CN101969728B - 放电灯点亮装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种放电灯点亮装置，在高亮度放电灯起动时，即使与谐振电路的谐振频率存在差异，也能够进行驱动频率的调谐，此外，即使从电弧放电返回至辉光放电时等发生了中断的情况，也能够高速地再次开始谐振起动。该放电灯点亮装置在放电灯的最佳频率检测序列中，一边监视与变换器的驱动频率和谐振电路的谐振频率之间的差异相对应的调谐度信号，一边在从上限频率或者下限频率中的一个频率开始到不超过另一个频率的范围内进行驱动频率的扫描动作，其中，至少在扫描动作的期间，变换器从进行供给能力一定的供电的扫描时电源电路接受供电，将与扫描时电源电路的输出电压对应的信号作为调谐度信号来使用。

Description

放电灯点亮装置

技术领域

本发明涉及用于点亮高压放电灯、尤其是点亮高压水银灯、金属卤化物灯、氙灯等高亮度放电灯的放电灯点亮装置。 

背景技术

在用于例如液晶投影器、DLP(TM)投影器那样的图像显示用等的光学装置的光源装置中，使用高亮度放电灯(HID灯)。在上述的投影器中，采用了下述方式：通过二向色棱镜等来分离R、G、B这3原色，通过设置针对各色而设置的空间调制元件分别产生各3原色的图像，通过二向色棱镜等再次合成光路来显示彩色图像。此外，在其他方式中，使具有R、G、B3原色的滤色器旋转，使来自光源的光通过该滤色器，由此依次产生各3原色的光束，通过使这些光束同步并控制空间调制元件，以时间分割方式依次产生各3原色的图像，从而显示彩色图像。 

关于恒定点亮时的放电灯的驱动方式，有直流驱动方式和交流驱动方式，该交流驱动方式通过还具备变换器(inverter)来周期性地反转极性。在直流驱动方式的情况下，具有下述显著的优点：来自灯的光束也是直流的，即不会随时间而变化，在上述两个投影器的方式中基本上能够完全相同地适用。对此，在交流驱动方式的情况下，具有下述的优点：利用被称为极性反转频率的在直流驱动方式中没有的自由度，有可能能够控制放电灯电极的消耗成生长。 

在起动该种灯的情况下，在向灯施加被称为无负载开放电压的电压的状态下，施加高电压后在放电空间内产生绝缘破损，经过辉光放电后转变为电弧放电。在交流驱动方式的情况下，作为达成上述方式的方法，从以往开始，在变换器的后级设置基于谐振电感器和谐振电容器的串联谐振电路，在起动时产生串联谐振现象以使变换器的极性频率与该谐振电路的谐振频率相吻合，进行提高向灯施加的电压的串联谐振方式的谐振起动。另 外，通过该谐振起动和点火器(igniter)的并用，能够提高所施加的高电压的峰值从而提高起动概率。 

图18简略化地表示了以往的放电灯点亮装置的一个方式的构成，是用于说明与谐振起动有关的原理的图。该图的放电灯点亮装置具备：向放电灯(Ld)供电的供电电路(Ux′)；用于使该输出电压极性反转的全桥式的变换器(Ui′)；谐振电感器(Lh′)；以及谐振电容器(Ch′)，在起动时，以由上述谐振电感器(Lh′)的电感和上述谐振电容器(Ch′)的静电电容之积的值来确定的谐振频率或接近该谢振频率的频率对上述变换器(Ui′)进行极性反转驱动，由此通过产生的LC串联谐振现象而在上述谐振电容器(Ch′)的两端子间产生高电压，从而向上述放电灯(Ld)施加高电压。 

在串联谐振动作时，虽然为了不使流过上述变换器(Ui′)的谐振电流过大，需要减小谐振电容器的静电电容且在一定程度上增大谐振电感器的电感，但该电感越大，越容易发生在恒定点亮时的灯光束的瞬间断开、超调(overshoot)或振动。而且，在串联谐振方式中，为了使向灯施加的电压获得足够的升高，需要将周期电压施加单元的频率或者该高次谐波成分的频率设定为与谐振电路的谐振频率或者谐振频率的奇数倍的频率相吻合即调谐为谐振电路的谐振频率或者谐振频率的奇数倍的频率。 

然而，由于部件存在差异(バラツキ)，因此存在以下问题：即使以预先设定的固定频率对上述变换器(Ui′)进行极性反转驱动，也不能够获得期待的高电压，所述固定频率是由上述谐振电感器(L h′)的设计上的电感和上述谐振电容器(Ch′)的设计上的静电电容所决定的。另外，在存在差异的情况下，可以考虑测定各个放电灯点亮装置的谐振频率并设定各频率的方法，但是，由于需要另外考虑所连接的电缆的长度、电缆与其他导体的接近程度等的影响，因此存在很难预先严密地设定谐振频率的问题。 

为了解决该问题，以往提出了将变换器(Ui′)的驱动频率设定为上述谐振频率或其附近或者进行扫描动作的方法。图19是简略化地表示以往的放电灯点亮装置的一个方式的时间图。本图的(a)表示在上述谐振电容器(Ch′)中产生的输出电压(Vnh)的波形，(b)表示上述变换器(Ui)的驱动频率(f)的变化。这是反复在包含谐振电路的谐振频率的规定范围内对点亮开始时由变换器(Ui′)产生的交流电压的频率进行自动扫描的方式， 在期间(Ta)中，从下限频率开始向上限频率进行扫描动作，该过程中在变换器电路所产生的交流电压的频率偶尔与谐振频率一致的时刻(ta)，输出电压(Vnh)为高电压。另一方面，在期间(Tb)中，从上限频率开始向下限频率进行逆方向的扫描动作。因此，在点亮开始时的规定期间(T)的范围内，在根据上述差异而推测出的谐振频率的范围内反复进行多次扫描动作，可以向放电灯(Ld)施加高电压。该高电压的峰值电压例如被设定为2kV～5kV。(上述峰值电压是测定从0V到峰值的电压而获得的，本说明书中的交流高电压的峰值电压的测量方法完全相同。) 

然而，在向放电灯施加高电压而起动的上述期间(T)的期间中，在变换器(Ui′)的驱动频率偏离上述谐振频率或者其附近的频率的期间(图中期间(Tc)所代表的、输出电压(Vnh)比较低的整个期间)，存在输出电压(Vnh)完全不会发生由谐振引起的电压升高的问题。 

关于如上所述的不确定变换器等的交流驱动电路的驱动频率和谐振频率一致的定时，而在放电灯的整个起动期间反复持续进行驱动频率的扫描动作，以往提出了各种技术。 

在日本特开平02-215091号中记载了下述方案：作为至少在一瞬间产生驱动频率与谐振频率一致的条件，在点亮开始时，在包含谐振电路的谐振频率的规定范围内对变换器电路所产生的交流电压的频率进行自动扫描。 

此外，在日本特开平03-102798号中记载了下述方案：包含向灯施加高电压从而使LC电路中的灯点火的高频率单元，该高频率单元以随时间而变化的频率，或者从比谐振频率高的频率开始随时间减少的频率向LC电路施加高电压。 

此外，在日本特开平04-017296号中记载了下述方案：在将变换器单元的震荡频率变换为高频率时，根据锯齿状波产生单元或者三角波产生单元的输出电压，使震荡频率在规定的范围内变化。 

另外，在日本特开平04-272695号中记载了下述方案：在起动时，控制变换器以使变换器的输出频率从Lc电路的谐振频率开始到能够发生声音共鸣现象的频率区域以下的频率为止连续变化的方案，或者，在恒定时控制变换器以使变换器的输出频率变为能够产生声音共鸣现象的频率区域以 下的频率。 

另外，在日本特开平10-284265号中记载了下述方案：在起动期间在包含谐振电路的谐振频率的范围内对从输出连接部输出的交流电压的频率进行扫描的方案，或者，在起动期间从输出连接部输出高频的交流电压，在放电灯起动后的恒定点亮期间仅向放电灯供给低频的交流动作电压的方案。 

另外，在日本特开2000-195692号中，作为实施例记载了进行谐振起动中的电桥的动作频率的扫描并使谐振点通过的方案。 

另外，在日本特开2001-338789号中记载了下述方案：进行在规定时间使各开关元件的开关频率连续变化的控制，该开关频率的扫描范围包含由负载谐振电路的电感器以及电容器引起的谐振频率，而且，在规定的期间进行使频率从高向低变化即扫描的控制，另外，在放电灯绝缘破损后谐振频率变化时，使变换器的频率也变化并向电弧放电提供大的能量，使放电灯更稳定地转移到电弧放电。 

另外，在日本特开2002-151286号中作为实施例记载了下述方案：有多次反复进行变换器的驱动频率的扫描的例子，还有以电弧点亮的方式从高频向低频转变的例子。 

另外，在日本特开2004-146300号中记载了下述实施例：使用了2个谐振系统的结构，将频率可变范围的下限频率和上限频率设定为即使由于谐振电路部的部件差异或从高压放电灯点亮装置到灯之间的输出线的浮置电容的影响而谐振频率变化也能够覆盖(カバ一)的可变范围，使用微处理器进行扫描动作。 

另外，在日本特开2004-221031号中记载了下述方案：一种具备控制单元的放电灯点亮装置，该控制单元阶段式地降低上述方形波的频率、并且至少将该第1阶段的频率设定为谐振电路的谐振频率的奇数分之1的附近，为了抑制因LC部件的差异而产生的谐振电压，使配置在变换器的前段的DC-DC变换电路的频率和负载(duty)变动。 

另外，在日本特开2005-038813号中作为实施例记载了下述方案：为了进行奇数次谐振，使起动时的高频开关动作的变换器频率连续地或多阶段地变化。 

另外，在日本特开2005-050661号中作为实施例记载了下述方案：在放电灯起动时，使变换器的输出频率从上限值开始到下限值连续变化，并且在到达下限值后再次返回到上限值而反复进行相同的动作，从而通过谐振点。 

另外，在日本特开2005-038814号中作为实施例记载了下述方案：利用2个开关元件来实现半桥功能和降压斩波功能，在起动中，为了以谐振频率的奇数分之1的频率来动作，多次分割并对变换器的频率进行扫描。 

另外，在日本特开2008-243629号中记载了下述方案：为了获得谐振频率而反复实施变换器的频率的扫描动作，或者，将无负载状态、起动改善模式、恒定点亮状态下的各模式的变换器的频率规定为无负载＞恒定＞起动改善模式。 

到此为止，关于不对变换器等的交流驱动电路的驱动频率和谐振频率一致的定时进行确定，并在放电灯的整个起动期间反复持续地进行驱动频率的扫描动作，对以往技术的方案进行了说明。然而，如上所述，在向放电灯施加高电压而使其起动的上述期间(T)的期间内的、变换器(Ui′)以偏离上述谐振频率或者其附近频率的频率来动作的期间，由谐振而引起的电压的升高完全没有发生这一上述问题没有得到解决。 

为了解决该问题，以往提出了下述方案：使变换器(Ui′)的驱动频率自动调谐或者设定为包括上述谐振电感器(Lh′)和谐振电容器(Ch′)的谐振电路的上述谐振频率或者其附近或者高次的谐振频率。 

对上述图18中的放电灯点亮装置进行再次说明。在本电路中，具备用于使输出电压极性反转的、全桥式的变换器(Ui′)、谐振电感器(Lh′)和谐振电容器(Ch′)，以谐振频率或其附近的频率进行极性反转驱动，通过由此产生的LC串联谐振现象，使上述谐振电容器(Ch′)的两端子间产生高输出电压(Vnh)，向上述放电灯(Ld)施加高电压，为了控制上述输出电压(Vnh)的电压，设有作为实现了谐振状态的检测单元的调谐度检测单元(Un′)。 

图20是简略化地表示以往的放电灯点亮装置的一个方式的时间图，该图是关于调谐度检测单元(Un′)的情况，该调谐度检测单元(Un′)用于控制与串联谐振有关的变换器(Ui′)。(a)表示了上述谐振电容器(Ch′) 中产生的输出电压(Vnh)的波形，(b)表示了上述变换器(Ui′)的驱动频率(f)的变化的样子。该装置在点亮开始时在包含谐振电路的谐振频率在内的规定范围内对变换器(Ui′)所产生的交流电压的频率进行自动扫描，在期间(Td)中，从下限频率开始朝向上限频率进行扫描动作，在时刻(td)，由电压检测单元构成的调谐度检测单元(Un′)检测到实现了谐振并且输出电压(Vnh)已到达目标电压，能够维持该频率(fp)，能产生连续的所期望的高电压。 

