KR101131284B1 - 전력 변환 장치 - Google Patents

전력 변환 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR101131284B1
KR101131284B1 KR1020107014341A KR20107014341A KR101131284B1 KR 101131284 B1 KR101131284 B1 KR 101131284B1 KR 1020107014341 A KR1020107014341 A KR 1020107014341A KR 20107014341 A KR20107014341 A KR 20107014341A KR 101131284 B1 KR101131284 B1 KR 101131284B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage
voltage value
value
inverter
frequency
Prior art date
Application number
KR1020107014341A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20100083198A (ko
Inventor
마사키 고노
다카히코 고바야시
게이타 하타나카
Original Assignee
미쓰비시덴키 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 filed Critical 미쓰비시덴키 가부시키가이샤
Publication of KR20100083198A publication Critical patent/KR20100083198A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101131284B1 publication Critical patent/KR101131284B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L9/00—Electric propulsion with power supply external to the vehicle
    • B60L9/005—Interference suppression
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L2200/00—Type of vehicles
    • B60L2200/26—Rail vehicles
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
    • H02M1/0022—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters the disturbance parameters being input voltage fluctuations

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Life Sciences & Earth Sciences (AREA)
  • Sustainable Development (AREA)
  • Sustainable Energy (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

종래의 전력 변환 장치에서는 비트 현상을 해소 또는 억제하기 위한 제어를 제어 마이크로컴퓨터로 행하고 있어, 제어 마이크로컴퓨터에서 연산 시간을 필요로 하므로 제어 지연이 발생한다. 이 제어 지연 때문에, 충분히 전류나 토크의 맥동을 저감하는 효과를 얻을 수 없다. 또, 주행 중에 교류 전원의 주파수가 전환되는 전차에서, 대역 통과 필터에서 맥동 성분을 검출하는 방법으로는 복수의 대역 통과 필터를 구비하여 전원 주파수에 대응하여 전환할 필요가 있어 대응이 곤란하다. 본 발명에 관한 전력 변환 장치는 최신으로부터 소정 개의 샘플링에서의 직류 전압값을 기억하고, 기억된 직류 전압값을 이용한 최신의 샘플링 시점으로부터 소정 시간 후의 직류 전압 추정값을 추정하고, 추정된 직류 전압 추정값을 이용하여 인버터의 직류측의 맥동에 의해 인버터가 출력하는 교류 전력이 변동하는 것을 억제하도록, 인버터가 출력하는 교류 전력의 진폭 또는 주파수를 제어하는 것이다.

