CN102282767A - 包括用于控制频率源的频率生成电路的集成电路 - Google Patents

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Abstract

集成电路(805)包括用于控制在汽车雷达系统中使用的频率源(810)的频率生成电路(800)。频率生成电路(800)包括：低路径调制电路，其被布置成生成用于提供频率源(810)的较低频率调制的第一、低路径控制信号(817)，所述低路径调制电路包括锁相环路(PLL)(815)，其被布置成生成用于控制位于PLL(815)的反馈环路内的N-小数分频器(820)和频率源(810)的低路径控制信号(817)以及频率模式控制模块(825)，其可操作地耦合到N-小数分频器(820)并被布置成借助于至少第一、较低频率模式控制信号(835)来控制N-小数分频器(820)。频率生成电路(800)还包括被布置成生成用于提供频率源(810)的较高频率调制的第二、高路径控制信号(847)的高路径调制电路。

Description

包括用于控制频率源的频率生成电路的集成电路
技术领域
本发明的领域涉及用于控制频率源的频率生成电路，并且特别地涉及用于控制用于汽车雷达系统的频率源的频率生成电路。
背景技术
在汽车行业中，已知为车辆提供了雷达系统。例如，可以提供短距离雷达系统以在例如停车操纵等期间帮助车辆的驾驶员确定车辆与诸如其它车辆的附近对象之间的距离。另外，可以提供长距离雷达系统以便与自适应巡航控制系统一起使用，由此，巡航控制系统在提供了该系统的车辆与前面车辆之间维持基本上恒定的距离。通常，此类汽车雷达系统包括用于发射在给定频带内(例如在24和77GHz之间的微波频带内)且其被施加了调制的载波信号的发射机。汽车雷达系统还包括用于接收被附近对象反射回来的发射信号的反射的接收机。然后可以测量发射与接收信号之间的延迟和频率偏移，并且可以计算车辆与使信号反射的附近对象之间的距离以及这两者之间的速度差。
通常由电压控制振荡器(VCO)来提供在此类汽车雷达系统内使用的发射机频率源。使用VCO存在的问题是其频率特性可能根据例如温度、源电压、制造工艺变化等而变化。此外，VCO的电压频率传递函数不是完美地线性的，并且VCO相位噪声可能太差而不能满足系统要求。
发明内容
如所附权利要求书中所描述的，本发明提供了一种包括用于控制用于汽车雷达系统的频率源的频率生成电路、一种用于控制频率源的方法、一种汽车雷达系统和频率源。
在从属权利要求中阐述了本发明的特定示例。
参考在下文中描述的示例，本发明的这些及其它方面将是显而易见的，并且得到阐明。
附图说明
将参考附图仅以示例的方式来描述本发明的进一步的细节、方面和示例。图中的元素是出于简单和清楚的目的而图示的，并且不一定按比例绘制。
图1图示了用于控制在汽车雷达系统中使用的频率的频率生成电路的示例。
图2图示了用于汽车雷达系统的频率调制模式的示例。
图3至图5图示了频率调制模式的生成的示例。
图6图示了斜坡生成器逻辑的示例。
图7图示了用于控制用于汽车雷达系统的频率源的方法的简化流程图的示例。
图8图示了用于控制在汽车雷达系统中使用的频率的频率调制电路的替代示例。
图9图示了用于控制用于汽车雷达系统的频率源的方法的简化流程图的替代示例。
图10图示了汽车雷达系统的示例。
具体实施方式
由于实现本发明的设备在很大程度上由本领域的技术人员已知的电子组件和电路组成，所以为了理解和认识本发明的根本概念并且为了不会使本发明的教导含糊难懂或分散，将不会在比如上所述认为所需更大的程度上解释电路细节。
现在参考图1，图示了频率生成电路100的第一示例，包括在汽车雷达系统中使用的频率源和用于控制频率的控制机构。对于所示示例而言，频率生成电路100被提供在集成电路105上。为了清楚起见，本文所使用的术语“集成电路”可以包括单晶圆(die)器件、多晶圆器件、单集成电路封装、多集成电路封装等。可以预期，频率生成电路100可以包括借助于增强型集成双极结晶体管和互补金属氧化物半导体(BiCMOS)工艺生产的高截止频率fT异质结双极晶体管，由此，除双极晶体管之外，集成电路还可以包括一个或多个CMOS模块，使得能够实现复杂数字控制电路的片上集成。例如，频率生成电路100可以包括使用包括通过使硅和锗相关联制成的化合物材料的半导体材料制备的晶体管，这导致双极晶体管具有达到约200GHz的工作频率(fT)。以这种方式，可以将诸如电压控制振荡器和中功率放大器、高速可编程分频器、CMOS数字控制器等的微波块集成到单个半导体器件中。然而，将认识到，可以替代地在半导体器件的多个集成电路上整体地或部分地提供频率生成电路100。此外，集成电路105通常可以包括已经为了清楚起见而省略的附加电路和逻辑组件。此外，将认识到，可以替代地使用用于实现频率生成电路100的替代技术。例如，随着纯CMOS技术在密度和因此的速度方面的不断改进，可以预期，可以与增强型BiCMOS工艺相对地使用纯CMOS来实现频率生成电路100的未来实现。上述内容同样地适用于图8所示和下文描述的频率生成电路的第二示例。
