CN101939901B - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的在于提供一种功率转换装置。在现有的功率转换装置中，在控制微机中进行用于消除或抑制脉动现象的控制，由于在控制微机中需要运算时间，因此产生控制延迟。由于该控制延迟，而无法获得充分地降低电流、转矩中的脉动的效果。另外，对于在行驶时切换交流电源的频率的电车，在利用带通滤波器来检测脉动分量的方法中，需要包括多个带通滤波器来根据电源频率进行切换，因此难以应对。本发明的功率转换装置将从最新采样算起的预定数量的采样的直流电压值进行存储，使用所存储的直流电压值来对从最新的采样时刻算起的预定时间后的直流电压推定值进行推定，使用所推定的直流电压推定值，来控制逆变器输出的交流电的振幅或频率，使得抑制由逆变器的直流侧的脉动所引起的、逆变器输出的交流电发生的变动。

Description

功率转换装置
技术领域
本发明涉及功率转换装置，该功率转换装置可将直流电转换为频率可变、电压可变的交流电，特别涉及包括整流器、和逆变器的功率转换装置，上述逆变器将上述整流器的直流输出电压作为输入，转换为频率可变、电压可变的交流。
背景技术
在现有的电气铁路车辆用的功率转换装置中，整流器将架空线和轨道之间的单相交流电源通过导电弓及变压器等作为交流侧输入，进行交流直流转换，使其成为预定的直流电压。在整流器的直流侧包括用于平滑电压的电容器。将电容器所具有的直流电利用逆变器转换为频率可变、电压可变的交流电逆变器输出的交流电驱动感应电动机等交流旋转电机。另外，电容器的电压即输入到逆变器的直流输入电压由电压检测器进行检测在逆变器的交流输出侧设置电流检测器。
电容器的电压以交流电源的频率的两倍的频率(将该频率称为脉动频率)进行脉动。已知若在逆变器输出的交流电的频率(称为输出频率)接近脉动频率的情况下不采取任何对策，则逆变器输出的交流电进而电动机所产生的转矩会以脉动频率和输出频率之差进行变动。将这样的变动称为脉动现象。脉动现象的发生原因如下：即，由直流电压的变动会引起交流电的正半周期和负半周期的功率产生差值。
为了消除或抑制脉动现象而进行以下控制：即，利用带通滤波器等，从由电压检测器检测出的输入到逆变器的直流输入电压中仅提取出脉动分量，在脉动频率的一个周期内与脉动分量的大小成比例地使逆变器的输出频率变动。(例如参照专利文献1)
专利文献1日本国专利特公平7-468198号公报(图1，权利要求1)
发明内容
在现有的功率转换装置中，利用控制微机进行用于消除或抑制脉动现象的控制。因此，由于控制微机中需要运算时间，因此产生控制延迟。根据控制微机的运算时间，有时控制延迟会增大，在脉动频率中会存在延迟相位，无法获得充分地降低电流的脉动、转矩脉冲的效果。因此，存在无法应用廉价的控制微机的问题。
例如，在控制微机的运算时间为500μ秒的情况下，若交流电源的频率为50Hz，则脉动频率的延迟相位P[度]如下所示。
P＝500[μ秒]×2×50[Hz]×360[度]＝18.0[度]
在交流电源的频率为60Hz的情况下，如下所示。
P＝500[μ秒]×2×60[Hz]×360[度]＝21.6[度]
可知，对于相同控制延迟的延迟相位P根据交流电源的频率而不同。可知，该延迟相位随着控制微机的运算时间的增大而增大。因而，越是廉价的控制微机，由于其运算时间越长，因此延迟相位越增大，能够减少电流的脉动、转矩脉冲的效果越减小。
另外，对于行驶时要切换交流电源的频率(例如在50Hz和60Hz之间)的电车，在利用带通滤波器来检测脉动分量的方法中，由于包括多个带通滤波器，需要根据电源频率进行切换，因此存在不易应对的问题。
本发明是为了解决上述那样的现有的问题而完成的，其目的在于提供一种功率转换装置，该功率转换装置与直流电压的脉动频率无关，能够补偿存在于检测机构、控制系统中的延迟，能够抑制功率转换装置的输出即交流电发生的变动。