如上所述，由于输出电压(Vnh)被设定为例如峰值电压为2kV～5kV，因此调谐度检测单元(Un′)需要具有耐高电压的能力。作为实现了谐振状态的检测单元的一个方式，有测定谐振电容器(Ch′)和谐振电感器(Lh′)的连接点与接地之间或者放电灯(Ld)的两端之间的电压并使其信号化的方式。例如，为了耐高电压，串联排列多个电阻元件、电容器，能够实现从该分压的中间点获得信号。但是，在该方式的情况下，由于构成部件的个数会增加，因此存在不利于放电灯点亮装置的小型化、低成本化的问题。 

此外，作为实现了谐振状态的检测单元的其他的方式，有下述方式：对谐振电感器(Lh′)附加具有适当的小匝数比的次级绕阻，使谐振电感器(Lh′)成为变压器结构，使用电阻、二极管、电容器等对从上述次级绕阻获得的、具有大致与上述谐振电感器(Lh′)的振幅电压成比例的振幅电压的信号进行整流，从而将其作为上述电压检测单元。然而，在该方式中，由于起动时在谐振电感器中产生上述的高电压，因此在作为变压器构造的谐振电感器(Lh′)中，需要充分确保次级绕阻相对于高电压发生部的绝缘，防止绝缘破损、电晕放电，因此采用了具备充分的绝缘胶带、绕阻层间胶带的方法、通过分段(section)来分隔各绕阻的方式等，结果产生了成本增加的问题。 

作为实现了谐振状态的检测单元的另一种方式，可以考虑在变换器(Ui′)的驱动频率与谐振电路的谐振频率一致时，利用从变换器(Ui′)流出多个电流的现象的结构，并且设有变换器(Ui′)的电流检测单元的方法。但是，在作为上述电流检测单元而使用了例如电阻值小的电阻的情况下，由于在放电灯点亮的恒定动作中会恒定地流动电流，因此会成为不必要的电阻损耗，或者将变流器(current transfomer)配置在变换器(Ui′)的输出 的方式会导致成本的增加的问题。 

作为实现了谐振状态的检测单元的另一个方式，还提出了设置变换器的电流相位检测单元和变换器的电压相位检测单元，并对检测到的变换器电流相位和变换器电压相位进行比较的方式，实际上是进行反馈以实现规定的相位关系的方案。但是，在该方式中也同样地需要用于进行相位的比较判断的电路，或者用于电流检测的变流器、电流检测用的电阻，因此也存在成本增大的缺点。 

如上所述，关于实现具有实现了谐振状态的检测单元，设定为使变换器的驱动频率和谐振频率一致，并产生连续的高电压的结构，以往提出了各种技术。 

例如，在日本特开昭52-121975号中记载了下述方案：作为扫描动作频率并在检测到谐振条件时固定动作频率的装置，通过谐振频率的第3次高次谐波驱动变换器，且变换器搜索谐振频率，并以该频率来进行动作。 

例如，在日本特开昭55-148393号中记载了下述方案：作为以自激振荡的方式维持谐振状态的结构，在充气放电灯起动时，准备了用于检测谐振电路中流动的电流的单元且在变化率为最大或者接近最大时，通过对施加在谐振电路上的电压进行换流，能够使变换器保持谐振电路的谐振频率。 

此外，在日本特开2000-012257号中记载了下述方案：同样地，作为以自激振荡的方式维持谐振状态的结构，在以谐振状态起动放电灯时，通过电感器和电容器的谐振电路的自激振荡进行自动调谐。 

另外，在日本特表2001-501767号中记载了下述方案：具有用于检测气体放电灯的状态而构成的检测单元，控制电路单元是作为检测单元的输出的函数而控制变换器的频率的结构；或者，具有响应电力检测单元而使变换器的频率有效变化的反馈电路单元，使向气体放电灯供给的电力维持在规定水平附近的结构；或者，变换器构成为在气体放电灯起动之前以及起动之后，利用以接近谐振频率的方式而降低的频率来进行连续的动作，变换器还构成为至少气体放电灯的动作从辉光模式开始变化为电弧模式为止，利用以接近特定频率附近的频率的方式降低的频率来进行动作，变换器构成为在气体放电灯的动作从辉光模式变化为电弧模式之后，以其他的比谐振频率高的频率来动作，由此气体放电灯被起动，从辉光模式向电弧 模式转移并且以恒定状态来动作；或者，还可以具有下述步骤：在气体放电灯起动之前，利用从特定频率以接近谐振频率的方式降低的频率使变换器动作的步骤，在气体放电灯从辉光向电弧的转移产生之前，利用朝向特定频率的附近而增大的频率使变换器动作的步骤，利用比气体放电灯变为稳定动作状态的其他的谐振频率高的频率使变换器动作的步骤。 

另外，在日本特表2001-511297号中记载了下述方案：提出了与电桥的驱动频率的谐振频率的检测和决定方法有关的方式，执行随机采样的寻找方法，直到例如气体电灯的击穿(break down)以及气体放电灯的点火产生为止连续执行上述方法。 

另外，在日本特表2001-515650号中记载了下述方案：在无负载、辉光、电弧的各阶段中使电桥频率降低，通过控制最初以比标称谐振频率足够高的频率来激发谐振点火器地控制，一边监视灯端子电压一边减少激发频率；或者，若使频率朝向标称谐振频率减少则灯的端子电压增大，若测定灯端子电压在所控制的频率中达到最小限度值，则控制器停止频率的减少，以该频率在指定最小持续时间内持续激发灯。 

另外，在日本特开2004-095334号中记载了下述方案：在谐振电路部上设置用于检测变换器所驱动的驱动电压的频率的频率检测单元和用于检测驱动谐振电路所产生的电压的电压检测单元，使驱动频率从高频率向低频率变化，将电压检测单元达到最大电压时的频率作为驱动频率；或者，使驱动频率从高频率向低频率变化，将电压检测单元达到阈值电压时的频率作为驱动频率，此外，上述频率的检测是向谐振电路施加比能够使放电灯起动的起动电压小的定电压的结构，此外，电压检测单元是利用了谐振电感器的次级绕阻的结构，或者，是测定谐振电容器和谐振电感器的连接点的结构。 

此外，在日本特开2004-127656号中，为了点亮放电灯，通过比谐振电路的奇数次谐振频率低的频率起动了变换器电路的输出电压的频率，然后，使输出电压的频率逐渐上升或者阶梯式地升高，将变换器电路的输出电压的频率设定为在谐振电路的振动电压的振幅变为规定值以上时的输出电压的频率，或者，在规定时间内，在谐振电路的输出电压的振幅没有达到规定值以上的情况下，在输出电压的频率达到上限值之后，以与提高频 率时的速度相等的速度，以起动时的频率即初始频率为目标，在降低频率的过程中，若谐振电路的输出电压的振幅变为规定值以上，则设定为比此时的频率低百分之几的频率，另一方面，在降低频率的过程中，在谐振电路的输出电压的振幅没有变为规定值以上就达到了初始频率的情况下，反复进行再次提高频率的动作，直到点亮为止或者直到经过了预定的最大时间为止。 

另外，在日本特开2004-327117号中记载了下述方案：将在变换器电路部产生的高频电压的动作频率设定为谐振电路的谐振频率或者其奇数倍的频率附近，以便能够输出高压脉冲，且进行频率扫描以便能够输出大致固定的高压脉冲，检测谐振升压电压，在成为大致目标电压值的时刻停止谐振升压电压，或者固定动作频率在一定期间以大致目标电压值来连续输出；或者，在成为大致目标电压值的时刻向到此为止的扫描方向及逆方向对动作频率进行扫描，在一定期间的大致目标电压值以下连续输出；或者，谐振电压检测单元由谐振电路的电感的二次绕组构成；或者，谐振电压检测单元由与谐振电路的电容器的两端连接的分压电阻构成；或者，通过微处理器来进行频率扫描的控制。 

另外，在日本特表2005-520294号记载了下述方案：为了进行自动调谐，关于基于3次谐振的自动反馈的调谐，例如，作为谐振电路产生的高电压输出的检测部而使用天线电路并使用PLL电路来进行反馈。 

另外，在日本特表2005-515589号中记载了下述方案：进行作为进行自动调谐的结构而使用了VCO和微处理器的反馈，反馈电压、电流、高电压。 

另外，在日本特表2005-507554号中记载了一种镇流(ballast)设备：绕阻(coil)的自感系数以及电容器的静电电容的值和时间变动开关频率相互关联地被确定，以便在频率变动期间的某时刻上述时间变动开关频率的奇数次的高次谐波频率至少接近绕阻以及电容器的谐振频率。 

另外，在日本特表2005-507553号记载了下述方案：为了使点火器动作中的电桥进行高次谐振动作，设置用于测定放电灯的两端电压的单元，在放电开始前对用于进行谐振动作的电桥的驱动频率进行扫描，在达到目标电压时使频率固定的结构，以及在点亮后阶段性地转变为低频动作的方 法。 

另外，在日本特开2007-103290号中记载了下述方案：设置用于测定谐振电路中产生的电压的单元，扫描在无负载时进行谐振动作的电桥的频率，在达到目标电压时固定频率。 

另外，在日本特开2007-173121号中记载了下述方案：使变换器的驱动频率从高频率开始向低频率连续变动或者阶段性变动，基于从谐振电压获得的值，判断谐振电压是否已经达到第2电平，在获得了已达到第2电平的判断结果之后，使可变的频率固定以便将谐振电压维持在第2电平。 

另外，在日本特开2007-179869号中记载了下述方案：放电灯的起动序列中的频率控制电路一边监视调谐度信号，一边进行使频率控制信号变化的扫描动作，在从频率可变起振器的上限频率或者下限频率中的一个频率开始到不超过另一个频率的范围内进行扫描，频率控制电路在扫描动作结束后，确定对于谐振电路的谐振频率的频率控制信号的值并将其输入频率可变起振器，此外，为了与谐振频率的偏差(drift)相对应，在确定了频率控制信号的值后，继续进行横跨窄范围的扫描动作，另外，在谐振电路是使用了并列谐振电路的构成，将谐振电感器作为变压器构造构从而能够监视调谐度信号。 

另外，在日本特开2008-027705号中记载了下述方案：作为第一电压测定单元而构成为使谐振电感器的次级绕阻与电容器和电阻连接，从而利用于由谐振作用引起的高电压输出的反馈。 

另外，在日本特开2008-269836号中记载了下述方案：为了利用于由谐振作用引起的高电压输出的反馈，构成为使谐振电感器的次级绕阻与电容器和电阻连接，间接地检测谐振电压，将变换器驱动频率固定为达到目标电压时的频率。 

到此为止，关于具有实现了谐振状态的检测单元，设定为使变换器的驱动频率与谐振频率一致，以实现产生连续的高电压的结构，参照以往技术的方案进行了说明。然而，如上所述，由于需要实现了谐振状态的检测单元，因此存在成本增加的问题。 

以上所述的问题在于，在谐振电路中伴随着谐振现象而产生高电压并向灯施加该高电压，从而存在使灯中发生绝缘破损的步骤的问题。但是， 为了使放电灯点亮装置实现稳定点亮状态，存在必须安全且可靠地结束下述步骤的问题，该步骤是灯中发生绝缘破损，在放电开始之后，再使变换器的驱动频率从高谐振频率向最终的稳定点亮状态的低频转变的步骤。 

作为在向放电灯施加高电压时和稳定时切换变换器的驱动频率的技术，可以举出：在该过程中包括从辉光放电向电弧放电可靠地转变的谐振起动的功能的技术；或者，在该过程中包括了使施加高频的起动方式中所出现的仅向放电灯电极的一侧方向流动电流的非对称放电现象在短时间内收束，并且在抑制对电极造成破坏的同时在放电灯电极的两方向上稳定地转变为点亮的功能的技术等。 

为了改善上述方案，以往提出了有效地切换或改变变换器的频率的方法，或者切换流向放电灯的电流值的方法。 

在日本特开平03-167795号中记载了下述方案：在检测到放电灯的放电开始时，使开关元件的动作频率从无负载时的频率逐渐转变为点亮时的频率而变为非对称放电时，由于没有急剧地降低频率，因此能够防止向点亮的方向流动极端的过电流。 

