CN102648434A - 光调制器模块和调制光信号的方法 - Google Patents

光调制器模块和调制光信号的方法 Download PDF

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Abstract

本发明提出了一种紧凑、宽带且低驱动电压的光调制器模块，其能够简单地通过输入数字信号产生任意的多级光调制信号。根据本发明典型方面的光调制器模块包括数字分段电极结构光调制器(1)和m个独立驱动电路(21)。数字分段电极结构光调制器(1)包括半导体光波导(11)和至少m个波导型光相位调制器区域(14)。第i个独立驱动电路(21)包括驱动电路(24)和移相电路(25)。驱动电路(24)与时钟信号(CLK)同步地将数字输入信号(Di)放大，并且将所述信号输出至第i个波导型光相位调制器区域(14)。移相电路(25)向从时钟信号(CLK)分支出的信号施加延迟。第j个独立驱动电路(21)从第(j-1)个独立驱动电路(21)的移相电路(25)接收输出信号作为同步信号。

Description

光调制器模块和调制光信号的方法
技术领域
本发明涉及光调制器模块和调制光信号的方法。具体地，本发明涉及一种马赫-曾德型光调制器模块和一种在马赫-曾德型光调制器模块中调制光信号的方法。
背景技术
随着对诸如因特网或高清晰度数字TV广播之类的宽带多媒体通信服务的需求的爆炸性增长，适用于长距离大容量传输并且高可靠的密集波分复用光纤通信系统已经引入到中继线网络和城域网。在接入网络中，光纤接入业务迅速展开。在这种光纤通信系统中，降低将光纤铺设为光传输线路的成本和提高每根光纤的光谱效率是重要的。因此，广泛地使用将具有不同波长的多个光信号复用的波分复用技术。
在用于这种高容量波分复用通信系统的光发射机中，需要光调制器。在光调制器中，具有小波长依赖性的高速操作是不可缺少的。另外，应该将不期望的光学相位调制分量(在使用光强度调制作为调制方法的情况下)或者光强度调制分量(在使用光学相位调制作为调制方法的情况下)抑制得尽可能小，其中所述不期望的光学相位调制分量使长距离传输之后接收的光信号波形退化。马赫-曾德(MZ)光强度调制器适用于这种用途，在马赫-曾德(MZ)光强度调制器中，波导型光相位调制器被嵌入光波导型MZ干涉仪。通常，当前使用的MZ光强度调制器是基于所谓的平面波导回路，其中将钛扩散到铌酸锂衬底的表面(LN:LiNbO3)，铌酸锂是一种具有与所施加电场成比例变化的折射率的典型电光晶体。典型的MZ干涉仪具有这样的配置：将波导型光相位调制器区域和光波导型复用器/解复用器区域单片地集成在相同的LN衬底上。另外，将用于向波导型光相位调制器施加电场的电极设置在波导型光相位调制器中。
为了增加每个波长信道的传输容量，在光谱利用效率、光纤的波长色散以及对于偏振模式色散的耐受力(每一个都引起问题)方面，光调制谱带宽比典型二元光强度调制系统小的多级光学调制信号系统是有利的。将这种多级光学调制信号系统看作是成为超过40Gb/s的中继线网络中的光纤通信系统的主流，期望将来对其的需求增加。对于这种用途，已经研发了单片集成的多级光调制器，在单片集成的多级光调制器中，将两个上述MZ光学强度调制器和光学复用器/解复用器组合使用。当前商用的基于LN的MZ光学强度调制器模块在尺寸(电极长度：约5cm，调制长度：约15cm)、驱动电压(约5Vp-p)等方面存在一些问题。然而，因为没有实际的光调制器在高速长距离光传输性质方面胜过基于LN的MZ光强度调制器，因此仍然将基于LN的MZ光强度调制器广泛地用于中继线网络中各种光通信系统中的光发射机单元等。
在使用该光调制器进行的高速光调制中，尤其在调制电信号的频率大于1GHz的高频区域中，调制电信号的传播波长变得等于或小于电极长度，所述电极用作向基于LN的光调制器中的光相位调制区域施加电场的装置。因此，不再将电极的电压分布看作是在沿光信号传播轴方向是均匀的。为了实际地估计光调制特性，需要分别将所述电极看作是分布的恒定线路并且将通过所述电极传播的调制电信号看作是行波。在这种情况下，为了增加在光相位调制器区域中传播的已调制光信号和调制电信号的有效作用长度，需要所谓的行波型电极，所述行波型电极设计用于使得已调制光信号的相位速度vo和调制电信号的相位速度vm彼此尽可能靠近(相位速度匹配)。
为了实现光波导型半导体光相位调制器和半导体MZ调制器，可以使用诸如砷化镓(GaAs)或磷化铟(InP)之类的III-V族化合物半导体(其对于形成光源元件是有用的)以便向未掺杂的芯层施加相对于光信号具有(复杂)折射率的材料，所述折射率随施加电场的变化而变化。在这种情况下，广泛使用具有所谓的p-i-n二极管结构(未掺杂的芯层夹在p型覆层和n型覆层之间)的单模光波导，以通过施加反偏电压来向芯层施加电场。
例如，假设具有主要用于光通信系统的1550nm波段中的实际p-i-n结构的单模光波导中提供电极带的情况。在利用光波导作为调制电信号的传输线路的情况下，必须使用通常具有比n型半导体更低电导率的p型半导体作为覆层。因此，传输线路的(复合)特征阻抗(绝对值)(其影响调制信号)减小至约20Ω，小于微波电路部件的典型特征阻抗(50Ω)的一半。因此，这种阻抗失配导致当将从驱动电路输出的调制电信号施加至作为传输线路的光调制器时，由于反射等和驱动电压的增加而引起调制带宽的退化。由于相同的原因，影响调制电信号的有效折射率nm(＝c0/|vm|，c0：光在自由空间中的速度)平均约是7。该值大约是已调制光信号的有效折射率n0(＝c0/|vo|，在InP中是约3.5)的两倍。
已调制光信号和调制电信号之间的这种速度失配限制了二者之间间的有效作用长度。这导致了调制带宽的退化和驱动电流的增加，如阻抗失配的情况那样。因此，在(具有p-i-n型二极管结构的)波导型光相位调制器或电吸收型光强度调制器中采用行波型电极的情况下，在减小工作电压和增加带宽方面存在问题。
关于这些问题，已经报道了：试图通过改变半导体光调制器的分层结构和电极，来满足相位速度匹配和阻抗匹配。例如，报道了：试图通过采用诸如n-SI-i-n型(SI：半绝缘半导体)之类的不具有p型半导体层的分层结构，在保持沿光信号传播轴的均匀分层结构的同时满足相位速度匹配和阻抗匹配(非专利文献1)。
例如，提出了这样一种配置，在该配置下，按照比调制电信号的传播波长足够短的间距，交替地设置具有p-i-n分层结构的低阻抗区域(调制电信号的相位速度低并且特征阻抗低的区域)和具有SI-i-n分层结构的高阻抗区域(调制电信号的相位速度高并且特征阻抗高的区域)(非专利文献2)。根据这种配置，通过加权对这两个区域中的相位速度和特征阻抗进行平均，从而满足明显的相位速度匹配和阻抗匹配。
还提出了一种具有分段电极结构的光调制器，其中将光调制器的电极分段(专利文献1至3)。此外，还提出了一种配置，在该配置中，布置在调制器中的每一个分段电极的长度是特定单位长度的二次幂(专利文献4至7)。
引用列表
专利文献
[专利文献1]日本未审专利申请公开No.05-257102
[专利文献2]日本未审专利申请公开No.01-237517
[专利文献3]日本未审专利申请公开No.02-170142
[专利文献4]日本未审专利申请公开No.01-185613
[专利文献5]日本未审专利申请公开No.02-168227
[专利文献6]日本未审专利申请公开No.03-179939
[专利文献7]日本未审专利申请公开No.05-289033
非专利文献
[非专利文献1]Ken Tsuzuki和其他六人的“Low Driving Voltage 40Gbit/s Semiconductor-based Mach-Zehnder Modulator”，IEICE TechnicalReport，2005，OPE2005-95
[非专利文献2]Suguru Akiyama和另一人的“InP-based High-SpeedMach-Zehnder Modulators with Capacitive-loaded Traveling-WaveElectrodes)”，The 2006 IEICE General Conference，CBS-2-5
发明内容
技术问题
通常，沿行波型光调制器的光信号传播轴传播的调制电信号的幅度的包络如图11所示以指数方式减小。因此，对于光调制操作的贡献朝着行波型光调制器的后端的区域不可避免地减小。尽管可以通过满足上述的相位速度匹配和阻抗匹配来无限地增加光调制器长度，如果所述长度超过一定的长度，过多的部分对于光调制操作没有实质上的贡献。因此，行波型光调制器的有效光调制程度在特定值处饱和。假设沿行波型电极的纵轴传播的调制电信号的幅度的衰减常数是αm，光调制程度饱和时的有效光调制器长度Leff由倒数(1/αm)给出。图12是示出了通过行波型电极传播的调制电信号的衰减常数和有效光调制器长度Leff之间的关系。
问题在于衰减常数αm的大小。用于行波型电极的导电材料的传导损耗通常与频率的二分之一次幂成比例地增加。光波导的电介质损耗也随着频率而增加，使得的衰减常数随着调制频率的增加而增加。因此，在调制电信号中包含的较高频率分量的幅度在行波型电极的后端减小。因此，在调制电信号中发生失真，并且这种实现失真影响光调制波形。这引起了光传输波形在通过光纤长距离传播之后退化的问题。在减小光调制器的长度以便抑制在行波型电极中调制电信号的衰减效应的情况下，必然要增加驱动所需的调制电信号的幅度。能够同时满足相对较高的(约2-8V)电压幅度和几十Gb/s的高速操作的IC工艺当前局限于使用诸如GaAs或InP之类的化合物半导体。即使使用基于化合物半导体的驱动电路，由于电压幅度的增加而导致的可靠性退化仍然是个问题。目前，40Gb/s级别的光纤通信系统是商用的。然而，在覆盖毫米波段的这一高频区域中，导体损耗或电介质损耗与衰减常数之比是主要因素。因此认为由于调制电信号的衰减而导致的行波型调制器特性的退化将来将会成为严重的问题。
