WO2013140483A1 - 光変調器、光変調器モジュール及び光変調器の駆動方法 - Google Patents

光変調器、光変調器モジュール及び光変調器の駆動方法 Download PDF

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optical modulator
optical
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light
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峰斗 佐藤
佐藤　健二
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日本電気株式会社
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    • G02F1/21—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour  by interference
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    • G02F1/2257—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour  by interference in an optical waveguide structure the optical waveguides being made of semiconducting material
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    • G02F1/21—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour  by interference
    • G02F1/212—Mach-Zehnder type

Definitions

  • optical fiber access services are rapidly spreading in subscriber systems.
  • a communication system using such an optical fiber it is required to increase the transmission band utilization efficiency per optical fiber.
  • a communication system using an optical fiber is required to have a configuration that can realize downsizing, low power consumption, and low cost.
  • the frequency band of the element is an important factor.
  • an optical element for example, a Mach-Zehnder type optical modulator
  • the frequency band is mainly limited due to the CR time constant limitation due to the influence of the resistance component R and the capacitance C of the element. Limited.
  • the bandwidth of an electric circuit (driver) for driving these optical elements with a desired data signal is also an important factor.
  • a voltage amplitude that can be output decreases. That is, there is a tradeoff between high speed and voltage amplitude.
  • FIG. 13 is a plan view schematically showing a configuration of a general slot line electrode type optical modulator 500.
  • the slot line electrode type optical modulator 500 includes two ridge type optical waveguides 1 and 2, two multimode interference (MMI) optical couplers 3 and 4, traveling wave electrodes (slot line electrodes). This is a Mach-Zehnder type optical modulator having 5a and 5b and phase modulation electrodes 5c and 5d).
  • MMI multimode interference
  • This is a Mach-Zehnder type optical modulator having 5a and 5b and phase modulation electrodes 5c and 5d).
  • the structure of a traveling wave electrode as shown in FIG. 13 is called a capacity broad (capacitive loading) or a slot line type electrode structure.
  • the DC bias electrode pad 6 is a terminal for applying a bias voltage to an n-type InP bias layer 14 described later.
  • the n-type conductive InP bias layer 14 is drawn out by a certain distance in a region where the first slot line electrode 5a and the second slot line electrode 5b are not formed, and is used as a DC bias electrode pad. 6 is connected. Therefore, by applying a DC bias voltage having a value different from the ground voltage to the DC bias electrode pad 6, the voltage of the lower layer of the i-MQW layer 16 (that is, the n-InP layer 15) is changed to the DC bias voltage. can do.
  • the p-InGaAsP contact layer 19 the phase modulation electrodes 5c and 5d, the first slot line electrode 5a and the second slot line electrode 5b.
  • a high-frequency electrical signal is applied via
  • the value of the DC bias voltage applied to the DC bias electrode pad 6 is adjusted so that the extinction ratio during light modulation is maximized.
  • the electric field strength of the i-MQW layer 16 is independent of the amplitude of the high-frequency electrical signal input as the data signal. Can be adjusted by the DC bias voltage.
  • Patent Document 2 A possible electrode division structure has already been proposed (Patent Document 2).
  • the inventors have found that the above-described method has the following problems.
  • the above-described method has a problem that high-frequency characteristics are deteriorated.
  • the effect of the input high frequency electrical signal propagating as a wave is remarkable. Therefore, it is necessary to handle each region of the optical modulator as a distributed constant circuit in consideration of the electromagnetic field distribution in the propagation direction.
  • the slot line electrodes 5a and 5b In order to apply a high-frequency electric signal to the entire slot line electrode type optical modulator 500, the slot line electrodes 5a and 5b have a predetermined length. Therefore, the slot line electrodes 5a and 5b function as traveling wave electrodes that propagate a high-frequency electric signal from one electrode end to which the high-frequency electric signal source 7 is connected to the other electrode end to which the resistor 8 is connected. Will have. Therefore, the high-frequency electrical signal actually applied to the i-MQW layer 16 via the phase modulation electrodes 5c and 5d propagates the time fluctuation of the potential of the bias layer, the InP bias layer 14 and the n-InP layer 15 due to propagation. It is influenced by the path dependency of internal resistance and inductance.
  • an unnecessary propagation mode is excited by a plurality of high-frequency oscillating electric fields generated by the potential difference between each electrode to which a high-frequency electric signal is applied and the InP bias layer 14, and the high-frequency power distributed to the main mode is reduced. Due to these factors, attenuation of the high frequency electric signal actually applied to the i-MQW layer 16 is increased, noise is increased, and frequency characteristics are deteriorated.
  • An optical modulator module is driven by a drive circuit that generates and outputs a modulation signal that fluctuates in a predetermined voltage range based on an input data signal, and is driven by the modulation signal.
  • An optical modulator that outputs the input light as modulated light the optical modulator having a pin (p-intrinsic-n) structure formed on a semiconductor substrate, and an optical waveguide on the optical waveguide.
  • the modulation signal is It is applied via the electrode, wherein the first conductivity type in which and a second semiconductor layer of a second conductivity type different.
  • An optical modulator driving method includes an optical waveguide having a pin (p-intrinsic-n) structure formed over a semiconductor substrate, the first semiconductor layer formed over the semiconductor substrate.
  • a first voltage different from a ground voltage is applied from a first power source, and a second semiconductor layer formed further above an intrinsic semiconductor layer formed above the first semiconductor layer is applied to the second semiconductor layer.
  • a modulation signal that varies in a predetermined voltage range is applied through a plurality of electrodes that are formed side by side in the light propagation direction on the optical waveguide and are electrically separated from each other.
  • an optical modulator it is possible to provide an optical modulator, an optical modulator module, and an optical modulator driving method with low power consumption and a high frequency band.
  • FIG. 1 is a plan view schematically showing a configuration of an optical modulator 100 according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view schematically showing a cross-sectional structure of a main part of the optical modulator 100 taken along the line II-II in FIG. 3 is an equivalent circuit diagram for explaining an operation of the optical modulator 100 according to the first embodiment.
  • FIG. FIG. 6 is a voltage level diagram illustrating an ideal voltage level applied to a modulation signal output from a drive circuit 120 and an i-MQW layer 133 of the optical modulation unit 110. 6 is a graph showing changes in refractive index and loss with respect to the voltage of the i-MQW layer 133 of the optical modulator 100 according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a graph showing an experimental result example of the capacitance of one phase modulation electrode with respect to the voltage of the i-MQW layer 133 of the optical modulator 100 according to the first embodiment and a cutoff frequency calculated from the capacitance.
  • Experimental result example showing the reciprocal (or generally referred to as ⁇ parameter) of the line width enhancement factor (LEF) representing the chirp characteristic with respect to the voltage of the i-MQW layer 133 of the optical modulator 100 according to the first embodiment for each wavelength. It is a graph of.
  • FIG. 6 is a plan view schematically showing a configuration of an optical modulator 200 according to a second embodiment.
  • FIG. 9 is a cross-sectional view schematically showing a cross-sectional structure of a main part of the optical modulator 200 along the line IX-IX in FIG. 8.
  • FIG. 6 is a plan view schematically showing a configuration of an optical modulator 300 according to a third embodiment.
  • FIG. 6 is a plan view schematically showing a configuration of an optical modulator 400 according to a fourth embodiment.
  • FIG. 12 is a cross-sectional view schematically showing a cross-sectional structure of a main part of the optical modulator 400 taken along line XII-XII in FIG. 11.
  • 2 is a plan view schematically showing a configuration of a general slot line electrode type optical modulator 500.
  • FIG. FIG. 14 is a cross-sectional view schematically showing a cross-sectional structure of a main part of the slot line electrode type optical modulator 500 taken along line XIV-XIV in FIG. 13.
  • FIG. 1 is a plan view schematically showing the configuration of the optical modulator 100 according to the first embodiment.
  • 2 is a cross-sectional view schematically showing a cross-sectional structure of a main part of the optical modulator 100 taken along the line II-II in FIG.
  • the optical modulator 100 includes an optical modulation unit 110 and a drive circuit 120.
  • the light modulation unit 110 includes an optical waveguide 112 formed above the insulating mounting substrate 111.
  • n (n is an integer of 2 or more) phase modulation electrodes 113 are formed on the optical waveguide 112 .
  • n electrode pads 114 are electrically connected to the n phase modulation electrodes 113 via a bridge 115 straddling the groove 117.
  • the corresponding phase modulation electrode 113 and electrode pad 114 constitute one optical phase modulator or light intensity modulator.
  • the adjacent phase modulation electrodes 113 have a certain resistance value, preferably several k ⁇ to M ⁇ , depending on the semiconductor or dielectric. This is hereinafter referred to as “electrically separated”.
  • the carrier light IN is input to the optical waveguide 112 of the light modulation unit 110.
  • the carrier light IN propagates through the optical waveguide 112.
  • phase modulation or intensity modulation is performed according to the voltage applied in the region where the phase modulation electrode 113 is formed.
  • the phase-modulated or intensity-modulated light is output as modulated light OUT.
  • the voltage applied to the region where the phase modulation electrode is formed is referred to as a modulation signal.
  • Each length of the phase modulation electrode 113 that is, the length in the propagation direction of the carrier light IN is equal to or less than the wavelength of the modulation signal input to the phase modulation electrode 113.
  • the wiring layer 116 is electrically connected to the bias terminal T1.
  • a bias power supply 9 that outputs a bias voltage Vbias is connected between the bias terminal T1 and the ground power supply (ground voltage Vdd).
  • the insulating mounting substrate 111 is preferably made of an insulating material such as ceramic. However, the whole is not necessarily made of an insulating material, and it is only necessary that the wiring layer 116 formed on the adhesive surface and the upper surface is electrically insulated when the mounting substrate 111 is mounted on a module or the like. This can also be realized by, for example, a method of coating the mounting substrate 111 with a non-conductive substance or bonding with a non-conductive adhesive.
  • the light modulation unit 110 is formed on a wiring layer 116 made of a conductive material and formed on the mounting substrate 111.
  • the wiring layer 116 is connected to the bias terminal T1, and a bias voltage Vbias is applied from the bias power source 9.
  • the light modulation unit 110 includes an n-type conductive InP substrate (n-InP substrate) 131, an n-type conductive InP layer (n-InP layer) 132, an undoped multiple quantum well layer (i-MQW layer) 133, a p-type conductive InP layer (p-InP layer) 134, passivation film 135, phase modulation electrode 113, electrode pad 114, and bridge 115.
  • the n-InP layer 132 is formed on the n-InP substrate 131.
  • the i-MQW layer 133 is formed on the n-InP layer 132.
  • the p-InP layer 134 is formed on the i-MQW layer 133. That is, the n-InP layer 132, the i-MQW layer 133, and the p-InP layer 134 include an undoped core layer (i-MQW layer 133) and a p-type conductive cladding layer (p-InP layer 134).
  • a pin junction is formed between the clad layers (n-InP layers 132).
  • an electrode (not shown) is formed on the back surface. Then, an optical modulator formed on the n-InP substrate 131 is mounted on the mounting substrate 111 so that the back electrode and the wiring layer 116 are in contact with each other.
