CN102111946A - 放电灯点亮装置 - Google Patents

Abstract

在高亮度放电灯的启动时促进消除非对称放电状态，确保可靠的点亮性。一种放电灯点亮装置，由间歇性电压施加单元驱动变压器的初级侧绕组，将次级侧绕组产生的高电压叠加于变换器的输出电压施加到放电灯而构成，在放电灯的启动序列中进行如下控制：以比稳定点亮频率高的启动初始频率驱动变换器，供电电路输出无负载开放电压，如果放电灯中发生绝缘破坏开始放电，就使变换器的频率从启动初始频率逐渐降低到第1临界频率，当达到第1临界频率时，使变换器的频率转入稳定点亮频率，并且供电电路输出足以维持放电灯的放电的电流。

Description

放电灯点亮装置

技术领域

本发明涉及用于点亮高压放电灯，特别是高压水银灯、金属卤化物灯、氙灯等高亮度放电灯的放电灯点亮装置。

背景技术

在用于例如液晶投影器、DLP(TM)投影器那样的图像显示用等的光学装置的光源装置中，使用高亮度放电灯(HID灯)。在上述的投影器中，采用了下述方式：通过双色棱镜等来分离R、G、B这3原色，通过设置针对各色而设置的空间调制元件分别产生各3原色的图像，通过双色棱镜等再次合成光路来显示彩色图像。此外，在其他方式中，使具有R、G、B3原色的滤色器旋转，使来自光源的光通过该滤色器，由此依次产生各3原色的光束，通过使这些光束同步并控制空间调制元件，以时间分割方式依次产生各3原色的图像，从而显示彩色图像。

关于恒定点亮时的放电灯的驱动方式，有直流驱动方式和交流驱动方式，该交流驱动方式通过还具备变换器(inverter)来周期性地反转极性。在直流驱动方式的情况下，具有下述显著的优点：来自灯的光束也是直流的，即不会随时间而变化，在上述两个投影器的方式中基本上能够完全相同地适用。对此，在交流驱动方式的情况下，具有下述的优点：利用被称为极性反转频率的在直流驱动方式中没有的自由度，有可能能够控制放电灯电极的消耗或生长。

在启动该种灯的情况下，在向灯施加被称为无负载开放电压的电压的状态下，施加高电压后在放电空间内产生绝缘击穿，经过辉光放电后转变为电弧放电。在交流驱动方式的情况下，作为达成上述方式的方法，从以往开始，在变换器的后级设置基于谐振电感器和谐振电容器的串联谐振电路，在启动时产生串联谐振现象以使变换器的极性反转频率与该谐振电路的谐振频率相吻合，进行提高向灯施加的电压的串联谐振方式的谐振启动。另外，通过该谐振启动和点火器(igniter)的并用，能够提高所施加的高电压的峰值从而提高启动概率。

图15简略化地表示了以往的放电灯点亮装置的一个方式的构成，是用于说明与谐振启动有关的原理的图。该图的放电灯点亮装置具备：向放电灯(Ld)供电的供电电路(Ux′)；用于使该输出电压极性反转的全桥式的变换器(Ui′)；谐振电感器(Lh′)；以及谐振电容器(Ch′)，在启动时，以由上述谐振电感器(Lh′)的电感和上述谐振电容器(Ch′)的静电电容之积的值来确定的谐振频率或接近该谢振频率的频率对上述变换器(Ui′)进行极性反转驱动，由此通过产生的LC串联谐振现象而在上述谐振电容器(Ch′)的两端子间产生高电压，从而向上述放电灯(Ld)施加高电压。此外，上述供电电路(Ux′)和上述变换器(Ui′)的动力系统的电路结构与后述的供电电路(Ux)和变换器(Ui)的动力系统的电路结构同样。另外，发生谐振现象时，由包括极性反转驱动的频率的(奇数次的)高次谐波与LC谐振频率对应的情况。

在串联谐振动作时，虽然为了不使流过上述变换器(Ui′)的谐振电流过大，需要减小谐振电容器的静电电容且在一定程度上增大谐振电感器的电感，但该电感越大，越容易发生在恒定点亮时的灯光束的瞬间断开、超调(overshoot)或振动。而且，在串联谐振方式中，为了使向灯施加的电压获得足够的升高，需要将周期电压施加单元的频率或者该高次谐波成分的频率设定为与谐振电路的谐振频率或者谐振频率的奇数倍的频率相吻合即调谐为谐振电路的谐振频率或者谐振频率的奇数倍的频率。

然而，由于部件存在差异(バラツキ)，因此存在以下问题：即使以预先设定的固定频率对上述变换器(Ui′)进行极性反转驱动，也不能够获得期待的高电压，所述固定频率是由上述谐振电感器(Lh′)的设计上的电感和上述谐振电容器(Ch′)的设计上的静电电容所决定的。另外，在存在差异的情况下，可以考虑测定各个放电灯点亮装置的谐振频率并设定各频率的方法，但是，由于需要另外考虑所连接的电缆的长度、电缆与其他导体的接近程度等的影响，因此存在很难预先严密地设定谐振频率的问题。

为了解决该问题，以往提出了将变换器(Ui′)的驱动频率设定为上述谐振频率或其附近或者进行扫描动作的方法。图16是简略化地表示以往的放电灯点亮装置的一个方式的时间图。本图的(a)表示在上述谐振电容器(Ch′)中产生的输出电压(Vnh)的波形，(b)表示上述变换器(Ui)的驱动频率(f)的变化。这是反复在包含谐振电路的谐振频率的规定范围内对点亮开始时由变换器(Ui′)产生的交流电压的频率进行自动扫描的方式，在期间(Ta)中，从下限频率开始向上限频率进行扫描动作，该过程中在变换器电路所产生的交流电压的频率偶尔与谐振频率一致的时刻(ta)，输出电压(Vnh)为高电压。另一方面，在期间(Tb)中，从上限频率开始向下限频率进行逆方向的扫描动作。因此，在点亮开始时的规定期间(T)的范围内，在根据上述差异而推测出的谐振频率的范围内反复进行多次扫描动作，可以向放电灯(Ld)施加高电压。该高电压的峰值电压例如被设定为2kV～5kV。(上述峰值电压是测定从0V到峰值的电压而获得的，本说明书中的交流高电压的峰值电压的测量方法完全相同。)

然而，在向放电灯施加高电压而启动的上述期间(T)的期间中，在变换器(Ui′)的驱动频率偏离上述谐振频率或者其附近的频率的期间(图中期间(Tc)所代表的、输出电压(Vnh)比较低的整个期间)，存在输出电压(Vnh)完全不会发生由谐振引起的电压升高的问题。

关于如上所述的不确定变换器等的交流驱动电路的驱动频率和谐振频率一致的定时，而在放电灯的整个启动期间反复持续进行驱动频率的扫描动作，以往提出了各种技术。

在日本特开平02-215091号中记载了下述方案：作为至少在一瞬间产生驱动频率与谐振频率一致的条件，在点亮开始时，在包含谐振电路的谐振频率的规定范围内对变换器电路所产生的交流电压的频率进行自动扫描。

此外，在日本特开平03-102798号中记载了下述方案：包含向灯施加高电压从而使LC电路中的灯点火的高频率单元，该高频率单元以随时间而变化的频率，或者从比谐振频率高的频率开始随时间减少的频率向LC电路施加高电压。

此外，在日本特开平04-017296号中记载了下述方案：在将变换器单元的振荡频率变换为高频率时，根据锯齿状波产生单元或者三角波产生单元的输出电压，使振荡频率在规定的范围内变化。

另外，在日本特开平04-272695号中记载了下述方案：在启动时，控制变换器以使变换器的输出频率从Lc电路的谐振频率开始到能够发生声音共鸣现象的频率区域以下的频率为止连续变化的方案，或者，在恒定时控制变换器以使变换器的输出频率变为能够产生声音共鸣现象的频率区域以下的频率。

另外，在日本特开平10-284265号中记载了下述方案：在启动期间在包含谐振电路的谐振频率的范围内对从输出连接部输出的交流电压的频率进行扫描的方案，或者，在启动期间从输出连接部输出高频的交流电压，在放电灯启动后的恒定点亮期间仅向放电灯供给低频的交流动作电压的方案。

另外，在日本特开2000-195692号中，作为实施例记载了进行谐振启动中的电桥的动作频率的扫描并使谐振点通过的方案。

另外，在日本特开2001-338789号中记载了下述方案：进行在规定时间使各开关元件的开关频率连续变化的控制，该开关频率的扫描范围包含由负载谐振电路的电感器以及电容器引起的谐振频率，而且，在规定的期间进行使频率从高向低变化即扫描的控制，另外，在放电灯绝缘击穿后谐振频率变化时，使变换器的频率也变化并向电弧放电提供大的能量，使放电灯更稳定地转移到电弧放电。

另外，在日本特开2002-151286号中作为实施例记载了下述方案：有多次反复进行变换器的驱动频率的扫描的例子，还有以电弧点亮的方式从高频向低频转变的例子。

另外，在日本特开2004-146300号中记载了下述实施例：使用了2个谐振系统的结构，将频率可变范围的下限频率和上限频率设定为即使由于谐振电路部的部件差异或从高压放电灯点亮装置到灯之间的输出线的浮置电容的影响而谐振频率变化也能够覆盖(カバ一)的可变范围，使用微处理器进行扫描动作。

另外，在日本特开2004-221031号中记载了下述方案：一种具备控制单元的放电灯点亮装置，该控制单元阶段式地降低上述方形波的频率、并且至少将该第1阶段的频率设定为谐振电路的谐振频率的奇数分之1的附近，为了抑制因LC部件的差异而产生的谐振电压，使配置在变换器的前段的DC-DC变换电路的频率和占空(duty)变动。

另外，在日本特开2005-038813号中作为实施例记载了下述方案：为了进行奇数次谐振，使启动时的高频开关动作的变换器频率连续地或多阶段地变化。

另外，在日本特开2005-050661号中作为实施例记载了下述方案：在放电灯启动时，使变换器的输出频率从上限值开始到下限值连续变化，并且在到达下限值后再次返回到上限值而反复进行相同的动作，从而通过谐振点。

另外，在日本特开2005-038814号中作为实施例记载了下述方案：利用2个开关元件来实现半桥功能和降压斩波功能，在启动中，为了以谐振频率的奇数分之1的频率来动作，多次分割并对变换器的频率进行扫描。

另外，在日本特开2008-243629号中记载了下述方案：为了获得谐振频率而反复实施变换器的频率的扫描动作，或者，将无负载状态、启动改善模式、恒定点亮状态下的各模式的变换器的频率规定为无负载＞恒定＞启动改善模式。

到此为止，关于不对变换器等的交流驱动电路的驱动频率和谐振频率一致的定时进行确定，并在放电灯的整个启动期间反复持续地进行驱动频率的扫描动作，对以往技术的方案进行了说明。然而，如上所述，在向放电灯施加高电压而使其启动的上述期间(T)的期间内的、变换器(Ui′)以偏离上述谐振频率或者其附近频率的频率来动作的期间，由谐振而引起的电压的升高完全没有发生这一上述问题没有得到解决。

为了解决该问题，以往提出了下述方案：使变换器(Ui′)的驱动频率自动调谐或者设定为包括上述谐振电感器(Lh′)和谐振电容器(Ch′)的谐振电路的上述谐振频率或者其附近或者高次的谐振频率。

对上述图15中的放电灯点亮装置进行再次说明。在本电路中，具备用于使输出电压极性反转的、全桥式的变换器(Ui′)、谐振电感器(Lh′)和谐振电容器(Ch′)，以谐振频率或其附近的频率进行极性反转驱动，通过由此产生的LC串联谐振现象，使上述谐振电容器(Ch′)的两端子间产生高输出电压(Vnh)，向上述放电灯(Ld)施加高电压，为了控制上述输出电压(Vnh)的电压，设有作为实现了谐振状态的检测单元的调谐度检测单元(Un′)。