因此，行波型电极涉及用于实现波导型光调制器的更宽带宽以及驱动电压的减小。然而，效果必然受到如上所述的调制电信号衰减的限制。这种限制也存在于在非专利文献1和2中提出的技术中，在非专利文献1和2中没有采取对抗调制电信号衰减的措施。换句话说，建议了如果可以抑制调制电信号的衰减或者设计出电极或驱动电路来产生与有效抑制衰减等效的效果，则可以实现波导型光调制器的较宽带宽和驱动电压的减小。
在上述多级光学调制系统中，在期待高频谱效率的正交频分复用(下文中称作“OFDM”)调制系统和正交幅度调制(下文中称作“QAM”)系统中，光信号的幅度和相位(或者实部和虚部)的组合与调制数据的多个比特相关，并且光调制信号成为复光调制信号。也就是说，增加光调制代码的频谱效率表示将光信号的幅度和相位中的每一个的级别设置为多级的值。这意味着需要任意地设置调制电信号的幅度，以使用上述多级光调制器来产生复光调制信号。作为按照伪方式产生任意幅度的模拟电信号的装置，通常使用数字模拟转换器(下文中称作“DAC”)，所述DAC具有与设定的分辨率相对应的比特数。然而尽管转换速率依赖于内部电路结构等，在研发阶段只获得了约几GHz的转换速率。分辨率(比特数)在高速DAC中倾向于较低(减小)。目前，可以实现约几百皮秒的建立时间的分辨率至多是4至6比特(16至64级)。此外，几乎不能设想输出1V或以上的最大电压(或最大电流)适用于几GHz的响应速度。
另一方面，中继线网络中的光纤通信系统(其试图通过引入多级光调制心痛来增加传输容量)主要目标在于大于每个信道40Gb/s的数据传输率。很难实现这种与传输率一致地驱动多级光调制器的高速DAC。另外，需要提供一种驱动电路，用于以尽可能小的失真线性地放大从DAC输出的模拟电信号，以获得足够的电压幅度(例如约3.3至7V)来驱动多级光调制器。然而，即使改进放大元件的特性本身并且设计出电路，真实地线性放大以几十GHz的高速率类似地变化的模拟电信号并非易事。
在专利文献1至3中所公开的示例中，使用一个驱动电路和N个支路元件的独立输出电信号来产生用于驱动每一个分段电极的信号。通常难以在均匀地保持频率响应特性的同时均匀地划分支路元件的功率，并且存在输出端子之间支路功率的变化相叠加的缺点。另外，因为除了由于N个分段导致的功率减小之外还发生过多的损耗，所述需要显著地增加驱动电路的输出电压幅度以补偿功率减小，而不是降低输出幅度。就驱动电路的设计和可靠性而言这是不利的。尽管可以依赖于针对每一个分段电极的光信号传播来匹配伪相位，然而因为只将相同的调制电信号输入至每一个电极，难以产生多级光调制码。
在专利文献4和5中公开的示例中，可以静态地产生四相位光学相位调制光。然而，依赖于调制光信号的传播而向分段电极施加的调制电信号之间的相位差关系是不清楚的，因此高速操作受到怀疑。专利文献6和7公开了用于驱动每一个分段光调制器区域的调制电信号的相位的补偿。然而，并不清楚是否可以根据特定的参数对时间序列数据输入信号执行动态算法处理并且可以将具有适当电压幅度的调制电信号施加至每一个分段的光相位调制器区域。
考虑到以上因素，在专利文献1至7中公开的示例在实现多级光调制器时有问题需要解决，所述多级光调制器能够在超高速度和低驱动电压下根据情况来动态地重新配置光调制特性。多级光调制器是超过100Gb/s的下一代大容量光纤通信系统的关键部件。因此，这些示例不是切实可行的。
由于这些原因，还没有开发出一种可应用于下一代光纤通信系统并且能够进行高速多级光学调制的多级光学调制模块。
考虑到上述问题而进行了本发明，因此本发明的目的是提供一种紧凑、宽带且低驱动电压的光调制器模块，所述调制器模块能够通过输入数字信号在维持行波结构操作所要求的相速度匹配和阻抗匹配的同时产生任意的多级光学调制信号。
解决问题的方案
根据本发明典型方面的光调制器模块包括：光调制器，对输入光信号进行调制；以及级联的m个(2≤m，m是整数)独立驱动电路。光调制器包括：对光信号进行导引的光波导，以及设置在所述光波导上的至少m个波导型光相位调制器区域。第i个(1≤i≤m，i是整数)独立驱动电路包括：驱动电路，将通过与同步信号同步地放大数字输入信号而获得的信号输出至第i个波导型光相位调制器区域；以及移相电路，对从同步信号分支出的至少一个信号施加延迟并且输出所述信号。第j个(2≤j≤m，j是整数)独立驱动电路接收从第(j-1)个独立驱动电路的移相电路输出的信号作为同步信号。
根据本发明另一个典型方面的调制光信号的方法包括：由级联连接的m个(2≤m，m是整数)独立驱动电路中的第i(1≤i≤m，i是整数)个独立驱动电路，产生通过与同步信号同步地放大数字输入信号而获得的信号；由驱动电路将放大的信号输出至在光调制器的光波导上形成的m个波导型光相位调制器区域中的第i个波导型光相位调制器区域；由移相电路输出通过向至少从同步信号分支出的信号施加延迟而获得的信号；以及将从第(j-1)个独立驱动电路的移相电路输出的信号作为同步信号输入至第j(2≤j≤m，j是整数)个独立驱动电路。
本发明的有益效果
根据本发明的典型方面，可以提供一种紧凑、宽带且低驱动电压的光调制器模块，所述光调制器模块能够通过输入数字信号产生多级光调制信号。
附图说明
图1是根据第一典型实施例的数字分段电极结构多级光调制器模块的方框图；
图2是根据第一典型实施例的数字分段电极结构多级光调制器模块的修改示例的方框图；
图3是根据第二典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块的方框图；
图4是根据第三典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块的方框图；
图5是根据第四示例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块的方框图；
图6是根据第四典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块的方框图；
图7是根据第五典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块的方框图；
图8是示出了根据第六典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块的独立驱动电路的配置的方框图；
图9是根据第七典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块的方框图；
图10A是示出了根据第七典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块的已调制光信号的频谱的曲线图；
图10B是示出了根据第七典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块的已调制光信号的频谱的曲线图；
图10C是示出了根据第七典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块的已调制光信号的频谱的曲线图；
图11是示出了在具有典型行波型电极的光调制器的电极中的调制电信号的衰减的曲线图；以及
图12是示出了通过典型行波型电极传播的调制电信号的衰减常数和有效光调制器长度Leff之间关系的曲线图。
具体实施方式
第一典型实施例
下文中，将参考附图描述本发明的典型实施例。
图1是根据第一典型实施例的数字分段电极结构多级光调制器模块100的方框图，其是典型的数字分段电极结构多级光调制器模块。下面将描述数字分段电极结构多级光调制器模块100的配置。如图1所示，数字分段电极结构多级光调制器模块100包括数字分段电极结构光调制器1和两个集成电路2a。
数字分段电极结构光调制器1具有MZ干涉仪结构，所述MZ干涉仪结构包括两个单模半导体光波导11和2输入/2输出光复用器/解复用器12。如图1所示，从左侧发起光信号Input，并且从右侧输出输出信号Output和监测输出Monitor。用作MZ干涉仪中的一对延迟路径的两个半导体光波导11分别配置有数字分段电极结构光相位调制器13。
每一个半导体光波导11包括被覆层夹着的芯层。在每一个半导体光波导11中，可以向芯层(未示出)施加电场，或者可以将电流注入到芯层中，从而使得能够改变芯层的折射率，所述折射率影响沿芯层传播的光信号。在每一个半导体光波导11中，将横向锥形光斑尺寸转换器(未示出)设置在数字分段电极结构光调制器1的两个裂开端面附近，并且在两个裂开端面处形成低反射膜(未示出)。
将数字分段电极结构光相位调制器13分成n(n＞2，n是整数)个波导型光相位调制器区域14，以限定半导体光波导11的小段。例如，可以将数字分段电极结构光相位调制器13分成2的幂指数个波导型光相位调制器区域14，即n＝2h(h＞2；h是整数)。图1示出了假设h＝3的示例。相邻的波导型光相位调制器区域14通过诸如氦或钛等抑制向半导体电传导的元素的离子注入而彼此电隔离。
