变电容CVAR2。电容器1032及1034提供可变电容CVAR3。电容器1042及1044提供可变电容CVAR4。可通过CVAR1、CVAR2、CVAR3及CVAR4的值的不同组合来获得不同的阻抗匹配设定。两个级可提供调谐阻抗匹配的更多自由度。
在一种设计中，可通过传感器160来感测节点B处的电压(例如，分别被提供给图4、图5或图6中的缓冲器442、542或642)。在此设计中，电感器1010及电容器1012与1014可为图2中的串联电路250的部分，且剩余电感器及电容器可为图2中的负载260的部分。在另一设计中，可通过传感器160来感测节点D处的电压。在此设计中，电感器1010与1030及电容器1012、1014、1022、1024、1032及1034可为图2中的串联电路250的部分，且剩余电容器1042及1044可为图2中的负载260的部分。
图10A及图10B展示可用于阻抗匹配的可调谐匹配电路150的两种示范性设计。还可以其它方式(例如，通过其它电路拓扑、通过更多级等)来实施可调谐匹配电路150。举例来说，一个或一个以上分路电容器可耦合在输入节点A与电路接地之间。作为另一实例，可在图10A中的可调谐匹配电路150x中省略串联电容器1012及1014。
图10C展示可编程衰减器1050的示范性设计的示意图，所述可编程衰减器1050可用于图3到图9中所展示的可编程衰减器中的每一者。可编程衰减器1050接收传感器输入信号，且提供经衰减的输入信号，传感器输入信号可为来自功率放大器140的经放大的RF信号或负载处的输出RF信号。在可编程衰减器1050内，电容器1052的一端接收传感器输入信号且另一端耦合到节点E。电阻器1054耦合在节点E与电路接地之间。电阻器1062、1064及1066串联耦合，且所述组合耦合在节点E与电路接地之间。开关1056及1058的右端耦合在一起，且其左端耦合到电阻器1064的两端。开关1056及1058的经连接右端提供经衰减的输入信号。
电容器1052提供AC耦合。可选择/闭合开关1058以提供较小的经衰减输入信号，且可选择/闭合开关1056以提供较大的经衰减输入信号。还可通过以下各项来获得两个以上信号电平：(i)串联耦合且耦合在节点E与电路接地之间的更多电阻器；及(ii)耦合到这些电阻器以选择所述电阻器处的信号中的一者的更多开关。
图10D展示可编程衰减器1070的示范性设计的示意图，所述可编程衰减器1070还可用于图3到图9中所展示的可编程衰减器中的每一者。可编程衰减器1070接收传感器输入信号，并提供经衰减的输入信号。在可编程衰减器1070内，电容器1072的一端接收传感器输入信号，且另一端耦合到节点F。电容器1074耦合在节点F与电路接地之间。K个电阻器1076a到1076k分别与K个开关1078a到1078k串联耦合，其中K可为任何整数值。电容器1076及开关1078的K个组合耦合在节点F与电路接地之间。节点F提供经衰减的输入信号。
电容器1072提供AC耦合，且形成电容性分压器的顶部部分。电容器1074及1076形成电容性分压器的底部部分。可通过选择电容器1076a到1076k的不同组合来获得不同分压器比率及因此经衰减的输入信号的不同信号电平。
图10C及图10D展示可编程衰减器的两种示范性设计。还可以其它方式(例如，通过其它电路拓扑)来实施可编程衰减器。
图11展示支持多个模式及多个频带的发射器122的示范性设计的框图。在发射器122内，第一功率放大器140a放大第一输入RF信号VIN1，且提供第一经放大的RF信号VAMP1。可调谐匹配电路150a耦合到功率放大器140a的输出端、执行针对功率放大器140a的输出阻抗匹配及滤波，且将第一输出RF信号VOUT1提供给开关152a。开关152a将VOUT1信号提供给双工器154a或可调谐匹配电路150c。双工器154a将VOUT1信号路由到天线开关156的第一输入端，且还将从天线开关156接收到的RF信号路由到用于频带1的接收器(图11中未展示)。
