JP4466784B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

この発明は、直流電力を可変周波数・可変電圧の交流電力に変換する電力変換装置に関するものであり、特にコンバータと、その直流出力電圧が入力されて、可変周波数・可変電圧の交流に変換するインバータを備えた電力変換装置に関する。
従来の電気鉄道車両用の電力変換装置では、コンバータは架線とレールと間の単相交流電源をパンタグラフ及び変圧器等を介して交流側入力とし、所定の直流電圧となるように交直変換を行う。コンバータの直流側には電圧を平滑するためのコンデンサを備えている。コンデンサが持つ直流電力は、インバータにより可変周波数・可変電圧の交流電力に変換される。インバータが出力する交流電力は、誘導電動機などの交流回転機を駆動する。また、コンデンサの電圧すなわちインバータへの直流入力電圧は、電圧検出器により検出される。インバータの交流出力側には、電流検出器が設けられる。
コンデンサの電圧は、交流電源の周波数の２倍の周波数（この周波数を脈動周波数と呼ぶ）で脈動する。インバータが出力する交流電力の周波数（出力周波数と呼ぶ）が脈動周波数に近い場合に何も対策をとらないと、インバータが出力する交流電力ひいては電動機が発生するトルクが、脈動周波数と出力周波数の差の周波数で変動することが知られている。このような変動は、ビート現象と呼ばれる。ビート現象は、直流電圧が変動することにより、交流電力の正の半サイクルと負の半サイクルでの電力に差が出ることにより発生する。
ビート現象を解消または抑制するために、電圧検出器により検出されるインバータへの直流入力電圧から帯域通過フィルタなどにより脈動成分だけを抽出し、脈動周波数の１周期内で脈動成分の大きさに比例してインバータの出力周波数を変動させる制御が行われている。（例えば、特許文献１を参照）
特公平７-４６９１８号公報（図１、請求項１）
従来の電力変換装置では、ビート現象を解消または抑制するための制御を制御マイコンにより行なっている。そのため、制御マイコンで演算時間を要することから制御遅れが発生する。制御マイコンの演算時間によっては制御遅れが大きくなり脈動周波数に遅れ位相が存在し、十分に電流の脈動やトルク脈動を低減する効果が得られないことがあった。そのため、安価な制御マイコンを適用できないという課題があった。
例えば、制御マイコンの演算時間が５００μ秒である場合、交流電源の周波数が５０Ｈｚであると、脈動周波数における遅れ位相Ｐ[度]は、以下のようになる。
Ｐ＝５００[μ秒]×２×５０[Ｈｚ]×３６０[度]＝１８．０[度]
交流電源の周波数が６０Ｈｚの場合には、以下のようになる。
Ｐ＝５００[μ秒]×２×６０[Ｈｚ]×３６０[度]＝２１．６[度]
同一の制御遅れに対する遅れ位相Ｐは、交流電源の周波数に応じて異なることが分かる。この遅れ位相は、制御マイコンの演算時間が大きくなればなるほど大きくなることが分かる。そのため、安価な制御マイコンほど演算時間が大きくなるため、遅れ位相が大きくなり、電流の脈動やトルク脈動を低減できる効果が小さくなる。
また、走行中に交流電源の周波数が切り替わる（例えば５０Ｈｚと６０Ｈｚとの間で）電車では、帯域通過フィルタにより脈動成分を検出する方法では、複数の帯域通過フィルタを備え、電源周波数に応じて切替える必要があるため、対応が難しいという課題があった。
この発明は、このような従来の課題を解決するものであり、直流電圧の脈動周波数に依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、電力変換装置の出力である交流電力が変動することを抑制できる電力変換装置を提供することを目的とする。
この発明に係る電気鉄道車両用の電力変換装置は、架線とレールの間との間に生じる交流電力を直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータの直流側に並列に接続されたコンデンサと、前記コンデンサの電圧を計測する直流電圧計測器と、スイッチング素子を有し、前記コンデンサに並列に接続されて直流電力を任意周波数の交流電力に変換するインバータと、前記直流電圧計測器が計測する直流電圧値が所定のサンプリング周期で入力されて前記インバータを制御する制御マイコンとを備え、前記制御マイコンは、前記インバータが出力する交流電力の電圧振幅を制御する電圧制御部、前記インバータが出力する交流電力の周波数を制御する周波数制御部、最新から所定個のサンプリングでの前記直流電圧値を記憶する直流電圧値記憶部、前記直流電圧値記憶部に記憶された前記最新から所定個のサンプリングでの前記直流電圧値を用いて次回のサンプリング時点から所定時間後の直流電圧推定値を推定する直流電圧値推定部、前記直流電圧値推定部が推定する前記直流電圧推定値が入力されて、前記インバータの直流側の脈動により前記インバータが出力する交流電力が変動することを抑制するように前記電圧制御部及び前記周波数制御部のどちらかまたは両方に作用する脈動抑制部を有し、前記直流電圧値推定部が、前記直流電圧値記憶部に記憶された前記直流電圧値を近似する所定次数の多項式を求め、この多項式により最新のサンプリング時点から所定時間後の直流電圧推定値を推定することを特徴とするものである。
