CN107923972A - 雷达系统中的啁啾频率非线性缓解 - Google Patents

雷达系统中的啁啾频率非线性缓解 Download PDF

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Abstract

在描述的示例中，雷达设备(100)包括发射单元(110)，该发射单元(110)响应于参考时钟(108)和反馈时钟产生第一信号(124)。第一信号(124)被一个或多个障碍物散射以产生第二信号(145)。接收单元(140)接收第二信号(145)并且产生对应于第二信号(145)的N个样本。N是整数。调整电路(155)耦接到发射单元(110)和接收单元(140)。调整电路(155)接收对应于第二信号(145)的N个样本，并且使用反馈时钟与参考时钟(108)之间的误差产生N个新样本。

Description

雷达系统中的啁啾频率非线性缓解
技术领域
本发明总体涉及雷达，并且更具体地涉及缓解雷达中产生的啁啾(chirp)的非线性。
背景技术
雷达在汽车应用和工业应用中的使用正在迅速发展。雷达应用于与车辆相关联的多种应用，诸如碰撞警告、盲点警告、换道辅助、停车辅助和后方碰撞警告。在工业环境中，雷达应用于确定雷达周围障碍物的相对位置和相对速度。脉冲雷达和FMCW(调频连续波)雷达主要用于此类应用。
在FMCW雷达中，合成器通过对发射信号进行频率调制来产生斜坡段(rampsegment)。斜坡段也被称为啁啾信号。斜坡段被放大并且由一个或多个发射单元发出。斜坡段被一个或多个障碍物散射以产生散射信号。散射信号由FMCW雷达中的一个或多个接收单元接收。通过将斜坡段和散射信号混合而获得的信号被称为IF(中频)信号。IF信号的频率(f)与障碍物相距FMCW雷达的距离(d)成比例并且还与斜坡段的斜率(S)成比例。
通过ADC(模数转换器)对IF信号进行采样。处理器对ADC所产生的采样数据进行处理以获得一个或多个障碍物的位置和速度。在一种类型的FMCW雷达中，处理器对采样数据执行FFT(快速傅立叶变换)。FFT频谱中的峰值表示障碍物，并且FFT频谱中的峰值的位置与障碍物相距FMCW雷达的相对距离成比例。
理想的合成器产生线性斜坡段，所以频率随时间线性地变化。获得的对应FFT频谱提供了一个或多个障碍物的信息。然而，实际的合成器由于合成器的有限稳定(settling)时间而产生非线性啁啾信号。非线性啁啾信号是其频率不随时间线性变化的信号。啁啾信号中的非线性导致FFT频谱中的峰值的拖尾(smearing)(或重叠)，这使得难以检测到紧密间隔的障碍物。此外，由于点对象将作为多个对象出现，因此峰值的拖尾导致重影对象。重影对象是由FMCW雷达错误检测的对象，所以它们在现实中是不存在的。因此，啁啾信号中的频率非线性导致重影对象的错误检测和实际中存在的对象的检测失败。
发明内容
在所描述的示例中，雷达设备包括发射单元，该发射单元响应于参考时钟和反馈时钟产生第一信号。第一信号被一个或多个障碍物散射以产生第二信号。接收单元接收第二信号并且产生对应于第二信号的N个样本。N是整数。调整电路耦接到发射单元和接收单元。调整电路接收对应于第二信号的N个样本，并且使用反馈时钟与参考时钟之间的误差产生N个新样本。
附图说明
图1示出根据实施例的雷达设备；
图2示出根据实施例的频率误差估计器的框图；
图3示出根据实施例的Σ-Δ调制器误差估计单元的框图；以及
图4示出根据实施例的示出在雷达设备中获得的FFT输出的波形。
具体实施方式
图1示出根据实施例的雷达设备100。雷达设备100包括发射单元110、接收单元140、调整电路155和处理器160。发射单元110包括斜坡发生器102。Σ-Δ调制器(SDM)104耦接到斜坡发生器102。合成器112耦接到SDM 104。参考晶体106产生参考时钟Fref108，并且将参考时钟Fref108提供给合成器112。功率放大器(PA)126耦接到合成器112。发射天线单元128耦接到PA126。在一个示例中，发射单元110包括多个发射天线单元。
