CN105830385B - 信号处理装置、放大器及方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种有源电子装置，其使得能够在单天线或单路径上进行双向通信。该装置的特征在于，正向路径(从输入至天线端口)提供了高增益，而逆向路径(至接收器端口)可以被配置作为有限冲激响应(“FIR”)滤波器。公开了该装置的放大器，该放大器可以使用无源混频器来调谐输出阻抗。

Description

信号处理装置、放大器及方法

相关申请的交叉引用

本申请要求2013年10月11日提交的美国临时申请61/890,022的优先权，其全部内容通过引用并入本申请。

技术领域

本公开涉及射频信号处理装置，更具体地涉及用于射频信号的双信器(diplexer)。

背景技术

随着成像和视频应用驱动不断增长的无线带宽的需求，很显然需要非常有效地利用频谱的技术，从而把可用的空白区域(whitespace)利用起来。快速跳频、多入多出技术(“MIMO”)以及认知无线电网络进一步加剧了该问题，这需要覆盖灵活的频率范围内的不同收发器之间充分的一致协作和紧密的闭环控制。新的无线信号传输方法和标准的快速发展也需要能够适应这些变化的灵活的硬件。

射频(“RF”)双工器(duplexers)和双信器(diplexers)是这些系统中的重要的部分，因为它们允许在相同的路径上以相同的频带或者以相邻的频带进行双向通信，从而使得发送器和接收器能够共用天线，而同时收发器在通信时具有最小的往返延迟。双工器和双信器较好地隔离了发送器和接收器，从而使得发送器和接收器不会对彼此产生负载(load)，来自发送器的噪声不会破坏接收信号，并且接收器不会由于高功率发送信号而变得不敏感(或被破坏)。

以前的双信器依赖高Q频率的选择性滤波器来提供隔离，和/或铁氧体结构例如环形器(circulator)，这阻碍了它们在CMOS内的集成，并且增加了成本、尺寸和重量。使用“电平衡”的可替换方法采用了高Q变压器，试图克服该限制，但是这严重地将可调谐性限制到了狭窄的频率范围。并且，在接收器输入端使用谐振的变压器结构来取消发送信号会收到固有损耗的影响，这降低了传送器的效率和接收器的噪声性能。最后，所有的这些方法均是窄带的并且大部分是不可调谐的，其在接收器和发送器之间只能横跨少于一个八度的频率范围而提供隔离。

一种有利的RF前端应当可以被完全集成在具有单一天线端口的芯片上，从而支持RF信号的同时接收和发送，并且可以为接收器和发送器的中心频率和带宽提供显著的灵活性(即，多个八度)。的确存在一种能够显著隔离信号和噪声的有源双工器电路，然而，其发送功率被限制到仅为10多微瓦。真实有效的系统应当满足隔离、集成和灵活性这些相同的要求，而同时能够传输超过四个数量级的更大功率。如今不存在这样的系统。

发明内容

公开了一种能够通过单天线或者单通路进行双向通信的有源电子电路。公开的电路具有的拓扑结构与分布式放大器的拓扑结构相似，但是提供了可调谐的增益单元。穿过放大器(从输入到输出)的正向路径提供了高增益。通过对增益单元进行编程以代表滤波器的权重，从输入至接收器端口的反向路径可以而被配置作为有冲激响应(“FIR”)滤波器，同时输入和输出线的LC部分对滤波器执行延迟或采样时间。该电路还使用无源混频器来调谐输出阻值。

本公开的具体实施方式使得可以以集成方式利用一个电路来实现宽频带RF双工工作。该电路有效地将高功率RF的发送信号与共同集成的接收器相隔离，这使得两个电路可以共用相同的天线和相同的频带，并且不会相互干扰。接收器可以运用发送器功率并且不会被TX噪声影响，这是因为在接收器所放置的端口上，电路的FIR滤波器行为对来自TX的信号进行了有效的滤波。这有利地使得无线电能够利用单个天线持续并双向地通信，并且频率能够跨越多个八度(octaves)，而这种天线通常在无线电收发器系统中是昂贵且实体上庞大。

