WO2013058109A1 - モータ制御装置、モータ制御方法 - Google Patents

モータ制御装置、モータ制御方法 Download PDF

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WO2013058109A1
WO2013058109A1 PCT/JP2012/075608 JP2012075608W WO2013058109A1 WO 2013058109 A1 WO2013058109 A1 WO 2013058109A1 JP 2012075608 W JP2012075608 W JP 2012075608W WO 2013058109 A1 WO2013058109 A1 WO 2013058109A1
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current
axis
speed
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PCT/JP2012/075608
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義樹 加藤
Original Assignee
三菱重工業株式会社
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/0085—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed
    • H—ELECTRICITY
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    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device and a motor control method.
  • This application claims priority based on Japanese Patent Application No. 2011-231882 filed in Japan on October 21, 2011, the contents of which are incorporated herein by reference.
  • the three phases of UVW are coordinate-converted into two-axis coordinates of d-axis and q-axis, and converted into two phases of d-axis and q-axis. It is common to control.
  • dq vector control an outline of dq vector control in which coordinates are converted into two-axis coordinates of d-axis and q-axis will be described.
  • the motor control process is performed by an equivalent circuit on the dq coordinate system in which the field direction of the rotor is the d-axis and the direction orthogonal thereto is the q-axis.
  • a motor control device that controls such a motor uses, for example, PI (Proportional Integral) control to detect the d-axis detection current Id and the q-axis detection current Iq, and the d-axis command current Id * and q-axis.
  • PI Proportional Integral
  • the d-axis command voltage Vd * and the q-axis command voltage Vq * are controlled by feedback control so as to follow the command current Iq * .
  • An angle detector that detects a rotation angle by combining a resolver and an angle detection circuit is used as an angle detector that detects the rotation angle position of the rotor of such a motor.
  • the resolver is a rotation detection device that detects the rotation angle of the rotor based on the phase difference between the rotor coil and the stator coil.
  • the resolver generates a magnetic field by applying a sine wave signal (Esin ( ⁇ t) (E is the amplitude of the sine wave, ⁇ is an excitation frequency)) to the rotor coil.
  • the motor control device controls the d-axis current Id and the q-axis current Iq to be 0, and when the phase between the angle detector and the rotational position of the synchronous motor is not shifted, q Only the axial voltage Vq is generated, and the d-axis voltage Vd becomes zero. However, when the phase between the angle detector and the rotational position of the synchronous motor is shifted, a d-axis voltage Vd is generated.
  • the motor control device described in Patent Document 1 obtains a d-axis command voltage Vd * and a q-axis command voltage Vq * that make the d-axis current Id and the q-axis current Iq zero, and the obtained d-axis command voltage Vd * is An offset amount ⁇ that becomes zero is calculated. And in the motor control apparatus of patent document 1, the deviation which arises between an angle detector and the rotation position of a synchronous motor was correct
  • the motor control device described in Patent Document 2 controls the q-axis current Iq to 0, and flows the d-axis current Id to rotate the motor.
  • the q-axis current Iq is a current that generates torque
  • the d-axis current Id is an excitation current. For this reason, when there is no deviation between the angle detector and the rotational position of the synchronous motor, no torque is generated even if the q-axis current Iq is set to 0 and the d-axis current Id is allowed to flow.
  • the detection signal is coordinate-converted into two-axis coordinates of the d-axis and the q-axis using a converter from two phases to three phases.
  • a delay occurs also in a PWM (pulse width modulation) converter that drives the motor based on the generated command value. For this reason, there may be a delay between the angle detector and the PWM output.
  • the technique described in Patent Document 1 has a problem that the motor cannot be controlled with high accuracy because these delays affect the accuracy of offset adjustment.
  • the offset adjustment amount is calculated from the command voltage value. However, since the command voltage is easily affected by noise and high frequency, there is a problem that the motor cannot be controlled with high accuracy. It was.
  • the present invention has been made in view of the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a motor control device and a motor control method capable of accurately controlling a motor.
  • a motor control device of the present invention is a motor control device that generates a voltage command value from a current command value and performs feedback control using a detected current flowing in the motor, and rotates the motor at a constant speed. And a speed control unit that controls the speed of the motor based on a speed command value for supplying a constant current amount of d-axis current, and the motor rotates at a constant speed, so that the constant current amount of d-axis current flows.
  • a current measurement unit that measures the current command value based on the output of the speed control unit, and a correction value calculation unit that calculates a correction value for the rotational position of the motor based on the measured current command value. It is characterized by providing.
  • the correction value calculation unit adds the calculated correction value to a detection value corresponding to the rotation position of the motor to generate a value indicating a rotation position, and the speed control unit The motor may be controlled based on a value indicating the rotated position.
  • the speed control unit may be configured based on a speed command value for supplying the constant current amount of the d-axis current to the motor in the field weakening control region when the current measurement unit measures the current command value. You may make it perform the speed control of the said motor.
  • the speed control unit may be configured such that when the current measurement unit measures the current command value, the speed of the motor does not belong to a field weakening region and the constant current command value is equal to the constant current command value.
  • the speed control of the motor may be performed based on a current command value obtained by adding the d-axis current of the current amount.
  • the current command value is a d-axis current command value and a q-axis current command value
  • the current measurement unit is configured to output the d when the motor rotates based on the speed command value.
  • An axis current command value and a q-axis current command value are measured, and the correction value calculation unit calculates the measured d-axis current command value and the q-axis current command value when the motor is rotating forward.
  • the first correction value may be calculated as the correction value based on the phase.
  • the correction value calculation unit calculates the second value based on the phase of the measured d-axis current command value and the q-axis current command value when the motor is rotating negatively.
  • a correction value may be calculated as the correction value.
  • the speed control unit controls the speed command value in the positive rotation of the motor to be equal to the absolute value of the speed command value in the negative rotation of the motor, and calculates the correction value.
  • the unit may calculate the correction value by calculating an average of the calculated first correction value and the second correction value.
  • the correction value calculation unit may calculate the correction value, the first correction value, and the second correction value using the following equations.
  • the current measuring unit measures a q-axis current command value when the motor is rotating based on the speed command value
  • the correction value calculating unit is configured to measure the measured q-axis.
  • the correction value may be repeatedly calculated by performing proportional-integral control so that the current command value becomes zero, and may be added to the detected value for the rotational position of the motor based on the plurality of calculated correction values.
  • the present invention provides a motor control method for a motor control device that generates a voltage command value from a current command value and performs feedback control using a detected current flowing in the motor, wherein the speed control unit includes the motor A speed control procedure for controlling the speed of the motor based on a speed command value for supplying a constant current amount of d-axis current, and a current measuring unit for rotating the motor at a constant speed, A current measurement procedure for measuring the current command value based on the output of the speed control means when a current amount of d-axis current is flowing, and a correction value calculation unit based on the measured current command value; And a correction value calculation procedure for calculating a correction value for the rotational position.
  • the current measurement procedure measures the q-axis current command value when the motor rotates based on the speed command value, and the correction value calculation procedure
  • the correction value is repeatedly calculated by performing proportional integral control so that the measured q-axis current command value becomes zero, and the detected value for the rotational position of the motor is added based on the calculated correction value. Good.
  • a current command value is measured when the motor is rotated at a constant speed by passing a d-axis current of a constant current amount, and a correction value for the rotational position of the motor is calculated based on the measured current command value.
  • the rotation of the motor is controlled using the calculated correction value.
  • the motor control device is a device that controls the motor by receiving power supplied from a battery cell, for example, in an industrial vehicle, an electric vehicle, a hybrid vehicle, a train, a ship, an airplane, a power generation system, or the like.
  • a battery cell for example, in an industrial vehicle, an electric vehicle, a hybrid vehicle, a train, a ship, an airplane, a power generation system, or the like.
  • the motor control device has a three-phase structure in order to increase the power use efficiency.
  • Pulse width modulation control PWM (Pulse Width Modulation) control
  • PWM Pulse Width Modulation
  • a permanent magnet synchronous motor is mainly used, and a three-phase current synchronized with the rotation is passed through the motor.
  • an electric pulse having a constant frequency called a carrier signal is used.
  • the drive current is supplied to the motor as a rectangular wave whose pulse width is modulated in accordance with the timing of the carrier signal, and becomes a three-phase current of a sine wave due to the inductance of the motor.
  • control is performed by PI (Proportional Integral) control using feedback so that the current flowing through the motor becomes the torque of the input torque command.
  • the three phases of uvw supplied to the motor are coordinate-converted to the two-axis coordinates of the d-axis and q-axis, and the control is performed with the two phases of the d-axis and q-axis.
  • a resolver that is an angle detection device for detecting the rotation angle of the motor is assembled.
  • a current command value is generated based on the detected rotation angle of the motor and the input torque command, and the generated current command value and the measured value of the current flowing through the motor are matched. By controlling the motor, the motor is controlled.
  • the d-axis and q-axis two-axis coordinates (hereinafter referred to as the “dq coordinate system”) is a rotating coordinate system, and the phase advances by 90 degrees from the d-axis and d-axis in the direction of magnetic flux produced by the permanent magnet constituting the rotor. It is expressed in a dq coordinate system consisting of axes. Note that the dq coordinate system is rotating, and the rotation speed is an angular speed ⁇ .
  • the d-axis component of the motor voltage V is represented by Vd
  • the q-axis component is represented by Vq.
  • the d-axis component of the motor current I is represented by Id
  • the q-axis component is represented by Iq.
  • an error due to the resolver assembly accuracy an error due to the manufacture of the resolver, an error due to a delay in processing of the detection signal by the resolver, etc. occur (hereinafter referred to as an error due to the resolver).
  • the motor in an unloaded state is rotated at a constant speed by controlling the speed with a constant current command value.
  • the motor control system of the present invention allows a d-axis current to flow by giving a constant d-axis current command value when the motor is rotating at a constant speed.
  • the offset error (correction value) is calculated from the measured current command values of the d-axis and the q-axis, and the calculated offset error correction value is added to the detection signal from the resolver to control the motor. I do.
  • the motor is rotated in a no-load state in the field weakening control region (also referred to as field weakening region).
  • the motor is rotated at high speed in the field-weakening control region, the induced voltage increases, so that no current flows through the motor.
  • the motor control device of this embodiment causes a constant current amount of d-axis current to flow by rotating the motor at a high speed in the field-weakening control region, and measures the d-axis current command value and the q-axis current command value at this time. Then, an offset error correction value is calculated.
  • the first embodiment will be described in detail.
  • FIG. 1 is a control block diagram showing a motor control device of the present embodiment.
  • the motor control system 1 includes a resolver 20, a motor control device 30, and an offset correction device 40.
  • the motor control device 30 includes a speed calculation unit (speed control unit) 302, a speed PI (proportional integration) control unit (speed control unit) 303, a current command unit (speed control unit) 304, a current detector 305, and three-phase / 2.
  • a phase conversion unit 306, a current PI control unit 307, a two-phase / three-phase conversion unit 308, a duty calculation unit 309, and a power conversion unit 310 are provided.
  • the offset correction apparatus 40 includes a control unit 401, a current measurement unit 402, and an offset calculation unit (correction value calculation unit) 403.
  • the motor control device 30 is connected to the motor 10 and the offset correction device 40.
  • the motor 10 is a three-phase motor and is driven by a drive current output from the power conversion unit 310.
  • a resolver 20 is assembled to the motor 10.
  • the resolver 20 is assembled to the motor 10.
  • the resolver 20 detects the rotation angle of the motor 10 at each moment for each sampling time (hereinafter, the detected rotation angle is referred to as a detection angle), and the detected angle is detected by the speed calculation unit 302, the three-phase / two-phase conversion unit 306. , And the 2-phase / 3-phase converter 308.
  • the sampling frequency is, for example, 5 [KHz].
  • the speed calculation unit 302 calculates the angular speed ⁇ of the rotor of the motor 10 from the detected angle ⁇ detected by the resolver 20, and the calculated angular speed ⁇ is transmitted to the speed PI control unit 303, the current command unit 304, and the offset correction device 40. Output.
  • the speed PI control unit 303 controls the rotational speed of the motor 10 so that the rotational speed of the motor 10 becomes a speed command value input from the outside.
  • the speed PI control unit 303 determines a torque command value ⁇ at which the rotational speed of the motor 10 becomes a speed command value ⁇ * based on a deviation between the speed command ⁇ * input from the outside and the angular speed ⁇ output from the speed calculation unit 302. * Is calculated, and the calculated torque command value ⁇ * is output to the current command unit 304.
  • the torque command value ⁇ * is a command for torque to be generated by the motor 10.
  • the command value and command signal are represented by a variable with “*” in the upper right.
  • the speed PI control unit 303 calculates a torque command value ⁇ * for the motor 10 based on the current command value ⁇ * output by the control unit 401 of the offset correction device 40, and uses the calculated torque command value ⁇ * as a current command unit. It outputs to 304.
  • the current command unit 304 receives the angular velocity ⁇ output from the speed calculation unit 302 and the torque command value ⁇ * output from the speed PI control unit 303. From the torque command value ⁇ * and the angular velocity ⁇ , the current command unit 304 determines a d-axis current command value Id * , which is a two-phase command current having a d-axis component and a q-axis component, and a q-axis current command value Iq. * (Hereinafter referred to as d-axis current command value and q-axis current command value) is generated. Current command unit 304 outputs the generated d-axis current command value Id * and q-axis current command value Iq * to current PI control unit 307.
  • the current detector 305 detects three-phase currents Iu, Iv, and Iw for the motor 10 and outputs the detected three-phase currents Iu, Iv, and Iw to the three-phase / two-phase conversion unit 306.
  • the three-phase / two-phase conversion unit 306 converts the three-phase currents Iu, Iv, and Iw output from the current detector 305 into a two-phase d-axis component Id and a q-axis component Iq (hereinafter referred to as detection current). .
  • Three-phase / two-phase converter 306 outputs converted detection currents Id and Iq to current PI controller 307.
  • the d-axis component current (d-axis current) is a component (excitation current) used to generate a magnetic flux in the motor 10 out of the flowing current when the d-axis is in the direction of the magnetic flux. Component).
  • the q-axis component current (q-axis current) is a component corresponding to the torque of the load in the flowing current.
  • the current PI control unit 307 includes a d-axis current command value Id * and a q-axis current command value Iq * output from the current command unit 304, and detection currents Id and Iq output from the three-phase / two-phase conversion unit 306. Entered.
  • the current PI control unit 307 controls the currents Iu and Iv flowing through the motor 10 so that the detection currents Id and Iq, which are control variables, become values corresponding to the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq *. And Iw are controlled.
  • Current PI control unit 307 calculates deviations ⁇ Id and ⁇ Iq by subtracting detected currents Id and Iq from input d-axis current command value Id * and q-axis current command value Iq * , respectively.
  • the current PI control unit 307 uses the calculated deviations ⁇ Id and ⁇ Iq to calculate the command voltage D-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * (hereinafter referred to as the command voltage) according to the following equations (1) and (2). , D-axis voltage command value, q-axis voltage command value).