图17是简略化地表示以往的放电灯点亮装置的一个方式的时间图，该图是关于调谐度检测单元(Un′)的情况，该调谐度检测单元(Un′)用于控制与串联谐振有关的变换器(Ui′)。(a)表示了上述谐振电容器(Ch′)中产生的输出电压(Vnh)的波形，(b)表示了上述变换器(Ui′)的驱动频率(f)的变化的样子。该装置在点亮开始时在包含谐振电路的谐振频率在内的规定范围内对变换器(Ui′)所产生的交流电压的频率进行自动扫描，在期间(Td)中，从下限频率开始朝向上限频率进行扫描动作，在时刻(td)，由电压检测单元构成的调谐度检测单元(Un′)检测到实现了谐振并且输出电压(Vnh)已到达目标电压，能够维持该频率(fp)，能产生连续的所期望的高电压。

如上所述，由于输出电压(Vnh)被设定为例如峰值电压为2kV～5kV，因此调谐度检测单元(Un′)需要具有耐高电压的能力。作为实现了谐振状态的检测单元的一个方式，有测定谐振电容器(Ch′)和谐振电感器(Lh′)的连接点与接地之间或者放电灯(Ld)的两端之间的电压并使其信号化的方式。例如，为了耐高电压，串联排列多个电阻元件、电容器，能够实现从该分压的中间点获得信号。但是，在该方式的情况下，由于构成部件的个数会增加，因此存在不利于放电灯点亮装置的小型化、低成本化的问题。

作为实现了谐振状态的检测单元的其他的方式，有下述方式：对谐振电感器(Lh′)附加具有适当的小匝数比的次级绕阻，使谐振电感器(Lh′)成为变压器结构，使用电阻、二极管、电容器等对从上述次级绕阻获得的、具有大致与上述谐振电感器(Lh′)的振幅电压成比例的振幅电压的信号进行整流，从而将其作为上述电压检测单元。然而，在该方式中，由于启动时在谐振电感器中产生上述的高电压，因此在作为变压器构造的谐振电感器(Lh′)中，需要充分确保次级绕阻相对于高电压发生部的绝缘，防止绝缘击穿、电晕放电，因此采用了具备充分的绝缘胶带、绕阻层间胶带的方法、通过分段(section)来分隔各绕阻的方式等，结果产生了成本增加的问题。

作为实现了谐振状态的检测单元的另一种方式，可以考虑在变换器(Ui′)的驱动频率与谐振电路的谐振频率一致时，利用从变换器(Ui′)流出多个电流的现象的结构，并且设有变换器(Ui′)的电流检测单元的方法。但是，在作为上述电流检测单元而使用了例如电阻值小的电阻的情况下，由于在放电灯点亮的恒定动作中会恒定地流动电流，因此会成为不必要的电阻损耗，或者将变流器配置在变换器(Ui′)的输出的方式会导致成本的增加的问题。

作为实现了谐振状态的检测单元的另一个方式，还提出了设置变换器的电流相位检测单元和变换器的电压相位检测单元，并对检测到的变换器电流相位和变换器电压相位进行比较的方式，实际上是进行反馈以实现规定的相位关系的方案。但是，在该方式中也同样地需要用于进行相位的比较判断的电路，或者用于电流检测的变流器、电流检测用的电阻，因此也存在成本增大的缺点。

如上所述，关于实现具有实现了谐振状态的检测单元，设定为使变换器的驱动频率和谐振频率一致，并产生连续的高电压的结构，以往提出了各种技术。

例如，在日本特开昭52-121975号中记载了下述方案：作为扫描动作频率并在检测到谐振条件时固定动作频率的装置，通过谐振频率的第3次高次谐波驱动变换器，且变换器搜索谐振频率，并以该频率来进行动作。

例如，在日本特开昭55-148393号中记载了下述方案：作为以自激振荡的方式维持谐振状态的结构，在充气放电灯启动时，准备了用于检测谐振电路中流动的电流的单元且在变化率为最大或者接近最大时，通过对施加在谐振电路上的电压进行换流，能够使变换器保持谐振电路的谐振频率。

此外，在日本特开2000-012257号中记载了下述方案：同样地，作为以自激振荡的方式维持谐振状态的结构，在以谐振状态启动放电灯时，通过电感器和电容器的谐振电路的自激振荡进行自动调谐。

另外，在日本特表2001-501767号中记载了下述方案：具有用于检测气体放电灯的状态而构成的检测单元，控制电路单元是作为检测单元的输出的函数而控制变换器的频率的结构；或者，具有响应电力检测单元而使变换器的频率有效变化的反馈电路单元，使向气体放电灯供给的电力维持在规定水平附近的结构；或者，变换器构成为在气体放电灯启动之前以及启动之后，利用以接近谐振频率的方式而降低的频率来进行连续的动作，变换器还构成为至少气体放电灯的动作从辉光模式开始变化为电弧模式为止，利用以接近特定频率附近的频率的方式降低的频率来进行动作，变换器构成为在气体放电灯的动作从辉光模式变化为电弧模式之后，以其他的比谐振频率高的频率来动作，由此气体放电灯被启动，从辉光模式向电弧模式转移并且以恒定状态来动作；或者，还可以具有下述步骤：在气体放电灯启动之前，利用从特定频率以接近谐振频率的方式降低的频率使变换器动作的步骤，在气体放电灯从辉光向电弧的转移产生之前，利用朝向特定频率的附近而增大的频率使变换器动作的步骤，利用比气体放电灯变为稳定动作状态的其他的谐振频率高的频率使变换器动作的步骤。

另外，在日本特表2001-511297号中记载了下述方案：提出了与电桥的驱动频率的谐振频率的检测和决定方法有关的方式，执行随机采样的寻找动作，直到例如高压气体放电灯的击穿(break down)以及气体放电灯的点火产生为止连续执行上述方法。

另外，在日本特表2001-515650号中记载了下述方案：在无负载、辉光、电弧的各阶段中使电桥频率降低，通过控制最初以比标称谐振频率足够高的频率来激发谐振点火器地控制，一边监视灯端子电压一边减少激发频率；或者，若使频率朝向标称谐振频率减少则灯的端子电压增大，但是当在该频率下灯端子电压达到规定值时控制器停止频率的减少，以该频率跨越指定最小持续时间对灯进行持续激发。

另外，在日本特开2004-095334号中记载了下述方案：在谐振电路部上设置用于检测变换器所驱动的驱动电压的频率的频率检测单元和用于检测驱动谐振电路所产生的电压的电压检测单元，使驱动频率从高频率向低频率变化，将电压检测单元达到最大电压时的频率作为驱动频率；或者，使驱动频率从高频率向低频率变化，将电压检测单元达到阈值电压时的频率作为驱动频率，此外，上述频率的检测是向谐振电路施加比能够使放电灯启动的启动电压小的恒压的结构，此外，电压检测单元是利用了谐振电感器的次级绕阻的结构，或者，是测定谐振电容器和谐振电感器的连接点的结构。

此外，在日本特开2004-127656号中，为了点亮放电灯，通过比谐振电路的奇数次谐振频率低的频率启动了变换器电路的输出电压的频率，然后，使输出电压的频率逐渐上升或者阶梯式地升高，将变换器电路的输出电压的频率设定为在谐振电路的振动电压的振幅变为规定值以上时的输出电压的频率，或者，在规定时间内，在谐振电路的输出电压的振幅没有达到规定值以上的情况下，在输出电压的频率达到上限值之后，以与提高频率时的速度相等的速度，以启动时的频率即初始频率为目标，在降低频率的过程中，若谐振电路的输出电压的振幅变为规定值以上，则设定为比此时的频率低百分之几的频率，另一方面，在降低频率的过程中，在谐振电路的输出电压的振幅没有变为规定值以上就达到了初始频率的情况下，反复进行再次提高频率的动作，直到点亮为止或者直到经过了预定的最大时间为止。

另外，在日本特开2004-327117号中记载了下述方案：将在变换器电路部产生的高频电压的动作频率设定为谐振电路的谐振频率或者其奇数倍的频率附近，以便能够输出高压脉冲，且进行频率扫描以便能够输出大致固定的高压脉冲，检测谐振升压电压，在成为大致目标电压值的时刻停止谐振升压电压，或者固定动作频率在一定期间以大致目标电压值来连续输出；或者，在成为大致目标电压值的时刻向到此为止的扫描方向及逆方向对动作频率进行扫描，在一定期间的大致目标电压值以下连续输出；或者，谐振电压检测单元由谐振电路的电感的二次绕组构成；或者，谐振电压检测单元由与谐振电路的电容器的两端连接的分压电阻构成；或者，通过微处理器来进行频率扫描的控制。

另外，在日本特表2005-520294号记载了下述方案：为了进行自动调谐，关于基于3次谐振的自动反馈的调谐，例如，作为谐振电路产生的高电压输出的检测部而使用天线电路并使用PLL电路来进行反馈。

另外，在日本特表2005-515589号中记载了下述方案：进行作为进行自动调谐的结构而使用了VCO和微处理器的反馈，反馈电压、电流、高电压。

另外，在日本特表2005-507554号中记载了一种镇流(ballast)设备：绕阻(coil)的自感系数以及电容器的静电电容的值和时间变动开关频率相互关联地被确定，以便在频率变动期间的某时刻上述时间变动开关频率的奇数次的高次谐波频率至少接近绕阻以及电容器的谐振频率。

另外，在日本特表2005-507553号记载了下述方案：为了使点火器动作中的电桥进行高次谐振动作，设置用于测定放电灯的两端电压的单元，在放电开始前对用于进行谐振动作的电桥的驱动频率进行扫描，在达到目标电压时使频率固定的结构，以及在点亮后阶段性地转变为低频动作的方法。

另外，在日本特开2007-103290号中记载了下述方案：设置用于测定谐振电路中产生的电压的单元，扫描在无负载时进行谐振动作的电桥的频率，在达到目标电压时固定频率。

另外，在日本特开2007-173121号中记载了下述方案：使变换器的驱动频率从高频率开始向低频率连续变动或者阶段性变动，基于从谐振电压获得的值，判断谐振电压是否已经达到第2电平，在获得了已达到第2电平的判断结果之后，使可变的频率固定以便将谐振电压维持在第2电平。

另外，在日本特开2007-179869号中记载了下述方案：放电灯的启动序列中的频率控制电路一边监视调谐度信号，一边进行使频率控制信号变化的扫描动作，在从频率可变振荡器的上限频率或者下限频率中的一个频率开始到不超过另一个频率的范围内进行扫描，频率控制电路在扫描动作结束后，确定对于谐振电路的谐振频率的频率控制信号的值并将其输入频率可变振荡器，此外，为了与谐振频率的偏差(drift)相对应，在确定了频率控制信号的值后，继续进行横跨窄范围的扫描动作，另外，在谐振电路是使用了并列谐振电路的构成，将谐振电感器作为变压器构造构从而能够监视调谐度信号。

另外，在日本特开2008-027705号中记载了下述方案：作为第一电压测定单元而构成为使谐振电感器的次级绕阻与电容器和电阻连接，从而利用于由谐振作用引起的高电压输出的反馈。

另外，在日本特开2008-269836号中记载了下述方案：为了利用于由谐振作用引起的高电压输出的反馈，构成为使谐振电感器的次级绕阻与电容器和电阻连接，间接地检测谐振电压，将变换器驱动频率固定为达到目标电压时的频率。

到此为止，关于具有实现了谐振状态的检测单元，设定为使变换器的驱动频率与谐振频率一致，以实现产生连续的高电压的结构，参照以往技术的方案进行了说明。然而，这种情况至少意味着需要检测实现了谐振状态的检测单元和控制为使变换器的驱动频率与谐振频率一致的单元，无法避免系统的复杂化，存在导致成本增加的问题。并且，谐振电容器、谐振电感器需要用电流耐受量大的元件构成，因此存在导致成本进一步增加的问题。关于这一点，下面说明上述图15的放电灯点亮装置。