合成器112包括分频器114、相位误差脉冲发生器116、电荷泵118、环路滤波器120和VCO(压控振荡器)122。相位误差脉冲发生器116耦接到分频器114和参考晶体106。电荷泵118耦接到相位误差脉冲发生器116，并且环路滤波器120耦接到电荷泵118。VCO 122耦接到环路滤波器120。VCO 122的输出作为反馈被提供给分频器114。PA 126接收VCO 122的输出。
接收单元140包括接收天线单元142、低噪声放大器(LNA)144、混频器146、IF(中频)滤波器148和ADC(模数转换器)150。LNA 144耦接到接收天线单元142。混频器146耦接到发射单元110和LNA 144。IF滤波器148耦接到混频器146，并且ADC 150耦接到IF滤波器148。
雷达设备100包括调整电路155。调整电路155耦接到发射单元110和接收单元140。调整电路155包括频率误差估计器152、滤波器154和ADC输出调节器156。频率误差估计器152耦接到发射单元110中的相位误差脉冲发生器116。滤波器154耦接到频率误差估计器152，并且ADC输出调节器156耦接到滤波器154。在一个版本中，滤波器154是低通滤波器。处理器160耦接到ADC输出调节器156。在一个版本中，ADC输出调节器156是处理器160的一部分。所示的雷达设备100具有一个发射单元和一个接收单元。在另一个示例中，雷达设备100包括多个发射单元和多个接收单元。雷达设备100可以包括为了简化描述而未在此讨论的一个或多个附加的常规部件。
在雷达设备100(图1)的操作中，相位误差脉冲发生器116接收参考时钟Fref108和来自分频器114的反馈时钟。参考时钟Fref108是恒定频率信号。相位误差脉冲发生器116在参考时钟Fref 108的每个时间周期中产生一次脉冲。相位误差脉冲发生器116还产生指示反馈时钟与参考时钟Fref 108相比是相位超前还是相位滞后的附加数字信号。脉冲连同由相位误差脉冲发生器116所产生的附加数字信号表示反馈时钟与参考时钟Fref 108之间的误差。因此，相位误差脉冲发生器116估计反馈时钟与参考时钟Fref 108之间的误差。反馈时钟与参考时钟Fref 108之间的误差表示反馈时钟的上升沿与参考时钟Fref 108的上升沿之间的时间差。
电荷泵118响应于从相位误差脉冲发生器116接收的误差而产生电压信号。电压信号与反馈时钟和参考时钟Fref 108之间的相位误差成比例。环路滤波器120衰减从电荷泵118接收的电压信号以对高频噪声进行滤波，并且从而产生低频信号。
VCO 122产生第一信号124。VCO 122基于从环路滤波器120接收的低频信号来改变第一信号124的输出相位和频率。因此，第一信号124被锁相到参考时钟Fref 108，所以相位误差被消除。由VCO 122产生的第一信号124的频率与参考时钟Fref 108的频率成比例。在一个示例中，第一信号124的频率是80GHz，并且参考时钟Fref 108的频率是12GHz。因此，比例常量是6.667(在80除以12的情况下)。第一信号124也作为反馈被提供给分频器114。
因为第一信号124的频率通过比例常量与参考时钟Fref 108的频率相关，所以分频器114被配置成将第一信号124除以(divide)比例常量。斜坡发生器102产生分数分频控制字(fraction division control word)。在一个示例中，分数分频控制字是第一信号124将除以的分数。Σ-Δ调制器(SDM)104产生整数分频控制字(integer division controlword)，该整数分频控制字是来自分数分频控制字的整数序列。
