CN1099755C - 减小差频噪声的微波放大器 - Google Patents

Abstract

一种微波放大器，包括一偏置电路和一个滤波器单元，该偏置电路包含一微波带线路和一电容器，以用DC电压对FET的输出线路进行偏置，滤波器单元用一个低通滤波器或一带阻滤波器及一个电容器串联在输出线和地之间来实现。该滤波器单元使包括在FET输入信号中的两个载波信号所产生的脉动频率通过，而在输出线上保留载波信号。

Description

减小差频噪声的微波放大器

技术领域

本发明涉及一种减小差频噪声(beat noise)的微波放大器，特别涉及用于放大含有多个不同载波频率的微波信号的微波放大器。

背景技术

通常，卫星通信系统使用以较低频率输入信号调制的微波(甚高频波)载波。在卫星通信系统的发射器中，微波信号用微波放大器进行高增益倍数的放大，该微波放大器中含有由FET实现的有源元件。在常规的微波放大器中，通过微波信号中对载波频率呈高阻抗元件的微带线或波长为λg/4的微带线向该有源元件施加适当的DC(直流)偏置电压。“λg”指微波信号的波长。

图1显示了微波放大器一个部分的电路图，图2是图1的电路部分的俯视图。FET 10的漏极与λg/4微带线11的一端连接，微带线11的另一端与施加偏压V_DS的DC电源线连接，并通过一电容器12与地连接，该电容器12能通过低频分量通过。

λg/4微带线11和电容器的作用是作为一个DC偏置电路向FET10的漏极施加DC偏压V_DS。FET 10的漏极对载波频率有一个高阻抗。这种结构在例如专利公开JP-B-2-61175中作了说明。

在上述常规的DC偏置电路中，尽管λg/4微带线11有一个低阻值元件R并且在λg/4微带线11上产生一个低压降，当微波信号中包括多个载波时，在λg/4微带线中的电抗元件jX对低频分量未予以考虑。低频差频和DC偏置电路在差频范围内的电抗元件jX一起在偏压V_DS产生一个显著的电压。

例如，当载波频率分别为f1和f2(f1＜f2)的两个载波信号混频时，产生一个频率为f2-f1的差频分量，从而造成向FET 10的漏极提供的偏置电流的波动。

偏置电流所流经的λg/4微带线阻抗为R+jX，从而向FET 10提供一个漏电压V_DS(t)，其值如下：

    V_DS(t)＝V_DS-I_D(t)×(R+jX)    (1)

其中I_D(t)是流经λg/4微带线到漏极的电流。

如果产生一个差频分量，FET 10的漏极电压V_DS(t)就根据I_D(t)、电阻元件R和电抗元件jX按式(1)的规律而波动。本发明人发现微波放大器的输出包含这种由于差频分量造成的DC偏压波动而导致的失真

发明内容

本发明的一个目的是提供一种微波放大器，其能够减少由多个载波产生的差频分量而造成的信号失真。

为实现上述本发明的目的提供了一种微波放大器，其包括一有源元件，例如FET，该放大器用于通过该有源元件的输入端接收包括具有不同载波频率的多个载波的输入微波信号，以通过该有源元件的输出端输出一放大的信号。本发明的微波放大器包括一具有第一和第二端的滤波器单元，其中第一端与输入端和输出端之一相连，和至少一个第一电容器，其连接在所述第二端与地线之间，所述滤波器单元包括一LC谐振电路，该LC谐振电路包括并联的第二电容器和一个电感，并在所述载波频率附近产生谐振，该滤波器单元在载波频率下为第一阻抗值，而在由载波产生的差频频率下则是第二阻抗值。第一阻抗高于第二阻抗。

