CN103875175B - 电机控制装置、电机控制方法 - Google Patents

Abstract

公开了电机控制装置，从电流指令值生成电压指令值，并通过电机中流过的检测电流进行反馈控制，该电机控制装置包括：速度控制单元，基于使所述电机以固定速度旋转、流过固定电流量的d轴电流的速度指令值，进行所述电机的速度控制；电流测定单元，基于所述电机以固定速度旋转、所述固定电流量的d轴电流流过时的所述速度控制单元的输出，测定所述电流指令值；以及校正值计算单元，基于所述测定出的电流指令值，计算对所述电机的旋转位置的校正值。

Description

电机控制装置、电机控制方法

技术领域

本发明涉及电机控制装置、电机控制方法。

背景技术

在控制三相无刷电机时，一般不是在UVW的三相中进行控制，而是将UVW的三相坐标变换到d轴q轴的二轴坐标，并在d轴q轴的二相中进行控制。

这里，说明坐标变换到d轴和q轴的二轴坐标的dq向量控制的概略。dq向量控制，以将转子的磁场方向设为d轴、将与其正交的方向设为q轴的dq坐标系上的等效电路进行电机的控制处理。控制这样的电机的电机控制装置，例如，通过反馈控制来控制d轴指令电压Vd^＊及q轴指令电压Vq^＊，以使用PI(ProportionalIntegral；比例积分)控制而使d轴的检测电流Id及q轴的检测电流Iq跟踪d轴指令电流Id^＊及q轴指令电流Iq^＊。

作为这样的电机具有的检测转子的旋转角度位置的角度检测器，使用将解析器(resolver)和角度检测电路组合来检测旋转角度的角度检测器。解析器是根据转子线圈和定子线圈之间的相位差来检测转子的旋转角度的旋转检测装置。解析器通过对转子线圈施加正弦波信号(Esin(ωt)(E是正弦波的振幅、ω是励磁频率))，产生磁场。在该磁场中，在彼此直角地放置的2个定子线圈中，在各自的线圈中产生有相位差的电压(KEsin(ωt)×sin(θ)、KEsin(ωt)×cos(θ))。解析器使用该定子线圈的输出检测旋转角度θ。然后，电机控制装置基于检测出的旋转角度θ，控制电机的电流。

但是，在组装了这样的角度检测器的电机中，在角度检测器和同步电机的旋转位置之间有时因解析器的制造精度而产生误差、以及解析器的组装造成的误差等。

因此，专利文献1所述的电机控制装置，使d轴及q轴的各电流指令值为0，从外部使电机旋转。该情况下，在电机中，产生感应电压，但电机控制装置控制电机以使电流为0。因此，电机控制装置进行控制，以使d轴电流Id、q轴电流Iq为0，在角度检测器和同步电机的旋转位置之间的相位没有偏差的情况下，仅产生q轴电压Vq，d轴电压Vd为0。

但是，在角度检测器和同步电机的旋转位置之间的相位有偏差的情况下，产生d轴电压Vd。专利文献1中记载的电机控制装置求使d轴电流Id及q轴电流Iq为0的d轴指令电压Vd^＊和q轴指令电压Vq^＊，计算求得的d轴指令电压Vd^＊为0的偏移量Δθ。而且，在专利文献1所述的电机控制装置中，使用算出的偏移量，校正在角度检测器和同步电机的旋转位置之间产生的偏差。

此外，专利文献2所述的电机控制装置将q轴电流Iq控制为0，并流过d轴电流Id而使电机旋转。该情况下，q轴电流Iq是产生转矩的电流，d轴电流Id是励磁电流。因此，在角度检测器和同步电机的旋转位置之间不产生偏差的情况下，即使使q轴电流Iq为0，流过d轴电流Id，也不产生转矩。但是，在角度检测器和同步电机的旋转位置之间产生偏差的情况下，使q轴电流Iq为0，流过d轴电流Id时，产生转矩。因此，在专利文献2所述的电机控制装置中，在将q轴电流Iq控制为0，并流过d轴电流Id而使电机旋转时，通过调整以使转矩为0，从而校正因角度检测器和同步电机的旋转位置的组装的位置偏差或制造误差等产生的偏差。

【现有技术文献】

【专利文献】

【专利文献1】日本专利第3789895号公报

【专利文献2】日本特开2002－374692号公报

发明内容

发明要解决的问题

但是，在专利文献1所记载的技术中，将检测信号使用从二相到三相的变换器进行向d轴和q轴的二轴坐标的坐标变换。另一方面，在专利文献1所记载的技术中，在基于生成的指令值，驱动电机的PWM(脉宽调制)变换器中，也产生延迟。因此，有在角度检测器和PWM输出之间产生延迟的情况。其结果，在专利文献1所记载的技术中，这些延迟对偏移调整的精度造成影响，所以有不能高精度地控制电机的问题。此外，在专利文献1所记载的技术中，从指令电压值计算偏移调整量，但指令电压容易受到噪声或高频的影响，所以有不能高精度地控制电机的问题。

此外，在专利文献2所记载的技术中，利用转矩进行校正，所以在电机及电机所连接的负载中有摩擦时，该摩擦对转矩产生影响而在校正值上产生误差，有不能高精度地控制电机这样的问题。

本发明鉴于上述问题而完成，目的在于提供可高精度地控制电机的电机控制装置、及电机控制方法。

解决问题的方案

为了实现上述目的，本发明的电机控制装置，从电流指令值生成电压指令值，并通过电机中流过的检测电流进行反馈控制，其特征在于，包括：速度控制单元，基于使所述电机以固定速度旋转、流过固定电流量的d轴电流的速度指令值进行所述电机的速度控制；电流测定单元，测定基于所述电机以固定速度旋转、所述固定电流量的d轴电流流过时的所述速度控制单元的输出的所述电流指令值；以及校正值计算单元，基于所述测定出的电流指令值，计算对所述电机的旋转位置的校正值。

此外，在本发明中，也可以所述校正值计算单元将所述算出的校正值相加在与所述电机的旋转位置对应的检测值中而生成表示旋转位置的值，所述速度控制单元基于表示所述生成的旋转位置的值控制所述电机。

此外，在本发明中，也可以所述速度控制单元在所述电流测定单元测定所述电流指令值时，在弱磁场控制区域中，基于所述电机中流过所述固定电流量的d轴电流的速度指令值，进行所述电机的速度控制。

此外，在本发明中，也可以所述速度控制单元在所述电流测定单元测定所述电流指令值时，在所述电机的速度不属于弱磁场区域的控制区域中，基于在所述电流指令值上相加了所述固定电流量的d轴电流所得的电流指令值，进行所述电机的速度控制。

此外，在本发明中，也可以所述电流指令值是d轴电流指令值及q轴电流指令值，所述电流测定单元在所述电机基于所述速度指令值旋转时，测定所述d轴电流指令值及所述q轴电流指令值，所述校正值计算单元基于所述电机正向旋转时的所述测定出的所述d轴电流指令值和所述q轴电流指令值之间的相位，计算第一校正值作为所述校正值。

此外，在本发明中，也可以所述校正值计算单元计算基于所述电机负向旋转时的所述测定出的所述d轴电流指令值和所述q轴电流指令值之间的相位算出的第二校正值，作为所述校正值。

此外，在本发明中，也可以所述速度控制单元进行控制，以使所述电机的正向旋转中的所述速度指令值和所述电机的负向旋转中的所述速度指令值的绝对值相等，所述校正值计算单元计算所述算出的第一校正值和第二校正值的平均，从而计算所述校正值。

此外，在本发明中，也可以所述校正值计算单元使用下式

，

计算所述校正值、所述第一校正值、及所述第二校正值。

此外，在本发明中，也可以所述电流测定单元测定所述电机基于所述速度指令值旋转时的q轴电流指令值，所述校正值计算单元将所述测定出的q轴电流指令值进行比例积分控制以使其为零，从而反复计算所述校正值，并基于所述算出的校正值，与对所述电机的旋转位置的检测值相加。

为了实现上述目的，本发明的电机控制方法，是从电流指令值生成电压指令值，并通过电机中流过的检测电流进行反馈控制的电机控制装置的电机控制方法，其特征在于，该方法包括：速度控制步骤，速度控制单元基于使所述电机以固定速度旋转、流过固定电流量的d轴电流的速度指令值，进行所述电机的速度控制；电流测定步骤，电流测定单元测定基于所述电机以固定速度旋转、所述固定电流量的d轴电流流过时的所述速度控制步骤的输出的所述电流指令值；以及校正值计算步骤，校正值计算单元基于所述测定出的电流指令值，计算对所述电机的旋转位置的校正值。