如上所述，LC谐振频率由上述谐振电感器(Lh′)的电感与上述谐振电容器(Ch′)的静电电容之积的值决定，因此，如果将上述谐振电感器(Lh′)的电感抑制得较小，上述谐振电容器(Ch′)的静电电容必须为较大的值。究其原因，如果使上述谐振电感器(Lh′)的电感和上述谐振电容器(Ch′)的静电电容两者都变小，会导致谐振频率变得极高，难以使上述变换器(Ui′)动作。但是当使上述谐振电容器(Ch′)的静电电容为较大的值时，如果要通过谐振现象得到足够的电压升高，就要面临流过上述谐振电感器(Lh′)和上述谐振电容器(Ch′)的串联连接电路的电流即谐振电流成为非常大的值的问题。

究其原因，该谐振电流不仅流过上述谐振电容器(Ch′)和上述谐振电感器(Lh′)，而且流过包括上述供电电路(Ux′)、上述变换器(Ui′)的整个电路，因此各部分的电路元件需要使用额定电流较大的元件来耐受较大的谐振电流，无法避免装置的大型化、成本增加。

即使谐振频率变得极高，如果以高次谐振进行动作，除了将上述变换器(Ui′)的动作频率抑制得较低之外，还考虑使上述谐振电容器(Ch′)的静电电容为较小的值的策略，如上所述，谐振电流流过上述变换器(Ui′)，因此特别是开关元件的导通电阻比较大，因此作为谐振电路的Q值较小。因此可知，谐振的衰减剧烈，无法利用高的高次谐振。

因此，只要是利用LC串联谐振，就无法使上述谐振电感器(Lh′)的电感变小，必然导致需要较大的值。然而，在灯的启动结束进入恒定点亮状态，利用灯的光的阶段，上述谐振电感器(Lh′)的大电感会成为非常碍事的存在。具体地说，在将上述谐振电感器(Lh′)或者点火器那样的大电感插入变换器的后级的情况下，存在助长上述极性反转时的光束的超调、振动等问题的现象。

为了避免这样的利用LC串联谐振的情况的问题，考虑不利用LC串联谐振，例如至少在启动时用直流来驱动灯的方法。例如，日本特许第4244914号提出了：以直流施加无负载开放电压，在其间进行点火器动作，然后进行交流动作。

如上述日本特许第4244914号提出的那样，不利用LC串联谐振，另外，还具有对辉光放电时的电极加热的特别的作用机构，在启动时点火器的放电开始后单纯进行直流驱动的情况下，促进从辉光放电到电弧放电的迁移的机构仅有被施加的无负载开放电压的高度，因此供电电路需要产生例如高达300V左右的无负载开放电压。这样，变换器设于供电电路的后级，因此构成变换器的元件必须选择电压耐受量较高的。然而，FET等开关元件的电压耐受量越高越昂贵，导致损失变大，因此需要用于散热对策的成本，因此整体上成本变高，还存在无法小型轻型化等的问题。

并且，如上述日本特许第4244914号提出的那样，在启动时，单纯进行直流驱动的情况下，如果不多加注意进行控制就有可能对灯造成破坏，要注意这一点。在启动时，当开始主放电时，上述放电灯(Ld)的上述电极(E1、E2)中作为阴极的一侧电极未附着有水银等的凝结、凝固物的情况下，发生辉光放电。在附着有这种凝结、凝固物的情况下，发生被称为场致发射的电弧放电那样的放电，利用放电使这些凝结、凝固物蒸发枯竭时转入辉光放电。然后，当由辉光放电导致足以发生热电子释放的电弧放电的电极温度时，转入电弧放电。

该状况在以直流或者交流中的任一种对灯进行驱动的方式中也同样，因此判断为不能避免在高电压的辉光放电的状态和低电压的场致发射或者电弧放电的状态之间发生迁移。但是，如上述日本特许第4244914号所记载的那样，至少在启动时进行直流驱动方式的情况下，在从高电压的辉光放电的状态向低电压的场致发射或者电弧放电的状态迁移时，蓄积在供电电路(Ux′)的平滑电容器中的电荷作为冲击电流流过放电灯，因此，如果不多加注意进行控制不使该冲击电流过大，有可能会对灯造成破坏。

在该点中，如利用LC串联谐振的方案那样将电感器串联插入灯，使变换器(Ui′)高频动作的方式的情况下，电感器的阻抗高，因此冲击电流的峰值被抑制，由此，存在将对灯造成破坏的可能性抑制得低的优点。

如上所述利用LC串联谐振的方案那样，电感器串联插入灯使变换器(Ui′)高频动作方式所具有的优点体现在从灯发生绝缘破坏转入电弧放电的步骤中。但是，放电灯点亮装置为了实现稳定点亮状态，在从灯中发生绝缘破坏转入电弧放电结束之后，还必须安全并可靠地完成使变换器的驱动频率从高谐振频率转入最终的稳定点亮状态的低频的步骤，这是存在的问题。

例如，在日本特开2007-242586号中提出了在启动时以直流或者交流进行驱动，并且高频度地叠加灯启动所需的高电压的方式，但是并没有提及在以交流启动的情况下，关于使频率下降到最终的稳定点亮状态的低频为止时的下降方式。

在以往全部技术中，关于在放电灯施加高电压时和稳定时的切换变换器的驱动频率的技术，可以举出在其过程中包括如下功能的技术：从辉光放电可靠地转入电弧放电的谐振启动的功能，或者，短时间收敛电流仅向施加高频的启动方式中见到的放电灯电极的单侧方向流通的非对称放电现象，并且抑制对电极的损伤并且由放电灯电极的两个方向稳定的转入点亮的功能等。

为了改善上述方案，以往提出了有效地切换或改变变换器的频率的方法，或者切换流向放电灯的电流值的方法。

在日本特开平03-167795号中记载了下述方案：在检测到放电灯的放电开始时，使开关元件的动作频率从无负载时的频率逐渐转变为点亮时的频率而变为非对称放电时，由于没有急剧地降低频率，因此能够防止向点亮的方向流动极端的过电流。

另外，在日本特开平04-121997号中记载了下述方案：在灯启动后从谐振频率或者该附近的频率开始向低频率切换，或者连续地降低频率。

另外，在日本特开平04-342990号中记载了下述方案：在放电灯启动时，以输出频率为LC串联谐振电路的谐振频率附近的频率的状态驱动变换器，若灯电流检测单元的输出超过规定值，将变换器的输出或者频率切换为减少后的预先确定的值。

另外，在日本特开平07-169583号中记载了下述方案：设置使直流-交流变换电路的输出电压的频率变化的频率控制单元，在通过点亮判断单元判断出放电灯为非点亮状态时，频率控制单元将直流-交流变换单元的输出电压的频率升高至足以引起电感器以及电容器的串联谐振的值，此外，在通过点亮判断单元判断出放电灯为点亮状态时，频率控制单元降低直流-交流变换电路的输出电压的频率。

另外，在日本特开平07-230882号中记载了下述方案：在启动后的规定期间，通过串联谐振电路的谐振频率以上且谐振频率附近的频率使变换器部连续动作。

另外，在日本特开平08-124687号中记载了下述方案：具有频率切换控制电路，该频率切换控制电路仅在谐振电路无负载时以高次谐振频率使全桥动作，在点亮后向灯施加低频率的电压。

另外，在日本特开平11-265796号中记载了下述方案：在判断出放电灯已转变为点亮状态判断时，将频率切换为减少后的预先确定的值。

另外，在日本特开2004-265707中记载了下述方案：使用LC谐振电路使全桥高次谐振频率动作，在点亮后向灯施加低频率的电压，在谐振电路使产生高电压的期间与输出直流电压的期间或者不同的期间交替重复。

另外，在日本特开2008-171742中记载了下述方案：在从灯启动开始经过规定时间后，判断是根部放电还是前端放电，在前端放电的情况下从高频动作切换到低频恒定动作，在根部放电的情况下继续高频动作。

另外，在日本特开2007-005260中记载了下述方案：具有切换在两电极间流动的电流的切换部，若用于判断放电灯是全波放电还是非对称放电的判断电路判断为全波放电，则向放电灯供给所设定的恒流以使放电灯在规定期间内向稳定点亮状态转变，另一方面，若判断电路判断为半波放电，则向放电灯DL供给峰值比上述恒流大的电流。

专利文献1：日本特开平02-215091号

专利文献2：日本特开平03-102798号

专利文献3：日本特开平04-017296号

专利文献4：日本特开平04-272695号

专利文献5：日本特开平10-284265号

专利文献6：日本特开2000-195692号

专利文献7：日本特开2001-338789号

专利文献8：日本特开2002-151286号

专利文献9：日本特开2004-146300号

专利文献10：日本特开2004-221031号

专利文献11：日本特开2005-038813号

专利文献12：日本特开2005-050661号

专利文献13：日本特开2005-038814号

专利文献14：日本特开2008-243629号

专利文献15：日本特开昭52-121975号

专利文献16：日本特开昭55-148393号

专利文献17：日本特开2000-012257号

专利文献18：日本特表2001-501767号

专利文献19：日本特表2001-511297号

专利文献20：日本特表2001-515650号

专利文献21：日本特开2004-095334号

专利文献22：日本特开2004-127656号

专利文献23：日本特开2004-327117号

专利文献24：日本特表2005-520294号

专利文献25：日本特表2005-515589号

专利文献26：日本特表2005-507554号

专利文献27：日本特表2005-507553号

专利文献28：日本特开2007-103290号

专利文献29：日本特开2007-173121号

专利文献30：日本特开2007-179869号

专利文献31：日本特开2008-027705号

专利文献32：日本特开2008-269836号

专利文献33：日本特开平03-167795号

专利文献34：日本特开平04-121997号

专利文献35：日本特开平04-342990号

专利文献36：日本特开平07-169583号

专利文献37：日本特开平07-230882号

专利文献38：日本特开平08-124687号

专利文献39：日本特开平11-265796号

专利文献40：日本特开2004-265707号

专利文献41：日本特开2008-171742号

专利文献42：日本特开2007-005260号

专利文献43：日本特开2007-242586号

专利文献44：日本特许第4244914号

如上所述，在用谐振启动方式的情况下，存在需要检测实现谐振状态的检测单元和控制以使变换器的驱动频率与谐振频率一致的单元，并且谐振电容器/谐振电感器需要用电流耐受量大的元件构成，从而导致成本增加的问题。另一方面，如上所述，存在如下问题：在启动时进行直流驱动的方式的情况下，变换器的开关元件需要电压耐受量较高，整体成本变高，还不利于小型轻型化，并且如果不多加注意进行控制就有可能对灯造成损坏。

因此，作为解决全部这些问题的方案，考虑不用LC谐振而以高频率的交流驱动来进行启动的方式。但是，在该方式的情况下必须解决的课题是：必须安全且可靠地结束上述使变换器的驱动频率从高频率转入最终的稳定点亮状态的低频的步骤。即使转入辉光放电或者电弧放电状态，在封入灯中的放电物质全部气化以前，也总是存在发生放电中断的可能性。例如在封入水银的高压水银灯的情况下，从附着于作为阴极的电极的液体水银发生被称为场致发射的电弧放电，但是当液体水银枯竭时会返回辉光放电，但是辉光放电比电弧放电电压高，因此在供电电路无法立即提供足以维持辉光放电的电压的情况下，有可能导致放电中断。虽然存在提高供电电路的能力以使该现象的产生概率为零的方案，但是通常会导致成本增加，因此并不现实，因此，在发生放电中断时，需要能立即再次开始启动的结构。