合成器112中的分频器114接收整数分频控制字和第一信号124。分频器114将第一信号124除以整数分频控制字以产生反馈时钟。在一个版本中，分数分频控制字是6.667，其等于比例常量。SDM 104从分数分频控制字产生整数序列(6,7,7)。整数序列使第一信号124分别除以6、7、7，由此产生反馈时钟。分频器114对第一信号124进行分频以产生其频率匹配参考时钟Fref 108的频率的反馈时钟。
功率放大器(PA)126从合成器112接收第一信号124并且放大第一信号124。在一个版本中，PA 126对第一信号124执行一个或多个以下操作：倍频或分频、相位和/或频率的调制和放大。第一信号124由发射天线单元128发射。在一个示例中，第一信号124是也被称为啁啾的斜坡段。啁啾具有起始频率和斜率。起始频率是啁啾开始处的频率。啁啾的斜率是在啁啾持续时间期间的啁啾频率的变化率。理想斜率是啁啾的期望斜率。第一信号124被一个或多个障碍物散射以产生第二信号145。
接收单元140接收第二信号145。在一个版本中，第二信号145是斜坡段。接收天线单元142接收第二信号145。LNA 144放大第二信号145。混频器146被配置成混合第二信号145和第一信号124以产生IF(中频)信号。IF滤波器148从IF信号产生经滤波的IF信号。在一个版本中，IF滤波器148对IF信号进行滤波以产生经滤波的IF信号。ADC 150对经滤波的IF信号进行采样以产生对应于第二信号145的N个样本。
频率误差估计器152耦接到发射单元110中的相位误差脉冲发生器116。频率误差估计器152从反馈时钟与参考时钟Fref 108之间的误差产生瞬时频率误差信号。滤波器154对瞬时频率误差信号进行低通滤波以产生经滤波的频率误差信号。经滤波的频率误差信号表示第一信号124的期望频率与由合成器112所产生的第一信号124的实际频率之间的差异。第一信号124在给定时刻处的斜率被称为瞬时斜率。斜率误差与经滤波的频率误差信号成比例。斜率误差是第一信号124的瞬时斜率与理想斜率之间的差值。斜率误差表示经滤波的频率误差信号随时间的变化率。
ADC输出调节器156从ADC 150接收对应于第二信号145的N个样本。N是整数。在一个示例中，滤波器154是频率误差估计器152的一部分，并且频率误差估计器152产生经滤波的频率误差信号。
ADC输出调节器156从经滤波的频率误差信号产生N个样本的新采样时刻。ADC输出调节器156还使用新采样时刻估计要拟合到N个样本的多项式的系数。ADC输出调节器156使用所估计的系数对N个样本进行重新采样，并且产生N个新样本。因此，调整电路155从接收单元140接收对应于第二信号145的N个样本，并且使用反馈时钟与参考时钟Fref 108之间的误差来产生N个新样本。
处理器160从N个新样本确定一个或多个障碍物的位置和速度。雷达设备100提供对第一信号124或啁啾中的非线性的实时估计。发射的第一信号124中的频率非线性还呈现为接收单元140中产生的IF信号中的采样时间抖动。在合成器112、频率误差估计器152和滤波器154中估计该采样时间抖动。在ADC输出调节器156中校正采样时间抖动。
雷达设备100使用合成器112中的相位误差脉冲发生器116来估计第一信号124中的非线性。雷达设备100不估计用于ADC输出调节器156的多项式系数。此外，雷达设备100不需要已知的参考目标以估计第一信号124中的非线性。雷达设备100可以在对第一信号124中的非线性没有任何离线校准的情况下工作。