另外，在日本特开平04-121997号中记载了下述方案：在灯起动后从谐振频率或者该附近的频率开始向低频率切换，或者连续地降低频率。 

另外，在日本特开平04-342990号中记载了下述方案：在放电灯起动时，以输出频率为LC串联谐振电路的谐振频率附近的频率的状态驱动变换器，若灯电流检测单元的输出超过规定值，将变换器的输出或者频率切换为减少后的预先确定的值。 

另外，在日本特开平07-169583号中记载了下述方案：设置使直流-交流变换电路的输出电压的频率变化的频率控制单元，在通过点亮判断单元判断出放电灯为非点亮状态时，频率控制单元将直流-交流变换单元的输出电压的频率升高至足以引起电感器以及电容器的串联谐振的值，此外，在通过点亮判断单元判断出放电灯为点亮状态时，频率控制单元降低直流-交流变换电路的输出电压的频率。 

另外，在日本特开平07-230882号中记载了下述方案：在起动后的规定期间，通过串联谐振电路的谐振频率以上且谐振频率附近的频率使变换器部连续动作。 

另外，在日本特开平08-124687号中记载了下述方案：具有频率切换控制电路，该频率切换控制电路仅在谐振电路无负载时以高次谐振频率使全桥动作，在点亮后向灯施加低频率的电压。 

另外，在日本特开平11-265796号中记载了下述方案：在判断出放电灯已转变为点亮状态判断时，将频率切换为减少后的预先确定的值。 

另外，在日本特开2004-265707中记载了下述方案：使用LC皆振电路使全桥高次谐振频率动作，在点亮后向灯施加低频率的电压，在谐振电路使产生高电压的期间与输出直流电压的期间或者不同的期间交替重复。 

另外，在日本特开2008-171742中记载了下述方案：在从灯起动开始经过规定时间后，判断是根部放电还是前端放电，在前端放电的情况下从高频动作切换到低频恒定动作，在根部放电的情况下继续高频动作。 

另外，在日本特开2007-005260中记载了下述方案：具有切换在两电极间流动的电流的切换部，若用于判断放电灯是全波放电还是非对称放电的判断电路判断为全波放电，则向放电灯供给所设定的恒流以使放电灯在规定期间内向稳定点亮状态转变，另一方面，若判断电路判断为半波放电，则向放电灯DL供给峰值比上述恒流大的电流。 

现有技术文献 

专利文献 

专利文献1：日本特开平02-215091号 

专利文献2：日本特开平03-102798号 

专利文献3：日本特开平04-017296号 

专利文献4：日本特开平04-272695号 

专利文献5：日本特开平10-284265号 

专利文献6：日本特开2000-195692号 

专利文献7：日本特开2001-338789号 

专利文献8：日本特开2002-151286号 

专利文献9：日本特开2004-146300号 

专利文献10：日本特开2004-221031号 

专利文献11：日本特开2005-038813号 

专利文献12：日本特开2005-050661号 

专利文献13：日本特开2005-038814号 

专利文献14：日本特开2008-243629号 

专利文献15：日本特开昭52-121975号 

专利文献16：日本特开昭55-148393号 

专利文献17：日本特开2000-012257号 

专利文献18：日本特表2001-501767号 

专利文献19：日本特表2001-511297号 

专利文献20：日本特表2001-515650号 

专利文献21：日本特开2004-095334号 

专利文献22：日本特开2004-127656号 

专利文献23：日本特开2004-327117号 

专利文献24：日本特表2005-520294号 

专利文献25：日本特表2005-515589号 

专利文献26：日本特表2005-507554号 

专利文献27：日本特表2005-507553号 

专利文献28：日本特开2007-103290号 

专利文献29：日本特开2007-173121号 

专利文献30：日本特开2007-179869号 

专利文献31：日本特开2008-027705号 

专利文献32：日本特开2008-269836号 

专利文献33：日本特开平03-167795号 

专利文献34：日本特开平04-121997号 

专利文献35：日本特开平04-342990号 

专利文献36：日本特开平07-169583号 

专利文献37：日本特开平07-230882号 

专利文献38：日本特开平08-124687号 

专利文献39：日本特开平11-265796号 

专利文献40：日本特开2004-265707号 

专利文献41：日本特开2008-171742号 

专利文献42：日本特开2007-005260号 

对于具有实现了谐振状态的检测单元，设定为使变换器(Ui′)的驱动频率与谐振频率一致，以实现产生连续的高电压的结构，存在通过以往技术不能够解决的问题。关于实现了谐振状态的检测单元的构成，下述的任一种情况都会造成成本的增加：如上所述，为了耐高电压，在将多个电阻元件和/或电容器串联排列，并从分压点获得信号的方式中，构成部件的个数增加；或者，在谐振电感器(Lh′)上附加具有小匝数比的次级绕阻的方式中，需要充分确保次级绕阻相对于高电压发生部的绝缘；或者，在不使用电阻而检测谐振电流的方式中，需要设置变流器；或者，在通过电压和电流的相位来检测谐振条件的方式中，需要设置用于进行相位的比较判断的电路。 

此外，对于高亮度放电灯而言，若不是灯没有发生放电的状态，则很难判断是否实现了谐振状态。这是因为，在辉光放电或者电弧放电发生过程中，正如齐纳二极管那样，灯两极间的电压变为灯在放电状态所固有的电压，而且由于灯消耗电力消耗，谐振电路的Q值变为非常低的状态。 

例如，在一边检测对灯施加的电压一边进行变换器(Ui′)的驱动频率的扫描动作以找出检测电压变为最高的条件的情况下，若实现谐振状态则灯会产生放电，反而检测电压降低，因此存在很难判断找出检测电压变为最高的条件的问题。此外，假设进行了判断序列的高度化以使得即使产生放电也能够检测谐振状态的实现，但由于在频率的扫描动作下发生的放电现象具有履历，本来对应关系应为一对一的、基于谐振现象的电压的升高量与变换器的驱动频率之间的关系被遮掩，因此很难找出变换器(Ui′)的驱动频率的最佳值。 

另外，还必须安全可靠地完成使变换器的驱动频率从高谐振频率开始向最终的稳定点亮状态的低频转变的步骤。即使向辉光放电或者电弧放电状态转变，直到灯中被封入的放电物质完全气化为止，放电中断发生的可能性一直存在。例如在封入了水银的高压水银灯的情况下，从阴极的电极所附着的液体水银发生被称为场致发射的电弧放电，若液体水银耗尽，则返回至辉光放电，但由于辉光放电比电弧放电电压高，在供电电路不能够立刻提供足够维持辉光放电的电压的情况下，存在放电中断的可能性。为了使该现象的发生概率变为零，有人想到了提高供电电路的能力的方法， 这普遍导致成本增加因而不现实，因此，在放电中断发生时，需要能够立刻再次开始谐振起动的构成。 

此外，即使通过谐振起动使灯中发生绝缘破损，放电开始成功，但对于高频交流的两方向的电流的流向，若不能够在短时间内结束从辉光放电到电弧放电的转变，则放电灯的电极的溅蚀现象的发生时间变长，使电极劣化，引起灯内面的石英的异化，结果有导致寿命变差的危险。特别是，在向一侧的电流的流向的放电没有转变为电弧放电，所谓的非对称放电长期间持续的情况下，例如直到低频转变后一直持续，这对上述的灯寿命有不好的影响。 

发明内容

本发明要解决的问题在于提供一种放电灯点亮装置，其能够实现即使与谐振电路的谐振频率存在差异，也能够进行与周期电压施加单元的频率的调谐，此外，即使在从电弧放电向辉光放电返回时等发生了中断的情况，也能够高速地再次开始谐振起动。 

本发明的技术方案1的放电灯点亮装置，用于点亮放电灯(Ld)，在该放电灯(Ld)中对置配置了一对用于主放电的电极(E1、E2)，该放电灯点亮装置的特征在于，具有：供电电路(Ux)，对上述放电灯(Ld)进行供电；变换器(Ui)，设置在上述供电电路(Ux)的后级，使对上述放电灯(Ld)施加的电压极性反转；周期驱动电路(Uj)，生成变换器驱动信号(Sj)，该变换器驱动信号(Sj)是用于周期驱动上述变换器(Ui)的周期性信号；频率控制电路(Uf)，生成用于控制上述周期驱动电路(Uj)的频率的频率控制信号(Sf)；谐振电路(Nh)，设置在上述变换器(Ui)的后级，包括谐振电感器(Lh)和谐振电容器(Ch)，用于在上述放电灯(Ld)的起动时通过伴随着谐振现象的升压作用来提高对上述放电灯(Ld)的供给电压，以及调谐度检测单元(Un)，生成与上述周期驱动电路(Ui)的频率和上述谐振电路(Nh)的谐振频率之间的差异相对应的调谐度信号(Sn)，在上述放电灯(Ld)的最佳频率检测序列中，上述频率控制电路(Uf)一边监视上述调谐度信号(Sn)，一边进行使上述频率控制信号(Sf)变化的扫描动作，该扫描动作在从上述周期驱动电路(Uj)的上限频率或 者下限频率中的一个频率开始到不超过另一个频率的范围内进行扫描，在上述扫描动作结束后，上述频率控制电路(Uf)进行如下动作：决定与上述谐振电路(Nh)的谐振频率相对应的上述频率控制信号(Sf)的值，并将其输入上述周期驱动电路(Ui)，至少在上述的扫描动作的期间，上述变换器(Ui)从扫描时电源电路(Uy)接受供电，该扫描时电源电路(Uy)的能力被限定在不会发生上述放电灯(Ld)中的绝缘击穿的范围，并进行供给能力一定的供电，上述调谐度信号(Sn)是与上述扫描时电源电路(Uy)的输出电压相对应的信号。 

本发明的技术方案2的放电灯点亮装置，其特征在于，在技术方案1的发明中，上述扫描时电源电路(Uy)经由电阻(Rr)供给来自恒压电源(Up)的输出电压。 

本发明的技术方案3的放电灯点亮装置，其特征在于，在技术方案1的发明中，在上述的扫描动作的期间，通过上述供电电路(Ux)进行供给能力一定的动作，上述供电电路(Ux)兼作为上述扫描时电源电路(Uy)。 

发明效果 

通过适用本发明，能够提供一种放电灯点亮装置，该放电灯点亮装置能实现即使与谐振电路的谐振频率存在差异，也能够进行周期电压施加单元的频率的调谐，此外，即使在从电弧放电返回至辉光放电时等发生了中断的情况下，也能够高速地再次开始谐振起动。 