另外，如果即使随着启动在灯中发生绝缘破坏，成功地开始放电，也不能相对于高频交流的两个方向的电流的方向在短期间内结束从辉光放电转入电弧放电，那么发生对放电灯的电极的溅射现象的时间变长，灯泡内面会发生黑化，结果是有可能引起寿命的恶化。特别是，向单侧电流方向的放电不转入电弧放电的所谓非对称放电经过长期间，例如持续到转入低频后的情况下，会对上述灯寿命带来负面影响。

发明内容

本发明要解决的课题在于促进消除非对称放电的状态，提供在启动时确保放电灯的可靠点亮性的放电灯点亮装置。

本发明的技术方案1的放电灯点亮装置，用于点亮对置配置有一对用于主放电的电极(E1、E2)的放电灯(Ld)，其特征在于：具有：供电电路(Ux)，对上述放电灯(Ld)供电；供电控制电路(Fx)，控制上述供电电路(Ux)；变换器(Ui)，设置于上述供电电路(Ux)的后级，使施加到上述放电灯(Ld)的电压极性反转；周期驱动电路(Uj)，生成用于周期驱动上述变换器(Ui)的周期性信号即变换器驱动信号(Sj)；变压器(Th)，具有初级侧绕组(Ph)和次级侧绕组(Sh)；以及间歇性电压施加单元(Uk)，用于对上述初级侧绕组(ph)进行电压施加驱动，上述变压器(Th)的上述次级侧绕组(Sh)插设于连接上述变换器(Ui)的输出和用于上述放电灯(Ld)的主放电的上述电极的路径的中途，由此，上述次级侧绕组(Sh)所产生的电压能叠加于上述变换器(Ui)的输出电压并施加到上述放电灯(Ld)的上述电极(E1、E2)之间，在上述放电灯(Ld)的启动序列中，上述周期驱动电路(Uj)生成上述变换器驱动信号(Sj)，使得上述变换器(Ui)的频率为高于稳定点亮频率(fstb)的启动初始频率(fini)，并且，上述供电控制电路(Fx)进行控制，使得上述供电电路(Ux)输出足够维持上述放电灯(Ld)的放电的电压即无负载开放电压(Vop)，然后，上述周期驱动电路(Uj)生成上述变换器驱动信号(Sj)，使得上述变换器(Ui)的频率从作为上述启动初始频率(fini)的频率逐渐降低直到达到第1临界频率(fj1)，当上述变换器(Ui)的频率达到上述第1临界频率(fj1)时，上述周期驱动电路(Uj)生成上述变换器驱动信号(Sj)，使得上述变换器(Ui)的频率为稳定点亮频率(fstb)，并且，上述供电控制电路(Fx)进行控制，使得上述供电电路(Ux)输出足够维持上述放电灯(Ld)的放电的电流。

本发明的技术方案2的放电灯点亮装置的特征在于：在技术方案1的发明中，当上述变换器(Ui)的频率达到上述第1临界频率(fj1)时，上述周期驱动电路(Uj)在生成上述变换器驱动信号(Sj)使得上述变换器(Ui)的频率成为稳定点亮频率(fstb)之前，插入如下动作：以上述变换器(Ui)的频率成为比上述第1临界频率(fj1)低的第2临界频率(fj2)的方式生成上述变换器驱动信号(Sj)之后，以上述变换器(Ui)的频率逐渐降低直到达到上述稳定点亮频率(fstb)的方式生成上述变换器驱动信号(Sj)。

本发明的技术方案3的放电灯点亮装置的特征在于：在技术方案1～2的发明中，与由上述周期驱动电路(Uj)进行的、以上述变换器(Ui)的频率从作为上述启动初始频率(fini)的频率逐渐降低直到达到第1临界频率(fj1)的方式生成上述变换器驱动信号(Sj)的动作并行，上述供电控制电路(Fx)进行控制，以便上述供电电路(Ux)输出逐渐降低的电压，直到达到比上述无负载开放电压(Vop)低的规定电压(Vo2)。

本发明的技术方案4的放电灯点亮装置的特征在于：在技术方案1～3的发明中，具有与上述变压器(Th)连接的电容器(Ch)，设定上述电容器(Ch)的静电电容，使得在上述次级侧绕组(Sh)产生的电压的自由振动频率为3MHz以下，在上述放电灯(Ld)的启动期间中具有如下期间：上述间歇性电压施加单元(Uk)以8000次/秒以上的平均频度进行电压施加驱动，在上述放电灯(Ld)的放电开始后也继续进行电压施加驱动。

本发明的技术方案5的放电灯点亮装置的特征在于：在技术方案4的发明中，构成为在上述变换器(Ui)的后级中的、沿着上述放电灯(Ld)的主放电电流的路径的电感成分的合计为160μH以下。

本发明的技术方案6的放电灯点亮装置的特征在于：在技术方案4或5的发明中，上述间歇性电压施加单元(Uk)包括电压施加驱动用电源(Mh)和电压施加驱动开关元件(Kh)，在上述电压施加驱动开关元件(Kh)的导通状态时，对上述初级侧绕组(ph)施加电压。

【发明效果】

通过应用本发明，能提供实现促进消除非对称放电的状态，在启动时确保放电灯的可靠点亮性的放电灯点亮装置。

附图说明

图1表示简化示出本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的框图。

图2表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一部分的一个方式的简化结构。

图3表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一部分的一个方式的简化结构。

图4表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一部分的一个方式的简化结构。

图5表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一部分的一个方式的简化结构。

图6表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的简化的定时图。

图7表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的简化的定时图。

图8表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的简化的定时图。

图9表示简化示出本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的框图。

图10表示本发明的放电灯点亮装置的一个方式的简化的定时图。

图11表示将本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式简化的定时图。

图12表示将本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式简化的定时图。

图13表示将本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式简化的定时图。

图14表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的波形的实测的图。

图15表示现有的放电灯点亮装置的一个方式的简化结构。

图16表示现有的放电灯点亮装置的一个方式的简化的定时图。

图17表示现有的放电灯点亮装置的一个方式的简化的定时图。

【附图标记说明】

Ch：电容器；

Ch′：谐振电容器；

CPt：电容器；

Cx：平滑电容器；

Dx：惯性二极管；

E1：电极；

E2：电极；

Ex：放电灯点亮装置；

Fx：供电控制电路；

G1：栅极驱动电路；

G2：栅极驱动电路；

G3：栅极驱动电路；

G4：栅极驱动电路；

Gkh：栅极驱动电路；

Gx：栅极驱动电路；

IL：灯电流；

Ih：饱和临界电流值；

Ix：供电电流检测单元；

Kh：电压施加驱动开关元件；

Ld：放电灯；

Lh′：谐振电感器；

Lx：扼流线圈；

Mh：电压施加驱动用电源；

Mx：DC电源；

Ph：初级侧绕组；

Q1：开关元件；

Q2：开关元件；

Q3开关元件；

Q4：开关元件；

Qx：开关元件；

Sf1：变换器控制信号；

Sf2：变换器控制信号；

Sg：栅极驱动信号；

Sh：次级侧绕组；

Si：供电电流检测信号；

Sj：变换器驱动信号；

S1：间歇驱动控制信号；

Sv：供电电压检测信号；

T期间；

T01：节点；

T02：节点；

T11：节点；

T12：节点；

T22：节点；

Ta：期间；

Tb：期间；

Tc：期间；

Td：期间；

Th：变压器；

Ti：周期；

Tj：期间；

Tk：期间；

Tm′：期间；

Tn：期间；

Tp：期间；

Tq：期间；

Uc：变换器驱动电路；

Ui：变换器；

Ui′：变换器；

Uj：周期驱动电路；

Uk：间歇性电压施加单元；

U1：间歇驱动控制电路；

Un′：调谐度检测单元；

Ux：供电电路；

Ux′：供电电路；

Vme：电压；

Vnh：输出电压；

Vo2：电压；

Vop：无负载开放电压；

Vx：供电电压检测单元；

d：同图；

f：频率；

fini：启动初始频率；

fj 1：第1临界频率；

fj2：第2临界频率；

fp：频率；

fstb：稳定点亮频率；

ta：时刻；

td：时刻；

tr：时刻；

ts：时刻；

tt：时刻；

tu：时刻；

tv：时刻；

tw：时刻；

tz：时刻。

具体实施方式

首先，用作为简化示出本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的框图的图1进行说明。降压斩波器、升压斩波器等方式的开关电路构成的供电电路(Ux)根据放电灯(Ld)的状态或者点亮序列输出适当的电压、电流。全桥电路等构成的变换器(Ui)将上述供电电路(Ux)的输出电压变换为例如周期性反转的交流电压并输出，经过变压器(Th)对上述放电灯(Ld)的一对用于主放电的电极(E1、E2)施加电压。间歇性电压施加单元(Uk)与上述初级侧绕组(ph)连接，以能对上述初级侧绕组(ph)间歇地进行电压施加驱动。

此外，在灯的启动时施加的无负载开放电压典型地为大致200V左右，辉光放电时的灯电压典型地为100～200V，刚转入电弧放电后的灯电压典型地为10V左右，上述供电电路(Ux)进行控制，使得在辉光放电时和电弧放电时流通的电流不超过规定的限制电流值。

在启动时，上述供电电路(Ux)输出用于对上述放电灯(Ld)施加无负载释放电压的电压，另一方面，上述间歇性电压施加单元(Uk)以高频度对上述初级侧绕组(Ph)进行电压施加驱动。该电压施加驱动的频度优选例如以8000次/秒以上的平均频度进行电压施加驱动。此外，不是以频率，而是以平均频度来规定电压施加驱动的频度，是因为电压施加驱动不一定需要周期性地进行，也可以周期性紊乱地间歇型驱动。

在上述变压器(Th)中，对于施加到上述初级侧绕组(Ph)或者在上述初级侧绕组(Ph)产生的电压，在上述次级侧绕组(Sh)中，感应与其匝数比相应地变压的电压。在电压施加驱动的期间中，在上述变压器(Th)中蓄积励磁能量，当电压施加驱动结束时，利用上述变压器(Th)的回扫作用释放蓄积的励磁能量，因此在上述次级侧绕组(Sh)产生高电压。在上述次级侧绕组(Sh)产生的高电压例如峰值电压为2kV～5kV左右，该电压一边振动一边逐渐衰减。

通过重复由上述间歇性电压施加单元(Uk)进行的这种电压施加驱动，对于上述放电灯(Ld)的用于主放电的电极(E1、E2)，准连续地实现从上述次级侧绕组(Sh)输出的振动的高电压叠加于从上述供电电路(Ux)输出的电压的状态，在上述放电灯(Ld)的放电空间中发生绝缘破坏，能开始灯的主放电。

图2是表示能在本发明的放电灯点亮装置中使用的图1记载的上述间歇性电压施加单元(Uk)的结构的一例。上述间歇性电压施加单元(Uk)由电压施加驱动用电源(Mh)和采用MOSFET等的电压施加驱动开关元件(Kh)串联连接而构成，在上述电压施加驱动开关元件(Kh)的导通状态时，能对初级侧绕组(Ph)进行电压施加驱动。上述电压施加驱动开关元件(Kh)的控制是根据来自间歇驱动控制电路(U1)的间歇驱动控制信号(S1)经过栅极驱动电路(Gkh)进行的。

作为施加到上述放电灯(Ld)的高电压的脉冲宽度，确保为某个下限值以上，因此对上述次级侧绕组(Sh)的电压振动的振动频率的上限值设有限制，为此优选将具有适当的静电电容的电容器(Ch)并联连接到上述变压器(Th)的上述次级侧绕组(Sh)。另外，在这种情况下，优选上述次级侧绕组(Sh)的电压振动的振动频率的上述上限值为3MHz。

