CN101351724A - 高频阵列超声系统 - Google Patents

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Abstract

一种用于获取超声信号的系统，包含一个适用于从具有多个元件的超声换能器获取接收超声信号的信号处理单元。该系统适用于用一个带有至少5.0毫米(mm)视野的换能器以至少20帧每秒(fps)的帧率来接收具有至少20兆赫(MHz)频率的超声信号。该信号处理还可以进一步从所获取的超声信号产生一个超声图像。该换能器可以是线性阵列换能器、相控阵列换能器、二维(2－D)阵列换能器或曲线阵列换能器。

Description

高频阵列超声系统
相关申请的交叉引用
本申请要求于2005年11月2日提交的第60/733,091号美国临时专利申请和于2005年11月2日提交的第60/733,089号美国临时专利申请的权益，两项临时专利申请的全部内容完全纳入本申请并作为本申请的一部分。
背景技术
使用阵列换能器的超声回波描记系统，已用在其中期望的图像分辨率是在毫米数量级的人体临床应用中。这些临床系统中的工作频率通常低于10MHz。然而，具有这些低工作频率的系统不适用于需要更高分辨率的成像，例如对老鼠之类小动物或人体中的微小组织结构成像。
此外，小动物成像的应用提出了当前现有成像系统所不能满足的多个挑战性的要求。成年老鼠的心率可以高达500跳每分钟，因此可能希望得到高帧率的能力。成像区域的宽度、视野，应该也足够包括所研究的整个器官。
已经使用单元件换能器开发出了用于在15MHz以上频率成像的超声系统。然而，相比于单元件换能器，阵列换能器提供更好的图像质量，能够得到更高的捕获帧率并具有其他优点。根据本发明的实施方案克服了当前技术中包括上述问题的许多问题。
发明内容
在本申请中提供了一种用于获取超声信号的系统和方法，包括一个适用于从具有多个元件的超声换能器获取接收超声信号的信号处理单元。该系统可以适于用一个具有至少5.0毫米(mm)视野的固定换能器以至少20帧每秒(fps)的帧率来接收具有至少15兆赫(MHz)的超声信号。该信号处理单元可以进一步从所获取的超声信号产生超声图像。该换能器可以是线性阵列换能器、相控阵列换能器、二维(2-D)阵列换能器或曲线阵列换能器，但不限于这些换能器。该系统可以包括这种换能器，或者可以适于和这种换能器一起工作。
在本申请中还提供了一种用于获取超声信号的系统和方法，包括一个用于从在至少15MHz的发射和接收频率工作的超声换能器获取所接收的超声信号的处理单元，其中该处理单元包含一个使用正交取样来获取该超声波信号的信号取样器。
本发明的其他优点，部分将在随后的说明书中提出，以及部分从该说明书中是显而易见的或可以通过对本发明的实践获知。本发明的优点将通过在所附的权利要求书中所具体指出的元件和组合的方式实现和获得。应理解，如权利要求书所述，前面的概括说明和接下来的详细说明均仅为示例性和解释性的，并非对本发明有限制性。
附图说明
被纳入本说明书并组成说明书一部分的附图，示出了根据本发明的多个实施方案，并和说明书一起用来解释本发明的原理：
图1是框图形式的计算工作环境的表示图；
图2A-2C是本发明的示例性且示意性的压电叠堆(PZT stack)的示例性俯视图、仰视图和剖面视图，该俯视图示出了在该压电叠堆的顶部和底部，接地导电层的部分从叠置的透镜向外延伸；该仰视图示出了在纵向延伸的边，各个信号电极元件(将可理解，表示各个信号电极元件的线在压电叠堆的中心部分未示出——每个压电叠堆的元件对应一个信号电极)之间的介电层的暴露部分；
图3A是一个和图2A-2C中的压电叠堆一起使用的内插器的俯视图，示出了从邻近该换能器的中心开口处向外延伸的电迹线以及位于该内插器的顶部部分和底部部分的接地电迹线，示出了一个置于该内插器的表面的一部分上的介电层，该介电层限定了一个沿着与该内插器的纵向轴平行的轴定位的交错井阵列，每个井都与该内插器的一根电迹线电连接，且进一步示出了一个在该介电层中每个井内安装的焊料贴装球凸点，以使得当该压电叠堆被安装于该介电层上且加热时，该焊料融化以在单独的元件信号电极和该内插器上单独的迹线之间形成期望的电连续性——该井帮助将焊料维持在井的界限之内；
图3B是示出了图3A中介电层的交错的井和下方内插器的电迹线的放大的局部视图，该井被规定尺寸以接受焊料贴装球凸点；
图4A是安装在图3A中该介电层和内插器上的图2A中的压电叠堆的俯视图；
图4B是安装在图3A中该介电层和内插器上的图2A中的压电叠堆的俯视图，将该压电叠堆作为透明层示出，以描绘在该压电叠堆和下面的内插器之间的安装关系，安装在其间的该焊料贴装球凸点形成了一个在各自的元件信号电极和该内插器之上的电迹线之间的电连接；
图5A是一个示例性的俯视图，示出了用于将本发明的换能器安装于其上的示例性的电路板，该电路板具有多个形成在其上的电路板迹线，每个电路板电迹线具有一个适于耦合到该换能器的电迹线上的近端，以及一个适于耦合到一个连接器上的远端，该连接器例如是一个用于通过其进行信号通信的电缆；
图5B是一个示例性电路板的俯视图，该电路板用于安装一个具有75微米间距的示例性256元件阵列；
图5C是与下方该电路板接地层相连接的图5B中的电路板通孔的俯视图；
图6是示例性的电路板的一部分的俯视图，示出了在区域A该换能器的线路的接地电极层连接到该内插器的电迹线，该内插器则金属线键合到该电路板的接地板，还进一步示出了在区域B该换能器的单独的电迹线金属线键合到该电路板的单独的板上的电迹线；
图7A是图6中区域A的放大的局部横截面视图，示出了置于该焊料贴装球凸点周围以及在该压电叠堆和该内插器之间的介电层；
图7B是图6中区域B的放大的局部横截面视图，示出了在该压电叠堆和该内插器之间的介电层；
图8A和8B是一个示例性换能器的部分剖面视图，该换能器被安装到该电路板的一部分；
图9是区域B的放大的部分视图，示出了一个示例性的换能器，该换能器被安装于该电路板的一部分；
图10是一个不包括内插器的换能器的放大的横截面局部视图，示出了安装于下方电路板上的焊料贴装球凸点，每个球凸点都被安装到该电路板的一个板上电迹线上，并示出了安装于其上的压电叠堆，以使得该压电叠堆的各自的元件信号电极通过相应的球凸点与它们相应的电路板板上电迹线电连续性；
图11A是图10的放大的局部横截面视图，示出了该不带有金属线键合到该电路板的接地垫的内插器的换能器的接地电极层；
图11B是图10的放大的局部剖面视图，示出了置于该电路板的电迹线和该压电叠堆的元件信号电极之间，并与它们电连接的该焊球凸点；
图12A是一个示意图，示出了该柔性电路板和一对SamtecBTH-090连接器，该连接器被安装到该电路板的刚性部分；
图12B是一个用于在图5B和12A中示出的连接器的示例性的引脚列表；
图13是一个示出了单独同轴电缆的侧视图，该同轴电缆将通过一对BSH-090连接器被可操作地耦合到位于该柔性电路板上的该对Samtec BTH-090连接器；
图14是一个示意图，示出了示例性的同轴引线的一半的平面图，其中该电缆连接到BSH-090连接器之一；
图15A示出了连接到该折叠柔性电路板的一个医疗线束的远端的示例性平面视图，该线束的近端(未示出)可以包括一个多引脚零插入力(ZIF)连接器，该连接器与该超声系统连接且可以被用于实施本发明的一个或多个方面；
图15B示出了一个示例性的终端引脚，该引脚用于医疗线束的单个同轴电缆，连接到一个多引脚零插入力连接器，该连接器具有一个示例性零插入力连接器，例如ITT Cannon DLM6连接器；
图16是一个框图，示出了示例性的高频超声成像系统；
图17是一个框图，进一步示出了图16中所示的示例性高频超声成像系统；
图18a是一个示意性的图表，示出了示例性的接收波束形成器，发射波束形成器、前端电子装置以及相关部件；
图18b是一个示例性的实施方案，为在图18a中示出的前端电子装置提供了额外的细节；
图18c是一个根据本发明的一个实施方案中接收控制器(RX控制器)的示例性实施方案；
图18d示出了根据本发明的一个实施方案的一种示例性发射控制器(TX控制器)；
图19是一个系统信号处理框图，示出了一个示例性的波束形成器控制面板；
图20是发射/接收开关和脉冲发生器以及相关电路的示意图；
图21是一个可替代的发射/接收开关和脉冲发生器以及相关电路的示意图；
图22是一个用于示例性的发射波束形成器控制的框图；
图22A-22C示出了，示例性的波形数据可以被怎样用来为“A”信号和“B”信号改变精密时延、脉冲宽度和死区时间；
图24示出了一种示例性高频超声成像系统的系统电子装置概略图；
图25示出了一种用于正交取样的示例性单信道时延方案；
图25B是一个根据本发明的一个实施方案，实现内插滤波器、相位旋转和动态变迹的替代性的方式；
图26示出了一个示例性的控制RAM，用于存储接收控制信号；
图26A示出了用于阵列换能器的核心和外围元件的示例性的波束形成器时延控制信号；
图27是一个示例性的发射/接收同步方案的框图；
图27A是一个作为替代的示例性发射/接收同步方案的框图；
图28示出了一个示例性的RF存储器缓冲器，其用于波束形成器输出的存储；
图29示出了一种用于一种示例性的高频超声成像系统的示例性的系统软件概略图；
图30是一个用于一种示例性的高频超声成像系统的示例性的主系统软件应用概略图；
图31示出了用于一种示例性的高频超声成像系统的示例性的模块系统概略图；
图32示出了一种示例性的发射频率，时间上的半个周期，以及脉冲持续时间；
图33示例性地示出了30MHz信号谱的带宽取样；
图34示例性地示出了正交取样正弦波，在该取样频率的0.9倍频率；
图34A示例性地示出了图34中关于Q和I取样点的16个取样点；
图34B示例性地示出了一个具有八个取样的窗口，其被一个示例性的FIR滤波器用于在Q取样和I取样之间进行0-3点内插；
图34C是被向前移动一个取样的图34的示例性窗口，以对点4-15进行内插；
图35示出了用于I波形和Q波形的示例性的内插点；
图36示出了用于来自线性阵列的单个射线线性获取的示例性正交取样数据集；
图37A和37B显示了从同一范围点返回但却带有相应于半波长的波程长度不同的两个示例性的信道信号；
图38示出了使用一种示例性曲线阵列换能器的3-1多线扫描；
图39示出了一种内插时延方法的一个概念性的实现方式；
图40显示了一种示例性的内插时延方法的3-1多线操作；并且
图41是对互补希尔伯特变换滤波器的示意性设计。
具体实施方式
通过参考本发明的下述详细说明和本发明包含的实施例，以及参考附图及其前面及下面的说明，可以更快地理解本发明。