  • the current PI control unit 307 outputs the calculated d-axis voltage command value Vd and q-axis voltage command value Vq to the two-phase / three-phase conversion unit 308.
  • Vd * Kp ⁇ ⁇ Id + Ki ⁇ ⁇ ( ⁇ Id) dt (1)
  • Vq * Kp ⁇ ⁇ Iq + Ki ⁇ ⁇ ( ⁇ Iq) dt (2)
  • coefficients Kp and Ki are coefficients set in advance.
  • the two-phase / three-phase conversion unit 308 performs coordinate conversion of the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq output from the current PI control unit 307 by using the detection angle ⁇ detected by the resolver 20, and performs three-phase conversion.
  • the voltage command values Vu * , Vv * , and Vw * are calculated. Since the current PI control is performed similarly to the current PI control unit 307, the voltage command values Vu * , Vv * and Vw * are equal to the voltages Vu, Vv and Vw, respectively. , Vw.
  • the two-phase / three-phase conversion unit 308 outputs the calculated three-phase voltage command values Vu, Vv, and Vw to the duty calculation unit 309.
  • the duty calculation unit 309 receives three-phase voltage command values Vu, Vv, Vw output from the two-phase / three-phase conversion unit 308.
  • the duty calculator 309 calculates duty signals Du, Dv, and Dw representing drive current signals to be given to the motor from the three-phase voltage command values Vu, Vv, and Vw at a timing determined by the carrier frequency fc.
  • the duty calculator 309 outputs the calculated duty signals Du, Dv, Dw to the power converter 310.
  • the power conversion unit 310 includes a power control element (power element) such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) element that performs switching for generating a drive current from the duty signals Du, Dv, and Dw.
  • the power conversion unit 310 generates three-phase drive currents corresponding to the duty signals Du, Dv, and Dw output from the duty calculation unit 309, and supplies the generated three-phase drive currents to the motor 10, respectively.
  • the control unit 401 of the offset correction device 40 controls the clutch of the vehicle so that the motor 10 rotates in a no-load state.
  • the control unit 401 outputs to the speed PI control unit 303 a speed command value ⁇ * for rotating the unloaded motor 10 in the field-weakening control region that reduces the magnetic field by rotating in the high-speed range.
  • the current measuring unit 402 measures the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * output from the current command unit 304.
  • the current measuring unit 402 acquires the angular velocity ⁇ output from the velocity calculating unit 302 and detects the rotation direction of the motor 10 based on the acquired angular velocity ⁇ .
  • the current measurement unit 402 outputs the measured d-axis current command value Id * , q-axis current command value Iq * , and the detected rotation direction to the offset calculation unit 403.
  • the offset calculation unit 403 receives the d-axis current command value Id * , the q-axis current command value Iq * , and the rotation direction output from the current measurement unit 402.
  • the offset calculation unit 403 stores in advance the winding resistance value Ra of each phase of the motor 10, the d-axis inductance component Ld, the q-axis inductance component Lq, and the linkage flux ⁇ a of the motor 10 in each phase. Yes.
  • the offset calculation unit 403 is based on each stored value, the rotation direction output from the current measurement unit 402, the d-axis current command value Id * , and the q-axis current command value Iq * as will be described later. 'Is calculated.
  • the calculated offset error correction value ⁇ ′ may be stored in a storage unit (not shown) of the motor control device 30 or the offset correction device 40.
  • FIG. 2 is a diagram showing a schematic configuration of the resolver 20 according to the present embodiment.
  • the resolver 20 is mounted on the penetrating shaft of the motor 10 and adjusted according to the rotor magnetic field of the brushless motor.
  • the resolver 20 includes a resolver rotor 22, a primary side coil (rotor) 24, and a primary side coil 24 and two secondary side coils (stators) 26 that are 90 degrees apart from each other.
  • a voltage is also generated in the secondary side coil.
  • the amplitude of the voltage output to the secondary side is sin ⁇ and cos ⁇ , where ⁇ is the rotor angle.
  • the resolver 20 calculates the detection angle of the motor 10 based on the signals of these secondary coils 26.
  • the calculated detection angle is between the reference rotation angle (0 degrees) of the electric angle of the motor 10 and one rotation (360 degrees), so that the inertia of an electric vehicle or the like is large, and the acceleration is ignored compared to the sampling time.
  • the value increases monotonously and almost linearly. Therefore, the calculated value over a plurality of rotations of the motor 10 is, for example, a sawtooth waveform.
  • the resolver 20 can detect the detection angle of the electrical angle of the motor 10 based on this calculated value.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the field weakening control region.
  • the horizontal axis represents speed
  • the vertical axis represents voltage, field, output, and torque.
  • Nb is the base speed
  • Nt is the maximum speed.
  • the base speed Nb is the maximum speed in the voltage control region.
  • the maximum speed Nt is the maximum speed in the weakest field.
  • a curve g101 represents a voltage-speed relationship
  • a curve g102 represents an output-speed relationship.
  • a curve g103 represents the field vs. speed relationship
  • a curve g104 represents the torque vs. speed relationship.
  • the voltage controlled region is a region where the voltage is controlled while keeping the field constant.
  • the rotation speed is increased by weakening the field as indicated by the curve g103 while keeping the voltage constant as indicated by the curve g101.
  • Such control is field weakening control, and the region where the voltage is constant and the rotation speed is high is the field weakening control region (field control region).
  • FIG. 4 is a control block diagram of the dq coordinate system and the control system d c q c coordinate system according to the present embodiment.
  • the control system d c q c coordinate system is a coordinate system represented by replacing the d axis in the motor control device 30a with the d c axis and the q axis with the q c axis.
  • the motor control device 30a includes a speed calculation unit 302, a speed PI control unit 303, a current command unit 304a, and a current PI control unit 307a.
  • the control object 60 in which the motor 10 and the resolver 20 are represented by the d-axis and the q-axis in real coordinates includes a first phase conversion unit 600, a second phase conversion unit 601, a motor voltage equation unit 602, a torque equation unit 603, (1 / Js ) 604, (1 / s) 605, and the addition unit 70.
  • the offset correction apparatus 40a includes a control unit 401, a current measurement unit 402a, and an offset calculation unit 403a. Descriptions of the same operation units as those in FIG. 1 are omitted by using the same reference numerals.
  • the current command unit 304a of the motor control device 30a receives the angular velocity ⁇ output from the speed calculation unit 302 and the torque command value ⁇ * output from the speed PI control unit 303.
  • Current command unit 304a from the torque command value tau * and the angular velocity omega, and generates a d c-axis current command value Id c * and q c axis current command value Iq c *.
  • Current command unit 304a the generated d c-axis current command value Id c * and q c axis current command value Iq c *, and outputs the current PI control unit 307a.
  • the first phase converter 600 of the control target 60 is a conversion unit from the current of d-axis q-axis to the current d c-axis q c axis.
  • the first phase converter 600 the actual offset error ⁇ min, the coordinate transformation, d-axis current Id, the q-axis current Iq, and converts each d c-axis current Id c, the q c-axis current Iq c.
  • the first phase converter 600 outputs the converted d c-axis current Id c, the q c-axis current Iq c to the current PI control unit 307a.
  • ⁇ t is omitted, the first phase conversion unit 600 is represented by the following equation (3).
  • the second phase converter 601 a conversion unit from the voltage of the d c-axis q c-axis to the voltage of the d-axis q-axis.
  • the second phase conversion unit 601 outputs the converted d-axis voltage Vd and q-axis voltage Vq to the motor voltage equation unit 602.
  • ⁇ t is omitted, the second phase conversion unit 601 is expressed by the inverse matrix of the equation (3) as the following equation (4).
  • the motor voltage equation section 602 receives the d-axis voltage Vd and q-axis voltage Vq output from the second phase conversion section 601, the torque equation section 603, and the angular velocity ⁇ calculated by (1 / Js) 604.
  • the voltage equation of the motor 10 included in the motor voltage equation unit 602 is expressed as the following equation (5) (for example, Reference 1: Shinji Shinnaka, Vector control technology of permanent magnet synchronous motor, Volume 1, Denpa Shimbun, 2008, p98).
  • ⁇ is an angular velocity
  • ⁇ a is a flux linkage of the motor 10
  • ⁇ a is an induced voltage
  • Ld is the d-axis inductance
  • Lq is the q-axis inductance
  • Ra is a resistance per phase of the winding of the motor 10.
  • p is a differential operator. For this reason, in a steady state, Formula (5) is represented like following Formula (6).
  • the motor voltage equation unit 602 calculates the d-axis current Id and the q-axis current Iq using the formula (5) or (6), and the calculated d-axis current Id and the q-axis current Iq are calculated by the first phase conversion unit 600. And output to the torque equation section 603.
  • the torque equation section 603 is a torque equation of the following formula (7) that the torque equation section 603 has (Reference 2: Morimoto, Takeda, General analysis on the output range of PM motor and examination of equipment constants suitable for constant output operation, Torque is calculated using the d-axis current Id and q-axis current Iq output from the motor voltage equation section 602, see D. Vol.117, No.6 pp.751-757 (1997-6)). The calculated torque value is output to (1 / Js) 604.
  • the torque equation unit 603 stores d-axis and q-axis inductance components Ld and Lq, and a linkage flux ⁇ a.
  • Pn is the number of pole pairs that is the number of magnetic pole pairs of the motor 10 or the stator magnet.
  • (1 / Js) 604 outputs the angular velocity ⁇ from the torque calculated by the torque equation unit 603, and outputs the output angular velocity ⁇ to the motor voltage equation unit 602 and (1 / s) 605.
  • J is the inertia (moment of inertia) of the motor 10 when there is no load.
  • (1 / s) 605 outputs the actual angle ⁇ 0 to the adder 70 from the angular velocity ⁇ output by (1 / Js) 604.
  • the adder 70 adds the offset error ⁇ to the actual angle ⁇ 0 output by (1 / s) 605, and outputs the added detection signal ⁇ to the speed calculator 302 of the motor control device 30a.
  • Current measurement unit 402a of the offset correction device 40a is, * d c-axis current command value Id c output by the current command unit 304a, measuring the q c-axis current command value Iq c *.
  • the current measuring unit 402a acquires the angular velocity ⁇ output from the velocity calculating unit 302, and detects the rotation direction of the motor 10 based on the acquired angular velocity ⁇ .
  • Current measurement unit 402a is measured d c-axis current command value Id c *, q c-axis current command value Iq c *, and outputs the information indicating the rotation direction of the detected motor 10 to the offset calculation unit 403a.
  • Offset calculation unit 403a * d c-axis current command value Id c output by the current measurement unit 402a, q c-axis current command value Iq c *, information indicating the direction of rotation of the motor 10 is input. Offset calculation unit 403a will, based upon stored values, information indicating the direction of rotation of the motor 10 output by the current measurement unit 402a, d c-axis current command value Id c *, based on the q c-axis current command value Iq c * Then, an offset error correction value ⁇ ′ is calculated.
  • the d-axis voltage and the q-axis voltage are expressed by the following formula (8) and the following formula (9) from the formula (6).
  • Vd RaId ⁇ LqIq (8)
  • Vq ⁇ LdId + RaIq + ⁇ a (9)
  • FIG. 5 is a vector diagram of current and voltage in the dq coordinate system.
  • an angle ⁇ is an internal phase difference angle (load angle), and is an angle formed by the q axis and a vector of voltage V (hereinafter referred to as voltage vector V).
  • the counterclockwise direction is the forward rotation direction, and the q axis is advanced by 90 degrees with respect to the d axis. As shown in FIG.
  • Vector Vq The current vector I flowing through the motor 10 can be decomposed into a vector of d-axis current Id (hereinafter referred to as vector Id) and a vector of q-axis current Iq (hereinafter referred to as vector Iq).
  • Error due to the assembly of the resolver 20 errors due to production, if there is no error or the like caused by the delay of the motor controller 30a, d-axis and q-axis shown in FIG. 5, d c axis and q c axis of the motor control device 30a Is consistent with
  • FIG. 6 is a diagram for explaining an example of the relationship between voltage vectors in real coordinates when the angular velocity according to the present embodiment is positive.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining an example of the relationship of voltage vectors when the angular velocity according to the present embodiment is positive.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining an example of the relationship of current vectors when the angular velocity according to the present embodiment is positive.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of the relationship of voltage vectors when the angular velocity according to the present embodiment is negative.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of the relationship of current vectors when the angular velocity according to the present embodiment is negative.
  • dq coordinates indicate dq coordinates (hereinafter referred to as real coordinates dq) with the actual field direction of the rotor as the d axis, and the d c -q c coordinates are determined by the resolver 20.
  • the detected magnetic pole position (hereinafter, referred resolver detection position) dq coordinates determined by hereinafter referred to as the control system coordinates d c -q c, also the d-axis and q-axis in the control system coordinates d c -q c d c-axis And the q c axis).
  • the angular velocity ⁇ is positive when the control system coordinates the control system coordinates d c -q c (positive rotation) d c1 -q c1, the control system coordinates when the angular velocity ⁇ is negative (negative rotation) d c -q c Is shown as control system coordinates d c2 -q c2 .
  • FIGS. 6 to 8 The state shown in FIGS. 6 to 8 is a state in which the motor 10 is rotated by the motor control device 30a of FIG. 4 so that the angular velocity becomes positive in the field-weakening control region. .
  • FIG. 6 when the unloaded motor 10 is rotating forward at high speed in the field-weakening control region at the real coordinates dq, the induced voltage vector ⁇ a is generated in the positive direction of the q axis.
  • the voltage vector V ⁇ b> 1 is the voltage of the motor 10. As shown in FIG. 6, when the angular velocity of the motor 10 in the field-weakening control region, which is in the no-load state, is rotated positively, the d-axis voltage is only slightly generated at the actual coordinates dq. .
  • the current vector I1 is, d c1 Positive current vector Id c1 axis, can be decomposed into a negative direction of the current vector Id c1 of d c1 axis. Further, as shown in FIG. 8, the angle formed by the current vector I1 and the current vector Id c1 is (offset error ⁇ + delay
  • FIGS. 9 and 10 The state shown in FIGS. 9 and 10 is a state in which the motor 10 is rotated by the motor control device 30a in FIG. 4 so that the angular velocity is negative in the motor 10 in the field-weakening control region in the no-load state. .
  • FIG. 9 when the unloaded motor 10 rotates negatively at high speed in the field weakening control region at the real coordinates dq, an induced voltage vector ⁇ a is generated in the negative direction of the q axis.
  • the voltage vector V ⁇ b> 2 is the voltage of the motor 10. As shown in FIG. 9, when the motor 10 in a no-load state is rotated negatively in the field-weakening control region, the d-axis voltage at the actual coordinates dq is the same as that during the positive rotation of the motor 10. Only a small amount has occurred.
  • the (V2- ⁇ a) vector has different components between the real coordinates dq and the control system coordinates d c2 -q c2 .