本发明所涉及的功率转换装置的特征在于，包括：整流器，该整流器将交流电转换为直流电；电容器，该电容器与上述整流器的直流侧并联连接；直流电压测量器，该直流电压测量器测量上述电容器的电压；逆变器，该逆变器与上述电容器并联连接，将直流电转换为任意频率的交流电；以及控制器，该控制器以预定的采样周期将上述直流电压测量器所测量的直流电压值作为输入，控制上述逆变器，上述控制器包括：电压控制部，该电压控制部对上述逆变器输出的交流电的电压振幅进行控制；频率控制部，该频率控制部对上述逆变器输出的交流电的频率进行控制；直流电压值存储部，该直流电压值存储部将从最新采样算起的预定数量的采样的上述直流电压值进行存储；直流电压值推定部，该直流电压值推定部使用存储在上述直流电压值存储部中的上述直流电压值来对从最新的采样时刻算起的预定时间后的直流电压推定值进行推定；以及脉动抑制部，该脉动抑制部将上述直流电压值推定部推定的上述直流电压推定值作为输入，作用于上述电压控制部及上述频率控制部的任意一方或这两者，使得抑制由上述逆变器的直流侧的脉动引起的、上述逆变器输出的交流电发生的变动。
本发明所涉及的功率转换装置，由于其特征在于，包括：整流器，该整流器将交流电转换为直流电；电容器，该电容器与上述整流器的直流侧并联连接；直流电压测量器，该直流电压测量器测量上述电容器的电压；逆变器，该逆变器与上述电容器并联连接，将直流电转换为任意频率的交流电；以及控制器，该控制器以预定的采样周期将上述直流电压测量器所测量的直流电压值作为输入，控制上述逆变器，上述控制器包括：电压控制部，该电压控制部对上述逆变器输出的交流电的电压振幅进行控制；频率控制部，该频率控制部对上述逆变器输出的交流电的频率进行控制；直流电压值存储部，该直流电压值存储部将从最新采样算起的预定数量的采样的上述直流电压值进行存储；直流电压值推定部，该直流电压值推定部使用存储在上述直流电压值存储部中的上述直流电压值来对从最新的采样时刻算起的预定时间后的直流电压推定值进行推定；以及脉动抑制部，该脉动抑制部将上述直流电压值推定部推定的上述直流电压推定值作为输入，作用于上述电压控制部及上述频率控制部的任意一方或这两者，使得抑制由上述逆变器的直流侧的脉动引起的、上述逆变器输出的交流电发生的变动，因此，本发明的功率转换装置具有以下效果：即，与直流电压的脉动频率无关，能够补偿存在于检测机构、控制系统中的延迟，能够抑制功率转换装置的输出即交流电发生的变动。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的结构例的框图。
图2是说明本发明的实施方式1的功率转换装置的整流器的结构的图。
图3是说明本发明的实施方式1的电压推定的概念的图。
图4是表示在本发明的实施方式1的功率转换装置中、将采样时间设定为250μ秒的情况下在直流电压值推定部所推定的下一个的采样时刻的电压推定值的图。
图5是说明在本发明的实施方式1的功率转换装置中、在进行抑制脉动现象的情况和不进行抑制脉动现象的情况下的交流旋转电机的转矩变动的图。图5(A)是表示进行本发明的控制的情况，图5(B)是表示不进行本发明的控制的情况。
图6是表示本发明的实施方式2的功率转换装置的结构例的框图。
图7是表示本发明的实施方式3的功率转换装置的结构例的框图。
图8是表示本发明的实施方式4的功率转换装置的结构例的框图。
图9是表示本发明的实施方式5的功率转换装置的结构例的框图。
图10是表示本发明的实施方式6的功率转换装置的结构例的框图。
图11是说明本发明的实施方式6的电压推定的概念的图。
标号说明
1整流器
2电容器
3逆变器
4交流旋转电机(感应电机)
4A交流旋转电机(同步电机)
5控制器
51电流电压值存储部
52电流电压值推定部
53脉动提取部
54角频率控制量运算部(脉动抑制部)
55频率控制部
55A频率控制部
56电压控制部
56A电压控制部
56B电压控制部
56C电压控制部
57脉冲发生部
57A脉冲发生部
58调制比运算部(脉动抑制部)
59相电压转换部(脉动抑制部)
5A倒数转换部(脉动抑制部)
5B角频率指令值设定部
5C输出电压运算部
6电压检测器(直流电压测量器)
7旋转传感器
8滤波器部
具体实施方式
实施方式1.