第二功率放大器140b放大第二输入RF信号VIN2，且提供第二经放大的RF信号VAMP2。可调谐匹配电路150b耦合到功率放大器140b的输出端、执行针对功率放大器140b的输出阻抗匹配及滤波，且将第二输出RF信号VOUT2提供给开关152b。开关152b将VOUT2信号提供给双工器154b或可调谐匹配电路150c。双工器154b将VOUT2信号路由到天线开关156的第二输入端，且还将从天线开关156接收到的RF信号路由到用于频带2的接收器(图11中未展示)。可调谐匹配电路150c组合VOUT1信号与VOUT2信号、执行针对功率放大器140a及140b的阻抗匹配及滤波(当其输出信号被组合时)，且将第三输出RF信号VOUT3提供给天线开关156的第三输入端。开关156将三个输入中的一者耦合到输出端，所述输出端耦合到天线158。可通过图10A中的可调谐匹配电路150x、图10B中的可调谐匹配电路150y或某一其它可调谐匹配电路来实施每一可调谐匹配电路150。
发射器122可支持若干模式。在第一模式中，可启用功率放大器140a，且可停用功率放大器140b。VIN1信号可通过功率放大器140a放大，并经由可调谐匹配电路150a、开关152a、双工器154a及开关156而路由到天线158。在第二模式中，可启用功率放大器140b，且可停用功率放大器140a。VIN2信号可通过功率放大器140b放大，并经由可调谐匹配电路150b、开关152b、双工器154b及开关156而路由到天线158。在第三模式中，可启用功率放大器140a与140b两者。可放大共用输入RF信号以获得VIN1信号及VIN2信号，所述VIN1信号及所述VIN2信号可通过功率放大器140a及140b放大，并经由可调谐匹配电路150a及150b来路由，且通过可调谐匹配电路150c而组合。来自可调谐匹配电路150c的VOUT3信号可经由开关156路由到天线158。第一模式可支持用于第一频带(例如，蜂窝式频带或PCS频带)的码分多址(CDMA)1X及/或宽带CDMA(WCDMA)。第二模式可支持用于第二频带(例如，GSM 900或IMT-2000频带)的CDMA1X及/或WCDMA。第三模式可支持用于两个频带的全球移动通信系统(GSM)。
开关162a及162b可分别将功率放大器140a及140b的输出端耦合到测量电路172的第一输入端。开关164a及164b可分别将可调谐匹配电路150a及150b的输出端耦合到测量电路172的第二输入端。当开关162a及164a闭合且开关162b及164b断开时，测量电路172可进行可用以确定可调谐匹配电路150a的输出端处的负载阻抗、输出功率及/或其它参数的各种测量。当开关162a及164a断开且开关162b及164b闭合时，测量电路172可进行可用以确定可调谐匹配电路150b的输出端处的负载阻抗、输出功率及/或其它参数的各种测量。负载阻抗、输出功率及/或其它参数可用以产生控制1、2及3，以分别调整可调谐匹配电路150a、150b及150c。
图12展示支持多个模式及多个频带的发射器124的示范性设计的框图。发射器124包括如上文关于图11所描述而耦合的功率放大器140a及140b；匹配电路150a、150b及150c；开关152a及152b；双工器154a及154b；以及天线开关156。发射器124进一步包括耦合在天线开关156的输出端与天线158之间的可调谐匹配电路150d。测量电路172可进行可用以确定可调谐匹配电路150d的输出端处的负载阻抗、输出功率及/或其它参数的各种测量。负载阻抗、输出功率及/或其它参数可用以调整可调谐匹配电路150d。
发射器122及124可在低频带(例如，低于1千兆赫(GHz)或高频带(例如，接近2GHz))中操作。发射器可支持低频带与高频带两者中的操作。发射器可包括用于低频带的功率放大器、可调谐匹配电路、开关及双工器的第一集合，及用于高频带的功率放大器、可调谐匹配电路、开关及双工器的第二集合。天线开关可耦合到用于低频带与高频带两者的双工器及可调谐匹配电路。天线开关的输出端可耦合到天线或耦合到可调谐匹配电路150d。一对开关162及164可将每一发射信号路径耦合到测量电路172，例如，如图11中所展示。