可以由电压控制振荡器(VCO)来提供在此类汽车雷达系统内使用的频率源。在此类汽车雷达系统中使用VCO的问题是其频率特性可能根据例如温度、源电压、制造工艺变化等而变化。此外，VCO的电压频率传递函数不是完美地线性的，并且VCO相位噪声可能太差而不能满足系统要求。因此，为了保证带内操作和稳定的工作频率，用于VCO的控制电压必须将这些变化中的每一个考虑在内。对意图供多个汽车OEM使用的汽车雷达系统的另一要求是根据针对的汽车系统和雷达性能来应用各种频率调制方案的能力。特别地，对于用于已调制信号的频率偏差、频率斜率、模式生成等而言，可能要求多用性。
图1的频率生成电路100包括被布置成生成用于控制频率源的控制信号117的锁相环路(PLL)115。对于所示示例而言，频率源包括电压控制振荡器(VCO)110。频率生成电路100还包括位于PLL 115的反馈环路内的N-小数分频器120和频率模式控制模块125，频率模式控制模块125被可操作地耦合到N-小数分频器120且被布置成控制N-小数分频器120，使得PLL 115生成频率调制连续波(FMCW)控制信号117，从而使得频率源110输出频率调制连续波(FMCW)输出信号112。如将认识到的，FMCW信号通常用于雷达系统且其包括由调制信号进行调制使得其逐渐地改变的已知稳定频率连续波无线电能量。特别地，通常要求FMCW信号包括高度的频率精确度、斜率控制、以及线性度，并且具有最小相位噪声。
以这种方式，使用此类N-小数分频PLL来控制用于汽车雷达系统的频率源使得能够精确地控制由频率源输出的平均频率，并因此可以实现精确的频率合成。特别地，对于所示示例而言，可以补偿包括VCO 110的频率源的可变频率特性和非线性性。此外，PLL内的反馈环路的存在使得能够显著地补偿频率源的相位噪声，并且因此在输出信号112内显著地减小其影响。结果，N-小数分频PLL使得能够针对汽车雷达系统实现带内操作和稳定的频率。另外，频率模式控制模块125实现了输出信号112的直接FMCW调制。因此，可能不要求输出信号的进一步调制，例如借助于可以位于集成电路105外部的另一模拟调制。此外，可以实现频率模式控制模块125(例如，如下文更详细地描述的)，使得其提供各种频率调制方案的多用途生成。
可以经由∑-Δ调制电路130(如图1所示)将频率模式控制模块125可操作地耦合到N-小数分频器120，并且频率模式控制模块125被布置成向∑-Δ调制电路130提供频率控制信号135。∑-Δ调制电路130可以被布置成调制频率控制信号135并向N-小数分频器120提供已调制控制信号137。特别地，所示示例的∑-Δ调制电路130可以被布置成生成伪随机调制，其对量化噪声进行整形，使得N-小数分频器120的量化噪声被移动至较高频率。以这种方式，PLL 115的低通滤波特性基本上去除量化噪声的至少一部分。如将认识到的，为了去除量化噪声，可以使用对量化噪声进行整形以使得其被移动至较高频率的任何替代类型的电路，例如来取代图1所示的∑-Δ调制电路130。
依照一些示例，频率模式控制模块125可能能够生成用于一些频率调制方案的频率控制信号。例如，图2图示了频率调制模式的示例，频率模式控制模块125能够针对该频率调制模式生成控制信号。在图2中，示出了作为时间(横轴)的函数的频率(竖轴)。更特别地，图2图示了锯齿模式210、三角形模式220、阶梯式模式230、以及组合的三角形和阶梯式模式230。图2所示的频率模式意在是说明性的，并且因此，不是可以实现的可能频率模式的穷尽性选择。因此，可以预期其它频率模式，例如图2所示的那些模式的任何组合。
频率模式控制模块125可以被布置成基于包括诸如高和低频率极限值和/或频率斜坡斜率值的一个或多个值的频率模式方案来生成频率控制信号。例如，图1所示的频率模式控制模块125可以被可操作地耦合到寄存器140。以这种方式，可以将高和低频率极限值和/或频率斜坡斜率值存储在寄存器140内。可以例如经由诸如串行外围接口(SPI)的数字接口145在雷达信号的传输之前配置寄存器140内的值一次。以这种方式，可以例如由嵌入式状态机(未示出)等来至少部分地以数字方式控制频率模式控制模块125和由此控制FMCW输出信号112的生成。以这种方式，可以由应用软件来控制寄存器140的编程。
图3图示了诸如可以由频率模式控制模块125实现的大体上三角形的频率调制模式300的生成的示例。频率调制模式300的生成是基于高和低频率极限值和频率斜坡斜率值。对于图3所示的示例，可以例如由嵌入式状态机(未示出)等经由专用斜坡向上/向下引脚(pin)305或图1的寄存器140内的比特‘手动地’触发从上升斜率到下将斜率的转变。因此，如图所示，频率模式300在由低频率极限值定义的低频率极限F1 310处开始，斜坡向上/向下引脚305被设置为低。然后，在330处将斜坡向上/向下比特305设置为高，使频率调制模式300转变至上升斜率，由频率斜坡斜率值来定义斜率梯度。在点340处，频率调制模式300达到由高频率极限值定义的高频率极限F2 320。频率调制模式300仍留在该高频率极限F2 320处，直至在350处，斜坡向上/向下引脚305被设置为低，在该点处，频率调制模式300转变至下降斜率，直至其达到低频率极限F1 310。然后可以重复此过程，由斜坡向上/向下比特305的设定来规定一般定时，同时由寄存器140内的各个值来定义高和低频率极限和斜率梯度。以这种方式，由于到寄存器140的写入时间相对于斜坡时间而言是短的，所以可以迅速修改频率调制模式。在替代示例中，图1的频率模式控制模块125可以被布置成在频率调制模式达到其各个高/低频率极限时使模式的斜率反向(即从上升斜率转变至下降斜率且反之亦然)。以这种方式，不需要斜坡向上/向下引脚或比特。