  • the ⁇ LqIq + RaId of the d-axis component at the actual coordinate d ⁇ q becomes ⁇ LqIq c2 + RaId c2 of the d c2- axis component at the control system coordinate d c2 -q c2 .
  • the current vector I2 is, d c2 Positive current vector Id c2 axis, can be decomposed into a negative direction of the current vector Id c2 of d c2 axis. Also, as shown in FIG. 10, the angle formed between the current vector I2 and the current vector Id c2 is (offset error ⁇ delay
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a method for calculating an offset error correction value when the motor is rotated in the field weakening control region according to the present embodiment.
  • Expression (14) represents that the offset error correction value ⁇ ′ is calculated by measuring the current command value when the motor 10 is rotated forward and the current command when the motor 10 is rotated negatively. That is, the offset calculation unit 403a measures the d c1 axis current command value Id c1 and the q c1 axis current command value Iq c1 when the motor 10 in a no-load state is rotated forward. Next, the offset calculation unit 403a measures the d c2 axis current command value Id c2 and the q c2 axis current command value Iq c2 when the motor 10 in a no-load state is rotated negatively.
  • the offset calculation unit 403a calculates an offset error correction value ⁇ ′ by substituting each measured current command value into Equation (14).
  • the absolute value of the speed command value is obtained in the positive rotation and the negative rotation of the motor 10. Each voltage command value is measured with equality.
  • Equation (14) the winding resistance value Ra of each phase is sufficiently smaller than ⁇ Ld and ⁇ Lq, and the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq are almost the same.
  • the offset error correction value ⁇ ′ is expressed by the following equation (15).
  • FIG. 12 is a flowchart of the offset error correction value calculation procedure according to this embodiment.
  • Step S1 The control unit 401 rotates the motor 10 forward, generates a speed command value so that the d-axis current Id flows in the field-weakening control region, and outputs the generated speed command value to the motor control device 30a.
  • step S2 the process proceeds to step S2.
  • Step S2a The current measuring unit 402a measures the d c1 axis current command value Id c1 and the q c1 axis current command value Iq c1, and measures the measured d c1 axis current command value Id c1 and q c1 axis current command value Iq c1. Is output to the offset calculation unit 403a.
  • the current measuring unit 402a acquires the angular velocity ⁇ output from the velocity calculating unit 302, and detects the rotation direction based on the acquired angular velocity ⁇ .
  • the current measuring unit 402a detects that the rotation direction is the positive direction (positive rotation).
  • the current measuring unit 402a outputs the detected rotation direction to the offset calculating unit 403a. After step S2, the process proceeds to step S3.
  • Step S3 The control unit 401 negatively rotates the motor 10, generates a speed command value so that the d-axis current Id flows in the field weakening control region, and outputs the generated speed command value to the motor control device 30a.
  • step S4 the process proceeds to step S4.
  • Step S4 The current measuring unit 402a measures the d c2 axis current command value Id c2 and the q c2 axis current command value Iq c2, and measures the measured d c2 axis current command value Id c2 and the q c2 axis current command value Iq c2. Is output to the offset calculation unit 403a.
  • the current measuring unit 402a acquires the angular velocity ⁇ output from the velocity calculating unit 302, and detects the rotation direction based on the acquired angular velocity ⁇ .
  • the current measuring unit 402a detects that the rotation direction is the negative direction (negative rotation).
  • the current measuring unit 402a outputs the detected rotation direction to the offset calculating unit 403a. After step S4 ends, the process proceeds to step S5.
  • Step S5 The offset calculation unit 403a calculates an offset error correction value ⁇ ′ using Expression (14) or Expression (15) based on each measured current command value and the detected rotation direction. This is the end of the offset error correction value calculation process.
  • the offset calculation unit 403a measures only the d c1 axis current command value Id c1 and the q c1 axis current command value Iq c1 when the motor 10 is rotated forward, and the offset error correction value ⁇ ′ (first 1 correction value) may be calculated by the following equation (16).
  • the offset calculation unit 403a measures only the dc 2- axis current command value Id c2 and the q c2- axis current command value Iq c2 when the motor 10 is negatively rotated, and the offset error correction value ⁇ ′ (second correction value). ) May be calculated.
  • the offset calculation unit 403a causes the d-axis current to flow by rotating the motor 10 in the no-load state positively and negatively at high speed at a constant speed in the field weakening control region. And the offset calculation part 403a measures the electric current command value at the time of such high speed rotation. Then, the offset calculation unit 403a includes the offset error by taking the average of ⁇ tan ⁇ 1 (Iq / Id) for each rotational direction using the equation (14) or (15) for the measured current command value. The offset error correction value is calculated by canceling the influence of torque such as
  • the offset error is more accurate than in the conventional technique in which only the forward direction is rotated. Can be corrected.
  • the rotation of the motor 10 is controlled by the speed command value of the offset correction device 40, for example, when the motor 10 is driven only by electricity rather than a hybrid car using gasoline and electricity.
  • the offset control value can be calculated by measuring the current command value by rotating the motor 10 forward and negatively.
  • the offset error correction value is calculated from the voltage command value, the influence of high frequency noise due to PWM driving or the like by the power conversion unit 310 on the voltage is large.
  • the current command value is used to calculate the offset error correction value, it is difficult to be affected by such high frequency noise, so that the offset error can be controlled with high accuracy.
  • FIG. 13 is a control block diagram of the dq coordinate system and the control system d c q c coordinate system according to the present embodiment.
  • the motor control device 30b includes a speed calculation unit 302, a speed PI control unit 303, a current command unit 304a, a current PI control unit 307b, and an addition unit 331.
  • the control target 60 includes a first phase conversion unit 600, a second phase conversion unit 601, a motor voltage equation unit 602, a torque equation unit 603, (1 / Js) 604, and (1 / s) 605.
  • the offset correction device 40b includes a control unit 401b, a current measurement unit 402a, an offset calculation unit 403a, and an addition unit 70.
  • the same operation units as those in FIGS. 1 and 3 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
  • Adding unit 331 of the motor control device 30b is to d c-axis output by the control section 401b of the d c current command value before the addition to the axis Id c * '' in the offset correction unit 40b for outputting the current command unit 304a
  • the added current command value Id c * ′ is added, and the added current command value Id c * is output to the current PI control unit 307b.
  • the control unit 401b of the offset correction apparatus 40b generates a speed command value so that the motor 10 rotates at a constant speed at a rotation speed at which d-axis current does not flow, and outputs the generated speed command value to the speed PI control unit 303. To do.
  • control unit 401b when the motor 10 is rotating in the low speed region, the control unit 401b generates an addition current command value Id c * 'for the d axis so that the d axis current flows, and the generated current command value Id c *. 'Is output to the adder 331.
  • the offset correction device 40b controls the motor 10 to rotate at a rotational speed in a range where no d-axis current flows.
  • the d-axis current Id does not flow through the motor 10.
  • the control unit 401b outputs a constant d-axis addition current command value Id c * 'to the addition unit 331 in order to force the d-axis current to flow.
  • each current command value d c-axis when rotating Id c1 * and Id c2 * by measuring the q c-axis current command value Iq c1 * and the current command value Iq c2 *, the offset error correction value formula ( 14) and (15). It is desirable that the absolute values of the magnitudes of the speed command values in the positive rotation and the negative rotation are equal.
  • FIGS. 14A to 14D are diagrams for explaining an example of the result of calculating the offset error using the real machine according to the present embodiment.
  • ⁇ Measurement method Procedure 1
  • the internal data of the motor control device 30b is measured when the motor in an unloaded state is rotated at a speed command value of +1000 [rpm] and the d-axis current is added.
  • Procedure 2 The internal data of the motor control device 30b is measured when the motor with no load is rotated at a speed command value of ⁇ 1000 [rpm] and the d-axis current is added.
  • Procedure 3 Calculate the offset error correction value from the d-axis current command value and q-axis current command value measured in Procedure 1 and Procedure 2.
  • Procedure 4 For steps 1 to 3, add +30 [deg] to the offset error and measure. .
  • Procedure 5 For procedures 1 to 3, measure by adding -30 [deg] to the offset error.
  • 14A and 14B are actual measurement results of procedures 1 to 3.
  • the offset error of the actual machine was +1.7 [deg].
  • 14C and 14D are actual measurement results of procedure 4.
  • the first line shows measurement items
  • the second line shows actually measured values of internal data of the motor control device 30b when the rotation speed is +1000 [rpm]
  • the third line shows The measured value of the internal data of the motor control device 30b when the rotation speed is -1000 [rpm]
  • the first line shows items
  • the second line shows calculated values of offset error correction values when the rotational speed is +1000 [rpm]
  • the third line shows the rotational speed ⁇
  • the calculated value of the offset error correction value of the motor control device 30b in the case of 1000 [rpm] is shown.
  • 14A and 14C are values calculated by substituting the measured values shown in FIGS. 14A and 14C into -tan ⁇ 1 (Iq * / Id * ).
  • the motor 10 rotating at low speed in a region where no flow d-axis current, this time by passing a d-axis current by adding current instruction value d c * ', d c-axis current command
  • the offset error correction value is calculated by measuring the value Id c and the q c- axis current command value Iq c . For this reason, the offset error correction value can be obtained without rotating the motor 10 at a high speed as in the first embodiment. As a result, during the period when the offset error correction value is calculated, power saving and noise reduction can be achieved from the first embodiment.
  • the q-axis current command value when the motor in the no-load state is rotating is measured, and the correction generated by performing the PI control so that the measured q-axis current command value becomes zero.
  • the value is fed back to the motor controller.
  • the motor control device performs motor control by correcting the generated correction value to the rotation angle ⁇ detected by the resolver.
  • FIG. 15 is a control block diagram showing the motor control device 1c according to the present embodiment. Descriptions of the same functional units as those in FIG.
  • the difference between the first embodiment and the second embodiment is an offset correction device 40c.
  • the offset correction device 40c includes a control unit 411, a current measurement unit 412, a PI control unit 413, and an addition unit 414.
  • the control unit 411 generates a speed command value through which the d-axis current flows in the field weakening control region, and outputs the generated speed command value to the motor control device 30c. Further, the control unit 411 controls the motor 10 to rotate in a no-load state.
  • the current measuring unit 412 measures the q-axis current command value Iq * when the unloaded motor 10 rotates in the field-weakening control region, and sends the measured q-axis current command value Iq * to the PI control unit 413. Output.
  • the PI control unit 413 performs proportional-integral control on the deviation between the q-axis current command value Iq * output from the current measurement unit 412 and 0 to generate an offset error correction value ⁇ ′ that is a correction value, and the generated offset error
  • the correction value ⁇ ′ is output to the adding unit 414.
  • the adding unit 414 corrects the offset error correction value ⁇ ′ output from the PI control unit 413 to the detection signal ⁇ output from the resolver 20, and uses the corrected signal as the angle measurement signal ⁇ ′ to calculate the velocity calculation unit 302, 3 phase /
  • the data is output to the two-phase conversion unit 306 and the two-phase / three-phase conversion unit 308.
  • FIG. 16 is a flowchart of an offset error correction value adjustment procedure according to this embodiment.
  • ⁇ Adjustment procedure ⁇ (Step S101) The control unit 411 generates a speed command value through which the d-axis current flows in the field-weakening control region, and outputs the generated speed command value to the motor control device 30c. After step S101 ends, the process proceeds to step S102.
  • step S102 motor 10 of the no-load state is rotated
  • the current measuring unit 412 measures the q-axis current command value Iq *, outputs the measured q-axis current command value Iq * to the PI controller 413 To do.
  • step S103 the process proceeds to step S103.
  • Step S103 The PI control unit 413 performs proportional integral control on the deviation between the q-axis current command value Iq * output from the current measurement unit 412 and 0 to generate an offset error correction value ⁇ ′ that is a correction value.
  • An angle measurement signal ⁇ ′ obtained by correcting the generated offset error correction value ⁇ ′ to the rotation angle ⁇ detected by the resolver 20 is output to the motor control device 30c.
  • step S104 The motor control device 30c performs motor control with the angle measurement signal ⁇ ′ output from the offset correction device 40c. After step S104 ends, the process proceeds to step S105.
  • Step S105 The offset correction device 40c measures the q-axis current command value Iq * after being corrected by the angle measurement signal ⁇ ′, and performs proportional-integral control on the deviation between the q-axis current command value Iq * and 0. Then, an offset error correction value ⁇ ′, which is a correction value, is generated, and the angle measurement signal ⁇ ′ corrected to the detection signal ⁇ is output to the motor control device 30c. Thereafter, by repeatedly performing steps S104 and S105, the offset correction device 40c and the motor control device 30c automatically adjust the offset error correction value.
  • the offset correction device 40c stops the PI control by fixing the offset error correction value when the change in the repeatedly calculated offset error correction value is smaller than a predetermined value, that is, when the offset has converged. You may do it.
  • the motor control system 1c of the present embodiment rotates the motor 10 in a no-load state so that the d-axis current flows in the field weakening control region or the control region where the motor speed does not belong to the field weakening control region.
  • the motor control system 1c of the present embodiment measures the q-axis current command value when the motor 10 is rotating in the no-load state as described above, and the deviation between the measured q-axis current command value and 0 is measured.
  • the offset error correction value is generated by performing the PI control based on the control, and the motor is controlled using the generated offset error correction value. As a result, the offset error correction value can be automatically adjusted.
  • the control unit 411 may be controlled to add the d-axis current.
  • the offset correction device 40c measures the q-axis current command, generates an offset error correction value by performing PI control based on the deviation between the measured d-axis current command value and 0, and generates the generated offset Motor control is performed using the error correction value.
  • the offset error correction value can be automatically adjusted.
  • the q-axis current command value is fed back, the d-axis current to be added needs to be negative.
  • the offset correction device 40c calculates, for example, the average of the offset error correction values calculated with the positive rotation and negative rotation speed commands and uses the correction values. A certain offset error correction value may be calculated. Further, the offset error correction values generated in the first to third embodiments are stored in the storage unit (not shown) of the motor control device 30 (30a, 30b, 30c) or the offset correction device 40 (40a, 40b, 40c). You may make it leave.
  • the offset correction device 40 (40a, 40b, 40c) is input with the d-axis current Id instead of the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq *.
  • the q-axis current Iq may be used.
  • the motor 10 is rotated at a constant speed in a no-load state to calculate an offset error, and the calculated offset error correction value is added to a detection signal from the resolver to perform motor control has been described.
  • the motor control system 1 can cancel the angle ⁇ described with reference to FIGS. 8 and 10 by rotating the motor 10 in a state where there is a positive and negative constant load torque, not in a no-load state.
  • the ROM and HDD connected to the CPU of the computer system are also executed by programs stored in the same. It is also possible. Alternatively, it can be realized by hardware using a PLD (programmable logic device), an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), or a circuit.