在公开并描述本发明的化合物、组合物、物品、设备和/或方法之前，应理解本发明并非限于特定方法、特定部件或特定计算机体系结构，因此这些当然可有变化。还应理解，在本说明书中所使用的术语仅出于描述特定的实施方案的目的，并不意为限制。除非上下文中另有明确指出，在本说明书和所附权利要求书中使用的单数形式的“一(a)”、“一个(an)”和“该(the)”包括了复数指代物，。因此，例如，提及“一个处理器”或“一个接收信道”，包括了两个或多个这样的处理器或接收信道，诸如此类。
在本说明书中范围可以表示为从“大约”一个具体的数值，和/或到“大约”另一个具体的数值。当表示这样的范围的时候，另一个实施方案包括了从前述的一具体的数值和/或到前述的另一具体的数值。相似地，当通过在前面使用先行词“大约”将数值表示为近似值的时候，应理解，该具体的数值形成了另一个实施方案。进一步应理解，这些范围中每个范围的端点在与另一个端点相关和独立于另一个端点的时候都是有意义的。
“可选”或“可选地”表示：随后描述的事件或情形可以发生或不发生，以及本说明书包括了所述事件或情形发生和不发生的情况。
在本说明书中公开的示例性系统的方面可以通过一个通用计算设备来实现，例如以图1中所示的计算机101的形式来实现。该计算机101的部件可以包括，但不限于，一个或多个处理器或处理单元103，一个系统存储器112和一个系统总线113，该系统总线将包括处理器103的多个系统部件连接到该系统存储器112。
系统总线113代表了几种可能类型的总线结构中的一个或多个，包括存储器总线或存储器控制器，外围总线，加速图形端口，以及使用多种总线结构中任意一种的处理器或本地总线。以举例方式，这样的体系结构可以包括工业标准体系结构(ISA)总线，微通道体系结构(MCA)总线，增强型工业标准体系结构(EISA)总线，视频电子标准协会(VESA)本地总线，以及也被称为Mezzanine总线的外围部件互联(PCI)总线。这种总线，以及在本说明书中说明的所有总线，也可以通过有线或无线的网络连接实现。该总线113，以及在本说明书中说明的所有总线，也可以通过有线或无线的网络连接实现，而每个子系统，该子系统包括处理器103、大规模存储设备104、操作系统105、应用软件106、数据107、网络适配器108、系统存储器112、输入/输出接口110、显示适配器109、显示设备111以及人机接口102，可以包含在一个或多个物理上分离的远程计算设备114a，114b，114c之中，该远程计算设备位于物理上不同的位置且通过上述形式的总线连接，有效实现了完全分布式系统。
该计算机101通常包括多个计算机可读介质。这样的介质可以是可由计算机101访问的任何已有介质，包括易失性和非易失性介质，可擦除和不可擦除介质。该系统存储器112包括了以易失性存储器形式存在的计算机可读介质，例如随机存取存储器(RAM)；和/或非易失性存储器，例如只读存储器(ROM)。系统存储器112通常包括诸如数据107之类的数据和/或诸如操作系统105和应用软件106之类的程序模块，它们可由该处理单元103立即访问和/或马上操作。
该计算机101也可以包括其他的可擦除/不可擦除、易失性/非易失性的计算机存储介质。以举例方式，图1示出了可以为计算机101提供对计算机代码、计算机可读指令、数据结构、程序模块以及其他数据的进行非易失性的存储的大规模存储设备104。例如，大规模存储设备104可以是硬盘、可擦除磁盘、可擦除光盘、盒式磁带或其它磁存储设备、闪存卡、CD-ROM、数字通用光盘(DVD)或其它光学存储器、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)以及诸如此类。
任意数目的程序模块可以被存储在该大规模存储设备104上，该程序模块包括，例如，操作系统105以及应用软件106。操作系统105和应用软件106(或其某些组合)中的每个可包括编程的元件和应用软件106。数据107也可以存储在该大规模存储设备104上。数据104可以存储在本领域内公知的一个或多个数据库中。这样的数据库的实例包括DB2Z、Microsoft
Figure A20068005024600222
Access、Microsoft
Figure A20068005024600223
SQL Server、Oracle、mySQL、PostgreSQL以及诸如此类。这些数据库可以是集中的或分布于多个系统上。
用户可以通过输入设备(未示出)向计算机101输入命令和信息。这种输入设备的实例包括，但不仅限于，键盘、定点设备(例如“鼠标”)、麦克风、游戏杆、串行端口、扫描仪以及诸如此类。这些和其他输入设备可以通过连接到该系统总线113的人机接口102被连接到处理单元103，但也可以通过诸如平行端口、游戏端口或通用串行总线(USB)之类的其它接口和总线结构被连接到处理单元103。在一个根据本发明的实施方案的示例性系统中，用户接口可以从上面列出的一个或多个输入设备中选择。可选地，该用户接口也可以包括多种控制设备，例如拨动开关、滑块、可变电阻以及本领域中公知的其他用户接口设备。用户接口可以连接到处理单元103。它也可以连接到此处描述的示例性系统的其他功能块，这些功能块与此处描述的该处理单元103的相连接或无连接。
显示设备111也可以通过例如显示适配器109之类的接口连接到系统总线113。例如，显示设备可以是监视器或LCD(液晶显示器)。除了显示设备111之外，其他输出外部设备可以包括可以通过输入/输出接口110连接到该计算机101的、诸如扬声器(未示出)和打印机(未示出)之类的部件。
计算机101可以通过使用到一个或多个远程计算设备114a，114b，114c的逻辑连接而在一个联网的环境下工作。以举例的方式，一个远程计算设备可以是个人计算机、便携式计算机、服务器、路由器、网络计算机、对等设备或其他公共网络节点，以及诸如此类。在计算机101和远程计算设备114a，114b，114c之间的逻辑连接可以通过局域网(LAN)和一般的广域网(WAN)来实现。这样的网络连接可以通过网络适配器108实现。网络适配器108可以在有线和无线环境里实现。这样的网络环境在办公室、企业范围的计算机网络、内部互联网以及互联网115是常见的。该远程计算机114a，114b，114c可以是服务器、路由器、对等设备或其他公共网络节点，并且通常包括所有或许多已为计算机101所描述的元件。在一个联网环境下，程序模块和数据可以存储在远程计算机114a，114b，114c上。逻辑连接包括局域网和广域网。别的连接方法也可使用，而网络也可以包括例如“万维网”或互联网。
为举例说明的目的，应用程序和其他可执行程序组件，例如操作系统105，尽管人们公认这样的程序和组件在不同的时候位于计算机设备101中的不同的存储部件中，并且由该计算机的数据处理器执行，但在本文中它们被描绘为分离的块。应用软件106的实现，可以存储在某些形式的计算机可读介质上或在这些计算机可读介质上传输。计算机可读介质可以是所有可由计算机访问的现有的介质。通过举例而非限制的方式，计算机可读介质可以包含“计算机存储介质”和“通信介质”。计算机存储介质包括以任意方法或技术来实现信息存储的易失性和非易失性、可擦除和不可擦除的介质，所述信息诸如计算机可读指令、数据结构、程序模块或其他数据。计算机存储介质包括，但不限于，RAM、ROM、EEPROM、闪存或其他存储技术，CD-ROM、数字通用光盘(DVD)或其他光学存储器，盒式磁带、磁带、磁盘存储器或其他磁性存储设备，或任意其他可用于存储期望信息并可由计算机访问的介质。所公开方法的实现可以存储在某些形式的计算机可读介质上或通过它们传输。
所公开方法的处理可以通过软件组件执行。所公开方法可以在计算机可执行指令的一般上下文中描述，例如被一个或多个计算机或其他设备执行的程序模块。通常，程序模块包括执行特定的任务或实现特定的抽象数据类型的计算机代码、例行程序、程序、对象、组件、数据结构等等。该公开方法也可以在基于网格和分布式的计算环境中实现，其中任务是由通过通信网络链接的远程处理设备执行的。在分布式计算环境中，程序模块可以位于包括了存储器存储设备的本地和远程计算机存储介质中。
在附图中示出和在本文中描述的示例性系统的方面，可以以包括硬件、软件及其组合的多种形式实现。该硬件实现可以包括下列在本领域中均为公知技术的任一或组合：分离的电子部件、具有用于对数字信号实现逻辑功能的逻辑门的分离逻辑电路、具有适合的逻辑门的应用专用集成电路、可编程门阵列(PGA)、现场可编程门阵列(FPGA)等等。该软件包括用于实现逻辑功能的有序的可执行指令列表，且可在任意用于或与指令执行系统、装置或设备一起使用的计算机可读介质中具体化，该指令执行系统、装置或设备例如是基于计算机的系统、包括处理器的系统、或其他可以从指令执行系统、装置或设备中获取指令并执行该指令的系统。
本示例性系统的各方面可以在计算机化的系统中实现。包括比如计算单元101的该示例性系统的各方面，可以和许多其它通用或专用计算系统环境或配置共同工作。可适于和该系统和方法一起使用的公知计算系统、环境和/或配置的实例，包括但不仅限于，个人计算机、服务器计算机、膝上型设备和微处理器系统。额外的例子包括机顶盒、可编程的消费者电子产品、网络个人电脑、微机、大型机、包括了上述系统或设备的分布式计算环境、以及诸如此类。
可以在由计算机执行的、诸如程序模块的计算机指令的一般上下文中描述示例性系统的各方面。通常，程序模块包括执行特定任务或实现特定抽象数据类型的例行程序、程序、对象、组件、数据结构等。该系统和方法也可以在分布式计算环境中实践，其中任务由通过通信网络链接的远程处理设备执行。在分布式计算环境中，程序模块可以位于包括存储器存储设备的本地和远程计算机存储介质中。
在许多可能的应用之中，所描述的实施方案使得能够在对小动物纵向成像研究中进行体内成像，评估和测量解剖学结构和血液动力学功能。该系统可以提供具有非常高的分辨率、图像均匀性、景深、可调整的发射聚焦深度、用于多种用途的多个发射聚焦区。例如，该超声图像可以是关于一个受试者或该受试者的解剖学部分，例如心脏或心脏瓣膜。该图像也可以是关于血液并且可以用于包括对瘤的血管化的评估的应用。该系统可以用于引导针注射。
所描述的实施方案可以用于期望以15MHz或更高的发射频率产生图像的人体临床、医学、制造(例如，超声检测，等等)或其他应用中。
根据所述系统的实施方案，可以包括本文中如下更详细描述的其中一个或多个：阵列换能器，其可以被可操作地连接到可由一个或多个信号和图像处理功能组成的处理系统；数字发射和接收波束形成器子系统；模拟前端电子装置；数字波束形成器控制器子系统；高电压子系统；计算机模块；电源模块；用户接口；用于运行该波束形成器的软件；扫描转换器，以及如本文所述的其他系统特征。