此外，在本发明的电机控制方法中，也可以所述电流测定步骤中，测定所述电机基于所述速度指令值旋转时的所述q轴电流指令值，所述校正值计算步骤中，进行比例积分控制以使所述测定出的q轴电流指令值为零，从而反复计算所述校正值，并基于所述算出的校正值，与对所述电机的旋转位置的检测值相加。

发明的效果

根据本发明，测定使电机流过固定电流量的d轴电流而以固定速度旋转时的电流指令值，并基于测定出的电流指令值计算对电机的旋转位置的校正值，使用算出的校正值来控制电机的旋转。其结果，即使在检测出的旋转位置有偏差，也能够高精度地控制电机。

附图说明

图1是表示第一实施方式的电机控制装置的控制方框图。

图2是表示第一实施方式的解析器的概略结构的图。

图3是说明弱磁场控制区域的图。

图4是第一实施方式的基于dq坐标系和控制系统d_cq_c坐标系的控制方框图。

图5是dq坐标系中的电流和电压的向量图。

图6是说明第一实施方式的角速度为正的情况下的实际坐标中的电压向量的关系的一例的图。

图7是说明一例第一实施方式的角速度为正的情况下的电压向量的关系的图。

图8是说明一例第一实施方式的角速度为正的情况下的电流向量的关系的图。

图9是说明一例第一实施方式的角速度为负的情况下的电压向量的关系的图。

图10是说明一例第一实施方式的角速度为负的情况下的电流向量的关系的图。

图11是说明第一实施方式的在弱磁场控制区域中使电机旋转的情况下的偏移误差校正值的计算方法的图。

图12是第一实施方式的偏移误差校正值的计算步骤的流程图。

图13是第二实施方式的基于dq坐标系和控制系统d_cq_c坐标系的控制方框图。

图14A是说明一例使用第二实施方式的实际设备计算出偏移误差的结果的图。

图14B是说明一例使用第二实施方式的实际设备计算出偏移误差的结果的图。

图14C是说明一例使用第二实施方式的实际设备计算出偏移误差的结果的图。

图14D是说明一例使用第二实施方式的实际设备计算出偏移误差的结果的图。

图15是表示第3实施方式的电机控制装置的控制方框图。

图16是第3实施方式的偏移误差校正值的调整步骤的流程图。

标号说明

1、1c电机控制装置

10电机

20解析器

30、30a、30b、30c电机控制装置

40、40a、40b、40c偏移校正装置

60控制对象

70加法单元

301加法单元

302速度计算单元

303速度PI控制单元

304电流指令单元

305电流检测器

306三相/二相变换单元

307、307a、307b电流PI控制单元

308二相/三相变换单元

309占空计算单元

310电力变换单元

331加法单元

401、411控制单元

402、402a、412电流测定单元

403、403a、413偏移计算单元

414加法单元

600第一相位变换单元

601第二相位变换单元

602电机电压方程式单元

603转矩方程式单元

604(1/Js)

605(1/s)

具体实施方式

以下，使用附图详细地说明本发明的实施方式。再有，本发明不限定于有关的实施方式，在该技术思想的范围内可进行各种各样的变更。

首先，说明电机控制装置的概略动作。

电机控制装置，例如是在工业车辆或电动汽车、混合动力汽车、电动火车、船舶、飞机、发电系统等中，从电池组接受电力的供给来控制电机的装置。

在以电机作为动力的电动汽车、同时使用内燃机和电机作为动力的混合动力汽车(以下，称为‘电动汽车等’)中，为了提高电力利用效率，电机控制装置在控制三相的驱动电流时使用将脉冲宽度进行调制的脉宽调制控制(PWM(PulseWidthModulation)控制)。

在电动汽车等中大多使用永久磁铁同步电机，在该电机中，流过与旋转同步的三相电流。为了将该三相电流进行PWM控制，使用称为载波信号的固定频率的电脉冲。该情况下，驱动电流与载波信号的定时匹配作为调制了脉冲宽度后的矩形波供给到电机，通过电机的电感成为正弦波的三相电流。

而且，在这样的电机控制装置中，通过使用了反馈的PI(ProportionalIntegral；比例积分)控制来控制，以使电机中流过的电流为输入的转矩指令的转矩。此外，在PI控制中，将对电机供给的UVW的三相坐标变换到d轴q轴的二轴坐标，用d轴q轴的二相进行控制。此外，在这样的电机控制装置中，组装有检测电机的旋转角度的角度检测装置即解析器。而且，在电流的PI控制中，通过基于检测出的电机的旋转角度和输入的转矩指令，生成电流指令值，并进行控制，以使生成的电流的指令值和电机中流过的电流的测定值匹配，从而控制电机。

d轴q轴的二轴坐标(以下，称为dq坐标系)是旋转坐标系，以构成转子的永久磁铁形成的磁通的方向的d轴、从d轴相位超前了90度的q轴组成的dq坐标系来表示。再有，dq坐标系进行旋转，其旋转速度为角速度ω。在该dq坐标系中，将电机的电压V的d轴分量用Vd表示，将q轴分量用Vq表示。此外，在dq坐标系中，将电机的电流I的d轴分量用Id表示，将q轴分量用Iq表示。

接着，说明本发明的概要。

在电机控制系统中，产生解析器的组装精度造成的误差、解析器的制造造成的误差、解析器进行检测信号的处理的延迟造成的误差等(以下，称为解析器造成的误差)。为了校正这样的误差，在本发明的电机控制系统中，使无负载状态的电机根据固定的电流指令值进行速度控制而定速旋转。

而且，本发明的电机控制系统，在使电机定速旋转的情况下，通过提供固定的d轴电流指令值，流过d轴电流。在电机无负载且固定旋转的状态下，实际动作中的q轴电流仅略微流过。但是，产生解析器造成的误差，在实际动作中的坐标和电机控制装置内的坐标中产生dq坐标系的角度偏差。于是，在实际动作和电机控制装置内dq坐标系的角度产生偏差的情况下，在电机控制装置内，明显地流过很多的q轴电流。

基于这样的原理，在本发明的电机控制系统中，在使无负载状态的电机根据固定的电流指令值进行速度控制而定速旋转时，测定d轴及q轴的各电流指令值。而且，在本发明的电机控制系统中，从测定出的d轴及q轴的各电流指令值计算偏移误差(校正值)，将算出的偏移误差校正值相加在解析器产生的检测信号中进行电机控制。

[第一实施方式]

在第一实施方式中，在弱磁场控制区域(也称为弱磁场区域)中，使电机在无负载状态下旋转。使电机在弱磁场控制区域中以高速旋转时，感应电压增加，电机中不流过电流。本实施方式的电机控制装置，通过使电机在弱磁场控制区域中以高速定速旋转，从而流过固定电流量的d轴电流，并测定此时的d轴电流指令值和q轴电流指令值，计算偏移误差校正值。以下，详细地说明第一实施方式。

图1是表示本实施方式的电机控制装置的控制方框图。

如图1所示，本实施方式的电机控制系统1包括解析器20、电机控制装置30、以及偏移校正装置40。

电机控制装置30包括速度计算单元(速度控制单元)302、速度PI(比例积分)控制单元(速度控制单元)303、电流指令单元(速度控制单元)304、电流检测器305、三相/二相变换单元306、电流PI控制单元307、二相/三相变换单元308、占空计算单元309、以及电力变换单元310。

偏移校正装置40包括控制单元401、电流测定单元402以及偏移计算单元(校正值计算单元)403。

此外，电机控制装置30与电机10及偏移校正装置40连接。

电机10是三相电机，由从电力变换单元310输出的驱动电流来驱动。在电机10中，组装了解析器20。

解析器20组装在电机10上。解析器20对每个采样时刻检测各瞬间的电机10的旋转角度(以下，将检测出的旋转角度称为检测角度)，将检测出的检测角度输出到速度计算单元302、三相/二相变换单元306、及二相/三相变换单元308。再有，采样频率例如为5[KHz]。

速度计算单元302从解析器20检测出的检测角度θ，计算电机10的转子的角速度ω，将计算出的角速度ω输出到速度PI控制单元303、电流指令单元304、及偏移校正装置40。