この発明に係る電気鉄道車両用の電力変換装置は、架線とレールの間との間に生じる交流電力を直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータの直流側に並列に接続されたコンデンサと、前記コンデンサの電圧を計測する直流電圧計測器と、スイッチング素子を有し、前記コンデンサに並列に接続されて直流電力を任意周波数の交流電力に変換するインバータと、前記直流電圧計測器が計測する直流電圧値が所定のサンプリング周期で入力されて前記インバータを制御する制御マイコンとを備え、前記制御マイコンは、前記インバータが出力する交流電力の電圧振幅を制御する電圧制御部、前記インバータが出力する交流電力の周波数を制御する周波数制御部、最新から所定個のサンプリングでの前記直流電圧値を記憶する直流電圧値記憶部、前記直流電圧値記憶部に記憶された前記最新から所定個のサンプリングでの前記直流電圧値を用いて次回のサンプリング時点から所定時間後の直流電圧推定値を推定する直流電圧値推定部、前記直流電圧値推定部が推定する前記直流電圧推定値が入力されて、前記インバータの直流側の脈動により前記インバータが出力する交流電力が変動することを抑制するように前記電圧制御部及び前記周波数制御部のどちらかまたは両方に作用する脈動抑制部を有し、前記直流電圧値推定部が、前記直流電圧値記憶部に記憶された前記直流電圧値を近似する所定次数の多項式を求め、この多項式により最新のサンプリング時点から所定時間後の直流電圧推定値を推定することを特徴とするものなので、直流電圧の脈動周波数に依存せずに、検出機構や制御系やインバータに存在する遅れを補償することができ、電力変換装置の出力である交流電力が変動することを抑制できるという効果が有る。
この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるコンバータの構成を説明する図である。 この発明の実施の形態１に係る電圧推定の概念を説明する図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置において、サンプリング時間を２５０μ秒にした場合に直流電圧値推定部が推定する次回のサンプリング時点での電圧推定値を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置において、ビート現象を抑制する制御を行う場合と行わない場合での交流回転機のトルクの変動を説明する図である。図５(Ａ)がこの発明による制御を行う場合で、図５(Ｂ)がこの発明による制御を行わない場合である。 この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態４に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態５に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態６に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態６に係る電圧推定の概念を説明する図である。
符号の説明
１ ：コンバータ、 ２ ：コンデンサ
３ ：インバータ、 ４ ：交流回転機（誘導機）
４Ａ：交流回転機（同期機）、 ５ ：制御器
５１：直流電圧値記憶部、 ５２：直流電圧値推定部
５３：脈動抽出部、 ５４：角周波数制御量演算部（脈動抑制部）
５５：周波数制御部、 ５５Ａ：周波数制御部
５６：電圧制御部、 ５６Ａ：電圧制御部
５６Ｂ：電圧制御部、 ５６Ｃ：電圧制御部
５７：パルス発生部、 ５７Ａ：パルス発生部
５８：変調率演算部（脈動抑制部）、 ５９：相電圧変換部（脈動抑制部）
５Ａ：逆数変換部（脈動抑制部）、 ５Ｂ：角周波数指令値設定部
５Ｃ：出力電圧演算部、 ６ ：電圧検出器（直流電圧計測器）
７ ：回転センサ、 ８ ：フィルタ部
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。図１において電力変換装置は、交流電源からの交流電力を整流して直流電力に変換するコンバータ１と、コンバータ１の直流側に並列に接続されて整流による脈動を平滑化するコンデンサ２と、コンデンサ２に貯えられた直流電力を任意周波数で任意電圧の交流電力に変換するインバータ３とを有する。インバータ３の交流側には交流回転機４である誘導機が接続される。制御器５は、交流回転機４が出力するトルクと回転角周波数に対する指令値から求められたインバータ３が出力すべき電圧振幅と周波数を出力するようにインバータ３を制御する。なお、この発明となる電力変換装置によって駆動する交流回転機４は、誘導機と同期機のどちらでも同様の効果が期待できる。
コンバータ１の構成を説明する図を、図２に示す。図２は、単相ダイオード整流回路である。ＩＧＢＴなどのスイッチング素子によるブリッジ回路によるコンバータでもよい。単相ではなく三相交流を電源とするものでもよい。交流電源からの交流電力を直流電力に変換できるものであれば、コンバータはどのようなものでもよい。
インバータ３は、パルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を行い、交流回転機４に対する二次磁束、トルク及び回転角周波数の指令値を満足するように動作させる交流電圧をベクトル制御により求めて出力する。なお、ベクトル制御を行わない場合でも、この発明は適用できる。