每一个集成电路2a包括m(m≤n，m是整数)个独立驱动电路21和m个端接器22。图1示出了假设m＝(2h-1)的示例。每一个独立驱动电路21是包括支路23、驱动电路24和移相电路25的电路块。支路23具有一个输入和两个输出，并且将输入时钟信号CLK分为两个信号。
驱动电路24与划分出的时钟信号CLK之一同步地将有区别的数字输入信号D1至D7输出至相应的波导型光相位调制器区域14。驱动电路24的输出级具有延迟、幅度调节、偏置调节和波形整形的功能。可以通过外部电信号(图1所示的信号C1至C7)控制这些功能。例如如图1所示，可以通过应用D型双稳态触发电路(D-FF电路)来实现驱动电路24的这些功能。
移相电路25将划分出的时钟信号CLK的另一个输出至后续级独立驱动电路21。移相电路也具有延迟、幅度调节和波形整形的功能。可以按照与驱动电路24相同的方式通过外部电信号控制这些功能。
从输入侧起第一个波导型光相位调制器区域14接收偏移信号Offset，用于调节已调制光信号的相位的偏移。从输入侧起第i个(2≤i≤m＝2h-1，i是整数)独立驱动电路21的信号输出端和第(i+1)个波导型光相位调制器区域14通过驱动信号线路3相连。
对通过每一个独立驱动电路21传输的时钟信号进行端接的端接器26连接在从输入侧起最后一级独立驱动电路21和地电势之间。
端接器22连接在相应的驱动信号线路3和公共地(未示出)之间，以抑制由于信号输出的反射而导致的波形失真或带宽退化。注意：端接器22的阻抗与所连接的独立驱动电路21的输出阻抗相匹配。
半导体光波导11与电势VFIX的电势箝位装置4相连，其中半导体光波导11将光复用/解复用器12和与所述光复用器/解复用器12相邻的波导型光相位调制器区域14平滑相连。这允许光复用/解复用器12和半导体光波导11a与外部恒压源相连，并且与驱动信号的幅度无关地保持在恒定电势。这是因为可以防止这种现象，其中由于泄漏至光复用/解复用器12和半导体光波导11a的已调制信号分量，导致光复用器/解复用器12和半导体光波导11a对于光调制做出贡献，从而使低频区域中调制频率响应特性增加。
接下来将描述数字分段电极结构多级光调制器模块100的操作。首先将输入至数字分段电极结构多级光调制器模块100的时钟信号CLK划分为支路23处的两个信号。将划分出的时钟信号CLK之一导引至每一个独立驱动电路21的时钟信号输入端。所述独立驱动电路21与划分出的时钟信号CLK之一同步地执行对于数字输入信号D1至D7的区分操作，并且依赖于操作结果来驱动所述波导型光相位调制器区域14。
通过移相电路25将划分出时钟信号CLK的另一个导引至后续级独立电路21。通过重复这一过程，第(2h-1)个独立驱动电路21可以顺序地驱动相应连接的波导型光相位调制器区域14。
调节移相电路25的延迟，使得时钟信号CLK通过移相电路25的一级所需要的时间等于输入至数字分段电极结构多级光调制器模块100的已调制光信号通过波导型光相位调制器区域14的一级所需要的时间。备选地，调节驱动电路24的延迟，使得每个驱动信号线3具有恒定的延迟时间。例如，通过设置为与光信号在第(i-1)个波导型光相位调制器区域14和第i个波导型光相位调制器区域14的中点之间的距离上传播所需要的时间差实质上相等，来实现在第i个独立驱动电路21中的移相电路25的延迟。因此，在数字分段电极结构多级光调制器模块100中实现了伪行波操作。因此，可以消除就波导性光调制器的分层结构设计而言的不一致限制之一，即相位速度匹配和阻抗匹配。这允许将改进的设计自由度应用于除了相位速度/阻抗匹配之外的设计条目。
在这种配置下，分别为波导型光相位调制器区域14提供独立驱动电路21。因此，克服了调制电信号的幅度朝着光相位调制器区域的后端而减小的问题(在现有光调制器中受到关注)，尤其是当调制频率较高时。因此，可以在系统结构中已调制光信号的允许衰减范围内将多级光调制器区域级联相连。这导致了光调制器的长度增加超过了行波型调制器的有效光调制器长度1/αm的限制。
另外，可以将分段光调制器区域的每一级的光调制程度抑制为较小程度，从而降低了驱动电压。这消除了对于具有大幅度驱动电路的需要，所述大幅度几乎不能与宽带兼容并且在可靠性方面增加了许多问题。这导致了将在每一个独立输出电路的输出级中使用的每一个晶体管的输出电流抑制为相对较低的量，这在改进操作速度、抑制驱动信号波形失真和改进可靠性方面是有利的。
因此，当分段的波导型光相位调制器区域14具有小电容并且将每一个均看作是集总常数电路元件(集总常数型光调制器)时，以及当将独立驱动21与波导性光相位调制器区域14相连的线路比在调制电信号下的传播波长短的足够多时，可以增加端接电阻器的每一个值及其形成位置的自由度。至于电阻值，例如如果所需要的频带是50GHz并且可以将根据50Ω端接处的CR乘积估计的频带设置为100GHz(是所需要值的两倍的值)，当将端接器的电阻值加倍时，即100Ω，假设来自每一个驱动电路的输出级晶体管的输出电流都相同，则可以将输出电压幅度加倍。此外，可以在维持相同驱动电压的同时将驱动电流抑制为1/2。在前一种情况下，输出级晶体管的操作电流密度的减小导致高可靠性。在后一种情况下，由于元件电容的减小，输出级晶体管的微型化导致了高速操作，并且也可以将操作速度的裕度应用于这些情况之一。另外，端接器中的焦耳损耗(也就是说发热)与驱动电流的平方以及电阻成正比。因此，当将驱动电流减小一半时，可以将热值抑制至1/2。明显的是，就形成驱动电路的元件的可靠性而言这是有利的。此外，可以实现其中端接器直接形成于驱动IC或光调制器(所谓的芯片上端子)的模式，就高频特性而言是有利的，但是由于与温度特性有关的问题通常不能采用这种模式。就高频特性的改进而言这也是有利的。另一方面，可以有效地将端接器看作是集总常数电路元件。因此，甚至当将端接器设置在独立驱动电路或者光调制器上、或者设置在这些电路的中间，也可以将这种位置对于频率响应特性的影响抑制到时间中可以忽略的足够低的水平。因此，就电路结构而言可以增加模块实现形式的自由度。
由数字输入信号Di来规定是否在从输入侧起第i个波导型光相位调制器区域14中执行光相位调制，其中数字输入信号Di被输入至与第i个波导型光相位调制器区域14相连的第i个独立驱动电路21。在这种情况下，假设波导型光相位调制器区域14具有相同的长度，并且在每一个波导型光相位调制器区域14中的已调制光信号接收到的相移的量是相同的，那么由已调制光信号接收的相移的总量与由数字输入信号Di指明执行光相位调制的波导型光相位调制器区域14的个数成正比。
当由第k(1≤k≤n，k是整数)个数字输入信号Dk在使用相同逻辑的组中驱动2(k-1)个独立驱动电路21时，可以通过(n-1)个数字输入信号离散地指明已调制光信号的总相移量。这使得能够实现与用数字模拟转换器中的光学相位来代替模拟电信号输出等效的功能。
如同在数字分段电极结构多级光调制器模块100中那样，可以在以下配置中指明已调制光信号的复数幅度的22n个组合：在该配置中，在MZ干涉仪的每一对延迟路径中形成如上所述的数字分段电极结构光相位调制器13。根据这种配置，可以无需直接施加模拟电信号就实现使用数字信号的多级光调制。例如，如同从图1的输入侧起第一波导型光相位调制器区域14中那样，可以通过向不需要驱动的波导型光相位调制器区域14的电极施加分离的电压信号来调节相移量中的偏移。
当可以将每一个分段电极(光调制器区域)看作是集总常数电路元件(集总常数元件型光调制器)时，通常通过光调制器区域的电容和端接器的电阻的乘积(CR乘积)来给出该集总常数电路元件的调制频带的量度。根据本发明的典型方面，这种电容实质上与分段区域的个数成反比地降低。因此，大于100GHz的调制频带看起来相对容易地在每一个分段光调制器区域中实现，就高速操作而言这是有利的。
另外如上所述，可以实现驱动电压幅度的减小，从而使得能够使用半导体工艺技术生产驱动电路，所述半导体工艺技术具有低电压幅度、但是在大规模生产、高均匀性和对CMOS-IC(互补金属氧化物半导体-集成地电路)、SiGe-HBT(异质结双极型晶体管)-IC的高度集成等方面是优秀的。因此，与使用基于诸如GaAS或InP之类的III-V族化合物半导体、具有高驱动电压、以及在实现高速操作的同时在生产规模和高集成度方面较差的现有驱动电路的情况相比，本发明就小尺寸、低成本、低功耗等而言是有利的。此外，可以将光源元件大量集成以减小部件的数目，其导致了成本的进一步减小。
此外，根据这种结构的驱动电压幅度的减小使得能够利用由诸如弗兰克-卡尔迪许效应和量子限制斯塔克效应(都是半导体光调制器的基本调制原理)之类的现象表示的相对于所施加的电场的非线性(复数)折射率中相对较小的变化来实现(更加线性)区域的操作。因此，即使在使用基于化合物半导体的半导体光调制器元件(其就比基于LN的光调制器的大频率啁啾和光纤传输特性而言是不利的)情况下也可以实现与基于LN的光调制器可比的特性。
换句话说，这种结构配置有用于分离地驱动分段光相位调制器区域的装置。这使得能够实现对使得在行波电极中对沿典型行波电极传播的调制电信号衰减的现象的有效抑制。因此，这种结构可以解决行波型光调制器中固有的在高速光调制期间光调制效率饱和的问题。
另外，通过将波导型光相位调制器区域分段成n个区域，这种配置使得能够将每一个寄生电容减小至约1/n。这显著地改善了波导型光相位调制器区域的每一级的调制带宽，对于高速光调制是有利的。在这种配置中，在每一个分段波导型光相位调制器区域中调制电信号的损耗问题实践中是可忽略的。因此，可以增加如上所述的相位调制区域对于光(相位)调制做出贡献的总长度。因此，与此反比例地，可以减小获得由每一个波导型光相位调制器区域的每一级接收的相移量所需要的驱动电压，这对于低电压驱动是有利的。