Description

전력 변환 장치{ELECTRICAL POWER CONVERSION APPARATUS}
본 발명은 직류 전력을 가변 주파수ㆍ가변 전압의 교류 전력으로 변환하는 전력 변환 장치에 관한 것이며, 특히 컨버터와, 그 직류 출력 전압이 입력되어, 가변 주파수ㆍ가변 전압의 교류로 변환하는 인버터를 구비한 전력 변환 장치에 관한 것이다.
종래의 전기 철도 차량용의 전력 변환 장치에서, 컨버터는 가선(架線)과 레일 사이의 단상(單相) 교류 전원을 팬터그래프 및 변압기 등을 통하여 교류측 입력으로 하고, 소정의 직류 전압이 되도록 교류 직류 변환을 행한다. 컨버터의 직류측에는 전압을 평활(平滑)하게 하기 위한 컨덴서를 구비하고 있다. 컨덴서가 갖는 직류 전력은 인버터에 의해 가변 주파수ㆍ가변 전압의 교류 전력으로 변환된다. 인버터가 출력하는 교류 전력은 유도 전동기 등의 교류 회전기를 구동한다. 또, 컨덴서의 전압, 즉 인버터로의 직류 입력 전압은 전압 검출기에 의해 검출된다. 인버터의 교류 출력측에는 전류 검출기가 마련된다.
컨덴서의 전압은 교류 전원 주파수의 2배 주파수(이 주파수를 맥동(脈動) 주파수라 칭함)로 맥동한다. 인버터가 출력하는 교류 전력의 주파수(출력 주파수라 칭함)가 맥동 주파수에 가까운 경우에 아무런 대책을 취하지 않으면, 인버터가 출력하는 교류 전력, 나아가서는 전동기가 발생하는 토크가, 맥동 주파수와 출력 주파수의 차의 주파수에서 변동한다고 알려져 있다. 이와 같은 변동은 비트 현상이라 불린다. 비트 현상은 직류 전압이 변동함으로써, 교류 전력의 정(正)의 반(半) 사이클과 부(負)의 반 사이클에서의 전력에 차가 생김으로써 발생한다.
비트 현상을 해소 또는 억제하기 위해, 전압 검출기에 의해 검출되는 인버터로의 직류 입력 전압으로부터 대역 통과 필터 등에 의해 맥동 성분만을 추출하고, 맥동 주파수의 1주기 내에서 맥동 성분의 크기에 비례하여 인버터의 출력 주파수를 변동시키는 제어가 행해지고 있다.(예를 들어 특허 문헌 1을 참조)
특허 문헌 1: 일본 특공평 7-468198호 공보(도 1, 청구항 1)
종래의 전력 변환 장치에서는 비트 현상을 해소 또는 억제하기 위한 제어를 제어 마이크로컴퓨터에 의해 행하고 있다. 이로 인해, 제어 마이크로컴퓨터에서 연산 시간을 필요로 하기 때문에 제어 지연이 발생한다. 제어 마이크로컴퓨터의 연산 시간에 따라서는 제어 지연이 커져서 맥동 주파수에 지연 위상이 존재하여, 충분히 전류의 맥동이나 토크 맥동을 저감하는 효과를 얻을 수 없는 경우가 있었다. 그 때문에, 염가의 제어 마이크로컴퓨터를 적용할 수 없다고 하는 과제가 있었다.
예를 들어 제어 마이크로컴퓨터의 연산 시간이 500μ초인 경우, 교류 전원의 주파수가 50Hz이면, 맥동 주파수에 있어서 지연 위상 P[도]는 이하와 같이 된다.
P=500[μ초]×2×50[Hz]×360[도]=18.0[도]
교류 전원의 주파수가 60Hz인 경우에는 이하와 같이 된다.
P=500[μ초]×2×60[Hz]×360[도]=21.6[도]
동일한 제어 지연에 대한 지연 위상 P는 교류 전원의 주파수에 따라 달라진다는 것을 알 수 있다. 이 지연 위상은 제어 마이크로컴퓨터의 연산 시간이 길어질수록 커진다는 것을 알 수 있다. 이로 인해, 염가의 제어 마이크로컴퓨터일수록 연산 시간이 길어지기 때문에, 지연 위상이 커져서, 전류의 맥동이나 토크 맥동을 저감할 수 있는 효과가 작아진다.
또, 주행 중에 교류 전원의 주파수가 전환되는(예를 들어 50Hz와 60Hz 사이에서) 전차(電車)에서, 대역 통과 필터에 의해 맥동 성분을 검출하는 방법에서는 복수의 대역 통과 필터를 구비하여 전원 주파수에 따라 전환할 필요가 있기 때문에, 대응이 어렵다고 하는 과제가 있었다.
본 발명은 이와 같은 종래의 과제를 해결하는 것이며, 직류 전압의 맥동 주파수에 의존하지 않고 검출 기구나 제어계에 존재하는 지연을 보상할 수 있고, 전력 변환 장치의 출력인 교류 전력이 변동하는 것을 억제할 수 있는 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 관한 전력 변환 장치는, 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 컨버터와; 상기 컨버터의 직류측에 병렬로 접속된 컨덴서와; 상기 컨덴서의 전압을 계측하는 직류 전압 계측기와; 상기 컨덴서에 병렬로 접속되어 직류 전력을 임의 주파수의 교류 전력으로 변환하는 인버터와; 상기 직류 전압 계측기가 계측하는 직류 전압값이 소정의 샘플링 주기로 입력되어 상기 인버터를 제어하는 제어기를 구비하고, 상기 제어기는 상기 인버터가 출력하는 교류 전력의 전압 진폭을 제어하는 전압 제어부, 상기 인버터가 출력하는 교류 전력의 주파수를 제어하는 주파수 제어부, 최신으로부터 소정 개(個)의 샘플링에서의 상기 직류 전압값을 기억하는 직류 전압값 기억부, 상기 직류 전압값 기억부에 기억된 상기 직류 전압값을 이용하여 최신의 샘플링 시점으로부터 소정 시간 후의 직류 전압 추정값을 추정하는 직류 전압값 추정부, 상기 직류 전압값 추정부가 추정하는 상기 직류 전압 추정값이 입력되고, 상기 인버터의 직류측의 맥동에 의해 상기 인버터가 출력하는 교류 전력이 변동하는 것을 억제하도록 상기 전압 제어부 및 상기 주파수 제어부의 어느 한쪽 또는 양쪽에 작용하는 맥동 억제부를 가지는 것을 특징으로 하는 것이다.
본 발명에 관한 전력 변환 장치는, 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 컨버터와, 상기 컨버터의 직류측에 병렬로 접속된 컨덴서와, 상기 컨덴서의 전압을 계측하는 직류 전압 계측기와, 상기 컨덴서에 병렬로 접속되어 직류 전력을 임의 주파수의 교류 전력으로 변환하는 인버터와, 상기 직류 전압 계측기가 계측하는 직류 전압값이 소정의 샘플링 주기로 입력되어 상기 인버터를 제어하는 제어기를 구비하고, 상기 제어기는 상기 인버터가 출력하는 교류 전력의 전압 진폭을 제어하는 전압 제어부, 상기 인버터가 출력하는 교류 전력의 주파수를 제어하는 주파수 제어부, 최신으로부터 소정 개의 샘플링에서의 상기 직류 전압값을 기억하는 직류 전압값 기억부, 상기 직류 전압값 기억부에 기억된 상기 직류 전압값을 이용하여 최신의 샘플링 시점으로부터 소정 시간 후의 직류 전압 추정값을 추정하는 직류 전압값 추정부, 상기 직류 전압값 추정부가 추정하는 상기 직류 전압 추정값이 입력되고, 상기 인버터의 직류측의 맥동에 의해 상기 인버터가 출력하는 교류 전력이 변동하는 것을 억제하도록 상기 전압 제어부 및 상기 주파수 제어부의 어느 한쪽 또는 양쪽에 작용하는 맥동 억제부를 가지는 것을 특징으로 하는 것이므로, 직류 전압의 맥동 주파수에 의존하지 않고 검출 기구나 제어계에 존재하는 지연을 보상할 수 있고, 전력 변환 장치의 출력인 교류 전력이 변동하는 것을 억제할 수 있는 효과가 있다.
도 1은 본 발명의 실시 형태 1에 관한 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 실시 형태 1에 관한 전력 변환 장치에 있어서 컨버터의 구성을 설명하는 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시 형태 1에 관한 전압 추정의 개념을 설명하는 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시 형태 1에 관한 전력 변환 장치에 있어서, 샘플링 시간을 250μ초로 한 경우에 직류 전압값 추정부가 추정하는 다음 회의 샘플링 시점에서의 전압 추정값을 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명의 실시 형태 1에 관한 전력 변환 장치에 있어서, 비트 현상을 억제하는 제어를 행하는 경우와 행하지 않는 경우에서 교류 회전기의 토크 변동을 설명하는 도면이다. 도 5(A)가 본 발명에 의한 제어를 행하는 경우이고, 도 5(B)가 본 발명에 의한 제어를 행하지 않는 경우이다.
도 6은 본 발명의 실시 형태 2에 관한 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 블록도이다.
도 7은 본 발명의 실시 형태 3에 관한 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 블록도이다.
도 8은 본 발명의 실시 형태 4에 관한 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 블록도이다.
도 9는 본 발명의 실시 형태 5에 관한 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 블록도이다.
도 10은 본 발명의 실시 형태 6에 관한 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 블록도이다.
도 11은 본 발명의 실시 형태 6에 관한 전압 추정의 개념을 설명하는 도면이다.
실시 형태 1.
도 1은 본 발명의 실시 형태 1에 관한 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 블록도이다. 도 1에 있어서 전력 변환 장치는 교류 전원으로부터의 교류 전력을 정류(整流)하여 직류 전력으로 변환하는 컨버터(1)와, 컨버터(1)의 직류측에 병렬로 접속되어 정류에 의한 맥동을 평활화하는 컨덴서(2)와, 컨덴서(2)에 비축된 직류 전력을 임의 주파수로 임의 전압의 교류 전력으로 변환하는 인버터(3)를 갖는다. 인버터(3)의 교류측에는 교류 회전기(4)인 유도기가 접속된다. 제어기(5)는 교류 회전기(4)가 출력하는 토크와 회전 각주파수에 대한 지령값으로부터 구해진 인버터(3)가 출력해야 할 전압 진폭과 주파수를 출력하도록 인버터(3)를 제어한다. 또한, 본 발명이 되는 전력 변환 장치에 의해 구동하는 교류 회전기(4)는 유도기와 동기기(同期機) 중 어느 쪽이어도 효과를 기대할 수 있다.