  • a phase modulation electrode 113 in contact with the p-InP layer 134 is formed on the optical waveguide 112.
  • An electrode pad 114 is formed on the passivation film 135 in a portion separated from the optical waveguide 112 through the groove 117.
  • the phase modulation electrode 113 and the electrode pad 114 are electrically connected by a bridge 115 that straddles the groove 117.
  • the Au wire 10 is bonded to the upper surface of the electrode pad 114. As a result, the modulation signal from the drive circuit 120 is input to the phase modulation electrode 113.
  • the drive circuit 120 is a circuit that drives the light modulation unit 110.
  • the driver circuit 120 can be a driver IC manufactured by a CMOS process, which has a low voltage amplitude but is excellent in mass productivity, uniformity, and integration.
  • the drive circuit 120 has n output electrode pads 121.
  • the drive circuit 120 receives a data signal input from the high-frequency electrical signal source 140 via the signal terminal T4 from the n output electrode pads 121 to each of the phase modulation electrodes 113 of the light modulation unit 110 with appropriate timing and amplitude. Output.
  • the drive circuit 120 is supplied with the power supply voltage Vss from the power supply terminal T2 and supplied with the ground voltage Vdd from the power supply terminal T3.
  • the electrode pad 114 of the light modulator 110 and the output electrode pad 121 of the drive circuit 120 are electrically connected at a distance equal to or less than the wavelength of the modulation signal.
  • FIG. 1 illustrates an example in which the electrode pad 114 and the output electrode pad 121 are connected by the Au wire 10. Thereby, the phase modulation electrode 113, the electrode pad 114, and the bridge 115 can be handled as one lumped constant electrode.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram for explaining the operation of the optical modulator 100 according to the first embodiment.
  • the phase modulation electrode 113, the electrode pad 114, and the bridge 115 can be handled as one lumped constant electrode. Further, in the optical modulator 100, the adjacent phase modulation electrodes 113 are electrically separated. Therefore, a plurality of lumped constant electrodes (phase modulation electrode 113, electrode pad 114, and bridge 115) can be handled independently.
  • FIG. 3 shows an electrical connection between one phase modulation electrode 113 and the drive circuit 120.
  • the i-MQW layer 133 is represented as a capacitance.
  • the n-InP substrate 131 is represented as a resistor R131 and an inductor L131 connected in series.
  • the Au wire 10 is represented as a resistor R10 and an inductor L10 connected in series.
  • the drive circuit 120 is represented as an AC power source C120.
  • descriptions of portions that do not characterize the present invention or that do not affect the operation are omitted.
  • FIG. 4 is a voltage level diagram showing a modulation signal output from the drive circuit 120 and an ideal voltage level applied to the i-MQW layer 133 of the optical modulation unit 110.
  • Driving circuit 120 receives the data signals from the high-frequency electric signal source 140, a reference voltage Vdd is a ground voltage, a negative (minus) side
  • the bias voltage Vbias is a positive voltage. Therefore, the voltage of the n-InP layer 132 that is the lower layer of the i-MQW layer 133 is equal to the bias voltage Vbias.
  • V off ⁇ MZ Vbias +
  • FIG. 5 is a graph illustrating an experimental result example of changes in refractive index and loss with respect to the voltage of the i-MQW layer 133 of the optical modulator 100 according to the first embodiment.
  • Formula (1) has a real part and an imaginary part.
  • the real part ⁇ n (V) gives a phase change (solid line in FIG. 5)
  • the imaginary part ⁇ ⁇ (V) gives a loss change (broken line on the graph in FIG. 5).
  • these changes are not linear.
  • nonlinearity becomes significant. Therefore, in the optical modulator 100 according to the present embodiment, when phase modulation or intensity modulation is performed, the degree of modulation per unit length increases as the voltage increases.
  • the length of the phase modulation electrode 113 is equal to or shorter than the wavelength of the data signal input from the high-frequency electrical signal source 140 and is adjacent thereto. Since the phase modulation electrodes 113 are electrically separated from each other, the high frequency electric field oozes out by several ⁇ m, and can be regarded as an independent electrode for high frequencies. Further, the electrical length connected to the drive circuit 120, that is, the length of the Au wire 10 is also equal to or shorter than the wavelength. This is because the phase modulation electrode 113 is operated within a range that can be regarded as a lumped constant electrode. In terms of characteristics, it is more desirable that the wavelength be 1/4 or less of the wavelength.
  • phase modulation electrode 113 can be regarded as a lumped constant electrode, each one can be handled independently, and can be represented by an equivalent circuit as shown in FIG. Furthermore, by making the Au wire 10 shorter than the wavelength, preferably as short as possible, or increasing the number of parallel wires, the influence of the resistance and inductance on the high frequency characteristics can be reduced. Therefore, it is possible to suppress the temporal fluctuation of the bias potential that has occurred during propagation, the influence of the path dependency of the resistance and inductance inside the n-InP substrate 131 and the n-InP layer 132, and the excitation of unnecessary propagation modes. it can. Therefore, the attenuation of the high frequency electric signal, the increase of noise, and the deterioration of the frequency characteristics are not caused.
  • the effective voltage applied to the i-MQW layer 133 can be increased independently of the modulation signal output from the drive circuit 120 by applying the bias voltage Vbias.
  • Vbias the maximum voltage value: V off ⁇ MZ + V pp / 2 is increased by adding the bias voltage Vbias and the optimum range of the voltage.
  • FIG. 6 is a graph showing an experimental result example of the capacitance of one phase modulation electrode with respect to the voltage of the i-MQW layer 133 of the optical modulator 100 according to the first embodiment and a cutoff frequency calculated from the capacitance.
  • the horizontal axis is the absolute value of the voltage
  • the right vertical axis is the cutoff frequency
  • the left vertical axis is the capacitance.
  • the frequency at which the optical amplitude of the modulated light is half that is, ⁇ 3 dB, is calculated from the capacitance value under the assumption that 50 ⁇ is ideally terminated.
  • the effect of improving the frequency characteristics can be obtained by applying a voltage of at least 0 to -1V.
  • the reverse bias is increased too much, the current suddenly flows out and reaches a so-called breakdown voltage at which no voltage is applied to the i-MQW layer 133.
  • This voltage is mainly determined by the layer structure of the element, but considering the thickness of the i-MQW layer of a general semiconductor optical modulator, it is desirable to use it at -8 V or less.
  • LEF line width enhancement factor
  • the vertical axis is close to 0.
  • This wavelength chirp becomes more conspicuous as the refractive index change is larger, that is, as the voltage applied to the i-MQW layer 133 is higher, and as the wavelength is shorter. This is clear from the graph. Therefore, in order to realize, for example, 0.1 or less as the low chirp operation, the voltage is desirably ⁇ 3 V or less. However, the value may be large in short-distance transmission applications. For example, if it is 1550 nm, 2 or less can be realized up to about ⁇ 8V.
  • the substrate on which the element is manufactured is limited to an insulating substrate (high resistance substrate, SI substrate). Since the traveling wave electrode structure is used, if the electric field of the applied data signal overlaps with the conductive semiconductor, the energy loss of the high-frequency signal increases. For this reason, the substrate on which the element is manufactured is limited to the insulating substrate.
  • an insulating substrate has a different conductivity from that of a conductive substrate (p-type or n-type). For this reason, it is known that the etching shape and etching rate in dry etching and wet etching in which charge is transferred are different from those of conductive substrates (p-type or n-type) that have a proven record in manufacturing semiconductor lasers and the like. Yes. As a result, it is often more difficult than an element manufacturing process and manufacturing conditions using a conductive substrate.
  • FIG. 8 is a plan view schematically showing the configuration of the optical modulator 200 according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a cross-sectional view schematically showing a cross-sectional structure of a main part of the optical modulator 200 taken along the line IX-IX in FIG.
  • the optical modulator 200 includes an optical modulation unit 210 and a drive circuit 120. Since the driving circuit 120 is the same as that of the first embodiment, the description thereof is omitted.
  • the planar configuration of the light modulator 210 will be described.
  • the light modulation unit 210 is mounted on an insulating mounting substrate 211.
  • An n-InP bias terminal 212 is formed on the mounting substrate 211.
  • One or a plurality of n-electrode pads 213 are formed in the light modulation unit 210.
  • FIG. 8 shows a case where five n-electrode pads 213 are formed.
  • the n-InP bias terminal 212 is electrically connected to at least one n-electrode pad 213.
  • the insulating mounting substrate 211 is made of an insulating material such as ceramic. However, the whole is not necessarily made of an insulating material, and it is only necessary that the SI-InP substrate 231 formed on the adhesive surface and the upper surface is electrically insulated when the mounting substrate 211 is mounted on a module or the like. . This can also be realized by, for example, a method of coating the mounting substrate 211 with a non-conductive substance or bonding with a non-conductive adhesive.
  • the light modulator 210 includes an insulating InP substrate (SI-InP substrate) 231, a first n-type conductive layer (n-InP layer) 232, and a second n-type conductive layer (n ⁇ InP layer) 233, n-type conductive layer (n-InP layer) 132, undoped multiple quantum well layer (i-MQW layer) 133, p-type conductive layer (p-InP layer) 134, passivation film 135 and n-electrode pad 213
  • the n-type conductive layer (n-InP layer) 132, the undoped multiple quantum well layer (i-MQW layer) 133, the p-type conductive layer (p-InP layer) 134, and the passivation film 135 are the same as those in the first embodiment. This is the same layer as that of the optical modulator 100.
  • An insulating InP substrate (SI-InP substrate) 231 is formed on the mounting substrate 211.
  • the first n-type conductive layer (n-InP layer) 232 and the second n-type conductive layer (n-InP layer) 233 are formed on an insulating InP substrate (SI-InP substrate) 231.
  • the second n-type conductive layer (n-InP layer) 233 is formed below the optical waveguide 112.
  • the first n-type conductive layer (n-InP layer) 232 is formed in a region on both sides of the second n-type conductive layer (n-InP layer) 233 in the second n-type conductive layer (n-InP layer).
  • the second n-type conductive layer (n-InP layer) 233 is electrically separated into n (n is an integer of 2 or more) in the light propagation direction as with the phase modulation electrode 113. It does not matter.
  • the second n-type conductive layer (n-InP layer) 233 in the second embodiment corresponding to the n-InP substrate 131 in the first embodiment is formed.
  • an n-type conductive layer (n-InP layer) 232 and the second n-type conductive layer (n-InP layer) 233 similarly to the optical modulator 100, an n-type conductive layer (n-InP layer). ) 132, an undoped multiple quantum well layer (i-MQW layer) 133, and a p-type conductive layer (p-InP layer) 134 are sequentially formed.
  • the top surface of the p-InP layer 134 and the side surfaces and bottom surface of the trench 117 are covered with a passivation film 135.
  • the passivation film 135 enters between the first n-type conductive layer (n-InP layer) 232 and the second n-type conductive layer (n-InP layer) 233.
  • the first n-type conductive layer (n-InP layer) 232 and the second n-type conductive layer (n-InP layer) 233 are electrically insulated.
  • An n-electrode pad 213 is formed in a region separated from the optical waveguide 112 by the groove 117.
  • the n-electrode pad 213 extends from the passivation film 135 on the p-type conductive layer (p-InP layer) 134 to the bottom of the groove 117 through the side wall of the groove 117.