用在该系统中的阵列换能器可以被纳入到一个扫描头中，在一个实施方案中，该扫描头可以在成像过程中连接到一个固定装置上，该固定装置允许该操作者不受震动和摇晃的影响而获得图像，该震动和摇晃通常源自“徒手”成像。小动物受试者也可以被置于接近麻醉设备以及以柔性方式相对于该受试者定位扫描头的加热的平台上。该扫描头可以在成像中连接到固定装置上。该固定装置可以具有多个特征，例如三维活动自由度、旋转自由度、速脱机制等等。该固定装置可以是“导轨系统”装置的一部分，且可以和加热的鼠平台集成。
该系统可以和用于小动物成像的平台和装置一起使用，该平台和装置包括带有可操纵的探针固定器装置的“导轨”型平台。例如，所描述系统可以和多导轨成像系统和小动物固定组件一起使用，如名称为“Integrated Multi-Rail Imaging System”的美国专利申请No.10/683,168、名称为“Integrated Multi-Rail Imaging System”的美国专利申请No.10/053,748、名称为“Small Animal MountAssembly”的美国专利申请No.10/683,870，即颁布于2005年2月8日的现在的美国专利No.6,851,392，以及名称为“Small AnimalMount Assembly”的美国专利申请No.11/053,653所述，这些申请均以引用的方式完全纳入本说明书。
可以在成像过程中麻醉小动物，且可以监控诸如心率和体温的重要生理参数。从而，本系统的一个实施方案也可包括用于为处理和显示而获得心电图(ECG)和体温信号的装置。本系统的一个实施方案也可以显示诸如心电图、呼吸或血压波形的生理学上的波形。
概述
在本说明书中提供了一种用于获取超声信号的系统的实施方案，其包括一个适用于从具有多个元件的超声换能器中获得接收超声信号的信号处理单元。可以使该系统适合于用具有至少5毫米(mm)视野的换能器以至少20帧每秒(fps)的帧率接收具有至少15兆赫(MHz)的频率的超声信号。在其他实施方案中，可以在50、100或200(fps)的获取率下获取超声信号。可选地，可以在200帧每秒(fps)或更高的获取率下获取超声信号。在其他实施例中，可以在约100fps到约200fps之间的范围内的帧率下获取接收超声信号。在某些示例性的方面，该换能器的长度等于视野。视野可以宽的足以包括感兴趣的器官，例如用于心脏病学的小动物的心脏和周边组织，以及用于腹部成像的全长度的胚胎。在一个实施方案中，该换能器的双向带宽可以是大约50％到100％。可选地，该换能器的双向带宽可以是大约60％到70％。双向带宽指的是该换能器既用于超声的发射器又作为接收器时导致的带宽——也即，双向带宽是该单向谱带宽的平方。
该处理单元从所获得的超声信号生成了超声图像。所获得的信号可以被处理生成一个显示率慢于该获取率的超声图像。可选地，生成的超声图像可以具有100fps或更少的显示率。例如，生成的超声图像具有30fps或更少的显示率。该视野可以在大约2.0mm到大约30.0mm的范围内变化。当使用较小视野时，该处理单元可以以至少300帧每秒(fps)的获取率获取接收超声信号。在其他实施例中，获取率可以是50、100、200或更多帧每秒(fps)。
在一个其中使用了30MHz中心频率的换能器的实施方案中，使用公开系统生成的图像可以具有大约150微米(μm)或更小的横向分辨率和大约75微米(μm)或更小的轴向分辨率。例如，该图像可以具有大约30微米(μm)的轴向分辨率。此外，根据本发明的实施方案发射可以被聚焦在大约1.0mm到大约30.0mm深度的超声。例如，发射的超声可以被聚焦在大约3.0mm到大约10.0mm的深度。在其他实施例中，发射的超声可以被聚焦在下列深度：大约2.0mm到大约12.0mm、大约1.0mm到大约6.0mm、大约3.0mm到大约8.0mm、或大约5.0mm到大约30.0mm。
换能器
在不同的实施方案中，该换能器可以是，但不仅限于，线性阵列换能器、相变阵列换能器、二维(2-D)阵列换能器、或曲线阵列换能器。线性阵列通常是平面的，也就是说，所有的元件位于同一(平)面内。曲线线性阵列通常被配置为元件位于一个曲面中。本文中所描述的换能器是“固定”换能器。”固定”这个术语指的是该换能器阵列在发射或接收超声期间不去利用其在方位角方向的运动以获得其期望的工作参数或获得一帧超声数据。此外，如果该换能器位于一个扫描头或其他成像探头中，“固定”这个术语也可以指该换能器在工作过程中并不在方位角方向或纵向方向相对于该扫描头、探头或其中的部分移动。所描述的换能器，其如所描述的一样被固定，在全文中被称为“阵列”、“换能器”、“超声换能器”、“超声阵列”、“阵列换能器”、“阵列式换能器”、“超声波换能器”或这些术语的组合，或其它可被本领域技术人员认为是指超声换能器的术语。如本文中描述的换能器可以在超声帧的获取之间移动，例如，该换能器可以在获得一帧超声数据之后在扫描平面之间移动，但这样的移动对于它们的运作并非必要。然而本领域技术人员应理解，本系统的换能器可以相对于成像的受试者而移动，而关于操作参数仍然维持固定。例如，该换能器可以在操作中相对于该受试者移动，以改变扫描面的位置或获取该受试者或其下解剖结构的不同视图。
阵列换能器由多个元件组成。在一个实施方案中，通常用来实现本发明的一个或多个方面的换能器由至少64个元件组成。在一方面，该换能器包含256个元件。换能器也可以包括少于或多于256个元件。换能器元件可以以等于该换能器中心发射频率波长的大约一半到大约两倍的距离(本文中称为“元件间距”)间隔开。在一方面，该换能器元件以等于大约该换能器的中心发射频率的波长的距离间隔开。可选地，所使用的换能器的中心发射频率等于或大于15MHz。例如，该中心发射频率可以是大约15MHz、20MHz、30MHz、40MHz、50MHz、55MHz或更高。在某些示例性的方面，该超声换能器可以以在大约15MHz到大约80MHz的范围内的中心频率向受试者发射超声。在根据本发明的实施方案中，该换能器具有至少15MHz的中心工作频率，且该换能器具有一个小于或等于该换能器的所发射的中心频率的声波的波长的二倍的元件间距。该换能器也可以具有一个小于或等于该换能器的所发射的中心频率的声波的波长的1.5倍的元件间距。
通过非限定的实施例，可以与所述系统一起使用的换能器可以是，其中包括：比如，在2005年4月20日提交的名称为“ArrayedUltrasonic Transducer”并且在2005年12月8日作为美国专利申请公布No.：US 2005/0272183A1公布的美国专利申请No.11/109,986中所述的阵列换能器，该申请以引用的方式纳入本说明书并成为本说明书的一部分。该换能器也可以包括一个压电元件的阵列，该阵列可以用可变脉冲和时延机制进行电子导向。根据本发明的多个实施方案的处理系统可以包括用于一个或多个换能器或扫描头的接口的多路换能器端口。如前所述，扫描头可以是手持式或被装配到导轨系统，且该扫描头电缆可以是柔性的。
不论该系统包括换能器还是适用于和分开获得的换能器一起使用，该换能器的每个元件都可以可操作地连接到处理单元的一个接收信道。可选地，换能器元件的数量大于接收信道的数量。例如，该换能器可以包含被可操作地连接到至少32个接收信道的至少64个元件。在一个方面，256个元件被可操作地连接到64个接收信道。在另一方面，256个元件被可操作地连接到128个接收信道。在又一方面，256个元件被可操作地连接到256个接收信道。每个元件可被可操作地连接到一个发射信道。
取样
该系统还可以包括用于每个接收信道的一个或多个信号取样器。该信号取样器可以是模-数转换器(ADC)。该信号取样器可以使用直接取样技术以对接收信号取样。可选地，该信号取样器可以使用带宽取样以对接收信号取样。在另一个方面，该信号取样器可以使用正交取样以对接收信号取样。可选地，关于正交取样，该信号取样器包含异相偏移90度的取样时钟。同样关于正交取样，该取样时钟也具有接收周期，而接收时钟频率可以近似等于接收超声信号的中心频率，但可以不同于该发射频率。例如，在许多情况下，接收信号的中心频率由于在正被成像的组织中的频率相关衰减(frequency dependentattenuation)而已变得低于发射信号的中心频率。对于这些情况下，接收取样时钟频率可以低于发射频率。
可以使用内插滤波方法处理获取的信号。使用内插滤波方法时，可以使用一个可以少于接收时钟周期的时延分辨率。在一个示例方面，该时延分辨率可以是，例如，接收时钟周期的1/16。
该处理单元可以包括一个接收波束形成器。该接收波束形成器可以用至少一个现场可编程门阵列(FPGA)设备实现。该处理单元还可以包括一个发射波束形成器。该发射波束形成器也可以用至少一个现场可编程门阵列设备实现。
在一个方面，生成512线的超声，将它发射到受试者中，并为所生成的超声图像的每一帧从该受试者接收它。在另一方面，也可生成256线的超声，将它发射到受试者中，并为所生成的超声图像的每一帧在该阵列的每个元件从该受试者接收它。可选地，生成一线超声，将它发射到受试者中，并为所生成的超声图像的每一帧在该阵列的每个元件从该受试者接收它。
在本说明书中描述的超声系统可以在多种成像模式下使用。例如，该系统可以用于在B模式、M模式、脉冲波(PW)多普勒模式、能量多普勒模式、彩色血流多普勒模式、射频模式和3-D模式下产生图像。该系统可以在包括方向速度彩色血流、能量多普勒成像以及组织多普勒成像的彩色血流成像模式中使用。该系统也可以和具有非常高的脉冲重复频率(PRF)的导向脉冲波多普勒模式一起使用。该系统也可以在M模式下，和同时的B模式一起使用，用于心脏病学或需要这种技术的其他应用。该系统可选地在双工或三工模式下使用，其中M模式和脉冲波多普勒模式和/或彩色血流模式与B模式同步地实时运行。可在三维区域获取并在3-D表面描绘显示器表示B模式或彩色血流模式信息的3D模式也可以被使用。一个基于线的图像重构或“EKV”模式，可以用于心脏病学或其他应用，其中要求在多个心脏循环中获取图像信息，并且重组该图像信息以提供非常高帧率的显示。基于线的图像重构方法，在名称为“System for Producing an Ultrasound ImageUsing Line Based Image Reconstruction”且在2006年5月30日颁布的现为美国专利No.7,052,460的美国专利申请No.10/736,232中描述，该申请通过引用的方式完全纳入本说明书并成为本说明书的一部分。当期望高帧获取率时，例如，当对一个跳动迅速的老鼠心脏进行成像时，可以纳入此类基于线的成像方法以生成图像。在射频获取模式，可以获取、显示原始射频数据并使其可用于离线分析。