根据本发明的微波放大器的原理，在保持微波信号的同时，由多个载波产生的差频分量通过上述滤波器单元和电容器而接地，，从而减少由于差频分量产生的失真。

本发明的上述以及其它目的、特点和优点通过以下结合附图所作的说明将更为明显。

附图说明

图1是常规微波放大器的部分电路图；

图2是图1所示微波放大器一部分的俯视图；

图3是根据本发明原理的微波放大器的部分电路图；

图4根据本发明第一实施例的微波放大器的部分电路图；

图5是图4所示微波放大器一部分的俯视图；

图6是图4所示微波放大器一部分的侧视图；

图7是显示NPR和输出补偿量之间关系的图；

图8A，8B和8C是图4中电感例子的示意俯视图；

图9是图4中电容器的示意俯视图；

图10是图9中电容器的横截面图；

图11是根据本发明第二实施例的微波放大器的部分电路图；

图12是图11中微波放大器的一部分的示意俯视图；

图13是图11中微波放大器的一个改进的部分电路图；

图14是图13中微波放大器的一部分的示意俯视图；

图15是根据本发明第三实施例的微波放大器的部分电路图；

图16是图15微波放大器的一部分的示意俯视图；

图17是根据本发明第四实施例的微波放大器的部分电路图；

图18是图17中微波放大器的一部分的示意俯视图；

图19是根据本发明第五实施例的微波放大器的部分电路图；

图20是图19中微波放大器改进后的部分电路图；

图21是根据本发明第六实施例的微波放大器的部分电路图；

图22A和22B是显示根据本发明的滤波单元的函数关系的图。

具体实施方式

现在将参考附图更具体地描述本发明，其中，在所有附图中类同的构成元件用相同的标号来标注。

参考图3，根据本发明原理的微波放大器。包括一个有源元件或一个FET 10，其具有一个构成输入端的栅极(G)，用于接收输入信号，一个与地连接的源极(S)，和一个与输出线20连接的漏极(D)，以及一个包括λg/4微带线11和电容器12的DC偏置电路，λg/4微带线11连接在电源线V_DS和输出线20之间，而电容12连接在电源线V_DS和地之间，这与常规微波放大器相似。根据本发明原理的微波放大器还包括一滤波器单元21和一个串接在输出线20和地之间的电容器22。滤波器单元21的一端与FET 10漏极附近的输出线部分相连。

滤波器单元21在频率f₀处为高阻抗，该频率f₀与微波信号的一个载波的波长λg相应，而在由多个载波频率产生的差频的差频f_B处为低阻抗。电容器22将差频分量接地。DC偏置电路在载波频率处有高阻抗，从而防止泄漏的微波输入信号流向DC电源线V_DS。

在滤波器单元21置于FET 10漏极附近的结构中，由于漏极和地之间的低电感，差频分量可以有效地接地。因此在滤波器单元21和漏极之间的距离最好尽可能地小，而λg/4微带线11的端子可以与输出线20的任何点相连。

参考图4所示的根据本发明第一实施例的微波放大器，图3中的滤波器单元21是用一个LC并联谐振电路实现的，该电路包括一电容器21A和一个与其并联的电感(或感性元件)21B，在这种配置下，由于在载波频率下的LC谐振，在载波频率下从FET 10漏极到地的阻抗是非常高的(基本上是开路的)，而由于在差频附近没有产生LC谐振，所以在差频下的阻抗就很低。

在第一实施例中，电路元件数目和电路规模可以由于滤波器单元21和高电容值电容器22的简单结构而减小。参考图5和图6所示的图4中微波放大器的结构，电感元件21B通过将FET 10漏极附近的输出线20和电容器22的一端键合在一起的键合线来实现，从而提供了微波放大器的简单结构。

LC谐振电路21的电容C和电感L可以通过载波频率f₀用下式计算： $f_0=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LC}}}------\left(2\right)$

电容器22可以用一个大电容的片式电容器(分离式六面体电容器)来实现，其中电容器C₂₂的电容值选择为使其在差频下的阻抗值基本上为零。

假定f_B＝10MHz，而C₂₂＝1μm，电容器22的阻抗值Z如下： $Z=\frac{1}{2\mathrm{\π}\×f_B\×C_2}=0.02\mathrm{\Ω}$