一般来说，发射器可包括任何数目个功率放大器及任何数目个可调谐匹配电路。功率放大器可具有相同或不同的增益及相同或不同的最大输出功率电平。发射器还可支持任何数目个模式及任何数目个频带。测量电路172可在发射器内的任何点进行测量。所述测量可用以确定负载阻抗、输出功率及/或可用以调整一个或一个以上可调谐匹配电路的其它参数。
可以各种方式实现用以动态地调整可调谐匹配电路的自适应负载匹配。在一种示范性设计中，可(例如)通过图4中的传感器160b、图5中的传感器160c、图6中的传感器160d等来测量负载阻抗ZL。可将测量到的负载阻抗提供给查找表，所述查找表可存储可调谐匹配电路针对不同负载阻抗的不同设定。可针对测量到的负载阻抗而从查找表获得适当设定，且可将所述设定应用于可调谐匹配电路。在另一示范性设计中，可通过选择不同设定来改变可调谐匹配电路。可针对可调谐匹配电路的每一设定来测量(例如，通过传感器160a、160b、160c、160d等)递送到负载的功率。可为可调谐匹配电路选择最大化递送到负载的功率的设定。
在另一示范性设计中，可如下执行自适应负载匹配。可如上文所描述来测量递送到负载的功率PL及负载阻抗ZL。可如下基于负载阻抗来计算反射系数ρ：
等式(62)
其中ZO可为50欧姆或某一其它值。
可如下基于反射系数来计算电压驻波比(VSWR)：
等式(63)
VSWR为信号的最大电压对最小电压的比。VSWR可用以保护功率放大器140免于具有过大的输出电压。
负载功率可称为辐射功率，且可表达为：
PL＝PRADIATED＝PINCIDENT-PREFLECTED， 等式(64)
其中PRADIATED为由天线158辐射的功率，
PINCIDENT为由功率放大器140提供的功率，且
PREFLECTED为归因于负载处的失配的反射功率。
入射功率、辐射功率及反射功率可表达为：
PINCIDENT＝PRADIATED+PREFLECTED， 等式(65)
PRADIATED＝(1-|ρ|2)·PINCIDENT，及 等式(66)
PREFLECTED＝|ρ|2·PINCIDENT。 等式(67)
可如下计算失配损耗：
失配损耗＝10·log10(1-ρ2)。 等式(68)
图13展示用于执行自适应负载匹配的过程1300的示范性设计。举例来说，可如上文所描述来测量负载阻抗及负载功率(框1312)。举例来说，如等式(62)及(63)中所展示，可基于测量到的负载阻抗来计算VSWR(框1314)。如果VSWR大于阈值(如框1316中所确定)，那么可调整可调谐匹配电路(框1318)。否则，可保持可调谐匹配电路。可周期性地或每当遇到触发条件时就重复所述过程。
在示范性设计中，例如，如图3中所展示，一种设备可包含传感器及计算单元。传感器可感测跨越耦合到负载的串联电路的第一端及第二端的第一电压信号(例如，VIND)，以获得第一所感测信号(例如，VS1)。所述传感器还可感测串联电路的第二端处的第二电压信号(例如，VAMP或VLOAD)，以获得第二所感测信号(例如，VS2)。所述传感器可提供基于第一所感测信号及第二所感测信号而产生的传感器输出。串联电路可包含耦合在串联电路及/或其它电路元件的两端之间的电感器。计算单元可基于传感器输出来确定递送到负载的功率。举例来说，计算单元可基于串联电路的阻抗来按比例调整传感器输出，以获得递送到负载的功率。
在示范性设计中，例如，如图3中所展示，传感器可包括第一可编程衰减器及第二可编程衰减器、放大器、缓冲器、移相器、乘法器及低通滤波器。第一可编程衰减器可耦合到串联电路的第一端，并可提供第一输入信号。第二可编程衰减器可耦合到串联电路的第二端，并可提供第二输入信号。放大器可接收第一输入信号及第二输入信号，并提供第一所感测信号。缓冲器可接收第二输入信号，并可提供第二所感测信号。串联电路的第二端可耦合到功率放大器(如图3中所展示)或耦合到负载(图3中未展示)。移相器可耦合到缓冲器，并可提供经移相的信号。乘法器可使第一所感测信号与经移相的信号相乘，并可提供乘法器输出。低通滤波器可对乘法器输出进行滤波，并提供传感器输出。传感器还可包括不同及/或额外电路。
所述设备可进一步包括耦合到功率放大器的可调谐匹配电路。所述可调谐匹配电路可包含串联电路，且可基于递送到负载的功率而加以调整。