컨버터(1)의 구성을 설명하는 도면을 도 2에 나타낸다. 도 2는 단상 다이오드 정류 회로이다. IGBT 등의 스위칭 소자에 의한 브리지 회로에 의한 컨버터이어도 된다. 단상이 아닌 3상 교류를 전원으로 하는 것이어도 된다. 교류 전원으로부터의 교류 전력을 직류 전력으로 변환할 수 있는 것이면, 컨버터는 어떤 것이어도 된다.
인버터(3)는 펄스폭 변조(PWM: Pulse Width Modulation)를 행하여, 교류 회전기(4)에 대한 2차 자속, 토크 및 회전 각주파수의 지령값을 만족하도록 동작시키는 교류 전압을 벡터 제어에 의해 구하여 출력한다. 또한, 벡터 제어를 행하지 않는 경우에도, 본 발명은 적용할 수 있다.
제어기(5)는 이산적(離散的)인 시간마다 제어를 행하는 것이며, 직류 전압 계측기인 전압 검출기(6)가 계측하는 컨덴서(2)의 전압인 직류 전압 계측값과 회전 센서(7)가 계측하는 회전 각주파수가 소정의 샘플링 주기로 입력된다. 최신의 샘플링값에 기초하여 정해진 제어량은 다음 회의 샘플링 시점에 이용된다.
제어기(5)는 최신으로부터 소정 개수(여기서는 3개)의 전압 계측값을 기억하는 직류 전압값 기억부(51), 최신으로부터 소정 개수(여기서는 3개)의 전압 계측값을 이용하여 최신의 샘플링 시점으로부터 소정 시간(여기서는 1 샘플링 주기) 경과 후 컨덴서(2)의 전압을 다항 근사식으로부터 추정하는 직류 전압값 추정부(52), 직류 전압값 추정부(52)가 추정하는 직류 전압 추정값이 순차 입력되어 맥동 성분(Vbeat)을 추출하는 맥동 추출부(53), 맥동 추출부(53)에서 추출된 맥동 성분(Vbeat)에 소정 게인을 곱하여 각주파수 제어량(ωbeat)을 출력하는 맥동 억제부인 주파수 제어량 연산부(54), 각주파수 제어량(ωbeat)이 입력되어 인버터(1)의 출력 전압의 주파수를 제어하는 주파수 제어부(55), 인버터(1)의 출력 전압의 진폭을 제어하는 전압 제어부(56), 주파수 제어부(55)와 전압 제어부(56)로부터의 신호가 입력되어 인버터(1)가 가지는 스위칭 소자를 제어하는 게이트 펄스를 출력하는 펄스 발생부(57)를 갖는다.
다음으로 동작을 설명한다. 직류 전압값 추정부(52)에서는 최신으로부터 3개의 샘플링 시점에서의 직류 전압 계측값으로부터 구한 2차 근사 다항식에서 외삽(外揷)하여, 다음 샘플링 시점에서의 직류 전압값을 추정한다.
다음 샘플링 시점에서의 직류 전압값을 추정하는 식을 도출하기 위해, 이하의 변수를 정의한다.
T: 샘플링 주기
tn: 최신의 샘플링 시점
tn -m: 최신으로부터 m회 전의 샘플링 시점(=Tn-m×T)
tn +1: 최신의 다음 샘플링 시점
Vn: 최신의 샘플링 시점에서의 전압 계측값
Vn -m: 최신으로부터 m회 전의 샘플링 시점에서의 전압 계측값
En +1: 최신의 다음 샘플링 시점에서의 전압 추정값
본 발명의 실시 형태 1에 관한 전압 추정의 개념을 설명하는 도면을, 도 3에 나타낸다. 최신으로부터 3개의 전압 계측값(Vn, Vn -1, Vn -2)으로부터, 실선의 곡선으로 나타낸 전압을 시간의 함수로서 표현하는 다항식을 구한다. 구한 다항식에 다음 회의 샘플링 시점의 시간을 입력하여, 다음 회의 샘플링 시점에서의 전압 추정값(En +1)을 계산한다.
여기서, tn을 시간의 기준으로 생각하여, 직류 전압값의 2차 근사 다항식을 이하와 같이 가정한다.
Figure 112010041585222-pct00001
최신으로부터 3개의 샘플링 시점에서의 전압 계측값을 (1)식에 대입하면, 이하와 같이 된다.
Figure 112010041585222-pct00002
또, 다음 회의 샘플링 시점에서의 전압 추정값(En+1)을 (1)식으로부터 계산하면, 이하와 같이 된다.
Figure 112010041585222-pct00003
(5)식으로부터 (3)식을 빼면, 이하와 같이 된다.
Figure 112010041585222-pct00004
(5)식과 (3)식을 더하면, 이하와 같이 된다.
Figure 112010041585222-pct00005
(7)식을 2배한 것으로부터, (2)식을 3배한 것과 (6)식의 합을 뺀 식의 우변은 (4)식의 우변과 같아지므로, 이하의 식이 성립한다.
Figure 112010041585222-pct00006
(8)식을 En +1에 관하여 풀면, 이하와 같이 된다.
Figure 112010041585222-pct00007
(9)식은 최신으로부터 3개의 샘플링 시점에서의 전압 계측값으로부터 구한 2차 근사 다항식에서 외삽한 다음 회의 샘플링 시점에서의 전압 추정값을 구하는 식이다. 2차 근사 다항식의 계수 a, b, c를 구하지 않고, 최신으로부터 3개의 샘플링 시점에서의 전압 계측값으로부터 간단한 계산으로 다음 회의 샘플링 시점에서의 전압 추정값을 구할 수 있으므로, 연산 능력이 그다지 높지 않은 제어 마이크로컴퓨터이어도 충분한 응답성으로 계산할 수 있다.
도 4에, 샘플링 시간 T를 250μ초로 한 경우, 직류 전압값 추정부(52)가 추정하는 다음 회의 샘플링 시점에서의 전압 추정값을 나타낸다. 다음 회의 샘플링 시점에서의 전압 추정값은 T마다 계단 형상으로 변화하는 실선이다. 또, 최신의 샘플링 시점에서의 전압 계측값을 1 샘플링 시간 T의 지연으로 쓴 것도 합쳐서 나타낸다. 구간마다 다른 2차 근사 다항식에 의한 직류 전압값을 실선의 곡선으로 나타낸다. 다음 회의 샘플링 시점에서의 전압 추정값은 직류 전압을 거의 정확하게 추정할 수 있음을 알 수 있다. 또한, 1 샘플링 주기 내에 소정의 연산을 행하여 샘플링 주기마다 제어를 행하므로, 다음 회의 샘플링 시점에서의 추정을 예측하여 제어를 행하지 않는 경우는 1 샘플링 주기만큼 제어가 지연되게 된다.
또한, 3차 이상의 다항식으로 근사해도 된다. 도출의 자세한 것은 생략하나, 최신으로부터 4개의 샘플링 시점에서의 전압 계측값으로부터 3차 근사 다항식을 외삽하여 다음 회의 샘플링 시점에서의 직류 전압값을 추정하는 경우는 이하의 식에 의한다.
Figure 112010041585222-pct00008
동일하게, 4차 근사 다항식을 이용하는 경우는 이하와 같이 된다.
Figure 112010041585222-pct00009
(9)식으로부터 (11)식의 다항 근사식에 의한 직류 전압의 추정에서는 다항 근사식의 계수를 구하는데 필요 최소한의 수의 직류 전압의 계측값을 이용하고 있다. 직류 전압의 계측값에는 노이즈 등이 포함되기 때문에, 전압 추정에 있어서 노이즈 등의 영향을 가능한 받지 않도록 하기 위해, 직류 전압의 계측값의 수를 많이 하고, 제곱 오차가 최소로 되는 다항 근사식을 구해 추정에 이용하도록 해도 된다. 또, 샘플링 주기의 소정 배(예를 들어 2배)를 단위로 하여 구한 다항 근사식을 이용하여, 다음 회의 샘플링 시점에서의 직류 전압을 추정해도 된다. 예를 들어 2차식에 의해 샘플링 주기의 2배를 단위로 추정하는 경우에는 이하와 같이 된다.
Figure 112010041585222-pct00010
또, 최신과 1회 전과 3회 전의 샘플링 시점에서의 직류 전압의 계측값으로부터 다음 회의 샘플링 시점에서의 직류 전압을 추정하는 것 등을 해도 된다. 다항식 이외의 근사식을 이용하여 추정해도 된다. 2회 앞 또는 1.5회 앞 등의 샘플링 시점의 직류 전압값을 추정해도 된다. 최신으로부터 소정 개의 샘플링 시점에서의 직류 전압 계측값을 기억해 두고, 기억한 직류 전압 계측값의 전부 또는 일부를 이용하여, 최신의 샘플링 시점으로부터 소정 시간 경과 후의 직류 전압값을 추정하는 것이면, 직류 전압값 추정부는 어떤 것이어도 된다.
직류 전압값 추정부(52)가 추정하는 다음 회의 샘플링 시점에서의 전압 추정값(En +1)은 전압 맥동 검출부(53)에 입력되어, 맥동 성분(Vbeat)이 추출된다. 전압 맥동 검출부(53)는 소정의 시정수(T1로 함)의 1차 지연 필터를 가지고 있고, 전압 추정값으로부터 1차 지연 필터의 출력을 뺀 것을 맥동 성분으로서 추출한다. 즉, 이하의 식과 같이 된다. 여기서, s는 미분 연산자를 의미한다.
Figure 112010041585222-pct00011
1차 지연 필터의 시정수 T1은 샘플링 주기 T의 적어도 10배 이상으로 하며, 바람직하게는 100배 이상의 값으로 한다. T=250μ초의 경우에는 T1=0.0025초 이상이며, 바람직하게는 T1=0.025초 이상으로 하면 된다.
각주파수 제어량 연산부(54)에서, 맥동 성분(Vbeat)이 큰 경우에는 인버터(3)가 출력하는 교류 전압의 주파수가 작아지도록, 맥동 성분(Vbeat)이 작은 경우에는 주파수가 커지도록, 적절히 정해진 소정의 게인(=K)에 의해, 이하의 식에서 각주파수 제어량(ωbeat)을 계산한다.
Figure 112010041585222-pct00012
유도기를 벡터 제어하는 경우에는, 회전 자속과 일치하여 회전하는 dq 좌표계에 있어서 전압과 전류는 이하와 같이 정해진다. d축이 2차 자속의 방향과 일치한 축이며, q축은 d축에 직교하는 축이다. 벡터 제어는 종래부터 이루어지고 있는 것과 동일하며, 개요만을 설명한다.
전압, 전류 등을 표현하는 변수로서, 이하의 변수를 정의한다.
ωs*: 슬립(slip) 각주파수 지령값.
ω: 교류 회전기(4)의 회전 각주파수. 회전 센서(7)에 의해 계측된다.
ωinv: 인버터(3)가 출력하는 교류 전압의 주파수.
θ: 고정 좌표계에서 d축의 위상.
Vd*: 인버터(3)가 출력해야 할 d축 전압 지령값.
Vq*: 인버터(3)가 출력해야 할 q축 전압 지령값.
Id*: 인버터(3)가 출력해야 할 d축 전류 지령값. 2차 자속 지령값에 비례.