分段电极结构光相位调制器可以实现通过数字控制向经过其中的光信号施加一定的离散相移的功能，但是不能单独地控制光信号幅度的绝对值。在这种情况下，使用分段电极结构MZ多级光调制器(其中所述分段电极结构光相位调制器分别结合到MZ干涉仪的一对延迟路径中)使得能够在复数平面内具有半径“1”的圆内产生任意的复数光幅度。当I-Q光调制器配置用于对光执行I-Q正交调制(I：同相，Q：正交相，其广泛地用于无线电通信等)时，可以准备一对分段电极结构的MZ多级光调制器，并且可以将从光源输出的已调制光信号分路为两个信号，所述两个信号经受使用I信道和Q信道调制电信号的光调制。每一个已调制光信号可以用π/4的相位差进行复用。
图2是数字分段电极结构多级光调制器模块101的方框图，其是数字分段电极结构多级光调制器模块100结构的变换示例。数字分段电极结构多级光调制器模块101具有以下结构：其中将数字分段电极结构多级光调制器模块100的集成电路2a用集成电路2b来代替。在集成电路2b中，独立驱动电路21也与从输入侧起第一个波导型光相位调制器区域14相连。同样在这一数字分段电极结构多级光调制器模块101中，如同在数字分段电极结构多级光调制器模块100那样，可以通过适当地操作从输入侧起第一独立驱动电路21来调节已调制光信号的相位中的偏移。
第一示例
第一示例是根据第一典型实施例的数字分段电极结构多级光调制器模块100的操作验证示例。
在该示例中，在掺铁InP半绝缘衬底(未示出)上形成数字分段电极结构光调制器1的半导体光波导11。芯层和夹着芯层的覆层形成于铁掺杂的InP半绝缘衬底上。芯层由未掺杂的AlGaInAs多量子阱层(阱层的个数：12；阱层厚度：10nm；垒层厚度：8nm；跃迁波长：1400nm)以及在未掺杂的AlGaInAs多量子阱层上下方形成的未掺杂的InGaAsP光限制层(波长成分：1300nm；厚度20nm)构成，并且具有所谓的分离限制异质结构(每一个均未示出)。覆层由p型和n型InP制成。半导体光波导11具有这些性质：当向未掺杂AlGaInAs多量子阱层施加电场时，由于量子限制斯塔克效应导致可以改变影响1550nm的光信号传播通过的(复数)折射率。光复用器/解复用器12是2输入/2输出MMI(多模干涉)复用器/解复用器，具有与半导体光波导11类似的分层结构。
使用SiGe-HBT工艺将多个独立驱动电路21单片集成到相同的半导体衬底上，并且将所述多个独立驱动电路21配置用于根据大于50Gb/s的时钟信号CLK操作。驱动信号线3分别均由带状线构成，并且具有50Ω的特征阻抗。每一个端接器22的电阻值是50Ω。
在每一个波导型光相位调制器区域14中，串联电阻是5Ω，并且元件电容是0.07pF或以下。独立波导型光相位调制器区域的频率响应带是55GHz。注意：将不需要驱动的波导型光相位调制器区域14用于通过向其电极施加分离的电压信号来调节相移量。通过具有0.7Vpp幅度的电信号驱动每一个波导型光相位调制器区域14，使得能够将π/16的相位变化施加至按照TE(横电场)基模入射的具有1550nm波长的已调制光信号。
另外，调节移相电路25的延迟以将已调制光信号经过波导型光相位调制器区域14的一级所需要的时间与时钟信号经过独立驱动电路21的一级所需要的时间相匹配。因此，实现了具有超过50GHz的有效调制频率响应带的伪行波操作。因此，通过这种配置实现了具有令人满意的眼图(eye aperture)的实际50Gb/s-NRZ(非归零)光调制特性。
第二典型实施例
接下来将描述根据第二典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块200。图3是数字分段电极结构可编程多级光调制器模块200的方框图。如图3所示，所述数字分段电极结构可编程多级光调制器模块200具有以下配置：将数字分段电极结构多级光调制器模块100的集成电路2a用集成电路2c代替。与集成电路2a不同，在集成电路2c中改变数字输入信号的输入接口，以便选择波导型光相位调制器区域的2(m-1)个级来驱动。
例如，与第二级波导型光相位调制器区域14相连的独立驱动电路的D端子接收偏移信号Offset。随后的级分别接收数字输入信号D0至D1。
在OFDM、QAM、光学PSK(相移键控)调制、DPSK(差分相移键控)或光学QPSK(正交相移键控)或DQPSK(差分正交相移键控)中，优选地可以每π/2(n-1)级控制向已调制光信号施加的相移的量。因此，驱动电路的数字数据输入的前一级配置有1输入/2(n-1)输出扇出，使得可以将分段波导型光相位调制器区域14划分为针对一级、两级、四级...和2(n-1)级的组，并且可以按组驱动。其他部件与数字分段电极结构多级光调制器模块100的部件类似，因此省略其描述。
当注意结合到MZ干涉仪的一对延迟路径中的一个数字分段电极光相位调制器时，数字分段电极光相位调制器实现了与如上所述的数字模拟转换器的模拟电极输出与光信号相位相关的情况相同的操作。
随后，将描述数字分段电极结构可编程多级光调制器模块200的操作。在数字分段电极结构可编程多级光调制器模块200中，通过第k个数字输入信号Dk使用相同的逻辑按组驱动2(k-1)个独立驱动电路21，从而使其可以使用k个数字输入信号离散地指明已调制光信号的总相移量。这实现了与用数字模拟转换器中的光学相位代替模拟电信号输出相同的功能。
根据这种配置，可以实现用二进制数代替分组驱动组合的功能。因此，在使用数字分段电极结构可编程多级光调制器模块200的情况下，可以实现只关注π/2(n-1)相移量的组合的数字多级光调制，而与按组驱动的波导型光相位调制器区域14的特定位置和个数无关。
注意：如同在数字分段电极结构多级光调制器模块100中那样，数字分段电极结构可编程多级光调制器模块200可以通过向不需要驱动的波导型光相位调制器区域14的电极施加分离的电压信号来调节相移量中的偏移。
第二示例
第二示例是根据第二典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块200的操作验证示例。第二示例中的数字分段电极结构光调制器1和独立驱动电路21的配置与第一示例的配置类似。
在这种配置中，当根据25Gb/s的时钟输入信号将25Gb/s-NRZ的独立数字电信号分别输入至数字分段电极多级光调制器的两个数据输入端子时，实现了25GBaud/s(1Baud＝2比特)的有利光QPSK调制，其中相对于具有1550nm波长的光信号理想地抑制了相位误差和幅度误差。
第三典型实施例
接下来将描述根据第三典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块300。图4是数字分段电极结构可编程多级光调制器模块300的方框图。如图4所示，数字分段电极结构可编程多级光调制器模块300具有以下结构：其中将数字分段电极结构多级光调制器模块100的集成电路2a用集成电路2d代替。
在集成电路2d中，例如将数字分段电极结构光相位调制器13分成256个波导型光相位调制器区域14。独立驱动电路21每一个均与算术电路5相连。例如，所述算术电路5接收8个数字输入信号D0至D7，并且根据基于这些信号的操作结果产生用于驱动256个波导型光相位调制器区域14的数字信号，将所述波导型光相位调制器区域14设置在数字分段电极结构光相位调制器13中。其他部件与数字分段电极结构多级光调制器模块100的部件类似，因此省略其描述。
随后将描述数字分段电极结构可编程多级光调制器模块300的操作。在数字分段电极结构可编程多级光调制器模块300中，算术电路5基于预编程的参数和输入的数字输入信号控制每一个波导型光相位调制器区域14。这里描述的参数的示例包括：物理量的校正系数，例如：已调制光信号对于强度、波长和环境温度的依赖性或者它们随时间的变化，光纤的传输特性对于路径和距离(例如波长色散和偏振色散)的依赖性，由于生产变动导致的波导型光相位调制器区域的光调制特性以及在光接收侧的接收灵敏度，它们中的每一个均在其中实际使用数字分段电极结构多级光调制器模块的不同环境和条件下影响光纤传输特性；或者在产生各种多级光调制码时对于用于操作算法的每一个多级光调制系统唯一的系数。
在这种配置中，执行数字处理的算术电路5的提供使得能够在不使用任何模拟电路的情况下切换上述处理(对于光信号强度依赖性、波长依赖性、环境温度依赖性、元件光调制特性中的变化及其随时间的变化、或者多级光调制代码的变化的补偿)。也就是说，可以在不改变或调节硬件的情况下按照软件方式将输入到算术电路5中的参数重写来简单地实现上述处理。
这种配置使得能够实现在光纤通信系统的制造和装配工艺期间检查和调节工作的大部分的自动化，其中向所述光纤通信系统应用所述数字分段电极结构可编程多级光调制器模块300。另外，例如可以通过预先检查工作参数来补偿这些缺陷并且提供所述参数作为固件来将通常在制造检查工艺中筛除的有缺陷产品(因为它们低于性能规范)保存为满足需要的可接受产品。
此外，不需要针对每一个光调制码来准备各种类型的驱动电路(包括逻辑算术电路)。因此，可以使用一种类型实现多种应用。由于类型数目的减小，这导致了本发明成本和生产规模效应的显著减小，并且可以期待相当可观的成本减小。
此外，也可以灵活且有效地实现对于最优操作状态的调节(诸如产生最优光调制波形通常所需要的电压幅度调节之类的繁重工作)和实际使用时操作模式改变(例如在光网络中传输路径或波长的切换)。因此，可以期待操作成本的减小。