依照一些替代示例，可以替代地或另外地在传输期间连续地配置图1的寄存器140内的值。图4图示了大体上三角形的频率调制模式400的生成的替代示例。频率调制模式400的生成再次地基于高和低频率极限值、以及频率斜坡斜率值。用例如图1的寄存器140内的低频率极限值F1、高频率极限值F2和斜坡斜率值(RS)的设定在点405处来发起频率调制模式400的生成。对于所示的示例而言，频率调制模式400在低频率值F1下在用410指示的时间点处开始，并以包括由频率斜坡斜率值RS定义的斜率梯度的上升斜率而前进。频率调制模式400在点420处达到高频率极限F2，在点420处，对于所示的示例而言，频率调制模式400自动地转变到下降斜率。再一次地，下降斜率包括由频率斜坡斜率值RS定义的斜率梯度。在点440处，例如经由图1的数字接口145来将高频率极限值F2和斜率值RS重新编程。因此，当频率调制模式400随后在点450处达到低频率极限值F1时，频率调制模式自动地转变到上升斜率。然而，上升斜率现在包括由重新编程的斜坡斜率值RS定义的斜率梯度，对于所示的示例而言，其比前述梯度浅。在点460处，连同低频率极限值F1一起再一次将斜率值RS重新编程。当频率调制模式400随后在点470处达到新的高频率极限值F2时(在点440处重新编程)，频率调制模式转变到下降斜率。下降斜率现在包括由(再一次)重新编程的斜坡斜率值RS定义的斜率梯度，对于所示的示例而言其比前述梯度陡。以这种方式，基于低频率极限值F1、高频率极限值F2和斜坡斜率值RS继续生成频率调制模式400。
图5图示频率调制模式500的生成的又一示例。频率调制模式500的生成再次地基于高和低频率极限值、以及频率斜坡斜率值。频率调制模式500的生成还基于斜坡向上/向下值。因此，在点510处用例如寄存器140内的低频率极限值F1、高频率极限值F2和斜坡斜率值RS的设定、以及用将斜坡值设定为“向上”来发起频率调制模式500的生成。对于所示示例而言，频率调制模式500在低频率值F1下在点520处开始，并以包括由频率斜坡斜率值RS定义的斜率梯度的上升斜率而前进。频率调制模式500在点530处达到高频率极限F2。频率调制模式500仍留在高频率极限F2处，直至斜坡值在点550处被重新编程为“向下”，在点550处，频率调制模式500转变到下降斜率。频率调制模式500在点560处达到低频率极限F1。频率调制模式500仍留在低频率极限F1处，直至斜坡值在点570处被重新编程为“向上”为止。因此，频率调制模式500转变到上升斜率。斜坡斜率值RS和高频率极限值F2在点570处被重新编程。因此，上升斜率包括根据新斜坡斜率值的斜率梯度，对于所示示例而言其比前述梯度浅，并且频率调制模式500上升，直至其在点580处达到新的高频率极限值F2为止。以这种方式继续生成频率调制模式500，其中使用斜坡值来发起上升和下降斜率之间的转变，并且根据需要将低频率极限值F1、高频率极限值F2和斜坡斜率值RS重新编程以便生成要求的频率调制模式。
现在参考图6，示出了被布置成生成图1的频率控制信号135的斜坡生成器逻辑600的示例，例如可以形成图1的频率模式控制模块125的一部分。对于所示示例而言，斜坡生成器逻辑600包括用于根据需要来每个时钟周期将图1的频率控制信号135递增或递减斜坡斜率值620的累加器逻辑610。对于图6所示的示例而言，斜坡斜率值包括12比特二进制值。以这种方式，累加器逻辑610能够依照斜坡斜率值620对图1的频率控制信号135应用上升或下降频率斜率。特别地，累加器逻辑610接收斜坡斜率值620作为输入，并输出图1的频率控制信号135。频率控制信号135被反馈到累加器逻辑610的另一输入端中。以这种方式，每个时钟周期，累加器逻辑610将频率控制信号135与斜坡斜率值620相加或相减并输出图1的新频率控制信号135。例如，对于上升频率斜率而言，累加器逻辑610将斜坡斜率值620与频率控制信号135相加，或者对于下降频率斜率而言，累加器逻辑610用图1的频率控制信号135减去斜坡斜率值620。斜坡生成器逻辑600还接收低频率极限值F1 640、高频率极限值F2 650作为输入。以这种方式，累加器逻辑610在频率控制信号135达到各个频率极限值640、650时递增或递减频率控制信号135。
对于所示的示例而言，斜坡生成器逻辑600还包括被布置成检测频率控制信号135何时达到高频率极限值650(在增大频率控制信号135的情况下)和低频率极限值640(在减小频率控制信号135的情况下)并在检测到频率控制信号135达到高或低频率极限值650、640时促使累加器逻辑610在递增和递减频率控制信号135之间转变的上溢检测逻辑630。以这种方式，斜坡生成器逻辑600能够在上升和下降频率斜率之间自动地转变，例如以生成诸如图4所示的频率调制模式。