Iq*: 인버터(3)가 출력해야 할 q축 전류 지령값. 토크 지령값에 비례.
또, 유도기의 기기 정수로서 이하를 정의한다.
Rs: 유도기의 1차 저항값
Rr: 유도기의 2차 저항값
Ls: 유도기의 1차 인덕턴스값
Lr: 유도기의 2차 인덕턴스값
M: 유도기의 상호 인덕턴스
σ: 유도기의 누설 계수.σ=1-(M2/(Ls×Lr))
벡터 제어에서 유도기의 슬립 각주파수 지령값(ωs*)은 이하와 같이 된다.
Figure 112010041585222-pct00013
인버터(3)가 출력하는 교류 전압의 각주파수(ωinv)는 이하와 같이 된다. 또한, 비트 현상의 억제를 고려하지 않는 경우는 ωbeat의 항이 없다.
Figure 112010041585222-pct00014
(14)식과 (16)식은 맥동 성분의 전압(Vbeat)이 큰 경우에는 인버터(3)가 출력하는 교류 전압의 각주파수(ωinv)가 커지며, Vbeat가 작은 경우에는 ωinv가 작아지는 것을 의미하고 있다. 이와 같이 제어하면, 교류 전력의 정의 반 사이클과 부의 반 사이클에서의 전력 차가 작아져서 비트 현상을 억제할 수 있다.
각주파수(ωinv)를 적분하고, d축의 위상 θ을 이하의 식에서 계산한다.
Figure 112010041585222-pct00015
d축과 q축의 전압은 이하와 같이 된다.
Figure 112010041585222-pct00016
주파수 제어부(55)는 각주파수 제어량(ωbeat)이 입력되고, (15)식으로부터 (17)식을 계산한다. 전압 제어부(56)는 (18)식과 (19)식을 계산한다. 펄스 발생부(57)는 d축의 위상 θ과 d축 및 q축의 전압 지령값(Vd* 및 Vq*)이 입력되고, 인버터(3)가 출력하는 교류 전압이 이들의 지령값에 일치하도록, 스위칭 소자의 게이트에 인가하는 게이트 펄스를 발생한다.
이와 같은 비트 현상을 억제하는 제어를 행하는 경우의 효과를 시뮬레이션으로 확인하고 있다. 도 5에, 본 실시 형태 1에 관한 전력 변환 장치에 있어서 비트 현상을 억제하는 제어를 행하는 경우와 행하지 않는 경우에서 교류 회전기의 토크의 변동을 설명하는 도면을 나타낸다. 도 5(A)가 본 발명에 의한 제어를 행하는 경우이고, 도 5(B)가 본 발명에 의한 제어를 행하지 않는 경우이다. 도 5로부터, 본 발명에 의해 비트 현상이 억제되고 있는 것을 알 수 있다.
시뮬레이션 조건은 전기차용 유도기의 용량이 200kW, 최대 토크가 2000Nm, 직류 전압 평균값이 1500V, 맥동 성분을 2%로 한 맥동 성분의 진폭이 30V, 교류 전원의 주파수가 60Hz이며, 맥동 성분의 주파수가 120Hz이다.
이상과 같이, 다음 회의 샘플링 시점에서의 직류 전압값을 추정하고, 이 추정한 직류 전압값을 기초로 제어를 행하므로, 맥동 성분의 검출이나 연산 처리에 의한 지연 없이, 비트 현상을 억제하는 제어를 행할 수 있다고 하는 효과가 있다. 또, 대역 통과 필터를 이용하지 않으므로, 전원 주파수가 변화하는 경우에도 용이하게 대응할 수 있다고 하는 효과가 있다.
맥동 억제부가 주파수 제어부에 작용하여 비트 현상을 억제하였으나, 전압 제어부에 작용하도록 해도 된다. 구성은 복잡하게 되지만, 맥동 억제부가 주파수 제어부와 전압 제어부의 양쪽에 작용하도록 해도 된다.
이상은 다른 실시 형태에서도 적용된다.
실시 형태 2.
전압 검출기(6)가 계측하는 컨덴서(2)의 전압에는, 컨버터(1)나 인버터(3)가 가지는 스위칭 소자에서 발생하는 스위칭 노이즈가 포함되는 경우가 있다. 스위칭 노이즈 이외의 노이즈가 포함되는 경우도 생각할 수 있다. 본 실시 형태 2는 노이즈로 판단할 수 있는 고주파 성분을 제거한 것을 직류 전압 계측값으로서 보존하도록 한 것이다. 본 실시 형태 2에 관한 전력 변환 장치의 구성을 설명하는 도면을, 도 6에 나타낸다.
실시 형태 1의 경우에서 도 1과 다른 점만을 설명한다. 전압 검출기(6)의 출력은 필터(8)를 통하여 제어기(5)에 입력된다. 필터(8)는 시정수 T2의 1차 지연 필터이다. 시정수 T2의 역수인 주파수는 인버터(3)의 스위칭 주파수(여기서는 1000Hz) 정도보다 작게 하고, 직류 전압의 맥동 성분도 제어기(5)에 입력되도록, 맥동 성분의 주파수보다 충분히 크게 한다. 1차 지연 필터가 아닌 고주파 제거 필터이어도 된다. 직류 전압의 맥동 성분보다도 충분히 높은 주파수의 신호를 제거할 수 있는 것이면, 어떤 것이어도 된다.
본 실시 형태 2에서도, 실시 형태 1과 동일하게 동작한다. 다음 회의 샘플링 시점에서의 직류 전압값을 추정하고, 이 추정한 직류 전압값을 기초로 제어를 행하므로, 맥동 성분의 검출이나 연산 처리에 의한 지연 없이, 비트 현상을 억제하는 제어를 행할 수 있다고 하는 효과가 있다. 또, 대역 통과 필터를 이용하지 않으므로, 전원 주파수가 변화하는 경우에도 용이하게 대응할 수 있다고 하는 효과가 있다. 또한, 스위칭 등에 의해 발생하는 노이즈를 제거한 직류 전압의 계측값을 기초로 추정하므로 직류 전압 추정의 정밀도도 향상된다.
이상은 다른 실시 형태이어도 적용된다.
실시 형태 3.
본 실시 형태 3은 맥동 억제부가 전압 제어부에 작용하여 비트 현상을 억제하는 경우이다. 본 실시 형태 3에 관한 전력 변환 장치의 구성을 설명하는 도면을, 도 7에 나타낸다.
실시 형태 1의 경우에서 도 1과 다른 점만을 설명한다. 맥동 추출부(53)와 각주파수 제어량 연산부(54)가 없고, 맥동 억제부인 변조율 연산부(58)가 추가되어 있다. 변조율 연산부(58)는 직류 전압값 추정부(52)에 의해 추정되는 다음 회의 샘플링 시점에서의 전압 추정값(En+1)에 변조율이 역비례하도록 연산한다. 전압 제어부(56A)에는 변조율 연산부(58)에 의해 연산되는 변조율이 입력된다.
다음으로 동작을 설명한다. 직류 전압값 추정부(52)는 (9)식에 의해, 다음 회의 샘플링 시점에서의 전압 추정값(En+1)을 추정한다. 유도기의 슬립 각주파수(ωs*)는 (15)식에 의해 구해진다. 인버터(3)가 출력하는 교류 전압의 각주파수(ωinv)는 이하와 같이 된다.
Figure 112010041585222-pct00017
d축의 위상 θ은 (17)식에서 계산된다. d축과 q축의 전압은 (18)식과 (19)식에 의해 계산된다.
변조율 연산부(58)에서는 이하의 식에서 변조율(PMF)을 계산한다.
Figure 112010041585222-pct00018
(21)식에 의해 변조율(PMF)을 계산하면, 직류 전압 추정값(En +1)이 큰 경우에는 변조율(PMF)이 작아지고, 직류 전압 추정값(En+1)이 작은 경우에는 변조율(PMF)이 커진다. 직류 전압 추정값이 변동해도, 인버터가 발생하는 교류 전력은 이론적으로 전혀 변동하지 않으며, 변동한다고 해도 변동의 크기는 작아진다. 이로 인해, 비트 현상을 억제할 수 있다.
변조율(PMF)은 전압 지령값 벡터(Vd*, Vq*)에 곱해져서, 이하와 같은 3상 전압 지령값(Vu*, Vv*, Vw*)이 구해진다.
Figure 112010041585222-pct00019
여기에, θv는 전압 지령 벡터의 위상이며, d축보다 약간 전진하고 있으며, 이하의 식에서 계산할 수 있다.
Figure 112010041585222-pct00020
펄스 발생부(57)는 인버터(3)가 출력하는 3상 교류 전압이 (22)식으로부터 (24)식으로 나타내는 3상 전압 지령값(Vu*, Vv*, Vw*)에 일치하도록, 스위칭 소자의 게이트에 인가하는 게이트 펄스를 발생한다.
맥동 억제부가 전압 제어부에 작용하는 경우에도, 다음 회의 샘플링 시점에서의 직류 전압값을 추정하고, 이 추정한 직류 전압값을 기초로 제어를 행하므로, 맥동 성분의 검출이나 연산 처리에 의한 지연 없이, 비트 현상을 억제하는 제어를 행할 수 있다고 하는 효과가 있다. 또, 대역 통과 필터를 이용하지 않으므로, 전원 주파수가 변화하는 경우에도 용이하게 대응할 수 있다고 하는 효과가 있다. 또한, 맥동 추출부가 필요없기 때문에 제어기의 구조가 보다 간단하게 된다.
실시 형태 4.
본 실시 형태 4는 전압과 주파수의 비율을 일정하게 하는 전압 주파수비 일정 제어에 있어서 맥동 억제부가 전압 제어부에 작용하여 비트 현상을 억제하는 경우이다. 본 실시 형태 4에 관한 전력 변환 장치의 구성을 설명하는 도면을, 도 8에 나타낸다.
제어기(5)는 상술한 직류 전압값 기억부(51)와 직류 전압값 추정부(52)와, 직류 전압값 추정부(52)가 추정하는 직류 전압 추정값을 상전압(相電壓)으로 변환하는 상전압 변환부(59)와, 상전압 변환부(59)에 의해 출력되는 상전압의 역수를 구하는 역수 변환부(5A)와, 주파수 지령값을 설정하는 각주파수 지령값 설정부(5B)와, 주파수 지령값으로부터 출력 전압을 결정하는 출력 전압 연산부(5C)와, 출력 전압 연산부(5C)가 출력하는 전압에 역수 변환부(5A)의 출력을 곱한 것을 전압 진폭으로 하는 전압 제어부(56B)와, 전압 제어부(56B)와 각주파수 지령값 설정부(5B)의 출력이 입력되어 인버터(3)가 가지는 스위칭 소자를 제어하는 게이트 펄스를 출력하는 펄스 발생부(57A)를 갖는다. 또한, 상전압 변환부(59)와 역수 변환부(5A)가 맥동 억제부를 구성한다.
동작을 설명한다. 직류 전압값 기억부(51)와 직류 전압값 추정부(52)는 실시 형태 1과 동일하게 동작한다. 상전압 변환부(59)에서는 다음 식에 의해 다음 회의 샘플링 시점에서의 전압 추정값(En+1)을 상전압(V1)으로 변환한다.
Figure 112010041585222-pct00021
역수 변환부(5A)에서는 이하와 같이 V1의 역수인 V2를 연산한다. 이 식은 실시 형태 3에 있어서 (21)식과 동일하게, 인버터가 발생하는 교류 전력의 변동을 억제할 수 있어, 비트 현상을 억제할 수 있다.