速度PI控制单元303控制对电机10的旋转速度，以使电机10的旋转速度为从外部输入的速度指令值。速度PI控制单元303基于从外部输入的速度指令ω^＊和速度计算单元302输出的角速度ω之间的偏差，计算电机10的旋转速度为速度指令值ω^＊的转矩指令值τ^＊，并将算出的转矩指令值τ^＊输出到电流指令单元304。转矩指令值τ^＊是指令使电机10产生的转矩(torque)的转矩指令值。再有，在本说明书中，在指令值或指令信号上，通过将‘＊’附加在右上的变量来表示。

此外，速度PI控制单元303基于偏移校正装置40的控制单元401输出的电流指令值ω^＊计算对电机10的转矩指令值τ^＊，并将算出的转矩指令值τ^＊输出到电流指令单元304。

电流指令单元304中，输入从速度计算单元302输出的角速度ω和速度PI控制单元303输出的转矩指令值τ^＊。电流指令单元304从该转矩指令值τ^＊和角速度ω，生成具有d轴分量和q轴分量的二相的指令电流即d轴的电流指令值Id^＊、及q轴的电流指令值Iq^＊(以下，称为d轴电流指令值、q轴电流指令值)。电流指令单元304将生成的d轴电流指令值Id^＊和q轴电流指令值Iq^＊输出到电流PI控制单元307。

电流检测器305检测对电机10的三相的电流Iu、Iv、Iw，将检测出的三相的电流Iu、Iv、Iw输出到三相/二相变换单元306。

三相/二相变换单元306将电流检测器305输出的三相的电流Iu、Iv和Iw变换为二相的d轴分量Id和q轴分量Iq(以下，称为检测电流)。三相/二相变换单元306将变换后的检测电流Id和Iq输出到电流PI控制单元307。再有，d轴分量的电流(d轴电流)是，在d轴为磁通的方向的情况下，在流过的电流中，用于使电机10产生磁通的分量(励磁电流分量)。此外，q轴分量的电流(q轴电流)是流过的电流中与负载的转矩对应的分量。

在电流PI控制单元307中，输入电流指令单元304输出的d轴电流指令值Id^＊和q轴电流指令值Iq^＊、三相/二相变换单元306输出的检测电流Id和Iq。电流PI控制单元307控制在电机10中流过的电流Iu、Iv和Iw，以使控制变量即检测电流Id和Iq成为与d轴电流指令值Id^＊和q轴电流指令值Iq^＊对应的值。

电流PI控制单元307从输入的d轴电流指令值Id^＊和q轴电流指令值Iq^＊中分别减去检测电流Id和Iq，计算偏差ΔId和ΔIq。电流PI控制单元307使用算出的偏差ΔId和ΔIq，根据下式(1)及(2)，计算指令电压即d轴的电压指令值Vd^＊、q轴的电压指令值Vq^＊(以下，称为d轴电压指令值、q轴电压指令值)。再有，在本实施方式中，为了进行电流PI控制，d轴电压指令值Vd^＊等于电压Vd，q轴电压指令值Vq^＊等于电压Vq。因此，在本实施方式中，将d轴电压指令值Vd^＊作为d轴电压指令值Vd来表示，将q轴电压指令值Vq^＊作为q轴电压指令值Vq来表示。

电流PI控制单元307将算出的d轴电压指令值Vd和q轴电压指令值Vq输出到二相/三相变换单元308。

Vd^＊＝Kp×ΔId+Ki×∫(ΔId)dt(1)

Vq^＊＝Kp×ΔIq+Ki×∫(ΔIq)dt(2)

再有，在式(1)、(2)中，系数Kp、Ki是预先设定的系数。

二相/三相变换单元308使用解析器20检测出的检测角度θ，将电流PI控制单元307输出的d轴电压指令值Vd和q轴电压指令值Vq进行坐标变换，计算三相的电压指令值Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊。与电流PI控制单元307同样，为了进行电流PI控制，电压指令值Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊分别等于电压Vu、Vv、Vw，将各电压指令值分别作为Vu、Vv、Vw来表示。

二相/三相变换单元308将算出的三相的电压指令值Vu、Vv、Vw输出到占空计算单元309。

在占空计算单元309中，输入二相/三相变换单元308输出的三相的电压指令值Vu、Vv、Vw。占空计算单元309在根据载波频率fc确定的定时，从三相的电压指令值Vu、Vv、Vw计算表示对电机提供的驱动电流信号的占空信号Du、Dv、Dw。占空计算单元309将计算出的占空信号Du、Dv、Dw输出到电力变换单元310。

在电力变换单元310中，包括例如IGBT(InsulatedGateBipolarTransistor；绝缘栅双极晶体管)元件等的功率控制元件(功率元件)，进行用于从占空信号Du、Dv、Dw生成驱动电流的转换(switching)。电力变换单元310生成与占空计算单元309输出的占空信号Du、Dv、Dw对应的三相的驱动电流，将生成的三相的驱动电流分别供给到电机10。

偏移(offset)校正装置40的控制单元401，例如，在电机控制系统1安装在车辆上情况下，控制车辆的离合器，以使电机10在无负载状态下旋转。控制单元401通过使无负载状态的电机10在高速区旋转，将在使磁场减少的弱磁场控制区域中旋转的速度指令值ω^＊输出到速度PI控制单元303。

电流测定单元402测定电流指令单元304输出的d轴电流指令值Id^＊、q轴电流指令值Iq^＊。电流测定单元402获取速度计算单元302输出的角速度ω，基于获取的角速度ω，检测电机10的旋转方向。电流测定单元402将测定出的d轴电流指令值Id^＊、q轴电流指令值Iq^＊、检测出的旋转方向输出到偏移计算单元403。

在偏移计算单元403中，输入电流测定单元402输出的d轴电流指令值Id^＊、q轴电流指令值Iq^＊、旋转方向。

此外，在偏移计算单元403中，预先存储电机10的各相的绕组电阻值Ra、各相中的d轴的电感分量Ld、q轴的电感分量Lq、电机10的交链磁通Φa。

偏移计算单元403基于存储的各值、电流测定单元402输出的旋转方向、d轴电流指令值Id^＊、q轴电流指令值Iq^＊，如后述那样计算偏移误差校正值Δθ’。

再有，算出的偏移误差校正值Δθ’也可以存储在电机控制装置30或偏移校正装置40的存储单元(未图示)中。

图2是表示本实施方式的解析器20的概略结构的图。

如图2所示，解析器20被安装在电机10的贯通轴上，与无刷电机的转子磁场相匹配地调整。解析器20由解析器和转子22、1次侧线圈(转子)24、与1次侧线圈24彼此90度分开的两个2次侧线圈(定子)26构成。在1次侧施加交流电压时，在2次侧线圈中也产生电压。2次侧所输出的电压的振幅在θ为转子角度时为sinθ和cosθ。

解析器20基于这些2次侧线圈26的信号，计算电机10的检测角度。该算出的检测角度，在从电机10的电角的旋转基准角度(0度)转1圈(360度)的期间，在电动汽车等中惯性极大，与采样时间相比，加速度被忽略，所以为单调并且大致线性地增加的值。因此，电机10的多次旋转的计算值，例如，为锯齿状的波形。解析器20根据该计算值能够检测电机10的电角的检测角度。

图3是说明弱磁场控制区域的图。

在图3中，横轴表示速度，纵轴表示电压、磁场、输出及转矩。此外，在图3中，Nb是基底速度，Nt是最高速度。再有，基底速度Nb是电压控制区域中的最高速度。此外，最高速度Nt是最弱磁场中的最高速度。

曲线g101表示速度与电压的关系，曲线g102表示速度与输出的关系。曲线g103表示速度与磁场的关系，曲线g104表示速度与转矩的关系。

如图3所示，直至规定的旋转速度(例如基底速度Nb)，如曲线g103那样将磁场保持固定，并且例如对于电机进行电压控制。这样，将磁场保持固定并且被电压控制的区域是电压控制区域。此外，在图3所示的电压控制区域中，几乎不流过d轴电流。

而且，在规定的旋转速度以上的区域中，通过如曲线g101那样将电压保持固定并且将磁场如曲线g103那样减弱，使旋转速度上升。这样的控制是弱磁场控制，如这样电压固定并且旋转速度快的区域是弱磁场控制区域(磁场控制区域)。