在一个实施方案中，该换能器可以在至少500赫兹(Hz)的脉冲重复频率(PRF)发射。该系统还可以包括一个用于从接收超声生成彩色血流多普勒超声图像的处理单元。可选地，该PRF在大约100Hz到大约150KHz之间。对于M模式或射频模式，该PRF可以在大约100Hz到大约10KHz之间。对于多普勒模式，该PRF可以在大约500Hz到大约150KHz之间。对于M模式和射频模式，该PRF可以在大约50Hz和大约10KHz之间。
示例性的阵列换能器
现参见图2A-15B，根据本发明的实施方案的电路板适用于接受一个示例性的换能器，且还适用于连接至少一种传统的连接器。如本文所指出，传统的连接器可以适用于互补地与电缆进行连接，用于发射和/或供给所需信号。关于附图，由于该电路板精密的细节，除非另有说明，附图仅仅代表性地示出了互补电路板和相关的多元件阵列。图5A-5C示出了用于具有75微米间隔的256元件阵列的示例性电路板的不同视图。
现具体参见图2A-4B，示出了一个用于和该示范性电路板一起使用的示范性换能器。在图2A-4B中，示出了示范性的示意性压电叠堆的俯视图、仰视图和横截面图。图2A示出了该压电叠堆的俯视图，并描绘了从该压电叠堆的顶部和底部延伸的接地导电层的部分。在一个方面，该接地导电层延伸了该压电叠堆的完整宽度。图2B示出了该压电叠堆的一个仰视图。在这个方面，沿着该压电叠堆的纵向延伸的边，该压电叠堆形成了在单独信号电极元件之间的介电层的暴露部分。在另一方面，信号元件延伸了该压电叠堆的完整宽度。正如人们应理解的，表示独立的信号电极元件的线在压电叠堆下面的“中心部分”未示出。正如人们应进一步理解的，该压电叠堆的每个元件都有一个信号电极，例如，对于256元件阵列有256个信号电极。
图3A是一个用于和图2A-C的压电叠堆一起使用的内插器的俯视图，该内插器包含了从邻近该内插器的中心开口处向外延伸的电迹线。该内插器进一步包含了位于该部件的顶部和底部的接地电迹线。
该内插器还可以包括一个介电层，该介电层放置在该内插器的上表面的一部分上，围绕该部件的中心开口。在这个方面，同样参见图3B，该介电层限定了两个交错井阵列，在该中央开口的每一边都有一个阵列，该阵列沿着平行于该内插器的纵向轴的轴延伸。每个井都与该内插器的一个电迹线相连接。焊锡膏可用来填满该介电层中的每个井，以使得当压电叠堆被安装于该介电层且加热时，该焊料熔化以在单独的元件信号电极和该内插器上单独的迹线之间形成期望的电连续性。在使用中，该井帮助将该焊料保持在井的界限中。
图4A是一个在图2A中示出的该压电叠堆的俯视图，该压电叠堆安装在图3A中所示的该内插器的介电层上。为了有助于理解本发明，图4B提供了图2A中所示的压电叠堆安装在图3A中所示介电层和内插器上的俯视图，其中该压电叠堆被示为透明。这提供了在该压电叠堆和下面的介电层/内插器之间的安装关系的图示，安装在其间的该焊锡膏形成了各自的元件信号电极和该内插器上的相应的电迹线之间的电连接。
现参见图5A，示出了一个示例性电路板的示意俯视图，该电路板用于将本发明的换能器装于其上。在一个方面，至少该电路板的一部分可以是柔性的。在一个实施方案中，该电路板包括一个底部铜接地层，和一个被安装到该底部铜接地层的顶面的KaptonTM层。在一个方面，该电路板也可以包括多个位于下方的基本为刚性的支撑结构。在此方面，围绕着该电路板的中心开口的中心部分，可以具有一个被安装到该底部铜接地层的底面上的刚性的支撑结构。在另一个方面，该连接器可以连接到的电路板的部分也具有刚性的支撑结构，该支撑结构被安装到该底部铜接地层的底面上。
该电路板进一步包括形成在KaptonTM层的顶面上的多个电路板电迹线，每个电路板电迹线具有一个近端，该近端适用于耦合到该换能器的一个电迹线上；以及一个远端，该远端适用于耦合到一个诸如用于将信号穿过而进行通信的电缆的连接器上。在一方面，形成了每条电迹线的该段电路具有基本恒定的阻抗。
该电路板也包括多个通孔，这些通孔穿过该KaptonTM层且与位于下方的接地层相连接，以使得可形成信号返回路径或信号接地路径。此外，该电路板包含多个接地引脚。每个接地引脚都具有一个被连接到该电路板的接地层(穿过该Kapton层中的一个通孔)的近端和一个适合于连接到该连接器的远端。
图5B是示例性电路板的一个俯视图，该电路板用于安装示例性的具有75微米间距的256元件阵列，而图5C是图5B中与该电路板的下方接地层相连接的电路板的通孔的仰视图。图5B也定义了电路板中的孔，该孔被规定尺寸并定形以接受连接器的引脚，以使得当该连接器被安装在该电路板的部分之上时，相应的电迹线和接地引脚与该连接器将具有正确的对准。
图6示出了该示例性电路板部分的放大的局部俯视图，在区域A示出了该换能器的接地电极层金属线键合到该内插器上的电迹线，该内插器上的电迹线依次可以金属线键合到该电路板的接地板上。该电路板的接地板通过该KaptonTM层的通孔与下方底部铜接地层处于连接。如在区域B中所示，该换能器的单独电迹线金属线键合到该电路板的单独板间电迹线。现在参见图8A，在一方面，该电路板的中心开口位于该换能器的背衬材料之下。图7A示出了安装到该电路板的一部分的示例性换能器的放大的局部视图的区域B。
现在参照图11A-11B，示出了一个换能器的安装，该换能器不包括一个安装到该电路板的基本刚性的中心部分的内插器。本实施方案允许除去大多数的金属线键合。在此方面，该压电叠堆通过比如一系列金球凸点的方式直接安装到该电路板上。该金球凸点方式是一种传统的表面安装技术，代表了和前面提到的表面安装技术相容的另一类型的表面安装技术。在本实施例中，该电路板的刚性化的中心部分可以提供和该内插器相同的功能。仍然需要从该压电叠堆的接地电极到该电路板的接地的金属线键合或其他电连接来完成该装配设备的信号返回。图11A示出了金属线键合到该电路板的接地板的该换能器的接地电极层(无内插器)。
在一个方面，这些金球凸点被直接应用到该电路板上。每个球凸点被置于和该电路板的一根电迹线相连接。当应用该压电叠堆时，将它和该电路板的电迹线排成一行并且通过该球凸点构成电连续性。该压电叠堆通过如下方式固定到该电路板，举例但并非仅限于：a)使用底部填料，例如紫外光固化；b)使用活性碳纤维带；c)通过把纯铟焊料电镀到该压电叠堆的电极上或该电路板的电极上并将铟回流以在该压电叠堆的信号电极和该电路板的金球凸点之间提供一个焊料接点，诸如此类。
如图2A-11所示，阵列换能器可以用该柔性电路可操作地连接到该系统的处理单元。现在参见图12-15，该柔性电路可以可操作地和一个BTH连接器相连接。BTH连接器很常见，并且可得到多种尺寸。该BTH连接器包含多个用于和BSH连接器配对的引脚。该引脚数目可以是至少比阵列元件或柔性迹线的数目多1。例如，该引脚数目可以等于该阵列元件或相应柔性迹线的数目的两倍。因此，在一个实施例中，2x180＝360个引脚可以用于256元件阵列的柔性电路上的256根迹线。在另一个实施例中，256个引脚可被用于该示例性的256元件阵列。该BSH连接器可以连接性地安装在该BTH内。该BSH连接器可操作地与一个例如印刷电路板的接口连接，该接口以多个同轴电缆尾接。从该多个同轴电缆处形成的更大的公用电缆可以以一个零插入力(ZIF)端尾接，用于和该超声系统的处理单元在一个零插入力插座或接口部位连接。一个可用的示例性的零插入力连接器是360引脚DLM6ITT Cannon ZIFTM连接器，其可从纽约怀特普莱恩斯市的ITTCorporation获得。然而，本领域技术人员应了解，替代性的ZIFTM连接器可以用于和处理单元连接，并可具有多于或少于360个引脚。
该连接可以包括一根电缆或一束电缆。该电缆可以将该阵列的每个元件以一一对应的关系连接到该处理单元；即，每个元件可以以其自身的信号和接地引线电连接到该处理单元中指定的连接点，从而该多个单独的元件连接被集束到一起以形成整个电缆。可选地，每个单独的电连接可以被集束，而不物理地形成一个电缆或电缆组件。
适合的电缆可以是同轴电缆，双绞线对，以及铜合金线路。别的连接装置可以是通过非物理连接方法，例如其中包括适合的发射和接收部件的射频连接、红外连接以及类似的技术，。
该单独元件连接可以包含一种通常用于将阵列元件连接到处理单元的同轴电缆。该同轴电缆可以属于低耗损型。该同轴电缆通常包括一个中心导体和某类与该中心导体绝缘并位于外部绝缘层之内的外层屏蔽。该同轴电缆可以具有适合于和阵列一起使用的标称阻抗。示例性的标称阻抗可以是50欧姆或更多，包括50欧姆，52欧姆，73欧姆，75欧姆或80欧姆。
与本说明书中所描述的一个或多个超声成像系统一起使用的一个示例性的医用电缆，包括了最少40AWG的256根具有大约75欧姆的标称阻抗、具有大约2.0m的同轴电缆长度的同轴电缆。该长度可以小于2.0m或大于2.0m。该医用电缆外套的长度可以与该电缆长度一致，可以包括额外的用于电屏蔽的金属护套，以及可以由PVC或其他柔性材料制成。
用于将阵列换能器连接到该处理单元的、包括了本说明书中所描述元件的电缆和连接，可以由Precision Interconnect-TycoElectronics(Tyco Electronics Corporation，Wilmington，Delaware)等公司制造。
示例性的电缆在该近端还可以包括一个弯曲/应变消除、连接在该同轴电缆和该ZIFTM引脚之间的12个印刷电路板(PCB)、一个360引脚的ITT Cannon ZIFTM连接器和激励手柄(DLM6-360型)以及围绕该连接器的屏蔽外壳。该示例性的电缆在该远端可以包括一个尾接到在该同轴电缆和该柔性电路板之间连接的两个PCB的弯曲/应变消除电缆，其中每个PCB具有一个BSH-090-01-L-D-A Samtec连接器(Samtec，Inc.，New Albany，IN)且每个PCB具有75欧姆特征阻抗迹线，每个PCB带有以交错布线方式从该PCB的两边尾接的电缆。
该电缆可以使用固定并连接多个包含该大电缆的同轴电缆的“柔性电路”方法。在一个示例性实施方案中，该阵列具有256个元件，该阵列被安装在柔性电路的中心部分。该柔性电路具有两个端，以使得奇数编号的元件1，3，5，7...255用一个标签为J1的BTH-090连接器尾接在该柔性电路的左端，且使得偶数编号的元件2，4，6，8...256用一个标签为J3的BTH-090连接器尾接在该柔性电路的右端。对于两个端，元件都顺序地尾接在它们相应的连接器的上排和下排，该连接器带有以重复样式均匀地分布在该连接器上的GND(信号返回)引脚。
该重复样式由该柔性电路的边缘向该柔性电路的中心区域定义如下：
2信号引脚，GND
3信号引脚，GND
2信号引脚，GND
3信号引脚....