制御器５は、離散的な時間ごとに制御を行うものであり、直流電圧計測器である電圧検出器６が計測するコンデンサ２の電圧である直流電圧計測値と回転センサ７が計測する回転角周波数が、所定のサンプリング周期で入力される。最新のサンプリング値に基づいて決められた制御量は、次回のサンプリング時点に使用される。
制御器５は、最新から所定個（ここでは３個）の電圧計測値を記憶する直流電圧値記憶部５１、最新から所定個（ここでは３個）の電圧計測値を用いて最新のサンプリング時点から所定時間（ここでは１サンプリング周期）経過後のコンデンサ２の電圧を多項近似式から推定する直流電圧値推定部５２、直流電圧値推定部５２が推定する直流電圧推定値が逐次入力されて脈動成分Ｖbeatを抽出する脈動抽出部５３、脈動抽出部５３で抽出された脈動成分Ｖbeatに所定ゲインを掛けて角周波数制御量ωbeatを出力する脈動抑制部である周波数制御量演算部５４、角周波数制御量ωbeatが入力されてインバータ１の出力電圧の周波数を制御する周波数制御部５５、インバータ１の出力電圧の振幅を制御する電圧制御部５６、周波数制御部５５と電圧制御部５６からの信号が入力されてインバータ１が有するスイッチング素子を制御するゲートパルスを出力するパルス発生部５７を有する。
次に動作を説明する。直流電圧値推定部５２では、最新から３個のサンプリング時点での直流電圧計測値から求めた２次近似多項式で外挿して、次のサンプリング時点での直流電圧値を推定する。
次のサンプリング時点での直流電圧値を推定する式を導出するために、以下の変数を定義する。
Ｔ ：サンプリング周期
ｔｎ ：最新のサンプリング時点
ｔｎ−ｍ：最新からｍ回前のサンプリング時点（＝Ｔｎ−ｍ×Ｔ）
ｔｎ＋１：最新の次のサンプリング時点
Ｖｎ ：最新のサンプリング時点での電圧計測値
Ｖｎ−ｍ：最新からｍ回前のサンプリング時点での電圧計測値
Ｅｎ＋１：最新の次のサンプリング時点での電圧推定値
この発明の実施の形態１に係る電圧推定の概念を説明する図を、図３に示す。最新から３個の電圧計測値Ｖｎ、Ｖｎ−１、Ｖｎ−２から、実線の曲線で示した電圧を時間の関数として表現する多項式を求める。求めた多項式に次回のサンプリング時点の時間を入力して、次回のサンプリング時点での電圧推定値Ｅｎ＋１を計算する。
ここで、ｔｎを時間の基準と考えて、直流電圧値の２次近似多項式を、以下のように仮定する。
Ｖｎ−ｍ＝ａ×（ｍ×Ｔ）２−ｂ×（ｍ×Ｔ）＋ｃ （１）
最新から３個のサンプリング時点での電圧計測値を（１）式に代入すると、以下のようになる。
Ｖｎ ＝ｃ （２）
Ｖｎ−１＝ａ×Ｔ２−ｂ×Ｔ＋ｃ （３）
Ｖｎ−２＝４×ａ×Ｔ２−２×ｂ×Ｔ＋ｃ （４）
また、次回のサンプリング時点での電圧推定値Ｅｎ＋１を（１）式から計算すると、以下のようになる。
Ｅｎ＋１＝ａ×Ｔ２＋ｂ×Ｔ＋ｃ （５）
（５）式から（３）式を引くと、以下となる。
Ｅｎ＋１−Ｖｎ−１＝２×ｂ×Ｔ （６）
（５）式と（３）式を足すと、以下となる。
Ｅｎ＋１＋Ｖｎ−１＝２×ａ×Ｔ２＋２×ｃ （７）
（７）式を２倍したものから、（２）式を３倍したものと（６）式の和を引いた式の右辺は、（４）式の右辺と同じになるので、以下の式が成立する。
Ｖｎ−２＝２×（Ｅｎ＋１＋Ｖｎ−１）−（Ｅｎ＋１−Ｖｎ−１）
−３×Ｖｎ （８）
（８）式をＥｎ＋１に関して解くと、以下のようになる。
Ｅｎ＋１＝３×（Ｖｎ−Ｖｎ−１）＋Ｖｎ−２ （９）
（９）式は、最新から３個のサンプリング時点での電圧計測値から求めた２次近似多項式で外挿した次回のサンプリング時点での電圧推定値を求める式である。２次近似多項式の係数ａ、ｂ、ｃを求めることなく、最新から３個のサンプリング時点での電圧計測値から簡単な計算で次回のサンプリング時点での電圧推定値を求めることができるので、演算能力がそれほど高くない制御マイコンでも充分な応答性で計算できる。
図４に、サンプリング時間Ｔを２５０μ秒にした場合の、直流電圧値推定部５２が推定する次回のサンプリング時点での電圧推定値を示す。次回のサンプリング時点での電圧推定値は、Ｔごとに階段状に変化する実線である。また、最新のサンプリング時点での電圧計測値を１サンプリング時間Ｔの遅れで書いたものも合わせて示す。区間ごとに異なる２次近似多項式による直流電圧値を、実線の曲線で示す。次回のサンプリング時点での電圧推定値は、直流電圧をほぼ正確に推定できることが分かる。なお、１サンプリング周期内に所定の演算を行いサンプリング周期ごとに制御を行うので、次回のサンプリング時点での推定を先読みして制御を行わない場合は、１サンプリング周期だけ制御が遅れることになる。
なお、３次以上の多項式で近似してもよい。導出の詳細は省略するが、最新から４個のサンプリング時点での電圧計測値から３次近似多項式を外挿して次回のサンプリング時点での直流電圧値を推定する場合は、以下の式による。
Ｅｎ＋１＝４×（Ｖｎ−Ｖｎ−2）−６×Ｖｎ−1−Ｖｎ−3 （１０）
同様に、４次近似多項式を使用する場合は、以下のようになる。
Ｅｎ＋１＝５×（Ｖｎ−Ｖｎ−3）−１０×（Ｖｎ−1−Ｖｎ−2）
＋Ｖｎ−4 （１１）