图4是本实施方式的基于dq坐标系和控制系统d_cq_c坐标系的控制方框图。

控制系统d_cq_c坐标系是，将电机控制装置30a内的d轴置换为d_c轴、将q轴置换为q_c轴来表示的坐标系。

如图4所示，电机控制装置30a由速度计算单元302、速度PI控制单元303、电流指令单元304a、电流PI控制单元307a构成。将电机10和解析器20以实际坐标的d轴q轴表示的控制对象60由第一相位变换单元600、第二相位变换单元601、电机电压方程式单元602、转矩方程式单元603、(1/Js)604、(1/s)605、加法单元70构成。

偏移校正装置40a包括控制单元401、电流测定单元402a以及偏移计算单元403a。

与图1相同的动作单元使用相同的标号并省略说明。

电机控制装置30a的电流指令单元304a被输入从速度计算单元302输出的角速度ω和速度PI控制单元303输出的转矩指令值τ^＊。电流指令单元304a从该转矩指令值τ^＊和角速度ω，生成d_c轴电流指令值Id_c ^＊及q_c轴电流指令值Iq_c ^＊。电流指令单元304a将生成的d_c轴电流指令值Id_c ^＊和q_c轴电流指令值Iq_c ^＊输出到电流PI控制单元307a。

电流PI控制单元307a从输入的d轴电流指令值Id_c ^＊和q轴电流指令值Iq_c ^＊，分别基于d_c轴电流Id_c和q_c轴电流Iq_c，计算d_c轴电压指令值Vd_c、q_c轴电压指令值Vq_c。

控制对象60的第一相位变换单元600是从d轴q轴的电流向d_c轴q_c轴的电流的变换单元。第一相位变换单元600坐标变换实际的偏移误差Δθ部分，从d轴电流Id、q轴电流Iq分别变换为d_c轴电流Id_c、q_c轴电流Iq_c。第一相位变换单元600将变换后的d_c轴电流Id_c、q_c轴电流Iq_c输出到电流PI控制单元307a。

这里，省略延迟部分|ω|Δt时，第一相位变换单元600如下式(3)那样表示。

$\left[\begin{array}{c}Idc\\ Iqc\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\Δ}\mathrm{\θ}\right)& \sin \left(\mathrm{\Δ}\mathrm{\θ}\right)\\ -\sin \left(\mathrm{\Δ}\mathrm{\θ}\right)& \cos \left(\mathrm{\Δ}\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}Id\\ Iq\end{array}\right]---\left(3\right)$

第二相位变换单元601是从d_c轴q_c轴的电压向d轴q轴的电压的变换单元。第二相位变换单元601坐标变换偏移误差Δθ部分，从d_c轴电压Vd_c、q_c轴电压Vq_c分别变换为d轴电压Vd、q轴电压Vq。第二相位变换单元601将变换后的d轴电压Vd、q轴电压Vq输出到电机电压方程式单元602。

这里，省略延迟部分|ω|Δt时，第二相位变换单元601以式(3)的逆矩阵如下式(4)那样表示。

$\left[\begin{array}{c}Vd\\ Vq\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\left(\mathrm{\Δ}\mathrm{\θ}\right)& -sin\left(\mathrm{\Δ}\mathrm{\θ}\right)\\ sin\left(\mathrm{\Δ}\mathrm{\θ}\right)& \cos \left(\mathrm{\Δ}\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}Vdc\\ Vqc\end{array}\right]---\left(4\right)$

电机电压方程式单元602中，被输入第二相位变换单元601输出的d轴电压Vd、q轴电压Vq、转矩方程式单元603及由(1/Js)604算出的角速度ω。

电机电压方程式单元602具有的电机10的电压方程式如下式(5)那样表示(例如，参照参考文献1新中新二、永久磁石同期モータのベクトル制御技術上巻、電波新聞社、2008年、p98)。

$\left[\begin{array}{c}Vd\\ Vq\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}Ra+pLd& -\mathrm{\ω}Lq\\ \mathrm{\ω}Ld& Ra+pLd\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}Id\\ Iq\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω}\mathrm{\Φ}a\end{array}\right]---\left(5\right)$

在式(5)中，ω是角速度，Φa是电机10的交链磁通，ωΦa是感应电压。Ld是d轴的电感，Lq是q轴的电感。Ra是电机10的绕组每1相的电阻。

此外，在式(5)中，p是微分运算符。因此，在定常状态中，式(5)如下式(6)那样表示。

$\left[\begin{array}{c}Vd\\ Vq\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}Ra& -\mathrm{\ω}Lq\\ \mathrm{\ω}Ld& Ra\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}Id\\ Iq\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω}\mathrm{\Φ}a\end{array}\right]---\left(6\right)$

电机电压方程式单元602使用式(5)或(6)，计算d轴电流Id及q轴电流Iq，并将算出的d轴电流Id及q轴电流Iq输出到第一相位变换单元600及转矩方程式单元603。

转矩方程式单元603使用转矩方程式单元603具有的下式(7)的转矩方程式(参照参考文献2森本、武田、PMモータの出力範囲に関する一般的な解析と定出力運転に適した機器定数の検討、電学論D，Vol.117，No.6pp.751-757(1997-6))、电机电压方程式单元602输出的d轴电流Id及q轴电流Iq，计算转矩，并将算出的转矩值输出到(1/Js)604。此外，在转矩方程式单元603中，存储有d轴及q轴的各电感分量Ld及Lq、交链磁通Φa。

转矩＝Pn{Φa·Iq+(Ld-Lq)Id·Iq}(7)

在式(7)中，Pn是电机10或定子的磁铁的磁极对的数即极对数。

(1/Js)604根据转矩方程式单元603算出的转矩，输出角速度ω，并将输出的角速度ω输出到电机电压方程式单元602及(1/s)605。再有，J是无负载时的电机10的惯性(转动惯量)。

(1/s)605根据(1/Js)604输出的角速度ω，将实际角度θ₀输出到加法单元70。加法单元70对(1/s)605输出的实际角度θ₀相加偏移误差Δθ，并将相加后的检测信号θ输出到电机控制装置30a的速度计算单元302。

偏移校正装置40a的电流测定单元402a测定电流指令单元304a输出的d_c轴电流指令值Id_c ^＊、q_c轴电流指令值Iq_c ^＊。电流测定单元402a获取速度计算单元302输出的角速度ω，基于获取的角速度ω检测电机10的旋转方向。电流测定单元402a将测定出的d_c轴电流指令值Id_c ^＊、q_c轴电流指令值Iq_c ^＊、表示检测出的电机10的旋转方向的信息输出到偏移计算单元403a。

在偏移计算单元403a中，被输入电流测定单元402a输出的d_c轴电流指令值Id_c ^＊、q_c轴电流指令值Iq_c ^＊、表示电机10的旋转方向的信息。

偏移计算单元403a基于存储的各值、电流测定单元402a输出的表示电机10的旋转方向的信息、d_c轴电流指令值Id_c ^＊、q_c轴电流指令值Iq_c ^＊，计算偏移误差校正值Δθ’。

接着，说明dq坐标系中的电流和电压之间的向量的关系。

d轴电压及q轴电压，根据式(6)，如下式(8)及下式(9)那样表示。

Vd＝RaId－ωLqIq(8)

Vq＝ωLdId+RaIq+ωΦa(9)

图5是dq坐标系中的电流和电压的向量图。

在图5中，角度δ是内部相差角(负载角)，是q轴和电压V的向量(以下，称为电压向量V)之间形成的角。在图5中，反时针旋转是正向旋转方向，相对于d轴，q轴超前90度。

如图5所示，对电机10施加的电压向量V能够分解为d轴电压Vd(＝－Vsinδ)的向量(以下，称为向量Vd)和q轴电压Vq(＝Vcosδ)的向量(以下，称为向量Vq)。

电机10中流过的电流向量I能够分解为d轴电流Id的向量(以下，称为向量Id)和q轴电流Iq的向量(以下，称为向量Iq)。

如图5所示，式(8)所示的向量Vd(＝－Vsinδ)以向量RaId和向量(－ωLqIq)之和表示。此外，式(9)所示的向量Vq(＝Vcosδ)以向量ωLdId、向量RaIq、及向量ωΦa之和表示。

在没有解析器20的组装造成的误差、制造造成的误差、因电机控制装置30a的延迟产生的误差等情况下，图5所示的d轴及q轴与电机控制装置30a的d_c轴及q_c轴一致。