本公开的具体实施方式的优点：

(a)用CMOS/BiCMOS工艺可以完全被实现在单个芯片上；

(b)具有宽频带和可调谐的特性(可以在宽频率范围内运行)；

(c)在端口2和3之间提供非常好的隔离(图1)；以及

(d)传输至端口2的噪声非常低。

本公开可以被具体实现成分布式的信号处理装置。该信号处理装置包括多个增益单元，每个增益单元均具有输入和输出。每个增益单元均被配置成以一重配置的增益A来放大在输入处接收的电信号。该装置具有多个双向的漏极延迟单元，每个漏极延迟单元均具有第一端子和第二端子。漏极延迟单元被配置成将第一和第二终端之间的电信号延迟一个可重配置的延迟。在一些具体实施方式中，每个漏极延迟单元均包含电感器。漏极延迟单元被安排成使得每个漏极延迟单元均位于两个增益单元的输出之间，从而形成漏极线。该装置具有多个栅极延迟单元，每个栅极延迟单元均具有被配置成接收发送信号的输入端子以及被连接至相应增益单元的输出端子。栅极延迟单元被配置成将输入和输出端子之间的电信号延迟一个可重配置的延迟。该装置包括控制器，控制器被配置为确定该装置的传递函数，并且根据预先确定的转移函数重新配置增益单元的增益和/或漏极和/或栅极延迟单元的延迟。

附图说明

为了更全面地理解本公开的性质和目标，所作的参考应当根据下文中连同附图的具体实施方式，在附图中：

图1是根据本公开的某一具体实施方式的信号处理装置；

图2是根据本公开的另一具体实施方式的信号处理装置；

图3A的图表描绘了所模拟的装置的传输效率，其中该模拟装置被配置为在接收器端口上进行调零；

图3B的图表描绘了功率放大器输出(增益单元输出)，以用于假定理想(精度非常精确)权重是500MHz至3GHz的六级放大器；

图4是信号处理装置，其示出了示例性的增益单元的详细视图；

图5是根据本公开的另一具体实施方式的RF放大器；

图6的一组图表描绘了对增益单元的具体实施方式所进行的操作，其中通过与低电压源电容耦合的无源混频器可以部分地提供源极退化；

图7的图表描绘了示例性的栅极延迟单元和增益单元；

图8是根据本公开的示例性装置的模型；

图9的流程图描绘了根据本发明的具体实施方式的方法。

具体实施方式

本公开提供了信号处理装置10，该信号处理装置10能够通过单天线90或单路径进行双向通信。参考图1，该电路基于的是分布式放大器的拓扑结构，且具有可调谐的增益单元20。通过该放大器(从输入(端口1)至输出(端口3))的正向路径可以配置有高增益，并且在性能上与标准的分布式放大器相似。在具体实施方式中，输入线12被构造成传输线或者人造传输线。增益单元20之间的部分可以通过提供一些在频率上与输入信号可比拟的电磁路径长度而作为延迟30。这些信号可以经历在输出传输线上的另一延迟40，并且当穿过每个增益单元20的每个路径上的延迟30、40的总和相同时，这些信号可以被配置成相位叠加在一起。匹配的天线可以连接至端口3，以传输被放大的信号。

从输入到反向端口(端口1至端口2)的反向路径会处理与正向路径(端口1至端口3)不同的信号。在输入线12上可以延迟输入信号，并且每个延迟抽头30在其随后再次通过不同的延迟40之前，会先通过增益单元20。这些增益和延迟提供的传输特性的形式如下：

V_Port3(t)＝A₁V_Port1(t-τ₁)+A₂V_Port1(t-τ₂)+…A_nV_Port1(t-τ_n) (1)

其中τ_n是通过第n个路径的延迟，而A_n(可能是复数，并且包括其自身的相移)是该路径的增益。通过对每个增益单元20的增益进行编程以表示滤波器的权重，可以将其配置作为有限冲激响应(“FIR”)滤波器。输入和输出线的LC部分表示滤波器的延迟或采样时间。在反向端口上构建该滤波器的能力，使得该电路能够隔离端口2和端口3，因此这使得能够将发送信号(“Tx”)从端口1传送至端口3的同时，没有干扰地将接收信号(“Rx”)从端口3传送至端口2。通过构建具有复数权重的可调谐的增益单元20，每一级均可以定义A和τ，从而对从端口1至端口2的传输特性进行调谐，以对横跨一定频率范围的发送信号进行陷波(notch out)。当使用两级或多级(权重)时，输出功率的累加与陷波(notching)均可以被同时维持，从而端口2也会与端口3上的输出相隔离。如图3A和3B所示，与仅聚焦在输出功率相比，为陷波和累加均配置权重可能会略微降低效率。可调谐、抗干扰的接收器于是可以被用来实现对Tx和Rx的充分调谐，以满足认知无线电和软件无线电(“SDR”)应用。