更具体地，对于所示的示例而言，上溢检测逻辑630可以包括上溢(overflow)检测逻辑632和下溢(underflow)检测逻辑634，其中的每一个可以被布置成接收由累加器逻辑610输出的图1的频率控制信号135。上溢检测逻辑632可以进一步被布置成接收高频率极限值650，并在频率控制信号135达到(例如等于)高频率极限值650时向向上/向下控制模块636输出上溢信号633。类似地，下溢检测逻辑634可以进一步被布置成接收低频率极限值640，并在频率控制信号135达到(例如等于)低频率极限值640时向向上/向下控制模块636输出下溢信号635。向上/向下控制模块636可以被布置成在从上溢检测逻辑632接收到上溢信号633时经由向上/向下控制信号638促使累加器逻辑610从递增图1的频率控制信号135转变到递减频率控制信号。类似地，向上/向下控制模块636可以进一步被布置成在从上溢检测逻辑634接收到下溢信号635时经由向上/向下控制信号638促使累加器逻辑610从递减频率控制信号135转变到递增频率控制信号。
在一些示例中，图1的控制电路100可以包括N-小数分频PLL，其包括高且宽的可变分频比(例如由高速可编程分频器提供)以便提供低频分辨率。另外，在一些示例中，控制电路100可以包括通过增加或减小频率斜率而允许高精确度和线性度的高分辨率∑-Δ调制器(例如28比特)。在一些示例中，N-小数分频PLL可以包括用于生成快速频率模式的高带宽(例如大于1MHz)和宽频率控制(例如由宽动态输出范围相位检测器提供)以在使频率覆盖最大化的同时实现VCO的输入控制范围的最大使用。另外，在一些示例中，N-小数分频PLL可以包括低相位噪声(例如通过组件块的优化)。在一些示例中，N-小数分频PLL可以包括宽带PLL，从而改善PLL补偿例如由作为其负载的结果的VCO频率变化而引起的扰动的能力。
现在参考图7，图示了根据本发明的一些实施例的用于控制用于汽车雷达系统的频率源的方法的流程图700的示例。该方法在步骤710处开始，并且对于所示的示例而言，移动至步骤720，在步骤720处检索频率模式方案值。例如，如上所述，可以从寄存器等检索高和低频率极限值以及频率斜坡斜率值。接下来，在步骤730中，例如基于所检索到的频率模式方案值来生成频率控制信号。然后使用频率控制信号来促使频率源输出频率调制连续波(FMCW)输出信号，如在735处所示。对于所示示例而言，这借助于步骤740、750和760来实现，由此，在步骤740中对频率控制信号执行∑-Δ调制，然后在步骤750中将已调制频率控制信号提供给锁相环路(PLL)的反馈环路中的N-小数分频器。然后在步骤760中使用PLL生成的控制信号来控制频率源。值得注意的是，在步骤730中生成的频率控制信号被布置成使得PLL促使频率源输出频率调制连续波(FMCW)输出信号。为了清楚起见，在图7中已经将步骤740、750和760图示为被依次地执行。然而，如技术人员将认识到的，实际上，通常可以同时地执行740、750和760的步骤，因为∑-Δ调制要求在PLL可操作的同时来自N-小数分频器的反馈。然后该方法在步骤770处结束。
对于图1所示和上文所述的频率生成电路而言，使用N-小数分频PLL内的分频比N的直接调制来进行频率调制的生成。如上所述，使用此类N-小数分频PLL来控制用于汽车雷达系统的频率源使得能够精确地控制由频率源输出的平均频率，并因此可以实现精确的频率合成。特别地，可以补偿对于所示示例而言包括VCO的频率源的可变频率特性和非线性性。此外，PLL内的反馈环路的存在使得能够显著地补偿频率源的相位噪声，并且因此在输出信号内显著地减少其影响。结果，N-小数分频PLL使得能够针对汽车雷达系统实现带内操作和稳定的频率。
图1的频率生成电路100的架构的限制是调制信号的带宽受限于PLL的带宽。汽车雷达系统领域的最近开发已经引起除频率调制连续波(FMCW)调制之外的非常快的频移键控(FSK)调制的使用。结果，此类频率生成电路的带宽方面的此限制意味着此类频率生成架构不能在没有性能的显著下降的情况下适应足够宽的带宽以支持此类FSK和FMCW调制。
现在参考图8，图示了频率生成电路800的替代示例，包括在汽车雷达系统中使用的频率源810和用于控制频率的控制模块825。通常，此类频率生成电路可以提供在集成电路805上。频率生成电路800包括被布置成生成用于提供频率源的较低频率调制的第一、低路径控制信号的第一、低路径调制电路以及被布置成生成用于提供频率源的较高频率调制的第二、高路径控制信号的第二、高路径调制电路。
更具体地，对于图8所示的示例而言，频率生成电路800包括低路径调制电路，其包括被布置成生成用于提供频率源的FMCW型调制的低路径控制信号817的锁相环路(PLL)815。对于所示示例而言，频率源包括电压控制振荡器(VCO)810。所述低路径调制电路进一步包括位于PLL 815内的反馈环路的N-小数分频器820。频率生成电路800进一步包括频率模式控制模块825，其被可操作地耦合到N-小数分频器820且被布置成向N-小数分频器820提供较低频率模式控制信号835，使得PLL 815生成FMCW型低路径控制信号817，从而使得频率源810输出FMCW型输出信号812。依照一些示例，N-小数分频器820可以包括高速可编程分频器，例如包括10GHz输入，从而实现高且宽的可变分频比。
如将认识到的，FMCW信号通常用于雷达系统内且其包括由调制信号来进行调制使得其逐渐地变化的已知稳定频率连续波无线电能量。特别地，通常要求FMCW信号包括高度的频率精确度、斜率控制和线性度、以及最小相位噪声。然而，使用此类N-小数分频PLL 815来控制用于汽车雷达系统的频率源使得能够精确地控制由频率源输出的平均FMCW频率，并因此可以实现精确的FMCW频率合成。特别地，可以补偿对于所示示例而言包括VCO的频率源的可变频率特性和非线性性。此外，PLL内的反馈环路的存在使得能够显著地补偿频率源的相位噪声，并且因此在输出信号内显著地减少其影响。结果，N-小数分频PLL使得能够针对汽车雷达系统实现带内操作和稳定的FMCW频率。