在另一示范性设计中，例如，如图4到图9中的任一者中所展示，一种设备可包含传感器及计算单元。传感器可感测跨越耦合到负载的串联电路的第一端及第二端的第一电压信号(例如，VIND)以获得第一所感测信号。所述传感器还可感测串联电路的第二端处的第二电压信号(例如，VAMP或VLOAD)，以获得第二所感测信号。所述传感器可将第一所感测信号的第一版本与第二所感测信号的第一版本混频，以获得第一传感器输出。所述传感器还可将第一所感测信号的第二版本与第二所感测信号的第二版本混频，以获得第二传感器输出。所述传感器还可将第一所感测信号的一个或一个以上版本与第二所感测信号的一个或一个以上版本混频，以获得一个或一个以上额外传感器输出。一般来说，传感器可针对第一所感测信号与第二所感测信号之间的任何数目个交叉混频乘积(cross-mixing product)而提供任何数目个传感器输出。计算单元可基于传感器输出来确定串联电路的第二端处的阻抗及/或所递送功率。
在示范性设计中，例如，如图4到图6中所展示，串联电路的第二端可耦合到负载。传感器可感测负载处的第二电压信号。计算单元可确定负载处的阻抗及/或所递送功率。在另一示范性设计中，串联电路的第二端可耦合到功率放大器。传感器可感测功率放大器的输出端处的第二电压信号。计算单元可确定功率放大器的输出端处的阻抗及/或所递送功率。
在示范性设计中，第一所感测信号的第一版本可为第一所感测信号，且第二所感测信号的第二版本可为第二所感测信号。第一所感测信号的第二版本可为限幅版本或移相版本，或第一所感测信号的限幅与移相版本。第二所感测信号的第一版本可为限幅版本或移相版本，或第二所感测信号的限幅与移相版本。可通过限幅器、移相器等来获得第一所感测信号及第二所感测信号的各种版本。计算单元可视如何定义第一所感测信号及第二所感测信号的不同版本而以不同方式(例如，基于不同等式及/或测量结果)来确定阻抗及/或所递送功率。
在示范性设计中，第一传感器输出可指示第一电压信号的同相或正交分量。第二传感器输出可指示第二电压信号的同相或正交分量。第一传感器输出或第二传感器输出还可指示阻抗的相位。
在示范性设计中，传感器可包括第一可编程衰减器及第二可编程衰减器、放大器及缓冲器。第一可编程衰减器可耦合到串联电路的第一端且可提供第一输入信号。第二可编程衰减器可耦合到串联电路的第二端且可提供第二输入信号。放大器可接收第一输入信号及第二输入信号，且可提供第一所感测信号。缓冲器可接收第二输入信号且可提供第二所感测信号。
在示范性设计中，例如，如图4中所展示，传感器可进一步包括第一开关及第二开关、混频器及低通滤波器。第一开关可提供第一所感测信号的多种版本(包括第一所感测信号的第一版本及第二版本)中的一者。第二开关可提供第二所感测信号的多种版本(包括第二所感测信号的第一版本及第二版本)中的一者。混频器可将来自第一开关的第一所感测信号的版本与来自第二开关的第二所感测信号的版本混频。低通滤波器可对混频器输出进行滤波，且可提供传感器输出。一般来说，传感器可提供任何数目个传感器输出。可通过将第一所感测信号及第二所感测信号的不同版本混频来获得不同传感器输出。
在另一示范性设计中，例如，如图5中所展示，传感器可进一步包括第一混频器与第二混频器以及第一低通滤波器与第二低通滤波器。第一混频器可将第一所感测信号的第一版本与第二所感测信号的第一版本混频，且可提供第一混频器输出。第二混频器可将第一所感测信号的第二版本与第二所感测信号的第二版本混频，且可提供第二混频器输出。第一低通滤波器及第二低通滤波器可分别对第一混频器输出及第二混频器输出进行滤波，且可提供第一传感器输出及第二传感器输出。
在另一示范性设计中，例如，如图6中所展示，传感器可进一步包括第三混频器及第三低通滤波器。第三混频器可将第一所感测信号的第三版本与第二所感测信号的第三版本混频，且可提供第三混频器输出。第三低通滤波器可对第三混频器输出进行滤波，且可提供第三传感器输出。计算单元可进一步基于第三传感器输出来确定阻抗及/或所递送功率。还可由所有混频器共享单个低通滤波器。
在示范性设计中，例如，如图5中所展示，负载可包含与开关串联耦合且耦合到串联电路的第二端的电抗元件。计算单元可获得：(i)在开关闭合的情况下获得第一传感器输出及第二传感器输出的第一测量结果；及(ii)在开关断开的情况下获得第一传感器输出及第二传感器输出的第二测量结果。计算单元可接着基于第一测量结果及第二测量结果来确定阻抗及/或所递送功率。