（９）式から（１１）式の多項近似式による直流電圧の推定では、多項近似式の係数を求めるのに必要最小限の数の直流電圧の計測値を使用している。直流電圧の計測値にはノイズなどが含まれるため、電圧推定においてノイズなどの影響をできるだけ受けないようにするために、直流電圧の計測値の数を多くして、二乗誤差が最小となるような多項近似式を求めて推定に使用するようにしてもよい。また、サンプリング周期の所定倍（例えば、２倍）を単位にして求めた多項近似式を用いて、次回サンプリング時点での直流電圧を推定してもよい。例えば、２次式によりサンプリング周期の２倍を単位に推定する場合には、以下のようになる。
Ｅｎ＋１＝(１５／８)×Ｖｎ−(５／４)×Ｖｎ−２
＋(３／８)×Ｖｎ−４ （１２）
また、最新と１回前と３回前のサンプリング時点での直流電圧の計測値から次回のサンプリング時点での直流電圧を推定するなどしてもよい。多項式以外の近似式を用いて推定してもよい。２回先または１．５回先などのサンプリング時点の直流電圧値を推定してもよい。最新から所定個のサンプリング時点での直流電圧計測値を記憶しておき、記憶した直流電圧計測値の全部または一部を使用して、最新のサンプリング時点から所定時間経過後の直流電圧値を推定するものであれば、直流電圧値推定部はどのようなものでもよい。
直流電圧値推定部５２が推定する次回のサンプリング時点での電圧推定値Ｅｎ＋１は、電圧脈動検出部５３に入力されて、脈動分Ｖbeatが抽出される。電圧脈動検出部５３は所定の時定数（Ｔ１とする）の１次遅れフィルタを有しており、電圧推定値から１次遅れフィルタの出力を引いたものを脈動分として抽出する。つまり、以下の式のようになる。ここで、ｓは微分演算子を意味する。
Ｖbeat＝Ｅｎ＋１−Ｅｎ＋１／（１＋Ｔ１×ｓ）
＝（（Ｔ１×ｓ）／（１＋Ｔ１×ｓ））×Ｅｎ＋１ （１３）
１次遅れフィルタの時定数Ｔ１は、サンプリング周期Ｔの少なくとも１０倍以上とし、望ましくは１００倍以上の値とする。Ｔ＝２５０μ秒の場合には、Ｔ１＝０．００２５秒以上に望ましくはＴ１＝０．０２５秒以上にすればよい。
角周波数制御量演算部５４では、脈動分Ｖbeatが大きい場合にはインバータ３の出力する交流電圧の周波数が小さくなるように、脈動分Ｖbeatが小さい場合には周波数が大きくなるように、適切に決められた所定のゲイン（＝Ｋ）により、以下の式で角周波数制御量ωbeatを計算する。
ωbeat＝Ｋ×Ｖbeat （１４）
誘導機をベクトル制御する場合には、回転磁束と一致して回転するｄｑ座標系における電圧と電流は、以下のように決められる。ｄ軸が二次磁束の向きと一致した軸であり、ｑ軸はｄ軸に直交する軸である。ベクトル制御は従来からなされているものと同様であり、概要だけを説明する。
電圧、電流などを表現する変数として、以下の変数を定義する。
ωｓ＊：すべり角周波数指令値。
ω ：交流回転機４の回転角周波数。回転センサ７により計測される。
ωinv ：インバータ３が出力する交流電圧の周波数。
θ ：固定座標系でのｄ軸の位相。
Ｖｄ＊：インバータ３が出力すべきｄ軸電圧指令値。
Ｖｑ＊：インバータ３が出力すべきｑ軸電圧指令値。
Ｉｄ＊：インバータ３が出力すべきｄ軸電流指令値。２次磁束指令値に比例。
Ｉｑ＊：インバータ３が出力すべきｑ軸電流指令値。トルク指令値に比例。
また、誘導機の機器定数として以下を定義する。
Ｒｓ：誘導機の１次抵抗値
Ｒｒ：誘導機の２次抵抗値
Ｌｓ：誘導機の１次インダクタンス値
Ｌｒ：誘導機の２次インダクタンス値
Ｍ ：誘導機の相互インダクタンス
σ ：誘導機の漏れ係数。σ＝１−(Ｍ２／(Ｌs×Ｌr))
ベクトル制御では、誘導機のすべり角周波数指令値ωｓ＊は、以下のようになる。
ωｓ＊＝（Ｉｑ＊×Ｒｒ）／（Ｉｄ＊×Ｌｒ） （１５）
インバータ３が出力する交流電圧の角周波数ωinvは、以下のようになる。なお、ビート現象の抑制を考慮しない場合は、ωbeatの項が無い。
ωinv＝ω＋ωｓ＊＋ωbeat （１６）
（１４）式と（１６）式は、脈動分の電圧Ｖbeatが大きい場合には、インバータ３が出力する交流電圧の角周波数ωinvが大きくなり、Ｖbeatが小さい場合にはωinvが小さくなることを意味している。このように制御すると、交流電力の正の半サイクルと負の半サイクルでの電力の差が小さくなり、ビート現象が抑制できる。
角周波数ωinvを積分して、ｄ軸の位相θを以下の式で計算する。
θ＝∫ωinv ｄｔ （１７）
ｄ軸とｑ軸の電圧は、以下のようになる。
Ｖｄ＊＝Ｒｓ×Ｉｄ＊−σ×ωinv×Ｌｓ×Ｉｑ＊ （１８）
Ｖｑ＊＝Ｒｓ×Ｉｑ＊＋ωinv×Ｌｓ×Ｉｄ＊ （１９）
周波数制御部５５は、角周波数制御量ωbeatが入力されて、（１５）式から（１７）式を計算する。電圧制御部５６は、（１８）式と（１９）式を計算する。パルス発生部５７は、ｄ軸の位相θとｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄ＊及びＶｑ＊が入力されて、インバータ３が出力する交流電圧がこれらの指令値に一致するように、スイッチング素子のゲートに印加するゲートパルスを発生する。
このようなビート現象を抑制する制御を行う場合の効果をシミュレーションで確認している。図５に、この実施の形態１に係る電力変換装置においてビート現象を抑制する制御を行う場合と行わない場合での交流回転機のトルクの変動を説明する図を示す。図５(Ａ)がこの発明による制御を行う場合で、図５(Ｂ)がこの発明による制御を行わない場合である。図５から、この発明によりビート現象が抑制できていることが分かる。