  • PLD programmable logic device
  • ASIC Application Specific Integrated Circuit
  • the present invention can be widely applied to a motor control device and a motor control method, and measures a current command value when a motor is rotated at a constant speed by passing a d-axis current of a constant current amount. Based on this, a correction value for the rotational position of the motor is calculated, and the rotation of the motor is controlled using the calculated correction value, so that the motor can be accurately controlled even if the detected rotational position is deviated.

Landscapes

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Abstract

　電流指令値から、電圧指令値を生成し、モータに流れる検出電流によりフィードバック制御するモータ制御装置であって、前記モータを一定速度で回転させ、一定電流量のｄ軸電流を流す速度指令値に基づいて前記モータの速度制御を行う速度制御部と、前記モータが一定速度で回転し、前記一定電流量のｄ軸電流が流れているときの前記速度制御部の出力に基づく前記電流指令値を測定する電流測定部と、前記測定された電流指令値に基づき、前記モータの回転位置に対する補正値を算出する補正値算出部と、を備えるモータ制御装置。

Description

モータ制御装置、モータ制御方法
　本発明は、モータ制御装置、モータ制御方法に関する。
　本願は、２０１１年１０月２１日に、日本に出願された特願２０１１－２３１８８２号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　３相ブラシレスモータを制御する際には、ＵＶＷの３相にて制御するのではなく、ＵＶＷの３相をｄ軸ｑ軸の２軸座標へと座標変換し、ｄ軸ｑ軸の２相にて制御するのが一般的である。
　ここで、ｄ軸とｑ軸の２軸座標へ座標変換したｄｑベクトル制御の概略を説明する。ｄｑベクトル制御は、回転子の界磁方向をｄ軸、これと直交する方向をｑ軸とするｄｑ座標系上の等価回路でモータの制御処理を行う。このようなモータを制御するモータ制御装置は、例えば、ＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　Ｉｎｔｅｇｒａｌ；比例積分）制御を用いてｄ軸の検出電流Ｉｄ及びｑ軸の検出電流Ｉｑが、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊に追従するように、フィードバック制御によりｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を制御している。
　このようなモータが有するロータの回転角度位置を検出する角度検出器として、レゾルバと角度検出回路とを組み合わせて回転角度を検出する角度検出器が用いられている。レゾルバは、ロータコイルとステータコイルとの位相差によりロータの回転角度を検出する回転検出装置である。レゾルバは、ロータコイルに正弦波信号（Ｅｓｉｎ（ωｔ）（Ｅは正弦波の振幅、ωは励磁周波数））を印加することで、磁界を生じる。この磁界中に、互いに直角に置かれた２つのステータコイルに、それぞれのコイルに位相差のある電圧（ＫＥｓｉｎ（ωｔ）×ｓｉｎ（θ）、ＫＥｓｉｎ（ωｔ）×ｃｏｓ（θ））が発生する。レゾルバは、このステータコイルの出力を用いて回転角度θを検出している。そして、モータ制御装置は、検出した回転角度θに基づいて、モータの電流を制御している。
　しかしながら、このような角度検出器が組み付けられたモータでは、角度検出器と同期モータの回転位置との間にレゾルバの製造精度により誤差、及びレゾルバの組み付けによる誤差などが生じることがある。
　このため、特許文献１に記載のモータ制御装置は、ｄ軸及びｑ軸の各電流指令値を０にして、外部からモータを回転させる。この場合、モータには、誘起電圧が発生するが、モータ制御装置が、電流が０になるようにモータを制御している。このため、モータ制御装置は、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑを０にするように制御することになり、角度検出器と同期モータの回転位置との間の位相がずれていない場合、ｑ軸電圧Ｖｑのみが発生し、ｄ軸電圧Ｖｄは０となる。
　しかしながら、角度検出器と同期モータの回転位置との間の位相がずれている場合、ｄ軸電圧Ｖｄが発生する。特許文献１に記載のモータ制御装置は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを０にするｄ軸指令電圧Ｖｄ＊とｑ軸指令電圧Ｖｑ＊とを求め、求めたｄ軸指令電圧Ｖｄ＊が０になるオフセット量Δθを算出している。そして、特許文献１に記載のモータ制御装置では、算出したオフセット量を用いて、角度検出器と同期モータの回転位置との間に生じるずれを補正していた。
　また、特許文献２に記載のモータ制御装置は、ｑ軸電流Ｉｑを０に制御し、ｄ軸電流Ｉｄを流してモータを回転させる。この場合、ｑ軸電流Ｉｑは、トルクを発生する電流であり、ｄ軸電流Ｉｄは、励磁電流である。このため、角度検出器と同期モータの回転位置との間にずれが生じていない場合、ｑ軸電流Ｉｑを０にして、ｄ軸電流Ｉｄを流しても、トルクは発生しない。しかしながら、角度検出器と同期モータの回転位置との間にずれが生じている場合、ｑ軸電流Ｉｑを０にして、ｄ軸電流Ｉｄを流すと、トルクが発生する。このため、特許文献２に記載のモータ制御装置では、ｑ軸電流Ｉｑを０に制御し、ｄ軸電流Ｉｄを流してモータを回転させたとき、トルクが０になるように調整することで、角度検出器と同期モータの回転位置との組み込みの位置ズレや製造誤差等により発生するずれを補正していた。
特許第３７８９８９５号公報 特開２００２－３７４６９２号公報
　しかしながら特許文献１に記載の技術では、検出信号を２相から３相への変換器を用いてｄ軸とｑ軸の２軸座標へ座標変換を行っている。一方、特許文献１に記載の技術では、生成された指令値に基づいて、モータを駆動するＰＷＭ（パルス幅変調）変換器においても、遅れが生じる。このため、角度検出器とＰＷＭ出力との間に遅れが生じる場合がある。この結果、特許文献１に記載の技術では、これらの遅れ分がオフセット調整の精度に影響を与えるため、モータを精度良く制御できないという問題点があった。また、特許文献１に記載の技術では、オフセット調整量を、指令電圧値から算出しているが、指令電圧がノイズや高周波の影響を受けやすいため、モータを精度良く制御できないという問題点があった。
　また、特許文献２に記載の技術では、トルクを利用して補正しているので、モータ及びモータに接続されている負荷に摩擦があると、この摩擦がトルクに影響して補正値に誤差が生じ、モータを精度良く制御できないという問題点があった。
　本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであって、モータを精度良く制御することを可能にするモータ制御装置、及びモータ制御方法を提供することを目的としている。
　上記目的を達成するため、本発明のモータ制御装置は、電流指令値から、電圧指令値を生成し、モータに流れる検出電流によりフィードバック制御するモータ制御装置であって、前記モータを一定速度で回転させ、一定電流量のｄ軸電流を流す速度指令値に基づいて前記モータの速度制御を行う速度制御部と、前記モータが一定速度で回転し、前記一定電流量のｄ軸電流が流れているときの前記速度制御部の出力に基づく前記電流指令値を測定する電流測定部と、前記測定された電流指令値に基づき、前記モータの回転位置に対する補正値を算出する補正値算出部と、を備えることを特徴としている。
　また、本発明において、前記補正値算出部は、前記算出した補正値を前記モータの回転位置に対応した検出値に加算して回転位置を示す値を生成し、前記速度制御部は、前記生成された回転位置を示す値に基づき前記モータを制御するようにしてもよい。
　また、本発明において、前記速度制御部は、前記電流測定部が前記電流指令値を測定するとき、弱め界磁制御領域で、前記モータに前記一定電流量のｄ軸電流を流す速度指令値に基づいて前記モータの速度制御を行うようにしてもよい。
　また、本発明において、前記速度制御部は、前記電流測定部が前記電流指令値を測定するとき、前記モータの速度が弱め界磁領域に属していない制御領域で、前記電流指令値に前記一定電流量のｄ軸電流を加算した電流指令値に基づいて前記モータの速度制御を行うようにしてもよい。
　また、本発明において、前記電流指令値は、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値であり、前記電流測定部は、前記モータが前記速度指令値に基づいて回転しているとき、前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値を測定し、前記補正値算出部は、前記モータが正回転しているときの前記測定された前記ｄ軸電流指令値と前記ｑ軸電流指令値との位相に基づいて第１補正値を前記補正値として算出するようにしてもよい。
　また、本発明において、前記補正値算出部は、前記モータが負回転しているときの前記測定された前記ｄ軸電流指令値と前記ｑ軸電流指令値との位相に基づいて算出した第２補正値を前記補正値として算出するようにしてもよい。
　また、本発明において、前記速度制御部は、前記モータの正回転における前記速度指令値と、前記モータの負回転における前記速度指令値の絶対値とが等しくなるように制御し、前記補正値算出部は、前記算出した第１補正値と第２補正値の平均を算出して前記補正値を算出するようにしてもよい。
　また、本発明において、前記補正値算出部は、前記補正値、前記第１補正値、及び前記第２補正値を、下式を用いて算出するようにしてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　また、本発明において、前記電流測定部は、前記モータが前記速度指令値に基づいて回転しているときのｑ軸電流指令値を測定し、前記補正値算出部は、前記測定されたｑ軸電流指令値を零にするように比例積分制御して前記補正値を繰り返し算出し、前記算出した複数の補正値に基づいて前記モータの回転位置に対する検出値と加算するようにしてもよい。
　上記目的を達成するため、本発明は、電流指令値から、電圧指令値を生成し、モータに流れる検出電流によりフィードバック制御するモータ制御装置のモータ制御方法であって、速度制御部が、前記モータを一定速度で回転させ、一定電流量のｄ軸電流を流す速度指令値に基づいて前記モータの速度制御を行う速度制御手順と、電流測定部が、前記モータが一定速度で回転し、前記一定電流量のｄ軸電流が流れているときの前記速度制御手段の出力に基づく前記電流指令値を測定する電流測定手順と、補正値算出部が、前記測定された電流指令値に基づき、前記モータの回転位置に対する補正値を算出する補正値算出手順と、を含むことを特徴としている。
　また、本発明のモータ制御方法において、前記電流測定手順は、前記モータが前記速度指令値に基づいて回転しているときの前記ｑ軸電流指令値を測定し、前記補正値算出手順は、前記測定されたｑ軸電流指令値を零にするように比例積分制御して前記補正値を繰り返し算出し、前記算出した補正値に基づいて前記モータの回転位置に対する検出値と加算するようにしてもよい。
　本発明によれば、モータを一定電流量のｄ軸電流を流して一定速度で回転させているときの電流指令値を測定し、測定した電流指令値に基づいてモータの回転位置に対する補正値を算出し、算出した補正値を用いてモータの回転を制御するようにした。この結果、検出された回転位置にずれがあっても、モータを精度良く制御できる。
第１実施形態のモータ制御装置を示す制御ブロック図である。 第１実施形態に係るレゾルバの概略構成を示す図である。 弱め界磁制御領域について説明する図である。 第１実施形態に係るｄｑ座標系と制御系ｄｃｑｃ座標系とによる制御ブロック図である。 ｄｑ座標系における電流と電圧のベクトル図である。 第１実施形態に係る角速度が正の場合の実座標における電圧ベクトルの関係の一例を説明する図である。 第１実施形態に係る角速度が正の場合の電圧ベクトルの関係の一例を説明する図である。 第１実施形態に係る角速度が正の場合の電流ベクトルの関係の一例を説明する図である。 第１実施形態に係る角速度が負の場合の電圧ベクトルの関係の一例を説明する図である。 第１実施形態に係る角速度が負の場合の電流ベクトルの関係の一例を説明する図である。 第１実施形態に係る弱め界磁制御領域でモータを回転させている場合のオフセット誤差補正値の算出方法を説明する図である。 第１実施形態に係るオフセット誤差補正値の算出手順のフローチャートである。 第２実施形態に係るｄｑ座標系と制御系ｄｃｑｃ座標系とによる制御ブロック図である。 第２実施形態に係る実機を用いてオフセット誤差を算出した結果の一例を説明する図である。 第２実施形態に係る実機を用いてオフセット誤差を算出した結果の一例を説明する図である。 第２実施形態に係る実機を用いてオフセット誤差を算出した結果の一例を説明する図である。 第２実施形態に係る実機を用いてオフセット誤差を算出した結果の一例を説明する図である。 第３実施形態に係るモータ制御装置を示す制御ブロック図である。 第３実施形態に係るオフセット誤差補正値の調整手順のフローチャートである。
　以下、図面を用いて本発明の実施形態について詳細に説明する。なお、本発明は係る実施形態に限定されず、その技術思想の範囲内で種々の変更が可能である。
　まず、モータ制御装置の概略動作について説明する。
　モータ制御装置は、例えば産業車両や電気自動車、ハイブリッド自動車、電車、船舶、飛行機、発電システム等において、電池セルから電力の供給を受けてモータを制御する装置である。
　電気モータを動力とする電気自動車や、内燃機関と電気モータを併用して動力とするハイブリッド自動車（以下、「電気自動車等」という）では、電力利用効率を高めるため、モータ制御装置が、３相の駆動電流を制御する際にパルス幅を変調させるパルス幅変調制御（ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御）を用いている。
　電気自動車等では主に永久磁石同期モータが用いられ、そのモータには、回転に同期した３相電流が流される。その３相電流をＰＷＭ制御するために、キャリア信号と呼ばれる一定の周波数の電気パルスが用いられる。この場合、駆動電流は、キャリア信号のタイミングに合わせてパルス幅が変調された矩形波としてモータに供給され、モータのインダクタンスによって正弦波の３相電流となる。
　そして、このようなモータ制御装置では、モータに流れる電流が、入力されたトルク指令のトルクになるようにフィードバックを用いたＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　Ｉｎｔｅｇｒａｌ；比例積分）制御により制御している。また、ＰＩ制御では、モータへ供給するｕｖｗの３相をｄ軸ｑ軸の２軸座標へと座標変換し、ｄ軸ｑ軸の２相にて制御する。また、このようなモータ制御装置では、モータの回転角度を検出する角度検出装置であるレゾルバが組み付けられている。そして、電流のＰＩ制御では、検出したモータの回転角度と、入力されたトルク指令に基づいて電流指令値を生成し、生成した電流の指令値と、モータに流れる電流の測定値とを合わせるように制御することで、モータを制御している。