Figure 112010041585222-pct00022
각주파수 지령값 설정부(5B)에서는 외부로부터 입력되는 주파수 지령값을 각주파수로 변환하고, 각주파수 지령값(ω*)을 설정한다. 출력 전압 연산부(5C)에는 각주파수 지령값(ω*)이 입력되어, 전압과 주파수의 비율이 일정하게 되는 전압 지령값(V*)을 연산한다.
전압 제어부(56B)에서는 V*와 V2를 곱한 것을 출력한다. 펄스 발생부(57A)에서는 이하와 같은 3상 전압 지령값(Vu*, Vv*, Vw*)을, 인버터(3)가 출력하도록 인버터(3)의 스위칭 소자의 게이트에 인가하는 게이트 펄스를 제어한다.
Figure 112010041585222-pct00023
전압 주파수비 일정 제어를 행하는 경우에도, 다음 회의 샘플링 시점에서의 직류 전압값을 추정하고, 이 추정한 직류 전압값을 기초로 제어를 행하므로, 맥동 성분의 검출이나 연산 처리에 의한 지연 없이, 비트 현상을 억제하는 제어를 행할 수 있다고 하는 효과가 있다. 또, 대역 통과 필터를 이용하지 않으므로, 전원 주파수가 변화하는 경우에도 용이하게 대응할 수 있다고 하는 효과가 있다. 또한, 맥동 추출부가 필요없기 때문에 제어기의 구조가 보다 간단하게 된다.
실시 형태 5.
본 실시 형태 5는 영구자석 동기기에 적용하도록 실시 형태 3을 변경한 경우이다. 본 실시 형태 5에 관한 전력 변환 장치의 구성을 설명하는 도면을, 도 9에 나타낸다.
실시 형태 3의 경우에서 도 7과 다른 점만을 설명한다. 교류 회전기(4A)가 영구자석 동기기이다. 주파수 제어부(55A)와 전압 제어부(56C)가 동기기에 대응한 제어를 행한다. 주파수 제어부(55A) 및 전압 제어부(56C)와 다른 구성 요소의 관계는 실시 형태 3의 경우와 동일하다.
동작을 설명한다. 직류 전압값 기억부(51)와 직류 전압값 추정부(52)는 실시 형태 1과 동일하게 동작한다. 전압 제어부(56C)의 동작을 설명하기 위해, 동기기의 기기 정수로서 이하를 정의한다.
R: 동기기의 저항값
Ld: 동기기의 d축 인덕턴스값
Lq: 동기기의 q축 인덕턴스값
인버터(3)가 출력하는 교류 전압의 각주파수(ωinv)는 동기기의 회전 각주파수와 일치하므로 이하와 같이 된다. d축의 위상 θ는 (17)식으로 된다.
Figure 112010041585222-pct00024
d축과 q축의 전압은 이하와 같이 된다. 여기서, p는 미분 연산자이다. p의 항은 생략해도 된다.
Figure 112010041585222-pct00025
(32)식에 의한 Vd*와 (33)식에 의한 Vq*로부터 변조율 연산부(58)에서는 상술한 (21)식에서 변조율(PMF)을 계산한다. 변조율(PMF)은 전압 지령값 벡터(Vd*, Vq*)에 곱해져서, (22)식으로부터 (24)식에서 계산되는 3상 전압 지령값(Vu*, Vv*, Vw*)이 구해진다.
펄스 발생부(57)는 인버터(3)가 출력하는 3상 교류 전압이 (22)식으로부터 (24)식으로 표시되는 3상 전압 지령값(Vu*, Vv*, Vw*)에 일치하도록, 인버터(3)가 가지는 스위칭 소자의 게이트에 인가하는 게이트 펄스를 발생한다.
동기기를 구동하는 경우에도, 다음 회의 샘플링 시점에서의 직류 전압값을 추정하고, 이 추정한 직류 전압값을 기초로 제어를 행하므로, 맥동 성분의 검출이나 연산 처리에 의한 지연 없이, 비트 현상을 억제하는 제어를 행할 수 있다고 하는 효과가 있다. 또, 대역 통과 필터를 이용하지 않으므로, 전원 주파수가 변화하는 경우에도 용이하게 대응할 수 있다고 하는 효과가 있다. 또한, 맥동 추출부가 필요없기 때문에 제어기의 구조가 보다 간단하게 된다.
실시 형태 6.
본 실시 형태 6은 직류 전압값 추정부가 최신의 샘플링 시점으로부터 k주기 후 시점에서의 직류 전압을 추정하도록 한 경우이다. k를 1보다 큰 적절한 값으로 설정하면, 인버터에서의 제어 지연도 포함하여 보정할 수 있게 된다. 본 실시 형태 6에 관한 전력 변환 장치의 구성을 설명하는 도면을 도 10에 나타낸다. 실시 형태 1의 경우인 도 1과 다른 점만을 설명한다. 직류 전압값 추정부(52A)는 최신의 샘플링 시점으로부터 k주기 후 시점에서의 직류 전압을 추정하는 것이다. 직류 전압값 추정부(52A)의 출력은 맥동 추출부(53)에 입력된다.
동작을 설명한다. 여기서, 이하의 변수를 추가로 정의한다.
En +k: 최신의 샘플링 시점으로부터 k주기 후 시점에서의 전압 추정값
본 발명의 실시 형태 6에 관한 전압 추정의 개념을 설명하는 도면을, 도 11에 나타낸다. 최신으로부터 3개의 전압 계측값(Vn, Vn -1, Vn -2)으로부터, 실선의 곡선으로 나타낸 전압을 시간의 함수로서 표현하는 다항식을 구한다. 구한 다항식에 최신의 샘플링 시점으로부터 k주기 후 시점의 시간을 입력하고, 최신의 샘플링 시점으로부터 k주기 후 시점에서의 전압 추정값(En +k)을 계산한다.
직류 전압값의 2차 근사 다항식을, 상술한 (1)식과 같이 가정한다. 최신으로부터 3개의 샘플링 시점에서의 전압 계측값에 관해서는 (2)식으로부터 (4)식이 성립한다. 전압 추정값(En +k)을 (1)식으로부터 계산하면, 이하와 같이 된다.
Figure 112010041585222-pct00026
(2)식으로부터 (4)식까지와 (34)식으로부터 a, b, c를 소거하면, 이하와 같이 된다.
Figure 112010041585222-pct00027
k=1.5로 하면, (35)식으로부터 이하로 된다.
Figure 112010041585222-pct00028
직류 전압값 추정부(52)가 추정하는 최신의 샘플링 시점으로부터 k주기 후의 전압 추정값(En +k)은 전압 맥동 검출부(53)에 입력되어, 실시 형태 1과 동일하게 맥동 성분(Vbeat)이 추출된다. 추출의 식은 (13)식에 있어서, En +1을 En +k로 치환한 것으로 된다. 이후의 동작은 실시 형태 1의 경우와 동일하다.
이상과 같이, 최신의 샘플링 시점으로부터 소정 시간(여기서는 k주기) 경과후 시점에서의 직류 전압값을 추정하고, 이 추정한 직류 전압값을 기초로 제어를 행하므로, 맥동 성분의 검출이나 연산 처리에 의한 지연 없이, 나아가서는 인버터에서의 제어 지연도 보정하여 비트 현상을 억제하는 제어를 행할 수 있다고 하는 효과가 있다. 또, 대역 통과 필터를 이용하지 않으므로, 전원 주파수가 변화하는 경우에도 용이하게 대응할 수 있다고 하는 효과가 있다.
소정 시간은 k=1.5가 아니어도 되며, 보다 좋은 제어 결과가 얻어지도록 실제로 시도해 보고, k를 적절한 값으로 결정하면 된다. 또, 3차 이상의 근사식에서 외삽하도록 해도 된다. 도출의 자세한 것은 생략하나, 최신으로부터 4개의 샘플링 시점에서의 전압 계측값으로부터 3차 근사 다항식을 외삽하여 최신의 샘플링 시점으로부터 k주기 후 시점에서의 직류 전압값을 추정하는 경우는 이하의 식에 의한다.
Figure 112010041585222-pct00029
동일하게 4차 근사 다항식을 이용하는 경우는 이하와 같이 된다.
Figure 112010041585222-pct00030
k=1.5로 하여, (37)식을 이용하는 경우에는 이하와 같이 된다.
Figure 112010041585222-pct00031
(38)식을 이용하는 경우에는 이하와 같이 된다.
Figure 112010041585222-pct00032
노이즈 등의 영향을 피하기 위해, 전압 검출기(6)가 계측하는 컨덴서(2)의 전압으로부터 고주파를 제거하는 필터를 통과한 것을 보존하여, 직류 전압값 추정부에서 이용하도록 해도 된다. 필터를 이용하는 대신에, 직류 전압의 계측값의 수를 많게 하고, 제곱 오차가 최소로 되는 다항 근사식을 구하여 추정에 이용하도록 해도 된다. 또, 샘플링 주기의 소정 배(예를 들어 2배)를 단위로 해서 구한 다항 근사식을 이용하여, 최신의 샘플링 시점으로부터 소정 시간(여기서는 k주기) 경과 후 시점에서의 직류 전압을 추정해도 된다.
또한, 본 발명의 실시 형태 1로부터 6에서는 전력 변환 장치에 연결되는 부하로서 교류 회전기의 경우를 나타내었으나, 교류 회전기는 유도기나 동기기로 한정하지 않으며, 어느 교류 회전기라도 동일한 효과를 기대할 수 있다.
또, 교류 회전기 외에, 예를 들어 리니어 인덕션 모터, 리니어 동기 모터나 솔레노이드 등의 전자 액추에이터를 제어하는 전력 변환 장치에 적용한 경우도 동일한 효과를 기대할 수 있다.
이상의 실시 형태에 나타낸 구성은 본 발명의 내용의 한 예이며, 별도의 공지의 기술과 조합하는 것도 가능하며, 본 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위에서 일부를 생략하는 등 변경하여 구성하는 것도 가능하다.
본 발명은 교류 전원을 컨버터로 정류한 직류를 전원으로 하여 교류 회전기를 가변속 구동하는 전력 변환 장치로서, 특히 교류 전기 철도인 전기차로의 적용을 상정한 것이다. 또, 전차용의 공조 장치나 가전 제품에서 전동기를 인버터로 제어하는 기기, 예를 들어 공조기, 냉장고, 세탁기 등에도 적용 가능하다.
1: 컨버터,
2: 컨덴서,
3: 인버터,
4: 교류 회전기(유도기),
4A: 교류 회전기(동기기),
5: 제어기,
51: 직류 전압값 기억부,
52: 직류 전압값 추정부,
53: 맥동 추출부,
54: 각주파수 제어량 연산부(맥동 억제부),
55: 주파수 제어부,
55A: 주파수 제어부,
56: 전압 제어부,
56A: 전압 제어부,
56B: 전압 제어부,
56C: 전압 제어부,
57: 펄스 발생부,
57A: 펄스 발생부,
58: 변조율 연산부(맥동 억제부),
59: 상전압 변환부(맥동 억제부),
5A: 역수 변환부(맥동 억제부),
5B: 각주파수 지령값 설정부,
5C: 출력 전압 연산부,
6: 전압 검출기(직류 전압 계측기),
7: 회전 센서,
8: 필터부.