  • the n-electrode pad 213 is electrically connected to the second n-type conductive layer (n-InP layer) 233 through an opening provided at the bottom of the groove 117.
  • the n-InP bias terminal 212 is electrically connected to the second n-type conductive layer (n-InP layer) 233 inside, or may be omitted in this configuration.
  • a voltage can be applied to the n-InP layer 132 via the second n-type conductive layer 233 by applying a voltage to the n-InP bias terminal 212 from the outside.
  • a voltage can be applied to the n-InP layer 132 through the second n-type conductive layer 233 by applying a voltage to each n-electrode pad 213.
  • a voltage is applied to each of the n-type conductive layer 233 and the n-InP layer 132. be able to. That is, a voltage can be applied to the lower layer of the i-MQW layer 133. Therefore, according to the optical modulator 200, it is possible to realize the same operational effects as those of the optical modulator 100 according to the first embodiment.
  • an indispensable structure is shown when an insulating InP substrate (SI-InP substrate) is used.
  • the conductivity of the substrate is not limited to this.
  • the conductive n-InP substrate described in Embodiment 1 can also be used.
  • FIG. 10 is a plan view schematically showing the configuration of the optical modulator 300 according to the third embodiment.
  • the optical modulator 300 includes an optical modulation unit 110 and a drive circuit 320. Since the optical modulation unit 110 is the same as that of the first embodiment, the description thereof is omitted.
  • the drive circuit 320 is a modification of the drive circuit 120 according to the first embodiment.
  • a driver IC manufactured by a CMOS process that has a low voltage amplitude but is excellent in mass productivity, uniformity, and integration can be used as the drive circuit 320. .
  • the drive circuit 320 has n output electrode pads 121 and a DC output terminal 321.
  • the DC output terminal 321 is connected to the light modulation unit 110 via the bias terminal T1.
  • the DC output terminal 321 outputs a positive (plus) bias voltage Vbias with respect to the ground voltage. That is, it can be understood that the drive circuit 320 has a configuration in which the bias power supply 9 in FIG. 1 is incorporated.
  • a monitor unit 301 that detects the light intensity or phase of the modulated light OUT is provided outside the optical modulator 300.
  • the monitor unit 301 can generate the control signal CON by photoelectrically converting the modulated light OUT with a general photodiode. Further, when light propagates through the optical waveguide 112, a part of the light can be taken out as a light absorption current by the phase modulation electrode 113.
  • the monitor unit 301 may output the extracted light absorption current as the control signal CON. Note that the above-described method for generating the control signal CON is merely an example, and is not limited thereto.
  • the monitor unit 301 outputs the result of detecting the light intensity or phase of the modulated light OUT as the control signal CON.
  • the control signal CON is supplied to the drive circuit 320 via the monitor terminal T5. Since the other configuration of the drive circuit 320 is the same as that of the drive circuit 120, description thereof is omitted.
  • the monitor unit 301 outputs the result of detecting the light intensity or phase of the modulated light OUT as the control signal CON.
  • the drive circuit 320 can realize an appropriate modulation state by, for example, maximizing the extinction ratio by the control signal CON.
  • the drive circuit 320 can apply an appropriate voltage based on the control signal CON via the bias terminal T1. That is, according to the optical modulator 300, it is possible to adjust the modulation state by monitoring the light intensity or phase of the modulated light OUT and feeding back the result.
  • an appropriate modulation state can be maintained without adjusting an external power supply.
  • FIG. 11 is a plan view schematically showing the configuration of the optical modulator 400 according to the fourth embodiment.
  • the optical modulator 400 includes an optical modulation unit 410 and a drive circuit 420.
  • the light modulation unit 410 may be formed on the n-type conductive InP substrate (n-InP substrate) 131 described in the first embodiment.
  • the light modulation unit 410 may be formed on the insulating InP substrate (SI-InP substrate) 231 described in the second embodiment.
  • SI-InP substrate insulating InP substrate
  • a case where an n-type conductive InP substrate (n-InP substrate) 131 is used will be described.
  • the light modulation unit 410 has two optical waveguides 412a and 412b formed above the mounting substrate 111.
  • the optical modulation unit 410 is configured as a Mach-Zehnder optical modulator having two arms (optical waveguides 412a and 412b).
  • the optical waveguides 412 a and 412 b have the same structure as the optical waveguide 112 of the light modulation unit 110.
  • the carrier light IN is input to the optical multiplexer / demultiplexer 418a.
  • the optical multiplexer / demultiplexer 418a demultiplexes the carrier light IN and outputs the demultiplexed light to each of the optical waveguides 412a and 412b.
  • the optical multiplexer / demultiplexer 418b combines the light propagated through the optical waveguides 412a and 412b, and outputs the combined light as the modulated light OUT.
  • phase modulation electrodes 413 are formed on the optical waveguides 412a and 412b, respectively. That is, n pairs (2n) of phase modulation electrodes 413 are formed in the light modulation unit 410.
  • the phase modulation electrodes 413 of the n pairs (2n) of phase modulation electrodes 413 are respectively connected to n pairs (2n) of electrode pads 414 via a bridge 415 straddling the groove 117.
  • Corresponding phase modulation electrode 413 and electrode pad 414 constitute one optical phase modulator or light intensity modulator.
  • FIG. 12 is a cross-sectional view schematically showing a cross-sectional structure of a main part of the optical modulator 400 taken along the line XII-XII in FIG.
  • the light modulation unit 410 is different from the light modulation unit 110 according to the first embodiment in that it includes two optical waveguides 412a and 412b.
  • the optical waveguides 412a and 412b are formed to be separated by a groove 117.
  • phase modulation electrodes 413 are formed on the p-InP layers 134 of the optical waveguides 412a and 412b, respectively.
  • the drive circuit 420 is a circuit that drives the light modulation unit 410.
  • the driver circuit 420 can be a driver IC manufactured by a CMOS process that has a low voltage amplitude but is excellent in mass productivity, uniformity, and integration.
  • the drive circuit 420 has 2n output electrode pads 421.
  • the drive circuit 420 receives a data signal input from the high-frequency electrical signal source 140 via the signal terminal T4 from the 2n output electrode pads 421 to each of the phase modulation electrodes 413 of the light modulation unit 410 with appropriate timing and amplitude. Output.
  • the drive circuit 420 is supplied with the power supply voltage Vss from the power supply terminal T2 and supplied with the ground voltage Vdd from the power supply terminal T3.
  • the electrode pad 414 of the light modulation unit 410 and the output electrode pad 421 of the drive circuit 420 are electrically connected at a distance equal to or less than the wavelength of the modulation signal.
  • FIG. 11 illustrates an example in which the electrode pad 414 and the output electrode pad 421 are connected by the Au wire 10. Since other configurations of the optical modulator 400 are the same as those of the optical modulator 100, description thereof will be omitted.
  • the optical modulator 400 can perform the same operation as the optical modulator 100 according to the first embodiment, except that the optical modulator 410 is configured as a Mach-Zehnder optical modulator. Therefore, the configuration of the optical modulator 100 can be easily applied to the Mach-Zehnder optical modulator.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, and can be appropriately changed without departing from the spirit of the present invention.
  • the optical modulators according to the first to fourth embodiments can be manufactured by a general compound optical semiconductor manufacturing process. However, this is only an example, and other manufacturing processes can be applied.
  • optical modulation unit 410 of the optical modulator 400 according to the fourth embodiment has a pair of Mach-Zehnder interferometers.
  • this is only an example, and it is a matter of course that similar effects can be obtained even when a plurality of Mach-Zehnder interferometers are combined in parallel or in series.
  • the same effect can be obtained even when a plurality of drive circuits are combined in parallel or in series.
  • the internal arrangements of the drive circuit 120 according to the first, second and fourth embodiments and the drive circuit 320 according to the third embodiment are merely examples, and do not limit the present invention.
  • the example in which the electrode pad of the optical modulator and the output electrode pad of the drive circuit are connected by the Au wire has been described, but this is only an example.
  • an interposer substrate may be used.
  • the monitor 301 can monitor the light intensity or phase of the modulated light OUT, and adjust the modulation state by feeding back the result.
  • the monitor unit may be mounted inside the light modulator, or may be mounted inside the light modulation unit or the drive circuit. Further, the monitor unit can detect the light intensity or phase of part or all of the modulated light.
  • the light modulation unit 410 of the light modulator 400 according to the fourth embodiment is similar to the light modulation unit 210 of the light modulator 200 according to the second embodiment.
  • N-InP bias terminal 212 insulating InP substrate (SI-InP substrate) 231, first n-type conductive layer (n-InP layer) 232, and second n-type conductive layer (n-InP layer) 233. It is good also as a structure to have.

