CN1115772C

CN1115772C - 采用电阻网络变差分信号为单端信号的电子线路

Info

Publication number: CN1115772C
Application number: CN97117335A
Authority: CN
Inventors: 乌拉迪莫·凯福曼; 亚秦·阿弗克; 以色列·卡夏特
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: NXP USA Inc
Priority date: 1996-08-12
Filing date: 1997-08-11
Publication date: 2003-07-23
Anticipated expiration: 2017-08-11
Also published as: CN1175822A; JPH10150328A; KR19980018571A; JP3953590B2; US5760648A; KR100526642B1

Abstract

一种具有一个电阻网络(205)以及一个运算放大器(260)的差分—单端变换器(200)。跟现有技术的变换器相比，在运算放大器(260)的同相输入(264)与变换器(200)的负输入端之间，设置了一个电阻(250)。在同相输入(264)处的共模电压(V′_nii)不依赖于变换器(200)的差分输入电压(V_in ^#)，并且(前者的)起伏变化较小。这就允许使用具有低共模抑制比的运算放大器(260)，并使变换器(200)适合于低电压应用。

Description

采用电阻网络变差分信号为单端信号的电子线路

本发明涉及半导体电子装置，特别是涉及差分—单端变换器。

混合集成电路的模拟部分通常完全是差分的但有一个单端输出。差分—单端变换器(以下简称变换器)是一个将双路输入信号变换为单端输出信号的电子线路。

图1是在现有技术中人们所熟知的变换器100的简化电路图。

变换器100由电阻R₁、R₂、R₃、R₄(110、120、130、140)和运算放大器160组成。

电阻R₁(110)连接于负输入端102和运算放大器160的反相输入162两点之间。电阻R₂(120)连接于运算放大器160的反相输入162与输出166之间。输出166连接变换器100的输出端106。电阻R₃(130)连接于正输入端104和同相输入164之间。电阻R₄(140)连接于同相输入164与参考端109(例如，接地端)之间。

为了进一步的说明，引入了信号及其符号。除非另作说明，所有电压都是相对于参考端109(例如，接地端)来说的。变换器100在其输入端104、102接收输入电压V_p和V_n，并向输出端106提供输出电压Vout。

输入电压V_p和V_n具有共模分量V′_pn和差模分量V_p ^#、V_n ^#。它们的关系如下：V_p＝V′_pn+V_p ^#和V_n＝V′_pn+V_n ^#。V_in ^#是差分输入电压，V_in ^#＝V_p-V_n＝V_p ^#-V_n ^#。

输出电压V_out＝V′_out+V_out ^#，含有一个直流分量V′_out和一个交流分量V_out ^#。

在运算放大器160中，V_ni和V_i分别是在同相输入164和反相输入162处的电压。V_ni和V_i含有共模和差模分量：V_ni＝V′_nii+V_ni ^#，以及V_i＝V′_nii+V_i ^#。

在变换器100中，输入电压V_p、V_n被变换为输出电压V_out。信息信号只存在于差模或交流电压(V_p ^#，V_n ^#，V_in ^#，V_out ^#)之中，而共模或直流电压(V′_pn，V′_nii，V′_out)所起的作用是不需要的，例如噪声和带宽限制。

变换器100具有差模增益A^#＝V_out ^#/V_in ^#，要求此项增益是线性的。变换器100也有一个共模抑制比CMRR＝V′_pn/V′_out(也可以表示为：CMRR＝ΔV′_pn/ΔV′_out)，该比值应该达到最大值。

如果这些电阻满足R₁/R₂＝R₃/R₄的关系，那么在同相输入164处的共模电压V_nii不影响直流输出电压V′_out。在这种情况下，电压变化ΔV′_nii也不会对V′_out产生影响。然而，共模电压V′_nii是与差模输入电压V_in ^#有关系的。即使在输入端104、102处的共模输入电压V′_pn保持不变，运算放大器160的共模电压V′_nii也会发生变化。

运算放大器160本身可以抑制共模电压V′_nii以及其中的变化量ΔV′_nii，以使直流输出电压V′_out保持不变。但是这个特点受到运算放大器160的共模抑制比(CMRR)的限制。CMRR能够随意V′_nii而改变。制造具有足够高的CMRR的运算放大器160是昂贵的，而且不是总能实现的。可以通过选择电阻R₁、R₂、R₃、R₄对共模电压V′_nii加以限制。然而，要提高共模抑制比，就要求提高电阻的比值(R₁/R₂)，这使得变换器100对噪声更为敏感。