这样，就可以得到在差频频率附近的合适的低阻抗。

参考图7所示用NPR(dB)和输出补偿量(dB)之间的关系来表示的NPR(噪声一功率比)特性，以将具有波长为λg/4微带线的情况(A1曲线)和LC并联谐振电路的情况(A2曲线)相比较。补偿量的输出用于确定输出的工作点，它被确定为从饱和点估计的补偿量。这里所用的NPR特性这一术语是众所周知的表示功率放大器线性度的指数。当多个信号波被加到典型放大器的输入端时，放大器除了发送所要的输出分量外，还发送由于放大器失真产生的不希望的输出分量，通常这会降低放大器输出信号的质量。

特别是，在移动通信系统中，站的数目很大，因此，单个放大器操作放大大量的信号频率。但是，难于测试这种放大器的线性度，因为必须为测试中的输入信号提供大量的信号发生器，而这实际上是不可行的。建议用一个如下所述的噪声源来测试放大器的线性度。

建议的测试采用一个在包括噪声分量的噪声频带中的噪声信号，该噪声信号包括一不包含噪声分量的隙缝频带。输入该噪声信号以测试一放大器，对其输出进行有关隙缝频带中功率密度与噪声频带中功率密度比率的检查。所测得的隙缝频带中功率密度与噪声频带中功率密度的比率可体现放大器线性度的优劣。该比率一般称为NPR，其中较大的NPR绝对值意味着在放大多个输入频率的放大器中有较小的失真，或是较好的线性度。

第一实施例中用作滤波器单元的的LC并联谐振电路21与λg/4微波带线11相比具有较小的电抗值jX。设置用以通过差频分量的电容器22减少了由多个载波频率造成的在输出线20上的差频。

在图7中，A2曲线所示的本发明的NPR特性较之A1曲线所示的常规微波放大器NPR特性在输出补偿量的一个宽范围内得到改善。

参考图8A、8B和8C，电感21B可以用一个线圈21B₁(图8A)、或一个弯曲的互连构形21B₂(图8B)，或是螺旋式互连构形21B₃(图8C)实现。线圈21B₁的优点是电感相对较大，而弯曲的互连构形21B₂或是螺旋式互连构形和21B₃的优点是可减少材料成本和制造步骤数目。

参考图9和图10，根据本发明第一实施例的微波放大器在一个单片微波集成电路(MMIC)上实现，其中由互连构形的电极彼此层叠，以便在衬底上形成电容器21A。在此结构中，电路元件可以通过一种薄膜技术在衬底上形成，以减少微波放大器的成本和部件。

参考图11和图12，根据本发明第二实施例的微波放大器包括一组电容器22A、22B和22C，它们彼此并联，代替图4中的高电容值电容器22。并联电容器22A、22B和22C减小了微波放大器的尺寸。在这种构造中，上述电容器中电容值较小的一个的位置距滤波器单元21的距离比其它具有较大电容值的电容器近。此外，在许多差频分量中较高差频分量被置于滤波器单元21附近的电容器22A衰减，而其中较低的差频分量被距滤波器单元21较远的电容器22C衰减。因此，由于较高频率范围内的自谐振而产生的电容器的自谐振劣化，特别是较大电容值的电容器22C的自谐振劣化被可被减轻。

参考图13和14所示的对图11和12的微波放大器的改进，在取消电容器22B之后，另一个电感元件23连接在低电容值电容器22A的一端和高电容值电容器22C的一端之间。电感元件23通过截除电容器22C中的较高频率分量来保护较大电容值电容器不会由于LC谐振而劣化。

参考图15和16，根据本发明第三实施例的微波放大器与第一实施例中的相似，不同之处在于DC偏压加在电容器22和滤波器单元21相连接的节点上，从而通过滤波器单元21施加给FET 10的漏极。