在图5中，说明了在解析器20中无偏移误差，d轴及q轴和控制系统坐标的d_c轴及q_c轴一致的情况下的向量的关系。

接着，使用图6～图10说明在解析器20中有偏移误差，d轴及q轴和控制系统坐标的d_c轴及q_c轴不一致的情况下的向量的关系。

图6是说明一例本实施方式的角速度为正的情况下的实际坐标中的电压向量的关系的图。图7是说明一例本实施方式的角速度为正的情况的电压向量的关系的图。图8是说明一例本实施方式的角速度为正的情况下的电流向量的关系的图。

图9是说明一例本实施方式的角速度为负的情况的电压向量的关系的图。图10是说明一例本实施方式的角速度为负的情况的电流向量的关系的图。

在图6～图10中，d－q坐标表示将转子的实际的磁场方向设为d轴的dq坐标(以下，称为实际坐标d－q)，d_c－q_c坐标表示根据由解析器20检测的磁极位置(以下，称为解析器检测位置)确定的dq坐标(以下，称为控制系统坐标d_c－q_c，或将控制系统坐标d_c－q_c中的d轴及q轴称为d_c轴及q_c轴)。此外，将角速度ω为正的情况(正向旋转)的控制系统坐标d_c－q_c作为控制系统坐标d_c1－q_c1来表示，将角速度ω为负的情况(负向旋转)的控制系统坐标d_c－q_c作为控制系统坐标d_c2－q_c2来表示。

首先，使用图6～图8说明角速度ω为正的情况、即使电机10正向旋转的的情况。

图6～图8所示的状态是，在弱磁场控制区域中，通过图4的电机控制装置30a使电机10旋转，从而使得设为无负载状态的电机10的角速度为正的状态。

如图6所示，在实际坐标d－q中，当无负载状态的电机10在弱磁场控制区域中以高速正向旋转的情况下，感应电压向量ωΦa在q轴的正方向上产生。此外，d轴电流Id及q轴电流Iq造成的电压分量，在弱磁场控制下负的d轴电流Id^＊作为指令而生成，所以在q轴的负方向上产生电压向量(ωLdId+RaIq)，以抑制感应电压向量ωΦa。因此，q轴电压向量Vq是电压向量(ωLdId+RaIq)和感应电压向量ωΦa的合成向量。此外，在d轴的负方向上产生d轴电压向量Vd(＝－ωLqIq+RaId)。此外，在图6中，电压向量V1是电机10的电压。

如图6所示，在弱磁场控制区域中，使设为无负载状态的电机10的角速度正向旋转的情况下，在实际坐标d－q中，d轴电压仅微小产生。

另一方面，图7所示的例子中，实际坐标d－q和控制系统坐标d_c1－q_c1除了偏移误差Δθ之外还作为超前延迟部分|ω|Δt来说明。

图7所示，(V1－ωΦa)向量在实际坐标d－q和控制系统坐标d_c1－q_c1中，为不同的分量。实际坐标d－q中的d轴分量的－ωLqIq+RaId为控制系统坐标d_c1－q_c1中的d_c1轴分量的－ωLqIq_c1+RaId_c1，实际坐标d－q中的q轴分量的ωLdId+RaIq为控制系统坐标d_c1－q_c1中的d_c1轴分量的ωLdId_c1+RaIq_c1。

在图8中，表示在图7的控制系统坐标d_c1－q_c1中的电压向量(V1－ωΦa)中，各相的绕组电阻值Ra相比ωLd及ωLq足够小，d轴的电感Ld和q轴的电感Lq大致相同的情况下的电流向量。

如图8所示，在控制系统坐标d_c1－q_c1中，对于实际坐标的d轴延迟角度α的电流向量I1流过。该α是对应于无负载运转的摩擦等的微小转矩的q轴电流造成的延迟。该电流向量I1能够分解为d_c1轴的正方向的电流向量Id_c1和d_c1轴的负方向的电流向量Id_c1。

此外，如图8所示，电流向量I1和电流向量Id_c1形成的角是(偏移误差Δθ+延迟部分|ω|Δt)和(实际坐标d－q的d轴和电流向量I1形成的角α)之和。

接着，使用图9及图10说明角速度ω为负的情况、即使电机10负向旋转(逆旋转)的情况。

图9及图10所示的状态是，在弱磁场控制区域中，通过图4的电机控制装置30a使电机10旋转，从而使得设为无负载状态的电机10的角速度为负的状态。

如图9所示，在实际坐标d－q中，无负载状态的电机10在弱磁场控制区域中以高速负向旋转的情况下，在q轴的负方向上产生感应电压向量ωΦa。此外，d轴电流Id及q轴电流Iq造成的电压成分，在弱磁场控制下负的d轴电流Id^＊作为指令而生成，所以在q轴的正方向上产生电压向量(ωLdId+RaIq)，以抑制感应电压向量ωΦa。因此，q轴电压向量Vq是电压向量(ωLdId+RaIq)和感应电压向量ωΦa的合成向量。此外，在d轴的负方向上产生d轴电压Vd向量(＝－ωLqIq+RaId)。此外，在图9中，电压向量V2是电机10的电压。

如图9所示，在弱磁场控制区域，使无负载状态的电机10负向旋转的情况下，在实际坐标d－q中，d轴电压与电机10的正向旋转时同样地仅微小产生。

接着，说明控制系统坐标d_c2－q_c2的电压向量。实际坐标d－q和控制系统坐标d_c2－q_c2作为超前从偏移误差Δθ减掉延迟部分|ω|Δt来说明。

(V2－ωΦa)向量在实际坐标d－q和控制系统坐标d_c2－q_c2中，为不同的分量。实际坐标d－q中的d轴分量的－ωLqIq+RaId为控制系统坐标d_c2－q_c2中的d_c2轴分量的－ωLqIq_c2+RaId_c2。此外，实际坐标d－q中的q轴分量的ωLdId+RaIq为控制系统坐标d_c2－q_c2中的d_c2轴分量的ωLdId_c2+RaIq_c2。

在图10中，表示在图9的控制系统坐标d_c2－q_c2中的电压向量(V2－ωΦa)中，各相的绕组电阻值Ra相比ωLd及ωLq足够小，d轴的电感Ld和q轴的电感Lq大致相同的情况下的电流向量。

如图10所示，在控制系统坐标d_c2－q_c2中，相对于实际坐标的d轴超前角度α的电流向量I2流过。该电流向量I2能够分解为d_c2轴的正方向的电流向量Id_c2和d_c2轴的负方向的电流向量Id_c2。此外，如图10所示，电流向量I2和电流向量Id_c2形成的角是(偏移误差Δθ－延迟部分|ω|Δt)和(实际坐标d－q的d轴和电流向量I2形成的角α)之差。

接着，使用图11说明从图8及图10所示的电机10的正向旋转及负向旋转时的电流向量，计算偏移误差校正值Δθ’的方法。

图11是说明在本实施方式的弱磁场控制区域中使电机旋转的情况下的偏移误差校正值的计算方法的图。

如图11所示，在电机10正向旋转(ω＞0)的情况下，d_c1轴电流向量Id_c1和q_c1轴电流向量Iq_c1形成的角如图8中说明的那样是(偏移误差Δθ+延迟部分|ω|Δt)和(实际坐标d－q的d轴和电流向量I1形成的角α)之和。因此，该形成的角、d_c1轴电流向量Id_c1和q_c1轴电流向量Iq_c1之间的关系如下式(10)及下式(11)那样表示。

tan(Δθ+|ω|Δt+α)＝Iq_c1/(－Id_c1)(10)

Δθ+|ω|Δt+α＝tan^－1(Iq_c1/(－Id_c1))(11)

另一方面，如图11所示，在电机10负向旋转(ω＜0)的情况下，d_c2轴电流向量Id_c2和q_c2轴电流向量Iq_c2形成的角如图10中说明的那样是(偏移误差Δθ－延迟部分|ω|Δt)和(实际坐标d－q的d轴和电流向量I2形成的角α)之差。因此，该形成的角、d_c2轴电流向量Id_c2和q_c2轴电流向量Iq_c2之间的关系如下式(12)及下式(13)那样表示。

tan(Δθ－|ω|Δt－α)＝Iq_c2/(－Id_c2)(12)

Δθ－|ω|Δt－α＝tan^－1(Iq_c2/(－Id_c2))(13)

根据式(11)及式(13)，偏移误差Δθ的校正值Δθ’能够根据下式(14)计算。

${\mathrm{\Δ\θ}}^{\′}=-\frac{1}{2}\{{\tan }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{Iq}}_{c1}}{{\mathrm{Id}}_{c1}}\right)+{\tan }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{Iq}}_{c2}}{{\mathrm{Id}}_{c2}}\right)\}---\left(14\right)$