关于上述次级侧绕组(Sh)的电压振动的上述振动频率，在放电灯(Ld)未发生放电时，或者放电灯(Ld)未连接到放电灯点亮装置时，上述间歇性电压施加单元(Uk)的电压施加驱动之间的期间中，用上述次级侧绕组(Sh)产生的电压振动的频率来考虑通常主要是上述电容器(Ch)的静电电容和上述次级侧绕组(Sh)的电感构成的LC谐振电路的谐振频率即可，依存于这些静电电容和电感之积进行计算。但是，在上述次级侧绕组(Sh)中包括浮置静电电容等任意电容器成分的情况下，要对上述谐振频率的计算结果加以校正。

在上述电压施加驱动开关元件(Kh)成为导通状态的瞬间，用于对与次级侧绕组(Sh)连接的上述电容器(Ch)充电的电流急冲地流过上述电压施加驱动开关元件(Kh)而可能使其破损的情况下，也可以将电阻、线圈等电流限制元件串联插入上述电压施加驱动开关元件(Kh)。上述间歇驱动控制电路(U1)能由以作为上述的由上述间歇驱动控制信号(S1)进行的电压施加驱动的平均频度所希望的频率振荡的简单的多谐振荡器构成。并且，在放电灯的启动序列中，等待直到结束转入上述灯的电弧放电，上述间歇驱动控制电路(U1)停止生成上述间歇驱动控制信号(S1)即可。

图3表示将能在本发明的放电灯点亮装置中使用的上述供电电路(Ux)具体化的一个例子。以降压斩波器电路为基本的上述供电电路(Ux)接受由PFC等DC电源(Mx)提供的电压来进行动作，调整对上述放电灯(Ld)的供电量。在上述供电电路(Ux)中，构成为由FET等开关元件(Qx)使来自上述DC电源(Mx)的电流导通/截止，能经过扼流线圈(Lx)对平滑电容器(Cx)进行充电，对上述放电灯(Ld)施加该电压，使电流流过上述放电灯(Ld)。

此外，在上述开关元件(Qx)为导通状态的期间，利用通过上述开关元件(Qx)的电流直接对上述平滑电容器(Cx)充电和对作为负载的上述放电灯(Ld)供给电流，并且在扼流线圈(Lx)中以磁束的形式蓄积能量，在上述开关元件(Qx)为截止状态的期间，利用以磁束形式蓄积于上述扼流线圈(Lx)的能量经过惯性二极管(Dx)对上述平滑电容器(Cx)充电，并对上述放电灯(Ld)供给电流。此外，前面关于图2说明的图1中的上述供电电路(Ux)的停止状态是指上述开关元件(Qx)以截止状态停止的状态。

在上述降压斩波器型的上述供电电路(Ux)中，能利用上述开关元件(Qx)为导通状态的期间相对于上述开关元件(Qx)的动作周期之比即占空比来调整对上述放电灯的供电量。在此，由供电控制电路(Fx)生成具有某个占空比的栅极驱动信号(Sg)，经过栅极驱动电路(Gx)控制上述开关元件(Qx)的栅极端子，由此控制来自上述DC电源(Mx)的电流的导通/截止。

流过上述放电灯(Ld)的电极(E1、E2)间的灯电流和电极(E1、E2)之间产生的灯电压能利用供电电流检测单元(Ix)和供电电压检测单元(Vx)进行检测。此外，上述供电电流检测单元(Ix)能用分流电阻，另外，上述供电电压检测单元(Vx)能用分压电阻来简单实现。

来自上述供电电流检测单元(Ix)的供电电流检测信号(Si)和来自上述供电电压检测单元(Vx)的供电电压检测信号(Sv)输入上述供电控制电路(Fx)。上述供电控制电路(Fx)为了在灯启动时没有流通灯电流的期间对灯施加无负载开放电压，反馈地生成上述栅极驱动信号(Sg)以输出规定的电压。另外，上述供电控制电路(Fx)在灯启动流过放电电流时，反馈地生成上述栅极驱动信号(Sg)以输出目标灯电流。在此，上述目标灯电流依存于上述放电灯(Ld)的电压，投入上述放电灯(Ld)的电力基本是为规定电力的值。但是，刚启动之后，上述放电灯(Ld)的电压较低，无法提供额定电力，因此上述目标灯电流控制为不超过称为初始限制电流的固定的限制值。然后，当温度上升并且上述放电灯(Ld)的电压上升，投入规定电力所需的电流为上述初始限制电流以下时，顺利转入能实现上述规定的电力投入的状态。

图4是将能在本发明的放电灯点亮装置中使用的变换器(Ui)简化的一个例子。变换器(Ui)由采用了FET等开关元件(Q1、Q2、Q3、Q4)的全桥电路构成。各个开关元件(Q1，Q2，Q3，Q4)分别由各栅极驱动电路(G1、G2、G3、G4)驱动，在上述栅极驱动电路(G1、G2、G3、G4)中，利用由变换器的变换器驱动电路(Uc)生成的变换器控制信号(Sf1，Sf2)经由栅极驱动电路(G1、G2、G3、G4)进行控制，使得在一方对角要素的上述开关元件(Q1)和上述开关元件(Q3)为导通状态的相位中，另一方对角要素的上述开关元件(Q2)和上述开关元件(Q4)维持截止状态，相反，在另一方对角要素的上述开关元件(Q2)和上述开关元件(Q4)为导通状态的相位中，一方对角要素的上述开关元件(Q1)和上述开关元件(Q3)维持截止状态。在进行上述2个相位的切换时，插入上述开关元件(Q1、Q2、Q3、Q4)全部为截止状态的称为停顿时间(dead time)的期间。

此外，在上述开关元件(Q1、Q2、Q3、Q4)是例如MOSFET的情况下，在元件自身内置有以从源极端子向漏极端子为顺方向的寄生二极管(省略图示)，但是在双极晶体管这样不存在上述寄生二极管的元件的情况下，在上述相位切换时或者停顿时间的期间中，会流过由存在于变换器(Ui)的后级的电感成分引起的感应电流，由此有可能由于产生逆电压而使元件破损，因此希望反并联连接与上述寄生二极管相当的二极管。上述开关元件(Q1、Q2、Q3、Q4)由接受从上述周期驱动电路(Uj)输出的上述变换器驱动信号(Sj)的信号的变换器驱动电路(Uc)驱动。

然而，为了有效地对辉光放电状态的灯进行能量注入，需要放电灯点亮装置的电压超过灯的辉光放电电压。如上所述，当主放电开始时，上述放电灯(Ld)的上述电极(E1、E2)中作为阴极的一侧电极未附着有水银等凝结、凝固物的情况下，发生辉光放电。在附着有这种凝结、凝固物的情况下，发生被称为场致发射的电弧放电那样的放电，当由于放电使这些凝结、凝固物蒸发枯竭使转入辉光放电。然后，当达到足以发生由辉光放电放出热电子的电弧放电的电极温度时，转入电弧放电。

为了适当地转入这样的电弧放电，在辉光放电的期间内需要对灯进行适当的能量注入。如果在能量注入不足的情况下，有可能发生主放电中断，此时需要从启动器的绝缘破坏再次试行，多次重复这种过程时有可能会对灯造成损伤，相反，在能量注入过大的情况下，当然也会存在对灯造成损伤的可能性，此时的损伤表现为任何情况下灯泡的黑化。究其原因，本来辉光放电伴随着由电压比较高的电场加速的阳离子与阴极碰撞的现象，阳离子比电子重，因此当它与电极碰撞时会引起将钨等电极材料弹飞的现象即溅射，弹飞的电极材料会附着于灯泡的内面。

然而，能量已由电力和时间之积确定，上述能量注入过大情况下的损伤仅在电力过大的情况下产生。究其原因，推测为只要投入电力为适当的大小，注入能量随时间的经过单调增大，电极温度也随之上升，辉光放电结束，转入电压低的电弧放电，由此灯自身自动打断辉光放电中的能量注入，避免注入能量过大的自动控制机构工作，因此不发生有害程度的灯泡的黑化。但是，与此相对，在投入电力过大的情况下，推测为，在结束转入电弧放电之前，上述自动控制机构没有工作的余地，瞬间发生大量阳离子的电极攻击，弹飞的大量电极材料附着于灯泡的内面，因此导致程度较重的灯泡黑化。

上述间歇性电压施加单元(Uk)的周期性或者间歇性的电压施加驱动非常适合于有效地对这种辉光放电状态的灯进行能量注入。究其原因，可以说，上述间歇性电压施加单元(Uk)的周期性或者间歇性的电压施加驱动是脉冲性地进行能量注入，与其说辉光放电的经过时间，不如说是能量脉冲的个数一个个增加，等得到能转入电弧放电所需且足够的能量，转入电弧放电就成为必然的现象。

如上所述，在辉光放电的期间，灯的阻抗较小，因此不会发生上述的由上述变压器(Th)的回扫作用引起的上述次级侧绕组(Sh)产生高电压。但是，在上述间歇性电压施加单元(Uk)的上述初级侧绕组(ph)的电压施加驱动时的所谓正向(forward)动作的期间，设定电压施加驱动用电源(Mh)的电压和上述变压器(Th)的匝数比的关系，使得在上述次级侧绕组(Sh)中感应的电压比辉光放电电压高，即使为了对灯施加无负载开放电压，上述供电电路(Ux)输出的电压比辉光放电的电压低，也能有效地对辉光放电状态的灯进行能量注入。

然而，在由上述间歇性电压施加单元(Uk)进行的电压施加驱动的频度过低的情况下，会抑制从上述能量脉冲的注入起到下次能量脉冲注入为止的期间产生的热辐射导致电极的温度上升，导致无法达到足以产生释放热电子的电弧放电的电极温度。因此，电压施加驱动的频度下降的程度存在下限。作为上述的由上述间歇性电压施加单元(Uk)进行的电压施加驱动的平均频度的下限值的8000次/秒是由该状况而产生的限制值，是通过实验求出的。同样，作为与上述次级侧绕组(Sh)的电压振动有关的自由振动频率的上述上限值即3MHz，是用于避免电压的正弦波的自由振动波形的半波时间幅度过小，无法有效地开始灯的主放电的限制值，是通过实验求出的。

图5是本发明的放电灯点亮装置的实施例的一部分的一个方式的简化结构。如该图所示，如果使变换器(Ui)的开关元件(Q1、Q3)为导通状态，开关元件(Q2、Q4)为截止状态，驱动上述电压施加驱动开关元件(Kh)时，设定上述变压器(Th)的初级次级绕组方向，使得次级侧绕组(Sh)产生的电压相加地叠加于变换器(Ui)的输出电压，则能利用沿图的虚线箭头示出的路线流动的电流对辉光放电状态的放电灯(Ld)供给电力。当利用本发明的这种功能时，为了对灯施加无负载开放电压而使供电电路(Ux)输出的电压降低，上述供电电路(Ux)的最高输出电压能抑制为很高的恒定点亮状态的电弧放置电压的程度。

这样一来，输入设置于上述供电电路(Ux)的后级的上述变换器(Ui)，输出的电压也被抑制得较低，因此上述开关元件(Q1、Q2、Q3、Q4)能使用耐受电压较低的元件。与耐受电压较高的元件相比，耐受电压较低的上述开关元件(Q1、Q2、Q3、Q4)价格便宜并且导通电阻较小，恒定点亮时的损失降低，因此能简化散热对策，能综合实现高效率化、小型轻型化、低成本化。

图6是本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的简化的定时图。本图示出在图1记载的放电灯点亮装置中能产生高电压的情况的例子，(a)表示放电灯点亮装置的输出电压(节点(T41、T42)间的电压)，(b)表示上述间歇驱动控制信号(S1)的状态，(c)表示上述变换器驱动信号(Sj)的状态，可以看出在上述变换器驱动信号(Sj)的每个周期(Ti)都产生了高电压。