...，GND
3信号引脚，GND
2信号引脚，GND
2信号引脚，GND。
在图12A中示出一个示意图，该示意图示出了所述折叠柔性电路的侧视图，其中阵列安装在该柔性电路的中心阵列。在图12B中示出相关的用于该柔性电路上的连接器的引脚列表。
该柔性电路可以连接到上述示例性电缆。该柔性电路可以连接到一个Precision Interconnect-Tyco Electronics医用电缆组件。例如，从该柔性电路到该ZIFTM连接器的电连接可以通过由一同轴电缆束和12个短PCB跟随的两个扫描头PCB来构成，其中每个短PCB均带有插入ZIFTM引脚的2x15连接器。
每个扫描头PCB(总共两个)可以包括一个BSH-090连接器、128根迹线(所有迹线带有例如在30MHz下的75欧姆受控阻抗)并且可尾接有128根(40AWG 75欧姆)同轴电缆。该PCB可以具有0.525英寸×2.344英寸的外尺寸。
图13示出了两个扫描头PCB的设计。图14示出了PCB可以如何连接到该柔性电路，且示出了该同轴电缆带可以如何被焊到该PCB上的交错性。有两个扫描头PCB。左电路板可以连接到该柔性电路上的J1连接器，而右电路板可以连接到J3连接器。每个扫描头PCB可以具有一个BSH-090连接器。每个扫描头迹线的引脚可以匹配到该J1和J3连接器的引脚。
零插入力连接器
如图15A中部分所示，示例性医用电缆在该近端，即连接到该处理单元的电缆端，包含一个零插入力连接器。本领域技术人员应理解，电缆组件有多种可能的设计。图15B示出了一个可以用于该示例性零插入力连接器的引脚说明。被标为G的引脚是信号返回引脚。标为N/C的引脚是未与同轴电缆尾接的引脚，这些引脚被保留以用到底盘接地的屏蔽或用于其他未定义功能。这些N/C引脚可以通过简单地移去该零插入力连接器的外壳并焊接到该连接到该零插入力连接器的12个PCB中任何一个上的未使用迹线上来访问。
用于连接到该零插入力连接器的该12个单独的PCB，具有连接到该电路板的一边或两边的同轴电缆。该PCB的一边具有一个适于插入该零插入力连接器(Samtec SSW或等效物)的连接器，且每个PCB应具有需要将正确的同轴电缆连接到正确的零插入力引脚的适当的迹线和通孔。尽管如图15B中所定义，同轴电缆的数量可以在该12个PCB中的一些上有所不同，但是每个PCB可以具有一个Samtec SSW或等效的、具有两排15引脚的连接器。在2x15连接器上的引脚的总布线是通用的且在表1中示出。
如图15B中所定义的，该12个PCB中的其中之一要求在迹线布局中规定包括EEPROM。该12个PCB中的其中两个要求某些引脚根据要求被尾接以提供该硬编码探针ID号码，该ID号码将识别包括在该阵列组件之中的该特定阵列设计。
可使用不同的连接方法，该连接方法包括不同类型的连接器。对于这些不同的连接方法，在30兆赫的中心频率下阻抗可以是75欧姆。
表1
插入该ITT连接器的零插入力PCB的连接器端的连接布线。
总样式
  信号信号信号GND信号信号信号信号GND信号信号信号信号GND信号   信号GND信号信号信号信号GND信号信号信号信号GND信号信号信号
超声系统
在图16中示出了根据本发明的超声系统1600的一个示例性实施方案。图16是一个框图，示出了一个示例性的高频超声成像系统1600。在多幅附图中示出的方块，可以是对发生在该系统1600的实施方案之内的过程的功能表示。然而，在实践中可以通过超声系统1600内的数个位置和模块而执行这些功能。
该示例性系统1600包括阵列换能器1601、电缆1619以及处理单元1620。该电缆1619连接该处理单元1620和该阵列换能器1601。该处理单元可以包含软件和硬件部件。该处理单元可以包括多工器(MUX)/前端电子装置1602、接收波束形成器1603、波束控制器1604、发射波束形成器1605、系统控制1606、用户接口1607、扫描转换器1608、视频处理显示单元1609以及包括M模式处理模块(未示出)、脉冲波多普勒处理模块1611、B模式处理模块1612、彩色血流处理模块1613、3-D模式处理模块(未示出)以及射频模式处理模块1615中的一个或多个。该示例性系统的中心频率范围可以是约15-55MHz或更高。当从带宽的外边缘测量时，该示例性系统的频率范围可以是约10-80MHz或更高。
该阵列换能器1601在该多工器/前端电子装置(MUX/FEE)1602处和该处理单元1620连接。该MUX/FEE 1602的MUX部分是一个多工器，其可以电子地切换或者将多条电路径连接到较少数量的电路径。该阵列换能器1601将电能转换成超声能，反之亦然，且其电连接到该MUX/FEE 1602。
该MUX/FEE 1602包括电子装置，该电子装置产生连接到该阵列的元件的某个子集也即活动孔的元件的发射波形。该元件的子集被称为该阵列换能器1601的活动孔。该MUX/FEE 1602的电子装置也将该阵列的活动孔连接到该接收信道电子装置。在操作中该活动孔以一种由在本说明书中描述的部件所确定的方式围绕该阵列换能器1601运动。
该MUX/FEE 1602可切换地将该活动孔的元件连接到示例性系统的发射和接收信道。在本发明的示例性256元件阵列换能器的实施方案中，有64个发射信道和64个接收信道，这些发射和接收信道可以可切换地连接到具有最高达64个元件的该活动孔。该活动孔的最多64个元件是连续的。在本发明的特定实施方案中，有一个分离的发射MUX和一个分离的接收MUX。本发明的其它实施方案共享既用于发射信道也用于接收信道的MUX。
在该示例性超声系统1600的发射周期期间，该MUX/FEE 1602的前端电子装置部分向该阵列换能器1601的活动孔的元件提供高压信号。在一个方面，该前端电子装置还可以为接收信道提供保护电路以保护它们免受高电压发射信号，因为接收信道和发射信道在阵列换能器1601的元件中有一个共同的连接点。该保护可以以隔离电路的形式出现，该隔离电路将可能泄漏或传递到接收信道中的发射信号的量控制到不会对接收电子装置造成损害的安全水平。该MUX/FEE 1602的特性包括了在发射侧的快速的上升时间，以及在发射和接收信道的高带宽。
该MUX/FEE 1602将来自发射波束形成器1605的信号传递给阵列换能器1601。在一个示例性实施方案中，该发射波束形成器1605生成不同的波形并且将该不同的波形供给该活动孔的每个元件。在一个示例性实施方案中，该活动孔的每个元件的波形是一样的。在另一方面，该活动孔的每个元件的波形不尽相同，而且在一些实施方案中有不同的中心频率。
在一个示例性实施方案中，每个单独的发射波形有一个与其相关的时延。对于每个元件的波形的时延分布被称为时延谱。以一种导致发射声束到所期望的聚焦点的期望聚焦的方式来计算时延谱。在某些实施方案中，该发射声束轴垂直于该阵列1601的平面，且该发射声束轴在该阵列换能器1601的活动孔的中心与该阵列1601相交。该时延谱也可以使该发射声束转向以使得它不垂直于该阵列1601的平面。在本发明的一个示例性方面，可以使用1/16的时延分辨率。或者，换句话说，发射中心频率的中心频率的周期的1/16，尽管其他时延分辨率在本发明的范围内是可预期的。例如在50MHz中心频率，周期是20纳秒，于是该周期的1/16是1.25纳秒，1.25纳秒是用来聚焦声束的示例性时延分辨率。应理解，该时延分辨率可以不同于周期的1/16，例如小于1/16的时延分辨率(例如1/24，1/32等等)以及大于1/16的时延分辨率(例如，1/12，1/8等等)均在本发明的范围内有所预期。
接收波束形成器1603也可以通过该MUX/FEE 1602连接到该阵列超声换能器101的活动孔。在发射期间，声信号渗透到受试者中，并从该受试者的组织中生成反射信号。该反射信号由该阵列换能器1601的活动孔的元件接收，并转换成从该活动孔的每个元件发出的模拟电信号。该电信号被取样以在该接收波束形成器1603中从模拟信号转换到数字信号。本发明的实施方案使用正交取样以对接收信号进行数字化。在该系统1600的接收周期中，该阵列换能器1601也具有一个由该波束形成器控制器1604控制的接收孔，该波束形成器控制器1604告诉该接收波束形成器1603在该活动孔中包括该阵列的哪些元件且使用什么时延谱。该示例性实施方案的接收波束形成器1603是一个数字波束形成器。
接收波束形成器1603将时延引进该活动孔的每个元件的接收信号。这些时延被总体称为时延谱。接收时延谱可以基于飞行时间被动态调整，飞行时间就是在将该超声发射到该被成像组织的过程中所耗去的时间长度。飞行时间用来将接收波束形成器聚焦到组织中的一个聚焦点。也就是说，通过使用包括了关于所发射的波束的飞行时间的信息的时延谱来调整接收波束的深度。
来自活动孔的每个元件的接收信号被求和，其中该和结合了该时延谱。如基于用户输入而作用的用户接口1607和系统控制器1606所选择的，该接收到信号的和沿着接收信道从该接收波束形成器1603流到处理模块1611、1612、1613和/或1615中的一个或多个，该处理模块包括那些没有显示在图16中的处理模块。