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Abstract

　本発明は、低消費電力かつ高周波数帯域の光変調器、光変調器モジュール及び光変調器の駆動方法を提供する。光変調部（１１０）は、光導波路（１１２）、複数の位相変調電極（１１３）を有する。複数の位相変調電極（１１３）は、光導波路（１１２）上に光の伝搬方向に並んで形成され、相互に電気的に分離される。光導波路（１１２）は、ｎ―ＩｎＰ層（１３２）、ｉ―ＭＱＷ層（１３３）及びｐ―ＩｎＰ層（１３４）を有する。ｎ―ＩｎＰ層（１３２）は、実装基板（１１１）及び配線層（１１６）上に形成され、バイアス電圧（Ｖｂｉａｓ）が印可される。ｉ―ＭＱＷ層（１３３）は、ｎ―ＩｎＰ層（１３２）よりも上層に形成される。ｐ―ＩｎＰ層（１３４）は、ｉ―ＭＱＷ層（１３３）よりも上層に形成され、複数の位相変調電極（１１３）を介して変調信号が印可される。変調信号は、所定の電圧範囲で変動する信号である。

Description

光変調器、光変調器モジュール及び光変調器の駆動方法
　本発明は、光変調器、光変調器モジュール及び光変調器の駆動方法に関し、例えば、光通信システムで用いられる光変調器、光変調器モジュール及び光変調器の駆動方法に関する。
　インターネットや映像配信等の広帯域マルチメディア通信サービスの需要が爆発的に増加している。これに伴い、幹線系やメトロ系では、より長距離伝送が可能で、より大容量かつ高信頼な高密度波長多重光ファイバ通信システムの導入が進んでいる。また、加入者系においても、光ファイバアクセスサービスの普及が急速に進んでいる。こうした光ファイバを使用した通信システムでは、光ファイバ１本当たりの伝送帯域利用効率を高めることが求められる。さらに、環境負荷を軽減するために、光ファイバを使用した通信システムは、小型化、低消費電力及び低コストを実現できる構成であることが求められる。
　光ファイバ１本当たりの伝送帯域利用効率を高めるためには、データのシンボル周波数を大きくするか、多値数を大きくする必要がある。周波数に関しては、１０～８０Ｇｂｉｔｓ／ｓｅｃ程度が必要とされている。
　データのシンボル周波数を大きくして動作させるためには、素子の周波数帯域が重要な要素となる。光ファイバ通信システムで一般的に用いられる光素子（例えば、マッハツェンダ型光変調器）を例とすると、主に素子の抵抗成分Ｒと容量Ｃの影響によるＣＲ時定数制限のために、周波数帯域が制限される。一方、これらの光素子を所望のデータ信号により駆動する電気回路（ドライバ）の帯域も重要な要素となる。ところが、高速に動作する回路ほど微細プロセスで作製する必要があるため、出力可能な電圧振幅は減少する。すなわち、高速性と電圧振幅はトレードオフの関係となる。
　よって、このような光素子とドライバを組み合わせるには、上述のトレードオフが問題となる。具体的には、高速性及び回路規模（チップサイズ）抑制のいずれかを犠牲にするか、又は、増幅器（アンプ）などの別の構成要素を追加する必要があった。
　一般に、光素子の駆動に必要な電圧振幅は、光と電気との相互作用領域の長さに反比例する。しかし、電圧振幅を下げるために相互作用領域を長くすると、素子の容量Ｃが増加するため、周波数帯域が下がってしまう。
　このように、光素子及びドライバのいずれに関しても、高帯域と低電圧振幅の両立は困難である。そこで、光素子の相互作用領域上の電極の一方から変調信号を入力して他方で終端をする、進行波電極構造が一般的に用いられている。進行波電極構造では、光が光導波路中を進む向きに合わせて、高周波電気信号を電極で同一方向に進ませて、光及び高周波電気信号の位相速度をできるだけ等しくする。すなわち、進行波電極の特性インピーダンスを５０Ωにマッチングさせることにより、周波数帯域の低下を防ぐことが可能である。従って、この進行波電極を長尺化することで、原理的には高帯域と低電圧振幅の両立が可能である。
　しかし、実際の素子構造を想定すると、次の二点の問題により、高帯域と低電圧振幅の両立は非常に困難である。１つ目は、進行波電極中での高周波電気信号の減衰である。印加された高周波電気信号の電界と導電性半導体のオーバーラップが生じると、高周波電気信号のエネルギー損失が大きくなる。従って、進行波電極を伝播するに従い、高周波電気信号の振幅は減衰する。その結果、進行波電極の長尺化による効果を十分に得ることは難しい。
　２つ目は、半導体における光と電気信号との相互作用により光の振幅又は位相を変調するために、一般に、アンドープコア層として、アンドープ多重量子井戸層（ｉ―ＭＱＷ層）が用いられる。ｉ―ＭＱＷ層は、上下をｐ型導電層とｎ方導電層とで挟まれることにより、ｐｉｎ接合を構成する。そして、ｐ側にマイナス、ｎ側にプラスの逆バイアスが印加されることで、ｉ―ＭＱＷ層に電界分布が形成される。しかし、ｉ―ＭＱＷ層は非常に薄いため（一般に１μｍ以下）、ｐｉｎ接合は、電気容量が大きいキャパシタとして振舞う。このような単位長さあたりの電気容量が大きい構造により形成される一様な伝送路（光導波路）の特性インピーダンスは、一般に非常に小さな値になる。よって、進行波電極全体の特性インピーダンスの値は、所望の値（例えば５０Ω）よりも、大きく低下してしまう。
　このような問題を解決するため、キャパシティブロード（容量装荷）又はスロットライン型電極構造において、ｐｉｎ構造のグランド電圧側の層にバイアス電圧を印可する手法が提案されている（特許文献１）。図１３は、一般的なスロットライン電極型光変調器５００の構成を模式的に示す平面図である。図１３に示すように、スロットライン電極型光変調器５００は、２本のリッジ型の光導波路１及び２、２つの多モード干渉（ＭＭＩ）光カプラ３及び４、進行波電極（スロットライン電極５ａ及び５ｂ、位相変調電極５ｃ及び５ｄ）を有する、マッハツェンダ型光変調器である。一般に、図１３に示すような進行波電極の構造は、キャパシティブロード（容量装荷）又はスロットライン型電極構造と称される。また、ＤＣバイアス用電極パッド６は、後述するｎ型導電性のＩｎＰバイアス層１４へ、バイアス電圧を印加するための端子である。
　進行波電極は２種類の領域に大きく分けられる。そのうちの一方の領域は、光導波路１及び２の両側に間隔をおいて配置される、幅の広い２本のスロットライン電極（第１のスロットライン電極５ａと第２のスロットライン電極５ｂ）である。第１のスロットライン電極５ａ及び第２のスロットライン電極５ｂの一端には高周波電気信号源７が接続され、他端は抵抗８を介して相互に接続されている。このスロットライン電極は、端部に接続される高周波電気信号源７からの信号をスロットライン電極型光変調器５００の全体に伝搬させるための伝送路として機能する。
　もう一方の領域は、第１のスロットライン電極５ａと第２のスロットライン電極５ｂとの間の領域に形成された、位相変調器部の位相変調電極５ｃ及び５ｄである。位相変調電極５ｃ及び５ｄは、マッハツェンダ型光変調器を構成する２本のリッジ型の光導波路１及び２のそれぞれの上部に形成され、ｉ―ＭＱＷ層に電圧を印加する。入力されたキャリア光ＩＮは、多モード干渉（ＭＭＩ）光カプラ３で分岐され、ｉ―ＭＱＷ層に印加された電圧に応じて位相変調される。そして、位相変調された光は、多モード干渉（ＭＭＩ）光カプラ４で合波され、変調光ＯＵＴとして出力される。
　図１４は、図１３のＸＩＶ－ＸＩＶ線におけるスロットライン電極型光変調器５００の要部の断面構造を模式的に示す断面図である。絶縁性ＩｎＰ基板（ＳＩ―ＩｎＰ基板）１１の上には、高抵抗ＩｎＰバッファ層１２、ＩｎＧａＡｓＰエッチストップ層１３及びｎ型導電性のＩｎＰバイアス層１４が形成されている。ＩｎＰバイアス層１４の上部には、ｎ－ＩｎＰ層１５、ｉ－ＭＱＷ層１６、アンドープのｉ－ＩｎＰ層１７、ｐ型導電性のｐ－ＩｎＰ層１８、ｐ－ＩｎＧａＡｓＰコンタクト層１９及び高抵抗埋め込み層ＳＩ－ＩｎＰ層２０がパターンニングされることにより、２本のリッジ型の光導波路１及び２が形成されている。また、第１のスロットライン電極５ａと位相変調電極５ｃとは、エアブリッジ配線５ｅを介して、電気的に接続される。第２のスロットライン電極５ｂと位相変調電極５ｄは、エアブリッジ配線５ｆを介して、電気的に接続される。
　このような位相変調部とスロットライン型の伝送路を合わせた素子全体を高周波電気信号の伝送路としてみた場合の特性インピーダンスは、スロットラインの特性インピーダンスと位相変調部の特性インピーダンスの平均的な値となる。従って、位相変調器部の構造を電気容量の大きな層構造（ｉ－ＭＱＷ層１６）として維持したままでも、第１のスロットライン電極５ａと第２のスロットライン電極５ｂの構造を調整することにより、素子全体の特性インピーダンスを所望の値に近づける設計が可能である。
　また、ｎ型導電性のＩｎＰバイアス層１４は、第１のスロットライン電極５ａと第２のスロットライン電極５ｂが形成されていない領域で、ある一定の距離だけ引き出されて、ＤＣバイアス用電極パッド６と接続される。よって、ＤＣバイアス用電極パッド６に、グランド電圧とは異なる値のＤＣバイアス電圧を印加することで、ｉ－ＭＱＷ層１６の下層（すなわち、ｎ－ＩｎＰ層１５）の電圧を、ＤＣバイアス電圧にすることができる。
　一方、ｉ－ＭＱＷ層１６の上層（すなわち、ｐ－ＩｎＰ層１８）には、ｐ－ＩｎＧａＡｓＰコンタクト層１９、位相変調電極５ｃ及び５ｄ、第１のスロットライン電極５ａと第２のスロットライン電極５ｂを介して、高周波電気信号が印加される。
　本構成において、ＤＣバイアス用電極パッド６に印加するＤＣバイアス電圧の値は、光変調時の消光比が最大となるように調整される。つまり、本構成では、ｐｉｎ構造の下層（ｎ－ＩｎＰ層１５）にＤＣバイアス電圧を印可することで、データ信号として入力される高周波電気信号の振幅によらず、ｉ―ＭＱＷ層１６の電界強度をＤＣバイアス電圧により調整することが可能となる。
　他にも、電極の相互作用長と帯域とのトレードオフを解決する手法として、光導波路上に設けられた複数の電極を電気的に分離して、かつ、独立に駆動することで容量を低減できる電極分割構造が既に提案されている（特許文献２）。
特開２００４－５３８３０号公報 国際公開第２０１１／０４３０７９号
　ところが、発明者らは、上述の手法には、以下のような問題点があることを見出した。まず、上述の手法では、高周波特性が悪化するという問題が生じる。進行波電極構造では、入力された高周波電気信号が波として伝播する効果が顕著である。そのため、光変調器の各領域を、伝播方向の電磁界分布を考慮した分布定数回路として取り扱う必要がある。
　具体的には、スロットライン電極５ａ及び５ｂには、高周波電気信号が印加される。　一方、ＩｎＰバイアス層１４には、ＤＣバイアス用電極パッド６を介して、グランド電圧とは異なる一定のバイアス電圧が印加される。
　スロットライン電極型光変調器５００の全体に高周波電気信号を印可するため、スロットライン電極５ａ及び５ｂは、所定の長さを有する。そのため、スロットライン電極５ａ及び５ｂは、高周波電気信号源７が接続された一方の電極端から抵抗８が接続された他方の電極端へ高周波電気信号を伝搬させる、進行波型電極としての作用を有することとなる。したがって、位相変調電極５ｃ及び５ｄを介してｉ－ＭＱＷ層１６に実際に印加される高周波電気信号は、伝搬によって、バイアス層の電位の時間的揺らぎや、ＩｎＰバイアス層１４及びｎ－ＩｎＰ層１５内部の抵抗やインダクタンスの経路依存性の影響を受ける。また、高周波電気信号が印加される各電極とＩｎＰバイアス層１４との電位差によって発生する複数の高周波振動電場により、不要な伝搬モードが励振され、主モードに振り分けられる高周波電力が減少する。これらの要因により、ｉ－ＭＱＷ層１６に実際に印加される高周波電気信号の減衰の助長、ノイズの増大、周波数特性の悪化を招く。