附图说明

图1是简略化地表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的框图。 

图2是抽象化地表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一部分的一个方式的框图。 

图3简略化地表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一部分的一个方式的构成。 

图4简略化地表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一部分的一个方式的构成。 

图5是表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的波形的示 意图。 

图6是表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的特性的示意图。 

图7是简略化地表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的时间图。 

图8是简略化地表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的时间图。 

图9是简略化地表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的时间图。 

图10是简略化地表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的流程图。 

图11是简略化地表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的框图。 

图12是简略化地表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的框图。 

图13是简略化地表示本发明的放电灯点亮装置的一个方式的时间图。 

图14是简略化地表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的时间图。 

图15是表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的波形的实测图。 

图16是简略化地表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的时间图。 

图17是简略化地表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的时间图。 

图18简略化地表示以往的放电灯点亮装置的一个方式的构成。 

图19是简略化地表示以往的放电灯点亮装置的一个方式的时间图。 

图20是简略化地表示以往的放电灯点亮装置的一个方式的时间图。 

附图标记说明 

3次谐振约100kHz 

B10处理框 

B12处理框 

B13处理框 

B14处理框 

B15处理框 

B16处理框 

B21处理框 

B23处理框 

B24处理框 

Ch谐振电容器 

Ch′谐振电容器 

Cpt  电容器 

Cx平滑电容器 

DSf频率控制信号变量 

Dr二极管 

Dsf频率控制信号变量 

DsfOptim频率控制最佳值变量 

Dsn调谐度信号变量 

DsnMin最低调谐度信号变量 

Dx惯性二极管 

E1电极 

E2电极 

Ex放电灯点亮装置 

F_Valid检测结束标志 

Fx供电控制电路 

G1栅极驱动电路 

G2栅极驱动电路 

G3栅极驱动电路 

G4栅极驱动电路 

Gx栅极驱动电路 

IL灯电流 

Ih饱和极限电流值 

Ix供电电流检测单元 

Ld放电灯 

Lh谐振电感器 

Lh′谐振电感器 

Lx扼流线圈 

Mx直流电源 

Nh谐振电路 

Q1开关元件 

Q2开关元件 

Q3开关元件 

Q4开关元件 

Qx开关元件 

Rr电阻 

Sf频率控制信号 

Sf1变换器控制信号 

Sf2变换器控制信号 

Sfmax上限频率对应值 

Sfmin下限频率对应值 

Sg栅极驱动信号 

Si供电电流检测信号 

Sj变换器驱动信号 

Sn调谐度信号 

Snmin最小值 

Sv供电电压检测信号 

T期间 

T01节点 

T02节点 

T11节点 

T12节点 

T21节点 

T22节点 

T31节点 

T32节点 

T41节点 

T42节点 

Ta期间 

Tb期间 

Tc期间 

Td期间 

Ti期间 

Tm期间 

Tm′期间 

Tn期间 

Tp期间 

Tq期间 

Uc变换器驱动电路 

Uf频率控制电路 

Ui变换器 

Ui′变换器 

Uj周期驱动电路 

Un调谐度检测单元 

Un′调谐度检测单元 

Up定电压电源 

Ux供电电路 

Ux′供电电路 

Uy扫描时电源电路 

Vcc控制电路用直流电源 

Vnh输出电压 

Vo2电压 

Vop无负载开放电压 

Vx供电电压检测单元 

Z负载 

f频率 

f0基波谐振频率 

f0/33次谐振频率 

f0/55次谐振频率 

fj1第一阈频 

fj2第二阈频 

fp频率 

fstb稳定点亮频率 

ta时刻 

tc时刻 

td时刻 

th时刻 

ti时刻 

tj时刻 

tn时刻 

tr时刻 

ts时刻 

tt时刻 

tu时刻 

tv时刻 

tw时刻 

tz时刻 

具体实施方式

首先，使用简略化地表示了本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的框图即图1进行说明。由降压斩波、升压斩波等方式的开关电路等 构成的供电电路(Ux)根据放电灯(Ld)的状态或者点亮序列(sequence)而输出适当的电压和电流。由全桥电路等构成的变换器(Ui)将上述供电电路(Ux)的输出电压变换为例如周期性反转的交流电压并输出，经由包括谐振电感器(Lh)和谐振电容器(Ch)的谐振电路(Nh)向上述放电灯(Ld)的一对用于主放电的电极(E1、E2)施加电压。 

另外，在灯起动时施加的无负载开放电压典型的是大致200V左右，辉光放电时的灯电压典型的是100V～200V，刚刚变为电弧放电之后的灯电压典型的是10V左右，上述供电电路(Ux)在辉光放电时以及电弧放电时，被控制为流动的电流不超过规定的限制电流值。 

上述谐振电路(Nh)的谐振频率主要依赖于上述谐振电容器(Ch)的静电电容和上述谐振电感器(Lh)的电感之积来计算。在起动时，对上述变换器(Ui)输出来自周期驱动电路(Uj)的周期性的变换器驱动信号(Sj)。对于来自上述周期驱动电路(Uj)的上述变换器驱动信号(Sj)，在上述的谐振频率变为基波谐振或高次谐振的关系或与其接近的关系时，在上述谐振电路(Nh)中产生谐振现象并流过谐振电流，在上述谐振电感器(Lh)以及上述谐振电容器(Ch)中产生高电压。 

例如，节点(T31)相对于节点(T32)的电压为200V，向节点(T42)和节点(T41)之间，即上述放电灯(Ld)的主放电用的上述电极(E1、E2)，施加峰值电压2kV～5kV。 

由于存在上述的谐振电路(Nh)的差异，具体地讲，存在因上述谐振电容器(Ch)的静电电容、上述谐振电感器(Lh)的电感等的差异而引起的谐振频率的差异，因此，为了使谐振条件成立，在本发明中，能够改变上述变换器(Ui)的驱动频率。因此，生成用于驱动上述变换器(Ui)的上述变换器驱动信号(Sj)的上述周期驱动电路(Uj)，作为构成要素而包含振荡频率可变的振荡器即频率可变振荡器。上述周期驱动电路(Uj)是接收频率控制信号(Sf)的输入并控制振荡频率的电路，可以使用该频率控制信号(Sf)的电压的压高和振荡频率的频高之间关系为例如正相关的电路。当然也可以使用负相关的电路。 

另一方面，为了使上述周期驱动电路(Uj)的振荡频率与谐振频率调谐，需要检测谐振条件成立到何种程度，因此，调谐度检测单元(Un)必 须构成为能够生成大小与上述变换器(Ui)的频率和上述谐振电路(Nh)的谐振频率即基率或该高次谐振频率的差异相对应地发生变化的上述调谐度信号(Sn)。为了实现该结果，可以独立设置构成扫描时电源电路(Uy)的上述恒压电源(Up)，由于放电灯点亮装置中具备控制电路用直流电源(Vcc)，该控制电路用直流电源(Vcc)使序列控制、逻辑电路、模拟信号处理等的控制电路动作，在图1中，表示了将上述控制电路用直流电源(Vcc)兼用作上述恒压电源(Up)的情况。另外，上述控制电路用直流电源(Vcc)一般使用3-3V～20V的电压。此外，上述控制电路用直流电源(Vcc)也可以是从外部供给的电源。本图的电路构成为，在上述供电电路(Ux)处于停止状态时，经由电阻(Rr)和二极管(Dr)的串联电路，从上述控制电路用直流电源(Vcc)对变换器(Ui)的输入正极侧的节点(T21)供给电压。而且，从上述二极管(Dr)和上述电阻(Rr)的连接点取得上述调谐度信号(Sn)。 

上述控制电路用直流电源(Vcc)为3.3V～20V，与此相对地，在正在输出电压变为最高的无负载开放电压的状态下，上述供电电路(Ux)的输出变为大致200V左右，设置上述二极管(Dr)以便不向上述控制电路用直流电源(Vcc)施加来自上述供电电路(Ux)的高电压。 

图2是抽象化地表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一部分的一个方式的框图，其中将上述图1记载的上述供电电路(Ux)为停止状态时的上述恒压电源(Up)以及该电源的负载侧作为等效电路进行图示。这样，可以将上述变换器(Ui)、谐振电感器(Lh)和谐振电容器(Ch)作为1个负载(Z)来处理。另外，由于上述放电灯(Ld)是非点亮的状态，因此不包括在上述负载(Z)中。 

使电流能从上述恒压电源(Up)经由上述电阻(Rr)和上述二极管(Dr)流向上述负载(Z)，而且，监视上述电阻(Rr)和上述二极管(Dr)的串联连接的中点，并将该电位作为上述调谐度信号(Sn)。在上述负载(Z)的电力消耗小时，从上述恒压电源(Up)流出的电流小，因而在上述电阻(Rr)的电压下降小，因此上述调谐度信号(Sn)的电位表示为接近上述恒压电源(Up)的输出电压的高电压。相反地，在上述负载(Z)的电力消耗大时，从上述恒压电源(Up)流出的电流大，因而在上述电阻(Rr) 的电压下降大，因此上述调谐度信号(Sn)变为与接地电位接近的低电位。 

在此，在包含谐振频率的范围内对构成上述负载(Z)的上述变换器(Ui)的频率实施扫描动作。此时，构成上述变换器(Ui)的例如后述的开关元件(Q1、Q2、Q3、Q4)的通态电阻所消耗的电力随着流过元件的电流的增大而增大，上述变换器(Ui)的驱动频率越接近谐振频率，上述负载(Z)的消耗电力越大，上述调谐度信号(Sn)的电位越低。 

在该情况下，作为进行供给能力一定的供电的上述扫描时电源电路(Uy)，使用了利用上述电阻(Rr)的一定的限流电阻进行限制以使供给能力变为一定的结构，作为上述扫描时电源电路(Uy)，也可以是其他的例如通过限制而使供电电流一定或供给电力一定的结构。此外，不仅限定为直流上一定的结构，也可以是平均值一定的电流脉冲列、电力脉冲列。其中，此处所述的“一定”，不是指针对上述变换器(Ui)的驱动频率的整个扫描范围都要求严密的一定，至少在接近谐振频率的范围内大致一定即可。反之，通过找出上述变换器(Ui)的输入侧的电位为最低的条件，能够检测出向谐振频率的调谐达成即可。这样在小供给能力一定的供电条件下，向上述变换器(Ui)供电，一边监视上述变换器(Ui)的输入侧的电位一边使上述变换器(Ui)的驱动频率变化，从而能够正确地获知谐振状态实现的条件。 

另外，关于上述的小供给能力一定的供电条件中的具体小到何种程度，重要的是要小到即使在谐振状态已实现的情况下，基于所产生的谐振电压，所连接的上述放电灯(Ld)中不会发生绝缘击穿的程度。这是由于，如上所述，若上述放电灯(Ld)中发生绝缘击穿，则正在监视的上述变换器(Ui)的输入侧的电位会不规则变化，从而很难正确地获知谐振状态实现的条件。 

图3是表示能够在本发明的放电灯点亮装置中使用的上述供电电路(Ux)的具体化的一例。降压斩波电路为基础的上述供电电路(Ux)从PFC等的直流电源(Mx)接受电压供给而动作，进行对上述放电灯(Ld)的供电量调整。在上述供电电路(Ux)中，通过FET等的开关元件(Qx)使来自上述直流电源(Mx)的电流导通(ON)、断开(OFF)，经由扼流线圈(Lx)对平滑电容器(Cx)进行充电，向上述放电灯(Ld)施加该电压，电流能够流到上述放电灯(Ld)。 

另外，在上述开关元件(Qx)导通状态期间，利用通过上述开关元件(Qx)的电流，直接进行对上述平滑电容器(Cx)的充电和对作为负载的上述放电灯(Ld)的电流供给，并且在扼流线圈(Lx)中以磁通的形式蓄积能量，在上述开关元件(Qx)断开状态期间，利用在上述扼流线圈(Lx)中以磁通的形式蓄积的能量，经由惯性二极管(Dx)进行对上述平滑电容器(Cx)的充电和对上述放电灯(Ld)的电流供给。另外，之前参照图2所说明的图1中的上述供电电路(Ux)的停止状态是指上述开关元件(Qx)处于断开状态而停止的状态。 

在上述降压斩波型的上述供电电路(Ux)中，通过上述开关元件(Qx)的导通状态的期间与上述开关元件(Qx)的动作周期之比即负载循环比，能够调整对上述放电灯的供电量。在此，通过供电控制电路(Fx)来生成具有某负载循环比的栅极驱动信号(Sg)，经由栅极驱动电路(Gx)控制上述开关元件(Qx)的栅极端子，由此控制来自上述的直流电源(Mx)的电流的导通、断开。 

构成为能够通过供电电流检测单元(Ix)和供电电压检测单元(Vx)来检测在上述放电灯(Ld)的电极(E1、E2)间所流过的灯电流和在电极(E1、E2)间产生的灯电压。另外，能够使用分流电阻简单地实现上述供电电流检测单元(Ix)，还能够使用分压电阻简单地实现上述供电电压检测单元(Vx)。 

来自上述供电电流检测单元(Ix)的供电电流检测信号(Si)以及来自上述供电电压检测单元(Vx)的供电电压检测信号(Sv)被输入上述供电控制电路(Fx)。上述供电控制电路(Fx)反馈地生成上述栅极驱动信号(Sg)，以便在灯起动时的没有流过灯电流的期间，为了向灯施加无负载开放电压而输出规定的电压。此外，上述供电控制电路(Fx)在灯起动而流过放电电流的情况下，反馈地生成上述栅极驱动信号(Sg)以便输出目标灯电流。在此，上述目标灯电流依赖于上述放电灯(Ld)的电压，以向上述放电灯(Ld)投入的电力变为规定电力的值为基础。但是，在刚刚起动后，上述放电灯(Ld)的电压低、不能够提供额定电力，因此，上述目标灯电流被控制为不超过被称为初始限制电流的一定的限定值。然后随着温度的上升，上述放电灯(Ld)的电压上升，若规定的电力投入所必要的 电流变为上述初始限制电流以下，则顺畅地转变为可实现上述规定电力投入的状态。 