在一个示例中，雷达设备100使用离线校准。在离线校准中，由滤波器154产生的经滤波的频率误差信号存储在非易失性存储器中。在将经滤波的频率误差信号存储在非易失性存储器中之前，对关于多个啁啾的经滤波的频率误差信号进行平均化。在制造雷达设备100期间或在其之后(即在现场部署雷达设备100之前，或在雷达设备100投入使用之前)执行该存储。由滤波器154在实际操作期间产生的经滤波的频率误差信号然后被ADC输出调节器156拒绝。ADC输出调节器156使用存储在非易失性存储器中的数据。这改善了雷达设备100的准确度。
在另一个示例中，雷达设备100使用伪离线校准。当已经现场部署雷达设备100时，执行伪离线校准。甚至在发射天线单元128发射第一信号124(或啁啾)之前，由滤波器154所产生的经滤波的频率误差信号被存储在非易失性存储器中。在将经滤波的频率误差信号存储在非易失性存储器中之前，关于多个啁啾对经滤波的频率误差信号进行平均化。由滤波器154在实际操作期间产生的经滤波的频率误差信号然后被ADC输出调节器156拒绝。ADC输出调节器156使用存储在非易失性存储器中的数据。
雷达设备100产生非线性的第一信号124。因此，第一信号124是非线性啁啾。合成器112中的相位误差脉冲发生器116估计第一信号124中的非线性。频率误差估计器152从反馈时钟与参考时钟Fref 108之间的误差产生瞬时频率误差信号。滤波器154对瞬时频率误差信号进行低通滤波以产生经滤波的频率误差信号。
通过基于经滤波的频率误差信号处理ADC 150的输出来补偿第一信号124中的非线性。如更早讨论的，斜率误差与经滤波的频率误差信号成比例。以下面的方式补偿第一信号124中的非线性。当瞬时斜率与理想斜率不同时，从ADC 150获得的N个样本被跳过或内插(interpolated)。例如，当瞬时斜率是理想斜率的一半时，从ADC 150获得的N个样本的交替(alternate)样本被跳过。当瞬时斜率是理想斜率的两倍时，从ADC 150获得的N个样本通过2进行内插(interpolated by two)以产生新样本。通过对来自ADC 150的N个样本进行数字重采样来精细地执行跳过和内插以产生N个新样本。
图2示出根据一个实施例的频率误差估计器200的框图。在连接和操作方面，频率误差估计器200与频率误差估计器152类似。频率误差估计器200包括TDC(时间延迟转换器)204。乘法器206耦接到TDC 204。
Σ-Δ调制器(SDM)误差估计单元210接收整数分频控制字Nint 212和分数分频控制字Nfrac 214。整数分频控制字Nint 212类似于由斜坡发生器102产生的整数分频控制字。分数分频控制字Nfrac 214类似于由SDM 104产生的分数分频控制字。减法器216耦接到乘法器206和SDM误差估计单元210。差分滤波器218耦接到减法器216。
以下方案是实现频率误差估计器200(图2)的几种方法中的一种，并且变体和替代性构造是可能的。在该示例中，结合雷达设备100(图1)来解释频率误差估计器200的操作。由发射单元110发射的第一信号124是非线性信号，所以它也被称为非线性啁啾信号。由发射单元110发射的第一信号124的相位被定义为：
其中B是第一信号的带宽，Tr是第一信号的持续时间，fc是第一信号的起始频率，并且φe(t)是发射的第一信号中的瞬时非线性，其被定义为：
其中fe是第一信号124的瞬时频率。第一信号124被一个或多个障碍物散射以产生第二信号145。
接收单元140在延迟td之后接收第二信号145。混频器146将来自发射单元110的第一信号124和第二信号145混合以产生IF(中频)信号。IF信号的相位被定义为：
针对等式(3)使用泰勒级数展开，
其中其中Ts是ADC 150的采样时间周期。等式(5)示出了第一信号124中的非线性导致在不正确的时刻对IF信号进行采样。这被称为采样抖动。