该波束形成器控制器1604通过发射波束形成器1605和接收波束形成器1603连接到该MUX/FEE 1602。它也连接到系统控制器1606。该波束形成器控制器1604向该MUX/FEE 1602提供信息，以使得阵列换能器1601的期望的元件连接起来以形成该活动孔。该波束形成器控制器1604还创建用于接收特定波束的时延谱并将该时延谱发送到接收波束形成器1603。在本发明的实施方案中，该接收时延谱可基于飞行时间被反复地更新。该波束形成器控制器1604还创建发射时延谱并将该时延谱发送到发射波束形成器1605。
该系统控制器1606以本领域技术人员所公知的方式运行。它从该用户接口1607接收输入，并向该系统1600的多个部件提供控制信息，来为所选操作模式配置该系统1600。该扫描转换器1608以本领域中公知的方式运行，并获取从一个或多个处理模块产生的原始图像数据，并将该原始图像数据转换成可被视频处理/显示器1609所显示的图像。对于操作的某些处理模式，如果该图像的视频特性和显示器的相同，该图像可以不通过使用扫描转换器1608而被显示。
该处理模块，除非在本说明书中特别提到，否则以本领域技术人员所公知的方式运行。对于脉冲波多普勒模块1611和彩色血流处理模块1613，由于本发明实施方案中较高的中心频率，所以脉冲重复频率(PRF)可以很高。可以被测量的最大非混叠(unaliased)速度，与该PRF成正比例而与该发射中心频率成反比例。被要求允许在给定指定发射中心频率时对指定速度进行非混叠测量的PRF，可以用本领域技术人员所公知的一种方法来计算。假设所用的发射中心频率是在15到55MHz范围内或更高，而血流速度可以高达1m/s且在某些情况下大于1m/s，由这些速度产生的对多普勒信号的非混叠测量将要求用于脉冲波多普勒的PRF最高达150KHz。本发明的实施方案具有一个支持最高达150KHz的PRF的脉冲波多普勒模式，其对于30兆赫的中心频率允许以在移动目标的速度矢量和该超声波束轴之间成零度角的方式非混叠测量最高达1.9m/s的小鼠血流速度。
在某些实施方案中，该RF模块1615使用了内插。如果所用的取样方法是正交取样，那么可以通过零延拓和滤波从正交基带样本重构该RF信号，如本领域普通技术人员所知。如果使用奈奎斯特(Nyquist)取样，那么由于RF信号均为直接取样，所以不需要重构。在某些实施方案中，该RF模块1615从接收波束形成器输出的正交样本重构了该RF信号。取样发生在该接收信号的中心频率，但在正交，给出了该信号的基带正交表示。该RF信号是通过对该正交取样数据流的第一零延拓创建的，同时零的数量由期望的内插信号取样率所确定。然后，一个复数带通滤波器被运用于该零延拓的数据流，其拒绝了在从fs/2到3fs/2的频带以外该零延拓信号的频率内容，其中fs是取样频率。滤波之后的结果是对该原始RF信号的一个复数表示。该RF信号随后被传递到该主计算机单元，为了例如数字滤波以及包络检测和显示的进一步处理。可以显示该RF信号的复数表示形式的实部。例如，可以处理和显示为特定扫描线获取的该RF数据。或者，可以显示来自某个扫描线的对脉冲回波的数量取平均数的射频数据，或从多个不同的扫描线获取的射频数据可被平均并显示。用户可以基于对B模式图像的评估，通过放置覆盖在该B模式图像上的光标线来指定用于获取该RF数据的扫描线。也可以计算并显示该RF数据的一个快速傅里叶变换(FFT)。RF数据的获取和B模式数据的获取可被交叠，以允许实时地同步显示来自两个模块的信息。对例如心电图(ECG)信号的生理信号的获取也可以随着该RF数据的获取同步发生。可以在获取该RF数据的时候显示心电图波形。RF数据获取的时序可以与心电图波形内的用户定义的点同步，从而允许使RF数据被引用到在心动周期中的具体时间。可以为稍后处理和评估而存储RF数据。
图17示出了系统1600的框图，进一步描述本发明的实施方案的部件。该阵列换能器1601通过电缆1619连接到前端变压器1702。该电缆1619包括了从该阵列换能器1601到该前端变压器1702的信号路径。在此处描述了电缆的示例性实施方案，该电缆的示例性实施方案包括单独的微同轴电缆。此外，连接器可用在电缆1619的一端或两端。在本发明的一个方面，具有两倍于元件数量的引脚的连接器可以被使用，且此处描述了一个示例性的连接器。对于该阵列换能器1601的每个元件，一个信号和一个接地路径可被使用。在本发明的其他实施方案中，该接地连接为一组元件共享。或者，该多路转换器/前端电子装置1702、1703、1704和1708可以被置于该线性换能器阵列1601的外壳的内部。
图17提供了用于阵列换能器1601的四个元件的电路的代表性的细节，作为更大的系统1600的实施例，其中每个元件都有一个前端变压器1702和发射输出级1703。对于一个256元件阵列换能器1601的实施方案，有256个前端变压器1702，和256个发射输出级1703。该前端变压器1702和发射输出级1703将在下文中进一步更详细地描述。在接收阶段，来自阵列换能器1601的一个元件的该电信号通过该前端变压器1702进入接收多工器1704。该接收多工器1704选择哪个元件和前端变压器一起被连接到该接收信道1705。该接收信道1705包括一个低噪音放大器和一个时间增益控制，该低噪音放大器和时间增益控制在下文均有更详细的描述。然后该信号通过接收信道1705进入该模数转换模块1706，在此该信号被数字化。然后该数字化的接收信号进入接收波束形成器1707，其是一个数字波束形成器。在方块1707中，在波束形成器控制器中生成的时延谱应用到该接收信号。来自该接收波束形成器1707的信号传播到合成孔存储器1710中。该合成孔存储器从两条连续的超声线增加接收数据。一条超声线被认为是由返回的超声回波产生的数据，该超声回波是在将超声脉冲发射到组织中之后收到的。合成孔成像以本领域普通技术人员可以理解的方式运行。部分上说，合成孔成像涉及一种增加发射或接收孔的有效尺寸的方法。例如，如果在波束形成器中有64个信道，那么在一条超声数据线的接收中，可以使用最高达64个发射信道和64个接收信道。合成孔成像使用加到一起的两条超声数据线。第一超声线可以用接收孔获取，该接收孔可以跨越元件33到96。第二超声线是用被分割成两组的孔接收的，该孔位于元件1到32和97到128。两条超声线都使用相同的发射孔。当这两条超声线被求和时，所产生的超声线实质上与本应由128个信道组成的位于元件1到128的接收孔接收超声线相同，假设在获取这两条超声数据线所需的时间内被成像的组织没有可感知的移动。在这个例子下，需要两条超声线而不是仅仅一条，因此帧率被降低到1/2。这两个接收孔可以以不同的方式排列，只要它们共同形成一个128元件的孔。或者，在保持相同接收孔的同时，可以增加发射孔的尺寸。可以使用多于两条超声线以多于2倍地扩大该孔。来自该合成孔存储器1710的信号然后存储在射频摄影缓冲器1713，该缓冲器是一个存储了许多接收射频线的大型存储器并被异步处理控制模块1714所控制。然后被缓冲的接收信号以适当的速率被读入信号处理单元1715。信号处理单元1715可以用该波束形成器控制板上的专用CPU实现。接收信号从信号处理单元1715传递到计算机单元1717，在此根据用户所选择的模式进一步处理该接收信号。计算机单元1717对该接收信号的处理通常是本领域普通技术人员所知的类型，具有本说明书中指出的例外。
如图17所示，在一个实施方案中，该计算机单元1717包括系统软件，该系统软件被配置为根据本系统的工作模式处理信号。例如，在主计算机单元1717中的系统软件可以被配置为执行B模式处理，该B模式处理可以包括，例如，预处理、持续性处理、摄影循环图像缓冲、扫描转换、图像摇摄、缩放和后处理。在主计算机单元1717中的系统软件也可以被配置为执行用于彩色血流成像(CFI)的处理，该用于彩色血流成像的处理可以包括，例如，门限决策矩阵、估计滤波、持续性和帧平均、摄影循环CFI图像缓冲、扫描转换、彩色图和优先。在主计算机单元1717中的系统软件也可以被配置为执行用于脉冲波多普勒的处理，该用于脉冲波多普勒的处理可以包括，例如，谱估计(FFT)、估计滤波、摄影循环谱数据缓冲、谱显示生成、后处理以及动态范围和音频处理。
图17的系统的实施方案也包括了一个用户接口面板1720。在本实施方案中，用户接口面板1720相似于在大多数临床超声系统中的标准用户接口。例如，B模式用户接口可以具有图像格式控制，该图像格式控制包括图像深度、图像尺寸、双图像激活、双图像左/右选择、左/右翻转图像、上/下翻转图像以及缩放。发射控制可以包括发射功率(发射幅值)、发射聚焦区域位置、发射聚焦区域选择数、发射频率和周期数。图像优化控制可以包括B模式增益、TGC导轨、预处理、持续性、动态范围、帧率/分辨率控制和后处理曲线。
作为另一个依赖模式的接口控制，彩色血流成像用户接口可以包括图像格式控制，图像格式控制可以包括彩色血流模式选择(例如，彩色血流速度、功率多普勒、组织多普勒)、轨迹球、导向角、彩色箱体位置/尺寸选择(在选择之后，轨迹球用来调整位置或尺寸)、预设恢复、预设菜单以及反色彩色图。发射控制可以包括发射功率(发射幅值)、发射聚焦区域位置以及发射频率。图像优化控制可以包括彩色血流增益、门尺寸、PRF(改变速度比例)、杂波滤波器选择、帧率/分辨率控制、预处理选择、持续性、动态范围(仅用于彩色多普勒)以及彩色图选择。