图4简略化地示出了本发明的放电灯点亮装置中能够使用的变换器(Ui)的一例。变换器(Ui)通过使用了FET等的开关元件(Q1、Q2、Q3、Q4)的全桥电路而构成。各个开关元件(Q1、Q2、Q3、Q4)通过各自的栅极驱动电路(G1、G2、G3、G4)来驱动，利用由变换器的变换器驱动电路(Uc)生成的变换器控制信号(Sf1、Sf2)通过栅极驱动电路(G1，G2，G3，G4)来控制开关元件(Q1、Q2、Q3、Q4)，以使上述栅极驱动电路(G1、G2、G3、G4)中的一方对角要素的上述开关元件(Q1)和上述开关元件(Q3)处于导通状态的相位时，另一方对角要素的上述开关元件(Q2)和上述开关元件(Q4)维持断开状态，相反，在另一方对角要素的上述开关元件(Q2)和上述开关元件(Q4)处于导通状态的相位时，一方对角要素的上述开关元件(Q1)和上述开关元件(Q3)维持断开状态。在进行上述的2个相位的切换时，插入上述开关元件(Q1、Q2、Q3、Q4)全部变为断开状态的被称为停顿时间(dead time)的期间。 

另外，在上述开关元件(Q1、Q2、Q3、Q4)为例如MOSFET的情况下，在元件自身中内置从源极端子向漏极端子为顺方向的寄生二极管(省略图示)，在双极晶体管那样的不存在上述寄生二极管的元件的情况下，在上述的相位切换时，或者在停顿时间的期间，会流动由在变换器(Ui)的后级存在的电感成分所引起的诱导电流，由此存在因发生逆电压而使元件破损的危险，因此，优选反向并联相当于上述寄生二极管的二极管。通过接收了从上述周期驱动电路(Uj)输出的上述变换器驱动信号(Sj)的信号的变换器驱动电路(Uc)来驱动上述开关元件(Q1、Q2、Q3、Q4)。 

图5是表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的波形的示意图。本图是以3次谐振的条件使图1所记载的放电灯点亮装置动作的情况的例子，(a)表示上述谐振电容器(Ch)的端子间电压，(b)表示上述变换器驱动信号(Sj)的状态，可知在上述变换器驱动信号(Sj)的1个周期的期间(Ti)中，上述谐振电容器(Ch)的端子间电压发生3个周期的振动。本发明不仅限于基波谐振即谐振电路(Nh)的谐振频率与上述变换器(Ui)的频率相同的情况，也能够适用于高次谐振即上述变换器(Ui) 的频率变为谐振电路(Nh)的谐振频率的奇数分之一的条件的情况。 

图6是表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的特性的示意图。横轴是变换器的驱动频率，纵轴是向上述放电灯(Ld)施加的输出电压(Vnh)。从基波谐振频率(f0)，3次谐振频率(f0/3)，5次谐振频率(f0/5)，高次谐振次数越高，上述输出电压(Vnh)的值有降低的倾向，但通过在各奇数次的谐振频率时驱动变换器(Ui)能够获得谐振作用。 

通过以基波谐振频率(f0)驱动变换器(Ui)来获得最强的谐振，从而可以期待高电压作为上述输出电压(Vnh)。然而，基于上述变换器(Ui)的动作可能的频率的极限，即基于由上述开关元件(Q1、Q2、Q3、Q4)的栅极电容值和栅极电阻引起的驱动频率的制约、上述变换器驱动电路(Uc)的上限频率的制约，在不能够以高的基波谐振频率(f0)进行驱动的情况下，通过利用上述的高次谐振，能够规避该制约。 

图7是本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的简略化的时间图，图7表示了上述图1所说明的放电灯点亮装置的动作，表示了为了进行上述变换器(Ui)的上述谐振电路(Nh)的调谐而检测最佳变换器频率的序列。首先，上述频率控制电路(Uf)通过使上述频率控制信号(Sf)在该下限值和上限值之间变化，即进行扫描动作，从而从上限频率开始到下限频率为止扫描上述周期驱动电路(Uj)的振荡频率。当然，也可以反过来从下限频率开始向上限频率扫描，此外，也不仅限于连续的扫描，也可以阶段性变化地进行扫描。 

图7中示出了扫描动作从时刻(ti)开始到时刻(tj)为止，从上限频率对应值(Sfmax)开始到下限频率对应值(Sfmin)为止扫描上述频率控制信号(Sf)的状况。此时，从上限频率到下限频率的频率范围的宽度应设定为包括与上述谐振电感器(Lh)的电感和上述谐振电容器(Ch)的静电电容的推测差异相对应的谐振频率的差异的宽度。 

上述频率控制电路(Uf)在进行扫描动作时监视上述调谐度信号(Sn)，存储该信号表示最小值(Snmin)时即时刻(th)时的上述频率控制信号(Sf)的生成条件。通过这样，能够存储上述变换器(Ui)的驱动频率与谐振(基波谐振或者高次谐振)条件大致一致的状态。而且，在扫描动作结束后，上述频率控制电路(Uf)只要对上述变换器(Ui)的驱动频率与谐振(基 波谐振或者高次谐振)条件大致一致的状态时的上述频率控制信号(Sf)的生成条件进行再现和固定即可。 

另外，在时刻(ti)以上限频率驱动了上述变换器(Ui)时，关于从上述调谐度信号(Sn)低的状态开始动作然后上升地描绘的理由，这是由于最初设定的上限频率虽然比较接近基波谐振频率，但随着扫描动作会偏离该频率。而且，随着扫描动作的进一步进行，不久上述调谐度信号(Sn)达到极大，然后，随着接近3次谐振频率，上述调谐度信号(Sn)下降，在与3次谐振频率大致一致的上述时刻(th)，上述调谐度信号(Sn)表示极小值。(在最初设定的上限频率远离基波谐振频率的情况下，上述的上述调谐度信号(Sn)不出现上升、极大。) 

然而，在扫描动作的过程中，在上述时刻(th)，当放电灯点亮装置取得了上述调谐度信号(Sn)小的值时，若没有其他的任何信息，到进行预定的频率范围的扫描动作的上述期间(Tm)结束的时刻(tj)为止，不能够正确地判断该值是极小值。但是，在例如该最佳频率检测序列是放电灯点亮装置通电后的2次以后的情况下，若引用在上次的该序列中取得的上述频率控制信号(Sf)的生成条件、上述调谐度信号(Sn)的值等的信息，则可以省略超过了时刻(th)后的期间(Tm)的剩余期间的扫描动作。此外，在2次以后，可以引用上述信息，减小从上限频率到下限频率的扫描范围。 

即，在上述时刻(th)取得了上述调谐度信号(Sn)小的值时，或者检测到该值转而稍稍上升时，若能够确认上述时刻(th)的上述频率控制信号(Sf)的生成条件接近上次的该序列中所取得的上述频率控制信号(Sf)的生成条件的情况，或者能够确认接近上次的该序列中所取得的上述调谐度信号(Sn)的值的情况，则通过上述时刻(th)的上述频率控制信号(Sf)的生成条件，可以判断为已检测出了最佳的变换器频率。 

如上所述，在图1的本发明的实施例中，采用了检测并设定在上述变换器(Ui)驱动上述谐振电路(Nh)时的最佳频率的构成，与以往相比，不需要上述的以往的需要高电压耐量的输出电压检测单元、在谐振电感器上配置2次绕组等的构成，尤其能够获得低成本化的优点。具体地讲，作为上述电阻(Rr)使用1.6mm×0.8mm(1608尺寸)的表面安装电阻，作 为上述二极管(Dr)使用2.0mm×1.2mm(2012尺寸)的表面安装二极管，能够以非常低的成本实现上述的对驱动上述谐振电路(Nh)时的最佳频率进行检测的电路。 

图8是表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的简略化的时间图，使用该图8进行进一步说明。本图的(a)表示上述谐振电路(Nh)中发生的电压(Vnh)的波形，(b)表示上述供电电压检测信号(Sv)的波形，(c)表示上述频率控制信号(Sf)的波形。关于图中所述的扫描动作的期间(Tm)内的放电灯点亮装置的动作，如上述关于图7的说明所述。为了在上述谐振电路(Nh)中产生强的谐振现象，需要正确地决定频率控制信号(Sf)。然而，由于调谐度信号(Sn)的评价处理等的时间延迟、与上述频率控制电路(Uf)的分辨率有关的制约等，存在的频率控制信号(Si)稍稍偏离最佳值而被决定的可能性。另外，即使在上述频率控制信号(Sf)决定后，通过在包括上述谐振电感器(Lh)以及上述谐振电容器(Ch)的上述谐振电路(Nh)中流过电流，这些电路元件会发热，该结果，这些电路元件的电感或者静电电容发生变化，谐振频率出现偏差，由此存在所决定的频率控制信号(Si)稍稍偏离最佳值的可能性。 

为了避免这样的现象，在期间(Tm)的上述扫描动作结束、上述频率控制信号(Sf)的最佳值决定后，在包含所决定的上述频率控制信号(Sf)的最佳值的狭窄范围内，持续进行使上述频率控制信号(Sf)摆动的动作(连续地提高或降低的动作)是有效果的。通过这样的动作，即使在所决定的上述频率控制信号(Sf)的值稍稍偏离最佳值、或者谐振频率发成变化之类的情况下，通过在包含上述频率控制信号(Sf)的整个狭窄范围内继续扫描动作这一动作，以高频度必定实现最佳的上述频率控制信号(Sf)，即使在偏离了最佳的上述频率控制信号(Sf)的期间，由于该偏离量微小，如图19的(a)所述，也不会产生对上述放电灯(Ld)的谐振起动达到有害程度的电压下降。 

因此，即使在与扫描动作所决定的上述谐振电路(Nh)的谐振频率相对应的上述频率控制信号(Sf)的值存在误差，或者存在由谐振电路元件的温度变化而引起谐振频率的偏差的情况下，也能够确保对灯的施加电压被充分升高。另外，因谐振电路(Nh)的高电压而上述放电灯(Ld)开始 了放电，由此在点亮序列进入下一步骤，例如等待从辉光放电向电弧放电的转变的步骤之后，即使上述放电灯(Ld)的放电发生中断的情况，由于存储了上述频率控制信号(Sf)的最佳值，能够再次使谐振电路发生谐振现象并立刻恢复到对灯施加高电压的状态，此外，由于这样的动作可以试行多次，因此能够显著地减少陷入点亮失败的概率。 

在图8中，在用于决定上述频率控制信号(Sf)的值的最佳频率检测序列的期间(Tm)的结束时刻(tj)与上述输出电压(Vnh)的输出开始的时刻(tc)之间存在空闲期间(Tn)地描绘，该期间(Tn)的长短或有无通过放电灯点亮装置的使用条件来设定即可。例如，在每次灯点亮时插入上述的最佳频率检测序列的方式的情况下，可以使上述的空闲期间(Tn)非常短，或者在不是特别必要时可以不设定该期间(将期间(Tn)的长度设为零即可)。 

在放电灯点亮装置的通电时实施上述的最佳频率检测序列，存储上述频率控制信号(Sf)的生成条件，然后，例如在从内部安装有放电灯点亮装置的投影器本体接受了灯点亮指令而灯点亮序列开始之前，再现并适用所存储的上述频率控制信号(Sf)的生成条件，在采用了该方式的情况下，仅在相当于最佳频率检测序列的期间(Tm)的期间，能够实现从接收到上述灯点亮指令开始直到实际灯点亮为止的时间节约。但是，在该方式的情况下，虽然上述的空闲期间(Tn)变长，但若该期间变得过长，例如，在该期间内产生温度变化而上述那样的谐振频率的偏差变得过大，结果上述变换器(Ui)的驱动频率和谐振频率的偏差变得过大，可能存在谐振所引起的电压升高变得不充分的问题，因此优选实施下述等方法，例如，每当空闲期间经过了一定期间实施上述的最佳频率检测序列，从而更新上述频率控制信号(Sf)的生成条件的存储；或者，在空闲期间经过了一定期间以上之后开始灯点亮序列的情况下，在即将开始点亮序列之前实施上述的最佳频率检测序列等。 