上述变换器(Ui)根据上述变换器驱动信号(Sj)以预先设定的启动初始频率(fini)进行驱动。上述间歇驱动控制信号(S1)相对于上述变换器驱动信号(Sj)的初始相位具有期间(Tk)的延迟，活化规定的期间(Tj)。为了排除设于上述变换器控制信号(Sf1、Sf2)的上述停顿时间、上述变压器(Th)的电感引起的极性反转延迟时间等不稳定因素，设定上述期间(Tk)。

在上述间歇驱动控制信号(S1)活化的上述期间(Tj)中，对上述变压器(Th)的上述初级侧绕组(ph)施加电压，但是在上述放电灯(Ld)绝缘破坏之前，对上述变压器(Th)来说是无负载的，因此蓄积励磁能量。此时，对上述放电灯(Ld)施加的电压是对为了对灯施加无负载开放电压而使上述供电电路(Ux)输出的无负载开放电压(Vop)叠加取决于上述变压器(Th)的匝数比而产生的上述次级侧绕组(Sh)的电压的电压(Vme)。当上述间歇驱动控制信号(S1)非活化时，蓄积于上述变压器(Th)的励磁能量释放，在上述次级侧绕组(Sh)产生以自由振动频率振动并且逐渐衰减的高电压。上述期间(Tj)越长产生的电压越高，因此上述期间(Tj)设定为能充分确保必要的电压。

特征在于：上述变换器驱动信号(Sj)和上述间歇驱动控制信号(S1)在周期(Ti)中完全同步动作，高电压仅叠加于无负载开放电压(Vop)的单侧极性。在该方式中，即使上述供电电路(Ux)输出的电压比辉光放电的电压低，也需要如上所述能有效地从辉光放电转入电弧放电所需的能量注入的上述间歇驱动控制信号(S1)的周期。另外，转入电弧放电之后流通的电流依存于上述变压器(Th)的电感造成的阻抗，由上述启动初始频率(fini)规定，因此需要是能充分确保能结束后述非对称放电状态的消除的电流值的上述启动初始频率(fini)的值。在该方式中，构成为这2个要件在相同的周期(Ti)能充分满足。

图7是本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的简化的定时图。该图示出同样在图1记载的放电灯点亮装置中能产生高电压的情况的例子，(a)表示放电灯点亮装置的输出电压(节点(T41、T42)间的电压)，(b)表示上述间歇驱动控制信号(S1)的状态，(c)表示上述变换器驱动信号(Sj)的状态。

在本图的方式中，特征是，上述间歇驱动控制信号(S1)在上述变换器驱动信号(Sj)的周期(Ti)的3/2周期同步动作，作为其结果，变换器动作的每1.5循环的无负载开放电压(Vop)两侧的极性叠加有高电压。

图8是本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的简化的定时图。该图表示同样在图1记载的放电灯点亮装置中能产生高电压的情况的例子，(a)表示放电灯点亮装置的输出电压(节点(T41、T42)间的电压)，(b)表示上述间歇驱动控制信号(S1)的状态，(c)表示上述变换器驱动信号(Sj)的状态。

在本图的方式中，特征是，在变换器动作的单侧极性的半周期中2次高电压叠加。如上述图6、图7、图8那样，如上所述，使上述间歇驱动控制信号(S1)与上述变换器驱动信号(Sj)同步的情况下的相位和频率的关系能根据要使刚转入通过上述变换器(Ui)的动作频率设定的电弧放电之后流通的电流值、叠加的高电压的频度和极性实现何种状态的方针来任意设定。

另外，如在此示出的那样，不仅使上述间歇驱动控制信号(S1)相对于上述变换器驱动信号(Sj)同步，例如在使上述变换器(Ui)的极性反转定时和上述间歇性电压施加单元(Uk)的动作定时一致的情况等中，在能确认有可能由可能会产生的电涌电压、电涌电流覆盖电路的影响处于允许范围内的情况等下，也可以构成为使上述间歇驱动控制信号(S1)相对于上述变换器驱动信号(Sj)不同步。

图9是简化表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的框图。在该图的放电灯点亮装置中，在上述变压器(Th)中，共用初级侧绕组(ph)和次级侧绕组(Sh)，是中间抽头构造。根据这种构造，上述变压器(Th)的初级次级间的要求绝缘性能下降例如绕组的绝缘构造变简单，或者能减少初级和次级合计的绕组匝数，因此有利于上述变压器(Th)的小型轻型化、低成本化。另外，至此关于上述电容器(Ch)主要说明了与上述次级侧绕组(Sh)并联连接的实施例，在本图的放电灯点亮装置中，将上述电容器(Ch)与上述变压器(Th)整体并联连接。

补足上述变压器(Th)。此前说明了具有1个次级侧绕组(Sh)，与放电灯(Ld)的用于主放电的电极(E1、E2)中的任一个连接的方式，但也可以具有2个次级侧绕组，分别与电极(E1、E2)连接，以相互相反的极性施加电压。此时，在将上述电容器(Ch)与次级侧绕组连接的情况下，可以与2个次级侧绕组中的任一个连接，或者也可以与两方连接。上述图9的放电灯点亮装置的结构有利于将上述变压器(Th)的电感值抑制得较小，例如能为160μH以下的程度，能解决上述极性反转时光束的超调、振动等不合适的现象。

用作为简化与本发明相关的放电灯点亮装置的一个方式的定时图的图10进一步说明。本图示出以启动初始频率(fni)使图1、图5、图9等记载的放电灯点亮装置动作，启动上述放电灯(Ld)的情况下，在启动序列的调整阶段等可能观测的波形的例子，(a)表示流过上述放电灯(Ld)的灯电流(IL)的波形，(b)表示上述变换器驱动信号(Sj)的波形，(c)表示上述变换器(Ui)的频率(f)变化的样子。

通过重复上述间歇性电压施加单元(Uk)进行的电压施加驱动，叠加从上述次级侧绕组(Sh)输出的振动的高电压，在时刻(tz)，上述放电灯(Ld)达到绝缘破坏，电流开始流过上述放电灯(Ld)。绝缘破坏后，发生仅向放电灯电极的单侧方向流通电流的非对称放电现象、辉光放电，在辉光放电的发生中，恰如齐纳二极管那样，灯的两个电极间的电压成为灯的放电状态所固有的电压，另外，在辉光放电的期间中，灯的阻抗较小，因此不发生上述变压器(Th)的回扫作用引起的上述次级侧绕组(Sh)产生高电压。

图10表示上述放电灯(Ld)进行非对称放电的状态，在该图的(a)中，作为一个例子描述了在灯电流(IL)的正侧方向流通较多，在负侧方向流通较少。这种波形在灯电流(IL)的正侧方向上为电弧放电而负侧方向上发生辉光放电的情况下容易观测。在辉光放电的期间中，灯电流小，灯电压也高，因此在灯的放电空间中正离子被高能量加速冲击灯的阴极电极，因此如果长期持续辉光放电，由溅射使钨等电极材料跳出放电空间，附着于灯泡的内面，发生灯的黑化现象的问题。因此，在这种非对称放电的期间中，多流通灯电流促进电极的加热，尽早从辉光放电转入电弧放电是有利的。

在灯的启动序列的至少初始阶段中，上述供电电路(Ux)的输出需要维持能输出前面所述的无负载开放电压(Vop)即典型地为大致200V左右的电压的控制状态。其理由是需要能维持灯的辉光放电。前面说明了长期持续辉光放电时会发生灯的黑化现象的问题，但如果不能维持辉光放电，会导致放电电流停止发生中断。另一理由是上述变换器(Ui)的驱动频率为例如100kHz的情况下，它是高频的，上述变压器(Th)的上述次级侧绕组(Sh)的阻抗也变高，由此转入电弧放电，为了维持电弧放电，需要维持上述程度的电压作为施加到上述放电灯(Ld)和上述次级侧绕组(Sh)的串联连接的电压。

前面说明了尽早从辉光放电转入电弧放电是有利的，因此作为方案考虑了如下方法：例如进一步提高无负载开放电压，增加辉光放电时对灯投入的电力。但是，为了能实现该方法，作为上述变换器(Ui)的上述开关元件(Q1、Q2、Q3、Q4)，需要与施加的高的无负载开放电压相应的耐受电压较高的元件，不利于低成本化。

因此，作为在非对称放电期间，用于多流通灯电流来促进电极的加热，尽早从辉光放电转入电弧放电的剩余方案，判断为需要使上述变压器(Th)的上述次级侧绕组(Sh)的高阻抗降低。原本当灯的启动序列结束时，上述变换器(Ui)驱动频率最终转入作为上述放电灯(Ld)的稳定点亮时的周渡数的50Hz--400Hz左右的低频。因此，也许可以认为在结束转入低频的时刻自行解决了上述的由上述次级侧绕组(Sh)的阻抗较高的问题。

但是，在使上述变换器(Ui)的驱动频率突然变为启动时的高频，例如从100kHz附近变为上述低频的情况下，会对上述放电灯(Ld)流通过度的冲击电流。这是由于随着上述变换器(Ui)的频率急剧降低，上述变压器(Th)的上述次级侧绕组(Sh)的阻抗急剧降低，因此然后上述放电灯(Ld)流通冲击电流，其结果是，上述放电灯(Ld)自身的阻抗降低，因此无法追随上述供电电路(Ux)的控制，瞬间发生上述放电灯(Ld)流通的电流的正反馈性的增大，存在有可能对上述放电灯(Ld)、上述变换器(Ui)的上述开关元件(Q1、Q2、Q3、Q4)或者上述供电电路(Ux)的上述开关元件(Qx)等造成损伤的问题。

另外，在上述放电灯(Ld)的非对称放电的状态中，若对上述电极(E1、E2)中成为阴极的周期中不进行电弧放电的一侧电极，不促进加热以能使其开始释放热电子，就不能消除非对称放电的状态。在这样的状态中，在上述变换器(Ui)的交流驱动的一个周期内重复对灯投入电力大的半周期和小的半周期，在对灯的投入电力小的半周期的期间，不能开始释放热电子的一侧的电极温度下降。如果保持不消除非对称放电的状态突然使上述变换器(Ui)的驱动频率转入低频，则使各半周期的时间急剧变长，因此无法开始释放热电子一侧的电极温度在变长的对灯投入电力小的半周期的期间过度下降，无法维持上述放电灯(Ld)放电，产生中断的可能性变高。

回顾此前的说明，判断为需要在灯的启动序列中，当使上述变换器(Ui)的驱动频率转入最终上述放电灯(Ld)的稳定点亮时的低频时，不是急剧转入，而是包括从启动初始频率(fini)逐渐降低频率的步骤，转入最终的低频。

图10表示在时刻(tz)，上述放电灯(Ld)达到绝缘破坏使上述放电灯(Ld)开始流通电流之后，使发生上述变换器(Ui)的极性反转的周期逐渐变长来使上述变换器(Ui)动作的样子。(a)的上述灯电流(IL)的波形使(b)的上述变换器驱动信号(Sj)积分地同步，呈锯齿状波形状的波形，简单说明其中代表性的期间(Tp)的电流波形。

图的(a)的上述灯电流(IL)对应于正侧(图中的上侧)引起电弧放电的方向。例如，上述变换器(Ui)的输入电压即上述供电电路(Ux)的输出电压为200V，上述放电灯(Ld)的电弧放电电压为20V时，上述灯电流(IL)以施加给上述变压器(Th)的上述次级侧绕组(Sh)的电压即200V与20V的电压差除以上述次级侧绕组(Sh)的电感值而算出的速度增加。与上述供电电路(Ux)的输出电压相比电弧放电电压足够小，因此上述灯电流(IL)中的锯齿状波形状的波形的峰值大致与上述供电电路(Ux)的输出电压成比例，还与上述变换器(Ui)的半周期的时间成比例。因此，如果上述供电电路(Ux)的输出电压增加，上述灯电流(IL)的最大值也增加，如果上述变换器(Ui)的周期增加，上述灯电流(IL)的最大值也增加。