用户接口的另一个实施例是脉冲波多普勒用户接口，该脉冲波多普勒用户接口可以具有脉冲波多普勒格式控制，该格式控制可以包括脉冲波多普勒模式选择、轨迹球、激活脉冲波光标(轨迹球用来调整样本空间位置)、样本空间尺寸、多普勒导向角、扫描速度、更新(选自同步更新或间隔更新图像)、音频音量控制和流矢量角。发射控制可以包括发射功率(发射幅值)和发射频率。谱显示优化控制可以包括脉冲波多普勒增益、谱显示尺寸、PRF(改变速度比例)、杂波滤波器选择、预处理和动态范围。
一个示例性的M模式用户接口可以具有图像格式控制，该图像格式控制包括M模式光标激活、轨迹球(用于定位光标)、条带尺寸以及扫描速度。发射控制可以包括发射功率(发射幅值)、发射聚焦区域位置、发射频率以及周期数。图像优化控制可以包括M模式增益、预处理、动态范围和后处理。
一个示例性的RF模式用户接口可以具有，例如，射频线获取控制，该射频线获取控制可以包括射频线位置、射频门、获得的射频线数目、射频区域激活、射频区域位置、射频区域尺寸、区域内的射频线的数量、取平均以及禁止B模式交叠。发射控制可以包括发射功率(发射幅值)、发射聚焦区域位置、发射f数、发射频率、周期数、获取PRF以及导向角。接收处理控制可以包括RF模式增益；滤波器类型、顺序；窗口类型以及平均线数。
接收信号的数字化样本是在一个通常与获取该数据的速率不同于的速率下处理的。这种处理在本说明书中被称为“异步信号处理”。该处理速率是数据被显示的速率，通常是30帧每秒(fps)。然而，可以理解，可以在高达该获取率或低于大约30fps的速率下显示数据。可以在更快的帧率、在本发明的某些实施方案中在大约300帧每秒、或在获取期望诊断信息所必须的速度，获取数据。例如，诸如心脏瓣膜的迅速移动的解剖学结构，可以使用更快的帧率获取，然后可以以稍慢的帧率显示。数据获取率可以是少于30fps、30fps或多于30fps。例如，数据获取率可以是50、100、200或300或更多fps。
显示率可被设置为其不超过人眼可处理的速率。某些可被获取的帧在显示中可以被跳过，尽管来自接收波束形成器的所有数据均存在诸如RF摄影缓冲器1713的RF数据缓冲器。数据有时候被称为RF数据或通过用于获取该数据的取样方法命名(例如在正交取样的情况，该数据也可以被称为基带正交数据)。在显示之前处理该正交或RF数据。该处理过程可以是计算上集约的，故对于减少所用处理量具有优势，这种优势是通过仅处理将在显示速率而非获取速率下显示的帧。可以在现场成像停止或该系统“冻结”时察看在显示期间被跳过的帧。在RF缓冲器1713中的帧，可以被重新获取、处理并在较慢速率回放，例如，如果获取率是300帧每秒，以30帧每秒的速率回放每个帧将会比正常慢10倍，但可以允许操作者查看图像中较快的变化。该回放特征通常被本领域普通技术人员称为“摄影循环”特征。可以以不同速率、或逐帧、向后和向前回放图像。
在图17中示出的系统1600还可以包括本领域普通技术人员将认为对该系统的功能是有用的多种项目，例如时钟1712、存储器、声卡和扬声器、显卡和显示器等等，以及在图17中示出的其他功能块。
图18a和图18b根据本发明的一个实施方案，提供了关于多工器/前端电子装置1702、1703、1704、1708以及接收波束形成器1707和发射波束形成器1709的功能的实施方案的额外细节。在图18a的实施方案中，信道，例如接收信道，可以连接到节点，并且该节点通过一个开关电路或多路复用电路连接到该阵列换能器1601的例如四(4)个元件，如图18a所示。例如，信道11801可以可切换地连接到图18a中编号为1、65、129和193的元件，以使得在任意给定时间这四个元件中只有一个连接到信道11801。实质上，这就是在系统1600的接收周期内多工器/前端电子装置1702、1703、1704和1708的多路传输功能的执行。完成将四个可切换地连接的元件向一个信道的分配，以使得任意给定子集的相邻元件可以构成该活动孔。例如，如果该阵列换能器由256个元件组成，那么64个或更少的元件可以形成该子集，该子集组成了该活动孔。
用于接收周期的该阵列换能器1601的元件的多路复用可以通过一个如该前端1802的示例性图形(图18b)所示的接收(RX)开关1817执行。来自波束控制器1711的控制信号确定哪个RX开关1817会被激活，从而将用于模块1802的这四(4)个可用元件中的所选的元件连接到该接收信道。如本领域技术人员可以理解，在图18a和18b中示出的多路复用方案可以被应用到具有可变数量的元件(不同于256个元件)以及可变数量的活动孔(不同于多达64个元件)的换能器。
在图18b中示出的示例性前端1816还包括变压器1819和脉冲器1820，该变压器1819和脉冲器1820在下文被更详细地描述。在一个方面，前端1816提供了将该接收信道从该发射波形的隔离，在本说明书前文已讨论。
来自该所选的阵列换能器元件的接收信号传递到该低噪放大器(LNA)1804中。然后该被放大的信号从LNA 1804传递到时间增益控制(TGC)1805。因为耗用时间与接收反射信号的深度成正比例，所以这也被称为依赖深度的增益控制。在一个超声系统中，随着时间随超声波传输而流逝，该信号更深地进入该组织且逐渐地被削弱；反射信号也遭此削弱。该TGC 1805根据时间变化函数放大了接收信号，以补偿此削弱。可以用于确定时间变化TGC增益的因素有飞行时间、受试者或研究的受试者组织的组织特性、以及应用(成像模式)。该用户也可以通过调整在用户接口面板1607上TGC控制来将增益指定为深度的函数。实施方案可以使用，例如，模拟设备(Norwood MA)AD8832或相似的设备，以执行该LNA 1804和TGC 1805的功能。从该TGC 1805，该接收信号传递到该接收波束形成器1803中，在该接收波束形成器1803中它被取样器取样，在此实施方案中，该取样器是模数转换器1807和1808。在根据本发明的其他实施方案中，如果取样是在大于奈奎斯特率的频率完成的，例如在奈奎斯特率的2倍或者3倍，那么只使用一个模数转换器，其中该奈奎斯特率涉及对来自各个元件的超声信号以一个至少高于该信号中最高频率两倍的频率进行取样。
在本发明的其他实施方案中，采用了正交取样并使用了两个模数转换器，即“I”和“Q”取样器。在该接收波束形成器1803的示例性实施方案中，在方块1807和1808中使用正交取样模-数转换器(ADC)来数字化该接收信号；每个信道需要两个ADC，具有反向相移90°的取样时钟。所采用的取样率可以是该接收信号的中心频率。作为比较，直接取样将使用理论上为至少两倍于该接收信号中的最高频率成分的取样率，但实际而言优选为至少三倍于该取样率。直接取样将在每个信道中使用一个ADC。
一旦被取样，则此时数字化的接收信号传递到一个现场可编程门阵列(FPGA)中，在该现场可编程门阵列中实现与接收波束形成相关联的多种功能。在该FPGA内，数字化的接收信号可以为该ADC的DC偏移进行修正。这是通过减去一个等于在该ADC输出端所测量的DC偏移的值来实现的。每个ADC可以具有一个不同的DC偏移修正值。该DC偏移可以通过对出现在该ADC输出端而在接收信道输入端没有信号出现的多个数字样本取平均数来确定，例如，在系统启动的校准周期内。该数字化信号接下来传递到一个FIFO缓冲器1822之中，在该FIFO缓冲器中每个样本都被存储一个适当的持续时间，从而可以实现适当时延谱。该时延可以以粗时延和精密时延两种方式实现。粗时延可通过将该信号移动一个或多个取样点以获得该期望时延而实现。例如，如果期望的时延是一个取样周期，那么在适当方向移位一个样本，就给信号提供了适当的时延。然而，如果期望一个不等于取样周期的值的时延，可以使用内插滤波器1809实现精密时延。
从该FIFO缓冲器1822，数字化接收信号传递到用于计算所有精密时延的内插滤波器1809中。内插滤波器1809用在一个取样周期大于适当的精密时延分辨率的系统中。例如，如果取样率是该超声信号的中心频率且是50MHz，则该取样率即为每20纳秒一个取样。然而，在某些实施方案中使用1.25纳秒(20纳秒的1/16)的时延分辨率以提供期望的图像质量，尽管在本发明的范围内可以预期其他时延分辨率。内插滤波器1809用来为不同于该取样点的时间点的信号计算一个值。该内插滤波器1809被应用于该取样信号的同相和正交部分。该内插滤波器1809的实施方案包括了一个有限脉冲响应(FIR)滤波器。每个滤波器的系数可以被该波束形成器控制模块基于该飞行时间而逐个样本地动态地更新。在由该内插滤波器处理之后，由倍增器1811通过用适当的系数与该同相和正交部件相乘来施加相位旋转。该相位旋转用来将相对于该ADC取样频率的正确相位合并到该内插样本之中。该RX控制器1810控制该FIFO模块和该内插滤波器。该接收时延被动态更新，因此在每个信道的内插滤波器系数需要在一定间隔改变。由该FIFO实现的时延，也需要在一定间隔改变。同样，该接收孔的尺寸是被动态调节的，因此每个信道在接收该超声信号期间在特定时间变为活动；信道是通过在“乘法”模块1811乘以1而不是0来启动的。该乘法模块1811也可以将一个值在0和1之间的“权值”独立地应用到该接收孔中的每个信道。该过程，被称为变迹，是为本领域技术人员所公知的。内插样本所乘的值可以随时间变化，以实现一个变迹接收孔，该变迹接收孔在超声信号的接收过程中动态地延伸。