图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的结构例的框图。图1中的功率转换装置包括：整流器1，该整流器1对来自交流电源的交流电进行整流而将其转换为直流电；电容器2，该电容器2与整流器1的直流侧并联连接，对由整流引起的脉动进行平滑化；以及逆变器3，该逆变器3将存储在电容器2中的直流电转换为任意频率、任意电压的交流电。在逆变器3的交流侧连接有交流旋转电机4即感应电机。控制器5控制逆变器3，使得输出基于对于交流旋转电机4输出的转矩和旋转角频率的指令值而求出的、逆变器3所应输出的电压振幅和频率。此外，对于由成为本发明的功率转换装置驱动的交流旋转电机4，无论是感应电机还是同步电机，都能够期待相同的效果。
图2表示说明整流器1的结构的图。图2是单相二级管整流电路。整流器也可以是由IGBT等开关元件构成的桥式电路。也可以不将单相而将三相交流作为电源。对于整流器，只要是能将来自交流电源的交流电转换为直流电，则可以使用任何形式的整流器。
逆变器3进行脉宽调制(PWM：Pulse width modulation)，利用矢量控制求出并输出交流电压，该交流电压使交流旋转电机4以满足对其的二次磁通、转矩、及旋转角频率的指令值的方式进行动作。此外，本发明也可以适用于不进行矢量控制的情况。
控制器5是每隔离散的时间进行控制，以预定的采样周期将作为直流电压测量器的电压检测器6测量的电容器2的电压即直流电压测量值和旋转传感器7测量的旋转角频率作为输入。将基于最新的采样值所决定的控制量用于下一个采样时刻。
控制器5包括：直流电压值存储部51，该直流电压值存储部51中存储有从最新的电压测量值算起的预定个数(此处为三个)的电压测量值；直流电压值推定部52，该电流电压值推定部52使用从最新的电压测量值算起的预定个数(此处为三个)的电压测量值，基于多项近似式来推定从最新的采样时刻算起的经过了预定时间(此处为一个采样周期)后的电容器2的电压；脉动提取部53，该脉动提取部53依次输入直流电压值推定部52推定的直流电压推定值，并提取出脉动分量Vbeat；频率控制量运算部54，该频率控制量运算部54是对由脉动提取部53提取出的脉动分量Vbeat乘上预定增益来输出角频率控制量ωbeat的脉动抑制部；频率控制部55，该频率控制部55将角频率控制量ωbeat作为输入，控制逆变器1的输出电压的频率；电压控制部56，该电压控制部56控制逆变器1的输出电压的振幅；以及脉冲发生部57，该脉冲发生部57将来自频率控制部55和电压控制部56的信号作为输入，输出对逆变器1具有的开关元件进行控制的栅极脉冲。
接下来说明动作。直流电压值推定部52以基于从最新的采样时刻算起的三个采样时刻的直流电压测量值求出的二次近似多项式进行外推，来推定下一个采样时刻的直流电压值。
为了导出对下一个采样时刻的直流电压值进行推定的式子，定义以下的变量。
T采样周期
tn最新的采样时刻
tn-m从最新的采样时刻算起的m次前的采样时刻(＝Tn×T)。
tn+1从最新的采样时刻起的下一个采样时刻
Vn最新的采样时刻的电压测量值
Vn-m从最新的采样时刻算起的m次前的采样时刻的电压测量值
En+1从最新的采样时刻起的下一个采样时刻的电压推定值
图3示出了说明本发明的实施方式1的电压推定的概念的图。基于从最新的电压测量值算起的三个电压测量值Vn、Vn-1、Vn-2，求出将以实曲线示出的电压作为时间的函数进行表现的多项式。向所求出的多项式输入下一个采样时刻的时间，计算下一个采样时刻的电压推定值En+1。
此处，将tn考虑作为时间基准，如下所示那样假定直流电压值的二次近似多项式。
Vn-m＝a×(m×T)2-b×(m×T)+c    (1)
若将从最新的采样时刻算起的三个采样时刻的电压测量值代入式(1)，则如下所示。
Vn＝c                           (2)
Vn-1＝a×T2-b×T+c              (3)
Vn-2＝4×a×T2-2×b×T+c        (4)
另外，若基于式(1)计算下一个采样时刻的电压推定值En+1，则如下所示。
En+1＝a×T2+b×T+c              (5)
若用式(5)减去式(3)，则如下所示。
En+1-Vn-1＝2×b×T              (6)
若将式(5)和式(3)相加，则如下所示。
En+1+Vn-1＝2×a×T2+2×c        (7)
对式(7)乘以两倍，之后，从中减去对式(2)乘以了三倍后的式子与式(6)之和，所得到的式子的右边和式(4)的右边相同，因此下式成立。
Vn-2＝2×(En+1+Vn-1)-(En+1-Vn-1)
      -3×Vn                        (8)
若对En+1来求解式(8)，则如下所示。
En+1＝3×(Vn-Vn-1)+Vn-2             (9)
式(9)是以基于从最新的采样时刻算起的三个采样时刻的直流电压测量值求出的二次近似多项式进行外推、来求出下一个采样时刻的电压推定值的式子。由于不需要求出二次近似多项式的系数a、b、c，只要基于从最新的采样时刻算起的三个采样时刻的电压测量值通过简单的计算就能够求出下一个采样时刻的电压推定值，因此即使是用运算能力不那么高的控制微机也能够以足够的响应性进行计算。
图4示出了将采样时间T设为250μ秒的情况下的、直流电压值推定部52推定的下一个采样时刻的电压推定值。下一个采样时刻的电压推定值是每隔一个T呈台阶状变化的实线。另外，同时还示出了将最新的采样时刻的电压测量值延迟了一个采样时刻T而画的曲线。用实曲线表示基于每个区间都不同的二次近似多项式而获得的直流电压值。可知，下一个采样时刻的电压推定值大致能够正确地推定直流电压。此外，由于在一个采样周期内进行预定的运算，对每个采样周期进行控制，因此，在未对下一个采样时刻的推定进行预读而控制的情况下，控制将延迟一个采样周期。
此外，也可以用三次以上的多项式进行近似。尽管省略了导出的详细情况，在以基于从最新的采样时刻算起的四个采样时刻的电压测量值求出的三次近似多项式进行外推、来推定下一个采样时刻的直流电压值的情况下，根据下式进行。
