JPWO2009101673A1 - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
Description
ビート現象を解消または抑制するために、電圧検出器により検出されるインバータへの直流入力電圧から帯域通過フィルタなどにより脈動成分だけを抽出し、脈動周波数の1周期内で脈動成分の大きさに比例してインバータの出力周波数を変動させる制御が行われている。(例えば、特許文献1を参照)
P=500[μ秒]×2×50[Hz]×360[度]=18.0[度]
交流電源の周波数が60Hzの場合には、以下のようになる。
P=500[μ秒]×2×60[Hz]×360[度]=21.6[度]
同一の制御遅れに対する遅れ位相Pは、交流電源の周波数に応じて異なることが分かる。この遅れ位相は、制御マイコンの演算時間が大きくなればなるほど大きくなることが分かる。そのため、安価な制御マイコンほど演算時間が大きくなるため、遅れ位相が大きくなり、電流の脈動やトルク脈動を低減できる効果が小さくなる。
3 :インバータ、 4 :交流回転機(誘導機)
4A:交流回転機(同期機)、 5 :制御器
51:直流電圧値記憶部、 52:直流電圧値推定部
53:脈動抽出部、 54:角周波数制御量演算部(脈動抑制部)
55:周波数制御部、 55A:周波数制御部
56:電圧制御部、 56A:電圧制御部
56B:電圧制御部、 56C:電圧制御部
57:パルス発生部、 57A:パルス発生部
58:変調率演算部(脈動抑制部)、 59:相電圧変換部(脈動抑制部)
5A:逆数変換部(脈動抑制部)、 5B:角周波数指令値設定部
5C:出力電圧演算部、 6 :電圧検出器(直流電圧計測器)
7 :回転センサ、 8 :フィルタ部
図1は、この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。図1において電力変換装置は、交流電源からの交流電力を整流して直流電力に変換するコンバータ1と、コンバータ1の直流側に並列に接続されて整流による脈動を平滑化するコンデンサ2と、コンデンサ2に貯えられた直流電力を任意周波数で任意電圧の交流電力に変換するインバータ3とを有する。インバータ3の交流側には交流回転機4である誘導機が接続される。制御器5は、交流回転機4が出力するトルクと回転角周波数に対する指令値から求められたインバータ3が出力すべき電圧振幅と周波数を出力するようにインバータ3を制御する。なお、この発明となる電力変換装置によって駆動する交流回転機4は、誘導機と同期機のどちらでも同様の効果が期待できる。
インバータ3は、パルス幅変調(PWM:Pulse width modulation)を行い、交流回転機4に対する二次磁束、トルク及び回転角周波数の指令値を満足するように動作させる交流電圧をベクトル制御により求めて出力する。なお、ベクトル制御を行わない場合でも、この発明は適用できる。
制御器5は、最新から所定個(ここでは3個)の電圧計測値を記憶する直流電圧値記憶部51、最新から所定個(ここでは3個)の電圧計測値を用いて最新のサンプリング時点から所定時間(ここでは1サンプリング周期)経過後のコンデンサ2の電圧を多項近似式から推定する直流電圧値推定部52、直流電圧値推定部52が推定する直流電圧推定値が逐次入力されて脈動成分Vbeatを抽出する脈動抽出部53、脈動抽出部53で抽出された脈動成分Vbeatに所定ゲインを掛けて角周波数制御量ωbeatを出力する脈動抑制部である周波数制御量演算部54、角周波数制御量ωbeatが入力されてインバータ1の出力電圧の周波数を制御する周波数制御部55、インバータ1の出力電圧の振幅を制御する電圧制御部56、周波数制御部55と電圧制御部56からの信号が入力されてインバータ1が有するスイッチング素子を制御するゲートパルスを出力するパルス発生部57を有する。
次のサンプリング時点での直流電圧値を推定する式を導出するために、以下の変数を定義する。
T :サンプリング周期
tn :最新のサンプリング時点
tn−m:最新からm回前のサンプリング時点(=Tn−m×T)
tn+1:最新の次のサンプリング時点
Vn :最新のサンプリング時点での電圧計測値
Vn−m:最新からm回前のサンプリング時点での電圧計測値
En+1:最新の次のサンプリング時点での電圧推定値
Vn−m=a×(m×T)2−b×(m×T)+c (1)
最新から3個のサンプリング時点での電圧計測値を(1)式に代入すると、以下のようになる。
Vn =c (2)
Vn−1=a×T2−b×T+c (3)
Vn−2=4×a×T2−2×b×T+c (4)