在本实施例中，在载波频率下可获得高阻抗，这与第一实施例相似。因此，可防止微波信号泄漏至DC电源线V_DS。此外，在本实施例中，因为所有的电路元件可以实际上置于输出线20的一侧，如图16所示，从而可以减少微波放大器所占据的面积。

参考图17，根据本发明第四实施例的微波放大器具有一用带阻滤波器(BRF)实现的滤波器单元21，该BRF包括一电感(L)和一对电容器(C)，每一电容器连接在电感(L)相应一端和地之间，也可包括一组串联的电感(L)和一组电容，每个电容分别连接在这些电感之一的相应的一端和地之间，以构成一个π电路。

参考图18，其所示为图17中的微波放大器有单个电感(L)的情况，其中电感(L)用一根键合线实现，而一对电容器(C)则用片式电容器实现。通过本实施中适当阻抗与电容的组合，与第一实施例相比可以获得更宽的频率范围。

参考图19，根据本发明的第五实施例的微波放大器有一个第一滤波器单元31和一个第一电容器32，它们串联在FET 10的漏极(20)和地之间，与第一实施例类似，一第二滤波器单元41和一第二电容器42串联在FET 10的栅极(25)和地之间。在本实施例中，差频噪声可以在FET 10的输出侧被衰减之外，在FET 10输入侧也被衰减，从而有效地减少由于差频噪声所造成的输出失真。本实施例的一个改进是第一滤波器单元31和第一电容器32可以被省略。

参考图20，根据本发明的第五实施例的微波放大器与参考图13所描述的相似。特别地，图19中的电容器32和42被相应的π连接所替代，每个π连接包括一对电容器32A(42A)和32B(42B)，以及一个电感33(43)，其连接在电容器32A(42A)一端与电容器32B(42B)的一端之间。电容器32A(42A)的电容比电容器32B(42B)小。通过这一结构，高频分量被电感33和43消除，这防止了由于在高频时谐振造成的较高电容值电容器32B或42B的劣化。用π连接进行的替代可以只用在图19中FET 10的漏极一侧。在这种情况下，可以获得与第一实施例相似的优点。

参考图21，根据本发明的第六实施例的微波放大器有一对FET用于并行放大。具有内部阻抗匹配功能的该微波放大器包括一个分频器71，用于通过输入端70接收输入信号，一对输入匹配单元72和82，每一个都从分频器71接收输出信号，一对FET 73和83，分别用于从相应的输入匹配单元72或82接收输出信号，一对输出匹配单元74和84，分别用于从相应的FET 73和83接收输出信号，以及一个加法器75，用于从输出匹配电路74和84接收输出信号，以使其相加并通过微波放大器的输出端76传送一个输出信号。

在工作中，通过输入端70馈给的微波信号通过分频器71分配并提供给输入匹配单元72和82，其中输入信号用电感和电容器进行阻抗匹配。由FET 73和83放大的微波信号在各自的输出匹配单元74和84中被再次阻抗匹配，然后在加法器75中相加以通过输出端76输出。

当具有内部阻抗匹配功能的常规微波放大器收到包含在微波信号中的多个载波时，载波频率产生低频差频噪声，这使得输出信号由于输入匹配单元72和82或输出匹配单元74和84的阻抗、传输线路的相移以及与键合线相关的电抗分量jX而失真。

在本实施例中，一对键合线构形77和87被分别置于FET 73和83的附近，并与相应的漏极相连。滤波器单元51或53在该滤波器单元的一端与相应的键合线构形77或87相连，一电容器52或54连在滤波器单元51或53的另一端相连，以通过差频噪声。

在本实施例中，滤波器单元51通过LC谐振电路实现，该LC谐振电路包括一电容器51A和一电感51B。而滤波器单元53由包含电容53A和电感53B的LC谐振电路构成。在这种情况下，在低差频下的负载阻抗从FET侧看一般有一较大的电抗分量jX，这是由于输出匹配单元74和84的电感或电容器以及加法器75传输线所造成的。置于漏极附近的并联滤波器单元具有减少电抗分量jX的功能。