　また、一般に、高周波特性の観点から、高周波電流を伝送させる伝送線路に対して電流の戻り線となるグランド線を設けることが必須である。かつ、グランド線を流れる電流の時間変動はノイズの発生源となるため、電位が安定していることが望ましい。ところが、上述の手法では、スロットライン電極型光変調器５００には、高周波電気信号、グランド電圧及びバイアス電圧の３つの電圧が印可される。そのため、ＩｎＰバイアス層１４の電位が本来の設定値に対して不安定に揺らいでしまうことで、更に高周波特性が悪化してしまう。
　つまり、上述のスロットライン電極型光変調器５００のｉ―ＭＱＷ層１６の電界強度を、ＤＣバイアス電圧により調整する手法は、高周波用途に適用することが困難であった。
　本発明は、上記の事情に鑑みて成されたものであり、本発明の目的は、低消費電力かつ高周波数帯域の光変調器、光変調器モジュール及び光変調器の駆動方法を提供することである。
　本発明の一態様である光変調器は、半導体基板上に形成された、ｐｉｎ（ｐ－ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ－ｎ）構造を有する光導波路と、前記光導波路上に光の伝搬方向に並んで形成され、相互に電気的に分離された複数の電極と、を備え、前記光導波路は、前記半導体基板上に形成され、第１の電源からグランド電圧とは異なる第１の電圧が印可される第１の導電型の第１の半導体層と、前記第１の半導体層よりも上層に形成された真性半導体層と、前記真性半導体層よりも上層に形成され、所定の電圧範囲で変動する変調信号が前記複数の電極を介して印可される、前記第１の導電型とは異なる第２の導電型の第２の半導体層と、を備えるものである。
　本発明の一態様である光変調器モジュールは、所定の電圧範囲で変動する変調信号を、入力するデータ信号に基づいて生成して出力する駆動回路と、前記変調信号で駆動されることにより、前記入力光を変調光として出力する光変調器と、を備え、前記光変調器は、半導体基板上に形成された、ｐｉｎ（ｐ－ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ－ｎ）構造を有する光導波路と、前記光導波路上に光の伝搬方向に並んで形成され、相互に電気的に分離された複数の電極と、を備え、前記光導波路は、前記半導体基板上に形成され、第１の電源からグランド電圧とは異なる第１の電圧が印可される第１の導電型の第１の半導体層と、前記第１の半導体層よりも上層に形成された真性半導体層と、前記真性半導体層よりも上層に形成され、前記変調信号が前記複数の電極を介して印可される、前記第１の導電型とは異なる第２の導電型の第２の半導体層と、を備えるものである。
　本発明の一態様である光変調器の駆動方法は、半導体基板上に形成されたｐｉｎ（ｐ－ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ－ｎ）構造を有する光導波路の前記半導体基板上に形成された第１の半導体層に、第１の電源からグランド電圧とは異なる第１の電圧を印可し、前記第１の半導体層よりも上層に形成された真性半導体層の更に上層に形成された第２の半導体層に、前記光導波路上に光の伝搬方向に並んで形成され、相互に電気的に分離された複数の電極を介して、所定の電圧範囲で変動する変調信号を印可するものである。
　本発明によれば、低消費電力かつ高周波数帯域の光変調器、光変調器モジュール及び光変調器の駆動方法を提供することができる。
実施の形態１にかかる光変調器１００の構成を模式的に示す平面図である。 図１のＩＩ－ＩＩ線における光変調器１００の要部の断面構造を模式的に示す断面図である。 実施の形態１にかかる光変調器１００の動作を説明するための等価回路図である。 駆動回路１２０が出力する変調信号及び光変調部１１０のｉ―ＭＱＷ層１３３にかかる理想的な電圧レベルを示す電圧レベル図である。 実施の形態１にかかる光変調器１００のｉ―ＭＱＷ層１３３の電圧に対する屈折率及び損失の変化を示すグラフである。 実施の形態１にかかる光変調器１００のｉ―ＭＱＷ層１３３の電圧に対する位相変調電極１つのキャパシタンスの実験結果例及びキャパシタンスから算出したカットオフ周波数を示すグラフである。 実施の形態１にかかる光変調器１００のｉ―ＭＱＷ層１３３の電圧に対するチャープ特性を表す線幅増大係数（ＬＥＦ）の逆数（または一般にαパラメータも言われる）を波長ごとに示した実験結果例のグラフである。 実施の形態２にかかる光変調器２００の構成を模式的に示す平面図である。 図８のＩＸ－ＩＸ線における光変調器２００の要部の断面構造を模式的に示す断面図である。 実施の形態３にかかる光変調器３００の構成を模式的に示す平面図である。 実施の形態４にかかる光変調器４００の構成を模式的に示す平面図である。 図１１のＸＩＩ－ＸＩＩ線における光変調器４００の要部の断面構造を模式的に示す断面図である。 一般的なスロットライン電極型光変調器５００の構成を模式的に示す平面図である。 図１３のＸＩＶ－ＸＩＶ線におけるスロットライン電極型光変調器５００の要部の断面構造を模式的に示す断面図である。
　以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。各図面においては、同一要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略される。
　実施の形態１
　まず、本発明の実施の形態１について、具体的な構成例を示して説明する。図１は、実施の形態１にかかる光変調器１００の構成を模式的に示す平面図である。また、図２は、図１のＩＩ－ＩＩ線における光変調器１００の要部の断面構造を模式的に示す断面図である。図１に示すように、光変調器１００は、光変調部１１０及び駆動回路１２０を有する。
　まず、光変調部１１０の平面構成について説明する。光変調部１１０は、絶縁性の実装基板１１１の上方に形成された光導波路１１２を有する。光導波路１１２上には、ｎ（ｎは、２以上の整数）個の位相変調電極１１３が形成されている。また、溝１１７を跨ぐブリッジ１１５を介してｎ個の位相変調電極１１３と電気的に接続された、ｎ個の電極パッド１１４を有する。対応する位相変調電極１１３と電極パッド１１４とは、１つの光位相変調器又は光強度変調器を構成する。なお、図１では、ｎ＝４の場合について図示しているが、これは例示に過ぎず、ｎは、２以上の任意の整数とすることができる。
　隣接する位相変調電極１１３の間は、半導体または誘電体によってある抵抗値、望ましくは数ｋΩ～ＭΩを有している。これを以降「電気的に分離」と称する。光変調部１１０の光導波路１１２には、キャリア光ＩＮが入力される。キャリア光ＩＮは、光導波路１１２を伝搬する。そして、位相変調電極１１３が形成された領域で印加される電圧に応じて、位相変調又は強度変調される。位相変調又は強度変調された光は、変調光ＯＵＴとして出力される。なお、以下では、位相変調電極が形成された領域に印加される電圧を、変調信号と称する。
　位相変調電極１１３のそれぞれの長さ、すなわちキャリア光ＩＮの伝搬方向の長さは、位相変調電極１１３に入力された変調信号の波長以下である。配線層１１６は、バイアス端子Ｔ１と電気的に接続されている。バイアス端子Ｔ１と接地電源（グランド電圧Ｖｄｄ）との間には、バイアス電圧Ｖｂｉａｓを出力するバイアス電源９が接続される。
　絶縁性の実装基板１１１は、セラミック等の絶縁材料で作製されていることが望ましい。ただし、必ずしも全体が絶縁材料である必要はなく、実装基板１１１がモジュール等に実装された際に、その接着面と上面に形成された配線層１１６が電気的に絶縁されていればよい。これは例えば実装基板１１１上を非導電性物質でコーティングする、または非導電性の接着剤で接着する、といった手法でも実現できる。
　続いて、光変調部１１０の断面構成について説明する。図２に示すように、光変調部１１０は、実装基板１１１上に形成された、導電性材料からなる配線層１１６上に形成される。配線層１１６は、バイアス端子Ｔ１と接続され、バイアス電源９からバイアス電圧Ｖｂｉａｓが印可される。
　光変調部１１０は、ｎ型導電性ＩｎＰ基板（ｎ―ＩｎＰ基板）１３１、ｎ型導電性ＩｎＰ層（ｎ―ＩｎＰ層）１３２、アンドープ多重量子井戸層（ｉ―ＭＱＷ層）１３３、ｐ型導電性ＩｎＰ層（ｐ―ＩｎＰ層）１３４、パッシベーション膜１３５、位相変調電極１１３、電極パッド１１４、ブリッジ１１５により構成される。
　ｎ―ＩｎＰ層１３２は、ｎ―ＩｎＰ基板１３１上に形成される。ｉ―ＭＱＷ層１３３は、ｎ―ＩｎＰ層１３２上に形成される。ｐ―ＩｎＰ層１３４は、ｉ―ＭＱＷ層１３３上に形成される。すなわち、ｎ―ＩｎＰ層１３２、ｉ―ＭＱＷ層１３３及びｐ―ＩｎＰ層１３４は、アンドープコア層（ｉ―ＭＱＷ層１３３）をｐ型導電性クラッド層（ｐ―ＩｎＰ層１３４）とｎ型導電性クラッド層（ｎ―ＩｎＰ層１３２）で挟んだ、ｐｉｎ接合を構成する。また、ｎ―ＩｎＰ基板１３１を所定の厚さに研磨した後、裏面に電極（図示せず）を形成する。そして、裏面の電極と配線層１１６とが接するように、ｎ―ＩｎＰ基板１３１上に形成された光変調器が実装基板１１１上に実装される。
　光変調部１１０には、ｐ―ＩｎＰ層１３４、ｉ―ＭＱＷ層１３３及びｎ―ＩｎＰ層１３２を貫通して、ｎ―ＩｎＰ基板１３１に達する溝１１７が、光の伝搬方向に形成されている。溝１１７に囲まれたメサ形状部が、光導波路１１２となる。光導波路１１２の上部を除いて、ｐ―ＩｎＰ層１３４の上面、溝１１７の側面及び底面は、パッシベーション膜１３５で覆われる。
　光導波路１１２の上部には、ｐ―ＩｎＰ層１３４と接する位相変調電極１１３が形成される。また、溝１１７を介して光導波路１１２と離間された部分のパッシベーション膜１３５には、電極パッド１１４が形成される。位相変調電極１１３と電極パッド１１４とは、溝１１７を跨ぐブリッジ１１５により、電気的に接続される。電極パッド１１４の上面には、Ａｕワイヤ１０が接合される。これにより、位相変調電極１１３には、駆動回路１２０からの変調信号が入力される。
　駆動回路１２０は、光変調部１１０を駆動する回路である。例えば、駆動回路１２０には、低電圧振幅ではあるが量産性・均一性・集積性に優れた、ＣＭＯＳプロセスにより作製されたドライバＩＣを用いることができる。
　駆動回路１２０は、ｎ個の出力電極パッド１２１を有する。駆動回路１２０は、ｎ個の出力電極パッド１２１から光変調部１１０の位相変調電極１１３のそれぞれへ、高周波電気信号源１４０から信号端子Ｔ４を介して入力されたデータ信号を適したタイミング及び振幅で出力する。なお、駆動回路１２０は、電源端子Ｔ２から電源電圧Ｖｓｓが供給され、電源端子Ｔ３からグランド電圧Ｖｄｄが供給される。
　光変調部１１０の電極パッド１１４と、駆動回路１２０の出力電極パッド１２１は、変調信号の波長以下の距離で電気的に接続されている。図１では、電極パッド１１４と出力電極パッド１２１とが、Ａｕワイヤ１０で接続される例について図示している。これにより、位相変調電極１１３、電極パッド１１４及びブリッジ１１５を、１つの集中定数電極として取り扱うことができる。
　図３は、実施の形態１にかかる光変調器１００の動作を説明するための等価回路図である。光変調器１００では上述のように、位相変調電極１１３、電極パッド１１４及びブリッジ１１５を、１つの集中定数電極として取り扱うことができる。また、光変調器１００では、隣接する位相変調電極１１３間は電気的に分離されている。そのため、複数の集中定数電極（位相変調電極１１３、電極パッド１１４及びブリッジ１１５）を、それぞれ独立に扱うことができる。