En+1＝4×(Vn-Vn-2)-6×Vn-1-Vn-3       (10)
同样，在使用四次近似多项式的情况下，如下所示。
En+1＝5×(Vn-Vn-3)-10×(Vn-1-Vn-2)
         +Vn-4                        (11)
在根据从式(9)到式(11)的多项近似式的直流电压的推定中，为了求出多项近似式的系数，使用了所需最低限度的数量的直流电压的测量值。由于直流电压的测量值中包含噪音等，因而为了在电压推定中尽量不受噪音等的影响，也可以增多直流电压的测量值的数量，求出平方误差成为最小的多项近似式，并将其用于推定。另外，也可以使用以采样周期的预定倍数(例如两倍)为单位求出的多项近似式，来推定下一个采样时刻的直流电压。例如，在利用二次式以采样周期的两倍为单位进行推定的情况下，如下所示。
En+1＝(15/8)×Vn-(5/4)×Vn-2
      +(3/8)×Vn-4                     (12)
另外，也可以基于最新的、一次前的、三次前的采样时刻的直流电压的测量值，来推定下一个采样时刻的直流电压等。也可以使用多项式之外的近似式来进行推定。也可以推定未来2次或未来1.5次的采样时刻的直流电压值。对于直流电压值推定部，只要能够预先存储从最新的采样时刻算起的预定个数的采样时刻的直流电压测量值，使用全部或一部分的所存储的直流电压测量值，来对从最新的采样时刻算起的经过了预定时间后的直流电压值进行推定，则可以是任何形式的直流电压值推定部。
将直流电压值推定部52所推定的下一个采样时刻的电压推定值En+1输入电压脉动检测部53来提取出脉动分量Vbeat。电压脉动检测部53包括具有预定的时间常数(设为T1)的一阶时滞滤波器，从电压推定值中减去一阶时滞滤波器的输出，来提取作为脉动分量。即，成为下式。式中，s表示微分算子。
Vbeat＝En+1-En+1/(1+T1×s)
＝((T1×s)/(1+T1×s))×En+1              (13)
将一阶时滞滤波器的时间常数T1至少设为采样周期T的10倍以上，最好是100倍以上的值。在T＝250μ秒的情况下，只要T1＝0.0025秒以上即可，最好T1＝0.025秒以上。
在角频率控制量运算部54中，根据恰当地决定的预定的增益(＝K)，来利用下式计算角频率控制量ωbeat，使得在脉动分量Vbeat较大的情况下逆变器3所输出的交流电源的频率减小，在脉动分量Vbeat较小的情况下逆变器3所输出的交流电源的频率增大。
ωbeat＝K×Vbeat                          (14)
在矢量控制感应电机的情况下，可以如下所示那样决定与旋转磁通一起旋转的dq坐标系中的电压和电流。d轴是与二次磁通的方向一致的轴，q轴是与d轴正交的轴。矢量控制与现有的相同，仅说明概要。
定义以下变量来作为表现电压、电流等的变量。
ωs*：转差角频率指令值
ω交流旋转电机4的旋转角频率由旋转传感器7进行测量
ωinv逆变器3输出的交流电压的频率
θ固定坐标系的d轴的相位
Vd*逆变器3要输出的d轴电压指令值
Vq*逆变器3要输出的q轴电压指令值
Id*逆变器3要输出的d轴电流指令值与二次磁通指令值成比例
Iq*逆变器3要输出的q轴电流指令值与转矩指令值成比例
另外，定义以下作为感应电机的设备常数。
Rs感应电机的一次电阻值
Rr感应电机的二次电阻值
Ls感应电机的一次电感值
Lr感应电机的二次电感值
M感应电机的互感
σ感应电机的漏感系数σ＝1-(M2/(Ls×Lr))
在矢量控制中，感应电机的转差角频率指令值ωs*如下所示。
ωs*＝(Iq*×Rr)/(Id*×Lr)                (15)
逆变器3输出的交流电压的角频率ωinv如下所示。此外，在不考虑抑制脉动现象的情况下，无ωbeat这项。
ωinv＝ω+ωs*+ωbeat                    (16)
式(14)和式(16)表示：在脉动分量的电压Vbeat较大的情况下，逆变器3输出的交流电压的角频率ωinv增大，在Vbeat较小的情况下，ωinv减小。若进行上述控制，则交流电的正半周期和负半周期的功率差减小，能够抑制脉动现象。
对角频率ωinv进行积分，利用下式计算d轴的相位θ。
θ＝∫ωinv dt                          (17)
d轴和q轴的电压如下所示。
Vd*＝Rs×Id*-σ×ωinv×Ls×Iq*         (18)
Vq*＝Rs×Iq*+ωinv×Ls×Id*             (19)
对频率控制部55输入角频率控制量ωbeat，计算式(15)至式(17)。电压控制部56计算式(18)和式(19)。脉冲发生部57将d轴的相位θ和d轴以及q轴的电压指令值Vd*及Vq*作为输入，产生施加到开关元件的栅极的栅极脉冲，使得逆变器3输出的交流电压与上述的指令值一致。
可以用仿真来确认进行上述抑制脉动现象的控制的情况下的效果。图5是说明在本实施方式1的功率转换装置中、进行抑制脉动现象的控制的情况和不进行抑制脉动现象的控制的情况下的交流旋转电机的转矩变动的图。图5(A)是进行本发明的控制的情况，图5(B)是不进行本发明的控制的情况。根据图5可知，利用本发明能够抑制脉动现象。
仿真的条件是电车用感应电机的容量为200kW、最大转矩为2000Nm、直流电压平均值为1500V、脉动分量作为2％的脉动分量的振幅为30V、交流电源的频率为60Hz、脉动分量的频率为120Hz。
如上所述，由于推定下一个采样时刻的直流电压值，并基于该推定的直流电压值进行控制，因此能够获得以下效果：即，不产生由脉动分量的检测、运算处理所引起的延迟，能够进行抑制脉动现象的控制。另外，由于不使用带通滤波器，因此能够获得即使是在电源频率发生变化的情况下也能容易地应对的效果
脉动抑制部是作用于频率控制部来抑制脉动现象，但也可以作用于电压控制部。尽管结构会变复杂，但是也可以是脉动抑制部作用于频率控制部和电压控制部这两者。
上述情况在其他实施方式中也适用。
实施方式2.
