CN1459144A - 电子设备中功率放大器输入侧阻抗匹配的电路及方法 - Google Patents

Abstract

一种电路(71)及方法，用于电子设备中功率放大器(76)的输入侧(84)阻抗匹配。具体地说，本发明提供阻抗变换器网络(50)，它包括与焊线(54)电感串联的负电阻(52)。网络(50)与信号源(72)并联，并且在功率放大器(76)的输入端合成源侧阻抗。通过为负电阻(52)选择适当值并将电感(54)的电抗设置为在所需工作频率下等于电子设备的电容值来合成所希望的阻抗。

Description

电子设备中功率放大器输入侧阻抗匹配的电路及方法

本发明一般涉及电子设备中用于功率放大器的输入侧阻抗匹配的电路及方法。具体地说，本发明涉及在功率放大器的输入侧合成阻抗的阻抗变换器网络。

射频(RF)电路设计领域中，往往需要在电路的负载端和源端实现阻抗匹配。未能实现阻抗匹配在电子设备(如音频、无线通信等)的设计中是一个大问题，因为在这种情况下，不匹配阻抗会显著地降低声音质量。这种阻抗匹配的传统实现方式是变换负载端阻抗或源端阻抗来与另一端阻抗进行匹配。

目前，已经实现了各种变换网络来实现RF电路中的变换。这种系统通常与传输线路结合使用电容、电感以及电阻来实现预期的匹配。这种系统的一个实例是由电感“L”和电容“C”组成的LC匹配。然而，当用于功率放大器的输入侧匹配时，LC匹配经常引起信号摆幅下降(即放大器输入端的信号电压与信号源的信号电压之比下降)。

为了解决下降信号摆幅的问题，设计了一些电路，其中采用了附加输入级前置驱动器来降低并实现所需的输入阻抗。基于CMOS的电路通常是这种情况，其中足够的输入驱动信号至关重要。不过，附加级的使用意味着更多的级间匹配，对于设计可靠性和循环时间有影响。

鉴于上述问题，需要一种改进的电路及方法用于RF电路中(例如在电子设备中所实现的)功率放大器的输入端阻抗。此外，还需要这种电路包含阻抗变换器网络，用于在放大器输入端合成源端阻抗。还需要这种电路及方法在不需要附加级(如前置驱动器)的情况下提高信号摆幅。

本发明通过提供电子设备中功率放大器的输入侧阻抗匹配的电路及方法来克服现有系统的缺陷。具体地说，本发明包括阻抗变换器网络，其中包括与电感串联的负电阻，用于在功率放大器的输入侧合成源端阻抗。

根据本发明的第一方面，提供了一种电路，用于电子设备中功率放大器的输入侧阻抗匹配。这种电路包括：(1)源，用于提供信号，其中信号具有预定阻抗；以及(2)阻抗变换器网络，与源并联，其中，所述网络包括与电感串联的负电阻，并且其中在功率放大器的输入端合成预定阻抗。

根据本发明的第二方面，提供了一种电路，用于电子设备中功率放大器的输入侧阻抗匹配。这种电路包括：(1)源，用于提供信号，其中，信号具有预定阻抗；(2)阻抗变换器网络，与源并联，其中所述网络包括与电感串联的负电阻；以及(3)其中，选择负电阻的值以便在功率放大器的输入端合成预定阻抗，并且其中在所需的工作频率下，该电感的电抗等于设备的电容值。

根据本发明的第三方面，提供了一种方法，用于在电子设备的功率放大器的输入端匹配阻抗。这种方法包括以下步骤：(1)从源提供信号，其中所提供的信号具有预定阻抗；(2)将阻抗变换器网络与源并联，其中所述网络包括与电感串联的负电阻；以及(3)选择负电阻的值，以便在功率放大器的输入端合成预定阻抗。

因此，本发明提供了电子设备中功率放大器的输入侧阻抗匹配的电路及方法。本发明减少了与不匹配阻抗及下降的信号摆幅有关的一些问题。

通过以下结合附图对本发明的各个方面进行的详细说明，可以更清楚地了解本发明的这些以及其它特点、优点，其中：

图1说明了电路中的LC匹配；

图2说明了具有前置驱动器的功率放大器；

图3说明了根据本发明的阻抗变换器网络；

图4说明了具有图3所示阻抗变换器网络的电路；

图5说明了根据本发明的电路的负电阻值与阻抗的曲线；

图6说明了根据本发明的电路的阻抗相位与信号摆幅的曲线；以及

图7说明了根据本发明的方法流程图。

注意，本发明的附图不必按比例绘制。附图只是示意性的，并不是用来描述本发明的特定参数。附图仅用来说明本发明的典型实施例，因此，不应当看作是对本发明范围的限制。附图中，相同编号表示相同的部件。