　ｄ軸ｑ軸の２軸座標（以下、ｄｑ座標系という）は、回転座標系であり、回転子を構成する永久磁石が作る磁束の方向のｄ軸、ｄ軸から位相が９０度進んだｑ軸からなるｄｑ座標系で表される。なお、ｄｑ座標系は回転しており、その回転速度が、角速度ωである。このｄｑ座標系において、モータの電圧Ｖのｄ軸成分をＶｄで表し、ｑ軸成分をＶｑで表す。また、ｄｑ座標系において、モータの電流Ｉのｄ軸成分をＩｄで表し、ｑ軸成分をＩｑで表す。
　次に、本発明の概要を説明する。
　モータ制御システムでは、レゾルバの組み付け精度による誤差や、レゾルバの製造による誤差、レゾルバによる検出信号の処理の遅れによる誤差などが生じる（以下、レゾルバによる誤差という）。このような誤差を補正するために、本発明のモータ制御システムでは、無負荷状態のモータを、一定の電流指令値により速度制御して定速回転させる。
　そして、本発明のモータ制御システムは、モータを定速回転させている場合、一定のｄ軸電流指令値を与えることで、ｄ軸電流を流す。モータが無負荷で一定回転している状態では、実動作におけるｑ軸電流はわずかしか流れていない。しかしながら、レゾルバによる誤差が生じ、実動作における座標とモータ制御装置内の座標とでｄｑ座標系の角度ずれが発生する。このように実動作とモータ制御装置内とでｄｑ座標系の角度がずれている場合、モータ制御装置内では、見かけ上、多くのｑ軸電流が流れている。
　このような原理に基づき、本発明のモータ制御システムでは、無負荷状態のモータを、一定の電流指令値により速度制御して定速回転させているとき、ｄ軸及びｑ軸の各電流指令値を測定する。そして、本発明のモータ制御システムでは、測定したｄ軸及びｑ軸の各電流指令値からオフセット誤差（補正値）を算出し、算出したオフセット誤差補正値をレゾルバによる検出信号に加算してモータ制御を行う。
　［第１実施形態］
　第１実施形態では、弱め界磁制御領域（弱め界磁領域ともいう）で、モータを無負荷状態で回転させる。モータを弱め界磁制御領域において、高速で回転させると誘起電圧が増えるため、モータに電流が流れなくなる。本実施形態のモータ制御装置は、モータを弱め界磁制御領域において高速で定速回転させることで、一定電流量のｄ軸電流を流し、このときのｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値を測定して、オフセット誤差補正値を算出する。以下、第１実施形態について、詳細に説明する。
　図１は、本実施形態のモータ制御装置を示す制御ブロック図である。
　図１に示すように、本実施形態に係るモータ制御システム１は、レゾルバ２０、モータ制御装置３０、及びオフセット補正装置４０を備えている。
　モータ制御装置３０は、速度計算部（速度制御部）３０２、速度ＰＩ（比例積分）制御部（速度制御部）３０３、電流指令部（速度制御部）３０４、電流検出器３０５、３相／２相変換部３０６、電流ＰＩ制御部３０７、２相／３相変換部３０８、デューティ計算部３０９、及び電力変換部３１０を備えている。
　オフセット補正装置４０は、制御部４０１、電流測定部４０２及びオフセット算出部（補正値算出部）４０３を備えている。
　また、モータ制御装置３０は、モータ１０及びオフセット補正装置４０と接続されている。
　モータ１０は、３相モータであり、電力変換部３１０から出力される駆動電流により駆動される。モータ１０には、レゾルバ２０が組み付けられている。
　レゾルバ２０は、モータ１０に組み付けられている。レゾルバ２０は、各瞬間におけるモータ１０の回転角度をサンプリング時刻毎に検出し（以下、検出した回転角度を検出角度という）、検出した検出角度を速度計算部３０２、３相／２相変換部３０６、及び２相／３相変換部３０８に出力する。なお、サンプリング周波数は、例えば、５［ＫＨｚ］である。
　速度計算部３０２は、レゾルバ２０が検出した検出角度θから、モータ１０の回転子の角速度ωを計算し、計算した角速度ωを速度ＰＩ制御部３０３、電流指令部３０４、及びオフセット補正装置４０に出力する。
　速度ＰＩ制御部３０３は、モータ１０の回転速度が外部から入力された速度指令値になるように、モータ１０に対する回転速度を制御する。速度ＰＩ制御部３０３は、外部から入力された速度指令ω＊と、速度計算部３０２が出力する角速度ωとの偏差基づいて、モータ１０の回転速度が速度指令値ω＊になるトルク指令値τ＊を算出し、算出したトルク指令値τ＊を電流指令部３０４に出力する。トルク指令値τ＊は、モータ１０に発生させるトルクを指令するものである。なお、本明細書では、指令値や指令信号には「＊」を右上に付した変数によって表す。
　また、速度ＰＩ制御部３０３は、オフセット補正装置４０の制御部４０１が出力する電流指令値ω＊に基づきモータ１０に対するトルク指令値τ＊を算出し、算出したトルク指令値τ＊を電流指令部３０４に出力する。
　電流指令部３０４には、速度計算部３０２から出力される角速度ωと、速度ＰＩ制御部３０３が出力するトルク指令値τ＊とが入力される。電流指令部３０４は、このトルク指令値τ＊と角速度ωから、ｄ軸成分およびｑ軸成分を持つ２相の指令電流であるｄ軸の電流指令値Ｉｄ＊、及びｑ軸の電流指令値Ｉｑ＊（以下、ｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値という）を生成する。電流指令部３０４は、生成したｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を、電流ＰＩ制御部３０７に出力する。
　電流検出器３０５は、モータ１０に対する３相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出し、検出した３相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを３相／２相変換部３０６に出力する。
　３相／２相変換部３０６は、電流検出器３０５が出力する３相の電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを、２相のｄ軸成分Ｉｄおよびｑ軸成分Ｉｑ（以下、検出電流という）に変換する。３相／２相変換部３０６は、変換した検出電流ＩｄおよびＩｑを電流ＰＩ制御部３０７に出力する。なお、ｄ軸成分の電流（ｄ軸電流）とは、d軸を磁束の向きにとった場合、流れている電流のうち、モータ１０に磁束を発生させるのに使われている成分（励磁電流成分）である。また、ｑ軸成分の電流（ｑ軸電流）とは、流れている電流のうち負荷のトルクに対応した成分である。
　電流ＰＩ制御部３０７には、電流指令部３０４が出力するｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、３相／２相変換部３０６が出力する検出電流ＩｄおよびＩｑとが入力される。電流ＰＩ制御部３０７は、制御変数である検出電流ＩｄおよびＩｑが、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に応じた値になるように、モータ１０に流れる電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを制御する。
　電流ＰＩ制御部３０７は、入力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊から、それぞれ検出電流ＩｄおよびＩｑを減算して、偏差ΔＩｄおよびΔＩｑを算出する。電流ＰＩ制御部３０７は、算出した偏差ΔＩｄおよびΔＩｑ用いて、次式（１）及び（２）により、指令電圧であるｄ軸の電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑ＊（以下、ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値という）を算出する。なお、本実施形態では、電流ＰＩ制御しているため、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊は、電圧Ｖｄに等しく、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊は、電圧Ｖｑに等しい。このため、本実施形態では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊をｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊をｑ軸電圧指令値Ｖｑとして表す。
　電流ＰＩ制御部３０７は、算出したｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを、２相／３相変換部３０８に出力する。
　Ｖｄ＊＝Ｋｐ×ΔＩｄ＋Ｋｉ×∫（ΔＩｄ）ｄｔ　・・・（１）
　Ｖｑ＊＝Ｋｐ×ΔＩｑ＋Ｋｉ×∫（ΔＩｑ）ｄｔ　・・・（２）
　なお、式（１）、（２）において、係数Ｋｐ、Ｋｉは、予め設定されている係数である。
　２相／３相変換部３０８は、レゾルバ２０が検出した検出角度θを用いて、電流ＰＩ制御部３０７が出力するｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを座標変換し、３相の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を算出する。電流ＰＩ制御部３０７と同様に、電流ＰＩ制御されているため、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊は、各々電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに等しいため、各電圧指令値を各々Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとして表す。
　２相／３相変換部３０８は、算出した３相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをデューティ計算部３０９に出力する。
　デューティ計算部３０９には、２相／３相変換部３０８が出力する３相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが入力される。デューティ計算部３０９は、キャリア周波数ｆｃによって定まるタイミングで、３相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗから、モータに与える駆動電流信号を表すデューティ信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗを計算する。デューティ計算部３０９は、計算したデューティ信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗを電力変換部３１０に出力する。
　電力変換部３１０には、デューティ信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗから駆動電流を生成するためのスイッチングを行う例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）素子などの電力制御素子（パワー素子）が備えられている。電力変換部３１０は、デューティ計算部３０９が出力するデューティ信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗに対応する３相の駆動電流を生成し、生成した３相の駆動電流をモータ１０にそれぞれ供給する。
　オフセット補正装置４０の制御部４０１は、モータ１０が無負荷状態で回転するように、例えば、モータ制御システム１が車両に取り付けられている場合、車両のクラッチを制御する。制御部４０１は、無負荷状態のモータ１０を、高速域で回転させることで磁界を減少させる弱め界磁制御領域で回転させる速度指令値ω＊を速度ＰＩ制御部３０３に出力する。
　電流測定部４０２は、電流指令部３０４が出力するｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を測定する。電流測定部４０２は、速度計算部３０２が出力する角速度ωを取得し、取得した角速度ωに基づきモータ１０の回転方向を検出する。電流測定部４０２は、測定したｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊、検出した回転方向をオフセット算出部４０３に出力する。
　オフセット算出部４０３には、電流測定部４０２が出力するｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊、回転方向が入力される。
　また、オフセット算出部４０３には、モータ１０の各相の巻線抵抗値Ｒａ、各相におけるｄ軸のインダクタンス成分Ｌｄ、ｑ軸のインダクタンス成分Ｌｑ、モータ１０の鎖交磁束Φａが予め記憶されている。
　オフセット算出部４０３は、記憶されている各値、電流測定部４０２が出力する回転方向、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に基づき、後述するようにオフセット誤差補正値Δθ’を算出する。
　なお、算出されたオフセット誤差補正値Δθ’は、モータ制御装置３０またはオフセット補正装置４０の記憶部（不図示）に記憶させておいてもよい。
　図２は、本実施形態に係るレゾルバ２０の概略構成を示す図である。
　図２に示すように、レゾルバ２０は、モータ１０の貫通シャフトにマウントされ、ブラシレスモータのロータ磁界に合わせて調整されている。レゾルバ２０は、レゾルバ・ロータ２２、１次側コイル（ロータ）２４、１次側コイル２４と互いに９０度離れたふたつの２次側コイル（ステータ）２６とで構成されている。１次側に交流電圧を加えると２次側コイルにも電圧が発生する。２次側に出力される電圧の振幅は、θをロータ角度とするとｓｉｎθとｃｏｓθになる。
　レゾルバ２０は、これらの２次側コイル２６の信号に基づき、モータ１０の検出角度を算出する。この算出された検出角度は、モータ１０の電気角の回転基準角度（０度）から１回転（３６０度）の間、電気自動車などでは慣性が大きく、サンプリングタイムに比べて加速度が無視されるので、単調に且つほぼ線形に増加する値となる。したがって、モータ１０の複数の回転にわたる算出値は、例えば、のこぎりの歯状の波形となる。レゾルバ２０は、この算出値によりモータ１０の電気角の検出角度を検出できる。
　図３は、弱め界磁制御領域について説明する図である。
　図３において、横軸は速度を表し、縦軸は電圧、界磁、出力及びトルクを表している。また、図３において、Ｎｂは基底速度であり、Ｎｔは最高速度である。なお、基底速度Ｎｂとは、電圧制御領域における最高速度である。また、最高速度Ｎｔとは、最弱界磁における最高速度である。
　曲線ｇ１０１は、電圧対速度の関係を表し、曲線ｇ１０２は、出力対速度の関係を表している。曲線ｇ１０３は、界磁対速度の関係を表し、曲線ｇ１０４は、トルク対速度の関係を表している。
　図３に示すように、所定の回転速度（例えば基底速度Ｎｂ）まで、曲線ｇ１０３のように界磁を一定に保ちながら、例えばモータに対して電圧制御を行う。このように、界磁を一定に保ちながら電圧制御される領域が電圧制御領域である。また、図３に示した電圧制御領域では、ｄ軸電流はほとんど流れない。
　そして、所定の回転速度以上の領域では、曲線ｇ１０１のように電圧を一定に保ちながら界磁を曲線ｇ１０３のように弱めることで、回転速度を上昇させる。このような制御が弱め界磁制御であり、このように電圧が一定且つ回転速度が速くなる領域が弱め界磁制御領域（界磁制御領域）である。
　図４は、本実施形態に係るｄｑ座標系と制御系ｄｃｑｃ座標系とによる制御ブロック図である。