如上所述，在每次灯点亮时插入上述的最佳频率检测序列的方式的情况下，也可以使上述的空闲期间(Tn)不存在，因省略该期间而能够实现时间的节约，另外，如之前关于图7的说明那样，例如最佳频率检测序列是放电灯点亮装置通电后的第2次以后的最佳频率检测序列的情况下，可 以引用在上次的该序列中取得的上述频率控制信号(Sf)的生成条件、上述调谐度信号(Sn)的值的信息，省略超过了时刻(th)之后的期间(Tm)的剩余期间的扫描动作。在图9中图示了这样的情况下的放电灯点亮装置的动作。在超过了上述时刻(th)的时刻(tn)，引用上次的最佳频率检测序列中所取得的上述信息，可以判断为已检测到最佳频率，立即开始上述输出电压(Vnh)的输出。 

图10是表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的简略化的流程图，使用该图10来进一步进行说明。本图是在包含微处理器单元而构成了上述频率控制电路(Uf)的情况下的、关于基于图7所说明的动作的一部分的微处理器程序的流程图的一例。 

调谐度信号变量(Dsn)是用于暂时存储将上述调谐度信号(Sn)AD变换后的值的变量。最低调谐度信号变量(DsnMin)是用于暂时保存在最佳频率检测序列执行中的、在从后述的处理框(B12)到处理框(B24)的循环中所取得的上述调谐度信号(Sn)中的最低值的变量。频率控制信号变量(Dsf)用于暂时存储对频率控制信号(Sf)设定的值的变量。频率控制最佳值变量(DsfOptim)用于保存为作为对上述频率控制信号(Sf)设定的值最佳值的候补的变量。另外，在上述频率控制信号(Sf)为模拟信号的情况下，将上述频率控制信号变量(Dsf)或者上述频率控制最佳值变量(DsfOptim)进行DA变换后输出。 

检测结束标志(F_Valid)是表示上述的最佳频率检测序列已结束的标志。在该标志为假(false)的情况下，通过处理框(B21)中的判断，执行以后的最佳频率检测序列，在该标志为真(true)的情况下，由于存储了上述频率控制信号(Sf)的生成条件，因此不执行最佳频率检测序列，立即开始上述输出电压(Vnh)的输出。 

在处理框(B10)中进行最佳频率检测序列被执行前的初始设定。将上述最低调谐度信号变量(DsnMin)设定为作为上述调谐度信号变量(Dsn)而能够取得的最大值或者该最大值以上的值。例如，在上述调谐度信号(Sn)被AD变换时的数据宽度为10位的情况下，将其设为1023即可，或者，在此时的上述调谐度信号变量(Dsn)的数据宽度为16位的情况下，将其设定为65535即可。此外，将上述频率控制信号变量(Dsf)设置为用于进 行扫描的驱动频率的上限频率对应值(Sfmax)。 

接着，在处理框(B12)中取入上述调谐度信号(Sn)作为数据并保存在调谐度信号变量(Dsn)中。在刚刚进行了上述处理框(B10)中的初始设定之后，由于频率控制信号(Sf)被设定为上限频率对应值(Sfmax)，变换器(Ui)以上限频率来动作，取入此时的上述调谐度信号(Sn)。在后述的处理框(B14)中变换器(Ui)的驱动频率被更新，由此扫描动作被执行，每当返回该处理框(B12)时，取入上述调谐度信号(Sn)并将其保存在调谐度信号变量(Dsn)中。 

在处理框(B23)中，判断上述调谐度信号变量(Dsn)是否比过去所取得的最低调谐度信号变量(DsnMin)低，若判断为是，则执行处理框(B13)，将现在的调谐度信号变量(Dsn)保存到最低调谐度信号变量(DsnMin)中，并且将现在的频率控制信号变量(Dsf)保存到频率控制最佳值变量(DsfOptim)中，若判断为否，则不执行上述处理框(B13)。 

接着，在处理框(B14)中，为了从上限频率对应值(Sfmax)开始向下限频率对应值(Sfmin)进行扫描动作，减少频率控制信号变量(DSf)并将其设置到上述频率控制信号(Sf)中。由此上述变换器(Ui)的驱动频率被更新。然后，在处理框(B24)中，判断频率控制信号变量(DSf)是否达到下限频率对应值(Sfmin)，若达到，则结束扫描动作，前进至处理框(B15)，若未达到，则返回至上述处理块(B12)，继续进行扫描动作。 

在处理框(B15)中，使表示最佳频率检测序列已结束的检测结束标志(F_Valid)为真(true)。此时，在附近执行过的上述处理框(B13)中存储的频率控制最佳值变量(DsfOptim)的值被决定为与上述变换器(Ui)的驱动频率对应的最佳值。在结束了最佳频率检测序列后的处理框(B16)中，在上述频率控制信号(Sf)中设定所检测到的最佳的频率控制最佳值变量(DsfOptim)，将上述变换器(Ui)的驱动频率设定为最佳的频率。若离开该程序，则供电电路输出上述输出电压(Vnh)，继续进行点亮起动序列。 

图11是简略化地表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的另一个方式的框图。在上述图1的实施方式中，从上述电阻(Rr)和上述二极管(Dr) 的串联电路获得上述调谐度信号(Sn)，而在图11的实施方式中构成为，上述供电电路(Ux)中的上述供电电压检测单元(Vx)兼作为上述调谐度检测单元(Un)，上述供电电压检测信号(Sv)兼作为上述调谐度信号(Sn)。如参照上述图2或图7所说明的那样，在最佳频率检测序列中，对上述变换器(Ui)的驱动频率越接近谐振频率，上述变换器(Ui)的电压输入的节点(T21)的电位越低，因而上述调谐度信号(Sn)的电位越低的现象进行检测，而取代上述调谐度信号(Sn)，对与等同于上述变换器(Ui)的输入电压的上述供电电路(Ux)的输出电压相对应的上述供电电压检测信号(Sv)的电位变低的现象进行检测也能够达到相同的目的。 

在使用微处理器、数字信号处理器，再加上上述供电控制电路(Fx)、上述频率控制电路(Uf)、上述周期驱动电路(Uj)等来构成一体的信号·处理控制电路的情况下，与上述供电电压检测信号(Sv)和上述调谐度信号(Sn)作为独立的信号而被取入上述信号·处理控制电路的方式相比，如图11的实施方式所示那样，作为1个信号(例如AD变换)来取入该信号，在上述信号·处理控制电路内的实现包括灯电力控制等的处理功能和最佳频率检测序列的处理功能的各功能的位置利用该信号的方式，由于能够节约信号的输入端口、AD变换通道等的元件资源的使用，因此更加有利于低成本化。 

但是，如上所述，上述供电电路(Ux)所产生的电压比上述恒压电源(Up)所产生的电压高很多，因此与上述图1中上述调谐度信号(Sn)相比，上述供电电压检测信号(Sv)的信号的动态范围更大，测定该信号的系统需要注意具备与其相匹配的大动态范围。反之，根据构成放电灯点亮装置的微处理器、数字信号处理器的情况，若上述供电电压检测信号(Sv)的动态范围不能够获得足够大的范围，不足以检测向上述变换器(Ui)的驱动频率的谐振频率的调谐，则在该情况下图1的实施方式的更加有利。 

图12是进一步简略化地表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的框图。在上述图11的实施方式中，上述变换器(Ui)经由上述电阻(Rr)，从作为上述恒压电源(Up)的上述控制电路用直流电源(Vcc)接受供给能力一定的供电来动作，而在图12的实施方式中，放弃经由上述电阻(Rr)的来自上述恒压电源(Up)的电力供给，在最佳频率检测序列 的至少上述变换器(Ui)的扫描动作的期间，上述供电电路(Ux)进行供给能力一定的动作。 

另外，作为实现上述供电电路(Ux)的供给能力一定的动作的方法，最简单方法如下：例如，将构成上述供电电路(Ux)的上述开关元件(Qx)的负载循环比控制为大致一定来生成上述栅极驱动信号(Sg)的方法；或者，将上述供电电路(Ux)的输出电流控制为大致一定来生成上述栅极驱动信号(Sg)的方法。这样在上述变换器(Ui)动作过程中，构成为上述供电电路(Ux)进行供给能力一定的动作，由此与参照上述图2或图7所进行的说明相同，在最佳频率检测序列中，上述变换器(Ui)的驱动频率越接近谐振频率，上述变换器(Ui)的电压输入的节点(T21)的电位越低，上述供电电压检测信号(Sv)的电位越低，通过对该现象进行检测从而能够检测出最佳频率。 

但是，在如上所述地将上述开关元件(Qx)的负载循环比控制为大致一定或者将上述供电电路(Ux)的输出电流控制为大致一定时，例如监视上述供电电压检测信号(Sv)，该电压与上述控制电路用直流电源(Vcc)相当而比较低，更具体而言，如之前参照上述图2所说明的那样，必须使该电压不超过规定的电压，以使得在连接的上述放电灯(Ld)中产生绝缘击穿的高谐振电压不会发生，而且，在该电压超过了上述规定的电压的情况下，必须停止上述栅极驱动信号(Sg)的生成。图13是表示本发明的放电灯点亮装置的一个方式的简略化的时间图，使用该图13进一步说明。本图是以3次谐振的条件使图1所示的放电灯点亮装置动作，在通过谐振起动来起动上述放电灯(Ld)的情况下，在起动序列的调整阶段等中可能观测到的波形的例子，(a)表示流过上述放电灯(Ld)的灯电流(IL)的波形，(b)表示上述变换器驱动信号(Sj)的波形，(c)表示上述变换器(Ui)的频率(f)的变化的样子，表示的都是上述图8中所示的上述时刻(tc)以后的动作。但是，省略记载参照上述图8已说明过的内容，即在包含上述频率控制信号(Sf)的最佳值的狭窄范围中使上述频率控制信号(Sf)摆动的动作。 

通过谐振起动，在时刻(tz)，上述放电灯(Ld)发生绝缘击穿而在上述放电灯(Ld)中开始流动电流。绝缘击穿后发生电流仅向放电灯电极 的一侧方向流动的非对称放电现象、辉光放电，在辉光放电发生过程中，正如齐纳二极管那样，灯两电极间的电压变为灯在放电状态所固有的电压，而且由于灯消耗电力，上述谐振电路(Nh)的Q值变为非常低的状态，由谐振引起的电压升高几乎不会发生。 

图13表示了上述放电灯(Ld)处于非对称放电的状态，在该图的(a)中，作为一例示出了灯电流(IL)多流向正侧方向，很少流向负侧方向的情况。这样的波形容易观测到在灯电流(IL)的正侧方向产生电弧放电，在负侧方向产生辉光放电的情况。在辉光放电期间即使灯电流小，由于灯电压高，在灯的放电空间中正离子被加速为高能量并与灯的阴极电极碰撞，因此，若辉光放电持续长期间，则由于溅蚀而钨等电极材料向放电空间溅出并附着于灯真空管的内表面，从而产生灯的黑化现象的问题。因此，在这样的非对称放电的期间，使灯电流流动较多而促进电极的加热，快速地从辉光放电转变为电弧放电是有利的。 

如上述图13所示，在灯的起动序列中的至少初始阶段，上述供电电路(Ux)的输出需要维持为能够输出之前所述的无负载开放电压(Vop)即典型的大致200V左右的电压的控制状态。这是因为需要能够维持灯的辉光放电。之前，说明了若辉光放电持续长期间则灯产生黑化现象的问题，但若连辉光放电都不能够维持，会导致放电电流停止而发生中断。另一个理由是，在上述变换器(Ui)的驱动频率为例如100kHz的情况下，由于该频率是高频，上述谐振电感器(Lh)的阻抗也变高，因此，在转变为电弧放电后为了维持该电弧放电，作为向上述放电灯(Ld)和上述谐振电感器(Lh)的串联连接施加的电压，上述程度的电压是必要的。 

之前说明了快速从辉光放电转变为电弧放电更加有利，作为实现该方式的方法，例如，可以考虑进一步提高无负载开放电压，增加辉光放电时的对灯的投入电力的方法。但是，为了能够实现该方法，上述变换器(Ui)的上述开关元件(Q1、Q2、Q3、Q4)必须是与施加的高的无负载开放电压相对应的高耐电压的元件，因此不利于低成本化。 