现在参考图1，说明了具有LC匹配12的电路10。电路10最好是电子设备(如音频设备)的射频(RF)电路并且一般包括信号源16、电阻18、功率放大器20、负载电阻22以及地24。LC匹配12一般包括电感14和电容16。应当理解，虽然电路10是作为RF电路进行说明的，但也可以实现其它电路类型。此外，应当理解，所述元件并不是用于限制目的，并且电路10可以包括另外的电阻、电容、功率放大器等。

如上所述，源侧阻抗Zx 26与输入(负载)侧阻抗Zy 28(即功率放大器20的输入端19上)的匹配至关重要。例如，如果源侧阻抗Zx26为50欧姆，则输入端阻抗Zy 28也应当在50欧姆左右。不匹配阻抗会引起低于标准的电路性能。LC匹配12的作用在于将输入侧阻抗Zy 28与源侧阻抗Zx 26进行匹配。不过，在实现LC匹配中，降低了信号摆幅(即输入端Vi 32上的信号电压与源Vs 30上的信号电压之比)。在采用所述LC匹配12的典型电路中，通常获得小于0.5的信号摆幅。

具体地说，如果电路10将输入阻抗Zy 28变换为源阻抗Zx 26，则在点X17上的电压将约为源电压Vs 30的一半(0.5)。此外，由于LC网络没有损耗并且输入阻抗Zy 28的幅度极有可能小于电阻值18，所以输入电压Vi 32甚至会低于点17上的电压(功率守恒)，由此在功率放大器20的驱动节点上产生下降的电压摆幅。

本文中所采用的输入侧表示功率放大器的输入端。但要理解，还可以采用其它术语。例如，输入端可以被称作功率放大器晶体管(未示出)的负载侧或栅极/基极。

要纠正与下降的信号摆幅相关的问题，可以将一个或多个前置驱动器31加入电路10，以便驱动放大器20的输入端上的信号电压(如图2所示)。然而，如上所述，诸如前置驱动器31之类的附加级的使用意味着额外的级间匹配(即前置驱动器31和功率放大器20之间)。对于这种级间匹配，电路设计的可靠性和循环时间均受到影响。此外，与两级设计相比，诸如图2所示的三级设计更易于振荡。

现在参考图3，说明了根据本发明的阻抗变换器网络50。阻抗变换器网络50一般包括与电感54串联的负电阻52。诸如图3所示的负电阻是本领域的技术人员所熟知的。一般来说，负电阻是中的电流增加都伴随着整个工作范围上电压的降低。电感54最好是焊线电感(bondwire inductor)。

在大多数情况下，功率放大器的输入侧上的阻抗可以模拟为电阻值为R68的电阻56与电容值为-jxc70的电容58的串联。如下面更详细描述将说明的，阻抗变换器网络50通过“合成”源侧阻抗来匹配输入侧阻抗。这一般是通过为负电阻52选择适当的值R164(下面会进行更详细说明)，然后再将电感电抗值66设置为在所需工作频率下等于电子设备的电容值58来实现的。采用这种技术，可以在节点A60和B62上合成任何阻抗。

具体地说，变换按照以下方程式进行： $\mathrm{MAG}\left[\mathrm{Zeff}\right]=\frac{[{(R1R+X^2)}^2+X^2{(R-R1)}^2{]}^{1/2}}{\mathrm{ABS}[R+R1]}...\left(1\right)$ 式中，MAG[Zeff]为输入侧(即节点A60和B62上)合成的有效阻抗的大小，R1为负电阻64的值，R为电阻68的值，以及X为所需工作频率下电子设备的电容值70。 $\mathrm{Re}\left[\mathrm{Zeff}\right]=\frac{\mathrm{RR}1+X^2}{R+R1}...\left(2\right)$

式中，Re[Zeff]是变换产生的阻抗的实部。

因此，在需要50欧姆的有效阻抗MAG[Zeff]，并且源侧阻抗等于6-j5时，R等于6.0并且X等于5.0。将这些值代入公式1，可确定R1(即负电阻)的值。具体地说，公式将变为以下所示： $50=\frac{\left[R1\right(6)+5^2{)}^2+5^2{(6-R1)}^2{]}^{1/2}}{\mathrm{ABS}[6+R1]}$ 由此得到约为-7.4欧姆的负电阻62的R1值。同样，在方程式2中，变换产生约为13.8欧姆的实部，如下所示： $13.8=\frac{6(-7.4)+5^2}{6+\left(7.4\right)}$