　制御系ｄｃｑｃ座標系とは、モータ制御装置３０ａ内のｄ軸をｄｃ軸、ｑ軸をｑｃ軸に置き換えて表した座標系である。
　図４に示すように、モータ制御装置３０ａは、速度計算部３０２、速度ＰＩ制御部３０３、電流指令部３０４ａ、電流ＰＩ制御部３０７ａから構成される。モータ１０とレゾルバ２０を実座標のｄ軸ｑ軸で表した制御対象６０は、第１位相変換部６００、第２位相変換部６０１、モータ電圧方程式部６０２、トルク方程式部６０３、（１／Ｊｓ）６０４、（１／ｓ）６０５、加算部７０から構成される。
　オフセット補正装置４０ａは、制御部４０１、電流測定部４０２ａ及びオフセット算出部４０３ａを備えている。
　図１と同じ動作部は、同じ符号を用いて説明を省略する。
　モータ制御装置３０ａの電流指令部３０４ａは、速度計算部３０２から出力される角速度ωと、速度ＰＩ制御部３０３が出力するトルク指令値τ＊とが入力される。電流指令部３０４ａは、このトルク指令値τ＊と角速度ωから、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ ＊及びｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ ＊を生成する。電流指令部３０４ａは、生成したｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ ＊およびｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ ＊を、電流ＰＩ制御部３０７ａに出力する。
　電流ＰＩ制御部３０７ａは、入力されたｄ軸電流指令値Ｉｄｃ ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑｃ ＊から、それぞれｄｃ軸電流Ｉｄｃおよびｑｃ軸電流Ｉｑｃに基づき、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ、ｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃを算出する。
　制御対象６０の第１位相変換部６００は、ｄ軸ｑ軸の電流からｄｃ軸ｑｃ軸の電流への変換部である。第１位相変換部６００は、実際のオフセット誤差Δθ分、座標変換され、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑから、各々ｄｃ軸電流Ｉｄｃ、ｑｃ軸電流Ｉｑｃに変換する。第１位相変換部６００は、変換したｄｃ軸電流Ｉｄｃ、ｑｃ軸電流Ｉｑｃを電流ＰＩ制御部３０７ａに出力する。
　ここで、遅れ分｜ω｜Δｔを省略すると、第１位相変換部６００は、次式（３）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　第２位相変換部６０１は、ｄｃ軸ｑｃ軸の電圧からｄ軸ｑ軸の電圧への変換部である。第２位相変換部６０１は、オフセット誤差Δθ分、座標変換され、ｄｃ軸電圧Ｖｄｃ、ｑｃ軸電圧Ｖｑｃから、各々ｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑに変換する。第２位相変換部６０１は、変換したｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑをモータ電圧方程式部６０２に出力する。
　ここで、遅れ分｜ω｜Δｔを省略すると、第２位相変換部６０１は、式（３）の逆行列で次式（４）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　モータ電圧方程式部６０２には、第２位相変換部６０１が出力するｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑ、トルク方程式部６０３及び（１／Ｊｓ）６０４により算出された角速度ωが入力される。
　モータ電圧方程式部６０２が有するモータ１０の電圧方程式は、次式（５）のように表される（例えば、参考文献１　新中新二、永久磁石同期モータのベクトル制御技術　上巻、電波新聞社、２００８年、ｐ９８参照）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　式（５）において、ωは、角速度、Φａは、モータ１０の鎖交磁束、ωΦａは、誘起電圧である。Ｌｄは、ｄ軸のインダクタンス、Ｌｑは、ｑ軸のインダクタンスである。Ｒａは、モータ１０の巻線１相あたりの抵抗である。
　また、式（５）において、ｐは微分演算子である。このため、定常状態において、式（５）は、次式（６）のように表される。
　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　モータ電圧方程式部６０２は、式（５）または（６）を用いて、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを算出し、算出したｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを第１位相変換部６００及びトルク方程式部６０３に出力する。
　トルク方程式部６０３は、トルク方程式部６０３が有する次式（７）のトルク方程式（参考文献２　森本、武田、PMモータの出力範囲に関する一般的な解析と定出力運転に適した機器定数の検討、電学論D，Vol.117，No.6 pp.751-757 (1997-6)参照）、モータ電圧方程式部６０２が出力するｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを用いて、トルクを算出し、算出したトルク値を（１／Ｊｓ）６０４に出力する。また、トルク方程式部６０３には、ｄ軸及びｑ軸の各インダクタンス成分Ｌｄ及びＬｑ、鎖交磁束Φａが記憶されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　式（７）において、Ｐｎは、モータ１０もしくはステータのマグネットの磁極の対の数である極対数である
　（１／Ｊｓ）６０４は、トルク方程式部６０３が算出したトルクから、角速度ωを出力し、出力した角速度ωをモータ電圧方程式部６０２及び（１／ｓ）６０５に出力する。なお、Ｊは、無負荷時のモータ１０のイナーシャ（慣性モーメント）である。
　（１／ｓ）６０５は、（１／Ｊｓ）６０４が出力する角速度ωから実角度θ０を加算部７０に出力する。加算部７０は、（１／ｓ）６０５が出力した実角度θ０にオフセット誤差Δθを加算し、加算した検出信号θをモータ制御装置３０ａの速度計算部３０２に出力する。
　オフセット補正装置４０ａの電流測定部４０２ａは、電流指令部３０４ａが出力するｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ ＊、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ ＊を測定する。電流測定部４０２ａは、速度計算部３０２が出力する角速度ωを取得し、取得した角速度ωに基づきモータ１０の回転方向を検出する。電流測定部４０２ａは、測定したｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ ＊、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ ＊、検出したモータ１０の回転方向を示す情報をオフセット算出部４０３ａに出力する。
　オフセット算出部４０３ａには、電流測定部４０２ａが出力するｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ ＊、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ ＊、モータ１０の回転方向を示す情報が入力される。
　オフセット算出部４０３ａは、記憶されている各値、電流測定部４０２ａが出力するモータ１０の回転方向を示す情報、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ ＊、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ ＊に基づき、オフセット誤差補正値Δθ’を算出する。
　次に、ｄｑ座標系における電流と電圧とのベクトルの関係を説明する。
　ｄ軸電圧及びｑ軸電圧は、式（６）より、次式（８）及び次式（９）のように表される。
　Ｖｄ＝ＲａＩｄ－ωＬｑＩｑ　・・・（８）
　Ｖｑ＝ωＬｄＩｄ＋ＲａＩｑ＋ωΦａ　・・・（９）
　図５は、ｄｑ座標系における電流と電圧のベクトル図である。
　図５において、角度δは、内部相差角（負荷角）であり、ｑ軸と電圧Ｖのベクトル（以下、電圧ベクトルＶという）とのなす角である。図５において、反時計回りが正回転方向であり、ｄ軸に対してｑ軸が９０度進んでいる。
　図５に示すように、モータ１０に印加される電圧ベクトルＶは、ｄ軸電圧Ｖｄ（＝－Ｖｓｉｎδ）のベクトル（以下、ベクトルＶｄという）とｑ軸電圧Ｖｑ（＝Ｖｃｏｓδ）のベクトル（以下、ベクトルＶｑという）とに分解できる。
　モータ１０に流れる電流ベクトルＩは、ｄ軸電流Ｉｄのベクトル（以下、ベクトルＩｄという）とｑ軸電流Ｉｑのベクトル（以下、ベクトルＩｑという）とに分解できる。
　式（８）に示したベクトルＶｄ（＝－Ｖｓｉｎδ）は、図５に示すように、ベクトルＲａＩｄとベクトル（－ωＬｑＩｑ）との和で表される。また、式（９）に示したベクトルＶｑ（＝Ｖｃｏｓδ）は、ベクトルωＬｄＩｄ、ベクトルＲａＩｑ、及びベクトルωΦａの和で表される。
　レゾルバ２０の組み付けによる誤差、製造による誤差、モータ制御装置３０ａの遅れにより発生する誤差等が無い場合、図５に示したｄ軸及びｑ軸は、モータ制御装置３０ａのｄｃ軸及びｑｃ軸と一致している。
　図５では、レゾルバ２０にオフセット誤差が無く、ｄ軸及びｑ軸と制御系座標のｄｃ軸及びｑｃ軸とが一致している場合におけるベクトルの関係を説明した。
　次に、レゾルバ２０にオフセット誤差が有り、ｄ軸及びｑ軸と制御系座標のｄｃ軸及びｑｃ軸とが一致していない場合におけるベクトルの関係を、図６～図１０を用いて説明する。
　図６は、本実施形態に係る角速度が正の場合の実座標における電圧ベクトルの関係の一例を説明する図である。図７は、本実施形態に係る角速度が正の場合の電圧ベクトルの関係の一例を説明する図である。図８は、本実施形態に係る角速度が正の場合の電流ベクトルの関係の一例を説明する図である。
　図９は、本実施形態に係る角速度が負の場合の電圧ベクトルの関係の一例を説明する図である。図１０は、本実施形態に係る角速度が負の場合の電流ベクトルの関係の一例を説明する図である。
　図６～図１０において、ｄ－ｑ座標は回転子の実際の界磁方向をｄ軸とするｄｑ座標（以下、実座標ｄ－ｑという）を示し、ｄｃ－ｑｃ座標はレゾルバ２０により検出される磁極位置（以下、レゾルバ検出位置という）により定まるｄｑ座標（以下、制御系座標ｄｃ－ｑｃといい、また制御系座標ｄｃ－ｑｃにおけるｄ軸及びｑ軸をｄｃ軸及びｑｃ軸という）を示している。また、角速度ωが正の場合（正回転）の制御系座標ｄｃ－ｑｃを制御系座標ｄｃ１－ｑｃ１、角速度ωが負の場合（負回転）の制御系座標ｄｃ－ｑｃを制御系座標ｄｃ２－ｑｃ２として示している。
　まず、角速度ωが正の場合、すなわちモータ１０を正回転させた場合について、図６～図８を用いて説明する。
　図６～図８に示す状態は、弱め界磁制御領域で、無負荷状態としたモータ１０を、角速度が正になるように、図４のモータ制御装置３０ａによりモータ１０を回転させている状態である。
　図６に示すように、実座標ｄ－ｑにおいて、無負荷状態のモータ１０が弱め界磁制御領域で高速で正回転している場合、誘起電圧ベクトルωΦａがｑ軸の正方向に発生する。また、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑによる電圧成分は、弱め界磁制御で負のｄ軸電流Ｉｄ＊が指令として生成されているので、誘起電圧ベクトルωΦａを抑えるように電圧ベクトル（ωＬｄＩｄ＋ＲａＩｑ）がｑ軸の負方向に発生する。このため、ｑ軸電圧ベクトルＶｑは、電圧ベクトル（ωＬｄＩｄ＋ＲａＩｑ）と誘起電圧ベクトルωΦａとの合成ベクトルである。また、ｄ軸電圧ベクトルＶｄ（＝－ωＬｑＩｑ＋ＲａＩｄ）は、ｄ軸の負方向に発生している。また、図６において、電圧ベクトルＶ１は、モータ１０の電圧である。
　図６に示したように、弱め界磁制御領域で、無負荷状態としたモータ１０を、角速度を正回転させている場合、実座標ｄ－ｑにおいては、ｄ軸電圧は、微小しか発生していない。
　一方、図７に示す例では、実座標ｄ－ｑと制御系座標ｄｃ１－ｑｃ１とがオフセット誤差Δθに加え遅れ分｜ω｜Δｔ進んでいるとして説明する。
　図７に示したように、（Ｖ１－ωΦａ）ベクトルは、実座標ｄ－ｑと制御系座標ｄｃ１－ｑｃ１とで、異なる成分となる。実座標ｄ－ｑでのｄ軸成分の－ωＬｑＩｑ＋ＲａＩｄは、制御系座標ｄｃ１－ｑｃ１でのｄｃ１軸成分の－ωＬｑＩｑｃ１＋ＲａＩｄｃ１になり、実座標ｄ－ｑでのｑ軸成分のωＬｄＩｄ＋ＲａＩｑは、制御系座標ｄｃ１－ｑｃ１でのｄｃ１軸成分のωＬｄＩｄｃ１＋ＲａＩｑｃ１になる。
　図８では、図７の制御系座標ｄｃ１－ｑｃ１における電圧ベクトル（Ｖ１－ωΦａ）において、各相の巻線抵抗値Ｒａが、ωＬｄ及びωＬｑに比べて十分に小さく、ｄ軸のインダクタンスＬｄとｑ軸のインダクタンスＬｑとがほぼ同じ場合の電流ベクトルを示している。
　図８に示すように、制御系座標ｄｃ１－ｑｃ１においては、実座標のｄ軸に対して角度α遅れている電流ベクトルＩ１が流れる。このαは、無負荷運転の摩擦などの微小トルクに対応するｑ軸電流による遅れである。この電流ベクトルＩ１は、ｄｃ１軸の正方向の電流ベクトルＩｄｃ１と、ｄｃ１軸の負方向の電流ベクトルＩｄｃ１とに分解できる。
　また、図８に示すように、電流ベクトルＩ１と電流ベクトルＩｄｃ１とのなす角は、（オフセット誤差Δθ＋遅れ分｜ω｜Δｔ）と（実座標ｄ－ｑのｄ軸と電流ベクトルＩ１とのなす角α）との和である。
　次に、角速度ωが負の場合、すなわちモータ１０を負回転（逆回転）させた場合について、図９及び図１０を用いて説明する。
　図９及び図１０に示す状態は、弱め界磁制御領域で、無負荷状態としたモータ１０を、角速度が負になるように、図４のモータ制御装置３０ａによりモータ１０を回転させている状態である。
　図９に示すように、実座標ｄ－ｑにおいて、無負荷状態のモータ１０が弱め界磁制御領域で高速で負回転している場合、誘起電圧ベクトルωΦａがｑ軸の負方向に発生する。また、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑによる電圧成分は、弱め界磁制御で負のｄ軸電流Ｉｄ＊が指令として生成されているので、誘起電圧ベクトルωΦａを抑えるように電圧ベクトル（ωＬｄＩｄ＋ＲａＩｑ）がｑ軸の正方向に発生する。このため、ｑ軸電圧ベクトルＶｑは、電圧ベクトル（ωＬｄＩｄ＋ＲａＩｑ）と誘起電圧ベクトルωΦａとの合成ベクトルである。また、ｄ軸電圧Ｖｄベクトル（＝－ωＬｑＩｑ＋ＲａＩｄ）は、ｄ軸の負方向に発生している。また、図９において、電圧ベクトルＶ２は、モータ１０の電圧である。
　図９に示したように、弱め界磁制御領域で、無負荷状態としたモータ１０を負回転させている場合、実座標ｄ－ｑにおいては、ｄ軸電圧は、モータ１０の正回転時と同様に微小しか発生していない。
　次に、制御系座標ｄｃ２－ｑｃ２の電圧ベクトルについて説明する。実座標ｄ－ｑと制御系座標ｄｃ２－ｑｃ２とがオフセット誤差Δθから遅れ分｜ω｜Δｔを減じた分、進んでいるとして説明する。
　（Ｖ２－ωΦａ）ベクトルは、実座標ｄ－ｑと制御系座標ｄｃ２－ｑｃ２とで、異なる成分となる。実座標ｄ－ｑでのｄ軸成分の－ωＬｑＩｑ＋ＲａＩｄは、制御系座標ｄｃ２－ｑｃ２でのｄｃ２軸成分の－ωＬｑＩｑｃ２＋ＲａＩｄｃ２になる。また、実座標ｄ－ｑでのｑ軸成分のωＬｄＩｄ＋ＲａＩｑは、制御系座標ｄｃ２－ｑｃ２でのｄｃ２軸成分のωＬｄＩｄｃ２＋ＲａＩｑｃ２になる。