因此，作为在非对称放电的期间中使灯电流流动较多而促进电极的加热，使辉光放电快速转变为电弧放电的剩余方案，判断出需要降低上述谐振电感器(Lh)的高阻抗。本来，若灯的起动序列结束，则上述变换器(Ui) 驱动频率最终转变为上述放电灯(Ld)稳定点亮时的频率即50Hz～400Hz左右的低频。因此，在向低频的转变结束的时刻，可能上述的上述谐振电感器(Lh)的阻抗高的问题会自然而然地得到解决。 

但是，在上述变换器(Ui)的驱动频率从谐振起动时的高频例如100kHz附近突然变为上述的低频的情况下，有时会向上述放电灯(Ld)流过过剩的冲击电流。这是由于，伴随着上述变换器(Ui)的频率的急剧下降，上述谐振电感器(Lh)的阻抗急剧下降，而且，作为上述放电灯(Ld)流过冲击电流的结果，上述放电灯(Ld)自身的阻抗下降，因此不能够与上述供电电路(Ux)的控制随动，流过上述放电灯(Ld)的电流的正反馈增大会瞬间发生，从而会产生可能对上述放电灯(Ld)、上述变换器(Ui)的上述开关元件(Q1、Q2、Q3、Q4)或者上述供电电路(Ux)的上述开关元件(Qx)等造成破坏的问题。 

此外，在上述放电灯(Ld)的非对称放电的状态中，对于上述电极(E1，E2)中的在成为阴极的循环中不会电弧放电的一侧电极，若不促进加热以使其能够开始放出热电子，则不能够消除非对称放电的状态。在这样的状态中，在上述变换器(Ui)的交流驱动的一个循环内，对灯的投入电力反复进行大半循环和小半循环，在对灯的投入电力的小半循环的期间中，热电子放出没有开始的一侧电极温度下降。若在非对称放电的状态未消除的状态下上述变换器(Ui)的驱动频率急剧向低频转变，则各半循环的时间急剧变长，因此，在变长的对灯的投入电力小的半循环期间，热电子放出未开始的一侧电极温度过剩地降低，上述放电灯(Ld)不能够维持放电而发生中断的可能性变高。 

回顾到此为止所描述的内容可知，在灯的起动序列中，在使上述变换器(Ui)的驱动频率向最终的上述放电灯(Ld)稳定点亮时的低频转变时，并不是急剧地转变频率，而是需要包含从谐振起动时的高频开始逐渐地降低频率的步骤在内最终转变为低频。 

在图13中描述了在时刻(tz)上述放电灯(Ld)发生绝缘击穿而开始向上述放电灯(Ld)流动电流之后，使上述频率控制信号(Sf)连续下降，以使上述变换器(Ui)的极性反转发生的周期逐渐变长的方式使上述变换器(Ui)动作的样子。(a)中的上述灯电疏(IL)的波形以对(b)中的上述变换器驱动信号(Sj)进行积分的方式同步而表示为锯齿状波形状的波形，对其中的代表期间(Tp)的电流波形进行简单说明。

图13(a)中的上述灯电流(IL)的正侧(图中的上侧)与电弧放电产生的方向对应。例如，假设上述变换器(Ui)的输入电压即上述供电电路(Ux)的输出电压为200V，上述放电灯(Ld)的电弧放电电压为20V，则上述灯电流(IL)以上述谐振电感器(Lh)被施加的电压即200V与20V的电压差除以上述谐振电感器(Lh)的电感值所计算出的速度增加。由于与上述供电电路(Ux)的输出电压相比，电弧放电电压小很多，因此上述灯电流(IL)的锯齿状波形状的波形的峰值大致与上述供电电路(Ux)的输出电压成比例，或者与上述变换器(Ui)的半循环的时间成比例。因此，若上述供电电路(Ux)的输出电压增加，则上述灯电流(IL)的最大值也增加，若上述变换器(Ui)的周期增加，则上述灯电流(IL)的最大值也增加。 

在上述变换器(Ui)的向图中的正侧的方向流动电流的半循环中，交替反复执行下述动作：一边向上述谐振电感器(Lh)蓄积磁能量一边使上述灯电流(IL)增加，从上述变换器(Ui)经由谐振电感器(Lh)向上述放电灯流动电流，若上述变换器(Ui)的极性反转则一边释放被蓄积在上述谐振电感器(Lh)中的磁能量一边使上述灯电流(IL)减少。这样，通过使上述变换器(Ui)的驱动频率朝向低频率连续下降，上述灯电流(IL)的最大电流值能够逐渐增加，因此，对于在成为了阴极的循环中没有变为电弧放电的一侧电极，促进对其进行加热以使其能够开始放出热电子，从而消除非对称放电的状态，获得防止中断的效果。 

然而，在本图的期间(Tq)中，上述灯电流(IL)的波形与上述期间(Tp)中的理想的锯齿状波形状不同，在该峰值附近流过过大电流，而且，上述变换器(Ui)的驱动频率越低，该过大电流越大。这是由于，上述灯电流(IL)超过了上述谐振电感器(Lh)的饱和极限电流值(Ih)，从而上述变换器(Ui)的驱动频率越低，超过上述饱和极限电流值(Ih)的期间越长。 

图14是表示本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的简略化的时间图，使用该图14进行进一步说明。本图中的(a)表示上述谐振电路(Nh)中所产生的电压(Vnh)的波形，(b)表示上述供电电路输出电压(Vo)的波形，(c)表示上述灯电流(IL)的波形，(d)表示上述变换器(Ui)的频率(f)的变化的样子。在最佳频率检测序列已经结束的情况下，在时刻(tr)开始上述放电灯(Ld)的起动序列。由于以与上述频率控制信号(Sf)对应的上述变换器(Ui)的最佳频率来驱动，因此上述输出电压(Vnh)中立刻产生高电压。可以看出在时刻(ts)上述放电灯(Ld)产生绝缘击穿，上述灯电流(1L)开始了流动，在之后的一段之间之后的期间内，根据上述灯电流(IL)的波形偏向正侧可知，产生了非对称放电的状态。另一方面，根据上述供电电压检测信号(Sv)的波形也可知，上述供电电路(Ux)从起动序列的开始一直输出无负载开放电压(Vop)并提供给上述变换器(Ui)。 

在时刻(tt)时，如上所述，通过包括从谐振起动时的高频逐渐下降的步骤在内的使上述变换器(Ui)的驱动频率转变为最终的低频的序列，如上所述，使灯电流更多流动而促进电极的加热。因此，根据图14中的上述灯电流(IL)的波形从偏向正侧的状态逐渐向正负的平衡被改善的状态转变的情况可知，非对称放电的状态逐渐消除。 

而且，在上述变换器(Ui)的频率下降至第1阈频(fj1)的时刻(tu)，控制输出到此为止的无负载开放电压(Vop)的状态(电压控制模式)被解除，例如，为了切换至使上述供电电流检测信号(Si)变为目标值地控制的状态(电流控制模式)，变更上述供电电路(Ux)的控制模式，并且直到第2阈频(fj2)为止，控制使上述变换器(Ui)的频率急剧下降。在此，使上述供电电流检测信号(Si)变为目标值地控制的状态(电流控制模式)是指，之前，在“上述供电控制电路(Fx)在灯起动而流过放电电流的情况下，反馈地生成上述栅极驱动信号(Sg)以便输出目标灯电流”的说明中所描述的动作。 

通过这样的控制，上述变换器(Ui)的频率变得足够低，因此上述谐振电感器(Lh)的阻抗足够低，上述供电电路(Ux)的电压变得与上述放电灯(Ld)所呈现的灯电压大致相等，因此，上述供电电路(Ux)的输出电压不需要无负载开放电压那样的高电压。这样，在上述变换器(Ui)的频率足够低，此外，在上述供电电路(Ux)的输出电压变为足够低到上述放电灯(Ld)的电弧放电电压程度的状态下，不存在上述图13中(a)所 示那样的上述灯电流(IL)的快速变化、峰值，通过对上述供电电流检测信号(Si)进行的控制，能够正确地控制上述灯电流(IL)。其结果，上述的因上述灯电流(IL)超过上述谐振电感器(Lh)的饱和极限电流值(Ih)而产生的上述灯电流(IL)的过大电流能够被避免。 

另外，在上述时刻(tu)，由于同时切换上述变换器(Ui)的频率和上述供电电路(Ux)的上述控制模式，由于微妙的切换定时的差异(或偏差(jitter))，有时会导致在上述时刻(tu)冲击电流流过上述放电灯(Ld)。通过使用逐脉冲(pulse by pulse)控制技术来限制上述开关元件(Qx)的导通状态的期间的长度，或者，放电灯点亮装置自身能够控制时刻(tu)的出现，在时刻(tu)即将出现之前，将上述供电电路(Ux)的输出电压或者输出电流的目标值偏低设定，对上述开关元件(Qx)的导通状态的期间的长度加以限制等的方法，能够避免流过上述冲击电流的现象。 

在施加了无负载开放电压的状态下，由于到上述谐振电感器(Lh)开始饱和为止的正确时间内，饱和现象是非线性现象，因此，如上所述，不能利用将上述谐振电感器(Lh)被施加的电压除以该电感值而计算出的速度来单纯地计算，优选包括上述谐振电感器(Lh)的上述饱和极限电流值(Ih)的差异在内，以实验的方式求出并设定上述第1阈频(fj1)。在上述图14中，示出了在上述变换器(Ui)的频率下降到上述第1阈频(fj1)的上述时刻(tu)，控制上述变换器(Ui)的频率立即下降到上述第2阈频(fj2)的情况，由于非对称放电的状态的消除需要直到灯的上述电极(E1、E2)的热平衡达成为止的时间，在使上述变换器(Ui)的频率下降到上述第2阈频(fj2)之前，在上述第1阈频(fj1)的状态下，通过控制以便进行适当时间的待机，能够增加非对称放电的状态消除的可靠性。 

另外，不是使上述变换器(Ui)的频率从上述第1阈频(fj1)直接转变为上述稳定点亮频率(fstb)，而是先暂时转变为上述第2阈频(fj2)，然后逐渐转变为上述稳定点亮频率(fstb)，这是由于，在使上述变换器(Ui)的频率从上述第1阈频(fj1)开始急剧下降的时刻，在非对称放电的状态的消除未结束的情况下，从转变为上述第2阈频(fj2)之后到转变为上述稳定点亮频率(fstb)而转变结束之前，使非对称放电的状态的消除结束。 

因此，之前说明了在使上述变换器(Ui)的频率下降到上述第2阈频 (fj2)之前，在上述第1阈频(fj1)的状态下，通过控制以便进行适当时间的待机的方式，通过实施该方式，或者，不实施该方式，例如，通过较小地设计热容量以使灯的上述电极(E1、E2)的热平衡容易达成，即温度容易上升等方式，在使上述变换器(Ui)的频率从上述第1阈频(fj1)急剧下降的时刻，在非对称放电的状态的消除已结束的情况下，也可以控制成上述变换器(Ui)的频率从上述第1阈频(fj1)直接转变(转变时间为零)为上述稳定点亮频率(fstb)。此时的上述变换器(Ui)的频率控制的样子如本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的简略化的时间图即图16所示。 

如上所述，基于上述放电灯(Ld)的放电加热而上述电极(E1、E2)的温度上升十分重要，这依赖于对灯投入的电力、电极的热容量。根据上述说明可知，对灯投入的电力不仅由将上述变换器(Ui)的频率作为参数的上述谐振电感器(Lh)的阻抗来规定，也由上述供电电路(Ux)的输出电压来规定。因此，关于从上述时刻(tt)到上述时刻(tu)的转变期间的长度的最佳值，依赖于该转变期间中的上述供电电路(Ux)的输出电压、上述电极(E1、E2)的热容量，因而需要通过实验来求出。关于从上述时刻(tu)到上述时刻(tv)的转变期间的长度的最佳值，包含上述那样转变时间为零的情况在内，也同样需要通过实验来求出。另外，关于从上述第2阈频(fj2)开始直到转变为最终的稳定点亮状态的低频即稳定点亮频率(fstb)时的频率的下降速度，在上述图14中描述为与从上述时刻(tt)开始的频率的下降速度相同，但也可以构成为它们的下降速度(上述供电电压检测信号(Sv)的斜率)不同。 