Claims (7)

  1. 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 컨버터와,
    상기 컨버터의 직류측에 병렬로 접속된 컨덴서와,
    상기 컨덴서의 전압을 계측하는 직류 전압 계측기와,
    상기 컨덴서에 병렬로 접속되어 직류 전력을 임의 주파수의 교류 전력으로 변환하는 인버터와,
    상기 직류 전압 계측기가 계측하는 직류 전압값이 소정의 샘플링 주기로 입력되어 상기 인버터를 제어하는 제어기를 구비하고,
    상기 제어기는
    상기 인버터가 출력하는 교류 전력의 전압 진폭을 제어하는 전압 제어부,
    상기 인버터가 출력하는 교류 전력의 주파수를 제어하는 주파수 제어부,
    최신으로부터 소정 개(個)의 샘플링에서의 상기 직류 전압값을 기억하는 직류 전압값 기억부,
    상기 직류 전압값 기억부에 기억된 상기 직류 전압값을 근사하는 소정 차수(次數)의 다항식을 구하고, 이 다항식에 의해 최신의 샘플링 시점으로부터 소정 시간 후의 직류 전압 추정값을 추정하는 직류 전압값 추정부,
    상기 직류 전압값 추정부가 추정하는 상기 직류 전압 추정값이 입력되고, 상기 인버터의 직류측의 맥동(脈動)에 의해 상기 인버터가 출력하는 교류 전력이 변동하는 것을 억제하도록 상기 전압 제어부 및 상기 주파수 제어부의 어느 한쪽 또는 양쪽에 작용하는 맥동 억제부를 갖는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  2. 가선과 레일간의 사이에서 생기는 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 컨버터와,
    상기 컨버터의 직류측에 병렬로 접속된 컨덴서와,
    상기 컨덴서의 전압을 계측하는 직류 전압 계측기와,
    스위칭 소자를 가지고, 상기 컨덴서에 병렬로 접속되어 직류 전력을 임의 주파수의 교류 전력으로 변환하는 인버터와,
    상기 직류 전압 계측기가 계측하는 직류 전압값이 소정의 샘플링 주기로 입력되어 상기 인버터를 제어하는 제어 마이크로컴퓨터를 구비하고,
    상기 제어 마이크로컴퓨터는
    상기 인버터가 출력하는 교류 전력의 전압 진폭을 제어하는 전압 제어부,
    상기 인버터가 출력하는 교류 전력의 주파수를 제어하는 주파수 제어부,
    최신으로부터 소정 개의 샘플링에서의 상기 직류 전압값을 기억하는 직류 전압값 기억부,
    상기 직류 전압값 기억부에 기억된 상기 최신으로부터 소정 개의 샘플링에서의 상기 직류 전압값을 이용하여 다음 회의 샘플링 시점으로부터 소정 시간 후의 직류 전압 추정값을 추정하는 직류 전압값 추정부,
    상기 직류 전압값 추정부가 추정하는 상기 직류 전압 추정값이 입력되고, 상기 인버터의 직류측의 맥동에 의해 상기 인버터가 출력하는 교류 전력이 변동하는 것을 억제하도록 상기 전압 제어부 및 상기 주파수 제어부의 어느 한쪽 또는 양쪽에 작용하는 맥동 억제부를 가지고,
    상기 직류 전압값 추정부가, 상기 직류 전압값 기억부에 기억된 상기 직류 전압값을 근사하는 소정 차수의 다항식을 구하고, 이 다항식에 의해 최신의 샘플링 시점으로부터 소정 시간 후의 직류 전압 추정값을 추정하는 것을 특징으로 하는 전기 철도 차량용 전력 변환 장치.
  3. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
    상기 맥동 억제부가, 상기 직류 전압값 추정부가 추정하는 상기 직류 전압 추정값이 커지면 주파수가 작아지도록, 작아지면 주파수가 커지도록, 상기 주파수 제어부에 작용하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  4. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
    상기 맥동 억제부가, 상기 직류 전압값 추정부가 추정하는 상기 직류 전압 추정값이 커지면 전압 진폭이 작아지도록, 작아지면 전압 진폭이 커지도록, 상기 전압 제어부에 작용하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  5. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
    상기 직류 전압값 추정부가, 최신의 샘플링 시점으로부터 k 샘플링 주기 후의 직류 전압 추정값(En+k)을, 최신의 샘플링 시점에서 상기 직류 전압 계측기가 계측하는 직류 전압값(Vn), 1회 전의 샘플링 시점에서의 직류 전압값(Vn-1), 2회 전의 샘플링 시점에서의 직류 전압값(Vn-2)으로부터
    Figure 112012005648617-pct00044