通过利用基于无源混频器来调谐输出电阻的技术，可以进一步增强该电路(标题“源极退化”项下会进行进一步描述)。这种增益单元20的实现可以有利地降低来自Tx的噪声传送至Rx。此外，这使得端口3和端口2之间的电路的分流阻抗(shunt impedance)在Rx有用频率上较高，从而降低损耗。

本公开可以具体实施成分布式的信号处理装置10。该信号处理装置10可以被用作双工收发器。信号处理装置10包括多个增益单元20。每个增益单元20具有输入22和输出24，并且增益单元20以增益A放大在输入22接收的电信号。根据有用频率可以选择(即，重新配置)增益。用这种方法，如果有用频率发生了变化(即，发送频率和/或接收频率)，增益单元20的增益会被重新配置。增益单元20可以具有相同的增益，或者一个或多个增益单元20所具有的增益与其它增益单元20的增益不同。

装置10具有多个双向漏极延迟单元40。每个漏极延迟单元40均具有第一端子42和第二端子44。漏极延迟单元40被配置成延迟第一端子42和第二端子44之间的电信号。应当注意，漏极延迟单元40是双向的，从而使得在第一端子42接收的电信号可以被延迟至第二端子44，并且在第二端子44接收的电信号可以被延迟至第一端子42。可以固定延迟。在其它具体实施方式中，根据有用频率可以选择(即，重新配置)延迟。用这种方法，如果有用频率发生了变化，那么漏极延迟单元40的延迟会被重新配置。漏极延迟单元40彼此之间可以具有相同的延迟。在一些具体实施方式中，一个或多个漏极延迟单元40所具有的延迟与其它漏极延迟单元40的延迟不同。在一些具体实施方式中，漏极延迟单元40具有电感值和电容值。例如，每个漏极延迟单元40可以包含电感器。在一些具体实施方式中，每个漏极延迟单元40可以被配置作为具有一级或多级的电感器-电容器π网络。

漏极延迟单元40被安排成使得每个漏极延迟单元40均位于两个增益单元20的输出24之间。换句话说，每个漏极延迟单元40的第一端子42均被连接至增益单元20的输出24，并且每个漏极延迟单元40的第二端子44均被连接至相邻增益单元20的输出24。用这种方法，漏极延迟单元40可以形成一串，其可以被认为是具有天线端15(即，端口3)和接收器端13(即，端口2)的漏极线14。

装置10具有多个栅极延迟单元30。每个栅极延迟单元30均具有输入端子和输出端子。每个栅极延迟单元30的输入端子均被配置用于接收发送信号。栅极延迟单元30被安排成使得每个栅极延迟单元30的输出端子均被连接至对应的增益单元20的输入22。栅极延迟单元30被配置成对输入端子和输出端子之间的电信号延迟一个延迟。根据有用频率可以选择(即，重新配置)延迟。用这种方法，如果有用频率发生了变化，那么栅极延迟单元30的延迟会被重新配置。栅极延迟单元30彼此之间可以具有相同的延迟。在一些具体实施方式中，一个或多个栅极延迟单元30所具有的延迟与其它栅极延迟单元30的延迟不同。每个栅极延迟单元30与对应的漏极延迟单元40可以具有相同的延迟。在其它具体实施方式中，栅极延迟单元30的延迟可以与漏极延迟单元40的延迟不同。应当注意，装置10可以包括位于端11(端口1)的第一栅极延迟单元31。在该具体实施方式中，第一漏极延迟单元41可以被用于在漏极线14上提供对应的延迟。

在一些具体实施方式中，栅极延迟单元30被安排成使得每个栅极延迟单元30均位于两个增益单元20的输入22之间。换句话说，每个栅极延迟单元30的输入端子均被连接至增益单元20的输入22，并且每个栅极延迟单元30的输出端子均被连接至相邻增益单元20的输入22。用这种方法，栅极延迟单元30可以形成一串，其可以被认为是具有发送器端11(即，端口1)的栅极线12。