在电压检测器6测量出的电容器2的电压中，可能包含有在整流器1、逆变器3所具有的开关元件中产生的开关噪音的情况。还可以考虑包含有除了开关噪音之外的噪音的情况。在本实施方式2中，将去除了能够被判断为噪音的高频分量后的电压作为直流电压测量值进行保存。图6示出了说明本实施方式2的功率转换装置的结构的图。
仅说明与实施方式1的图1的不同之处。电压检测器6的输出通过滤波器8被输入到控制器5。滤波器8是时间常数为T2的一阶时滞滤波器。使时间常数T2的倒数即频率比逆变器3的开关频率(此处为1000Hz)这样的程度要小，比脉动分量的频率要大很多，使得直流电压的脉动分量也被输入到控制器5。也可以使用高频去除滤波器以代替一阶时滞滤波器。只要是能够去除比直流电压的脉动分量的频率要高很多的信号，则可以使用任何形式的滤波器。
在本实施方式2中，也与实施方式1进行相同的动作。由于推定下一个采样时刻的直流电压值，并基于该推定的直流电压值进行控制，因此能够获得以下效果：即，不产生由脉动分量的检测、运算处理所引起的延迟，能够进行抑制脉动现象的控制。另外，由于不使用带通滤波器，因此能够获得即使是在电源频率发生变化的情况下也能容易地应对的效果。再有，由于基于去除了由开关等产生的噪音后的直流电压的测量值来进行推定，因此也能提高直流电压的推定精度。
上述情况在其他实施方式中也适用。
实施方式3.
本实施方式3是脉动抑制部作用于电压控制部来抑制脉动现象的情况。图7示出了说明本实施方式3的功率转换装置的结构的图。
仅说明与实施方式1的图1的不同之处。不具有脉动提取部53和角频率控制量运算部54，而追加了脉动抑制部即调制比计算部58。调制比计算部58计算调制比，使得该调制比与利用直流电压值推定部52推定出的下一个采样时刻的电压推定值En+1成反比。向电压控制部56A输入由调制比运算部58计算出的调制比。
接下来说明动作。直流电压值推定部52根据式(9)，推定下一个采样时刻的电压推定值En+1。利用式(15)求出感应电机的转差角频率ωs*。逆变器3输出的交流电压的角频率ωinv如下所示。
ωinv＝ω+ωs*                      (20)
d轴的相位θ由式(17)计算而得。d轴和q轴的电压由式(18)和式(19)计算而得。
在调制比运算部58中，利用下式计算调制比PMF。
PMF = ( Vd * 2 + Vq * 2 ) ( 6 / π ) × E n + 1 - - - ( 21 )
若利用式(21)计算调制比PMF，则直流电压推定值En+1较大时调制比PMF较小，直流电压推定值En+1较小时调制比PMF较大。即使直流电压推定值发生变动，逆变器中产生的交流电在理论上完全不发生变动，即使发生变动，变动的大小也会减小。因此，能够抑制脉动现象。
将调制比PMF与电压指令值矢量(Vd*，Vq*)相乘，求出以下的三相电压指令值(Vu*，Vv*，Vw*)。
Vu*＝PMF×cos(θv)                 (22)
Vv*＝PMF×cos(θv-(2/3)π)         (23)
Vw*＝PMF×cos(θv+(2/3)π)         (24)
式中，θv是电压指令矢量的相位，比d轴的相位略提前，能够用下式计算。
θv＝θ+arctan(Vq*/Vd*)            (25)
脉冲发生部57产生施加到开关元件的栅极的栅极脉冲，使得逆变器3输出的三相交流电压与式(22)到式(24)表示的三相电压指令值(Vu*，Vv*，Vw*)一致。
即使是在脉动抑制部作用于电压控制部的情况下，由于推定下一个采样时刻的直流电压值，并基于该推定的直流电压值进行控制，因此也能够获得以下效果：即，不产生由脉动分量的检测、运算处理所引起的延迟，能够进行抑制脉动现象的控制。另外，由于不使用带通滤波器，因此能够获得即使是在电源频率发生变化的情况下也能容易地应对的效果。而且，由于不需要脉动提取部，因此控制器的结构进一步简化。
实施方式4.