应当理解，所用的值仅作为说明，也可以代入其它值。例如，可以选择不同于50欧姆的合成阻抗并且R和X的值可以改变。这里，值50欧姆、6.0以及5.0仅用来说明变换。

现在参考图4，所示的阻抗变换器网络50与电路71的信号源72并联。电路71最好是电子设备(如音频、无线通信等)的RF电路。不过，应当知道，阻抗变换器网络50可以在其它电路类型中实现。所述电路71包括电阻74、功率放大器76、负载电阻78以及地80。阻抗变换器网络50通过根据上述公式在输入(负载)侧Zy 84(即功率放大器76的输入端75)上合成源侧阻抗Zx 82来匹配阻抗。

现在参考图5，说明了负电阻值R1(单位：欧姆)102与阻抗电阻值(单位：欧姆)104的曲线100。如图所示，曲线100包括合成阻抗(MAG[Zeff])曲线106和实数部分(Re[Zeff])曲线108。通过将上述值6.0(R)和5.0(X)代入上述公式1和2并选择R1的值来绘制这些曲线。这样，例如通过为负电阻52选择-7.4欧姆的值，可以看出，得到约为50欧姆的合成阻抗(点110)和约为13.8欧姆的实部(点112)。不过，如上所述，应当理解，还可以为R和X选择其它值。R和X准确值取决于实现阻抗变换器网络50的特定电路。

通过选择不同的R1值，将改变合成及实数阻抗。例如，通过对R1选择-8.0的较低值，得到约为36.8欧姆的合成阻抗(点114)和约为11.5欧姆的实阻抗(点116)。因此，R1与阻抗成比例。具体地说，通过减少负电阻的值，可以减小合成及实阻抗的相应值。

除了在输入侧合成源侧阻抗之外，本发明的电感变换网络还提高了信号摆幅(即输入端上的信号电压与源上信号电压之比)。具体地说，通过为负电阻R1选择特定值，还影响了负电阻的相应相位。通过这种方式改变相位，可以操纵信号摆幅。相位通过以下公式确定： $\mathrm{Phase}\left[\mathrm{Zeff}\right]=\mathrm{\Φ}=\arctan \frac{X(R-R1)}{\mathrm{RR}1+X^2}...\left(3\right)$

因此，对于-7.4欧姆的负电阻R1值、6.0的R值以及5.0的X值，该方程式如下所示： $\mathrm{Phase}\left[\mathrm{Zeff}\right]=\mathrm{\Φ}=\arctan \frac{5(6+7.4)}{6(-7.4)+25}$

它得出约为-1.29弧度的相位。通过将该值以π来归一化，则相位大约为-0.41弧度。采用该值可以确定信号摆幅。具体地说，信号摆幅由下式得出： $\mathrm{Vi}=\frac{{\mathrm{Vs}}^{*}{\mathrm{Ze}}^{\mathrm{j\Φ}}}{{(2+2\cos \mathrm{\Φ})}^{1/2}}...\left(4\right)$

通过代入以上得出的-0.41弧度的归一化相位，然后再解方程式IV求Vi/Vs，则可以确定信号摆幅。具体地说，方程式如以下所示： $\mathrm{Vi}/\mathrm{Vs}=\frac{{\mathrm{Ze}}^{j(-.41)}}{{(2+2\cos (-.41))}^{1/2}}$

它得出0.62的信号摆幅。在诸如图1所示的上述实施例中，信号摆幅通常小于0.5。

图6说明了Zeff(单位为弧度并以π来归一化)的相位202与Mag(Vi)/Mag(Vs)204(即信号摆幅)的曲线200。如上所述，对于50欧姆的合成阻抗以及相应的-7.4欧姆的R1值，相位Φ确定为大约-0.41弧度(以π进行归一化)。如曲线200所示，这个相位产生大约0.62的相应信号摆幅(点208)。同样，对于100欧姆的合成阻抗以及约为-0.41弧度的相位Φ，得到约为0.8的信号摆幅(点206)。此外，对于25欧姆的合成阻抗以及约为-0.41弧度的相同相位，信号摆幅约为0.4(点210)。

如上所述，R1与合成阻抗成比例，但与相位Φ成反比。具体地说，当R1值的增加时，合成阻抗增加而相位Φ减少。例如，如果R1选取-8.0欧姆，则合成阻抗将约为36.8欧姆，而归一化相位Φ将约为-0.399弧度。相反，如果R1为-7.4欧姆，则合成阻抗将约为50欧姆，而归一化相位Φ将约为-0.410弧度。这样，当R1的值增加时，相位Φ将减少，从而使信号摆幅增加(如图6所示)。因此，如果希望较高的阻抗和信号摆幅，则应当选择较高的R1值。相位Φ最好应当保持在-90°至90°之间或者-0.5弧度至0.5弧度之间(以π进行归一化)。