    라는 식에 의해 추정하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  6. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
    상기 직류 전압값 추정부가, 최신의 샘플링 시점으로부터 k 샘플링 주기 후의 직류 전압 추정값(En+k)을, 최신의 샘플링 시점에서 상기 직류 전압 계측기가 계측하는 직류 전압값(Vn), 1회 전의 샘플링 시점에서의 직류 전압값(Vn-1), 2회 전의 샘플링 시점에서의 직류 전압값(Vn-2), 3회 전의 샘플링 시점에서의 직류 전압값(Vn-3)으로부터
    Figure 112012005648617-pct00045

    라는 식에 의해 추정하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  7. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
    상기 직류 전압값 추정부가, 최신의 샘플링 시점으로부터 k 샘플링 주기 후의 직류 전압 추정값(En+k)을, 최신의 샘플링 시점에서 상기 직류 전압 계측기가 계측하는 직류 전압값(Vn), 1회 전의 샘플링 시점에서의 직류 전압값(Vn-1), 2회 전의 샘플링 시점에서의 직류 전압값(Vn-2), 3회 전의 샘플링 시점에서의 직류 전압값(Vn-3), 4회 전의 샘플링 시점에서의 직류 전압값(Vn-4)으로부터
    Figure 112012005648617-pct00046

    라는 식에 의해 추정하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
KR1020107014341A 2008-02-13 2008-02-13 전력 변환 장치 KR101131284B1 (ko)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2008/052323 WO2009101673A1 (ja) 2008-02-13 2008-02-13 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20100083198A KR20100083198A (ko) 2010-07-21
KR101131284B1 true KR101131284B1 (ko) 2012-03-30

Family

ID=40956720

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020107014341A KR101131284B1 (ko) 2008-02-13 2008-02-13 전력 변환 장치

Country Status (9)

Country Link
US (1) US8488344B2 (ko)
EP (1) EP2244369A4 (ko)
JP (1) JP4466784B2 (ko)
KR (1) KR101131284B1 (ko)
CN (1) CN101939901B (ko)
AU (1) AU2008350481B2 (ko)
CA (1) CA2714211C (ko)
MX (1) MX2010008059A (ko)
WO (1) WO2009101673A1 (ko)