在上述变换器(Ui)沿图中的正侧方向流通电流的半周期中，交替重复下述动作：上述次级侧绕组(Sh)中蓄积磁能量并使上述灯电流(IL)增加，从上述变换器(Ui)经过上述次级侧绕组(Sh)向上述放电灯流通电流，当上述变换器(Ui)的极性反转时，上述次级侧绕组(Sh)所蓄积的磁能量释放并使上述灯电流(IL)减少。这样，上述变换器(Ui)的驱动频率向低频率连续降低，由此能使上述灯电流(IL)的最大电流值逐渐增加，因此对成在为阴极的周期中不进行电弧放电的一侧电极促进加热来使其开始释放热电子，消除非对称放电的状态，能得到防止中断的效果。

然而，在本图的期间(Tq)中，上述灯电流(IL)的波形与上述期间(Tp)中的理想的锯齿状波形状不同，在其峰值附近流通过大电流，并且，上述变换器(Ui)的驱动频率越低该过大电流越大。这是由于上述灯电流(IL)超过上述变压器(Th)的上述次级侧绕组(Sh)的饱和临界电流值(Ih)，上述变换器(Ui)的驱动频率越低，超过上述饱和临界电流值(Ih)的期间越长。

用本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式简化的定时图即图11来进一步说明。本图的(a)表示放电灯点亮装置的输出电压(节点(T41、T42)间的电压)波形，(b)表示上述供电电路(Ux)的输出电压(Vo)的波形，(c)表示上述间歇性电压施加单元(Uk)的频率(f)的变化的样子，(d)表示上述变换器(Ui)的频率(f)的变化的样子。首先，在时刻(tr)上述放电灯(Ld)的启动序列开始。该图的(a)的波形被涂黑描述的是如用示波器长时间范围观测高频波形的情况所见的，无法分解显示振动的电压波形而仅显示在上侧峰值和下侧峰值之间往复的信息的状况的示意图。该状况在后述的图14、上述图16、图17中也同样。

上述变换器(Ui)设定为能控制刚绝缘破坏后流通的最佳电流值的启动初始频率(fini)，并且开始上述间歇性电压施加单元(Uk)对上述变压器(Th)的上述初级侧绕组(Ph)的间歇的电压施加驱动，在主放电灯点亮装置的输出电压中立即产生高电压。然后不久上述放电灯(Ld)中发生绝缘破坏，开始流通上述灯电流(IL)。从上述图11的(b)的波形可以判断，上述供电电路(Ux)从启动序列的开始始终输出无负载开放电压(Vop)并供给至上述变换器(Ui)。上述间歇性电压施加单元(Uk)继续动作，因此即使上述放电灯(Ld)中发生放电中断也会立即产生高电压，叠加于无负载开放电压(Vop)而施加到上述放电灯(Ld)，因此实现能立即开始再次放电的状态。

在时刻(tt)，如上所述，开始包括使上述变换器(Ui)的驱动频率从启动时的高频(即上述启动初始频率(fini))逐渐降低的步骤，转入最终的低频的序列，由此，如上所述，流通较多灯电流，促进电极的加热。其结果是，上述灯电流(IL)即使处于偏向单侧极性的状态，也能逐渐转入改善正负平衡的状态，逐渐消除非对称放电的状态。

然后，在上述变换器(Ui)的频率降低到第1临界频率(fj1)的时刻(tu)，解除控制为输出此前的无负载开放电压(Vop)的状态(电压控制模式)，例如为了切换到控制为使上述供电电流检测信号(Si)成为目标值的状态(电流控制模式)，变更上述供电电路(Ux)的控制模式，并且控制为使上述变换器(Ui)的频率急剧降低直到第2临界频率(fj2)。在此，所谓控制为使上述供电电流检测信号(Si)成为目标值的状态(电流控制模式)，是指上述供电控制电路(Fx)在灯启动并流过放电电流时反馈性地生成上述栅极驱动信号(Sg)来输出目标灯电流这一内容的说明中描述的动作。

通过这样控制，上述变换器(Ui)的频率变得足够低，因此上述变压器(Th)的上述次级侧绕组(Sh)的阻抗足够低，上述供电电路(Ux)的电压大致等于上述放电灯(Ld)所呈现的灯电压，因此，上述供电电路(Ux)的输出电压不需要成为无负载开放电压那样高的电压。当然，上述变压器(Th)的高电压的叠加也变得不需要，因此上述间歇驱动控制电路(U1)非活化，上述间歇性电压施加单元(Uk)停止。这样，上述变换器(Ui)的频率足够低，另外，在上述供电电路(Ux)的输出电压足够低到上述放电灯(Ld)的电弧放电电压程度的状态下，上述图10的(a)所记载的上述灯电流(IL)的快速变化、峰值不存在，因此能通过对上述供电电流检测信号(Sj)的控制来正确控制上述灯电流(IL)。结果是，能避免上述灯电流(IL)超过上述变压器(Th)的上述次级侧绕组(Sh)的饱和临界电流值(Ih)而引起的上述灯电流(IL)的过大电流的产生。

描述了到时刻(tu)为止，上述图11的(c)所表示的上述间歇性电压施加单元(Uk)的频率随着该图(d)所表示的上述变换器(Ui)的频率的变化而变化。这是由于如对上述图6、图7、图8进行的说明那样，在使上述变换器(Ui)的驱动频率变化的过程中也总是维持上述间歇驱动控制信号(S1)和上述变换器驱动信号(Sj)之间，即，上述间歇性电压施加单元(Uk)的动作和上述变换器(Ui)的动作之间要成立的特定的相位关系。但是，有可能发生上述放电灯(Ld)的放电中断的期间通常在上述时刻(tt)为止结束，因此也可以在该时刻使上述间歇驱动控制电路(U1)非活化，使上述间歇性电压施加单元(Uk)停止，在这种情况下，如上述图11的(c)所表示的那样，不需要进行使上述间歇性电压施加单元(Uk)的频率随着上述变换器(Ui)的频率的变化而变化的控制。

此外，在上述时刻(tu)，同时切换上述变换器(Ui)的频率和上述供电电路(Ux)中的上述控制模式，因此会由于微妙的切换定时的偏差(抖动)，在上述时刻(tu)对上述放电灯(Ld)流过冲击电流。使用逐脉冲控制技术来限制上述开关元件(Qx)的导通状态期间的长度，或者放电灯点亮装置自身能控制时刻(tu)的出现，因此在时刻(tu)即将出现之前将上述供电电路(Ux)的输出电压或者输出电流的目标值设定为较低，对上述开关元件(Qx)的导通状态的期间长度加以限制等方案，能避免流通上述冲击电流的现象。

在施加了无负载开放电压的状态下，由于饱和现象是非线形现象，因此，上述变压器(Th)的上述次级侧绕组(Sh)开始饱和为止的正确时间，无法如上所述通过施加给上述次级侧绕组(Sh)的电压除以其电感值算出的速度单纯地计算，因此希望包括上述次级侧绕组(Sh)的上述饱和临界电流值(Ih)偏差来实验性地求出并设定上述第1临界频率(fj1)。在上述图11中，描述了控制为在上述变换器(Ui)的频率减低到上述第1临界频率(fjI)为止的上述时刻(tu)，立即使上述变换器(Ui)的频率降低到上述第2临界频率(fj2)的情况，但是为了消除非对称放电的状态，需要实灯的上述电极(E1、E2)的热平衡达成的时间，因此在使上述变换器(Ui)的频率降低到上述第2临界频率(fj2)之前，在上述第1临界频率(fjI)的状态中，控制为待机适当的时间，由此能增加消除非对称放电状态的可靠性。

此外，不使上述变换器(Ui)的频率从上述第1临界频率(fj1)直接转入到上述稳定点亮频率(fstb)，而是暂时转入上述第2临界频率(fj2)后，逐渐转入到上述稳定点亮频率(fstb)的理由如下：在使上述变换器(Ui)的频率从上述第1临界频率(fj1)急剧降低的时刻，如果在没有完成非对称状态的状态消除的情况下，转入上述第2临界频率(fj2)之后，完成转入到上述稳定点亮频率(fstb)之前，使非对称放电状态的消除完成。

因此，前面说明了在使上述变换器(Ui)的频率降低到上述第2临界频率(fj2)前，在上述第1临界频率(fj1)的状态下，控制为待机适当的时间，通过实施该方案，或者，不实施该方案，通过例如将热容量设计得较小使得容易实现灯的上述电极(E1、E2)的热平衡，即温度容易上升等，从而在使上述变换器(Ui)的频率从上述第1临界频率(fj1)急剧降低的时刻，如果完成非对称放电状态的消除的情况下，也可以控制为使上述变换器(Ui)的频率从上述第1临界频率(fjI)直接转入(转入时间为零)到上述稳定点亮频率(fstb)。此时的上述变换器(Ui)的频率的控制的样子在本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式简化的定时图即图12中示出。

如上所述，由上述放电灯(Ld)中的放电加热引起的上述电极(E1、E2)的温度上升很重要，它取决于投入灯的电力、电极的热电容。从上述说明可知，投入灯的电力不仅由以上述变换器(Ui)的频率为参数的上述变压器(Th)的上述次级侧绕组(Sh)的阻抗规定，也由上述供电电路(Ux)的输出电压规定。由此，对于从上述时刻(tt)到上述时刻(tu)的转入期间的长度的最佳值，依存于该转入期间的上述供电电路(Ux)的输出电压、上述电极(E1、E2)的热电容，因此需要实验性地求出。从上述时刻(tu)到上述时刻(tv)为止的转入期间的长度的最佳值也包括上述转入时间为零的情况，同样需要实验性地求出。此外，从上述第2临界频率(fj2)转入最终的稳定点亮状态的低频即稳定点亮频率(fstb)时的频率的降低速度，在上述图11中描述为与从上述时刻(tt)的频率降低速度同样，但是这些降低速度也可以不同。

然而，关于上述的使上述变换器(Ui)驱动频率从启动时的高频逐渐频率降低的序列的开始点即上述时刻(tt)的设定方法，例如可以最简单地设为从上述启动序列的开始点即上述时刻(tr)经过规定长度的时间的时刻。或者，也能设为从上述放电灯(Ld)发生绝缘破坏、开始流通上述灯电流(IL)的上述时刻(ts)起，经过规定长度的时间的时刻。并且，也可以从开始流通上述灯电流(IL)，其电流值增加到与电弧放电相当的值为止的时刻(tw)起，经过规定长度的时间(包括零)的时刻。此外，开始流通上述放电灯(Ld)，或者，其电流值增加到与电弧放电相当的值为止，能监视来自上述供电电流检测单元(Ix)的上述供电电流检测信号(Si)，根据其超过规定值来检测。

如上所述，上述灯电流(IL)超过上述变压器(Th)的上述次级侧绕组(Sh)的上述饱和临界电流值(Ih)的现象，在上述变换器(Ui)的驱动频率低过临界的情况下发生。上述饱和临界电流值(Ih)的大小依存于构成上述次级侧绕组(Sh)的芯材料的物理性质、形状、体积，因此，例如为了实现良好的灯寿命而存在要设定为上述第1临界频率(fj1)的值时，必须选择能实现该值的芯材料，因此存在对低成本化、放电灯点亮装置的小型轻型化产生较大制约的问题。

为了避免该问题，上述周期驱动电路(Uj)进行的生成上述变换器驱动信号(Sj)使得上述变换器(Ui)的频率从作为启动初始频率(fini)起到达到第1临界频率(fj1)为止逐渐降低的动作并行，上述供电控制电路(Fx)进行控制，使得在达到比上述无负载开放电压(Vop)低的规定电压(Vo2)之前，上述供电电路(Ux)输出逐渐降低的电压即可。究其原因，如上所述，上述变压器(Th)的次级侧绕组(Sh)的电流的峰值与上述变换器(Ui)的半周期的时间成比例，与上述供电电路(Ux)的输出电压也成比例，因此通过这样进行控制，控制为随着时间的经过，前者的半周期的时间增加，而后者的供电电路的输出电压降低，因此，与供电电路的输出电压固定的情况相比，上述变压器(Th)的上述次级侧绕组(Sh)的电流峰值的增加速度慢。