在一个示例中，PLL电路815可以包括宽动态输出范围相位检测器817，例如包括XOR相位检测器，其被布置成检测N-小数分频器820的输出信号与基准信号818之间的相位差异，从而允许宽的频率控制。
对于所示示例而言，频率模式控制模块825经由∑-Δ调制电路830被可操作地耦合到N-小数分频器820，并被布置成向∑-Δ调制电路830提供较低频率模式控制信号835。∑-Δ调制电路830可以包括高分辨率∑-Δ调制器(例如28比特)，从而允许高精确度和线性度。∑-Δ调制电路830被布置成调制较低频率模式控制信号835并将已调制低路径控制信号837提供给N-小数分频器820。特别地，所示示例的∑-Δ调制电路830可以被布置成生成伪随机调制，其被布置成对量化噪声进行整形，使得可以将N-小数分频器820的量化噪声移动至较高频率。以这种方式，PLL 815的低通滤波特性基本上去除量化噪声的至少一部分。如将认识到的，为了去除量化噪声，可以使用能够对量化噪声进行整形、使得其被移动至较高频率的任何替代类型的电路，例如来替代图8所示的∑-Δ调制电路830。
频率调制电路800进一步包括高路径调制电路，其对于所示示例而言包括数模(DAC)转换器840，高路径调制电路被布置成从频率模式控制模块825接收较高频率模式控制信号845。对于所示示例而言，较高频率模式控制信号845包括频移键控(FSK)模式控制信号。高路径调制电路且特别是DAC 840进一步被布置成生成用于依照所接收到的较高频率模式控制信号845来提供频率源810的较高频率FSK调制的高路径控制信号847。值得注意，由于此较高频率FSK调制控制信号847不通过PLL 815，所以其不受PLL 815的低通滤波特性的影响。因此，不要求加宽PLL 815的带宽以便对频率源810的输出应用较高频率调制。结果，不要求降低PLL 815的性能以便实现其带宽的此类加宽。对于所示示例而言，高路径调制电路还包括∑-Δ调制电路870。频率模式控制模块825经由∑-Δ调制电路870被可操作地耦合到DAC840，并被布置成向∑-Δ调制电路870提供较高频率模式控制信号845。以这种方式，∑-Δ调制电路870被布置成在DAC 840之前调制较高频率模式控制信号845，从而将其转换成高路径控制信号847。
因此，图8的频率生成电路800使得能够通过使用N-小数分频PLL来精确地控制由频率源810输出的FMCW型平均频率，同时还通过高路径调制电路的添加来提供较高频率FSK调制。
对于所示示例而言，频率源810包括VCO，其包括被布置成接收两个高路径和低路径控制信号817、847的两个控制端口。然而，将认识到，对于替代示例而言，可以在将两个控制信号817、847提供给频率源810之前，将它们作为单个组合控制信号混合在一起。替代地，可以根据要生成的调制频率来施加多个控制信号。
对于图8所示的示例而言，频率模式控制模块825包括被可操作地耦合到较低频率调制生成器852的频率和调制控制模块850。较低频率调制生成器852被布置成依照从频率和调制控制模块850接收到的配置信息来生成较低频率模式控制信号835，其对于所示示例而言包括FMCW型频率控制信号。依照一些示例，较低频率调制生成器852可以包括斜坡生成器逻辑，诸如图6所示的斜坡生成逻辑660。以这种方式，频率调制生成器852可以是可配置成生成用于一些频率调制方案的较低频率模式控制信号835，例如锯齿频率模式、三角形频率模式、阶梯式频率模式、组合的三角形和阶梯式模式等。
频率调制控制模块850进一步可操作地耦合到较高频率调制生成器854。较高频率调制生成器854被布置成依照从频率和调制控制模块850接收到的配置信息来生成较高频率模式控制信号845，其对于所示示例而言包括FSK频率控制信号。例如，较高频率调制生成器854可以包括用于生成较高频率模式控制信号845的各种加法器、计算器、比较器等。可以根据由频率调制控制模块850提供的频率调制控制参数来设置操作值。
依照一些示例，频率调制控制模块850可以包括用于存储被提供给频率调制生成器852、854的频率调制控制参数的可编程寄存器856。例如，寄存器856可以存储频率调制控制参数，诸如要提供给例如较低频率调制生成器852的开始(低)频率值、停止(高)频率值、斜坡斜率值、调制的要求形状(三角形、锯齿形、反向锯齿形等)的指示。另外，寄存器856可以存储频率调制控制参数，诸如要提供给例如较高频率调制生成器854的步长高度值、步长宽度值、步长值的数目等。
频率调制控制模块850可以进一步包括可被外部设备/组件访问的数字接口858，并且经由该数字接口858，可以对在寄存器856内存储的值进行编程。例如，此类接口858可以包括集成电路间(I2C)接口或串行外围接口(SPI)接口。以这种方式，频率生成电路可以是可由例如微控制器或其它控制器件(未示出)在频率输出信号812的生成之前或期间编程的。