第一信号124中的非线性也出现在相位误差脉冲发生器116的输出处。TDC 204耦接到相位误差脉冲发生器116，并且接收反馈时钟与参考时钟Fref108之间的误差。TDC 204将反馈时钟与参考时钟Fref108之间的误差转换成相位误差。
乘法器206通过乘以2πFrefNfrac将相位误差转换为第一信号相位误差，其中Fref是参考时钟108并且Nfrac是分数分频控制字214。因此，第一信号相位误差被定义为：
其中terr TDC是反馈时钟与参考时钟Fref108之间的误差的量化版本。
SDM误差估计单元210估计与Σ-Δ调制器104相关联的附加相位误差。Σ-Δ调制器104引起量化误差，其本质上是系统性的并且使用减法器216根据第一信号相位误差来补偿。附加相位误差被定义为：
减法器216从第一信号相位误差中减去附加相位误差以产生瞬时相位误差，其被定义为：
差分滤波器218通过对瞬时相位误差进行微分来产生瞬时频率误差信号220，其被定义为：
fe[n]=φerr[n]φerr[n-1] (9)
滤波器154对瞬时频率误差信号进行低通滤波以产生经滤波的频率误差信号。使用等式(9)所示的瞬时频率误差信号220通过ADC输出调节器156来校正等式(5)所示的IF信号中的采样抖动。
IF滤波器148从IF信号产生经滤波的IF信号。ADC 150对经滤波的IF信号进行采样以产生对应于第二信号145的N个样本。针对Tr获得N个样本，所述Tr是第一信号124的持续时间。这些样本连同其新采样时刻(从等式(9)所示的经滤波的频率误差信号中获得)被提供给ADC输出调节器156。在一个示例中，ADC输出调节器是三阶(3rd order)ADC输出调节器。
三阶ADC输出调节器需要N个样本中的4个连续样本以用于多项式评估。使用如下定义的闭式(closed-form)矩阵求逆来估计用于多项式展开的系数：
其中y(Tin[n])是来自ADC 150的第n个样本，并且Tin[n]在等式(5)中被定义。在使用等式(10)确定用于多项式拟合的系数{a0，a1，a2，a3}之后，多项式在期望的时刻mTS处被评估，其被定义为：
因此，雷达设备100能够从而不是使用来自ADC 150的样本来有效地确定一个或多个障碍物的位置和速度。在一个实施例中，SDM误差估计单元210不是频率误差估计器200的一部分。
图3示出根据实施例的Σ-Δ调制器(SDM)误差估计单元300的框图。在连接和操作方面，SDM误差估计单元300类似于Σ-Δ调制器(SDM)误差估计单元210(图2)。SDM误差估计单元300接收整数分频控制字Nint 312和分数分频控制字Nfrac 314。
除法单元316将分数分频控制字Nfrac 314除以整数分频控制字Nint 312以产生分频比率。减法单元318从1中减去分频比率以产生相减输出。积分器单元320针对N个样本对相减输出进行积分以产生积分输出。
乘法器324用于将积分输出乘以常量以产生修改的积分输出。在一个示例中，常量是2π。延迟单元326接收乘法器324的输出并且从经修改的积分输出产生附加相位误差330。在一个示例中，延迟单元326通过延迟经修改的积分输出来产生附加相位误差330。附加相位误差330与Σ-Δ调制器104(图1)相关联。附加相位误差330被定义为：
图4示出根据实施例的示出在雷达设备中获得的FFT输出的波形。波形A示出在常规雷达设备中获得的FFT输出。波形A示出导致重影对象并且因此导致错误检测的峰值拖尾。峰值拖尾是由于由常规雷达设备所发射的斜坡段中的非线性引起的。
波形B示出在雷达设备100中获得的FFT输出。尽管由雷达设备100所发射的第一信号124(或者斜坡段)是非线性的，但是在雷达设备100中未发生峰值拖尾的问题，因为设备100采用实时啁啾线性缓解。在FFT输出中获得的峰值表示在与雷达设备100相距定义的距离处的点对象。