本实施方式4是下述情况：即，在使电压和频率之比为恒定的电压频率比恒定控制中，脉动控制部作用于电压控制部来抑制脉动现象。图8示出了说明本实施方式4的功率转换装置的结构的图。
控制器5包括：上述的直流电压值存储部51及直流电压值推定部52；相电压转换部59，该相电压转换部59将直流电压值推定部52推定的直流电压推定值转换为相电压；倒数转换部5A，该倒数转换部5A求出由相电压转换部59输出的相电压的倒数；角频率指令值设定部5B，该角频率指令值设定部5B设定频率指令值；输出电压运算部5C，该输出电压运算部5C基于频率指令值来决定输出电压；电压控制部56B，该电压控制部56B对输出电压运算部5C输出的电压乘上倒数转换部5A的输出，并将其作为电压振幅；以及脉冲发生部57A，该脉冲发生部57A将电压控制部56B和角频率指令值设定部5B的输出作为输入，并输出控制逆变器3所具有的开关元件的栅极脉冲。此外，脉动抑制部包括相电压转换部59和倒数转换部5A。
下面说明动作。直流电压值存储部51和直流电压值推定部52进行与实施方式1相同的动作。在相电压转换部59中，利用下式将下一个采样时刻的电压推定值En+1转换为相电压V1。
V1＝(2/π)×En+1              (26)
在倒数转换部5A中，如下所述运算V1的倒数即V2。该式与实施方式3的式(21)相同，能够抑制逆变器产生的交流电的变动，能够抑制脉动现象。
V2＝1/V1                      (27)
在角频率指令值设定部5B中，将由外部输入的频率指令值转换为角频率，设定角频率指令值ω*。向输出电压运算部5C输入角频率指令ω*，运算电压指令值V*，使得电压和频率之比成为恒定。
在电压控制部56B中，将V*和V2相乘，并输出其结果。在脉冲发生部57A中，控制施加到逆变器3的开关元件的栅极的栅极脉冲，使得逆变器3输出下述三相电压指令值(Vu*，Vv*，Vw*)。
Vu*＝(V*/V1)×cos(θ)         (28)
Vv*＝(V*/V1)×cos(θ-(2/3)π) (29)
Vw*＝(V*/V1)×cos(θ+(2/3)π) (30)
即使在进行电压频率比恒定控制的情况下，由于推定下一个采样时刻的直流电压值，并基于该推定的直流电压值进行控制，因此也能够获得以下效果：即，不产生由脉动分量的检测、运算处理所引起的延迟，能够进行抑制脉动现象的控制。另外，由于不使用带通滤波器，因此能够获得即使是在电源频率发生变化的情况下也能容易地应对的效果。而且，由于不需要脉动提取部，因此控制器的结构进一步简化。
实施方式5.
本实施方式5是对实施方式3进行变更，使得可适用于永磁同步电机。图9示出了说明本实施方式5的功率转换装置的结构的图。
仅说明与实施方式3的图7的不同之处。交流旋转电机4A是永磁同步电机。对频率控制部55A和电压控制部56C进行对应于同步电机的控制。频率控制部55A及电压控制部56C和其他构成要素的关系与实施方式3的情况相同。
下面说明动作。直流电压值存储部51和直流电压值推定部52进行与实施方式1相同的动作。为了说明电压控制部56C的动作，作为同步电机的设备常数进行以下定义。
R同步电机的电阻值
Ld同步电机的d轴电感值
Lq同步电机的q轴电感值
由于逆变器3输出的交流电压的角频率ωinv与同步电机的旋转角频率一致，因而如下所示。d轴的相位θ由式(17)计算而得。
ωinv＝ω                        (31)
d轴和q轴的电压如下所示。式中，p为微分算子。也可以省略p这一项。
Vd*＝(R+Ld×p)×Id*-ω×Lq×Iq*  (32)
Vq*＝(R+Lq×p)×Iq*+ω×Ld×Id*  (33)
基于式(32)的Vd*和式(33)的Vq*，调制比运算部58利用上述的式(21)计算调制比PMF。将调制比PMF与电压指令值矢量(Vd*，Vq*)相乘，求出利用式(22)到式(24)计算而得的三相电压指令值(Vu*，Vv*，Vw*)。
脉冲发生部57产生施加到逆变器3所具有的开关元件的栅极的栅极脉冲，使得逆变器3输出的三相交流电压与式(22)到式(24)表示的三相电压指令值(Vu*，Vv*，Vw*)一致。
即使在驱动同步电机的情况下，由于推定下一个采样时刻的直流电压值，并基于该推定的直流电压值进行控制，因此也能够获得以下效果：即，不产生由脉动分量的检测、运算处理所引起的延迟，能够进行抑制脉动现象的控制。另外，由于不使用带通滤波器，因此能够获得即使是在电源频率发生变化的情况下也能容易地应对的效果。而且，由于不需要脉动提取部，因此控制器的结构进一步简化。
实施方式6.