然而，关于上述的使上述变换器(Ui)驱动频率从谐振起动时的高频开始逐渐降低的序列的开始点即上述时刻(tt)的设定方法，例如最简单的方式是设定为从上述的起动序列的开始点即上述时刻(tr)开始、经过了规定长度的时间后的时刻。或者，也可以设定为从上述放电灯(Ld)产生绝缘击穿、上述灯电流(IL)开始流动的上述时刻(ts)开始、经过了规定长度的时间后的时刻。另外，也可以设定为从上述灯电流(IL)开始流动且该电流值增加到与电弧放电相当的值的时刻(tw)开始、经过(包含零在内)规定长度的时间后的时刻。另外，可以监视来自上述供电电流检测单 元(IX)的上述供电电流检测信号(Si)，通过监视其超过了规定值来检测上述放电灯(Ld)开始流动的情况，或者该电流值增加到与电弧放电相当的值的情况。 

与上述图14中所示的本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的简略化的时间图中的(a)和(c)的波形相对应的实测到的波形如图15所示。该图的(a)是表示上述谐振电路(Nh)中产生的电压(Vnh)的波形，(c)是表示上述灯电流(IL)的波形，图中所示的时刻(tr、ts、tt、tu、tv、tw)分别与上述图14中所示的上述时刻(tr、ts、tt、tu、tv、tw)相对应。实际上，上述图14的(a)和(c)的波形是以模写上述图15的(a)和(c)的波形的方式描画而成的。但是，在图15的实测波形中，在上述时刻(tr)开始起动序列，在向上述放电灯(Ld)开始施加由谐振产生的高电压之后上述放电灯(Ld)产生了绝缘击穿，而该产生了绝缘击穿的上述时刻(ts)与上述时刻(tr)过于接近，为了便于说明，在上述图14中，以使上述时刻(tr)与上述时刻(ts)之间变长的方式进行了稍稍的变形。上述时刻(ts)与上述时刻(tw)之间也一样。 

在记载了上述图15的实测波形的本发明的放电灯点亮装置的一个方式的实施例中，具体的数值参数的设定如下。 

·灯：额定200W高压水银灯 

·无负载开放电压(Vop)：200V 

·谐振频率：约100kHz(3次谐振) 

·第1阈频(fj1)：40kHz 

·第2阈频(fj2)：8kHz 

·稳定点亮频率(fstb)：370Hz 

·从起动序列的开始到使频率逐渐降低的序列的开始(从时刻(tr)到时刻(tt))的待机期间：约3秒 

·从谐振频率到第1阈频(从时刻(tt)到时刻(tu))的转变期间：约1秒 

·从第2阈频到稳定点亮频率(从时刻(tu)到时刻(tv))的转变期间：约1秒 

另外，对于该实测实验中所使用的放电灯，作为从谐振频率到第1阈 频的转变期间，实验了从0.2秒至3秒的条件，在该范围内获得了良好的结果。 

参照上述图15而说明的与本发明的实施方式有关的参数等可以适用于下述高压水银灯，在该高压水银灯中，前端形成有突起的一对电极以2.0mm以下的间隔对置配置，封入了每立方毫米0.2毫克以上的水银以及每立方毫米10的负6次方的微摩尔～10的负2次方微摩尔的卤素。观察上述图15的实测的波形，如参照上述图14所说明的那样，在时刻(tt)，如上所述，通过包含从谐振起动时的高频逐渐降低的步骤在内的使上述变换器(Ui)的驱动频率的转变为最终的低频的序列开始，如上所述，使灯电流更多流动而促进电极的加热，根据上述灯电流(IL)的波形从偏向正侧的状态逐渐向正负平衡被改善的状态转变的情况，能够确信本发明对于非对称放电的状态的消除的促进具有效果。 

如上所述，在上述变换器(Ui)的驱动频率超过极限而变低的情况下会产生上述灯电流(IL)超过上述谐振电感器(Lh)的上述饱和极限电流值(Ih)的现象。上述饱和极限电流值(Ih)的大小依赖于构成上述谐振电感器(Lh)的核心材料的性质、形状和体积，因此，假设例如为了实现良好的灯寿命，存在作为上述第1阈频(fj1)而应设定的值，由于必须选择能够实现该值的核心材料，这会产生对低成本化、放电灯点亮装置的小型轻量化造成很大制约的问题。 

为了避免该问题，与由上述周期驱动电路(Uj)进行的、以上述变换器(Ui)的频率从与上述谐振电路(Nh)的谐振频率对应的频率开始直到达到第1阈频(fj1)为止逐渐降低的方式生成上述变换器驱动信号(Sj)的动作并行地，控制上述供电控制电路(Fx)以使在达到比上述无负载开放电压(Vop)低的规定的电压(Vo2)之前上述供电电路(Ux)输出逐渐降低的电压即可。这是由于，如上所述，上述谐振电感器(Lh)的电流的峰值与上述变换器(Ui)的半循环的时间成比例，与上述供电电路(Ux)的输出电压也成比例，因此通过这样的控制，随着时间的经过，前者的半循环的时间增加，而后者的供电电路的输出电压被控制为降低，因此上述谐振电感器(Lh)的电流的峰值的增加速度与供电电路的输出电压一定的情况相比变慢。 

该情况如本发明的放电灯点亮装置的实施例的一个方式的简略化的时间图即图17所示。在图中，(a)表示上述供电电路输出电压(Vo)的波形，(b)表示上述变换器(Ui)的驱动频率(f)的变化的样子。这样，通过控制上述供电电路(Ux)的输出电压和上述变换器(Ui)的驱动频率，对于从上述时刻(tt)开始的、使上述变换器(Ui)的驱动频率从谐振起动时的高频开始逐渐降低的序列的开始时刻的条件，即上述无负载开放电压(Vop)、上述变换器(Ui)的频率，与参照上述图14所说明的情况完全相同，从而不会产生超过上述饱和极限电流值(Ih)的现象，能够设定更低的上述第1阈频(fj1)。 

另外，在上述图17中，示出了上述变换器(Ui)的频率的下降开始和上述供电电路(Ux)的输出电压的下降开始的定时为同时的情况，但例如也可以控制成上述供电电路(Ux)的输出电压的下降开始的定时较迟的情况，此外，例如也可以控制成在上述变换器(Ui)的频率的下降过程中使上述供电电路(Ux)的输出电压的下降停止的情况。 

如上所述，根据本发明的实施方式，在使上述变换器(Ui)的驱动频率从谐振起动时的高频向最终的上述放电灯(Ld)的稳定点亮时的低频转变时，不是急剧地使其转变，而是朝向低频率使其连续地下降，由此上述灯电流(IL)的最大电流值能够逐渐增加，因此对于在成为了阴极的循环中不电弧放电的一侧电极，能够促进加热以使其能够开始放出热电子，从而消除非对称放电的状态，获得防止中断的效果。 

此时，为了使上述灯电流(IL)不超过上述谐振电感器(Lh)的饱和极限电流值(Ih)，在上述变换器(Ui)的频率下降到第1阈频(fj1)的时刻，为了解除在此之前的输出无负载开放电压的控制状态(电压控制模式)并向例如上述供电电流检测信号(Si)变为目标值的控制状态(电流控制模式)切换，变更上述供电电路(Ux)的控制模式，并且控制上述变换器(Ui)的频率以使其急剧降低到上述供电电路(Ux)能够正确控制上述灯电流(IL)的程度的足够低的频率，即第2阈频(fj2)，由此能够防止流过过大的峰值电流，防止对上述放电灯(Ld)、上述供电电路(Ux)、上述变换器(Ui)的上述开关元件(Qx、Q1、Q2、Q3、Q4)造成破坏。 

本说明书中所记载的电路构成是为了说明本发明的放电灯点亮装置的 动作、功能和作用而设置的必要的最少限度的构成。因此，关于说明的电路构成、动作的详细事项，例如，信号的极性，具体的电路元件的选择、追加或省略，或者基于元件的入手的机会、基于经济上的理由而进行的变更等的改变都是以实际设计装置时的执行方式为前提的。 

尤其关于上述供电控制电路(Fx)、上述频率控制电路(Uf)、上述周期驱动电路(Uj)等的功能块，在放电灯点亮装置的实际构成中，不一定必须各自独立地存在，例如，也可以将这些功能块中的几个作为微处理器、数字信号处理器中的软件的功能来实现。在该情况下，上述调谐度信号(Sn)、上述频率控制信号(Sf)等的信号作为微处理器、数字信号处理器中的数字信号或者变量值来实现，不作为模拟的电压信号或电流信号而存在，这样的构成也是本发明的方式中的一种。 

此外，将上述频率控制信号(Sf)的生成条件或者作为数字信号或者变量值的上述频率控制信号(Sf)等存储在使用了闪存存储器等的非易失性存储器中或者具有与放电灯点亮装置通信的通信单元的投影器等的光学装置侧的存储器中，并设置存储的有效期限，在超过了有效期限的情况下，清除存储内容并再次取得，可以通过下述这样的设计来实现功能和性能的提高，但这样的设计也是在放电灯点亮装置的设计自由度的范围内能够实现的。 

另外，根据需要向实施例中所记载的电路构成的各部分追加下述结构也是以本发明作为前提的，包括基于过电压、过电流、过热等的击穿要因素的用于保护FET等开关元件等的电路元件的机构，或者，使伴随着供电装置的电路元件的动作而发生的放射噪声、降低传导噪声的产生或使产生的噪声不向外部输出的机构，例如，浪涌电压保护电路、非线性电阻、钳位二极管(clamp diode)、(包含逐脉冲方式的)电流限制电路、一般模式或者普通模式的噪声过滤器扼流线圈、噪声过滤器电容器等。本发明的放电灯点亮装置的构成不限定于本说明书中所记载的电路方式。 

工业实用性 

本发明涉及用于点亮高亮度放电灯的放电灯点亮装置的改良，例如能够在投影器那样的图像显示用的光学装置等使用高亮度放电灯的用途中被利用。 

Claims (3)

1.一种放电灯点亮装置，用于点亮放电灯（Ld），在该放电灯（Ld）中对置配置了一对用于主放电的电极（El、E2），该放电灯点亮装置的特征在于，具有：

供电电路（Ux），对上述放电灯（Ld）进行供电；

变换器（Ui），设置在上述供电电路（Ux）的后级，使对上述放电灯（Ld）施加的电压极性反转；

周期驱动电路（Uj），生成变换器驱动信号（Sj），该变换器驱动信号（Sj）是用于周期驱动上述变换器（Ui）的周期性信号；

频率控制电路（Uf），生成用于控制上述周期驱动电路（Uj）的频率的频率控制信号（Sf）；

谐振电路（Nh），设置在上述变换器（Ui）的后级，包括谐振电感器（Lh）和谐振电容器（Ch），用于在上述放电灯（Ld）的起动时通过伴随着谐振现象的升压作用来提高对上述放电灯（Ld）的供给电压，以及

调谐度检测单元（Un），生成与上述周期驱动电路（Uj）的频率和上述谐振电路（Nh）的谐振频率之间的差异相对应的调谐度信号（Sn），

在上述变换器（Ui）的最佳频率检测序列中，上述频率控制电路（Uf）一边监视上述调谐度信号（Sn），一边进行使上述频率控制信号（Sf）变化的扫描动作，该扫描动作在从上述周期驱动电路（Uj）的上限频率或者下限频率中的一个频率开始到不超过另一个频率的范围内进行扫描，并存储频率控制信号（Sf）的最佳值，

在上述扫描动作结束后，上述频率控制电路（Uf）进行如下动作：决定与上述谐振电路（Nh）的谐振频率相对应的上述频率控制信号（Sf）的值，并将其输入上述周期驱动电路（Uj），在决定了频率控制信号（Sf）的最佳值后，在包含所决定的上述频率控制信号（Sf）的最佳值的狭窄范围内进行继续扫描，

至少在上述的扫描动作的期间，上述变换器（Ui）从扫描时电源电路（Uy）接受供电，该扫描时电源电路（Uy）的能力被限定在不会发生上述放电灯（Ld）中的绝缘击穿的范围，并进行供给能力一定的供电，

上述调谐度信号（Sn）是与上述扫描时电源电路（Uy）的输出电压相对应的信号。

2.如权利要求1所述的放电灯点亮装置，其特征在于，

上述扫描时电源电路（Uy）经由电阻（Rr）供给来自恒压电源（Up）的输出电压。

3.如权利要求1所述的放电灯点亮装置，其特征在于，

在上述的扫描动作的期间，通过上述供电电路（Ux）进行供给能力一定的动作，上述供电电路（Ux）兼作为上述扫描时电源电路（Uy）。