また、次回のサンプリング時点での電圧推定値En+1を(1)式から計算すると、以下のようになる。
En+1=a×T2+b×T+c (5)
En+1−Vn−1=2×b×T (6)
(5)式と(3)式を足すと、以下となる。
En+1+Vn−1=2×a×T2+2×c (7)
(7)式を2倍したものから、(2)式を3倍したものと(6)式の和を引いた式の右辺は、(4)式の右辺と同じになるので、以下の式が成立する。
Vn−2=2×(En+1+Vn−1)−(En+1−Vn−1)
−3×Vn (8)
(8)式をEn+1に関して解くと、以下のようになる。
En+1=3×(Vn−Vn−1)+Vn−2 (9)
En+1=4×(Vn−Vn−2)−6×Vn−1−Vn−3 (10)
同様に、4次近似多項式を使用する場合は、以下のようになる。
En+1=5×(Vn−Vn−3)−10×(Vn−1−Vn−2)
+Vn−4 (11)
En+1=(15/8)×Vn−(5/4)×Vn−2
+(3/8)×Vn−4 (12)
Vbeat=En+1−En+1/(1+T1×s)
=((T1×s)/(1+T1×s))×En+1 (13)
1次遅れフィルタの時定数T1は、サンプリング周期Tの少なくとも10倍以上とし、望ましくは100倍以上の値とする。T=250μ秒の場合には、T1=0.0025秒以上に望ましくはT1=0.025秒以上にすればよい。
ωbeat=K×Vbeat (14)
電圧、電流などを表現する変数として、以下の変数を定義する。
ωs*:すべり角周波数指令値。
ω :交流回転機4の回転角周波数。回転センサ7により計測される。
ωinv :インバータ3が出力する交流電圧の周波数。
θ :固定座標系でのd軸の位相。
Vd*:インバータ3が出力すべきd軸電圧指令値。
Vq*:インバータ3が出力すべきq軸電圧指令値。
Id*:インバータ3が出力すべきd軸電流指令値。2次磁束指令値に比例。
Iq*:インバータ3が出力すべきq軸電流指令値。トルク指令値に比例。
Rs:誘導機の1次抵抗値
Rr:誘導機の2次抵抗値
Ls:誘導機の1次インダクタンス値
Lr:誘導機の2次インダクタンス値
M :誘導機の相互インダクタンス
σ :誘導機の漏れ係数。σ=1−(M2/(Ls×Lr))
ωs*=(Iq*×Rr)/(Id*×Lr) (15)
インバータ3が出力する交流電圧の角周波数ωinvは、以下のようになる。なお、ビート現象の抑制を考慮しない場合は、ωbeatの項が無い。
ωinv=ω+ωs*+ωbeat (16)
(14)式と(16)式は、脈動分の電圧Vbeatが大きい場合には、インバータ3が出力する交流電圧の角周波数ωinvが大きくなり、Vbeatが小さい場合にはωinvが小さくなることを意味している。このように制御すると、交流電力の正の半サイクルと負の半サイクルでの電力の差が小さくなり、ビート現象が抑制できる。
θ=∫ωinv dt (17)
d軸とq軸の電圧は、以下のようになる。
Vd*=Rs×Id*−σ×ωinv×Ls×Iq* (18)
Vq*=Rs×Iq*+ωinv×Ls×Id* (19)
周波数制御部55は、角周波数制御量ωbeatが入力されて、(15)式から(17)式を計算する。電圧制御部56は、(18)式と(19)式を計算する。パルス発生部57は、d軸の位相θとd軸及びq軸の電圧指令値Vd*及びVq*が入力されて、インバータ3が出力する交流電圧がこれらの指令値に一致するように、スイッチング素子のゲートに印加するゲートパルスを発生する。
シミュレーション条件は、電気車用誘導機の容量が200kW、最大トルクが2000Nm、直流電圧平均値が1500V、脈動成分が2%として脈動成分の振幅が30V、交流電源の周波数が60Hzであり、脈動成分の周波数が120Hzである。
脈動抑制部が周波数制御部に作用してビート現象を抑制したが、電圧制御部に作用するようにしてもよい。構成は複雑になるが、脈動抑制部が周波数制御部と電圧制御部の両方に作用するようにしてもよい。
以上のことは、他の実施の形態でもあてはまる。
電圧検出器6が計測するコンデンサ2の電圧には、コンバータ1やインバータ3が有するスイッチング素子で発生するスイッチングノイズが含まれる場合がある。スイッチングノイズ以外のノイズが含まれる場合も考えられる。この実施の形態2は、ノイズと判断できる高周波成分を除去したものを直流電圧計測値として保存するようにしたものである。この実施の形態2に係る電力変換装置の構成を説明する図を、図6に示す。
以上のことは、他の実施の形態でもあてはまる。
この実施の形態3は、脈動抑制部が電圧制御部に作用してビート現象を抑制する場合である。この実施の形態3に係る電力変換装置の構成を説明する図を、図7に示す。