本实施方式6是以下情况：即，直流电压值推定部对从最新的采样时刻算起的k周期后的时刻的直流电压进行推定。若将k设定为大于1的适当值，则还能够对包含了逆变器中的控制延迟进行修正。图10示出了说明本实施方式6的功率转换装置的结构的图。仅说明与实施方式1的图1的不同之处。直流电压值推定部52A是对从最新的采样时刻算起的k周期后的时刻的直流电压进行推定。将直流电压值推定部52A的输出对脉动提取部53进行输入。
下面说明动作。此处，追加定义以下变量。
En+k从最新的采样时刻算起的k周期后的时刻的电压推定值
图11示出了说明本发明的实施方式6的电压推定的概念的图。基于从最新的电压测量值算起的三个电压测量值Vn、Vn-1、Vn-2，求出将以实曲线示出的电压作为时间的函数进行表现的多项式。向所求出的多项式中输入从最新的采样时刻算起的k周期后的时刻的时间，从而计算从最新的采样时刻算起的k周期后的时刻的电压推定值En+k。
如上述式(1)那样假设直流电压值的二次近似多项式。对于从最新的采样时刻算起的三个采样时刻的电压测量值，式(2)到式(4)成立。若基于式(1)计算电压推定值En+k，则如下所示。
En+k＝a×(k×T)2+b×k×T+c              (34)
基于式(2)到式(4)和式(34)来消去a、b、c，则如下所示。
En+k＝((k2+3×k+2)/2)×Vn-(k2+2×k)×Vn-1
+((k2+k)/2)×Vn-2                       (35)
若设k＝1.5，则根据式(35)如下所示。
En+1.5＝(35/8)×Vn-(21/4)×Vn-1
        +(15/8)×Vn-2             (36)
将直流电压值推定部52推定的从最新的采样时刻算起的k周期后的电压推定值En+k输入到电压脉动检测部53，与实施方式1同样提取出脉动分量Vbeat。提取式是将式(13)中的En+1置换为En+k。之后的动作与实施方式1的情况相同。
如上所述，由于推定从最新的采样时刻算起的经过了预定时间(此处为k周期)后的时刻的直流电压值，并基于该推定的直流电压值进行控制，因此能够获得以下效果：即，不产生由脉动分量的检测、运算处理所引起的延迟，还进一步对逆变器中的控制延迟进行修正，能够进行抑制脉动现象的控制。另外，由于不使用带通滤波器，因此能够获得即使是在电源频率发生变化的情况下也能容易地应对的效果。
预定时间也可以不是k＝1.5，也可以实际进行尝试来决定适当的k值，使得获得更好的控制结果。另外，也可以对三次以上的近似式进行外推。尽管省略了导出的详细情况，但在以基于从最新的采样时刻算起的四个采样时刻的电压测量值求出的三次近似多项式进行外推、来推定从最新的采样时刻算起的k周期后的时刻的直流电压值的情况下，成为下式。
En+k＝((k3+6×k2-5×k+6)/6)×Vn
      -((k3+5×k2-6×k)/2)×Vn-1
      +((k3+4×k2-3×k)/2)×Vn-2
      -((k3+3×k2-2×k)/6)×Vn-3         (37)
同样，在使用四次近似多项式的情况下，如下所示。
En+k＝((k4+10×k3+11×k2+26×k+24)/24)×Vn
-((k4+9×k3+26×k2+12×k)/6)×Vn-1
+((k4+8×k3+19×k2+12×k)/4)×Vn-2
-((k4+7×k3+14×k2+8×k)/6)×Vn-3
+((k4+6×k3+11×k2+6×k)/24)×Vn-4        (38)
设k＝1.5，在使用式(37)的情况下，如下所示。
En+1.5＝(27/16)×Vn-(45/16)×Vn-1
+(63/16)×Vn-2+(19/16)×Vn-3       (39)
在使用式(38)的情况下，如下所示。
En+1.5＝(555/128)×Vn-(597/32)×Vn-1
+(1485/64)×Vn-2-(385/32)×Vn-3
+(315/128)×Vn-4                   (40)
为了避免噪音等的影响，也可以对经由了从电压检测器6测量的电容器2的电压中去除高频的滤波器后的电压进行保存，并将其用于直流电压值推定部。也可以增多直流电压的测量值的数量，求出平方误差成为最小的多项近似式，并将其用于推定，以代替使用滤波器。另外，也可以使用以采样周期的预定倍数(例如两倍)为单位求出的多项近似式，来推定从最新的采样时刻算起的经过了预定时间(此处为k周期)后的时刻的直流电压。
此外，在本发明的实施方式1至6中，作为与功率转换装置相连的负载，示出了交流旋转电机的情况，但交流旋转电机并不限于感应电机、同步电机，对任何形式的交流旋转电机都能期待相同的效果。
另外，除了交流旋转电机之外，在将本发明应用于控制直线感应电动机、直线同步电动机、及螺线管等电磁致动器的功率转换装置的情况下，也能期待相同的效果。