对于所示示例而言，高路径调制电路还包括高路径校准电路860，其被布置成接收由低路径调制电路生成的低路径控制信号817，并生成其提供给频率模式控制模块825且更具体地对于所示示例而言为频率和调制控制模块850的高路径校准信号865。特别地，对于所述示例而言，高路径校准电路860包括被布置成接收低路径控制信号817并将其转换成要提供给高路径校准算法模块864的数字信号的模数转换器(ADC)862。然后，高路径校准算法模块864被布置成使用已转换低路径控制信号817来生成高路径校准信号865。高路径校准算法模块864可以包括最小二乘优化算法，该算法寻找较高频率模式控制信号845与高路径控制信号847之间的最优振幅和相位，以便当在较高频率模式控制信号845上将在内部生成的正弦波信号提供给低端口和高端口电路两者时，提供基本上包括尽可能低(理想地为零)的振幅的低路径控制信号817。
对于所示示例而言，频率模式控制模块825被布置成生成用于使得例如包括频率生成电路800的雷达系统的接收器能够与输出信号812的调制同步的一个或多个同步信号。特别地，对于所示示例而言，频率调制生成器852、854中的每个被布置成输出一般分别在880、885处图示的一个或多个同步信号。然后，可以使所生成的同步信号880、885在外部可用于例如包括频率生成电路800的集成电路器件。进一步可以预期，此类同步信号可以在例如相对于彼此和相对于其各自频率模式控制信号835、845的延迟和占空比方面是可编程的，例如借助于在频率和调制控制模块850的可编程寄存器内存储并被提供给频率调制生成器852、854的值。
对于所示示例而言，较高频率模式控制信号845被提供给高路径调制电路和低路径调制电路两者，并且对于所示示例而言，特别地通过与较低频率模式控制信号835相加而被提供给低路径调制电路。然后，组合频率模式控制信号被提供给∑-Δ调制电路830。以这种方式，对于所示示例而言，将快速FSK调制频率模式的较低频率分量与低路径调制电路内的较慢FMCW调制相组合，使得低路径控制信号817包括与FSK调制的较低频率分量组合的FMCW调制。在高路径控制信号847内提供FSK调制频率模式的较高频率分量。以这种方式，低路径控制信号817使得频率源810向输出信号812施加组合的FMCW和FSK调制的较低频率分量，同时，高路径控制信号847使得频率源810施加在PLL电路815内被滤出的FSK调制的高频分量。
对于所示示例而言，较低频率模式控制信号835仅被提供给低路径调制电路。然而，在一个示例中，如果高路径调制电路包括足够宽的带宽，则还可以将较低频率模式控制信号835提供给高路径调制电路，即对于所示的示例而言提供给DAC 840。
以下等式1图示了用于图8的频率源810的输出信号812的表达式(FVCO)：
FVCO＝FREF·A·B·hm(t)+FREF·A·B·gm(t)+KVCOH·KDAC·gm(t)[等式1]
其中：
FREF包括提供给PLL 815的输入基准频率信号817，
A和B表示如分别在图8中在822和824处图示的N-小数分频器的任一侧的反馈信号的任何附加分频，
hm(t)表示由频率模式控制模块825生成的较低频率模式控制信号835，
gm(t)表示由频率模式控制模块825生成的较高频率模式控制信号，
KVCOH表示频率源(VCO)810高路径增益，以及
KDAC表示DAC 840高路径增益。
第一项(FREF·A·B·hm(t))表示通过包括PLL 815的低路径调制电路提供的静态频率控制和低频率调制(例如FMCW调制)。第二项(FREF·A·B·gm(t))表示通过包括PLL 815的低路径调制电路提供的较高频率调制(例如FSK调制)。最后的项(KVCOH·KDAC·gm(t))表示通过包括DAC 840的高路径调制电路提供的较高频率调制(例如FSK调制)。
如从此表达式可以看出的，如果KVCOH·KDAC＝FREF·A·B，则通过PLL 815的低路径路线和通过DAC 840的高路径路线具有相同的。以这种方式，在不牺牲例如稳定性、噪声、杂散信号抑制等方面的性能的情况下，可以将频率生成电路800的调制带宽扩展超过PLL 815的带宽。
现在参考图9，图示了根据一些替代示例的用于控制例如用于汽车雷达系统的频率源的方法的流程图900的另一示例。该方法在步骤910处开始，并且对于所示的示例而言，移动至步骤920，在步骤920处检索频率模式方案值。接下来，在步骤930中，生成较低频率模式控制信号和较高频率模式控制信号。如总的在940处所示的，然后使用较低频率模式控制信号和较高频率控制信号来向频率源施加低路径调制。对于所示示例而言，通过在步骤942处将较低频率模式控制信号和较高频率模式控制信号相组合以提供低路径频率模式控制信号并在步骤944处对该低路径频率模式控制信号执行∑-Δ调制来实现此类低路径调制。通过在步骤946中向PLL的反馈环路内的N-小数分频器提供已调制低路径频率模式控制信号并在步骤948中使用由PLL输出的低通控制信号来调制频率源而进一步实现低路径调制。对于替代示例而言，在步骤944中被执行∑-Δ调制的低路径频率模式控制信号可以仅包括较低频率模式控制信号。
如总的在950处所示的，所述方法进一步包括向频率源进一步施加高路径调制。对于所示示例而言，通过在步骤952中将包括在步骤930中生成的较高频率模式控制信号的高路径频率模式控制信号提供给数模转换器并在步骤954中进一步使用由DAC输出的高路径控制信号来调制频率源而实现此类高路径调制。然后该方法在步骤960处结束。