本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式简化的定时图即图13表示该情况。图中(a)表示上述变换器(Ui)的驱动频率的变化的样子，(b)表示上述供电电路输出电压(Vo)的波形。这样控制上述供电电路(Ux)的输出电压和上述变换器(Ui)的驱动频率，由此上述变换器(Ui)的驱动频率从上述时刻(tt)起从启动时的高频逐渐降低的序列的开始时刻的条件，即上述无负载开放电压(Vop)、上述变换器(Ui)的频率，与关于上述图11说明的情况完全相同，并且不会发生超过上述饱和临界电流值(Ih)的现象，能设定更低的上述第1临界频率(fj1)。

此外，在上述图13中，描述了上述变换器(Ui)的频率开始降低和上述供电电路(Ux)的输出电压开始降低的定时是同时的情况，但是也可以控制为例如上述供电电路(Ux)的输出电压开始降低的定时延迟，另外，也可以控制为例如在上述变换器(Ui)的频率降低中停止上述供电电路(Ux)的输出电压的降低。

图14表示上述图11记载的简化表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的定时图的实测的波形。(a)表示放电灯点亮装置的输出电压(节点(T41、T42)间的电压)，(b)表示上述灯电流(IL)的波形，(c)表示上述供电电路输出电压(Vo)的波形，(d)表示上述间歇驱动控制信号(S1)的样子。

上述图14中记载了实测的波形的本发明的放电灯点亮装置的一个方式的实施例中，具体的数值参数的设定如下。

灯：额定200W高压水银灯

无负载开放电压(Vop)200V

启动初始频率(fini)：约80kHz

第1临界频率(fj1)：50kHz

第2临界频率(fj2)：5kHz

稳定点亮频率(fstb)：370Hz

从启动序列的开始到逐渐使频率降低的序列开始为止(从时刻(tr)到时刻(tt)为止)的待机期间：约3秒

从启动初始频率到第1临界频率为止(从时刻(tt)到时刻(tu)为止)的转入期间：约1秒

从第2临界频率到稳定点亮频率为止(从时刻(tu)到时刻(tv)为止)的转入期间：约1秒

此外，在该实测实验所使用的放电灯中，作为从启动初始频率到第1临界频率为止的转入期间，试行了0.2秒到3秒的条件，在该范围内得到良好的结果。

关于上述图14记载的与本发明的实施方式相关的参数等，适用于在前端形成有突起的一对电极以2.0mm以下的间隔对置配置，封入1立方毫米左右0.2毫克以内的水银和1立方毫米左右10的负6次方微摩尔～10的负2次方微摩尔的卤素的高压水银灯。在时刻(ts)发现上述放电灯(Ld)发生绝缘破坏，开始流通上述灯电流(IL)，此后稍后的期间中判断为上述灯电流(IL)的波形偏向负侧，发生非对称放电的状态。

在时刻(tt)，如上所述，开始包括使上述变换器(Ui)的驱动频率从启动时的高频逐渐降低的步骤，转入最终的低频的序列，由此如上所述，流通较多灯电流来促进电极的加热。因此，从上述灯电流(IL)偏向负侧的状态逐渐转入改善了正负平衡的状态，由此可知非对称放电状态逐渐消除。观察上述图14实测的波形，如关于上述图11所说明的那样，在时刻(tt)，如上所述，开始包括使上述变换器(Ui)的驱动频率从启动时的高频逐渐降低的步骤，转入最终的低频的序列，由此如上所述，流通较多灯电流来促进电极的加热，在上述灯电流(IL)的波形中从偏向正侧的状态逐渐转入改善了正负平衡的状态，由此可知能确认对促进消除本发明的非对称放电状态有效果。

如上所述，根据本发明的实施方式，上述间歇性电压施加单元(Uk)重复对上述变压器(Th)的上述初级侧绕组(ph)的电压施加驱动，由此对于上述放电灯(Ld)的用于主放电的电极(E1、E2)，能准连续地实现对从上述供电电路(Ux)输出的电压叠加有从上述次级侧绕组(Sh)输出的振动较高的电压的状态，在上述放电灯(Ld)的放电空间发生绝缘破坏，开始灯的主放电。在上述放电灯(Ld)的辉光放电的期间，上述间歇性电压施加单元(Uk)重复对上述初级侧绕组(Ph)的电压施加驱动，能有效地对辉光放电状态的灯进行能量注入，能对上述放电灯(Ld)提供能转入电弧放电所需的足够能量。

在上述变换器(Ui)的驱动频率从启动时的高频转入最终的上述放电灯(Ld)稳定点亮时的低频时，不进行急剧转入而是向低频率连续降低，由此能逐渐增加上述灯电流(IL)的最大电流值，因此对于在成为阴极的周期不进行电弧放电一侧的电极，促进加热使其开始释放热电子，消除非对称放电状态，得到防止中断的效果。

此时，在上述变换器(Ui)的周渡数降低到第1临界频率(fj1)以使上述灯电流(IL)不超过上述变压器(Th)的上述次级侧绕组(Sh)的饱和临界电流值(Ih)的时刻，解除到此为止的控制为输出无负载开放电压的状态(电压控制模式)，例如，为了切换到控制为使上述供电电流检测信号(Si)成为目标值的状态(电流控制模式)，变更上述供电电路(Ux)的控制模式，并且将上述变换器(Ui)的频率控制为急剧降低到足够低得上述供电电路(Ux)能正确控制上述灯电流(IL)的程度的频率即第2临界频率(fj2)为止，由此能防止流过过大的峰值电流而对上述放电灯(Ld)、上述供电电路(Ux)、上述变换器(Ui)的上述开关元件(Qx、Q1、Q2、Q3、Q4)造成损伤。

本说明书记载的电路结构记载了用于说明本发明的放电灯点亮装置的动作、功能、作用所需的最低限度。因此，前提是说明的电路结构、动作的详细事项，例如信号的极性、具体的电路元件的选择、添加、省略或基于得到元件的便利、经济的理由而变更等创意构思在实际装置的设计时进行。

特别是关于上述供电控制电路(Fx)、上述间歇驱动控制电路(U1)，上述周期驱动电路(Uj)、上述变换器驱动电路(Uc)等功能模块，在放电灯点亮装置的实际结构中不一定需要分别独立分立存在，例如也可以构成为将这些功能模块中的某几个实现为微处理器、数字信号处理器中的软件功能。

并且，前提是根据需要在实施例记载的电路构成的各部添加：用于从过电压、过电流、过热等破坏要因保护FET等开关元件等的电路元件的机构，或者用于减少随着供电装置的电路元件的动作而产生的放射噪声、传导噪声，或不使产生的噪声传到外部的机构，例如，缓冲电路、电阻器、箝位二极管、(包括逐脉冲方式的)电流限制电路、共用状态或者正常方式的噪声滤波扼流圈、噪声滤波电容器等。本发明的放电灯点亮装置的结构不限于本说明书记载的电路方式。

【工业实用性】

本发明涉及用于点亮高亮度放电灯的放电灯点亮装置的改进，能用作例如投影器这样的图像显示用光学装置等使用高亮度放电灯的用途。

Claims (6)

1.一种放电灯点亮装置，用于点亮对置配置有一对用于主放电的电极(E1、E2)的放电灯(Ld)，其特征在于：

具有：

供电电路(Ux)，对上述放电灯(Ld)供电；

供电控制电路(Fx)，控制上述供电电路(Ux)；

变换器(Ui)，设置于上述供电电路(Ux)的后级，使施加到上述放电灯(Ld)的电压极性反转；

周期驱动电路(Uj)，生成用于周期驱动上述变换器(Ui)的周期性信号即变换器驱动信号(Sj)；

变压器(Th)，具有初级侧绕组(Ph)和次级侧绕组(Sh)；以及

间歇性电压施加单元(Uk)，用于对上述初级侧绕组(ph)进行电压施加驱动，

上述变压器(Th)的上述次级侧绕组(Sh)插设于连接上述变换器(Ui)的输出和用于上述放电灯(Ld)的主放电的上述电极的路径的中途，由此，上述次级侧绕组(Sh)所产生的电压能叠加于上述变换器(Ui)的输出电压并施加到上述放电灯(Ld)的上述电极(E1、E2)之间，

在上述放电灯(Ld)的启动序列中，上述周期驱动电路(Uj)生成上述变换器驱动信号(Sj)，使得上述变换器(Ui)的频率为高于稳定点亮频率(fstb)的启动初始频率(fini)，并且，

上述供电控制电路(Fx)进行控制，使得上述供电电路(Ux)输出足够维持上述放电灯(Ld)的放电的电压即无负载开放电压(Vop)，然后，上述周期驱动电路(Uj)生成上述变换器驱动信号(Sj)，使得上述变换器(Ui)的频率从作为上述启动初始频率(fini)的频率逐渐降低直到达到第1临界频率(fj1)，当上述变换器(Ui)的频率达到上述第1临界频率(fj1)时，上述周期驱动电路(Uj)生成上述变换器驱动信号(Sj)，使得上述变换器(Ui)的频率为稳定点亮频率(fstb)，并且，

上述供电控制电路(Fx)进行控制，使得上述供电电路(Ux)输出足够维持上述放电灯(Ld)的放电的电流。

2.根据权利要求1所述的放电灯点亮装置，其特征在于：

当上述变换器(Ui)的频率达到上述第1临界频率(fj1)时，上述周期驱动电路(Uj)在生成上述变换器驱动信号(Sj)使得上述变换器(Ui)的频率成为稳定点亮频率(fstb)之前，插入如下动作：

以上述变换器(Ui)的频率成为比上述第1临界频率(fj1)低的第2临界频率(fj2)的方式生成上述变换器驱动信号(Sj)之后，

以上述变换器(Ui)的频率逐渐降低直到达到上述稳定点亮频率(fstb)的方式生成上述变换器驱动信号(Sj)。

3.根据权利要求1或2所述的放电灯点亮装置，其特征在于：

与由上述周期驱动电路(Uj)进行的、以上述变换器(Ui)的频率从作为上述启动初始频率(fini)的频率逐渐降低直到达到第1临界频率(fj1)的方式生成上述变换器驱动信号(Sj)的动作并行，

上述供电控制电路(Fx)进行控制，以便上述供电电路(Ux)输出逐渐降低的电压，直到达到比上述无负载开放电压(Vop)低的规定电压(Vo2)。

4.根据权利要求1～3中的任一项所述的放电灯点亮装置，其特征在于：

具有与上述变压器(Th)连接的电容器(Ch)，

设定上述电容器(Ch)的静电电容，使得在上述次级侧绕组(Sh)产生的电压的自由振动频率为3MHz以下，

在上述放电灯(Ld)的启动期间中具有如下期间：上述间歇性电压施加单元(Uk)以8000次/秒以上的平均频度进行电压施加驱动，在上述放电灯(Ld)的放电开始后也继续进行电压施加驱动。

5.根据权利要求4所述的放电灯点亮装置，其特征在于：

构成为在上述变换器(Ui)的后级中的、沿着上述放电灯(Ld)的主放电电流的路径的电感成分的合计为160μH以下。

6.根据权利要求4或5所述的放电灯点亮装置，其特征在于：

上述间歇性电压施加单元(Uk)包括电压施加驱动用电源(Mh)和电压施加驱动开关元件(Kh)，在上述电压施加驱动开关元件(Kh)的导通状态时，对上述初级侧绕组(ph)施加电压。

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