在其它具体实施方式中，例如图2中描绘的器件70，栅极延迟单元80包括上变频混频器82。每个上变频混频器82均被配置用于接收本机振荡器(“Tx LO”)信号。每个上变频混频器82均在输入端子84上接收基带Tx信号(“TxBB”)，并且可以被配置成使用Tx LO信号来对基带信号进行上变频。在对应的输出端子86上提供了得到的上变频信号。Tx信号被移相，以影响栅极延迟单元80的延迟。用这种方法，从第二栅极延迟单元20输出的上变频的Tx信号，相对于从第一栅极延迟单元20输出的上变频的Tx信号发生了相位的延迟，诸如此类。这种方法可以有利地避免使用实体结构上较大的无源延迟线元件。应当理解，术语“延迟”应当广义地被解释成包括时间延迟和/或相位延迟。

示例性的栅极延迟单元被配置用于在输入的发送信号上提供相位延迟(例如参考图7)。该栅极延迟单元可以包括正交(quadrature)相位旋转器，其跟随有正交混频器，以用于对发送信号进行上变频。发送混频器(transmit mixer)可以是被配置成抑制三次和五次谐波上变频(harmonic upconversion)的8相混频器。基带发送信号包括两个独立的信号，即同相(in-phase)和正交(I和Q)信号，其代表期望的发送信号的实部和虚部。它们通过正交上变频而被变换成单一的高频信号，其中I被变换成高频信号的余弦部分，而Q被上变换成上变频信号的正弦部分。通过在上变频之前在基带内适当地将Q信号的加权版本叠加到I信号并且将I信号的加权版本(与前面的加权大小相同、符号相反)叠加到Q信号，可以实现有效的相位旋转。

根据本公开的内容，栅极延迟单元的其它具体实施方式对于本领域的技术人员而言是明显的，并且本公开意图包括那些其它的具体实施方式。

装置10包括控制器18，控制器18被配置用于确定装置10的传递函数。控制器18基于装置10的传递函数并且基于施加在端口1处的发送信号，而被配置用于自动设定每个增益单元20的增益和/或栅极延迟单元30和漏极延迟单元40的延迟。控制器18可以被配置成选择增益和/或延迟，从而使得来自每个增益单元20的放大信号均在漏极线14的接收器端13的位置上大体上被调零(nulled)。在一些具体实施方式中，控制器18被配置用于优化在天线端15处的放大、在接收器端13的调零、和/或由装置10/70消耗的功率。以下会在标题为“示例性的控制器优化”的部分进行进一步的描述。

应当注意，在接收器端13的位置处“大体上”调零应当被宽泛地解释成覆盖Rx信号在接收器端13可以由接收器使用。例如，Tx信号应当足够小，从而使得在接收器端13上的接收器不会被Tx信号退化。在示例性的具体实施方式中，Tx信号被调零减少20dB、30dB、40dB或者更多。除了Tx信号，在接收器端13处的Rx信号中的噪声也可以被考虑到。在一些具体实施方式中，Rx-频带的噪声抑制可以是20dB、30dB、40dB或者更多。因此，考虑到来自增益单元20的放大的Tx信号以及装置的Rx频带噪声，信号可以被调零至某一水平，从而在接收器端13处可以提供可用的Rx信号。

虽然控制器18被描述成与接收器端13电耦接，但是应当理解，还可以(或者可选择地)在装置10、70的一个或多个其它位置上连接控制器18。例如，当在天线端15处的放大被最大化时，控制器18可以与天线端15电耦接。在其它实施例中，当要降低功率的利用时，控制器18可以被配置用于测量一个或多个组件(例如，增益单元20)所消耗的功率。