実施の形態1の場合での図1と異なる点だけを説明する。脈動抽出部53と角周波数制御量演算部54が無く、脈動抑制部である変調率演算部58が追加されている。変調率演算部58は、直流電圧値推定部52により推定される次回のサンプリング時点での電圧推定値En+1に変調率が逆比例するように演算する。電圧制御部56Aには、変調率演算部58により演算される変調率が入力される。
ωinv=ω+ωs* (20)
d軸の位相θは、(17)式で計算される。d軸とq軸の電圧は、(18)式と(19)式により計算される。
変調率演算部58では、以下の式で変調率PMFを計算する。
PMF=√(Vd*2+Vq*2)/((√6/π)×En+1) (21)
(21)式により変調率PMFを計算すれば、直流電圧推定値En+1が大きい場合には変調率PMFが小さくなり、直流電圧推定値En+1が小さい場合には変調率PMFは大きくなる。直流電圧推定値が変動しても、インバータが発生する交流電力は理論的には全く変動せず、変動するとしても変動の大きさは小さくなる。そのため、ビート現象を抑制できる。
Vu*=PMF×cos(θv) (22)
Vv*=PMF×cos(θv−(2/3)π) (23)
Vw*=PMF×cos(θv+(2/3)π) (24)
ここに、θvは、電圧指令ベクトルの位相であり、d軸よりも少し進んでおり、以下の式で計算できる。
θv=θ+arctan(Vq*/Vd*) (25)
パルス発生部57は、インバータ3が出力する三相交流電圧が(22)式から(24)式で表される三相電圧指令値(Vu*、Vv*、Vw*)に一致するように、スイッチング素子のゲートに印加するゲートパルスを発生する。
この実施の形態4は、電圧と周波数の比を一定にする電圧周波数比一定制御において脈動抑制部が電圧制御部に作用してビート現象を抑制する場合である。この実施の形態4に係る電力変換装置の構成を説明する図を、図8に示す。
V1=(2/π)×En+1 (26)
逆数変換部5Aでは、以下のようにV1の逆数であるV2を演算する。この式は、実施の形態3における(21)式と同様に、インバータが発生する交流電力の変動を抑えることができ、ビート現象を抑制できる。
V2=1/V1 (27)
電圧制御部56Bでは、V*とV2を掛けたものを出力する。パルス発生部57Aでは、以下のような三相電圧指令値(Vu*、Vv*、Vw*)を、インバータ3が出力するようにインバータ3のスイッチング素子のゲートに印加するゲートパルスを制御する。
Vu*=(V*/V1)×cos(θ) (28)
Vv*=(V*/V1)×cos(θ−(2/3)π) (29)
Vw*=(V*/V1)×cos(θ+(2/3)π) (30)
この実施の形態5は、永久磁石同期機に適用するように実施の形態3を変更した場合である。この実施の形態5に係る電力変換装置の構成を説明する図を、図9に示す。
実施の形態3の場合での図7と異なる点だけを説明する。交流回転機4Aが、永久磁石同期機である。周波数制御部55Aと電圧制御部56Cが同期機に対応した制御を行う。周波数制御部55A及び電圧制御部56Cと他の構成要素との関係は、実施の形態3の場合と同様である。
R :同期機の抵抗値
Ld:同期機のd軸インダクタンス値
Lq:同期機のq軸インダクタンス値
インバータ3が出力する交流電圧の角周波数ωinvは、同期機の回転角周波数と一致するので以下のようになる。d軸の位相θは、(17)式となる。
ωinv=ω (31)
Vd*=(R+Ld×p)×Id*−ω×Lq×Iq* (32)
Vq*=(R+Lq×p)×Iq*+ω×Ld×Id* (33)
(32)式によるVd*と(33)式によるVq*とから変調率演算部58では、前述の(21)式で変調率PMFを計算する。変調率PMFは、電圧指令値ベクトル(Vd*、Vq*)に掛けられて、(22)式から(24)式で計算される三相電圧指令値(Vu*、Vv*、Vw*)が求められる。
パルス発生部57は、インバータ3が出力する三相交流電圧が(22)式から(24)式で表される三相電圧指令値(Vu*、Vv*、Vw*)に一致するように、インバータ3が有するスイッチング素子のゲートに印加するゲートパルスを発生する。
この実施の形態6は、直流電圧値推定部が最新のサンプリング時点からk周期後の時点での直流電圧を推定するようにした場合である。kを1よりも大きい適切な値に設定すると、インバータでの制御遅れも含めて補正できることになる。この実施の形態6に係る電力変換装置の構成を説明する図を、図10に示す。実施の形態1の場合である図1と異なる点だけを説明する。直流電圧値推定部52Aは、最新のサンプリング時点からk周期後の時点での直流電圧を推定するものである。直流電圧値推定部52Aの出力は、脈動抽出部53に入力される。