所述设备可进一步包括耦合到可调谐匹配电路的功率放大器。可调谐匹配电路可包含串联电路，且可基于阻抗及/或所递送功率来调整。
在另一示范性设计中，无线装置可包括第一功率放大器(例如，图11中的功率放大器140a)、第一可调谐匹配电路(例如，可调谐匹配电路150a)及测量电路。第一功率放大器可放大第一输入RF信号，且可提供第一经放大的RF信号。第一可调谐匹配电路可提供针对第一功率放大器的输出阻抗匹配及滤波、可接收第一经放大的RF信号且可提供第一输出RF信号。测量电路可测量第一可调谐匹配电路的输出端处的第一阻抗及/或所递送功率，第一可调谐匹配电路可基于测量到的第一阻抗或所递送功率来调整。
无线装置可进一步包括第二功率放大器(例如，功率放大器140b)及第二可调谐匹配电路(例如，可调谐匹配电路150b)。第二功率放大器可放大第二输入RF信号，且可提供第二经放大的RF信号。第二可调谐匹配电路可提供针对第二功率放大器的输出阻抗匹配及滤波、可接收第二经放大的RF信号且可提供第二输出RF信号。测量电路可进一步测量第二可调谐匹配电路的输出端处的第二阻抗及/或所递送功率，第二可调谐匹配电路可基于测量到的第二阻抗或所递送功率来调整。无线装置可进一步包括耦合到第一可调谐匹配电路及第二可调谐匹配电路的第三可调谐匹配电路(例如，可调谐匹配电路150c)。第三可调谐匹配电路可接收并组合第一经放大的RF信号与第二经放大的RF信号，且可提供第三输出RF信号。测量电路进一步可测量第三可调谐匹配电路的输出端处的第三阻抗及/或所递送功率，第三可调谐匹配电路可基于测量到的第三阻抗或所递送功率来调整。
图14展示用于测量阻抗及/或功率的过程1400的示范性设计。可感测跨越耦合到负载的串联电路的第一端及第二端的第一电压信号以获得第一所感测信号(框1412)。可感测串联电路的第二端处的第二电压信号以获得第二所感测信号(框1414)。可将第一所感测信号的第一版本与第二所感测信号的第一版本混频以获得第一传感器输出(框1416)。可将第一所感测信号的第二版本与第二所感测信号的第二版本混频以获得第二传感器输出(框1418)。可通过将第一所感测信号或第二所感测信号的一个或一个以上版本与第一所感测信号或第二所感测信号的一个或一个以上版本混频来获得一个或一个以上额外传感器输出，如上文所描述。可如上文所描述产生每一所感测信号的不同版本。可基于第一传感器输出及第二传感器输出以及可能的一个或一个以上额外传感器输出来确定串联电路的第二端处的阻抗及/或所递送功率(框1420)。可基于串联电路的第二端处的阻抗及/或所递送功率来调整包含串联电路的可调谐匹配电路(框1422)。在框1422的示范性设计中，可基于测量到的阻抗来确定VSWR，且可基于VSWR来调整可调谐匹配电路。还可以其它方式来调整可调谐匹配电路。
本文中所描述的功率及阻抗测量电路可实现针对功率放大器的自适应负载匹配，且可提供各种优点，例如：
●提供负载的量值与相位两者，
●将入射、反射及所递送功率提供给负载，
●通过测量电压及计算负载的阻抗及/或功率来提供在失配的情况下针对功率放大器的阻抗匹配，
●基于测量到的阻抗及/或功率来实现对可调谐阻抗匹配的调整，
●通过检测递送到负载的功率来改进总辐射功率(TRP)，
●改进功率放大器的效率，
●通过改变功率放大器的负载线来降低功率耗散且改进IC工艺中的功率效率、电池电压及温度，
●在失配的情况下保护功率放大器，
●减少阻抗失配(即使在正常操作条件下)，
●避免对用以感测输出功率的定向耦合器的需求，及
●适合在CMOS IC上实施。
功率及/或阻抗测量可用以调整可调谐匹配电路，如上文所描述。功率及/或阻抗测量还可用于其它目的。举例来说，功率测量可用以调整无线装置的发射功率以进行功率控制、用以感测过载条件及降低功率放大器的增益及/或发射功率等。
本文中所描述的功率及阻抗测量电路可用于无线装置中的发射器，如上文所描述。功率及阻抗测量电路还可在其它电子装置中使用以测量功率及/或阻抗。在图2中，可用任何信号源来替换功率放大器140，可用在到负载的信号路径中具有电抗元件的任何电路来替换匹配电路150，且负载260可为功率可递送到的任何负载。