シミュレーション条件は、電気車用誘導機の容量が２００ｋＷ、最大トルクが２０００Ｎｍ、直流電圧平均値が１５００Ｖ、脈動成分が２％として脈動成分の振幅が３０Ｖ、交流電源の周波数が６０Ｈｚであり、脈動成分の周波数が１２０Ｈｚである。
以上のように、次回のサンプリング時点での直流電圧値を推定して、この推定した直流電圧値をもとに制御を行うので、脈動分の検出や演算処理による遅れがなく、ビート現象を抑制する制御を行うことができるという効果がある。また、帯域通過フィルタを使用しないので、電源周波数が変化する場合でも容易に対応できるという効果がある。
脈動抑制部が周波数制御部に作用してビート現象を抑制したが、電圧制御部に作用するようにしてもよい。構成は複雑になるが、脈動抑制部が周波数制御部と電圧制御部の両方に作用するようにしてもよい。
以上のことは、他の実施の形態でもあてはまる。
実施の形態２．
電圧検出器６が計測するコンデンサ２の電圧には、コンバータ１やインバータ３が有するスイッチング素子で発生するスイッチングノイズが含まれる場合がある。スイッチングノイズ以外のノイズが含まれる場合も考えられる。この実施の形態２は、ノイズと判断できる高周波成分を除去したものを直流電圧計測値として保存するようにしたものである。この実施の形態２に係る電力変換装置の構成を説明する図を、図６に示す。
実施の形態１の場合での図１と異なる点だけを説明する。電圧検出器６の出力は、フィルタ８を通って制御器５に入力される。フィルタ８は時定数Ｔ２の一次遅れフィルタである。時定数Ｔ２の逆数である周波数は、インバータ３のスイッチング周波数（ここでは１０００Ｈｚ）程度よりも小さくし、直流電圧の脈動分も制御器５に入力されるように、脈動分の周波数よりも十分に大きくする。一次遅れフィルタではなく、高周波除去フィルタでもよい。直流電圧の脈動分よりも十分に高い周波数の信号を除去できるものであれば、どのようなものでもよい。
この実施の形態２でも、実施の形態１と同様に動作する。次回のサンプリング時点での直流電圧値を推定して、この推定した直流電圧値をもとに制御を行うので、脈動分の検出や演算処理による遅れがなく、ビート現象を抑制する制御を行うことができるという効果がある。また、帯域通過フィルタを使用しないので、電源周波数が変化する場合でも容易に対応できるという効果がある。さらに、スイッチング等により発生するノイズを除去した直流電圧の計測値をもとに推定するので、直流電圧の推定の精度も向上する。
以上のことは、他の実施の形態でもあてはまる。
実施の形態３．
この実施の形態３は、脈動抑制部が電圧制御部に作用してビート現象を抑制する場合である。この実施の形態３に係る電力変換装置の構成を説明する図を、図７に示す。
実施の形態１の場合での図１と異なる点だけを説明する。脈動抽出部５３と角周波数制御量演算部５４が無く、脈動抑制部である変調率演算部５８が追加されている。変調率演算部５８は、直流電圧値推定部５２により推定される次回のサンプリング時点での電圧推定値Ｅｎ＋１に変調率が逆比例するように演算する。電圧制御部５６Ａには、変調率演算部５８により演算される変調率が入力される。
次に動作を説明する。直流電圧値推定部５２は、（９）式により、次回のサンプリング時点での電圧推定値Ｅｎ＋１を推定する。誘導機のすべり角周波数ωｓ＊は、（１５）式により求まる。インバータ３が出力する交流電圧の角周波数ωinvは、以下のようになる。
ωinv＝ω＋ωｓ＊ （２０）
ｄ軸の位相θは、（１７）式で計算される。ｄ軸とｑ軸の電圧は、（１８）式と（１９）式により計算される。
変調率演算部５８では、以下の式で変調率ＰＭＦを計算する。
ＰＭＦ＝√(Ｖｄ＊２＋Ｖｑ＊２)／((√６／π)×Ｅｎ＋１) （２１）
（２１）式により変調率ＰＭＦを計算すれば、直流電圧推定値Ｅｎ＋１が大きい場合には変調率ＰＭＦが小さくなり、直流電圧推定値Ｅｎ＋１が小さい場合には変調率ＰＭＦは大きくなる。直流電圧推定値が変動しても、インバータが発生する交流電力は理論的には全く変動せず、変動するとしても変動の大きさは小さくなる。そのため、ビート現象を抑制できる。
変調率ＰＭＦは、電圧指令値ベクトル（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）に掛けられて、以下のような三相電圧指令値（Ｖu＊、Ｖv＊、Ｖw＊）が求められる。
Ｖu＊＝ＰＭＦ×cos(θv) （２２）
Ｖv＊＝ＰＭＦ×cos(θv−(２／３)π) （２３）
Ｖw＊＝ＰＭＦ×cos(θv＋(２／３)π) （２４）
ここに、θｖは、電圧指令ベクトルの位相であり、ｄ軸よりも少し進んでおり、以下の式で計算できる。
θv＝θ＋arctan(Ｖｑ＊／Ｖｄ＊) （２５）
パルス発生部５７は、インバータ３が出力する三相交流電圧が（２２）式から（２４）式で表される三相電圧指令値（Ｖu＊、Ｖv＊、Ｖw＊）に一致するように、スイッチング素子のゲートに印加するゲートパルスを発生する。