术语“电路”至少包括单个部件或多个无源或有源部件，其连接在一起以提供期望的功能。术语“信号”包括至少一个电流、电压、电荷、数据或其他信号。如果第一装置耦接到第二装置，则连接可以通过直接电气连接、或通过经由其他装置和连接进行的间接电气连接。在本说明书中，术语“对象”和“障碍物”已经可交换地使用。
可以通过不同顺序的步骤和/或操作、和/或通过在配置方面与上文所讨论的硬件元件不同的硬件元件来实施示例实施例。
在所描述的实施例中修改是可能的，并且在权利要求的范围内其他实施例是可能的。

Claims (18)

1.一种雷达设备，其包括：
发射单元，其被配置成响应于参考时钟和反馈时钟而产生第一信号，其中所述第一信号被一个或多个障碍物散射以产生第二信号；
接收单元，其被配置成接收所述第二信号并且被配置成产生对应于所述第二信号的N个样本，其中N是整数；以及
调整电路，其耦接到所述发射单元和所述接收单元，所述调整电路被配置成接收对应于所述第二信号的所述N个样本，并且被配置成使用所述反馈时钟和所述参考时钟之间的误差来产生N个新样本。
2.根据权利要求1所述的雷达设备，其中所述发射单元包括：
斜坡发生器，其被配置成产生分数分频控制字；
Σ-Δ调制器，其耦接到所述斜坡发生器并且被配置成从所述分数分频控制字产生整数分频控制字；
参考晶体，其被配置成产生所述参考时钟；
合成器，其被配置成接收所述参考时钟和所述整数分频控制字并且被配置成产生所述第一信号；
功率放大器，其被配置成放大所述第一信号；以及
发射天线单元，其耦接到所述功率放大器并且被配置成发射所述第一信号。
3.根据权利要求2所述的雷达设备，其中所述合成器包括：
分频器，其被配置成将所述第一信号除以所述整数分频控制字以产生所述反馈时钟；
相位误差脉冲发生器，其被配置成估计所述反馈时钟与所述参考时钟之间的误差；
电荷泵，其耦接到所述相位误差脉冲发生器并且被配置成响应于所述误差产生电压信号；
环路滤波器，其耦接到所述电荷泵并且被配置成对来自所述电压信号的高频噪声进行滤波以产生低频信号；以及
压控振荡器即VCO，其耦接到所述环路滤波器并且被配置成响应于所述低频信号产生所述第一信号。
4.根据权利要求1所述的雷达设备，其中所述接收单元包括：
接收天线单元，其配置成接收所述第二信号；
低噪声放大器即LNA，其耦接到所述接收天线单元并且被配置成放大所述第二信号；
混频器，其耦合到所述LNA和所述发射单元，所述混频器被配置成将所述第二信号和所述第一信号进行混合以产生中频信号即IF信号；
IF滤波器，其被配置成从所述IF信号产生滤波的IF信号；以及
模数转换器即ADC，其耦接到所述IF滤波器并且被配置成对所述滤波的IF信号进行采样以产生对应于所述第二信号的所述N个样本。
5.根据权利要求1所述的雷达设备，其中所述调整电路包括：
频率误差估计器，其耦接到所述发射单元并且被配置成从所述参考时钟与所述反馈时钟之间的所述误差产生瞬时频率误差信号；
滤波器，其耦接到所述频率误差估计器并且被配置成对所述瞬时频率误差信号进行低通滤波以产生滤波的频率误差信号；以及
ADC输出调节器，其耦接到所述滤波器和所述接收单元，所述ADC输出调节器被配置成：从所述滤波的频率误差信号产生所述N个样本的新采样时刻；使用所述新采样时刻来估计要拟合到所述N个样本的多项式的系数；以及使用所估计的系数对所述N个样本进行重新采样并且产生所述N个新样本。
6.根据权利要求5所述的雷达设备，其中所述频率误差估计器包括：
时间延迟转换器即TDC，其耦接到所述发射单元并且被配置成将所述反馈时钟与所述参考时钟之间的所述误差转换成相位误差；
乘法器，其耦接到所述TDC并且被配置成将所述相位误差转换成第一信号相位误差；
Σ-Δ调制器误差估计单元，其被配置成估计附加相位误差；