　図３は、１つの位相変調電極１１３と駆動回路１２０との間の電気的な接続を表している。図３では、ｉ―ＭＱＷ層１３３を容量として表している。ｎ―ＩｎＰ基板１３１を、　直列接続された抵抗Ｒ１３１及びインダクタＬ１３１として表している。Ａｕワイヤ１０を、直列接続された抵抗Ｒ１０及びインダクタＬ１０として表している。また、駆動回路１２０を交流電源Ｃ１２０として表している。ただし、本発明を特徴づけない部分や動作に影響しない部分の記載は省略している。
　続いて、光変調器１００の動作について説明する。光変調器１００では、バイアス端子Ｔ１を介して、配線基板１１６の表面に実装されたｎ―ＩｎＰ基板１３１に、グランド電圧Ｖｄｄに対して、外部から正（プラス）のバイアス電圧Ｖｂｉａｓを印加することができる。これにより、ｉ―ＭＱＷ層１３３の電界強度を高くすることができる。その理由について、以下で説明する。
　図４は、駆動回路１２０が出力する変調信号及び光変調部１１０のｉ―ＭＱＷ層１３３にかかる理想的な電圧レベルを示す電圧レベル図である。駆動回路１２０は、高周波電気信号源１４０からデータ信号を受け取ると、グランド電圧である電圧Ｖｄｄを基準として、負（マイナス）側に｜Ｖｏｆｆ―ＩＣ｜だけオフセットした、振幅Ｖｐｐの変調信号を出力する。この変調信号は、ｉ―ＭＱＷ層１３３の上層であるｐ―ＩｎＰ層１３４に印可される。
　一方、バイアス電圧Ｖｂｉａｓを正（プラス）の電圧である。そのため、ｉ―ＭＱＷ層１３３の下層であるｎ―ＩｎＰ層１３２の電圧は、バイアス電圧Ｖｂｉａｓに等しくなる。
　Ｖｏｆｆ―ＭＺ＝Ｖｂｉａｓ＋｜Ｖｏｆｆ―ＩＣ｜とする。バイアス電圧Ｖｂｉａｓは正（プラス）であるので、Ｖｏｆｆ―ＩＣ＜Ｖｏｆｆ―ＭＺの関係が成り立つ。よって、ｉ―ＭＱＷ層１３３に印可される実効的な電圧を、駆動回路１２０が出力する変調信号とは独立して高めることができる。
　図５は、実施の形態１にかかる光変調器１００のｉ―ＭＱＷ層１３３の電圧に対する屈折率及び損失の変化の実験結果例を示すグラフである。ｉ―ＭＱＷ層１３３に電圧Ｖが印加されることによって生じる単位長さあたりの位相変化φ（Ｖ）は、複素屈折率ｎ＊ （Ｖ）＝ｎ（Ｖ）―ｊκ（Ｖ）とキャリア光ＩＮの波数ｋを用いて、以下の式（１）で表される。
　
φ（Ｖ）＝（２πｆ／Ｃ）・ｎ＊ （Ｖ）
　　　＝（２πｆ／Ｃ）・（ｎ（Ｖ）―ｊκ（Ｖ））
　　　＝ｋｎ（Ｖ）－ｊｋκ（Ｖ）
　　　＝φｎ（Ｖ）－ｊφκ（Ｖ）　　　　　　　　　　・・・（１）
　　　　
　式（１）は、実数部と虚数部とを有する。図５では、実数部φｎ（Ｖ）は、位相変化（図５の実線）、虚数部φκ（Ｖ）は損失変化（図５のグラフ上破線）を与える。図５に示すように、一般に、これらの変化は線形ではない。特に、電圧が高い領域では、非線形性が顕著となる。従って、本実施の形態にかかる光変調器１００において、位相変調又は強度変調を行う場合には、その単位長さ当たりの変調度は、電圧が高いほど大きくなる。
　すなわち、図４において、データ信号に同期した電圧振幅Ｖｐｐが同じであっても、電圧オフセット｜Ｖｏｆｆ―ＩＣ｜及びＶｏｆｆ―ＭＺが大きいほど、変調度が大きくなる。従って、駆動回路１２０の出力とは独立に、変調度を高めることができる。
　また、前述したように、実施の形態１にかかる光変調器１００は、位相変調電極１１３の長さは、高周波電気信号源１４０より入力されるデータ信号の波長以下であって、かつ、隣接する位相変調電極１１３間は電気的に分離されることによって、高周波電場は数μｍ染み出す程度であることから、高周波に対しては独立した電極とみなすことができる。また、駆動回路１２０と接続された電気長、すなわちＡｕワイヤ１０の長さも同様に波長以下である。これは位相変調電極１１３を集中定数型電極とみなせる範囲で動作させるためである。特性上、波長の１／４以下であると、さらに望ましい。なお、ここでいう高周波とは、少なくとも１０ＧＨｚ以上を指す。典型的なＦＲ－４基板（誘電率４．７～３．８程度）中での１０ＧＨｚの波長は、１０～１５ｍｍである。従って、１／４波長はｍｍのオーダー、すなわち素子長やワイヤに近い長さとなるため、上記の影響を受ける。２５ＧＨｚ以上では、１／４波長はｍｍのオーダーを切るため、影響が大きくなる。従って、実施の形態１にかかる光変調器１００効果が大きくなる。
　以上をまとめると、位相変調電極１１３を集中定数型電極とみなせることから、１つ１つを独立して扱うことができ、図３に示すような等価回路で表すことができる。さらにＡｕワイヤ１０が波長以下の長さ、望ましくは出来る限り短くする、または並列数を増やすことで、その抵抗及びインダクタンスが高周波特性に与える影響を軽減することができる。従って、伝搬中に生じていたバイアス電位の時間的揺らぎや、ｎ―ＩｎＰ基板１３１及びｎ―ＩｎＰ層１３２内部の抵抗やインダクタンスの経路依存性の影響や、不要な伝搬モードの励振を抑えることができる。よって、高周波電気信号の減衰の助長、ノイズの増大、周波数特性の悪化を招くことはない。
　本発明の構成では、バイアス電圧Ｖｂｉａｓを印加することによって、ｉ―ＭＱＷ層１３３に印可される実効的な電圧を、駆動回路１２０が出力する変調信号とは独立して高めることができる。以下、バイアス電圧Ｖｂｉａｓを加えて、電圧の最大値：Ｖｏｆｆ―ＭＺ＋Ｖｐｐ／２を高くしたときに得られる効果とその電圧の最適な範囲について述べる。
　図６は、実施の形態１にかかる光変調器１００のｉ―ＭＱＷ層１３３の電圧に対する、位相変調電極１つのキャパシタンスの実験結果例及びキャパシタンスから算出したカットオフ周波数を示すグラフである。なお、横軸は電圧の絶対値、右の縦軸はカットオフ周波数、左の縦軸はキャパシタンスである。図６では、変調光の光振幅が半分、すなわち－３ｄＢとなるときの周波数を、理想的に５０Ω終端されているという仮定の下、キャパシタンスの値から計算で算出した。
　ｐｉｎ構造の光変調器１００に、動作状態であるｐ側（ｐ―ＩｎＰ層１３４）にマイナス、ｎ側（ｎ―ＩｎＰ層１３２）にプラスの逆バイアスが印加されると、ｐ層（ｐ―ＩｎＰ層１３４）及びｎ層（ｎ―ＩｎＰ層１３２）のそれぞれｉ層（ｉ―ＭＱＷ層１３３）との接合付近が空乏化し、実効的にｉ層（ｉ―ＭＱＷ層１３３）が広がったようにみえる。これにより、逆バイアス下でのｐｉｎ構造のキャパシタとしての振る舞いは、逆バイアス電圧が増えるにしたがって、導電層に挟まれたｉ層（ｉ―ＭＱＷ層１３３）が厚くなる、すなわちキャパシタンスが減少することを意味する。このことは図６からも明らかである。
　その結果、キャパシタンスから算出されたカットオフ周波数は、キャパシタンスの減少に伴って上昇、すなわち、より高い周波数まで光変調器１００が応答することを意味し、高周波特性の向上という効果が得られることがわかる。この空乏化によるキャパシタンスの減少は、電圧のかかり始めが顕著で、理想的には平衡状態に達して止まる。グラフからも－１Ｖ以下の減少が急で、以降は傾きが緩やかになっていることがわかる。
　従って、少なくとも０～－１Ｖの電圧が印加されることで、この周波数特性の向上という効果が得られることがわかる。一方、逆バイアスを大きくし過ぎると、電流が急に流れ出し、ｉ―ＭＱＷ層１３３に電圧がかからなくなる、いわゆる降伏電圧に達する。この電圧は素子の層構造で主に決まるが、一般的な半導体光変調器のｉ―ＭＱＷ層の厚さを考慮すると、－８Ｖ以下で使用することが望ましい。
　図７は、実施の形態１にかかる光変調器１００のｉ―ＭＱＷ層１３３の電圧に対する、チャープ特性を表す、線幅増大係数（ＬＥＦ）の逆数（または一般にαパラメータも言われる）を、波長ごとに示した実験結果例のグラフである。縦軸は、図５で示した屈折率変化と損失変化の比から算出した値を示す。電圧が変化したとき、屈折率が変化しなければ（１／ＬＥＦ＝０）、波長は変化することなく、波長チャープは生じない。しかし、マッハツェンダ型光変調器においては、屈折率変化を用いて動作させているため、光の位相変化により必ず有限の波長チャープを生じる。波長チャープが大きいと、光ファイバ伝送後の波形歪が大きくなるため、特に長距離の伝送用途においては、この縦軸は０に近いほど望ましい。この波長チャープは、屈折率変化が大きいほど、すなわちｉ―ＭＱＷ層１３３に印加される電圧が高くなるほど、また短波長ほど顕著となる。このことはグラフからも明らかである。従って、低チャープ動作として例えば０．１以下を実現するためには、電圧は－３Ｖ以下であることが望ましい。ただし短距離の伝送用途においては値が大きくても良い。例えば１５５０ｎｍであれば－８Ｖ程度までは２以下を実現できる。
　他の問題点として、素子を作製する基板が絶縁性基板（高抵抗基板、ＳＩ基板）に限られることが挙げられる。進行波電極構造を用いるために、印加されたデータ信号の電界と導電性半導体とのオーバーラップが生じると、高周波信号のエネルギー損失が大きくなる。そのため、素子を作製する基板が絶縁性基板に限られてしまう。
  一般に、絶縁性基板は、導電性基板基板（ｐ型又はｎ型）と比較して、基板の導電性が異なる。そのため、電荷の受け渡しが発生するドライエッチング及びウェットエッチングでのエッチング形状及びエッチングレート等が、半導体レーザ等の作製で実績のある導電性基板（ｐ型、またはｎ型）と異なることが知られている。その結果、導電性基板を用いた素子作製プロセスや作製条件と比べて、より困難である場合が多い。
　実施の形態２
　次に、本発明の実施の形態２について、具体的な構成例を示して説明する。図８は、実施の形態２にかかる光変調器２００の構成を模式的に示す平面図である。また、図９は、図８のＩＸ－ＩＸ線における光変調器２００の要部の断面構造を模式的に示す断面図である。光変調器２００は、光変調部２１０及び駆動回路１２０によって構成される。駆動回路１２０は実施の形態１と同様であるので、説明を省略する。
　まず、光変調部２１０の平面構成について説明する。図８に示すように、光変調部２１０は、絶縁性の実装基板２１１に実装される。実装基板２１１上には、ｎ―ＩｎＰバイアス端子２１２が形成されている。光変調部２１０には、１又は複数のｎ電極パッド２１３が形成されている。図８では、５個のｎ電極パッド２１３が形成されている場合について示している。ｎ―ＩｎＰバイアス端子２１２は、少なくとも１つのｎ電極パッド２１３と電気的に接続される。
　絶縁性の実装基板２１１は、セラミック等の絶縁材料で作製されていることが望ましい。ただし、必ずしも全体が絶縁材料である必要はなく、実装基板２１１がモジュール等に実装された際に、その接着面と上面に形成されたＳＩ－ＩｎＰ基板２３１が電気的に絶縁されていればよい。これは例えば実装基板２１１上を非導電性物質でコーティングする、または非導電性の接着剤で接着する、といった手法でも実現できる。
　続いて、光変調部２１０の断面構成について説明する。図９に示すように、光変調部２１０は、絶縁性ＩｎＰ基板（ＳＩ－ＩｎＰ基板）２３１、第１のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３２、第２のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３３、ｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）１３２、アンドープ多重量子井戸層（ｉ―ＭＱＷ層）１３３、ｐ型導電層（ｐ―ＩｎＰ層）１３４、パッシベーション膜１３５及びｎ電極パッド２１３を有する。なお、ｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）１３２、アンドープ多重量子井戸層（ｉ―ＭＱＷ層）１３３、ｐ型導電層（ｐ―ＩｎＰ層）１３４及びパッシベーション膜１３５は、それぞれ実施の形態１にかかる光変調器１００と同様の層である。