本文中所描述的功率及阻抗测量电路可实施于IC、模拟IC、RFIC、混频信号IC、ASIC、印刷电路板(PCB)、电子装置等上。还可通过例如互补金氧半导体(CMOS)、N沟道MOS(NMOS)、P沟道MOS(PMOS)、双极结型晶体管(BJT)、双极CMOS(BiCMOS)、硅锗(SiGe)、砷化镓(GaAs)等各种IC工艺技术来制造测量电路。
实施本文中所描述的测量电路的设备可为独立装置或可为较大装置的部分。装置可为：(i)独立IC；(ii)可包括用于存储数据及/或指令的存储器IC的一个或一个以上IC的集合；(iii)例如RF接收器(RFR)或RF发射器/接收器(RTR)的RFIC；(iv)例如移动台调制解调器(MSM)的ASIC；(v)可嵌入其它装置内的模块；(vi)接收器、蜂窝式电话、无线装置、手持机或移动单元；(vii)等。
在一个或一个以上示范性设计中，所描述的功能可实施于硬件、软件、固件或其任何组合中。如果实施于软件中，那么可将所述功能作为一个或一个以上指令或代码而存储在计算机可读媒体上或经由计算机可读媒体来传输。计算机可读媒体包括计算机存储媒体与通信媒体两者，通信媒体包括促进计算机程序从一处到另一处的传送的任何媒体。存储媒体可为可由计算机存取的任何可用媒体。作为实例而非限制，所述计算机可读媒体可包含RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置，或可用以运载或存储呈指令或数据结构形式的所要程序代码且可由计算机存取的任何其它媒体。并且，严格地说，任何连接均可称为计算机可读媒体。举例来说，如果使用同轴电缆、光纤缆线、双绞线、数字订户线(DSL)或例如红外线、无线电及微波等无线技术从网站、服务器或其它远程源传输软件，那么同轴电缆、光纤缆线、双绞线、DSL或例如红外线、无线电及微波等无线技术包括于媒体的定义中。如本文中所使用，磁盘及光盘包括压缩光盘(CD)、激光光盘、光学光盘、数字多功能光盘(DVD)、软性磁盘及蓝光光盘，其中磁盘通常以磁性的方式再现数据，而光盘通过激光以光学的方式再现数据。上述各项的组合也应包括在计算机可读媒体的范围内。
提供本发明的先前描述是为了使所属领域的技术人员能够制作或使用本发明。所属领域的技术人员将显而易见对本发明的各种修改，且可在不脱离本发明的范围的情况下将本文中所界定的一般原理应用于其它变化。因此，本发明无意限于本文中所描述的实例及设计，而是将被赋予与本文中所揭示的原理及新颖特征一致的最广范围。

Claims (3)

1.一种无线装置，其包含：
第一功率放大器，其用以放大第一输入射频RF信号，且提供第一经放大的RF信号；
第一可调谐匹配电路，其耦合到所述第一功率放大器，且用以提供针对所述第一功率放大器的输出阻抗匹配、接收所述第一经放大的RF信号并提供第一输出RF信号；及
测量电路，其并联耦合到所述第一可调谐匹配电路，且用以测量所述第一可调谐匹配电路的输出端处的第一阻抗或所观测到的功率，所述第一可调谐匹配电路是基于所述测量到的第一阻抗或所观测到的功率而被调整的。
2.根据权利要求1所述的无线装置，其进一步包含：
第二功率放大器，其用以放大第二输入RF信号且提供第二经放大的RF信号；
及
第二可调谐匹配电路，其耦合到所述第二功率放大器，且用以提供针对所述第二功率放大器的输出阻抗匹配、接收所述第二经放大的RF信号并提供第二输出RF信号，所述测量电路进一步用以测量所述第二可调谐匹配电路的输出端处的第二阻抗或所观测到的功率，所述第二可调谐匹配电路是基于所述测量到的第二阻抗或所观测到的功率而被调整的。
3.根据权利要求2所述的无线装置，其进一步包含：
第三可调谐匹配电路，其耦合到所述第一及第二可调谐匹配电路、用以接收并组合所述第一与第二经放大的RF信号且提供第三输出RF信号，所述测量电路进一步用以测量所述第三可调谐匹配电路的输出端处的第三阻抗或所观测到的功率，所述第三可调谐匹配电路是基于所述测量到的第三阻抗或所观测到的功率而被调整的。
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