也就是说，这种配置可以实现数字分段电极结构可编程多级光调制器模块，利用所述模块可以期待全面减小包括制造、检查和操作成本在内成本的成本，并且也可以实现向其应用数字分段电极结构可编程多级光调制器模块的光纤通信系统。
在生产规模和高集成度方面表现良好的CMOS-IC和SiGe-HBT-IC中，由于操作速度的限制，技术上难以实现按照高速操作产生大于10Gb/s数字输入信号的电路。然而，近来已经研发了处理50Gb/s的高速数字信号的数字信号处理器(下文中称作“DSP”)，并且也可以实现能够执行由数字分段电极结构可编程多级光调制器模块300按照10Gb/s或以上的速度执行算法处理的电路。因此，数字分段电极结构可编程多级光调制器模块300可以按照足够高的速度执行上述操作。
第三示例
第三示例是根据第三典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块300的操作验证的示例。根据该示例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块300具有以下功能：在多级光调制中，根据数字输入信号，逐个产生与多级光调制(符号)相对应的复数光幅度，所述多级光调制例如是(差分)正交相移调制((D)QPSK)、正交频分复用系统(OFDM)和正交幅度调制系统(QAM)，其在中继线网络中的光纤通信系统中已经实际使用。
算术电路5包括8个数字信号输入。将高速DSP用作算术电路5。通过具有45nm栅极长度的CMOS工艺来制造高速DSP，并且所述高速DSP能够按照每秒500亿次的对于16比特数据执行相乘-累加操作。算术电路5也具有在执行幅度调节和波形整形的同时以特定的延迟地向256个端子顺序地输出256个数字输出信号的功能，其中通过操作产生所述数字输出信号。可以通过由算术电路5产生的256个数字输出信号(0.4Vpp)直接驱动波导型光相位调制器区域14。其他部件与上述第一示例的部件类似，因此省略其描述。
例如在这种配置中，能够使用程序对将要提供给算术电路5的操作参数重写来自由地执行100Gb/s光QPSK调制、100Gb/s光DQPSK调制、100Gb/s光OFDM调制、100Gb/s光QAM调制等，而不需要替换硬件并且调节模拟电路。
对光调制特性对于光强度的依赖性、光调制特性对于波长的依赖性和光调制特性对于数字分段电极结构光相位调制器13的操作温度的依赖性进行提取，以得出将要提供给算术电路5的操作参数。当依赖于操作条件和环境中的变化来动态重写操作参数时，在25℃至85℃的较宽温度范围内将已调制光信号的光强度依赖性和波长依赖性抑制地足够小，以至于实际上可忽略。同样，确认了通过非结构控制操作对功耗减小的有效性。
第四示例
第四示例是使用数字分段电极结构半导体正交多级光调制器和CMOS-IC对于根据第三典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块的操作验证的示例。图5是根据该示例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块的方框图301。如图5所示，所述数字分段电极结构可编程多级光调制器模块301具有以下结构：其中将数字分段电极结构可编程多级光调制器模块300的数字分段电极结构光调制器1用四个算术电路5来代替。此外，两个集成电路被替换成四个算术电路5。每一个算术电路5的配置对于数字分段电极结构可编程多级光调制器模块300和数字分段电极结构可编程多级光调制器模块301来说是共同的。
数字分段电极结构光调制器6配置有四个数字分段电极结构光相位调制器13。在其两端，提供了4输出/4输入光调制器/解调器15。如第三示例中那样，将数字分段电极结构光相位调制器13每一个均分为256个波导型光相位调制器区域14。
换句话说，数字分段电极结构可编程多级光调制器模块301可以基于已调制光信号执行光学正交调制(光学I/Q调制)，其形成多级光学调制的基础。
在数字分段电极结构可编程多级光调制器模块301的操作验证之后，实现了与根据第三示例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块300的功能类似的功能。
注意：与数字分段电极结构可编程多级光调制器模块300不同，数字分段电极结构可编程多级光调制器模块301可以执行光学正交调制(光学I/Q调制)。这允许将已调制光信号的复数幅度的实部和虚部分别与数字输入信号独立地相关，就在与多级光调制的无线电通信中培养的多级光调制技术中的结论的应用而言是有用的。
第四典型实施例
接下来将描述根据第四典型实施例的数字分段电极结构多级光调制器模块400。图6是数字分段电极结构多级光调制器模块400的方框图。如图6所示，数字分段电极结构多级光调制器模块400具有以下配置：将数字分段电极结构光调制器1和数字分段电极结构多级光调制器模块100的集成电路2a分别用数字分段电极结构光调制器7和集成电路2e代替。
所述数字分段电极结构光调制器7具有MZ干涉仪结构，所述MZ干涉仪结构包括两个单模半导体光波导11和2输入/2输出光复用器/解复用器12。数字分段电极结构光相位调制器16分别形成于两个半导体光波导11中，所述两个半导体光波导11用作MZ干涉仪中的一对延迟路径。
将数字分段电极结构光相位调制器16每一个均分成n个波导型光相位调制器区域A1至An，以限定半导体光波导11的小段。沿从输入侧起的第i个波导型光相位调制器区域Ai的波导方向的长度是前面第(i-1)的波导型光相位调制器区域A(i-1)的长度的两倍。也就是说，沿数字分段电极结构多级光调制器模块400中的波导型光相位调制器区域的波导方向的长度朝着输出侧按照2的幂指数的倍数增加。注意：图1示出了n＝4的情况。
例如，集成电路2e包括(n-1)个独立驱动电路21和(n-1)个端接器22。在图1中，因为n＝4，提供了3个独立驱动电路21和3个端接器22。其他部件与数字分段电极结构多级光调制器模块100的部件类似，因此省略其描述。
随后将描述数字分段电极结构多级光调制器模块400的操作。在数字分段电极结构多级光调制器模块400中，将沿波导型光相位调制器的波导方向的长度设置为是一定单位长度的2的幂指数的倍数，从而在如图3所示的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块200的数据输入级处提供扇出。这使得能够实现利用相同的数据驱动2的幂指数个的独立驱动电路(波导型光相位调制器区域)的操作相同的操作。
因此，可以将要安装的独立驱动电路21和驱动信号线路的个数从2m减小至m，同时维持由已调制光信号接收的相移总量与数字分段电极结构可编程多级光调制器模块200的相移总量相同。
在这种配置中存在这样的可能性：每一个波导型光相位调制器区域的光调制频带依赖于其长度。因此，期待在通过每一个波导型光相位调制器区域的传输期间由已调制光信号接收的相移的频率特征中出现长度依赖性。在这种情况下，可能需要在电路中提供一些发明构想，其针对每一个独立驱动电路最优地调节频率特性，以补偿长度依赖性。另外，每一个波导型光相位调制器区域的长度的上限受到调制电信号的调制速率的限制。
因此，例如，该典型实施例的结构对于以下情况是有效的。也就是说，其中向非已调制光信号施加的相移总量的状态数较小的情况(例如，只有0°、90°、180°和270°四个值)；其中与独立驱动电路不同，通过减小在微型化的进程中不能忽略其面积的电极焊盘个数来抑制每一个集成电路的芯片尺寸的情况，从而实现成本减小；以及例如在光OFDM或光QAM中产生多级光调制信号的情况，其中每个符号的多样性(频谱效率)较高，因此可以相对容易地抑制光调制速率本身。
这种配置使得能够简单地通过向每一个波导型光相位调制器区域施加恒定幅度的数字驱动信号，来向每一个波导型光相位调制器区域的输入光信号施加2的幂指数倍的相移，而不会施加其模拟值(即电压幅度)不恒定的驱动信号。因为光信号的复数幅度遵循叠加原理，可以简单地通过允许已调制光信号通过形成每一个波导型光相位调制器区域的光波导来容易地添加多级光调制所需要的光信号的所有相移。在这种情况下，只要提供用于适当选择向其施加数字驱动信号的波导型光相位调制器区域的装置，就可以实现与所有必要相移的外部编程相同的功能。
按照这种方式，电路具有与向其施加CMOS或SiGe-HBT工艺的IC具有超高的兼容性，在所述电路中，集成了只输出数字电信号来代替模拟电信号的多个相同驱动电路；对是否从驱动电路输出数字电信号的选择进行编程；以及驱动电路根据恒定同步信号控制每一个数字电信号的输出定时。因此，可以期待驱动电路的微型化、低功耗、低成本和多种功能。
这些特征的使用使得能够调节对于光调制器模块唯一的温度特性、调节已调制光的波形、校正光调制特性对于波长的依赖性、添加纠错码、以及通过操作静态或动态地校正光调制器元件本身的生产波动。这简单地通过改变程序而促进了元件产生率的改进、对于最优驱动条件的调节工作的自动化、在实际使用时特性的调节、功能升级等。就成本减小和可扩展性而言这是有利的。
第五示例