示例性的增益单元——共源共栅

在一些具体实施方式中，例如，图4和图5的具体实施方式，每个增益单元100均包括共源共栅(cascode)101。照此，每个增益单元100均包括共源放大器110，共源放大器110包含共源共栅器件120。每个级联的共源放大器110均具有输入栅极、源极、和漏极线输出。例如，放大器可以是晶体管，例如n-沟道MOSFET。共源放大器110的栅极112与增益单元100的输入端子102电耦接。共源放大器110的源极114与低电源低压(例如，地)电耦接。共源放大器110的漏极116与共源共栅器件120的源极124电耦接。共源共栅放大器120的漏极126组成了增益单元100的输出端子104。共源共栅120的栅极122被连接至偏置电压——共源共栅电压(V_casc)。

在具有多个共源共栅器件120的具体实施方式中，共源共栅120可以串联排列，从而使得第一个器件120的漏极可以被连接至相邻的器件120的源极。每级的共源共栅电压均可以被选择为跨过共源共栅放大器的共源放大器110和共源共栅器件120来分配漏极电压摆动。每个堆叠的级的共源共栅电压均可以被选择为跨过每个放大器来分配电压，从而防止晶体管超过击穿电压。

源极退化

在一些具体实施方式中，共源放大器110的源极112通过电感器130而被连接至低电源电压，从而提供电感源极退化(inductive source degeneration)。

在一些具体实施方式中，共源放大器110的源极112被进一步耦接至无源混频器140，无源混频器140具有多个被电容地耦接至低电源电压的基带混频器端口142。例如，每个基带混频器端口142均通过对应的电容器144而被耦接至低电源电压。照此，无源混频器140被配置成对从共源放大器110接收的信号进行下变频，并且向多个基带混频器端口142的对应端口提供多个基带信号。每个基带信号均具有多个预先设定的相位中的一个预先设定的相位。因为在基带端口上是电容耦合，所以只有与混频器140的开关频率(或者其谐波)相近的信号才能生成显著的基带电压。基带电压固有地再次被上变频至混频器140的RF端口，这呈现出与开关频率相近的固有的高阻抗。因为远离开关频率的频率上的信号不会生成显著的基带电压，因此这些信号在混频器的RF端口会经受低阻抗。

这种退化的方法提供了根据Rx信号来对退化进行调谐的能力。每个无源混频器140均可以被配置成具有开关频率，该开关频率与接收器频率相同和/或与发送器频率不同。这种具体实施方式有效地利用了Rx信号的脉冲位置调制(“PPM”)，以用于增益单元100的退化。用这种方法，每个增益单元100中均提供了可调谐的退化峰，其中该峰被调谐至接收频带的中心。虽然这种安排可以防止接收频率和发送频率的间隔过于紧密，但是这也会降低由来自发送器放大器级的噪声和荷载产生的接收器路径的退化。

因为在共源放大器上增大的退化阻抗降低了其增益，无源混频器在接收频率上的高阻抗会倾向于抑制在共源放大器的栅极上的接收-频带噪声，从而防止噪声到达其输出(漏极)。相似地，由于由放大器自身生成的输出噪声被降低，并且增加了退化阻抗，因此放大器自身的接收-频带噪声会被抑制。最后，因为共源共栅放大器的输出阻抗与其退化阻抗大致成比例，所以无源混频器140会使得放大器在输出频带上具有更高的输出阻抗。然而，如图6所示，归因于由发送器信号生成的本机振荡器相位噪声的相互混频(reciprocalmixing)，无源混频器140也可以注入噪声。然而，这种噪声多数情况下与放大器相关联，所以其可以在接收器端被抑制，抑制的方法与被发送的信号本身相似。

示例性的控制器优化

通过以下的分析示出了用于控制器的示例性的优化方案。参考图8，装置被建模成具有N+1个节点，每个节点均具有功率放大器电流(I)、分流电阻(shunt resistor)(R_sh)以及分流电容器(C)(参考图8)。这些节点通过有限Q值的电感器(L)(建模为串联R)耦接。使用KCL：

节点1:

节点N+1:

I和V可以被表示成长度N+1的向量：

通过KCL，表达式(5)和(6)可以通过矩形矩阵Y相关联，从而使得其中Y内的项是0，除了：

并且：

这可以被重新构造成阻抗矩阵：

在本实施例中，控制器的目的在于优化装置：(1)使在接收器端的信号最小化(V_N+1＝0)；(2)获得在天线端口处的信号的设计值以及(3)使放大器功率最小化

通过将X定义成2*(N+1)的阻抗矩阵，可以是伪逆矩阵：

这满足了控制器的三个目标。

考虑到调零Rx-频带噪声，由于矩阵Z是频率的函数(即，Z(jω))，所以会出现一个问题。就这点而言，设定其中是Z(jω_TX)的第i行。

然后，Rx-频带相位噪声的调零可以通过定义而确定，并且解出

在进一步的实施例中，共同优化也可以被构造成凸优化问题，其中控制器可以确定参数，从而使三个平方差和平方电流最小化：

差1:

差2:

差3:

当前:

可以通过常数(k₁-k₄)给每一项加权，并且问题可以被写成：

这是L₂最小化：

照此，当梯度是零时，E会最小：

然后

控制器的其它控制技术根据本公开也是显而易见的，并且也在本公开的范围内。

本公开可以被具体实施成方法200，方法200可以用于信号处理装置的自动配置(例如参考图9)。方法200包括步骤203：提供具有发送器端口、接收器端口、天线端口和控制器的装置。步骤206：在发送器端口接收的信号被分成相移信号。使用如上所述的正交相位旋转器可以分离该信号。根据本公开，分离该信号的其它方法是显而易见的。步骤209：放大每个被分离的信号。通过初始增益放大信号。步骤212：延迟放大信号，从而使得放大信号在天线端口被累加。可以预先设定初始增益和/或初始相移。

步骤215：控制器确定装置的转移函数。例如，控制器可以确定从发送器端口至接收器端口的转移函数。在其它具体实施方式中，控制器可以确定从发送器端口至天线端口的转移函数。根据具体装置的设计参数可以确定其它转移函数。可以确定多于一个的传递函数。控制器可以通过测量在装置的一个或多个点处的信号来确定转移函数。例如，控制器可以测量在接收器端口处的信号和在天线端口处的信号。步骤218：根据确定的转移函数，控制器可以自动改变信号的初始增益和/或初始相移。在一些具体实施方式中，控制器可以改变增益和/或相移，从而使得信号在接收器端口大体调零。在一些具体实施方式中，控制器可以改变增益和/或相移，从而使得这些信号可以在天线端口提供期望的放大。

在一些具体实施方式中，步骤221：控制器可以测量装置的一个或多个组件的功率消耗。在该具体实施方式中，控制器可以改变增益和/或相移，以降低器件的功率消耗(例如，提高效率)。用这种方法，对于具体的装置和信号，可以优化转移函数和功率消耗。

虽然参照一个或多个具体实施方式描述了本公开，但是可以理解，在不偏离本公开的精神和范围的情况下，可以得到本公开的其它具体实施方式。因此，本公开被视为仅由附上的权利要求书及其合理解释所限定。

Claims (24)

1.一种可重配置的分布式信号处理装置，其特征在于，包括：

多个增益单元，每个增益单元均具有输入和输出，并且其中每个增益单元被配置成以一增益来放大在所述输入处接收的电信号；

多个漏极延迟单元，每个漏极延迟单元均具有第一端子和第二端子，其中每个漏极延迟单元均被配置成将所述第一端子和第二端子之间的电信号延迟一个延迟，并且其中每个漏极延迟单元均被设置在两个增益单元的输出之间，从而使得所述漏极延迟单元形成具有接收器端和天线端的漏极线；

多个栅极延迟单元，每个栅极延迟单元均具有用于发送信号的输入端子以及与相应的增益单元的输入电耦接的输出端子，其中每个栅极延迟单元均被配置成将所述输入和输出端子之间的电信号延迟一个延迟；以及

控制器，所述控制器被配置为确定所述装置的传递函数，以用于自动选择所述增益单元的增益和/或所述漏极或栅极延迟单元的延迟，从而使得来自每个增益单元的放大信号在所述漏极线的所述接收器端上被大体调零，并且在所述漏极线的所述天线端上被放大。

2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，每个栅极延迟单元的延迟与相应的漏极延迟单元的延迟相同。

3.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，每个栅极延迟单元的延迟与相应的漏极延迟单元的延迟不同。

4.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，每个栅极延迟单元均包括发送混频器，所述发送混频器被配置成对所述发送信号进行上变频。

5.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，所述发送混频器是八相混频器，所述八相混频器被配置用于抑制三次和五次谐波上变频。