脈動抑制部が電圧制御部に作用する場合でも、次回のサンプリング時点での直流電圧値を推定して、この推定した直流電圧値をもとに制御を行うので、脈動分の検出や演算処理による遅れがなく、ビート現象を抑制する制御を行うことができるという効果がある。また、帯域通過フィルタを使用しないので、電源周波数が変化する場合でも容易に対応できるという効果がある。さらに、脈動抽出部が不要なので、より制御器の構造が簡単になる。
実施の形態４．
この実施の形態４は、電圧と周波数の比を一定にする電圧周波数比一定制御において脈動抑制部が電圧制御部に作用してビート現象を抑制する場合である。この実施の形態４に係る電力変換装置の構成を説明する図を、図８に示す。
制御器５は、前述の直流電圧値記憶部５１と直流電圧値推定部５２と、直流電圧値推定部５２が推定する直流電圧推定値を相電圧に変換する相電圧変換部５９と、相電圧変換部５９により出力される相電圧の逆数を求める逆数変換部５Ａと、周波数指令値を設定する角周波数指令値設定部５Ｂと、周波数指令値から出力電圧を決める出力電圧演算部５Ｃと、出力電圧演算部５Ｃが出力する電圧に逆数変換部５Ａの出力を掛けたものを電圧振幅とする電圧制御部５６Ｂと、電圧制御部５６Ｂと角周波数指令値設定部５Ｂの出力が入力されてインバータ３が有するスイッチング素子を制御するゲートパルスを出力するパルス発生部５７Ａとを有する。なお、相電圧変換部５９と逆数変換部５Ａとが、脈動抑制部を構成する。
動作を説明する。直流電圧値記憶部５１と直流電圧値推定部５２は、実施の形態１と同様に動作する。相電圧変換部５９では、次式により次回のサンプリング時点での電圧推定値Ｅｎ＋１を相電圧Ｖ１に変換する。
Ｖ１＝(２／π)×Ｅｎ＋１ （２６）
逆数変換部５Ａでは、以下のようにＶ１の逆数であるＶ２を演算する。この式は、実施の形態３における（２１）式と同様に、インバータが発生する交流電力の変動を抑えることができ、ビート現象を抑制できる。
Ｖ２＝１／Ｖ１ （２７）
角周波数指令値設定部５Ｂでは、外部から入力される周波数指令値を角周波数に変換して、角周波数指令値ω＊を設定する。出力電圧演算部５Ｃには、角周波数指令ω＊が入力されて、電圧と周波数の比が一定になるような電圧指令値Ｖ＊を演算する。
電圧制御部５６Ｂでは、Ｖ＊とＶ２を掛けたものを出力する。パルス発生部５７Ａでは、以下のような三相電圧指令値（Ｖu＊、Ｖv＊、Ｖw＊）を、インバータ３が出力するようにインバータ３のスイッチング素子のゲートに印加するゲートパルスを制御する。
Ｖu＊＝(Ｖ＊／Ｖ１)×cos(θ) （２８）
Ｖv＊＝(Ｖ＊／Ｖ１)×cos(θ−(２／３)π) （２９）
Ｖw＊＝(Ｖ＊／Ｖ１)×cos(θ＋(２／３)π) （３０）
電圧周波数比一定制御を行う場合でも、次回のサンプリング時点での直流電圧値を推定して、この推定した直流電圧値をもとに制御を行うので、脈動分の検出や演算処理による遅れがなく、ビート現象を抑制する制御を行うことができるという効果がある。また、帯域通過フィルタを使用しないので、電源周波数が変化する場合でも容易に対応できるという効果がある。さらに、脈動抽出部が不要なので、より制御器の構造が簡単になる。
実施の形態５．
この実施の形態５は、永久磁石同期機に適用するように実施の形態３を変更した場合である。この実施の形態５に係る電力変換装置の構成を説明する図を、図９に示す。
実施の形態３の場合での図７と異なる点だけを説明する。交流回転機４Ａが、永久磁石同期機である。周波数制御部５５Ａと電圧制御部５６Ｃが同期機に対応した制御を行う。周波数制御部５５Ａ及び電圧制御部５６Ｃと他の構成要素との関係は、実施の形態３の場合と同様である。
動作を説明する。直流電圧値記憶部５１と直流電圧値推定部５２は、実施の形態１と同様に動作する。電圧制御部５６Ｃの動作を説明するために、同期機の機器定数として以下を定義する。
Ｒ ：同期機の抵抗値
Ｌｄ：同期機のｄ軸インダクタンス値
Ｌｑ：同期機のｑ軸インダクタンス値
インバータ３が出力する交流電圧の角周波数ωinvは、同期機の回転角周波数と一致するので以下のようになる。ｄ軸の位相θは、（１７）式となる。
ωinv＝ω （３１）
ｄ軸とｑ軸の電圧は、以下のようになる。ここで、ｐは微分演算子である。ｐの項は省略してもよい。
Ｖｄ＊＝(Ｒ＋Ｌｄ×ｐ)×Ｉｄ＊−ω×Ｌｑ×Ｉｑ＊ （３２）
Ｖｑ＊＝(Ｒ＋Ｌｑ×ｐ)×Ｉｑ＊＋ω×Ｌｄ×Ｉｄ＊ （３３）
（３２）式によるＶｄ＊と（３３）式によるＶｑ＊とから変調率演算部５８では、前述の（２１）式で変調率ＰＭＦを計算する。変調率ＰＭＦは、電圧指令値ベクトル（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）に掛けられて、（２２）式から（２４）式で計算される三相電圧指令値（Ｖu＊、Ｖv＊、Ｖw＊）が求められる。
パルス発生部５７は、インバータ３が出力する三相交流電圧が（２２）式から（２４）式で表される三相電圧指令値（Ｖu＊、Ｖv＊、Ｖw＊）に一致するように、インバータ３が有するスイッチング素子のゲートに印加するゲートパルスを発生する。
同期機を駆動する場合でも、次回のサンプリング時点での直流電圧値を推定して、この推定した直流電圧値をもとに制御を行うので、脈動分の検出や演算処理による遅れがなく、ビート現象を抑制する制御を行うことができるという効果がある。また、帯域通過フィルタを使用しないので、電源周波数が変化する場合でも容易に対応できるという効果がある。さらに、脈動抽出部が不要なので、より制御器の構造が簡単になる。