第五示例是根据使用数字分段电极结构半导体多级光调制器和CMOS-IC的第四典型实施例的数字分段电极结构多级光调制器模块的操作验证示例。在第五示例中，图6所示的数字分段电极结构多级光调制器模块400具有以下结构：其中从内部侧起将数字分段电极结构半导体多级光调制器的波导型光相位调制器区域的长度分别设置为100μm、200μ和400μm，这是与100μm的单位长度的2的幂指数倍相对应的长度组合。因此，与第一示例或第二示例相比较，能够将独立驱动电路21的个数从7减小至3。因此，按照相同的方式能够将驱动信号线3的个数和端接器22的个数从7减小至3。因此，可以省略如第二示例中所示的每一个独立驱动电路的数据输入端的前一级处提供的扇出。至于分层结构，通过改变多量子阱结构的波长组分来将跃迁波长设置为1430nm。通过这些发明，与第二示例的集成电路2c相比，将集成电路2e的芯片尺寸抑制为1/2。
在该示例中，将多量子阱层的波长组分设置为1430nm，因此设置了比第二示例的1550nm更长的波。因此，影响具有1550nm波长的光信号的折射率变化与施加电压之比是第二示例的比例的两倍。这导致实现了与根据第二示例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块200中实现的调制特性相同的调制特性。
第五典型实施例
接下来将描述根据第五典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块500。图7是数字分段电极结构可编程多级光调制器模块500的方框图。如图7所示，数字分段电极结构可编程多级光调制器模块500具有以下结构：将数字分段电极结构多级光调制器模块100的集成电路2a用集成电路2f代替。其他部件与数字分段电极结构多级光调制器模块100的部件类似，因此省略其描述。
集成电路2f具有以下配置：将集成电路2a的移相电路25用独立传输线27代替。集成电路2f的其他部件与集成电路2a的其他部件类似，因此省略其描述。
随后，将描述数字分段电极结构可编程多级光调制器模块500的操作。例如，当将有源元件用于移相电路25时，所述移相电路指明了数字分段电极结构多级光调制器模块100中相邻的独立驱动电路21之间的延迟时间，存在可以电学改变地控制延迟时间的优势。同时，存在这样的可能性：在延迟时间中出现由于制造工艺等导致的在成产用地(production lots)或衬底上平面内不均匀性之间的变化。还存在另一种可能性：在延迟时间中出现温度依赖性。这增加了对于光调制特性的不利影响的问题。
另一方面，在这种配置中，使用简单的传输线27，并且因此移相电路不包括有源元件。在这种情况下，延迟时间具有通过用传输线27的长度除以同步信号的传播速度而获得的值。在这种配置中，不能够电学地控制传输线本身的传播速率(延迟时间)。然而，可以期待将传播速度(延迟时间)对于操作温度的依赖性以及由于制造工艺导致的变化的效果抑制地足够小，实践中可以忽略。传输线27中的传播速度近似是10fsec/μm，尽管其依赖于传输线的横截面结构。延迟时间与传输线的长度成正比。因此，当利用0.1μm的精度执行对于传输线27长度的布局设计时，可以将延迟时间的变化抑制到约1fsec之内。这是比有源电路的操作速度中变化小两个量级的幅度，并且小到足够在实践中忽略。
在实际配置中，可以将支路电路设置在级联相连的(N-1)个传输线之间。为了便于支路电路的设计，将所有的(N-1)个传输线无缝地连接在一起。可以采用另一种配置，其中将具有高输入阻抗的缓冲器电路按照一定的间隔旁路连接以提取同步信号(时钟信号)。注意：数字分段电极结构可编程多级光调制器模块500的基本操作与上述数字分段电极结构多级光调制器模块100的基本操作基本相同，因此省略其描述。
这种配置并没有配备电学控制移相电路(传输线27)的延迟时间的功能。然而，显而易见的是具有这种控制功能的配置是切实可行的。可以通过改变供应给独立驱动电路21的同步信号(时钟信号)的相位来容易地实现这种控制功能。为了实现这种情况，对于每一个独立驱动电路21独有地，需要分离地产生相对于调制电信号的同步信号(时钟信号)的相位偏移与延迟时间的偏移宽度成正比的相位。作为实现这种功能的装置，通过例如应用相位内插器来配置电压可变移相器，以电学地控制时钟信号的相位。显而易见的是可以这种相位内插器单片集成到与驱动电路相同的半导体衬底上。
第六示例
第六示例是根据使用数字分段电极结构半导体多级光调制器和CMOS-IC的第五典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块的操作验证的示例。在第六示例中，图7所示的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块500具有以下配置：移相电路(传输线27)由单片集成到CMOS-IC上的微带线构成。除了微带线之外，诸如同平面波导之类的在微波电路中广泛使用的传输线也可以应用为形成移相电路的传输线。将具有高输入阻抗的缓冲器电路29与从输入端子至传输线27激励的时钟信号达到延迟时间的位置处与传输线27旁路连接，以便向每一个独立驱动电路21提供具有适当延迟时间的时钟信号。每一个缓冲器电路29合并了电压可变相位内插器(未示出)，其使得能够实现相移量的电学控制。
在该示例中，在0℃至85℃的较宽温度范围内将移相电路(传输线27)的延迟时间对于温度的依赖性抑制为±0.05％，其小到足以在实践中忽略。为了根据操作温度对由波导型光相位调制器区域14的光调制特性加以表示的温度特性进行补偿，对数字分段电极结构半导体多级光调制器的在先温度进行监测，以适当地控制驱动电压幅度和偏置电压。因此，与在根据第二示例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块200中实现的相同调制特性能够在0℃至85℃的较宽温度范围内实现。
第六典型实施例
接下来将描述根据第六典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块600。图8是示出了数字分段电极结构可编程多级光调制器模块500的独立驱动电路21之一的配置的方框图。如图8所示，所述独立驱动电路21具有以下配置：将输出级分为m(m是等于或大于3的整数)个微驱动电路FF1至FFm，并且可以对微驱动电路FF1至FFm的输出电压幅度进行组合(相加)。这种配置允许使得独立驱动电路21的调制电压幅度看起来是多个级别的。
独立驱动电路21包括：微驱动电路FF1至FFm，每一个均与传输线27相连；以及加法电路28。
每一个微驱动电路FF1至FFm根据时钟信号CLK和数字输入信号d1至dm向加法电路28输出输出信号。
加法电路28包括晶体管Qa1至Qam、晶体管Qb1至Qbm、电阻器R1至R4以及电流源I1至Im。晶体管Qa1至Qam的漏极与输出端子OUT相连。晶体管Qb1至Qbm的漏极通过电阻器R1和R3接地。晶体管Qaq(q是满足1≤q≤m的整数)的栅极与微驱动电路FFq的一个输出相连。晶体管Qbq的栅极与微驱动电路FFq的另一个输出相连。晶体管Qaq和晶体管Qbq的源极通过电流源Iq接地。电阻器R2和R4连接在输出端子OUT和地之间。
随后将描述数字分段电极结构可编程多级光调制器模块600的操作。其基本操作与上述数字分段电极结构可编程多级光调制器模块500的操作基本上相同，不同之处在于：独立驱动电路21可以输出调制电压幅度作为多个级别来代替二进制级别。因此，将省略数字分段电极结构多级光调制器的描述。
为了增加数字分段电极结构可编程多级光调制器模块500中的光调制信号的调制级别或多样性，可以增加级联连接的波导型光相位调制器区域14的个数(分段区域的个数)，从而增加多个调制级别(已调制光信号的幅度和相位)的状态个数。然而，分段区域个数的上限受限于形成每一个光调制器和驱动电路的IC的尺寸以及每一个电极焊盘的尺寸。例如，假设IC侧的长度是5mm并且电极焊盘间距是100μm，在IC侧上设置的电极焊盘的个数小于50。另外，需要设置适当个数的电极焊盘用于在电极焊盘之间的电源，来驱动独立驱动电路的信号输出。因此，分配用于驱动波导型光相位调制器区域14的电极的实际个数局限于约30。如果将多个电极焊盘沿IC外围周长设置，可以增加分配用于驱动独立驱动电路的信号输出的电极焊盘的个数。然而，由于电路和电极线的布局，将实际的范围看作是约2至4行。因此，估计波导型光相位调制器区域14的个数(分段区域的个数)落在约64至128的范围内。在诸如光学OFDM之类的多个光调制系统的未来全尺寸实现中，需要实现大量的状态。然而，存在只通过增加波导型光相位调制器区域14的个数(分段区域的个数)不能满足扩展性需要的问题。
另一方面，根据这种配置，可以将每一个独立驱动电路21的驱动信号的输出电压幅度设置为m个值来代替二进制值。在这种情况下，通过输出电压幅度的调制级别m与波导型光相位调制器区域14的个数(分段区域的个数)的乘积来给出已调制光信号的调制级别(多样性)。这能够使得多级(复用)调制器具有超过分配用于驱动独立驱动电路21的信号输出的电极焊盘实际个数上限的调制级别(多样性)。
例如，可以使用电流开关电路作为允许使得输出电压幅度为多个级别的装置。电流开关电路具有以下配置：基于电流模式逻辑电路(CML)来将m个恒电流源并联连接，并且通过第j个微驱动电路的输出控制接通/关断第j个恒电流源(1≤j≤m，j是整数)。在这种情况下，通过(端接电阻)×(接通的并联连接恒电流源的电流总和)给出在独立驱动电路21的输出端子OUT处出现的电压幅度。认为其中将m个恒电流源的所有幅度设置为彼此相等的配置对于高速操作是有利的，因为可以容易地使上述电流开关电路的频率响应保持恒定，尽管输出电压幅度的调制级别落在(m+1)值内。