　図１０では、図９の制御系座標ｄｃ２－ｑｃ２における電圧ベクトル（Ｖ２－ωΦａ）において、各相の巻線抵抗値Ｒａが、ωＬｄ及びωＬｑに比べて十分に小さく、ｄ軸のインダクタンスＬｄとｑ軸のインダクタンスＬｑとがほぼ同じ場合の電流ベクトルを示している。
　図１０に示すように、制御系座標ｄｃ２－ｑｃ２においては、実座標のｄ軸に対して角度α進んでいる電流ベクトルＩ２が流れる。この電流ベクトルＩ２は、ｄｃ２軸の正方向の電流ベクトルＩｄｃ２と、ｄｃ２軸の負方向の電流ベクトルＩｄｃ２とに分解できる。また、図１０に示すように、電流ベクトルＩ２と電流ベクトルＩｄｃ２とのなす角は、（オフセット誤差Δθ－遅れ分｜ω｜Δｔ）と（実座標ｄ－ｑのｄ軸と電流ベクトルＩ２とのなす角α）との差である。
　次に、図８及び図１０に示したモータ１０の正回転及び負回転時の電流ベクトルから、オフセット誤差補正値Δθ’を算出する方法について、図１１を用いて説明する。
　図１１は、本実施形態に係る弱め界磁制御領域でモータを回転させている場合のオフセット誤差補正値の算出方法を説明する図である。
　図１１に示すように、モータ１０が正回転（ω＞０）の場合、ｄｃ１軸電流ベクトルＩｄｃ１とｑｃ１軸電流ベクトルＩｑｃ１とのなす角は、図８で説明したように（オフセット誤差Δθ＋遅れ分｜ω｜Δｔ）と（実座標ｄ－ｑのｄ軸と電流ベクトルＩ１とのなす角α）との和である。このため、このなす角とｄｃ１軸電流ベクトルＩｄｃ１とｑｃ１軸電流ベクトルＩｑｃ１との関係は、次式（１０）及び次式（１１）のように表される。
　ｔａｎ（Δθ＋｜ω｜Δｔ＋α）＝Ｉｑｃ１／（－Ｉｄｃ１）　・・・（１０）
　Δθ＋｜ω｜Δｔ＋α＝ｔａｎ－１（Ｉｑｃ１／（－Ｉｄｃ１））　・・・（１１）
　一方、図１１に示すように、モータ１０が負回転（ω＜０）の場合、ｄｃ２軸電流ベクトルＩｄｃ２とｑｃ２軸電流ベクトルＩｑｃ２とのなす角は、図１０で説明したように（オフセット誤差Δθ－遅れ分｜ω｜Δｔ）と（実座標ｄ－ｑのｄ軸と電流ベクトルＩ２とのなす角α）との差である。このため、このなす角とｄｃ２軸電流ベクトルＩｄｃ２とｑｃ２軸電流ベクトルＩｑｃ２との関係は、次式（１２）及び次式（１３）のように表される。
　ｔａｎ（Δθ－｜ω｜Δｔ－α）＝Ｉｑｃ２／（－Ｉｄｃ２）　・・・（１２）
　Δθ－｜ω｜Δｔ－α＝ｔａｎ－１（Ｉｑｃ２／（－Ｉｄｃ２））　・・・（１３）
　式（１１）及び式（１３）より、オフセット誤差Δθの補正値Δθ’は、次式（１４）により算出できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　式（１４）は、モータ１０を正回転させたときの電流指令値、負回転させたときの電流指令を測定すれば、オフセット誤差補正値Δθ’を算出することを表している。
　すなわち、オフセット算出部４０３ａは、無負荷状態としたモータ１０を、正回転させた場合のｄｃ１軸電流指令値Ｉｄｃ１、ｑｃ１軸電流指令値Ｉｑｃ１を測定する。次に、オフセット算出部４０３ａは、無負荷状態としたモータ１０を、負回転させた場合のｄｃ２軸電流指令値Ｉｄｃ２、ｑｃ２軸電流指令値Ｉｑｃ２を測定する。次に、オフセット算出部４０３ａは、式（１４）に各測定した電流指令値を代入して、オフセット誤差補正値Δθ’を算出する。
　なお、式（１４）を用いて、遅れ分｜ω｜Δｔ及び角度αの影響を除去するために、本実施形態では、モータ１０の正回転及び負回転において、例えば速度指令値の絶対値を等しくして、各電圧指令値を測定する。
　なお、式（１４）では、各相の巻線抵抗値Ｒａが、ωＬｄ及びωＬｑに比べて十分に小さく、ｄ軸のインダクタンスＬｄとｑ軸のインダクタンスＬｑとがほぼ同じ場合を説明したが、抵抗値Ｒａ、ｄ軸のインダクタンスＬｄ及びｑ軸のインダクタンスＬｑを考慮した場合、オフセット誤差補正値Δθ’は、次式（１５）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　次に、オフセット誤差補正値Δθ’の算出手順について、図４、図８、図１０及び図１２を用いて説明する。
　なお、以下のようなオフセット誤差補正値Δθ’の算出は、モータ制御システム１が車両に搭載されている場合、例えば車両の組み立て時、車両の点検時、モータ１０もしくはモータ制御装置３０の交換時等に行うようにしてもよい。
　図１２は、本実施形態に係るオフセット誤差補正値の算出手順のフローチャートである。
　（ステップＳ１）制御部４０１は、モータ１０を正回転させ、弱め界磁制御領域でｄ軸電流Ｉｄが流れるように速度指令値を生成し、生成した速度指令値をモータ制御装置３０ａに出力する。ステップＳ１終了後、ステップＳ２に進む。
　（ステップＳ２）電流測定部４０２ａは、ｄｃ１軸電流指令値Ｉｄｃ１及びｑｃ１軸電流指令値Ｉｑｃ１を測定し、測定したｄｃ１軸電流指令値Ｉｄｃ１及びｑｃ１軸電流指令値Ｉｑｃ１をオフセット算出部４０３ａに出力する。
　次に、電流測定部４０２ａは、速度計算部３０２が出力する角速度ωを取得し、取得した角速度ωに基づいて回転方向を検出する。ステップＳ２において、電流測定部４０２ａは、回転方向を正方向（正回転）であると検出する。次に、電流測定部４０２ａは、検出した回転方向をオフセット算出部４０３ａに出力する。ステップＳ２終了後、ステップＳ３に進む。
　（ステップＳ３）制御部４０１は、モータ１０を負回転させ、弱め界磁制御領域でｄ軸電流Ｉｄが流れるように速度指令値を生成し、生成した速度指令値をモータ制御装置３０ａに出力する。ステップＳ３終了後、ステップＳ４に進む。
　（ステップＳ４）電流測定部４０２ａは、ｄｃ２軸電流指令値Ｉｄｃ２及びｑｃ２軸電流指令値Ｉｑｃ２を測定し、測定したｄｃ２軸電流指令値Ｉｄｃ２及びｑｃ２軸電流指令値Ｉｑｃ２をオフセット算出部４０３ａに出力する。
　次に、電流測定部４０２ａは、速度計算部３０２が出力する角速度ωを取得し、取得した角速度ωに基づいて回転方向を検出する。ステップＳ４において、電流測定部４０２ａは、回転方向を負方向（負回転）であると検出する。次に、電流測定部４０２ａは、検出した回転方向をオフセット算出部４０３ａに出力する。ステップＳ４終了後、ステップＳ５に進む。
　（ステップＳ５）オフセット算出部４０３ａは、測定した各電流指令値、検出した回転方向に基づき、式（１４）または式（１５）を用いて、オフセット誤差補正値Δθ’を算出する。
　以上で、オフセット誤差補正値算出処理を終了する。
　なお、式（１４）及び式（１５）においては、モータ１０の正回転のときと負回転のときのｄ軸電圧及びｑ軸電圧の大きさが異なる例を説明したが、これに限られない。実座標ｄ－ｑにおけるｑ軸電流Ｉｑ＝０とみなせて、レゾルバ２０による検出信号から電力変換部３１０までの信号遅れが十分に補正されている場合、α＝０、｜ω｜Δｔ＝０とみなせるため、例えば、オフセット算出部４０３ａは、モータ１０を正回転させた場合のｄｃ１軸電流指令値Ｉｄｃ１及びｑｃ１軸電流指令値Ｉｑｃ１のみを測定し、オフセット誤差補正値Δθ’（第１補正値）を次式（１６）により算出するようにしてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　または、オフセット算出部４０３ａは、モータ１０を負回転させた場合のｄｃ２軸電流指令値Ｉｄｃ２及びｑｃ２軸電流指令値Ｉｑｃ２のみを測定し、オフセット誤差補正値Δθ’（第２補正値）を算出するようにしてもよい。
　以上のように、オフセット算出部４０３ａは、無負荷状態のモータ１０を弱め界磁制御領域において、一定速度で高速に正回転及び負回転させてｄ軸電流を流すようにする。そして、オフセット算出部４０３ａは、このような高速回転時の電流指令値を測定する。そして、オフセット算出部４０３ａは、測定した電流指令値を式（１４）または式（１５）を用いて各回転方向について－ｔａｎ－１（Ｉｑ／Ｉｄ）の平均を取ることで、オフセット誤差を含む電流ベクトルのなす角から遅れ要素である｜ω｜Δｔや無負荷モータの摩擦等のトルクの影響をキャンセルしてオフセット誤差補正値を算出するようにした。
　この結果、本実施形態のモータ制御システム１では、無負荷状態のモータ１０を、正方向及び逆方向に回転させているので、正方向しか回転させていない従来技術と比較して精度良くオフセット誤差を補正することができる。本実施形態のモータ制御システム１では、オフセット補正装置４０の速度指令値により、モータ１０の回転を制御しているため、例えばガソリンと電気を用いるハイブリッドカーでなく電気のみでモータ１０を駆動する場合においても、モータ１０を正回転及び負回転させて、電流指令値を測定してオフセット制御値を算出することができる。
　従来技術では、電圧指令値からオフセット誤差補正値を算出していたため、電圧への電力変換部３１０によるＰＷＭ駆動等による高周波ノイズの影響が大きかった。一方、本実施形態のモータ制御システム１では、オフセット誤差補正値を算出するために電流指令値を用いたため、このような高周波ノイズの影響を受けにくいため、高精度にオフセット誤差の制御を行える。
　［第２実施形態］
　第２実施形態では、モータをｄ軸電流が発生せず、弱め界磁制御領域に属していない制御領域、例えば界磁一定で制御されている電圧制御領域（図３）で低速回転させているとき、ｄ軸電流指令値を加算することで、ｄ軸電流を流す。
　以下、第２実施形態について、詳細に説明する。
　図１３は、本実施形態に係るｄｑ座標系と制御系ｄｃｑｃ座標系とによる制御ブロック図である。
　図１３に示したように、モータ制御装置３０ｂは、速度計算部３０２、速度ＰＩ制御部３０３、電流指令部３０４ａ、電流ＰＩ制御部３０７ｂ、加算部３３１から構成される。制御対象６０は、第１位相変換部６００、第２位相変換部６０１、モータ電圧方程式部６０２、トルク方程式部６０３、（１／Ｊｓ）６０４、（１／ｓ）６０５から構成される。
　オフセット補正装置４０ｂは、制御部４０１ｂ、電流測定部４０２ａ、オフセット算出部４０３ａ、及び加算部７０を備えている。
　図１及び図３と同じ動作部は、同じ符号を用いて説明を省略する。
　モータ制御装置３０ｂの加算部３３１は、電流指令部３０４ａが出力するｄｃ軸への加算前の電流指令値Ｉｄｃ ＊’’にオフセット補正装置４０ｂの制御部４０１ｂが出力するｄｃ軸への加算電流指令値Ｉｄｃ ＊’を加算し、加算した電流指令値Ｉｄｃ ＊を電流ＰＩ制御部３０７ｂに出力する。
　オフセット補正装置４０ｂの制御部４０１ｂは、モータ１０をｄ軸電流が流れない回転数で、一定速度で回転するように速度指令値を生成し、生成した速度指令値を速度ＰＩ制御部３０３に出力する。また、制御部４０１ｂは、モータ１０が低速領域で回転している場合、ｄ軸電流を流すようにｄ軸への加算電流指令値Ｉｄｃ ＊’を生成し、生成した電流指令値Ｉｄｃ ＊’を加算部３３１に出力する。
　第２実施形態において、オフセット補正装置４０ｂは、モータ１０をｄ軸電流が流れない範囲の回転数で回転させるように制御する。この場合、モータ１０にはｄ軸電流Ｉｄが流れていない。
　次に、制御部４０１ｂは、強制的にｄ軸電流を流すために、一定のｄ軸への加算電流指令値Ｉｄｃ ＊’を加算部３３１に出力する。モータ１０の回転数が低い場合、このようにｄ軸へ加算電流を流してもトルクに対する影響はほとんど無い。
　モータ１０がｄ軸電流の流れない低速回転しているときに、強制的に加算電流指令値ｄｃ ＊’によりｄ軸電流を流し、第１実施形態と同様に、モータ１０を正回転及び負回転させたときのｄｃ軸の各電流指令値Ｉｄｃ１ ＊及びＩｄｃ２ ＊、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ１ ＊及び電流指令値Ｉｑｃ２ ＊を測定することで、オフセット誤差補正値を式（１４）及び（１５）を用いて算出できる。なお、正回転及び負回転における速度指令値の大きさの絶対値は等しいことが望ましい。
　次に、実測結果について図１４Ａ～図１４Ｄを用いて説明する。
　図１４Ａ～図１４Ｄは、本実施形態に係る実機を用いてオフセット誤差を算出した結果の一例を説明する図である。
　≪実測方法≫
　手順１　無負荷状態のモータに対して、＋１０００［ｒｐｍ］の速度指令値で回転させ、ｄ軸電流を加算した時のモータ制御装置３０ｂの内部データを測定する。
　手順２　無負荷状態のモータに対して、－１０００［ｒｐｍ］の速度指令値で回転させ、ｄ軸電流を加算した時のモータ制御装置３０ｂの内部データを測定する。
　手順３　手順１及び手順２で測定したｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値からオフセット誤差補正値を算出する
　手順４　手順１～３について、オフセット誤差に＋３０［ｄｅｇ］を追加して測定する。
　手順５　手順１～３について、オフセット誤差に－３０［ｄｅｇ］を追加して測定する。
　図１４Ａ及び図１４Ｂは、手順１～３の実測結果である。すなわち、実機が有しているオフセット誤差に対して、本実施形態の効果を測定した結果である。測定の結果、実機のオフセット誤差は、＋１．７［ｄｅｇ］であった。
　図１４Ｃ及び図１４Ｄは、手順４の実測結果である。すなわち、実機が有しているオフセット誤差に加えて、オフセット誤差を＋３０［ｄｅｇ］加算した場合の効果を測定した結果である。
　図１４Ａ及び図１４Ｃにおいて、第１行目は測定項目を示し、第２行目は回転数が＋１０００［ｒｐｍ］の場合のモータ制御装置３０ｂの内部データの実測値を示し、第３行目は回転数が－１０００［ｒｐｍ］の場合のモータ制御装置３０ｂの内部データの実測値を示している。
　図１４Ｂ及び図１４Ｄにおいて、第１行目は項目を示し、第２行目は回転数が＋１０００［ｒｐｍ］の場合のオフセット誤差補正値の計算値を示し、第３行目は回転数が－１０００［ｒｐｍ］の場合のモータ制御装置３０ｂのオフセット誤差補正値の計算値を示している。なお、図１４Ａ及び図１４Ｃの計算値は、図１４Ａ及び図１４Ｃに示した測定値を、－ｔａｎ－１（Ｉｑ＊／Ｉｄ＊）に代入して算出した値である。
　図１４Ｂに示したように、オフセット誤差を１．７［ｄｅｇ］有する場合、正回転のみによるオフセット誤差補正値は＋５．２［ｄｅｇ］であり、負回転のみによるオフセット誤差補正値は－２．１［ｄｅｇ］であった。次に、式（１４）で説明したように、正回転と負回転とのオフセット誤差補正値の平均を算出すると、図１４Ｂに示したように＋１．５［ｄｅｇ］である。すなわち、実機にオフセット誤差が合計＋１．７［ｄｅｇ］あっても、本実施形態によれば、（オフセット誤差－オフセット誤差補正値）の補正精度を＋０．２［ｄｅｇ］に抑えることができる。
　図１４Ｄに示したように、オフセット誤差を１．７［ｄｅｇ］に＋３０［ｄｅｇ］を加算した場合、正回転のみによるオフセット誤差補正値は＋３４．５［ｄｅｇ］であり、負回転のみによるオフセット誤差補正値は＋２８．１［ｄｅｇ］であった。次に、正回転と負回転とのオフセット誤差補正値の平均を算出すると、図１４Ｄに示したように＋３１．３［ｄｅｇ］である。すなわち、実機にオフセット誤差が合計＋３１．７（＝１．７＋３０）［ｄｅｇ］あっても、本実施形態によれば、（オフセット誤差－オフセット誤差補正値）の補正精度を＋０．４［ｄｅｇ］に抑えることができる。
　同様に、実機が有しているオフセット誤差に加えて、オフセット誤差を－３０［ｄｅｇ］加算した場合（手順５）、正回転のみによるオフセット誤差補正値は－２４．９［ｄｅｇ］であり、負回転のみによるオフセット誤差補正値は－３１．４［ｄｅｇ］であり、平均値は－２８．１［ｄｅｇ］であった。すなわち、実機にオフセット誤差が合計－２８．３（＝１．７－３０）［ｄｅｇ］あっても、本実施形態によれば、（オフセット誤差－オフセット誤差補正値）の補正精度を＋０．４［ｄｅｇ］に抑えることができる。
　正回転または負回転のみの場合と比較して、オフセット誤差の補正精度が抑えられている理由は、正回転と負回転とのオフセット誤差補正値の平均を算出することで、モータ制御装置３０ｂの遅れ要素や無負荷モータの摩擦トルクなどによる影響がキャンセルされているためである。このように、本実施形態によれば、オフセット誤差の補正精度を高精度に抑えることができる。