実施の形態６．
この実施の形態６は、直流電圧値推定部が最新のサンプリング時点からｋ周期後の時点での直流電圧を推定するようにした場合である。ｋを１よりも大きい適切な値に設定すると、インバータでの制御遅れも含めて補正できることになる。この実施の形態６に係る電力変換装置の構成を説明する図を、図１０に示す。実施の形態１の場合である図１と異なる点だけを説明する。直流電圧値推定部５２Ａは、最新のサンプリング時点からｋ周期後の時点での直流電圧を推定するものである。直流電圧値推定部５２Ａの出力は、脈動抽出部５３に入力される。
動作を説明する。ここで、以下の変数を追加で定義する。
Ｅｎ＋ｋ：最新のサンプリング時点からｋ周期後の時点での電圧推定値
この発明の実施の形態６に係る電圧推定の概念を説明する図を、図１１に示す。最新から３個の電圧計測値Ｖｎ、Ｖｎ−１、Ｖｎ−２、から、実線の曲線で示した電圧を時間の関数として表現する多項式を求める。求めた多項式に最新のサンプリング時点からｋ周期後の時点の時間を入力して、最新のサンプリング時点からｋ周期後の時点での電圧推定値Ｅｎ＋ｋを計算する。
直流電圧値の２次近似多項式を、前述の（１）式のように仮定する。最新から３個のサンプリング時点での電圧計測値に関しては、（２）式から（４）式が成立する。電圧推定値Ｅｎ＋kを（１）式から計算すると、以下のようになる。
Ｅｎ＋ｋ＝ａ×(ｋ×Ｔ)２＋ｂ×ｋ×Ｔ＋ｃ （３４）
（２）式から（４）式までと（３４）式とから、ａ、ｂ、ｃを消去すると、以下のようになる。
Ｅｎ＋ｋ＝((ｋ２＋３×ｋ＋２)／２)×Ｖｎ−(ｋ２＋２×ｋ)×Ｖｎ−１
＋((ｋ２＋ｋ)／２)×Ｖｎ−２ （３５）
ｋ＝１．５とすると、（３５）式より以下となる。
Ｅｎ＋１．５＝(３５／８)×Ｖｎ−(２１／４)×Ｖｎ−１
＋(１５／８)×Ｖｎ−２ （３６）
直流電圧値推定部５２が推定する最新のサンプリング時点からｋ周期後での電圧推定値Ｅｎ＋ｋは、電圧脈動検出部５３に入力されて、実施の形態１と同様に脈動分Ｖbeatが抽出される。抽出の式は、（１３）式において、Ｅｎ＋１をＥｎ＋ｋに置き換えたものになる。以降の動作は、実施の形態１の場合と同様である。
以上のように、最新のサンプリング時点から所定時間（ここではｋ周期）経過後の時点での直流電圧値を推定して、この推定した直流電圧値をもとに制御を行うので、脈動分の検出や演算処理による遅れがなく、さらにはインバータでの制御遅れも補正してビート現象を抑制する制御を行うことができるという効果がある。また、帯域通過フィルタを使用しないので、電源周波数が変化する場合でも容易に対応できるという効果がある。
所定時間は、ｋ＝１．５でなくてもよく、よりよい制御結果が得られるように実際に試してみて、ｋを適切な値に決めればよい。また、３次以上の近似式で外挿するようにしてもよい。導出の詳細は省略するが、最新から４個のサンプリング時点での電圧計測値から３次近似多項式を外挿して最新のサンプリング時点からｋ周期後の時点での直流電圧値を推定する場合は、以下の式による。
Ｅｎ＋ｋ＝((ｋ３＋６×ｋ２−５×ｋ＋６)／６)×Ｖｎ
−((ｋ３＋５×ｋ２−６×ｋ)／２)×Ｖｎ−１
＋((ｋ３＋４×ｋ２−３×ｋ)／２)×Ｖｎ−２
−((ｋ３＋３×ｋ２−２×ｋ)／６)×Ｖｎ−３ （３７）
同様に、４次近似多項式を使用する場合は、以下のようになる。
Ｅｎ＋ｋ＝((ｋ４＋１０×ｋ３＋１１×ｋ２＋２６×ｋ＋２４)／２４)×Ｖｎ
−((ｋ４＋９×ｋ３＋２６×ｋ２＋１２×ｋ)／６)×Ｖｎ−１
＋((ｋ４＋８×ｋ３＋１９×ｋ２＋１２×ｋ)／４)×Ｖｎ−２
−((ｋ４＋７×ｋ３＋１４×ｋ２＋８×ｋ)／６)×Ｖｎ−３
＋((ｋ４＋６×ｋ３＋１１×ｋ２＋６×ｋ)／２４)×Ｖｎ−４ （３８）
ｋ＝１．５として、（３７）式を用いる場合には、以下となる。
Ｅｎ＋１．５＝(２７／１６)×Ｖｎ−(４５／１６)×Ｖｎ−１
＋(６３／１６)×Ｖｎ−２＋(１９／１６)×Ｖｎ−３ （３９）
（３８）式を用いる場合には、以下となる。
Ｅｎ＋１．５＝(５５５／１２８)×Ｖｎ−(５９７／３２)×Ｖｎ−１
＋(１４８５／６４)×Ｖｎ−２−(３８５／３２)×Ｖｎ−３
＋(３１５／１２８)×Ｖｎ−４ （４０）
ノイズなどの影響を避けるために、電圧検出器６が計測するコンデンサ２の電圧から高周波を除去するフィルタを通したものを保存しておき、直流電圧値推定部で使用するようにしてもよい。フィルタを使用する替りに、直流電圧の計測値の数を多くして、二乗誤差が最小となるような多項近似式を求めて推定に使用するようにしてもよい。また、サンプリング周期の所定倍（例えば、２倍）を単位にして求めた多項近似式を用いて、最新のサンプリング時点から所定時間（ここではｋ周期）経過後の時点での直流電圧を推定してもよい。
なお、この発明の実施の形態１から６では、電力変換装置につながる負荷として交流回転機の場合を示したが、交流回転機は、誘導機や同期機に限定することなく、何れの交流回転機でも同様の効果が期待できる。
また、交流回転機の他に、例えばリニアインダクションモータ、リニア同期モータやソレノイド等の電磁アクチュエータを制御する電力変換装置に適用した場合も同様の効果が期待できる。