另一方面，当将m个恒电流源的每一个的电流幅度设置为一定单位电流的2的指数幂倍以实现电流相加型D/A转换器时，可以获得具有与2的第m次幂相对应的级别程度的输出电压幅度。这对于抑制电路的尺寸是有利的，但是最大操作频率时的电流幅度受到将与最大恒电流源相连的路径接通/关断的电流开关电路的频率响应的限制。然而在这种情况下，如果将独立驱动电路21的输出电压幅度的级别设置为2的m次幂，与二进制数字调制的情况相比，可以将实际的调制速度减小至1/(m-1)。因此，由上述频率响应的限制问题实际上是可忽略的。注意存在另一种可能性：由于制造工艺，每一个恒电流源的幅度略微变化。作为与此相对抗的对策，提出了在所有恒电流源的幅度设置中的电学精细调节功能。作为实现这种功能的措施，D/A转换器可以分别与所有恒电流源的幅度精细调节端子相连，并且可以使用程序通过数字信号设置控制信号。因为这种配置可以应付由于制造工艺和元件随时间退化导致的恒电流源幅度中的变化，这种配置是切实可行的。
第七示例
第七示例是根据使用数字分段电极结构半导体多级光调制器和CMOS-IC的第六典型实施例的数字分段电极结构多级光调制器模块的操作验证示例。在第七示例中，将7个恒电流源和7个电流开关电路分别与独立驱动电路21的D型双稳态触发电路的输出相连。因此，7个恒电流源分别与用于幅度设置的(未示出)独立D/A转换器相连，并且具有能够使用外部数字信号控制D/A转换器的功能。
在该示例中，当将全部7个恒电流源的幅度设置为1.6mA时，由7+1＝8的值给出独立驱动多个电路的输出电压幅度的调制级别，并且由1.6mA×7×50Ω＝560mV给出最大值。由独立驱动电路21的输出电压幅度的调制级别(7+1＝8的值)与波导型光相位调制器区域14的级个数(255个级)的乘积给出多级光调制信号的调制级别。当将7个恒电流源的幅度分别设置为0.1mA、0.2mA...6.4mA时(其满足2的指数幂倍的关系)，通过27＝128的值给出独立驱动电路21的输出电压幅度的调制级别，并且由12.7mA×50Ω＝635mV给出其最大值。类似地，由独立驱动电路21的输出电压幅度的调制级别(27＝128的值)和波导型光相位调制器区域14的级的个数(255个级)的乘积(＝32，640个级别)给出多级别光调制信号的调制级别。利用这种配置，实现了理想的16个光调制操作。显而易见的是也可以将独立驱动电路21的这种结构应用于光学正交调制系统的数字分割电极多级光调制器。
第七典型实施例
接下来将描述根据第七典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块700。图9是示出了数字分段电极结构可编程多级光调制器模块700的结构的方框图。所述数字分段电极结构可编程多级光调制器模块700具有以下配置：将根据第四示例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块301的数字分段电极结构光调制器6用数字分段电极结构光调制器6b代替。数字分段电极结构可编程多级光调制器模块700的其他部件与数字分段电极结构可编程多级光调制器模块301的其他部件类似，因此省略其描述。
在数字分段电极结构光调制器6b中，通过对三个2输入/2输出光复用器/解复用器17进行组合实现了数字分段电极结构光调制器6的每一个4输入/4输出光复用器/解复用器15。在外侧光复用器/解复用器17中的I信道和Q信道已调制光信号的组合之前将光学移相装置18设置在光波导部分处。将光学移相装置18与控制电极V90相连。此外，提供用于监测已调制光信号的输出光谱的机制(未示出)。其他部件与数字分段电极结构光调制器6的部件类似，因此省略其描述。
图10A至10C示出了数字分段电极结构可编程多级光调制器模块700的已调制光信号的频谱。图10A示出了I信道的已调制光信号的频谱。图10Bb示出了Q信道的已调制光信号的频谱。图10C示出了在对I/Q信道进行组合之后获得的已调制光信号的频谱。
随后将描述数字分段电极结构可编程多级光调制器模块700的操作。光调制的基本操作与上述数字分段电极结构可编程多级光调制器模块301的基本操作相同，不同之处在于：提供了一些用于监测光调制操作和控制操作处于最优状态的发明构想。为了实现多级(复用的)光调制，期待了正交调制系统(I/Q调制系统)的应用、在上述微波通信中已经领先的实际应用。
通常在正交调制系统中，将具有一定频率(波长)的已调制信号(载波信号)分支至两个信道，I信道和Q信道，使用独立的外部信号对这两个信号进行调制。通过将相位偏移90°(使得信号彼此正交)来复用这些信号。在这种情况下，为了在接收端子处理想地分离彼此正交的I信道和Q信道调制信号，维持I信道和Q信道之间的正交性是非常重要的。具有这种配置的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块具有将比用于驱动I/Q信道的调制电信号的频谱分量更低的频率fI和fQ(fI≠fQ)独立地叠加到I/Q信道的光调制信号频谱分量的功能。作为实现这种功能的装置，可以预先使得调制数据进行数字处理，用于处理(预编码)调制数据，使得频率fI和fQ的光学调制频谱分量出现。备选地，可以通过具有频率fI和fQ的电信号直接驱动用于MZ干涉仪的两个路径之间的相位差调节的多个波导型光相位调制器区域14或光相位调制器区域14的至少一个。
在这种配置中，可以独立地提取针对I信道和Q信道的数字分割多级光调制器的已调制光输出(图9所示的监视器I和监视器Q)。在这种配置中，最优地控制I信道和Q信道的调制电压幅度和偏置电压，使得在其中包括的频率fI和fQ的低频叠加分量的幅度变得最大。这使得用于I信道和Q信道的数字分割多级光调制器能够执行理想的推挽操作。
当按照这种方式预先叠加频率fI和fQ(fI≠fQ)的光调制信号分量时，在具有一定相位关系对I/Q信道复用之后获得的已调制光信号光谱中出现了四个频率分量，包括频率fI和fQ、以及fI+fQ的和频分量和fI-fQ的差频分量。当在复用I/Q信道的情况下最优地控制相位关系、以便维持I信道和Q信道之间的理想正交状态时，fI+fQ的和频分量和fI-fQ的差频分量彻底消失。因此，为了维持I信道和Q信道之间的理想正交性，可以监测fI+fQ的和频信号和fI-fQ的差频信号的频谱分量的至少一个，并且可以控制施加至控制电极V90的电信号，以使得将反馈给光学移相装置18的相移量的频谱分量最小化。所述原理本身也可以应用于用于监测和控制系统中的偏振光束之间的正交状态的装置(光学偏振耦合，偏振光耦合)，其中使得具有相同波长的线偏振光的两个不同已调制光信号彼此正交，并且在光学正交系统(光学I/Q调制系统)中复用。
第八示例
第八示例是根据第七典型实施例的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块700的操作验证的示例，使用两信道(I信道和Q信道)数字分段电极结构半导体多级光调制器、光学移相器、包括光复用器/解复用器的光学正交调制器和CMOS-IC。在第八示例中，通过数字信号处理使得供应给每一个I信道和Q信道的32Gb/s的调制数据进行预编码，以叠加2kHz和3kHz的调制分量。通过提供90°相位差的光学移相器使用2输入/2输出光学复用器对I信道和Q信道的已调制光信号进行组合。将从中输出的两个已调制光输出信号之一通过光纤(未示出)输出至所述模块的外部。将另一个已调制光输出输出至光检测装置(未示出)以监测已调制光信号的光强度和I/Q信道之间的正交状态。这种光检测装置包括带通滤波器，所述带通滤波器将光信号转换为电信号，并且提取2kHz和3kHz的低频叠加分量的差频(1kHz)分量。这种带通滤波器可以由模拟电路构成，或者可以是数字滤波器。控制施加至光学移相器的电压以使得这种差频分量最小化。因此，能够维持具有I/Q信道之间相位差在90±0.1°内的理想正交状态，其小到足以在实践中忽略这两个信道之间的干涉。同样在对已调制光信号分量中所包含的5kHz和频进行监测的情况下，显而易见的是可以实现基本上相同的控制。另外，例如在使用两个数字分段电极结构多级光调制器模块执行双偏振正交耦合的情况下，可以将第二数字分段电极结构多级光调制器模块的I信道和Q信道上叠加的低频分量的频率分别设置为6kHz和10kHz。因此获得了4kHz的差频和16kHz的和频，使得第一和第二模块的所有低频分量不会彼此叠加。这促进了第一和第二模块的每一个的I/Q正交状态的监测。
其他典型实施例
注意：本发明不局限于上述典型实施例，而是可以在不脱离本发明范围的情况下按照需要进行修改。例如，安装的波导型光相位调制器的个数不局限于上述典型实施例和示例的个数。可以使用任意个数的波导型光相位调制器。
例如，可以使用金(Au)隆起焊盘代替使用带状线将每一个驱动信号线3直接安装到IC上。可以将诸如独立驱动电路和算术电路的电路块单片地集成到相同半导体衬底上。
在本发明中，可以通过增加分段区域的个数将用于驱动每一个波导型光相位调制器区域的电压幅度抑制为低电平。因此，可以在相同的衬底上形成无反射端接器和独立驱动电路。另外，代替使用化合物半导体，可以使用硅(Si)光波导作为底座来生产本发明。另外，在这种情况下，可以将驱动电路和光调制器单片集成到相同的半导体衬底上。类似地，本发明也可应用于使用电光晶体、有机化合物等作为衬底生产的波导型多级光调制器，其具有由上述LN所代表的帕克尔斯效应或更高的电光效应。当相对于施加电压幅度的折射率变化大于上述半导体时，这是有利的。