现在参考图10，图示了汽车雷达系统1000的示例。雷达系统100包括用于发射在给定频带内(例如在24和77GHz之间的微波频带内)且其被施加调制的载波信号的发射机1010。汽车雷达系统1000进一步包括用于接收被附近对象反射回来的发射信号的反射的接收机1020。由混频器1030将所接收到的反射信号与所发射的信号混频。然后，可以测量发射和接收信号之间的延迟和频移。此后，可以由微控制器1040来计算车辆与反射了信号的附近对象之间的距离以及两者之间的速度差。汽车雷达系统1000进一步包括对于所示示例而言包括VCO 810的频率源和用于控制VCO 810的图8的频率生成电路800。对于所示示例而言，可以由微控制器1040来配置图8的频率生成电路800的频率模式控制模块825。
在前述说明书中，已参考本发明的特定示例描述了本发明。然而，将显而易见的是，在不脱离如所附权利要求书中阐述的本发明的更广泛精神和范围的情况下，可以在其中进行各种修改和变更。例如，连接可以是适合于例如经由中间设备从各个节点、单元或设备或向各个节点、单元或设备传输信号的任何类型的连接。因此，除非另外暗示或说明，连接可以例如是直接连接或间接连接。
可以关于是单个导体、多个导体、单向导体、或双向导体来图示或描述本文所讨论的导体。然而，不同的示例可以改变导体的实现。例如，可以使用单独的单向导体而不是双向导体，并且反之亦然。而且，可以用连续地或以时间复用方式来传输多个信号的单个导体来取代多个导体。同样地，可以将载送多个信号的单个导体分离成载送这些信号的子集的各个不同导体。因此，存在用于传输信号的许多选项。
应当理解的是，本文所描述的架构仅仅是示例性的，并且事实上，能够实现用于实现相同的功能的许多其它架构。在抽象但明确的意义上，要实现相同功能的组件的任何布置被有效地“关联”，使得实现期望的功能。因此，可以将被组合以实现特定功能的本文中的任何两个组件视为相互“关联”，使得实现期望的功能，而不管架构或中间组件。同样地，还可以将这样关联的任何两个组件视为被相互“可操作地连接”或“可操作地耦合”以实现期望的功能。
此外，本领域的技术人员将认识到，上述操作的功能之间的边界仅仅是说明性的。可以将多个操作的功能组合成单个操作，和/或可以将单个操作的功能分布在附加操作中。此外，替代示例可以包括特定操作的多个实例，并且在各种其它示例中可以改变操作的顺序。
本发明不限于在不可编程硬件中实现的物理器件或单元，而是还可以应用于能够通过依照适当的程序代码进行操作的期望设备功能的可编程器件或单元中。此外，可以将器件在物理上分布于许多装置上，同时在功能上操作为单个器件。并且，可以将在功能上形成单独器件的器件集成在单个物理器件中。
然而，其它修改、变化和替代也是可能的。因此，本说明书和附图应当被视为说明性而非限制的意义。
在权利要求中，置于括号之间的任何参考标记不应解释为限制权利要求。词语‘包括’不排除除了权利要求中所列的那些之外的其它元件或步骤的存在。此外，本文所使用的术语“一”被定义为一个或多于一个。而且，权利要求中的诸如“至少一个”和“一个或多个”的介绍性短语的使用不应当被解释成暗示由不定冠词“一”引入的另一权利要求元素将包含此类引入的权利要求元素的任何特定权利要求限制成仅包含一个此类元素的发明，即使当同一权利要求包括介绍性短语“一个或多个”或“至少一个”和诸如“一”或“一个”的不定冠词时。这对定冠词的使用同样成立。除非另外说明，诸如“第一”和“第二”的术语用来任意地区分此类术语描述的元素。因此，这些术语不一定意图指示此类元素的时间或其它优先次序。在相互不同的权利要求中记载某些措施的事实并不指示不能有利地使用这些措施的组合。

Claims (15)

1.一种集成电路(805)，包括用于控制在汽车雷达系统中使用的频率源(810)的频率生成电路(800)，所述频率生成电路(800)包括：
低路径调制电路，所述低路径调制电路被布置成生成用于提供频率源(810)的较低频率调制的第一、低路径控制信号(817)，所述低路径调制电路包括锁相环路(PLL)(815)和位于所述PLL(815)的反馈环路内的N-小数分频器(820)，所述锁相环路(PLL)(815)被布置成生成用于控制所述频率源(810)的所述低路径控制信号(817)；以及
频率模式控制模块(825)，所述频率模式控制模块(825)操作地耦合到所述N-小数分频器(820)并被布置成借助于至少第一、较低频率模式控制信号(835)来控制所述N-小数分频器(820)
其中，所述频率生成电路(800)还包括高路径调制电路，所述高路径调制电路被布置成生成用于提供所述频率源(810)的较高频率调制的第二、高路径控制信号(847)。
2.根据权利要求1所述的集成电路(805)，其中，所述低路径调制电路被布置成生成用于提供所述频率源(810)的频率调制连续波(FMCW)调制的低路径控制信号(817)，并且所述高路径调制电路被布置成生成用于提供所述频率源(810)的频移键控(FSK)调制的高路径控制信号(847)。
3.根据权利要求1所述的集成电路(805)，其中，所述高路径调制电路包括数模(DAC)转换器(840)，所述数模(DAC)转换器(840)被布置成从所述频率模式控制模块(825)接收至少较高频率模式控制信号(845)，并依照所接收到的至少较高频率模式控制信号(845)来生成用于提供所述频率源(810)的高路径频率调制的高路径控制信号(847)。