En+k:最新のサンプリング時点からk周期後の時点での電圧推定値
この発明の実施の形態6に係る電圧推定の概念を説明する図を、図11に示す。最新から3個の電圧計測値Vn、Vn−1、Vn−2、から、実線の曲線で示した電圧を時間の関数として表現する多項式を求める。求めた多項式に最新のサンプリング時点からk周期後の時点の時間を入力して、最新のサンプリング時点からk周期後の時点での電圧推定値En+kを計算する。
En+k=a×(k×T)2+b×k×T+c (34)
En+k=((k2+3×k+2)/2)×Vn−(k2+2×k)×Vn−1
+((k2+k)/2)×Vn−2 (35)
k=1.5とすると、(35)式より以下となる。
En+1.5=(35/8)×Vn−(21/4)×Vn−1
+(15/8)×Vn−2 (36)
En+k=((k3+6×k2−5×k+6)/6)×Vn
−((k3+5×k2−6×k)/2)×Vn−1
+((k3+4×k2−3×k)/2)×Vn−2
−((k3+3×k2−2×k)/6)×Vn−3 (37)
En+k=((k4+10×k3+11×k2+26×k+24)/24)×Vn
−((k4+9×k3+26×k2+12×k)/6)×Vn−1
+((k4+8×k3+19×k2+12×k)/4)×Vn−2
−((k4+7×k3+14×k2+8×k)/6)×Vn−3
+((k4+6×k3+11×k2+6×k)/24)×Vn−4 (38)
En+1.5=(27/16)×Vn−(45/16)×Vn−1
+(63/16)×Vn−2+(19/16)×Vn−3 (39)
(38)式を用いる場合には、以下となる。
En+1.5=(555/128)×Vn−(597/32)×Vn−1
+(1485/64)×Vn−2−(385/32)×Vn−3
+(315/128)×Vn−4 (40)
また、交流回転機の他に、例えばリニアインダクションモータ、リニア同期モータやソレノイド等の電磁アクチュエータを制御する電力変換装置に適用した場合も同様の効果が期待できる。
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能である。
Claims (4)
- 交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
前記コンバータの直流側に並列に接続されたコンデンサと、
前記コンデンサの電圧を計測する直流電圧計測器と、
前記コンデンサに並列に接続されて直流電力を任意周波数の交流電力に変換するインバータと、
前記直流電圧計測器が計測する直流電圧値が所定のサンプリング周期で入力されて前記インバータを制御する制御器とを備え、
前記制御器は、
前記インバータが出力する交流電力の電圧振幅を制御する電圧制御部、
前記インバータが出力する交流電力の周波数を制御する周波数制御部、
最新から所定個のサンプリングでの前記直流電圧値を記憶する直流電圧値記憶部、
前記直流電圧値記憶部に記憶された前記直流電圧値を用いて最新のサンプリング時点から所定時間後の直流電圧推定値を推定する直流電圧値推定部、
前記直流電圧値推定部が推定する前記直流電圧推定値が入力されて、前記インバータの直流側の脈動により前記インバータが出力する交流電力が変動することを抑制するように前記電圧制御部及び前記周波数制御部のどちらかまたは両方に作用する脈動抑制部、
を有することを特徴とする電力変換装置。 - 前記直流電圧値推定部が、前記直流電圧値記憶部に記憶された前記直流電圧値を近似する所定次数の多項式を求め、この多項式により最新のサンプリング時点から所定時間後の直流電圧推定値を推定するものであることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記脈動抑制部が、前記直流電圧値推定部が推定する前記直流電圧推定値が大きくなると周波数が小さくなるように、小さくなると周波数が大きくなるように、前記周波数制御部に作用するものであることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の電力変換装置。
- 前記脈動抑制部が、前記直流電圧値推定部が推定する前記直流電圧推定値が大きくなると電圧振幅が小さくなるように、小さくなると電圧振幅が大きくなるように、前記電圧制御部に作用するものであることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の電力変換装置。
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