因此，由多个载波造成的低差频分量可被衰减，由此减少了具有内部阻抗匹配功能的微波放大器的输出失真。失真的减少还可以在单个微波放大器工作的情况下获得。本发明还可以用于具有分离元件的微波放大器和封装类型的微波放大器。

参考图22A和22B，其所示为一种确定本发明所使用的滤波器单元中电感和电容的方法。图22A显示了当用一低通滤波器作为滤波器单元的情况，而图22B显示了当用一带阻滤波器(BRF)作为滤波器单元的情况。在任何一种情况下，电感和电容应当被确定，以便滤波器单元在载波频率f₀处产生强衰减或高阻抗，而在低差频f_B处产生弱衰减或低阻抗。

因为上述的实施例只是作为例子来描述的，本发明并不限于上述的实施例，本领域的技术人员可以在不脱离本发明范围的情况下对本发明作各种修改或变化。

Claims (11)

1.一种微波放大器，包括：

一有源元件，用于通过该有源元件的输入端接收包括具有不同载波频率的多个载波的输入微波信号，以通过该有源元件的输出端输出一放大的信号；一具有第一和第二端的滤波器单元，其中所述第一端与所述输入端和所述输出端之一相连，和至少一个第一电容器，其连接在所述第二端与地线之间；其特征在于所述滤波器单元包括一LC谐振电路，该LC谐振电路包括并联的第二电容器和一个电感，并在所述载波频率附近产生谐振，该滤波器单元在所述载波频率下为第一阻抗值，而在由所述载波产生的差频频率下则是第二阻抗值，所述第一阻抗值大于所述第二阻抗值。

2.根据权利要求1所述的微波放大器，还包括一个偏置电路，以用DC电压偏置所述输出端。

3.根据权利要求1所述的微波放大器，其特征在于所述电感由一根键合线或一个线圈实现。

4.根据权利要求1所述的微波放大器，其特征在于所述电感由一包括弯曲线或螺旋线的互连构形实现。

5.根据权利要求1所述的微波放大器，其特征在于所述第一电容器包括一夹在绝缘膜之间的薄膜导体构形。

6.根据权利要求1所述的微波放大器，其特征在于所述至少一个第一电容器包括一组彼此并联的第一电容器。

7.根据权利要求6所述的微波放大器，其特征在于所述第一电容器中具有较低电容值的一个电容器比具有较高电容值的其它电容器更近地与所述有源元件的所述输出端连接。

8.根据权利要求7所述的微波放大器，还包括一连接在与所述其中一个第一电容器与另一个所述第一电容器之间的电感。

9.根据权利要求1所述的微波放大器，还包括一偏置电路，用于将一DC偏压施加给连接所述滤波器单元和所述第一电容器的节点。

10.根据权利要求1所述的微波放大器，其特征在于所述滤波器单元包括一低通滤波器或一带阻滤波器。

11.一种微波放大器，包括一个分频器，用于接收包括具有不同载波频率的多个载波的输入微波信号，以在一对分配端子上输出一分配的微波信号；一对输入匹配单元，各有一输入端与所述分配端的相应一端相连，以接受所述分配的微波信号并输出一输入匹配信号；一对有源元件，分别用于接收所述输入匹配信号以通过所述每个有源元件的一个输出端输出一放大信号；一对输出匹配电路，分别用于从所述有源元件中相应的一个接收所述放大信号，并输出一个输出匹配信号；以及一个加法器，用于从所述每个输出匹配电路接收所述输出匹配信号以进行相加；一对滤波器单元，各具有第一和第二端，所述第一端与相应的一个所述有源元件的所述输入端和所述输出端之一相连，和至少一个第一电容器，其连接在所述相应的一个有源元件的所述第二端与地线之间，其特征在于每个所述滤波器单元在所述载波频率下为第一阻抗值，而在由所述载波产生的差频频率下则是第二阻抗值，所述第一阻抗值大于所述第二阻抗值。

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