　以上のように、第２実施形態では、モータ１０をｄ軸電流が流れない領域で低速回転させて、このとき加算電流指令値ｄｃ ＊’によりｄ軸電流を流して、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ及びｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃを測定してオフセット誤差補正値を算出するようにした。このため、第１実施形態のようにモータ１０を高速で回転させずにオフセット誤差補正値を求めることができる。この結果、オフセット誤差補正値を算出している期間、第１実施形態より省電力化及び静音化できる。
　［第３実施形態］
　次に、第３実施形態では、算出したオフセット誤差補正値を自動的に調整する例について説明する。
　まず、本実施形態の概要について説明する。
　無負荷状態のモータが回転している場合、レゾルバの組み付け誤差やモータ制御装置による信号処理の遅れ要素や、摩擦などの外部トルクが無視できれば、ｑ軸電流Ｉｑは流れていないので、ｄ軸電流指令値Ｉｑ＊は０である。しかしながら、レゾルバの組み付け誤差やモータ制御装置による信号処理の遅れ要素があると、ｑ軸電流が流れているため、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊は０ではない。
　このため、本実施形態では、無負荷状態のモータが回転している場合のｑ軸電流指令値を測定し、測定したｑ軸電流指令値が０になるようにＰＩ制御を行って生成した補正値をモータ制御装置にフィードバックする。そして、モータ制御装置は、生成された補正値をレゾルバが検出した回転角度θに補正してモータ制御を行う。
　図１５は、本実施形態に係るモータ制御装置１ｃを示す制御ブロック図である。図１と同じ機能部は、同じ符号を用いて説明を省略する。
　第１実施形態及び第２実施形態との差異は、オフセット補正装置４０ｃである。オフセット補正装置４０ｃは、制御部４１１、電流測定部４１２、ＰＩ制御部４１３、加算部４１４を備えている。
　制御部４１１は、弱め界磁制御領域でｄ軸電流が流れる速度指令値を生成し、生成した速度指令値をモータ制御装置３０ｃに出力する。また、制御部４１１は、モータ１０を無負荷状態で回転するように制御する。
　電流測定部４１２は、無負荷状態のモータ１０が、弱め界磁制御領域で回転しているとき、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を測定し、測定したｑ軸電流指令値Ｉｑ＊をＰＩ制御部４１３に出力する。
　ＰＩ制御部４１３は、電流測定部４１２が出力したｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と０との偏差に比例積分制御を行って補正値であるオフセット誤差補正値Δθ’を生成し、生成したオフセット誤差補正値Δθ’を加算部４１４に出力する。
　加算部４１４は、レゾルバ２０が出力する検出信号θに、ＰＩ制御部４１３が出力するオフセット誤差補正値Δθ’を補正し、補正した信号を角度測定信号θ’として速度計算部３０２、３相／２相変換部３０６、及び２相／３相変換部３０８に出力する。
　次に、調整手順について、図１６を用いて説明する。
　図１６は、本実施形態に係るオフセット誤差補正値の調整手順のフローチャートである。
　≪調整手順≫
　（ステップＳ１０１）制御部４１１は、弱め界磁制御領域でｄ軸電流が流れる速度指令値を生成し、生成した速度指令値をモータ制御装置３０ｃに出力する。ステップＳ１０１終了後、ステップＳ１０２に進む。
　（ステップＳ１０２）無負荷状態のモータ１０が回転しているとき、電流測定部４１２は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を測定し、測定したｑ軸電流指令値Ｉｑ＊をＰＩ制御部４１３に出力する。ステップＳ１０２終了後、ステップＳ１０３に進む。
　（ステップＳ１０３）ＰＩ制御部４１３は、電流測定部４１２が出力したｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と０との偏差に比例積分制御を行って補正値であるオフセット誤差補正値Δθ’を生成し、生成したオフセット誤差補正値Δθ’をレゾルバ２０が検出した回転角度θに補正した角度測定信号θ’をモータ制御装置３０ｃに出力する。ステップＳ１０３終了後、ステップＳ１０４に進む。
　（ステップＳ１０４）モータ制御装置３０ｃは、オフセット補正装置４０ｃが出力する角度測定信号θ’でモータ制御を行う。ステップＳ１０４終了後、ステップＳ１０５に進む。
　（ステップＳ１０５）オフセット補正装置４０ｃは、角度測定信号θ’により補正された後のｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を測定し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と０との偏差に比例積分制御を行って補正値であるオフセット誤差補正値Δθ’を生成し、検出信号θに補正した角度測定信号θ’をモータ制御装置３０ｃに出力する。
　以後、ステップＳ１０４及びＳ１０５を繰り返して行うことで、オフセット補正装置４０ｃ及びモータ制御装置３０ｃは、オフセット誤差補正値を自動的に調整する。または、オフセット補正装置４０ｃは、例えば、繰り返し算出したオフセット誤差補正値の変化が予め定められている値より小さくなった場合、すなわち収束したときのオフセット誤差補正値を固定してＰＩ制御を中止するようにしてもよい。
　以上のように、本実施形態のモータ制御システム１ｃは、モータ１０を無負荷状態で回転させて、弱め界磁制御領域またはモータの速度が弱め界磁制御領域に属していない制御領域においてｄ軸電流が流れるように制御する。そして、本実施形態のモータ制御システム１ｃは、このように無負荷状態でモータ１０が回転しているときに、ｑ軸電流指令値を測定し、測定したｑ軸電流指令値と０との偏差に基づいてＰＩ制御することでオフセット誤差補正値を生成し、生成したオフセット誤差補正値を用いてモータ制御を行う。この結果、オフセット誤差補正値を自動調整することができる。
　なお、本実施形態では、第１実施形態と同様に、弱め界磁制御領域において、ｄ軸電流を与える例を説明したが、第２実施形態と同様に、ｄ軸電流が発生しない電圧制御領域において、制御部４１１がｄ軸電流を加算するように制御するようにしてもよい。この場合においても、オフセット補正装置４０ｃは、ｑ軸電流指令を測定し、測定したｄ軸電流指令値と０との偏差に基づいてＰＩ制御することでオフセット誤差補正値を生成し、生成したオフセット誤差補正値を用いてモータ制御を行う。この結果、オフセット誤差補正値を自動調整することができる。ただし、ｑ軸電流指令値をフィードバックするため、加算するｄ軸電流は負である必要がある。
　または、正回転と負回転の速度指令で上記ステップを繰り返した後、オフセット補正装置４０ｃは、例えば、正回転と負回転の速度指令で算出したオフセット誤差補正値の平均を算出して補正値であるオフセット誤差補正値を算出するようにしてもよい。また、第１～第３実施形態で生成したオフセット誤差補正値を、モータ制御装置３０（３０ａ，３０ｂ，３０ｃ）またはオフセット補正装置４０（４０ａ，４０ｂ，４０ｃ）の記憶部（不図示）に記憶させておくようにしてもよい。
　また、オフセット誤差が大きい場合、モータ制御装置における制御系が不安定になる。このようにオフセット誤差が大きい場合は、レゾルバの組み付け不良や配線ミス等もある。このため、第１実施形態～第３実施形態において、オフセット誤差が予め定められている値より大きい（例えば３０度）か否かを公知の技術で検出して、このようなモータ及びレゾルバを事前に検出して除去するようにしてもよい。
　また、第１実施形態～第３実施形態において、オフセット補正装置４０（４０ａ，４０ｂ，４０ｃ）の入力を、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊でなく、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを用いるようにしてもよい。
　なお、本実施形態においては、モータ１０を無負荷状態で定速回転させてオフセット誤差を算出して、算出したオフセット誤差補正値をレゾルバによる検出信号に加算してモータ制御を行う例を説明したが、これに限られない。モータ１０を無負荷状態でなく、正負で逆の一定の負荷トルクがある状態で回転させることで、モータ制御システム１は、図８、図１０で説明した角度αをキャンセルすることができる。
　なお、実施形態の図１、図４、図１４Ａ～図１４Ｄ及び図１６の各部の機能を実現するため、コンピュータシステムのＣＰＵに接続されたＲＯＭ、ＨＤＤも等に保存されているプログラムにより実行することも可能である。あるいは、ＰＬＤ（プログラマブルロジックデバイス）やＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）や回路でハードウェアにより実現することも可能である。
　本発明は、モータ制御装置およびモータ制御方法に広く適用でき、モータを一定電流量のｄ軸電流を流して一定速度で回転させているときの電流指令値を測定し、測定した電流指令値に基づいてモータの回転位置に対する補正値を算出し、算出した補正値を用いてモータの回転を制御することにより、検出された回転位置にずれがあっても、モータを精度良く制御できる。
　１、１ｃ　モータ制御装置
　１０　モータ
　２０　レゾルバ
　３０，３０ａ，３０ｂ，３０ｃ　モータ制御装置
　４０，４０ａ，４０ｂ，４０ｃ　オフセット補正装置
　６０　制御対象
　７０　加算部
　３０１　加算部
　３０２　速度計算部
　３０３　速度ＰＩ制御部
　３０４　電流指令部
　３０５　電流検出器
　３０６　３相／２相変換部
　３０７、３０７ａ、３０７ｂ　電流ＰＩ制御部
　３０８　２相／３相変換部
　３０９　デューティ計算部
　３１０　電力変換部
　３３１　加算部
　４０１、４１１　制御部
　４０２、４０２ａ、４１２　電流測定部
　４０３、４０３ａ、４１３　オフセット算出部
　４１４　加算部
　６００　第１位相変換部
　６０１　第２位相変換部
　６０２　モータ電圧方程式部
　６０３　トルク方程式部
　６０４　（１／Ｊｓ）
　６０５　（１／ｓ）
 

Claims (11)

  1. 　電流指令値から、電圧指令値を生成し、モータに流れる検出電流によりフィードバック制御するモータ制御装置であって、
    　前記モータを一定速度で回転させ、一定電流量のｄ軸電流を流す速度指令値に基づいて前記モータの速度制御を行う速度制御部と、
    　前記モータが一定速度で回転し、前記一定電流量のｄ軸電流が流れているときの前記速度制御部の出力に基づく前記電流指令値を測定する電流測定部と、
    　前記測定された電流指令値に基づき、前記モータの回転位置に対する補正値を算出する補正値算出部と、
    　を備えることを特徴とするモータ制御装置。
  2. 　前記補正値算出部は、
    　前記算出した補正値を前記モータの回転位置に対応した検出値に加算して回転位置を示す値を生成し、
    　前記速度制御部は、
    　前記生成された回転位置を示す値に基づき前記モータを制御する
    　ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記速度制御部は、
    　前記電流測定部が前記電流指令値を測定するとき、弱め界磁制御領域で、前記モータに前記一定電流量のｄ軸電流を流す速度指令値に基づいて前記モータの速度制御を行う
    　ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記速度制御部は、
    　前記電流測定部が前記電流指令値を測定するとき、前記モータの速度が弱め界磁領域に属していない制御領域で、前記電流指令値に前記一定電流量のｄ軸電流を加算した電流指令値に基づいて前記モータの速度制御を行う
    　ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
  5. 　前記電流指令値は、
    　ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値であり、
    　前記電流測定部は、
    　前記モータが前記速度指令値に基づいて回転しているとき、前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値を測定し、
    　前記補正値算出部は、
    　前記モータが正回転しているときの前記測定された前記ｄ軸電流指令値と前記ｑ軸電流指令値との位相に基づいて第１補正値を前記補正値として算出する
    　ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
  6. 　前記補正値算出部は、
    　前記モータが負回転しているときの前記測定された前記ｄ軸電流指令値と前記ｑ軸電流指令値との位相に基づいて算出した第２補正値を前記補正値として算出する
    　ことを特徴とする請求項５に記載のモータ制御装置。
  7. 　前記速度制御部は、
    　前記モータの正回転における前記速度指令値と、前記モータの負回転における前記速度指令値の絶対値とが等しくなるように制御し、
    　前記補正値算出部は、
    　前記算出した第１補正値と第２補正値の平均を算出して前記補正値を算出する
    　ことを特徴とする請求項６に記載のモータ制御装置。
  8. 　前記補正値算出部は、
    　前記補正値、前記第１補正値、及び前記第２補正値を、下式を用いて算出する
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     　　　　　　　　　　　　　　　　　　
    　ことを特徴とする請求項５から請求項７のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
  9. 　前記電流測定部は、
    　前記モータが前記速度指令値に基づいて回転しているときのｑ軸電流指令値を測定し、
    　前記補正値算出部は、
    　前記測定されたｑ軸電流指令値を零にするように比例積分制御して前記補正値を繰り返し算出し、前記算出した補正値に基づいて前記モータの回転位置に対する検出値と加算する
    　ことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
  10. 　電流指令値から、電圧指令値を生成し、モータに流れる検出電流によりフィードバック制御するモータ制御装置のモータ制御方法であって、
    　速度制御部が、前記モータを一定速度で回転させ、一定電流量のｄ軸電流を流す速度指令値に基づいて前記モータの速度制御を行う速度制御手順と、
    　電流測定部が、前記モータが一定速度で回転し、前記一定電流量のｄ軸電流が流れているときの前記速度制御手段の出力に基づく前記電流指令値を測定する電流測定手順と、
    　補正値算出部が、前記測定された電流指令値に基づき、前記モータの回転位置に対する補正値を算出する補正値算出手順と、
    　を含むことを特徴とするモータ制御方法。
  11. 　前記電流測定手順は、
    　前記モータが前記速度指令値に基づいて回転しているときの前記ｑ軸電流指令値を測定し、
    　前記補正値算出手順は、
    　前記測定されたｑ軸電流指令値を零にするように比例積分制御して前記補正値を繰り返し算出し、前記算出した補正値に基づいて前記モータの回転位置に対する検出値と加算する
    　ことを特徴とする請求項１０に記載のモータ制御方法。
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