减法器，其被配置成从所述第一信号相位误差减去所述附加相位误差以产生瞬时相位误差；以及
差分滤波器，其耦接到所述减法器并且被配置成通过对所述瞬时相位误差进行微分来产生所述瞬时频率误差信号。
7.根据权利要求6所述的雷达设备，其中所述Σ-Δ调制器误差估计单元被配置成从所述分数分频控制字和所述整数分频控制字估计所述附加相位误差。
8.根据权利要求6所述的雷达设备，其中所述Σ-Δ调制器误差估计单元包括：
除法单元，其被配置成将所述分数分频控制字除以所述整数分频控制字以产生分频比率；
减法单元，其耦接到所述除法单元并且被配置成从1中减去所述分频比率以产生相减输出；
积分器单元，其耦接到所述减法单元并且被配置成针对N个样本对所述相减输出进行积分以产生积分输出；
乘法器，其耦接到所述积分器单元并且被配置成将所述积分输出乘以常量以产生修改的积分输出；以及
延迟单元，其耦接到所述乘法器并且被配置成响应于所述修改的积分输出来估计所述附加相位误差。
9.根据权利要求1所述的雷达设备，其还包括处理器，所述处理器耦接到所述ADC输出调节器，并且被配置成从所述N个新样本确定所述一个或多个障碍物的位置和速度。
10.一种方法，其包括：
响应于参考时钟和反馈时钟产生第一信号；
发射所述第一信号，所述第一信号被一个或多个障碍物散射以产生第二信号；
产生对应于所述第二信号的N个样本，并且N是整数；以及
使用所述反馈时钟与所述参考时钟之间的误差从所述N个样本产生N个新样本。
11.根据权利要求10所述的方法，其还包括：
产生分数分频控制字；
从所述分数分频控制字产生整数分频控制字；
将所述第一信号除以所述整数分频控制字以产生所述反馈时钟；
估计所述反馈时钟与所述参考时钟之间的所述误差；
响应于所述误差产生电压信号；
对来自所述电压信号的高频噪声进行滤波以产生低频信号；
响应于所述低频信号产生所述第一信号；以及
放大所述第一信号。
12.根据权利要求10所述的方法，其中产生对应于所述第二信号的所述N个样本还包括：
接收所述第二信号；
放大所述第二信号；
将所述第二信号和所述第一信号进行混合以产生中频信号即IF信号；
对所述IF信号进行滤波以产生滤波的IF信号；以及
对所述滤波的IF信号进行采样。
13.根据权利要求11所述的方法，其还包括：
从所述参考时钟与所述反馈时钟之间的所述误差产生瞬时频率误差信号；
对所述瞬时频率误差信号进行滤波以产生滤波的频率误差信号；
从所述滤波的频率误差信号产生所述N个样本的新采样时刻；
使用所述新采样时刻估计要拟合到所述N个样本的多项式的系数；以及
使用所估计的系数对所述N个样本进行重新采样并且产生所述N个新样本。
14.根据权利要求13所述的方法，其中产生所述瞬时频率误差信号还包括：
将所述反馈时钟与所述参考时钟之间的所述误差转换成相位误差；
将所述相位误差转换成第一信号相位误差；
估计附加相位误差；
从所述第一信号相位误差中减去所述附加相位误差以产生瞬时相位误差；以及
对所述瞬时相位误差进行微分。
15.根据权利要求14所述的方法，其还包括从所述分数分频控制字和所述整数分频控制字估计所述附加相位误差。
16.根据权利要求14所述的方法，其中估计所述附加相位误差还包括：
将所述分数分频控制字除以所述整数分频控制字以产生分频比率；
从1中减去所述分频比率以产生相减输出；
针对N个样本对所述相减输出进行积分以产生积分输出；
将所述积分输出乘以常量以产生修改的积分输出；以及
延迟所述修改的积分输出。
17.根据权利要求10所述的方法，其还包括从所述N个新样本确定所述一个或多个障碍物的位置和速度。
18.根据权利要求10所述的方法，其中所述参考时钟是恒定频率信号。
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