式(14)表示测定使电机10正向旋转时的电流指令值、负向旋转时的电流指令，计算偏移误差校正值Δθ’。

即，偏移计算单元403a测定使设为无负载状态的电机10正向旋转的情况下的d_c1轴电流指令值Id_c1、q_c1轴电流指令值Iq_c1。接着，偏移计算单元403a测定使设为无负载状态的电机10负向旋转的情况下的d_c2轴电流指令值Id_c2、q_c2轴电流指令值Iq_c2。接着，偏移计算单元403a在式(14)中代入各测定出的电流指令值，计算偏移误差校正值Δθ’。

再有，使用式(14)，为了除去延迟部分|ω|Δt及角度α的影响，在本实施方式中，在电机10的正向旋转及负向旋转中，例如使速度指令值的绝对值相等，测定各电压指令值。

再有，在式(14)中，说明了各相的绕组电阻值Ra与ωLd及ωLq相比足够小，d轴的电感Ld和q轴的电感Lq大致相同的情况，但在考虑了电阻值Ra、d轴的电感Ld及q轴的电感Lq的情况下，偏移误差校正值Δθ’如下式(15)那样表示。

${\mathrm{\Δ\θ}}^{\′}=-\frac{1}{2}\{{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{\ω}\·Lq\·{\mathrm{Iq}}_{c1}-Ra\·{\mathrm{Id}}_{c1}}{\mathrm{\ω}\·Ld\·{\mathrm{Id}}_{c1}+Ra\·{\mathrm{Iq}}_{c1}}\right)+{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{\ω}\·Lq\·{\mathrm{Iq}}_{c2}-Ra\·{\mathrm{Id}}_{c2}}{\mathrm{\ω}\·Ld\·{\mathrm{Id}}_{c2}+Ra\·{\mathrm{Iq}}_{c2}}\right)\}---\left(15\right)$

接着，使用图4、图8、图10及图12说明偏移误差校正值Δθ’的计算步骤。

再有，以下的偏移误差校正值Δθ’的计算，在电机控制系统1装载在车辆中的情况下，例如也可以车辆的组装时、车辆的检查时、电机10或电机控制装置30的更换时等中进行。

图12是本实施方式的偏移误差校正值的计算步骤的流程图。

(步骤S1)控制单元401生成速度指令值以使电机10正向旋转，在弱磁场控制区域中d轴电流Id流过，并将生成的速度指令值输出到电机控制装置30a。步骤S1结束后，进至步骤S2。

(步骤S2)电流测定单元402a测定d_c1轴电流指令值Id_c1及q_c1轴电流指令值Iq_c1，将测定出的d_c1轴电流指令值Id_c1及q_c1轴电流指令值Iq_c1输出到偏移计算单元403a。

接着，电流测定单元402a获取速度计算单元302输出的角速度ω，基于获取的角速度ω检测旋转方向。在步骤S2中，电流测定单元402a将旋转方向检测为正方向(正向旋转)。接着，电流测定单元402a将检测出的旋转方向输出到偏移计算单元403a。步骤S2结束后，进至步骤S3。

(步骤S3)控制单元401生成速度指令值以使电机10负向旋转，在弱磁场控制区域中d轴电流Id流过，并将生成的速度指令值输出到电机控制装置30a。步骤S3结束后，进至步骤S4。

(步骤S4)电流测定单元402a测定d_c2轴电流指令值Id_c2及q_c2轴电流指令值Iq_c2，并将测定出的d_c2轴电流指令值Id_c2及q_c2轴电流指令值Iq_c2输出到偏移计算单元403a。

接着，电流测定单元402a获取速度计算单元302输出的角速度ω，基于获取的角速度ω检测旋转方向。在步骤S4中，电流测定单元402a将旋转方向检测为负方向(负向旋转)。接着，电流测定单元402a将检测出的旋转方向输出到偏移计算单元403a。步骤S4结束后，进至步骤S5。

(步骤S5)偏移计算单元403a基于测定出的各电流指令值、检测出的旋转方向，使用式(14)或式(15)，计算偏移误差校正值Δθ’。

以上，结束偏移误差校正值计算处理。

再有，在式(14)及式(15)中，说明了电机10的正向旋转时和负向旋转时的d轴电压及q轴电压的大小不同的例子，但不限于此。例如，在被视为实际坐标d－q中的q轴电流Iq＝0，从解析器20进行的检测信号到电力变换单元310的信号延迟被充分地校正的情况下，被视为α＝0、|ω|Δt＝0，所以偏移计算单元403a也可以仅测定使电机10正向旋转的情况下的d_c1轴电流指令值Id_c1及q_c1轴电流指令值Iq_c1，根据下式(16)计算偏移误差校正值Δθ’(第一校正值)。

${\mathrm{\Δ\θ}}^{\′}=-{\tan }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{Iq}}_{c1}}{{\mathrm{Id}}_{c1}}\right)---\left(16\right)$

此外，偏移计算单元403a也可以仅测定使电机10负向旋转的情况下的d_c2轴电流指令值Id_c2及q_c2轴电流指令值Iq_c2，计算偏移误差校正值Δθ’(第二校正值)。

如以上，偏移计算单元403a使无负载状态的电机10在弱磁场控制区域中以固定速度高速地正向旋转及负向旋转而流过d轴电流。而且，偏移计算单元403a测定这样的高速旋转时的电流指令值。而且，偏移计算单元403a通过将测定出的电流指令值使用式(14)或式(15)对各旋转方向取－tan^－1(Iq/Id)的平均，从包含偏移误差的电流向量形成的角消除延迟因素即|ω|Δt或无负载电机的摩擦等的转矩的影响来计算偏移误差校正值。

其结果，在本实施方式的电机控制系统1中，使无负载状态的电机10在正方向及逆方向上旋转，所以与仅正方向旋转的现有技术比较，能够高精度地校正偏移误差。在本实施方式的电机控制系统1中，根据偏移校正装置40的速度指令值，控制电机10的旋转，所以例如在不是使用汽油和电的混合动力汽车而仅电驱动电机10的情况下，也可以使电机10正向旋转及负向旋转，测定电流指令值而计算偏移控制值。

在现有技术中，为了从电压指令值计算偏移误差校正值，电力变换单元310进行的PWM驱动等造成的高频噪声对电压的影响很大。另一方面，在本实施方式的电机控制系统1中，为了计算偏移误差校正值而使用了电流指令值，所以难以受到这样的高频噪声的影响，高精度地进行偏移误差的控制。

[第二实施方式]

在第二实施方式中，当使电机在不产生d轴电流、不属于弱磁场控制区域的控制区域、例如以磁场固定方式控制的电压控制区域(图3)中低速旋转时，通过相加d轴电流指令值，流过d轴电流。

以下，详细地说明第二实施方式。

图13是本实施方式的dq坐标系和控制系统d_cq_c坐标系的控制方框图。

如图13所示，电机控制装置30b由速度计算单元302、速度PI控制单元303、电流指令单元304a、电流PI控制单元307b、加法单元331构成。控制对象60由第一相位变换单元600、第二相位变换单元601、电机电压方程式单元602、转矩方程式单元603、(1/Js)604、(1/s)605构成。

偏移校正装置40b包括控制单元401b、电流测定单元402a、偏移计算单元403a、及加法单元70。

与图1及图3相同的动作单元使用相同的标号并省略说明。

电机控制装置30b的加法单元331在电流指令单元304a输出的对d_c轴的加法前的电流指令值Id_c ^＊”中相加偏移校正装置40b的控制单元401b输出的对d_c轴的加法电流指令值Id_c ^＊’，并将相加后的电流指令值Id_c ^＊输出到电流PI控制单元307b。

偏移校正装置40b的控制单元401b生成速度指令值，以使电机10以不流过d轴电流的转速、且以固定速度旋转，并将生成的速度指令值输出到速度PI控制单元303。此外，当电机10在低速区域中旋转的情况下，控制单元401b生成对d轴的加法电流指令值Id_c ^＊’，以使流过d轴电流，并将生成的电流指令值Id_c ^＊’输出到加法单元331。

在第二实施方式中，偏移校正装置40b进行控制，以使电机10以不流过d轴电流的范围的转速旋转。该情况下，在电机10中不流过d轴电流Id。

接着，控制单元401b为了强制地流过d轴电流，将固定的对d轴的加法电流指令值Id_c ^＊’输出到加法单元331。在电机10的转速低的情况下，即使这样对d轴流过加法电流，对转矩也几乎没有影响。