另外，图4所示的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块300具有这样的配置：其中将接收偏移信号Offset的端子提取到外部。备选地，可以采用其中算术电路5通过D/A转换器施加最优电压的配置
此外，可以将第四示例中的数字分段电极结构可编程多级光调制器模块301中的光复用器/解复用器15的对用5输入/5输出复用器/解复用器代替，利用其可以期待进一步抑制内部残余反射的效果。然而在这种情况下，每一个5输入/5输出复用器/解复用器的中心两个端子需要无反射地端接。
在第四典型实施例中，按照从输入侧的顺序将波导型光相位调制器区域的长度增加了2的幂指数的量级。然而，可以将波导型光相位调制器区域按照任意顺序排列，只要波导型光相位调制器区域具有不同的长度并且所述长度是一定单位长度的2的幂指数倍数。
尽管已经参考典型实施例描述了本发明，本发明不局限于上述典型实施例。可以在本发明的范围内、按照本领域普通技术人员可以理解的各种方式修改本发明的配置和细节。
该申请基于并且要求2009年10月9日递交的日本专利申请No.2009-235014的优先权，将其公开全部结合在此作为参考。
工业应用性
根据本发明典型方面的用于调制光信号的光调制模块和方法可应用于波分复用光纤通信系统的光发射机。
参考符号列表
1、6、6b、7数字分段电极结构光调制器
2a-2f    集成电路
3          驱动箝位线
4          电势固定装置
5          算术电路
11、11a    半导体光波导
12、15、17 光复用器/解复用器
13、16     数字分段电极结构光相位调制器
14         波导型光相位调制器区域
18         光学移相电路
21         独立驱动电路
22、26     端接器
23         支路
24         驱动电路
25         移相电路
27         传输线
28         加法器
29         缓冲器
100、101、400 数字分段电极结构多级光调制器模块
200、300、301、400、500、600、700
           数字分段电极结构可编程多级光调制器模块
Ai         波导型光相位调制器区域
CLK        时钟信号
FF1-FFm    微驱动电路
I1-Im      电流源
Qa1-Qam、Qbl-Qbm    晶体管
R1-R4      电阻器

Claims (26)

1.一种光调制器模块，包括：
光调制器，对输入光信号进行调制；以及
级联的m个独立驱动电路，2≤m，m是整数；
其中，
所述光调制器包括：
光波导，对光信号进行导引，以及
至少m个波导型光相位调制器区域，设置在所述光波导上；
第i个独立驱动电路包括：
驱动电路，将通过与同步信号同步地放大数字输入信号而获得的信号输出至第i个波导型光相位调制器区域，以及
移相电路，对从同步信号分支出的至少一个信号施加延迟并且输出所述信号；并且
第j个独立驱动电路接收从第(j-1)个独立驱动电路的移相电路输出的信号作为同步信号，
1≤i≤m，i是整数，2≤j≤m，j是整数。
2.根据权利要求1所述的光调制器模块，其中所述移相电路还对从同步信号分支出的信号执行幅度调节和波形整形。
3.根据权利要求1或2所述的光调制器模块，还包括：
m个驱动信号线，分别将波导型光相位调制器区域与独立驱动电路相连；以及
m个第一端接器，连接在地电势和m个驱动信号线中的每一个之间。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的光调制器模块，其中所述m个独立驱动电路被单片地集成在半导体衬底上。
5.根据权利要求3所述的光调制器模块，其中所述m个独立驱动电路和所述m个第一端接器被单片地集成在半导体衬底上。
6.根据权利要求3所述的光调制器模块，其中所述光调制器和所述m个第一端接器被单片地集成在半导体衬底上。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的光调制器模块，还包括：第二端接器，连接在第m个独立驱动电路的移相电路的输出和地电势之间。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的光调制器模块，其中所述波导型光相位调制器区域具有相同的长度。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的光调制器模块，其中
通过复制单一数字信号来产生2k个数字输入信号，1≤k≤m，k是整数；以及
通过放大2k个数字输入信号而获得的信号分别被输入至2k个波导型光相位调制器区域。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的光调制器模块，其中第i个波导型光相位调制器区域的长度是特定单位长度的2i倍。
11.根据权利要求1至10中任一项所述的光调制器模块，其中所述波导型光相位调制器区域具有是特定单位长度的2次幂的不同长度。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的光调制器模块，其中具有相同幅度的驱动电压被分别施加至波导型光相位调制器区域。
13.根据权利要求1至12中任一项所述的光调制器模块，其中所述移相电路向从同步信号分支出的信号施加延迟，所述延迟由外部输入的电信号来控制。
14.根据权利要求1至13中任一项所述的光调制器模块，其中第i个独立驱动电路中的移相电路的延迟实质上等于光信号在第i-1个波导型光相位调制器区域的中点与第i个波导型光相位调制器区域的中点之间的距离上传播所需的时间差。
15.根据权利要求1至14中任一项所述的光调制器模块，其中通过在半导体中应用弗朗兹-卡尔迪许效应或量子限制斯塔克效应或电光晶体中应用庞克尔斯效应，来获得波导型光相位调制器区域。
16.根据权利要求1至15中任一项所述的光调制器模块，其中所述波导型光相位调制器区域分别设置在g个光波导上，所述g个光波导将f输入/g输出光学解复用器和g输入/f输出光学复用器光学连接，f和g是等于或大于2的整数。
17.根据权利要求16所述的光调制器模块，还包括与耦合装置相连的电势箝位装置，所述耦合装置用于将f输入/g输出光学解复用器和g输入/f输出光学解复用器与跟所述f输入/g输出光学解复用器和所述g输入/f输出光学解复用器相邻的波导型光相位调制器区域光学耦合。
18.根据权利要求16或17所述的光调制器模块，其中
所述f输入/g输出光学解复用器是2输入/2输出光学解复用器；
所述g输入/f输出光学复用器是2输入/2输出第一光学复用器；以及
将2输入/2输出光学解复用器与第一光学复用器相连以及将2输入/2输出光学解复用器与第一光学复用器相连的两个波导形成马赫-曾德型干涉仪。
19.根据权利要求18所述的光调制器模块，还包括：
两个马赫-曾德型干涉仪，包括第一马赫-曾德型干涉仪和第二马赫-曾德型干涉仪，所述第一和第二马赫-曾德型干涉仪并行布置；
2输入/2输出第二光学复用器，具有与第一马赫-曾德型干涉仪的Q信道输出端光学连接的输入端，并且具有与第二马赫-曾德型干涉仪的I信道输出端光学连接的另一个输入端；以及
电势箝位装置，设置在第一马赫-曾德型干涉仪的Q信道输出端或第二马赫-曾德型干涉仪的I信道输出端之一与第二光学复用器的输入端之间。
20.根据权利要求19所述的光调制器模块，还包括：
用于在从第一马赫-曾德型干涉仪的Q信道输出端输出的第一光信号上叠加比第一光信号的频率分量低的频率分量fI的装置；
用于在从第二马赫-曾德型干涉仪的I信道输出端输出的第二光信号上叠加比第二光信号的频率分量低的频率分量fQ的装置；
用于从来自第二光学复用器的输出光信号中提取频率为fI、fQ、fI+fQ和fI-fQ的低频调制分量的装置；以及
用于控制第一光信号和第二光信号之间的相位差以使得所提取的频率为fI+fQ和fI-fQ之一的低频调制分量最小化的装置。
21.根据权利要求1至20中任一项所述的光调制器模块，还包括：
算术电路，根据设定的操作参数，从p个时间序列数字输入信号中产生m个时间序列数字输入信号，2≤p，p是整数，
其中将m个时间序列数字输入信号之一输入至n个独立驱动电路中的每一个。
22.根据权利要求1至21中任一项所述的光调制器模块，其中所述光调制器模块具有从外部动态重写操作参数的功能。
23.根据权利要求1至22中任一项所述的光调制器模块，其中所述移相电路包括传输线。
24.根据权利要求1至23中任一项所述的光调制器模块，还包括用于允许改变输入时钟信号的装置。
25.根据权利要求1至24中任一项所述的光调制器模块，其中每个独立驱动电路包括用于允许将每个独立驱动电路的输出电压的幅度多级化的装置。
26.一种调制光信号的方法，包括：
由级联连接的m个独立驱动电路中的第i个独立驱动电路，产生通过与同步信号同步地放大数字输入信号而获得的信号，2≤m，m是整数，1≤i≤m，i是整数；
由驱动电路将放大的信号输出至在光调制器的光波导上形成的m个波导型光相位调制器区域之中的第i个波导型光相位调制器区域；
由移相电路输出通过向至少从同步信号分支出的信号施加延迟而获得的信号；以及
将从第j-1个独立驱动电路的移相电路输出的信号作为同步信号输入至第j个独立驱动电路，2≤j≤m，j是整数。
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