6.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，每个栅极延迟单元均包括正交相位旋转器，并且所述发送混频器被配置用于正交上变频。

7.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，每个栅极延迟单元均被设置在两个增益单元的输入之间，从而使得所述栅极延迟单元形成具有发送端的栅极线。

8.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，每个漏极延迟单元均具有电感值和电容值。

9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，每个漏极延迟单元均包括电感器。

10.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，每个漏极延迟单元均包括具有一级或多级的电感器-电容器π网络。

11.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，每个增益单元均包括共源共栅，所述共源共栅具有共源放大器，所述共源放大器与一个或多个共栅放大器电耦接。

12.根据权利要求11所述的装置，其特征在于，所述一个或多个共栅放大器被配置成横跨所述共源共栅的共源放大器和共栅放大器来分配漏极电压摆动。

13.根据权利要求11所述的装置，其特征在于，每个共源放大器的源极端子均经由相应的电感器而被连接至低电源电压。

14.根据权利要求13所述的装置，其特征在于，所述低电源电压是地。

15.根据权利要求14所述的装置，其特征在于，每个共源放大器的所述源极端子均还被耦接至相应的无源混频器，每个无源混频器均具有被电容耦接至地的多个基带混频器端口，其中每个无源混频器均被配置成对从所述共源放大器接收的信号进行下变频，并且向所述多个基带混频器端口的相应端口提供多个基带信号，每个基带信号均具有多个预先设定的相位中的一个预先设定的相位。

16.根据权利要求15所述的装置，其特征在于，每个无源混频器的开关频率均与发送频率的频率不同。

17.根据权利要求16所述的装置，其特征在于，所述装置还包括接收器，所述接收器与所述漏极线的所述接收器端电耦接，并且其中每个无源混频器的开关频率均与接收器频率相同。

18.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，对于一个被施加的发送，所述控制器被配置为优化在所述天线端的放大、在所述接收器端的调零、以及由所述装置消耗的功率。

19.一种射频放大器，包括：

共源放大器，所述共源放大器具有信号输入、放大器输出和公共端子；

电感器，所述电感器被连接至所述公共端子，所述电感器将所述公共端子耦接至低电源电压；

无源混频器，所述无源混频器被连接至所述公共端子，所述无源混频器具有被电容耦接至地的多个基带混频器端口，并且被配置为将从所述公共端子接收的信号进行下变频，并且向所述多个基带混频器端口的相应端口提供多个基带信号，每个基带信号均具有多个预先设定的相位中的一个预先设定的相位；

所述射频放大器的放大信号在漏极线的接收器端上被大体调零，并且在所述漏极线的天线端上被放大。

20.根据权利要求19所述的放大器，其特征在于，所述无源混频器被配置为以其开关频率提供高RF阻抗，并且在远离所述开关频率的频率上提供低阻抗。

21.根据权利要求19所述的放大器，其特征在于，所述无源混频器和电感器的组合被配置为在远离所述混频器的开关频率的频率上提供期望的功率增益，而在所述混频器的开关频率或者开关频率附近提供低很多的增益。

22.根据权利要求19所述的放大器，其特征在于，所述无源混频器和电感器的组合被配置为在远离所述混频器的开关频率的频率上提供期望的功率增益，而在所述混频器的开关频率或者开关频率附近提供较低的噪声和/或较高的输出阻抗。

23.一种用于对信号处理装置进行自动重配置的方法，包括：

提供具有发送器端口、接收器端口、天线端口和控制器的装置；

将在所述发送器端口接收的信号分离成多个相移信号，其中每个相移信号均具有初始相移；

以初始增益放大每个分离信号；

延迟每个所述分离信号，从而使得被放大的分离信号在所述天线端口被累加；

通过测量在所述天线端口、所述接收器端口的信号和/或测量所述装置的功耗，使用所述控制器确定所述装置的转移函数；以及

根据预先设定的传递函数，使用所述控制器自动改变所述初始增益和/或所述初始相移，从而使得：放大的分离信号在所述接收器端口大体调零，所述信号在所述天线端口累加，和/或所述装置的功耗降低。

24.根据权利要求23所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

测量所述装置的一个或多个组件的功耗；以及

改变所述初始增益和/或所述初始相移，从而降低被测量的功耗。