现在参考图7，说明了方法300的流程图。方法300的第一步骤302是从源提供信号，其中所提供的信号具有预定阻抗。第二步骤304将阻抗变换器网络与源并联，其中，所述网络包括与电感串联的负电阻。方法300的第三步骤306是为负电阻选择一个值，以便在功率放大器的输入端合成预定阻抗。

本发明最佳实施例的上述说明用于描述及说明。它并非用于穷举或将本发明限制在所公开的特定形式，显然，许多修改和变型都是可行的。本领域的技术人员清楚了解的这些修改和变异将包含在如所附权利要求书所定义的本发明的范围之内。

Claims (20)

1.一种电路(71)，用于电子设备中功率放大器(76)的输入侧阻抗(84)匹配，它包括：

源(72)，用于提供信号，其中所述信号具有预定阻抗(82)；以及

阻抗变换器网络(50)，它与源(72)并联，其中所述网络(50)包括与电感(54)串联的负电阻(52)，以及其中所述网络(50)在所述功率放大器(76)的输入端(75)上合成所述预定阻抗(82)。

2.如权利要求1所述的电路，其特征在于所述电感(52)具有在所需工作频率下与所述设备的电容值(58)相等的电抗(66)。

3.如权利要求2所述的电路，其特征在于所述电感(54)是焊线电感。

4.如权利要求1所述的电路，其特征在于选择所述负电阻(52)的值(64)，从而在所述功率放大器(76)的输入端(75)合成所述预定阻抗(82)。

5.如权利要求4所述的电路，其特征在于所述负电阻(52)的所述值(64)约为-7.4欧姆。

6.如权利要求4所述的电路，其特征在于所述预定阻抗(82)约为50欧姆。

7.如权利要求4所述的电路，其特征在于所述合成阻抗(84)的归一化相位(202)在大约-0.5至0.5弧度之间。

8.如权利要求7所述的电路，其特征在于所述归一化相位(202)约为-0.4弧度。

9.如权利要求1所述的电路，其特征在于所述功率放大器(76)的输入端(88)上的信号电压与所述源(86)上的信号电压之比约为0.62。

10.一种电路(71)，用于电子设备中功率放大器(76)的输入侧阻抗(84)匹配，它包括：

源(72)，用于提供信号，其中所述信号具有预定阻抗(82)；

阻抗变换器网络(50)，它与所述源(72)并联，其中所述网络包括与电感(66)串联的负电阻(52)；以及

其中，选择所述负电阻(52)的值(64)，从而在所述功率放大器(76)的输入端(75)合成所述预定阻抗(82)，以及所述电感(54)具有在所需工作频率下与所述设备的电容值(58)相等的电抗(66)。

11.如权利要求10所述的电路，其特征在于所述预定阻抗(82)约为50欧姆，以及所述负电阻(52)的所述值(64)约为-7.4欧姆。

12.如权利要求11所述的电路，其特征在于所述合成阻抗(84)具有大约在-0.5和0.5弧度之间的归一化相位(202)。

13.如权利要求12所述的电路，其特征在于所述归一化相位(202)约为-0.41弧度。

14.如权利要求13所述的电路，其特征在于所述输入端(88)上的信号电压与所述源(86)上的信号电压之比约为0.62。

15.一种方法(300)，用于在电子设备中匹配功率放大器(76)的输入端的阻抗(84)，它包括以下步骤：

从源(72)提供信号，其中所述提供的信号具有预定阻抗(82)；

将阻抗变换器网络(50)与所述源(72)并联，其中所述网络(50)包括与电感(54)串联的负电阻(52)；以及

为所述负电阻(52)选择一个值(64)，以便在所述功率放大器(76)的所述输入端(75)合成所述预定阻抗(82)。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于还包括以下步骤：将所述电感(54)的电抗(66)设置为在所需工作频率下等于所述设备的电容值(58)。

17.如权利要求15所述的方法，其特征在于所述选择步骤包括为所述负电阻(52)选择-7.4欧姆的值。

18.如权利要求15所述的方法，其特征在于所述预定阻抗(82)约为50欧姆。

19.如权利要求15所述的方法，其特征在于所述合成阻抗(84)的归一化相位(202)约为-0.41弧度。

20.如权利要求15所述的方法，其特征在于所述输入端(88)上的信号电压与源(86)上的信号电压之比约为0.62。

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