在中、高信号频率(例如，0.5MHz以上)时，也难以提供具有高CMRR值的运算放大器160。当频率更高时，在变换器100的输入端处的共模电容将产生影响，使性能进一步降低。

运算放大器160在大范围内调整共模电压V′_nii的能力受到电源电压的限制，使得现有技术的变换器100更加难以在现代的低电压电路中使用。

上述问题可能导致的结果是，变换器100最终必须是一个单独电路，不可能集成到一个较大的信号处理芯片上。对于运算放大器160和变换器100来说，这是最流行的设计中的一种典型情况。

对于现有技术的变换器100来说，也难以优化其不同因素，诸如：CMRR、电阻值、噪声、带宽、反馈环深度及其他等等。

因此，存在一种不断发展着的需求，期望提供一种能克服现有技术中的某些或者全部缺陷的变换器。

图1为根据现有技术的差分—单端变换器的简化电路图。

图2为本发明优选实施例中的一个差分—单端变换器的简化电路图。

图2为根据本发明的电子电路200的简化电路图。电子电路200(以下简称变换器200)将差分信号变换为单端信号。变换器200由电阻网络205和运算放大器260构成。电阻网络205由电阻R₁、R₂、R₃、R₄、R₅(210、220、230、240、250)组成。其中使用的“电阻”一词泛指呈现为电阻、电感和电容的任何一种元件。

电阻R_i(210)连接于负输入端202和运算放大器260的反相输入262之间。电阻R₂(220)连接于运算放大器260的反相输入262和输出266之间。(运算放大器的)输出266连接变换器200的输出端206。电阻R₃(230)连接正输入端204和通往同相输入264的节点265。电阻R₄(240)连接同相输入264的节点265和参考端209。电阻R₅(250)连接负输入端202和同相输入264的节点265。

这些电压的定义方式跟现有技术的变换器100相同。除非另作说明，所有电压都是相对于参考端209(例如，接地端)来说的。

变换器200分别在输入端204和202接收输入电压V_p和V_n，并且向输出端206提供输出电压V_out。

输入电压V_p、V_n含有共模分量V′_pn和差模分量V_p ^#、V_n ^#，其关系为：V_p＝V′_pn+V_p ^#和V_n＝V′_pn+V_n ^#，V_in ^#为差分输入电压，V_in ^#＝V_p-V_n＝V_p ^#-V_n ^#。

输出电压V_out含有直流分量V′_out和交流分量V_out ^#，V_out＝V′_out+V_out ^#。

在运算放大器260中，V_ni和V_i分别是同相输入264和反相输入262的电压。V_ni和V_i含有共模和差模分量：V_ni＝V′_nii+V_ni ^#，V_i＝V′_nii+V_i ^#。

同现有技术的变换器100相比，变换器200包含一个电阻R₅，电阻R₃和R₅的值实际上是相等的。

V_p与V_ni的关系为：

V_ni＝V_p×R₄/(R₃+R₄)(1)

V_ni与V_n跟V_out的关系为：

V_out-V_ni＝(V_n-V_ni)×(-R₂/R₁)(2)

V_out＝V_ni×(R₂/R₁+1)-V_n×R₂/R₁(3)

对于共模电压V′_pn’来说，R₃与R₅可以被认为是并联的。因此，共模电压V′_nii’为：

V′_nii’＝V′_pn’×R₄/(R₃#R₅+R₄)(4)

其中，R₃#R₅是R₃×R₅/(R₃+R₅)的简略表示。将方程式(3)和(4)联立，并且只考虑共模分量，得：

V′_out’＝V′_pn’×〔(R₄/(R₃#R₅+R₄))×(R₂/R₁+1)-R₂/R₁〕(5)

输出端266的直流电压V′_out变为零的条件是：

R₄/(R₃#R₅+R₄)×(R₂/R₁+1)＝R₂/R₁(6)

当R₃＝R₅时，条件(6)可以简化为：

R₁/R₂＝R₃/(2×R₄)(7)

电阻R₁(210)的值与电阻R₂(220)的值之比实际上等于电阻R₃(230)的值与两倍的电阻R₄(240)的值之比。若条件(7)得到满足，则输入电压V_p和V_n的共模振幅ΔV′_pn’对输出电压V_out不产生影响。

同现有技术相比，在同相输入264处的共模电压V′_nii’跟差分输入电压Vⁱⁿ ^#无关。这就意味着输入电压V_in ^#的变化(ΔV_n ^#＝ΔV_p ^#)不改变同相输入264处的共模分量V′_nii’。如果电压V′_nii’保持恒定，那么运算放大器260的共模阻抗将低于V′_nii’变化时的数值。换句话说，用于现有技术变换器100中的运算放大器160必须能够接收起伏变化着的(共模)电压V_nii’。运算放大器160、260的电源电压应当高于V′_nii’的变化范围。在本发明的变换器200中，V′_nii’的变化范围可以被电阻网络205大幅度地压缩。因此，运算放大器260的电源电压也可以降低，变换器200因而适合于低电压的各种应用。