以上的实施方式所示的结构是本发明的内容的一个例子，也可以与其他已知的技术组合，在不脱离本发明要点的范围内，也可以省略一部分等来进行变更而构成。
工业上的实用性
本发明是利用整流器对交流电源进行整流、将整流后的直流作为电源来对交流旋转电机进行可变速驱动的功率转换装置，是假定为特别适用于交流电气铁路即电车的装置。另外，还能适用于电车用的空调装置、家电产品中由逆变器控制电动机的设备，例如空调机、冰箱、洗衣机等。

Claims (6)

1.一种电气铁路车辆用的功率转换装置，其特征在于，包括：
整流器，该整流器将在架空线和轨道之间生成的交流电转换为直流电；
电容器，该电容器与所述整流器的直流侧并联连接；
直流电压测量器，该直流电压测量器测量所述电容器的电压；
逆变器，该逆变器包括开关元件，与所述电容器并联连接，将直流电转换为任意频率的交流电；以及
控制微机，该控制微机以预定的采样周期将所述直流电压测量器所测量的直流电压值作为输入，控制所述逆变器，
所述控制微机包括：
电压控制部，该电压控制部对所述逆变器输出的交流电的电压振幅进行控制；
频率控制部，该频率控制部对所述逆变器输出的交流电的频率进行控制；
直流电压值存储部，该直流电压值存储部将从最新采样算起的预定数量的采样的所述直流电压值进行存储；
直流电压值推定部，该直流电压值推定部使用存储在所述直流电压值存储部中的、从最新的采样算起的预定数量的采样的所述直流电压值，来对从下一个采样时刻算起的经过预定时间后的直流电压推定值进行推定；以及
脉动抑制部，该脉动抑制部将所述直流电压值推定部推定的所述直流电压推定值作为输入，利用从所述直流电压推定值提取出的脉动分量，作用于所述电压控制部及所述频率控制部的任意一方或这两者，使得抑制由所述逆变器的直流侧的脉动引起的、所述逆变器输出的交流电发生的变动，
所述直流电压值推定部求出对存储在所述直流电压值存储部中的所述直流电压值进行近似的预定次近似多项式，利用该预定次近似多项式对从最新的采样时刻算起的预定时间后的直流电压推定值进行推定。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述脉动抑制部作用于所述频率控制部，使得在所述直流电压值推定部所推定的所述直流电压推定值增大的情况下使频率减小，在所述直流电压值推定部所推定的所述直流电压推定值减小的情况下使频率增大。
3.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述脉动抑制部作用于所述电压控制部，使得在所述直流电压值推定部所推定的所述直流电压推定值增大的情况下使电压振幅减小，在所述直流电压值推定部所推定的所述直流电压推定值减小的情况下使电压振幅增大。
4.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述直流电压值推定部基于在最新的采样时刻所述直流电压测量器所测量的直流电压值Vn、一次前的采样时刻的直流电压值Vn-1、及二次前的采样时刻的直流电压值Vn-2，利用下式来推定从最新的采样时刻算起的k采样周期后的直流电压推定值En+k，
En+k=((k2+3×k+2)/2)×Vn－(k2+2×k)×Vn-1
+((k2+k)/2)×Vn-2。
5.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述直流电压值推定部基于在最新的采样时刻所述直流电压测量器所测量的直流电压值Vn、一次前的采样时刻的直流电压值Vn-1、二次前的采样时刻的直流电压值Vn-2、及三次前的采样时刻的直流电压值Vn-3，利用下式来推定从最新的采样时刻算起的k采样周期后的直流电压推定值En+k，
En+k=((k3+6×k2－5×k+6)/6)×Vn
－((k3+5×k2－6×k)/2)×Vn-1
+((k3+4×k2－3×k)/2)×Vn-2
－((k3+3×k2－2×k)/6)×Vn-3。
6.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述直流电压值推定部基于在最新的采样时刻所述直流电压测量器所测量的直流电压值Vn、一次前的采样时刻的直流电压值Vn-1、二次前的采样时刻的直流电压值Vn-2、三次前的采样时刻的直流电压值Vn-3、及四次前的采样时刻的直流电压值Vn-4，利用下式来推定从最新的采样时刻算起的k采样周期后的直流电压推定值En+k，
En+k=((k4+10×k3+11×k2+26×k+24)/24)×Vn
－((k4+9×k3+26×k2+12×k)/6)×Vn-1
+((k4+8×k3+19×k2+12×k)/4)×Vn-2
－((k4+7×k3+14×k2+8×k)/6)×Vn-3
+((k4+6×k3+11×k2+6×k)/24)×Vn-4。
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