　絶縁性ＩｎＰ基板（ＳＩ－ＩｎＰ基板）２３１は、実装基板２１１上に形成される。第１のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３２及び第２のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３３は、絶縁性ＩｎＰ基板（ＳＩ－ＩｎＰ基板）２３１上に形成される。ただし、第２のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３３は、光導波路１１２の下部に形成される。また、第１のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３２は、第２のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３３の両側の領域に、第２のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３３から電気的に絶縁されて形成される。
　さらに、第２のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３３は、位相変調電極１１３と同様に光の伝搬方向に対しても、ｎ（ｎは、２以上の整数）個に電気的に分離されていても構わない。これにより、図３で示した等価回路において、実施の形態１でのｎ―ＩｎＰ基板１３１部に相当する、本実施の形態２での第２のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３３が、伝搬方向に分割されることで、その抵抗及びインダクタンスが高周波特性に与える影響をさらに軽減させることができる。
　第１のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３２及び第２のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３３上には、光変調器１００と同様に、ｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）１３２、アンドープ多重量子井戸層（ｉ―ＭＱＷ層）１３３及びｐ型導電層（ｐ―ＩｎＰ層）１３４が順に形成される。ｐ―ＩｎＰ層１３４の上面、溝１１７の側面及び底面は、パッシベーション膜１３５で覆われる。なお、パッシベーション膜１３５は、第１のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３２と第２のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３３との間に入り込む。これにより、第１のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３２と第２のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３３とが、電気的に絶縁される。
　光導波路１１２に対して溝１１７で隔てられた領域には、ｎ電極パッド２１３が形成される。ｎ電極パッド２１３は、ｐ型導電層（ｐ―ＩｎＰ層）１３４の上部のパッシベーション膜１３５から、溝１１７の側壁を経て、溝１１７の底部に至る。そして、ｎ電極パッド２１３は、溝１１７の底部に設けられた開口を介して、第２のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３３と電気的に接続される。また、ｎ―ＩｎＰバイアス端子２１２は、内部で第２のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３３と電気的に接続されているか、もしくは本構成においては省略することも可能である。
　光変調器２００では、外部からｎ―ＩｎＰバイアス端子２１２に電圧を印加することにより、第２のｎ型導電層２３３を介して、ｎ―ＩｎＰ層１３２に電圧を印加することができる。または、各ｎ電極パッド２１３に電圧を印加することにより、同様に第２のｎ型導電層２３３を介して、ｎ―ＩｎＰ層１３２に電圧を印加することができる。この方法によれば、第２のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３３が複数に分割された構成であっても、それぞれのｎ型導電層２３３及びｎ―ＩｎＰ層１３２に電圧を印加することができる。すわなち、ｉ―ＭＱＷ層１３３の下層に電圧を印加することができる。よって、光変調器２００によれば、実施の形態１にかかる光変調器１００と同様の作用効果を実現することが可能である。
　なお、本実施の形態では、絶縁性ＩｎＰ基板（ＳＩ－ＩｎＰ基板）を用いる場合に必須の構成を示したが、基板の導電性に関してこれに限定するものではない。例えば、実施の形態１で示した導電性のｎ―ＩｎＰ基板も適用可能である。
　実施の形態３
　次に、本発明の実施の形態３について、具体的な構成例を示して説明する。図１０は、実施の形態３にかかる光変調器３００の構成を模式的に示す平面図である。光変調器３００は、光変調部１１０及び駆動回路３２０により構成される。光変調部１１０は実施の形態１と同様であるので、説明を省略する。
　駆動回路３２０は、実施の形態１にかかる駆動回路１２０の変形例である。駆動回路３２０は、例えば、駆動回路３２０には、駆動回路１２０と同様、低電圧振幅ではあるが量産性・均一性・集積性に優れた、ＣＭＯＳプロセスにより作製されたドライバＩＣを用いることができる。
　駆動回路３２０は、ｎ個の出力電極パッド１２１、ＤＣ出力端子３２１を有する。ＤＣ出力端子３２１は、バイアス端子Ｔ１を介して、光変調部１１０と接続される。ＤＣ出力端子３２１は、グランド電圧に対して正（プラス）のバイアス電圧Ｖｂｉａｓを出力する。すなわち、駆動回路３２０は、図１におけるバイアス電源９を内蔵した構成を有するものとして理解することができる。
　光変調器３００の外部には、変調光ＯＵＴの光強度又は位相を検出するモニタ部３０１が設けられる。モニタ部３０１は、一般的なフォトダイオードで変調光ＯＵＴを光電変換することにより、制御信号ＣＯＮを生成することが可能である。また、光導波路１１２を光が伝搬するときに、光の一部を位相変調電極１１３で光吸収電流として取り出すことも可能である。モニタ部３０１は、取り出した光吸収電流を、制御信号ＣＯＮとして出力してもよい。なお、上記の制御信号ＣＯＮの生成方法は、あくまでも例示であって、これらに限定されるものではない。
　モニタ部３０１は、変調光ＯＵＴの光強度又は位相を検出した結果を、制御信号ＣＯＮとして出力する。制御信号ＣＯＮは、モニタ端子Ｔ５を介して、駆動回路３２０に供給される。駆動回路３２０のその他の構成は、駆動回路１２０と同様であるので、説明を省略する。
　上述のように、モニタ部３０１は、変調光ＯＵＴの光強度又は位相を検出した結果を、制御信号ＣＯＮとして出力する。駆動回路３２０は、制御信号ＣＯＮにより、例えば消光比を最大化するなど、適切な変調状態を実現することができる。
　具体的には、駆動回路３２０は、バイアス端子Ｔ１を介して、制御信号ＣＯＮに基づいて適切な電圧に印可することが可能である。つまり、光変調器３００によれば、変調光ＯＵＴの光強度又は位相をモニタし、結果をフィードバックすることで変調状態を調整することが可能である。
　よって、本実施の形態にかかる光変調器３００によれば、外部の電源を調整することなく、適切な変調状態を保つことができる。
　実施の形態４
　次に、本発明の実施の形態４について、具体的な構成例を示して説明する。図１１は、実施の形態４にかかる光変調器４００の構成を模式的に示す平面図である。光変調器４００は、光変調部４１０及び駆動回路４２０により構成される。
　まず、光変調部４１０の平面構成について説明する。光変調部４１０は、実施の形態１に記載のｎ型導電性ＩｎＰ基板（ｎ―ＩｎＰ基板）１３１上に形成されてもよい。また、光変調部４１０は、実施の形態２に記載の絶縁性ＩｎＰ基板（ＳＩ―ＩｎＰ基板）２３１上に形成されてもよい。本実施の形態では、一例として、ｎ型導電性ＩｎＰ基板（ｎ―ＩｎＰ基板）１３１を用いる場合について説明する。
　光変調部４１０には、実装基板１１１の上方に形成された、２本の光導波路４１２ａ及び４１２ｂを有する。光変調部４１０は、２本のアーム（光導波路４１２ａ及び４１２ｂ）を有するマッハツェンダ光変調器として構成される。光導波路４１２ａ及び４１２ｂは、光変調部１１０の光導波路１１２と同様の構造を有する。
　キャリア光ＩＮは、光合分波器４１８ａに入力される。光合分波器４１８ａは、キャリア光ＩＮを分波し、分波した光を光導波路４１２ａ及び４１２ｂのそれぞれに出力する。　光合分波器４１８ｂは、光導波路４１２ａ及び４１２ｂを伝搬した光を合波し、合波した光を変調光ＯＵＴとして出力する。
　光導波路４１２ａ及び４１２ｂ上には、それぞれｎ（ｎは、２以上の整数）個の位相変調電極４１３が形成されている。すなわち、光変調部４１０には、ｎ対（２ｎ個）の位相変調電極４１３が形成されている。ｎ対（２ｎ個）の位相変調電極４１３の位相変調電極４１３は、溝１１７を跨ぐブリッジ４１５を介して、ｎ対（２ｎ個）の電極パッド４１４とそれぞれ接続される。対応する位相変調電極４１３と電極パッド４１４とは、１つの光位相変調器又は光強度変調器を構成する。なお、図１１では、ｎ＝４の場合について図示しているが、これは例示に過ぎず、ｎは、２以上の任意の整数とすることができる。
　続いて、光変調部４１０の断面構成について説明する。図１２は、図１１のＸＩＩ－ＸＩＩ線における光変調器４００の要部の断面構造を模式的に示す断面図である。図１２に示すように、光変調部４１０は、実施の形態１にかかる光変調部１１０と比べて、２つの光導波路４１２ａ及び４１２ｂを有する点で相違する。光導波路４１２ａ及び４１２ｂは、溝１１７によって離間されて形成される。また、図１２は、光導波路４１２ａ及び４１２ｂのｐ―ＩｎＰ層１３４上には、それぞれ位相変調電極４１３が形成される。
　駆動回路４２０は、光変調部４１０を駆動する回路である。例えば、駆動回路４２０には、実施の形態１と同様に、低電圧振幅ではあるが量産性・均一性・集積性に優れた、ＣＭＯＳプロセスにより作製されたドライバＩＣを用いることができる。
　駆動回路４２０は、２ｎ個の出力電極パッド４２１を有する。駆動回路４２０は、２ｎ個の出力電極パッド４２１から光変調部４１０の位相変調電極４１３のそれぞれへ、高周波電気信号源１４０から信号端子Ｔ４を介して入力されたデータ信号を適したタイミング及び振幅で出力する。なお、駆動回路４２０は、電源端子Ｔ２から電源電圧Ｖｓｓが供給され、電源端子Ｔ３からグランド電圧Ｖｄｄが供給される。
　光変調部４１０の電極パッド４１４と、駆動回路４２０の出力電極パッド４２１は、変調信号の波長以下の距離で電気的に接続されている。図１１では、電極パッド４１４と出力電極パッド４２１とが、Ａｕワイヤ１０で接続される例について図示している。光変調器４００のその他の構成は、光変調器１００と同様であるので、説明を省略する。