在同相输入264处的电压V′_nii被保持在一个恒定的数值上，差分电压V_in ^#被放大到交流输出电压V_out ^#，增益为A＝R₂/R₁。

人们将体会到，虽然只详细地描述了本发明的一个具体实施例，但是本领域的技术人员可以在不超出本发明范围的条件下，根据本文的讲授作出各种修改和改进。

例如，可以用具有实部和虚部的复数阻抗来取代电阻R₁、R₂、R₃、R₄和R₅。这样的复数阻抗可以是诸如，电容、电感线圈、其它元件或者它们的组合。在这种情况下，变换器200可能还有附加的功能，例如滤波器的功能。

通过对本发明作这样的描述，显而易见，根据本发明作出的变换器包含一个附加电阻R₅，连接于负输入端与同相输入之间。本发明的变换器具有现有技术(变换器)的全部特性，还加上附加的优点。例如，在运算放大器输入端处的共模电压V′_nii与差分输入电压V_in ^#无关。因而可以降低对运算放大器共模抑制比(CMRR)的要求。这样一来，在那些原先必须使用昂贵的运算放大器的电路中，允许以廉价的方式使用具有低CMRR和低共模阻抗的运算放大器。

因此，本发明的变换器尤其适用于低电压的各种应用。

Claims

1.一种用于将差分输入电压变换为单端输出电压的电子电路，包括

一个运算放大器；

一个连接于负输入端和所述运算放大器的反相输入之间的电阻R₁；

一个连接于所述运算放大器的反相输入和输出之间的电阻R₂；

一个连接于正输入端和所述运算放大器的同相输入之间的电阻R₃；

一个连接于所述运算放大器的同相输入和参考端之间的电阻R₄；

其特征在于：

所述电子电路还有一个连接于负输入端与所述运算放大器同相输入之间的电阻R₅。

2.根据权利要求1的电子电路，其特征在于：

所述电阻R₃和所述电阻R₅的阻值实际上是相等的。

3.根据权利要求1的电子电路，其特征在于：

所述电阻R₁具有第一阻值，并且

所述电阻R₂具有第二阻值，并且

所述电阻R₃具有第三阻值，并且

所述电阻R₄具有第四阻值，并且其中

所述第一阻值与所述第二阻值之比实际上等于所述第三阻值与两倍的所述第四阻值之比。

4.根据权利要求1的电子电路，其中所述诸电阻R₁、R₂、R₃、R₄实际上满足下列关系：

R₁/R₂＝R₃/(2×R₄)。

5.根据权利要求1的电子电路，其中所述诸电阻R₁、R₂、R₃、R₄、

R₅中的一个或多个可以是具有实部和虚部的复数阻抗。

6.一种电子电路，包括：

具有反相输入、同相输入以及输出的运算放大器；

一个正输入端；

一个负输入端；

一个连接到所述运算放大器的所述输出的输出端；

一个电阻1连接于所述负输入端以及所述运算放大器的反相输入之间；

一个电阻2连接于所述运算放大器的反相输入以及所述输出之间；

一个电阻3连接于所述正输入端以及所述运算放大器的所述同相输入之间；并且

一个电阻4连接于所述运算放大器的同相输入以及参考端之间；

其特征在于：

所述电子电路还有一个电阻5连接于负输入端以及所述运算放大器的同相输入之间；并且

所述电阻3和所述电阻5具有实际上相等的阻值，并且，所述电阻1阻值与所述电阻2阻值之间的所述比值实际上等于所述电阻3阻值与两倍的所述电阻4阻值之间的比值。

7.一个电阻网络作为一个包括具有反相输入、同相输入以及输出的运算放大器在内的电子电路的一部分，所述的电阻网络具有经由电阻1连接到所述同相输入的正输入端，经由电阻2连接到所述反相输入的负输入端，以及连接到所述输出并经由电阻3连接到所述反相输入的输出端，以及连接于所述同相输入与参考端之间的电阻4，所述电阻网络的特征在于：

电阻5连接于所述负输入端与所述同相输入之间。

8.根据权利要求7的电阻网络，其中所述电阻5实际上具有与所述电阻1相同的阻值。

9.根据权利要求7的电阻网络，其中所述电阻2与所述电阻3的比值实际上等于所述电阻1与两倍的所述电阻4阻值之比。