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能である。
この発明は、交流電源をコンバータで整流した直流を電源として交流回転機を可変速駆動する電力変換装置であって、特に交流電気鉄道である電気車への適用を想定したものである。また、電車用の空調装置や家電製品で電動機をインバータで制御する機器、例えば、空調機、冷蔵庫、洗濯機等にも適用可能である。

Claims (6)

  1. 架線とレールの間との間に生じる交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
    前記コンバータの直流側に並列に接続されたコンデンサと、
    前記コンデンサの電圧を計測する直流電圧計測器と、
    スイッチング素子を有し、前記コンデンサに並列に接続されて直流電力を任意周波数の交流電力に変換するインバータと、
    前記直流電圧計測器が計測する直流電圧値が所定のサンプリング周期で入力されて前記インバータを制御する制御マイコンとを備え、
    前記制御マイコンは、
    前記インバータが出力する交流電力の電圧振幅を制御する電圧制御部、
    前記インバータが出力する交流電力の周波数を制御する周波数制御部、
    最新から所定個のサンプリングでの前記直流電圧値を記憶する直流電圧値記憶部、
    前記直流電圧値記憶部に記憶された前記最新から所定個のサンプリングでの前記直流電圧値を用いて次回のサンプリング時点から所定時間後の直流電圧推定値を推定する直流電圧値推定部、
    前記直流電圧値推定部が推定する前記直流電圧推定値が入力されて、前記インバータの直流側の脈動により前記インバータが出力する交流電力が変動することを抑制するように前記電圧制御部及び前記周波数制御部のどちらかまたは両方に作用する脈動抑制部、
    を有し、
    前記直流電圧値推定部が、前記直流電圧値記憶部に記憶された前記直流電圧値を近似する所定次数の多項式を求め、この多項式により最新のサンプリング時点から所定時間後の直流電圧推定値を推定するものであることを特徴とする電気鉄道車両用の電力変換装置。
  2. 前記脈動抑制部が、前記直流電圧値推定部が推定する前記直流電圧推定値が大きくなると周波数が小さくなるように、小さくなると周波数が大きくなるように、前記周波数制御部に作用するものであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記脈動抑制部が、前記直流電圧値推定部が推定する前記直流電圧推定値が大きくなると電圧振幅が小さくなるように、小さくなると電圧振幅が大きくなるように、前記電圧制御部に作用するものであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 前記直流電圧値推定部が、最新のサンプリング時点からｋサンプリング周期後の直流電圧推定値Ｅｎ＋ kを、最新のサンプリング時点で前記直流電圧計測器が計測する直流電圧値Ｖｎ、１回前のサンプリング時点での直流電圧値Ｖｎ−１、２回前のサンプリング時点での直流電圧値Ｖｎ−２から、
    Ｅｎ＋ｋ＝((ｋ２＋３×ｋ＋２)／２)×Ｖｎ−(ｋ２＋２×ｋ)×Ｖｎ−１
    ＋((ｋ２＋ｋ)／２)×Ｖｎ−２
    という式により推定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 前記直流電圧値推定部が、最新のサンプリング時点からｋサンプリング周期後の直流電圧推定値Ｅｎ＋ kを、最新のサンプリング時点で前記直流電圧計測器が計測する直流電圧値Ｖｎ、１回前のサンプリング時点での直流電圧値Ｖｎ−１、２回前のサンプリング時点での直流電圧値Ｖｎ−２、３回前のサンプリング時点での直流電圧値Ｖｎ−３から、
    Ｅｎ＋ｋ＝((ｋ３＋６×ｋ２−５×ｋ＋６)／６)×Ｖｎ
    −((ｋ３＋５×ｋ２−６×ｋ)／２)×Ｖｎ−１
    ＋((ｋ３＋４×ｋ２−３×ｋ)／２)×Ｖｎ−２
    −((ｋ３＋３×ｋ２−２×ｋ)／６)×Ｖｎ−３
    という式により推定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 前記直流電圧値推定部が、最新のサンプリング時点からｋサンプリング周期後の直流電圧推定値Ｅｎ＋ kを、最新のサンプリング時点で前記直流電圧計測器が計測する直流電圧値Ｖｎ、１回前のサンプリング時点での直流電圧値Ｖｎ−１、２回前のサンプリング時点での直流電圧値Ｖｎ−２、３回前のサンプリング時点での直流電圧値Ｖｎ−３、４回前のサンプリング時点での直流電圧値Ｖｎ−４から、
    Ｅｎ＋ｋ＝((ｋ４＋１０×ｋ３＋１１×ｋ２＋２６×ｋ＋２４)／２４)×Ｖｎ
    −((ｋ４＋９×ｋ３＋２６×ｋ２＋１２×ｋ)／６)×Ｖｎ−１
    ＋((ｋ４＋８×ｋ３＋１９×ｋ２＋１２×ｋ)／４)×Ｖｎ−２
    −((ｋ４＋７×ｋ３＋１４×ｋ２＋８×ｋ)／６)×Ｖｎ−３
    ＋((ｋ４＋６×ｋ３＋１１×ｋ２＋６×ｋ)／２４)×Ｖｎ−４
    という式により推定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
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