Families Citing this family (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101083125B1 (ko) * 2006-10-19 2011-11-11 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 전력 변환 장치
WO2011039794A1 (ja) * 2009-09-29 2011-04-07 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP5152207B2 (ja) * 2010-01-11 2013-02-27 株式会社デンソー 多相回転機の制御装置
EP2346155B1 (en) * 2010-01-14 2014-08-27 Siemens Aktiengesellschaft Method and control system for controlling power conversion in a power converter
KR101489981B1 (ko) * 2010-10-12 2015-02-06 현대중공업 주식회사 고속전철용 추진제어장치의 비트리스 제어 방법
JP5633462B2 (ja) * 2011-04-11 2014-12-03 トヨタ自動車株式会社 モータ用電圧変換制御装置
US20130018490A1 (en) * 2011-07-11 2013-01-17 General Electric Company Web-Based Operator Control Interface to Generator Control Systems
EP2677651B1 (en) * 2012-06-22 2020-07-08 Delta Electronics (Thailand) Public Co., Ltd. Synchronized isolated AC-AC converter with variable regulated output voltage
CN103532412A (zh) * 2012-07-05 2014-01-22 台达电子工业股份有限公司 一种功率变换器的反馈控制电路及功率变换器系统
DE102012106712A1 (de) * 2012-07-24 2014-01-30 Minebea Co., Ltd. Stabilisierung des Ausgangstroms einer Stromversorgung
US9172316B2 (en) 2012-10-17 2015-10-27 Hyundai Motor Company Inverter control method and system for eco-friendly vehicle
US9007013B2 (en) 2012-10-17 2015-04-14 Hyundai Motor Company Inverter control method and system for eco-friendly vehicle
JP6090748B2 (ja) * 2013-06-03 2017-03-08 日立オートモティブシステムズ株式会社 電動車両用電力制御装置および電動四輪駆動車両
JP5962591B2 (ja) * 2013-06-03 2016-08-03 株式会社デンソー モータ駆動装置
US9998024B2 (en) * 2013-12-03 2018-06-12 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion apparatus
JP6086085B2 (ja) * 2014-03-18 2017-03-01 株式会社安川電機 電力変換装置、発電システム、電力変換装置の制御装置および電力変換装置の制御方法
US9537424B2 (en) * 2014-04-01 2017-01-03 Majid Pahlevaninezhad DC-bus controller for grid-connected DC/AC converters
US9755542B2 (en) * 2014-05-21 2017-09-05 Mitsubishi Electric Corporation Direct-current power transmission power conversion device and direct-current power transmission power conversion method
JP6349269B2 (ja) * 2015-02-17 2018-06-27 株式会社日立製作所 車両駆動システム
JP5931301B1 (ja) * 2015-02-19 2016-06-08 三菱電機株式会社 駅舎電源装置および回生判定電圧値演算方法
CN104787066B (zh) * 2015-03-31 2017-07-28 江苏中辆科技有限公司 轨道车辆的空调系统
WO2017033328A1 (ja) * 2015-08-27 2017-03-02 三菱電機株式会社 駅舎補助電源装置
WO2017110081A1 (ja) * 2015-12-22 2017-06-29 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 ブラシレスｄｃモータ電圧制御装置およびそれを搭載した送風装置
JP6253858B1 (ja) * 2016-03-15 2017-12-27 三菱電機株式会社 電力変換装置および電力システム
CN106026726B (zh) * 2016-05-30 2018-05-04 中车永济电机有限公司 一种应用于单相整流供电系统的逆变侧二次脉动抑制方法
CN112583324A (zh) * 2016-09-13 2021-03-30 日立环球生活方案株式会社 振动控制装置及洗衣机
DE102016219742A1 (de) * 2016-10-11 2018-04-12 Robert Bosch Gmbh Regelvorrichtung für einen Gleichspannungswandler, Gleichspannungswandler und Verfahren zur Regelung eines Gleichspannungswandlers
US11404954B2 (en) 2017-09-28 2022-08-02 Carrier Corporation Pulse width modulation interleaving
US11498147B2 (en) * 2018-05-01 2022-11-15 Illinois Tool Works Inc. Single phase input detection and power source protection
US10706197B2 (en) * 2018-05-24 2020-07-07 Hitachi, Ltd. Automated electromagnetic interference filter design
CN111900905B (zh) * 2020-06-02 2024-02-23 青岛海尔空调电子有限公司 基于电压记忆采样的前馈控制方法、系统及装置
GB2613586A (en) * 2021-12-07 2023-06-14 Nissan Motor Mfg Uk Ltd Controlling a voltage source inverter to synthesise a reference voltage

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59169383A (ja) 1983-03-15 1984-09-25 Meidensha Electric Mfg Co Ltd ベクトル制御方式におけるインバ−タ出力電圧制御装置
JP2003299387A (ja) * 2002-04-02 2003-10-17 Mitsubishi Electric Corp 可変速制御装置
JP2007228659A (ja) 2006-02-21 2007-09-06 Shindengen Electric Mfg Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP7046918B2 (ja) * 2017-03-30 2022-04-04 セーレン株式会社 経編地およびその製造方法

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0828934B2 (ja) * 1984-07-31 1996-03-21 株式会社東芝 保護制御装置
JPH0746918B2 (ja) * 1987-06-03 1995-05-17 株式会社日立製作所 電力変換装置
US5532569A (en) * 1987-06-03 1996-07-02 Hitachi, Ltd. Inverter control apparatus
JPH0274192A (ja) * 1988-09-08 1990-03-14 Toshiba Corp 電力変換装置
JP2576288B2 (ja) 1994-07-07 1997-01-29 井関農機株式会社 苗植機における苗供給装置
US5959430A (en) * 1997-03-07 1999-09-28 Kabushiki Kaisha Toshiba Power conversion system
JP4681136B2 (ja) * 2001-03-15 2011-05-11 ダイキン工業株式会社 インバータ制御方法およびその装置
JP2004147433A (ja) 2002-10-24 2004-05-20 Daikin Ind Ltd インバータ出力電圧補正方法およびその装置
JP4893219B2 (ja) * 2006-10-16 2012-03-07 株式会社日立製作所 電力変換装置
KR101083125B1 (ko) 2006-10-19 2011-11-11 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 전력 변환 장치
JP4988329B2 (ja) * 2006-12-28 2012-08-01 株式会社日立産機システム 永久磁石モータのビートレス制御装置
WO2008146381A1 (ja) * 2007-05-31 2008-12-04 Mitsubishi Electric Corporation 電力変換装置
US8030791B2 (en) * 2008-07-31 2011-10-04 Rockwell Automation Technologies, Inc. Current source converter-based wind energy system
JP4968630B2 (ja) * 2008-11-27 2012-07-04 株式会社デンソー 電気自動車の制御装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59169383A (ja) 1983-03-15 1984-09-25 Meidensha Electric Mfg Co Ltd ベクトル制御方式におけるインバ−タ出力電圧制御装置
JP2003299387A (ja) * 2002-04-02 2003-10-17 Mitsubishi Electric Corp 可変速制御装置
JP2007228659A (ja) 2006-02-21 2007-09-06 Shindengen Electric Mfg Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP7046918B2 (ja) * 2017-03-30 2022-04-04 セーレン株式会社 経編地およびその製造方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP2244369A4 (en) 2013-10-30
KR20100083198A (ko) 2010-07-21
EP2244369A1 (en) 2010-10-27
JP4466784B2 (ja) 2010-05-26
AU2008350481B2 (en) 2012-09-13
CA2714211A1 (en) 2009-08-20
US20100308649A1 (en) 2010-12-09
CA2714211C (en) 2015-06-30
CN101939901A (zh) 2011-01-05
US8488344B2 (en) 2013-07-16
WO2009101673A1 (ja) 2009-08-20
JPWO2009101673A1 (ja) 2011-06-02
CN101939901B (zh) 2013-09-04
AU2008350481A1 (en) 2009-08-20
AU2008350481A8 (en) 2010-07-29
MX2010008059A (es) 2010-08-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101131284B1 (ko) 전력 변환 장치
AU2009309187B9 (en) Power conversion device
JP4988329B2 (ja) 永久磁石モータのビートレス制御装置
KR100655702B1 (ko) 영구자석 동기 모터 제어방법
EP2804310B1 (en) Inverter control device
WO2015046286A1 (ja) 制御装置
JP2014204668A (ja) 誘導電動機のセンサレスベクトル制御装置
KR101619567B1 (ko) 유도전동기의 파라미터 추정장치
KR101485989B1 (ko) 모터 제어 장치
CN114665512B (zh) 一种并网逆变器无交流电压传感器预测控制装置及方法
KR20140114737A (ko) 인버터 제어 장치
JP5727563B2 (ja) 誘導電動機のパラメータ推定装置
Xing et al. A new integrator for voltage model flux estimation in a digital DTC system
KR102010386B1 (ko) 전동기 구동장치
EP3614559A1 (en) Induction motor speed estimation method and power conversion device using same
RU2440662C1 (ru) Устройство преобразования электрической энергии
EP4280445A1 (en) Power conversion device
KR102068180B1 (ko) 전동기 구동장치
JP6040689B2 (ja) 交流電動機の制御装置
JP2004173496A (ja) 誘導電動機制御装置
JP5350107B2 (ja) 冷凍サイクル装置
JP2024034452A (ja) モータ制御装置
KR101995053B1 (ko) 잡음 및 외란에 강인한 역기전력 관측기 및 그 동작 방법
Pietrzak‐David et al. Linear Estimators and Observers for the Induction Machine (IM)

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E90F Notification of reason for final refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150224

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160219

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170221

Year of fee payment: 6

LAPS Lapse due to unpaid annual fee