　光変調器４００は、光変調部４１０がマッハツェンダ光変調器として構成されていることを除き、実施の形態１にかかる光変調器１００と同様の動作を行うことができる。よって、光変調器１００にかかる構成を、容易にマッハツェンダ光変調器に適用することが可能である。
　その他の実施の形態
　なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、本実施の形態１～４にかかる光変調器は、一般的な化合物光半導体の作製プロセスにより作製することが可能である。ただし、これは例示に過ぎず、他の作製プロセスを適用することも可能である。
　実施の形態４にかかる光変調器４００の光変調部４１０は、１組のマッハツェンダ型干渉計を有する構成について説明した。ただし、これは例示に過ぎず、例えば、複数個のマッハツェンダ干渉計を並列又は直列を組み合わせた構成としても、同様の作用効果を得ることができることは勿論である。また、複数個の駆動回路を、並列又は直列に組み合わせた構成としても、同様の作用効果を得ることができることは勿論である。
　実施の形態１、２及び４にかかる駆動回路１２０、実施の形態３にかかる駆動回路３２０の内部の配置はあくまで例示であって、本発明を限定するものではない。
　実施の形態１～４では、光変調器の電極パッドと駆動回路の出力電極パッドとがＡｕワイヤで接続される例について説明したが、これは例示に過ぎない。例えば、インターポーザ基板を用いてもよい。
　実施の形態１～４にかかる光変調器において、ｐ―ＩｎＰ層１３４と位相変調電極１１３との間に、高濃度にｐドープされたコンタクト層、例えばｐ＋―ＩｎＧａＡｓ層が挿入されていてもよい。
　実施の形態２にかかる光変調器２００についても、モニタ部３０１により、変調光ＯＵＴの光強度又は位相をモニタし、結果をフィードバックすることで変調状態を調整することが可能である。また、実施の形態４にかかる光変調器４００についても、モニタ部３０１により、変調光ＯＵＴの光強度又は位相をモニタし、結果をフィードバックすることで変調状態を調整することが可能である。
　モニタ部は、光変調器の内部に搭載されてもよいし、光変調部又は駆動回路の内部に搭載されてもよい。また、モニタ部は、変調光の一部又は全部の光強度又は位相を検出することが可能である。
　上述の実施の形態に加え、実施の形態４にかかる光変調器４００の光変調部４１０は、実施の形態２にかかる光変調器２００の光変調部２１０と同様に、絶縁性の実装基板２１１、ｎ―ＩｎＰバイアス端子２１２、絶縁性ＩｎＰ基板（ＳＩ－ＩｎＰ基板）２３１、第１のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３２及び第２のｎ型導電層（ｎ―ＩｎＰ層）２３３を有する構成としてもよい。
　以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０１２年３月２２日に出願された日本出願特願２０１２－６６２８０を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１　光導波路
３、４　光カプラ
５ａ、５ｂ　スロットライン電極
５ｃ、５ｄ　位相変調電極
５ｅ、５ｆ　エアブリッジ配線
６　バイアス用電極パッド
７　高周波電気信号源
８　抵抗
９　バイアス電源
１０　ワイヤ
１１　ＳＩ―ＩｎＰ基板
１２　高抵抗ＩｎＰバッファ層
１３　ＩｎＧａＡｓＰエッチストップ層
１４　ＩｎＰバイアス層
１５　ｎ－ＩｎＰ層
１６　ｉ－ＭＱＷ層
１７　ｉ－ＩｎＰ層
１８　ｐ－ＩｎＰ層
１９　ｐ－ＩｎＧａＡｓＰコンタクト層
２０　高抵抗埋め込み層ＳＩ－ＩｎＰ層
１００、２００、３００、４００　光変調器
１１０、２１０、４１０　光変調部
１１１、２１１　実装基板
１１２、４１２ａ、４１２ｂ　光導波路
１１３、４１３　位相変調電極
１１４、４１４　電極パッド
１１５、４１５　ブリッジ
１１６　配線層
１１７　溝
１２０、３２０、４２０　駆動回路
１２１、４２１　出力電極パッド
１３１　ｎ―ＩｎＰ基板
１３２　ｎ―ＩｎＰ層
１３３　ｉ―ＭＱＷ層
１３４　ｐ―ＩｎＰ層
１３５　パッシベーション膜
１４０　高周波電気信号源
２１２　バイアス端子
２１３　ｎ電極パッド
２３１　ＳＩ－ＩｎＰ基板
２３２　第１のｎ型導電層
２３３　第２のｎ型導電層
３０１　モニタ部
３２１　ＤＣ出力端子
４１８ａ、４１８ｂ　光合分波器
５００　スロットライン電極型光変調器
ＣＯＮ　制御信号
ＩＮ　キャリア光
ＯＵＴ　変調光
Ｔ１　バイアス端子
Ｔ２、Ｔ３　電源端子
Ｔ４　信号端子
Ｔ５　モニタ端子

Claims (20)

  1. 　半導体基板上に形成された、ｐｉｎ（ｐ－ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ－ｎ）構造を有する光導波路と、
    　前記光導波路上に光の伝搬方向に並んで形成され、相互に電気的に分離された複数の電極と、を備え、
    　前記光導波路は、
    　前記半導体基板上に形成され、第１の電源からグランド電圧とは異なる第１の電圧が印可される第１の導電型の第１の半導体層と、
    　前記第１の半導体層よりも上層に形成された真性半導体層と、
    　前記真性半導体層よりも上層に形成され、所定の電圧範囲で変動する変調信号が前記複数の電極を介して印可される、前記第１の導電型とは異なる第２の導電型の第２の半導体層と、を備える、
    　光変調器。
  2. 　前記複数の電極のそれぞれは、光が導波される方向の長さが入力される前記変調信号の波長以下である、
    　請求項１に記載の光変調器。
  3. 　前記複数の電極のそれぞれは、集中定数型電極として形成される、
    　請求項１又は２に記載の光変調器。
  4. 　前記変調信号は、前記グランド電圧に対して前記第１の電圧とは反対方向にオフセットした第２の電圧を基準として上下に変動する信号であり、
    　前記第１の電圧は、前記グランド電圧を基準として前記第２の電圧とは逆極性の電圧である、
    　請求項１乃至３のいずれか一項に記載の光変調器。
  5. 　前記第１の電源は、前記グランド電圧と前記第１の半導体層との間に挿入される、
    　請求項４に記載の光変調器。
  6. 　前記第１の電圧は、前記グランド電圧に対して正の電圧であり、
    　前記第２の電圧は、前記グランド電圧に対して負の電圧であり、
    　前記第１の導電型はｎ型であり、
    　前記第２の導電型はｐ型である、
    　請求項４又は５に記載の光変調器。
  7. 　前記半導体基板は、導電性半導体又は絶縁性半導体からなる、
    　請求項１乃至６のいずれか一項に記載の光変調器。
  8. 　所定の電圧範囲で変動する変調信号を、入力するデータ信号に基づいて生成して出力する駆動回路と、
    　前記変調信号で駆動されることにより、入力光を変調光として出力する光変調器と、を備え、
    　前記光変調器は、
    　半導体基板上に形成された、ｐｉｎ（ｐ－ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ－ｎ）構造を有する光導波路と、
    　前記光導波路上に光の伝搬方向に並んで形成され、相互に電気的に分離された複数の電極と、を備え、
    　前記光導波路は、
    　前記半導体基板上に形成され、第１の電源からグランド電圧とは異なる第１の電圧が印可される第１の導電型の第１の半導体層と、
    　前記第１の半導体層よりも上層に形成された真性半導体層と、
    　前記真性半導体層よりも上層に形成され、前記変調信号が前記複数の電極を介して印可される、前記第１の導電型とは異なる第２の導電型の第２の半導体層と、を備える、
    　光変調器モジュール。
  9. 　前記複数の電極のそれぞれは、光が導波される方向の長さが入力される前記変調信号の波長以下である、
    　請求項８に記載の光変調器モジュール。
  10. 　前記複数の電極のそれぞれは、集中定数型電極として形成され、前記駆動回路の出力端子と直接接続される、
    　請求項８又は９に記載の光変調器モジュール。
  11. 　前記駆動回路と前記光変調器とは、前記変調信号の波長以下の距離で電気的に接続される、
    　請求項８乃至１０のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
  12. 　前記変調信号は、前記グランド電圧に対して前記第１の電圧とは反対方向にオフセットした第２の電圧を基準として上下に変動する信号であり、
    　前記第１の電圧は、前記グランド電圧を基準として前記第２の電圧とは逆極性の電圧である、
    　請求項８乃至１１のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
  13. 　前記第１の電源は、前記グランド電圧と前記第１の半導体層との間に挿入される、
    　請求項１２に記載の光変調器モジュール。
  14. 　前記第１の電源は、前記駆動回路に搭載される、
    　請求項１３に記載の光変調器モジュール。
  15. 　前記第１の電圧は、前記グランド電圧に対して正の電圧であり、
    　前記第２の電圧は、前記グランド電圧に対して負の電圧であり、
    　前記第１の導電型はｎ型であり、
    　前記第２の導電型はｐ型である、
    　請求項１２乃至１４のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
  16. 　前記半導体基板は、導電性半導体又は絶縁性半導体からなる、
    　請求項８乃至１５のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
  17. 　外部のモニタ部が前記変調光の光強度又は位相を検出し、検出結果に応じて制御信号を生成し、
    　前記駆動回路は、前記制御信号に応じて、前記第１の半導体層に印可する電圧を調整することを特徴とする、
    　請求項８乃至１６のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
  18. 　前記光変調器は、
    　前記光導波路である第１及び第２の光導波路と、
    　入力される前記入力光を分波し、分波した光を前記第１及び第２の光導波路のそれぞれに出力する第１の光合分波器と、
    　前記第１及び第２の光導波路を伝搬した光を合波し、合波した光を前記変調光として出力する第２の光合分波器と、を備える、
    　請求項８乃至１７のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
  19. 　前記光変調器は、マッハツェンダ型光変調器である、
    　請求項１８に記載の光変調器モジュール。
  20. 　半導体基板上に形成されたｐｉｎ（ｐ－ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ－ｎ）構造を有する光導波路の前記半導体基板上に形成された第１の半導体層に、第１の電源からグランド電圧とは異なる第１の電圧を印可し、
    　前記第１の半導体層よりも上層に形成された真性半導体層の更に上層に形成された第２の半導体層に、前記光導波路上に光の伝搬方向に並んで形成され、相互に電気的に分離された複数の電極を介して、所定の電圧範囲で変動する変調信号を印可する、
    　光変調器の駆動方法。
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