在电机10不流过d轴电流的低速旋转时，强制地通过加法电流指令值d_c ^＊’流过d轴电流，与第一实施方式同样，通过测定使电机10正向旋转及负向旋转时的d_c轴的各电流指令值Id_c1 ^＊及Id_c2 ^＊、q_c轴电流指令值Iq_c1 ^＊及电流指令值Iq_c2 ^＊，能够使用式(14)及(15)计算出偏移误差校正值。再有，优选正向旋转及负向旋转中的速度指令值的大小的绝对值相等。

接着，使用图14A～图14D说明实测结果。

图14A～图14D是说明一例使用本实施方式的实际设备算出偏移误差的结果的图。

《实测方法》

步骤1对于无负载状态的电机，使其按+1000[rpm]的速度指令值旋转，测定相加了d轴电流时的电机控制装置30b的内部数据。

步骤2对于无负载状态的电机，使其按－1000[rpm]的速度指令值旋转，测定相加了d轴电流时的电机控制装置30b的内部数据。

步骤3根据在步骤1及步骤2中测定出的d轴电流指令值和q轴电流指令值计算偏移误差校正值。

步骤4对于步骤1～3，在偏移误差中追加+30[deg]来测定。

步骤5对于步骤1～3，在偏移误差中追加－30[deg]来测定。

图14A及图14B是步骤1～3的实测结果。即，是对于实际设备具有的偏移误差，测定了本实施方式的效果所得的结果。测定的结果，实际设备的偏移误差是+1.7[deg]。

图14C及图14D是步骤4的实测结果。即，是除了实际设备具有的偏移误差之外，还测定了将偏移误差相加了+30[deg]的情况下的效果所得的结果。

在图14A及图14C中，第一行表示测定项目，第二行表示转速为+1000[rpm]的情况下的电机控制装置30b的内部数据的实测值，第3行表示转速为－1000[rpm]的情况下的电机控制装置30b的内部数据的实测值。

在图14B及图14D中，第一行表示项目，第二行表示转速为+1000[rpm]的情况下的偏移误差校正值的计算值，第3行表示转速为－1000[rpm]的情况下的电机控制装置30b的偏移误差校正值的计算值。再有，图14A及图14C的计算值是将图14A及图14C所示的测定值代入－tan^－1(Iq^＊/Id^＊)中算出的值。

如图14B所示，在偏移误差具有1.7[deg]的情况下，只正向旋转造成的偏移误差校正值是+5.2[deg]，只负向旋转造成的偏移误差校正值是－2.1[deg]。接着，如在式(14)中说明的，计算正向旋转和负向旋转的偏移误差校正值的平均时，如图14B所示，为+1.5[deg]。即，即使实际设备中偏移误差为合计+1.7[deg]，根据本实施方式，也能够将(偏移误差－偏移误差校正值)的校正精度抑制到+0.2[deg]。

如图14D所示，在将1.7[deg]的偏移误差相加了+30[deg]的情况下，只正向旋转造成的偏移误差校正值是+34.5[deg]，只负向旋转造成的偏移误差校正值是+28.1[deg]。接着，计算正向旋转和负向旋转的偏移误差校正值的平均时，如图14D所示，为+31.3[deg]。即，即使实际设备中偏移误差为合计+31.7(＝1.7+30)[deg]，根据本实施方式，也能够将(偏移误差－偏移误差校正值)的校正精度抑制到+0.4[deg]。

同样地，在除了实际设备具有的偏移误差之外，将偏移误差相加了－30[deg]的情况下(步骤5)，只正向旋转造成的偏移误差校正值是－24.9[deg]，只负向旋转造成的偏移误差校正值是－31.4[deg]，平均值是－28.1[deg]。即，即使实际设备中偏移误差合计为－28.3(＝1.7－30)[deg]，根据本实施方式，也能够将(偏移误差－偏移误差校正值)的校正精度抑制到+0.4[deg]。

与只正向旋转或负向旋转的情况比较，偏移误差的校正精度被抑制的理由是因为，通过计算正向旋转和负向旋转的偏移误差校正值的平均，电机控制装置30b的延迟因素或无负载电机的摩擦转矩等造成的影响被消除。这样，根据本实施方式，能够将偏移误差的校正精度抑制到高精度。

如以上，在第二实施方式中，使电机10在d轴电流不流过的区域中低速旋转，根据此时加法电流指令值d_c ^＊’流过d轴电流，测定d_c轴电流指令值Id_c及q_c轴电流指令值Iq_c而计算偏移误差校正值。因此，如第一实施方式那样，能够使电机10不高速旋转而求偏移误差校正值。其结果，计算偏移误差校正值的期间，比第一实施方式省电及降噪。

[第3实施方式]

接着，在第3实施方式中，说明自动地调整算出的偏移误差校正值的例子。

首先，说明本实施方式的概要。

在无负载状态的电机旋转的情况下，如果能够忽略解析器的组装误差或电机控制装置造成的信号处理的延迟因素、摩擦等的外部转矩，则q轴电流Iq不流过，所以q轴电流指令值Iq^＊为0。但是，有解析器的组装误差或电机控制装置造成的信号处理的延迟因素时，q轴电流流过，所以q轴电流指令值Iq＊不为0。

因此，在本实施方式中，测定无负载状态的电机旋转的情况下的q轴电流指令值，将进行PI控制而生成的校正值反馈给电机控制装置，以使测定出的q轴电流指令值为0。而且，电机控制装置将生成的校正值校正到解析器检测出的旋转角度θ并进行电机控制。

图15是表示本实施方式的电机控制装置1c的控制方框图。与图1相同的功能单元使用相同的标号并省略说明。

与第一实施方式及第二实施方式之间的差异是偏移校正装置40c。偏移校正装置40c包括控制单元411、电流测定单元412、PI控制单元413、加法单元414。

控制单元411生成在弱磁场控制区域中流过d轴电流的速度指令值，并将生成的速度指令值输出到电机控制装置30c。此外，控制单元411控制电机10，以使其在无负载状态下旋转。

电流测定单元412测定无负载状态的电机10在弱磁场控制区域中旋转时的q轴电流指令值Iq^＊，并将测定出的q轴电流指令值Iq^＊输出到PI控制单元413。

PI控制单元413对电流测定单元412输出的q轴电流指令值Iq^＊和0之间的偏差进行比例积分控制而生成校正值即偏移误差校正值Δθ’，并将生成的偏移误差校正值Δθ’输出到加法单元414。

对解析器20输出的检测信号θ，加法单元414校正PI控制单元413输出的偏移误差校正值Δθ’，将校正后的信号作为角度测定信号θ’输出到速度计算单元302、三相/二相变换单元306、及二相/三相变换单元308。

接着，使用图16说明调整步骤。

图16是本实施方式的偏移误差校正值的调整步骤的流程图。

《调整步骤》

(步骤S101)控制单元411生成在弱磁场控制区域中流过d轴电流的速度指令值，并将生成的速度指令值输出到电机控制装置30c。步骤S101结束后，进至步骤S102。

(步骤S102)在无负载状态的电机10旋转时，电流测定单元412测定q轴电流指令值Iq^＊，并将测定出的q轴电流指令值Iq^＊输出到PI控制单元413。步骤S102结束后，进至步骤S103。

(步骤S103)PI控制单元413对电流测定单元412输出的q轴电流指令值Iq^＊和0之间的偏差进行比例积分控制而生成校正值即偏移误差校正值Δθ’，将生成的偏移误差校正值Δθ’校正到解析器20检测出的旋转角度θ所得的角度测定信号θ’输出到电机控制装置30c。步骤S103结束后，进至步骤S104。

(步骤S104)电机控制装置30c以偏移校正装置40c输出的角度测定信号θ’进行电机控制。步骤S104结束后，进至步骤S105。

(步骤S105)偏移校正装置40c测定根据角度测定信号θ’校正后的q轴电流指令值Iq^＊，对q轴电流指令值Iq^＊和0之间的偏差进行比例积分控制而生成校正值即偏移误差校正值Δθ’，并将对检测信号θ校正后的角度测定信号θ’输出到电机控制装置30c。