4.根据权利要求3所述的集成电路(805)，其中，所述频率模式控制模块(825)包括频率调制控制模块(850)，所述频率调制控制模块(850)操作地耦合到较低路径调制生成器(852)和较高路径调制生成器(854)，所述较低路径调制生成器(852)被布置成生成提供给至少所述低路径调制电路的所述较低频率模式控制信号(835)，所述较高路径调制生成器(854)被布置成生成提供给至少所述高路径调制电路的所述较高频率模式控制信号(845)。
5.根据权利要求4所述的集成电路(805)，其中，所述高路径调制电路还包括高路径校准电路(860)，所述高路径校准电路(860)被布置成接收由所述低路径调制电路(815、820)生成的所述低路径控制信号(817)并生成提供给所述频率模式控制模块(825)的高路径校准信号(865)。
6.根据权利要求4所述的集成电路(805)，其中，所述频率调制控制模块(850)包括：
至少一个可编程寄存器(856)，所述至少一个可编程寄存器(856)用于存储至少一个频率调制控制参数值，以及
数字接口(858)，经由所述数字接口(858)，能够对在所述至少一个可编程寄存器(856)内存储的所述至少一个频率调制控制参数值进行编程。
7.根据权利要求1所述的集成电路(805)，其中，所述低路径调制电路进一步包括∑-Δ调制电路(830)，并且所述频率模式控制模块(825)经由所述∑-Δ调制电路(830)操作地耦合到所述N-小数分频器(820)，并且被布置成向所述∑-Δ调制电路(830)提供至少所述较低频率模式控制信号(835)；所述∑-Δ调制电路(830)被布置成调制至少所述较低频率模式控制信号(835)并向所述N-小数分频器(820)提供已调制控制信号(837)。
8.根据权利要求1所述的集成电路(805)，其中，所述高路径调制电路进一步包括∑-Δ调制电路(870)，并且所述频率模式控制模块
(825)经由所述∑-Δ调制电路(870)操作地耦合到所述DAC(840)，并被布置成向所述∑-Δ调制电路(870)提供至少所述较高频率模式控制信号(845)。
9.根据权利要求1所述的集成电路(805)，其中，所述频率模式控制模块(825)能够生成用于一些频率调制方案的频率模式控制信号(835、845)。
10.根据权利要求1所述的集成电路(105)，其中，所述频率模式控制模块(825)包括被布置成生成频率控制信号(835、845)的斜坡生成器逻辑(600)，所述斜坡生成器逻辑(600)包括被布置成每个时钟周期将所述频率模式控制信号(835、845)递增或递减斜坡斜率值(620)的累加器逻辑(610)。
11.根据权利要求1所述的集成电路(105)，其中，所述频率模式控制模块(825)被布置成生成用于与频率生成电路(800)的外部同步的至少一个同步信号(880，885)。
12.根据权利要求1所述的集成电路(805)，其中，所述频率生成电路(800)包括N-小数分频PLL，所述N-小数分频PLL包括以下组中的至少一个特性：高且宽的可变分频比、高分辨率∑-Δ调制器、高带宽、宽频率控制、以及低相位噪声。
13.一种用于控制用于汽车雷达系统的频率源的方法(900)，所述方法包括：
生成较低频率模式控制信号和较高频率模式控制信号(930)；
向锁相环路(PLL)的反馈环路内的N-小数分频器提供至少所述较低频率模式控制信号(946)，并用由所述PLL生成的低路径控制信号来调制所述频率源(948)；以及
向高路径调制电路提供至少所述较高频率模式控制信号(952)，并进一步用由所述高路径调制电路生成的高路径控制信号来调制所述频率源(954)。
14.一种汽车雷达系统(1000)，包括用于控制在汽车雷达系统中使用的频率源(810)的频率生成电路(800)，所述频率生成电路(800)包括：
低路径调制电路，所述低路径调制电路被布置成生成用于提供所述频率源(810)的较低频率调制的第一、低路径控制信号(817)，所述低路径调制电路包括锁相环路(PLL)(815)和位于所述PLL(815)的反馈环路内的N-小数分频器(820)，所述锁相环路(PLL)(815)被布置成生成用于控制所述频率源(810)的所述低路径控制信号(817)；以及
频率模式控制模块(825)，所述频率模式控制模块(825)操作地耦合到所述N-小数分频器(820)并被布置成借助于至少第一、较低频率模式控制信号(835)来控制所述N-小数分频器(820)；
其中，所述频率生成电路(800)进一步包括高路径调制电路，所述高路径调制电路被布置成生成用于提供所述频率源(810)的较高频率调制的第二、高路径控制信号(847)。
15.一种在汽车雷达系统中使用的频率源(810)，所述频率源(810)能够操作地耦合到：
锁相环路(PLL)(815)，所述锁相环路(PLL)(815)被布置成生成第一、低路径控制信号(817)；
N-小数分频器(820)，所述N-小数分频器(820)位于所述PLL(815)的反馈环路内；以及
频率模式控制模块(825)，所述频率模式控制模块(825)操作地耦合到所述N-小数分频器(820)，并被布置成借助于至少第一、较低频率模式控制信号(835)来控制所述N-小数分频器(820)以及
高路径调制电路(860)，所述高路径调制电路(860)被布置成生成用于提供所述频率源(810)的较高频率调制的第二、高路径控制信号(847)。
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