以后，通过反复进行步骤S104及S105，偏移校正装置40c及电机控制装置30c自动地调整偏移误差校正值。或者，偏移校正装置40c例如也可以在反复算出的偏移误差校正值的变化小于预先确定的值的情况下，即将收敛时的偏移误差校正值固定而中止PI控制。

如以上，本实施方式的电机控制系统1c使电机10在无负载状态下旋转，并进行控制，以使d轴电流在弱磁场控制区域或电机的速度不属于弱磁场控制区域的控制区域中流过。而且，本实施方式的电机控制系统1c通过在这样无负载状态下电机10旋转时测定q轴电流指令值，基于测定出的q轴电流指令值与0之间的偏差进行PI控制，从而生成偏移误差校正值，并使用生成的偏移误差校正值进行电机控制。其结果，能够自动调整偏移误差校正值。

再有，在本实施方式中，与第一实施方式同样，说明了在弱磁场控制区域中，提供d轴电流的例子，但与第二实施方式同样，在d轴电流不产生的电压控制区域中，控制单元411也可以进行控制以相加d轴电流。在该情况下，偏移校正装置40c也通过测定q轴电流指令，并基于测定出的d轴电流指令值与0之间的偏差进行PI控制，生成偏移误差校正值，并使用生成的偏移误差校正值进行电机控制。其结果，能够自动调整偏移误差校正值。但是，为了反馈q轴电流指令值，相加的d轴电流必须为负。

此外，在以正向旋转和负向旋转的速度指令反复了上述步骤后，偏移校正装置40c例如也可以计算用正向旋转和负向旋转的速度指令算出的偏移误差校正值的平均从而计算校正值即偏移误差校正值。此外，也可以将在第一实施方式～第3实施方式中生成的偏移误差校正值，存储在电机控制装置30(30a，30b，30c)或偏移校正装置40(40a，40b，40c)的存储单元(未图示)中。

此外，在偏移误差大的情况下，电机控制装置中的控制系统不稳定。这样，在偏移误差大的情况下，还有解析器的组装不良或布线错误等。因此，在第一实施方式～第3实施方式中，也可以以公知的技术检测偏移误差是否大于预先确定的值(例如30度)，从而事先检测并除去这样的电机及解析器。

此外，在第一实施方式～第3实施方式中，也可以使偏移校正装置40(40a，40b，40c)的输入不是d轴电流指令值Id^＊及q轴电流指令值Iq^＊，而使用d轴电流Id及q轴电流Iq。

再有，在本实施方式中，说明了使电机10在无负载状态下定速旋转来计算偏移误差，将算出的偏移误差校正值相加在解析器产生的检测信号中进行电机控制的例子，但不限于此。通过使电机10不是在无负载状态、而是以正负有相反的固定的负载转矩的状态下旋转，电机控制系统1能够消除在图8、图10中说明的角度α。

再有，为了实现实施方式的图1、图4、图14A～图14D及图16的各单元的功能，也可通过计算机系统的CPU上连接的ROM、HDD等中等保存的程序来执行。或者，也在PLD(可编程逻辑器件)或ASIC(ApplicationSpecificIntegratedCircuit；专用集成电路)或电路中通过硬件来实现。

本申请要求2011年10月21日基于在日本申请的特愿2011－231882号的优先权，将其内容引用于此。

工业实用性

本发明能够广泛地适用于电机控制装置和电机控制方法，通过测定使电机流过固定电流量的d轴电流而以固定速度旋转时的电流指令值，基于测定出的电流指令值计算对电机的旋转位置的校正值，并使用算出的校正值控制电机的旋转，从而即使在检测出的旋转位置上有偏差，也能够高精度地控制电机。

Claims (11)

1.一种电机控制装置，从电流指令值生成电压指令值，并通过电机中流过的检测电流进行反馈控制，其特征在于，包括：

速度控制单元，基于使所述电机以固定速度旋转、流过固定电流量的d轴电流的速度指令值进行所述电机的速度控制；

电流测定单元，测定基于所述电机以固定速度旋转、所述固定电流量的d轴电流流过时的所述速度控制单元的输出的所述电流指令值；以及

校正值计算单元，基于所述测定出的电流指令值，计算对所述电机的旋转位置的校正值，

所述速度控制单元

在所述电流测定单元测定所述电流指令值时，在所述电机的速度不属于弱磁场区域的控制区域中，基于在所述电流指令值上相加了所述固定电流量的d轴电流所得的电流指令值，进行所述电机的速度控制。

2.如权利要求1所述的电机控制装置，其特征在于，

所述校正值计算单元

将所述算出的校正值相加在与所述电机的旋转位置对应的检测值中而生成表示旋转位置的值，

所述速度控制单元

基于所述生成的表示旋转位置的值控制所述电机。

3.如权利要求1或权利要求2所述的电机控制装置，其特征在于，

所述速度控制单元

在所述电流测定单元测定所述电流指令值时，在弱磁场控制区域中，基于所述电机中流过所述固定电流量的d轴电流的速度指令值，进行所述电机的速度控制。

4.如权利要求1所述的电机控制装置，其特征在于，

所述电流指令值

是d轴电流指令值及q轴电流指令值，

所述电流测定单元

在所述电机基于所述速度指令值旋转时，测定所述d轴电流指令值及所述q轴电流指令值，

所述校正值计算单元

基于所述电机正向旋转时的所述测定出的所述d轴电流指令值和所述q轴电流指令值之间的相位，计算所述校正值。

5.如权利要求1所述的电机控制装置，其特征在于，

所述电流指令值

是d轴电流指令值及q轴电流指令值，

所述电流测定单元

在所述电机基于所述速度指令值旋转时，测定所述d轴电流指令值及所述q轴电流指令值，

所述校正值计算单元

基于所述电机负向旋转时的所述测定出的所述d轴电流指令值和所述q轴电流指令值之间的相位，计算所述校正值。

6.如权利要求1所述的电机控制装置，其特征在于，

所述电流指令值

是d轴电流指令值及q轴电流指令值，

所述电流测定单元

在所述电机基于所述速度指令值旋转时，测定所述d轴电流指令值及所述q轴电流指令值，

所述速度控制单元

进行控制，以使所述电机的正向旋转中的所述速度指令值和所述电机的负向旋转中的所述速度指令值的绝对值相等，

所述校正值计算单元

计算第一校正值和第二校正值的平均作为所述校正值，所述第一校正值基于所述电机正向旋转时的所述测定出的所述d轴电流指令值和所述q轴电流指令值之间的相位计算，所述第二校正值基于所述电机负向旋转时的所述测定出的所述d轴电流指令值和所述q轴电流指令值之间的相位计算。

7.如权利要求4或权利要求5所述的电机控制装置，其特征在于，

所述校正值计算单元

使用下式

，

计算所述校正值。

8.如权利要求6所述的电机控制装置，其特征在于，

所述校正值计算单元

使用下式

，

计算所述第一校正值及所述第二校正值。

9.如权利要求1所述的电机控制装置，其特征在于，

所述电流测定单元

测定所述电机基于所述速度指令值旋转时的q轴电流指令值，

所述校正值计算单元

将所述测定出的q轴电流指令值进行比例积分控制以使其为零，从而反复计算所述校正值，并将所述算出的校正值相加在对所述电机的旋转位置的检测值中。

10.一种电机控制方法，是从电流指令值生成电压指令值，并通过电机中流过的检测电流进行反馈控制的电机控制装置的电机控制方法，其特征在于，该方法包括：

速度控制步骤，速度控制单元基于使所述电机以固定速度旋转、流过固定电流量的d轴电流的速度指令值，进行所述电机的速度控制；

电流测定步骤，电流测定单元测定基于所述电机以固定速度旋转、所述固定电流量的d轴电流流过时的所述速度控制步骤的输出的所述电流指令值；以及

校正值计算步骤，校正值计算单元基于所述测定出的电流指令值，计算对所述电机的旋转位置的校正值，

所述速度控制步骤

在所述电流测定步骤中测定所述电流指令值时，在所述电机的速度不属于弱磁场区域的控制区域中，基于在所述电流指令值上相加了所述固定电流量的d轴电流所得的电流指令值，进行所述电机的速度控制。

11.如权利要求10所记载的电机控制方法，其特征在于，

所述电流测定步骤中，

测定所述电机基于所述速度指令值旋转时的q轴电流指令值，

所述校正值计算步骤中，

将所述测定出的q轴电流指令值进行比例积分控制以使其为零，从而反复计算所述校正值，并将所述算出的校正值相加在对所述电机的旋转位置的检测值中。