图18c是在根据本发明的一个实施方案中的一个接收控制器(RX控制器)的示例性实施方案。该接收控制器1810用于为正确的时延谱、孔尺寸编程并接收变迹数据到处理方块1809之中，该处理方块1809实现了内插以及相位旋转和变迹。图18c的接收控制器1810将初始参数(初始粗时延，初始相位)设置为每行首(SOL)触发一次并将动态参数(动态聚焦，动态变迹)设置为每个接收时钟(RXCLK)周期一次。该初始接收时延谱被保存在接收初始化孔存储器1822之中。该动态接收时延谱被存储在该接收动态孔存储器1824中。在该SOL触发之前，通过64:16交叉点开关1828将该时延谱装载到RXBF缓冲器1826中。该交叉点开关1828选择64个孔信道配置中的16个。这16个孔信道配置用于对位于一个单信道板上的这16个接收信道编程。
每条接收线的配置存储在该线存储器1830中。在该线存储器1830中的每条线配置包括了孔选择指数、模式选择、和孔使能。孔选择指数用于确定到孔-信道映射。模式选择用于访问多个时延谱。孔使能指数控制了初始孔尺寸。孔选择查找表(AP_SEL LUT)1832是一种用于降低可能的配置的数量从而降低在线存储器中存储所需的比特数的方法。该AP_SEL LUT 1832是可再编程的。
存储器控制器1834是一个解码线配置的状态机。该状态机是被控制和状态存储器1836所配置的。对于不同的模式配置也有所不同(例如，B模式，彩色血流模式，脉冲波多普勒模式等等)。该存储器控制器1834控制着孔存储器到该RXBF缓冲器1826中的加载，并生成SOL_de layed和FIFO_WEN信号。该脉冲SOL_de layed用于在一个单独的RXCLK周期内传输初始时延参数到RX相变旋转和RX变迹的块1809。然后在每个后继的RXCLK周期内传输动态接收参数。FIFO_WEN信号启动接收ADC数据的获取以进入该RX内插滤波器的FIFO中。
控制和状态存储器1836也包括了共用参数，例如接收长度。该接收长度参数确定为每条线收集多少个接收样本。
应该理解，增加接收信道的数量会允许更大的接收孔，该接收孔可以通过提高横向分辨率和渗透来帮助深层成像。合成孔模式允许使用大于64的孔，但却付出了降低帧率的代价。伴随着接收信道数量的增加，可以不受帧率损失而做到这一点。
在根据本发明的一个实施方案中，该接收波束形成器1803允许多线波束形成。多线波束形成通过平行地处理多条接收线而允许更高的帧率。帧率按一个等于该平行接收线的倍数增加。由于波束形成同步地为多个接收孔发生，所以使用通过内插滤波器1809较高的数据处理率。从该接收波束形成器到主控CPU传输的数据量，将会按照一个等于平行接收线的数量的倍数增加。该发射波束被加宽，以使得它与该多条接收线相交叠。
来自每个接收波束形成器1803的信号被加法器1815所求和。被求和的信号在给定时间代表了一个从给定深度反射的接收信号。然后被求和的接收信号通过前面描述以及如图17中所示的模块发送到由该用户选择的操作模式下的适当的处理模块。
在系统1600的发射工作周期期间，所选择的发射输出级连接到发射信道，以形成活动孔。在这个方面，在发射输出级之前完成多路复用。例如，如前所述，发射信道11801可以可切换地连接到相应于在图18a和图18b中编号1，65，129和193的元件的发射输出级，以使得在任意给定时间该四个发射输出级中仅有一个连接到发射信道11801。在图18a和图18b中也可看出，发射信道2可以可切换地连接到相应于编号为2，66，130和194的元件的发射输出级，等等。这就是多工器/前端电子装置1702、1703、1704和1708在该系统的发射周期中的多路选择功能的执行。
参见图20，被多路复用的发射信号是被TXA 2002和TXB 2004所指定的信号对，该TXA 2002和TXB 2004驱动发射脉冲器MOSFET QTDN2006和QTDP 2008的门，如图20所示。这些信号2002和2004是在一个足够低的等级的单极性信号，以使得可以使用MOSFET型的开关。完成将四个可切换地连接的发射输出级分配到一个发射信道，以使得任意给定元件的子集的相邻元件可以组成该活动发射孔。例如，在一个由256个元件组成的阵列换能器中，64个或更少个元件可以组成包括了该活动发射孔的子集。
可选地，通过使用能够容纳更高电压双极性信号的多路复用电路，可以在发射输出级之后完成发射多路复用。
回到图18a-18d，发射波束形成器1812以该波形中存在的指定时延生成发射波形，因为该波形直到每个时延谱中的适当时间才会被发送。该发射波形可以是一个包括数字信号的低压信号。可选地，该发射波形可以是一个高压信号，该高压信号被该阵列换能器用来将电能转换成超声能。该变压器1819和脉冲器1820的运行在下文将作更详细描述。
在发射波束形成的过程中，该活动发射孔内每个发射信道中的一个或多个可以产生一个可以相对于一参考控制信号被时延的发射波形。发射信道的数量确定最大发射孔尺寸。增加发射信道的数量的好处在于，提高了用于深层成像的侧向分辨率和渗透。在各个实施方案中，该阵列换能器具有64个发射信道，或者可以具有96或128个发射信道。时延可以在信道之间变化，并且这些时延总体上被称为发射时延谱。发射波束的形成也可以包括对发射波形应用一个加权函数，一种被本领域技术人员称为“变迹”的过程。发射变迹使用了对在每个信道的发射波形的幅值进行独立控制。对图像质量的益处在于：由于在接收波束谱中减少了假波瓣而导致图像对比分辨率提高，该假波瓣可以是旁瓣或栅瓣。每个发射器输出级可以有受独立控制的电压供应和控制硬件。
发射波形成形涉及生成任意波形作为发射信号，即在发射波形内对幅值和相位的调制。好处是通过成形发射信号谱改善了轴向分辨率。诸如编码激励等技术可用来改善渗透，而不损失轴向分辨率。
在本说明书中描述的发射波束形成器1812可以在一个具有FPGA设备的实施方案中实现。提供了一个例如发射时钟周期的1/16的时延分辨率的发射波束形成器1812的典型实施方式，可能需要一个16倍于发射时钟频率的时钟。对于此处描述的系统的频率范围，这将意味着一个16倍于50MHz，或者800MHz的最大时钟频率，并且通常的FPGA设备可能不支持那个速率下的时间频率。然而，下文所述的发射波束形成器1812的实施方式，在该FPGA内使用一个仅仅八(8)倍于该发射时钟频率的时钟频率。
该发射波束形成器的每个信道都由一个发射(TX)控制器1814和一个发射脉冲生成器1813组成。该TX控制器1814采用了一个参数来通过对发射多工器的适当的配置选择活动发射孔，该参数被称为，例如，超声线号码(也称为射线号码)。射线号码值识别了关于该物理阵列的超声扫描线的来源。基于射线号码，为该活动发射孔中的每个发射信道分配一个时延值。发射脉冲生成器1813通过使用如本说明书中所述的波束参数和控制信号为每个发射信道生成一个发射波形。
图18d是在根据本发明的一个实施方案中的示例性发射控制器(TX控制器)的图解。该发射控制器1814用于以正确的时延谱(每条信道的粗时延和精密时延)对发射脉冲生成器1813编程并为每条线发射波形。它在每条线之前对发射脉冲生成器1813重新编程。这些线的序列是用于生成2维图像的。每条线都需要特定子集的阵列元件，用于形成该发射孔。在该孔内的每个阵列元件必须连接到一个发射脉冲发生器1813中的一个信道，且发射信道必须被配置为产生期望的带有根据期望的发射时延谱的时延的发射波形。
用于整个孔的时延谱和发射波形储存在发射孔存储器1838中。多个时延谱可以被储存在发射孔存储器1838中。对于使用多个聚焦区域的B模式成像，以及多普勒模式的聚焦深度和发射波形与那些用于B模式的不同的脉冲波多普勒及彩色血流成像模式，都需要多个时延谱。在该示例性实施方案中，发射孔存储器1838包括了用于一个64信道孔的时延谱和发射脉冲波形数据。在每个信道板上有16个发射信道，每个发射信道都可以通过一发射输出级连接到四个不同的阵列元件之一。一个64:16交叉点开关1840用于向该16个信道中的每个路由正确的发射波形数据集。在另外三个信道板上实现了对其余48个信道的控制。在行首(SOL)触发起动之前，该TXBF缓冲器1842临时性地存储该发射脉冲生成器数据。该TX_TRG触发器在一个TXCLK周期内，将数据从TXBF缓冲器1842移动到发射脉冲生成器1813中。
每个发射线的配置被存储在线存储器1844中。在线存储器1844中的每个线配置包括了下面的信息：孔选择指数，模式选择，孔使能指数，以及元件选择指数。孔选择指数被用来确定孔到信道的映射。模式选择被用来访问多个时延谱。孔使能指数控制该孔尺寸。在阵列元件多于发射信道或接收信道的情况下，元件选择指数控制了哪个元件为活动状态。对孔选择，孔使能和元件选择查找表(AP_SEL LUT 1846，AP_EN LUT 1848，ES LUT 1850)标定指数，是一种用于减少可能的配置的数量，从而减少需要在线存储器1844中存储的比特的数量的方法。查找表均为可再编程的。
控制和状态存储器1852包括了共有参数，例如发射周期(TXCycle)的数量，在该帧中线的数量，并且配置了在该存储器控制块1854中的状态机。存储器控制器1854是一个状态机，其对孔选择、孔使能和元件选择线信息进行解码。
参考图20，可见该发射波形实际上是两个信号，被称为“A”信号和“B”信号，其中之一被用于脉冲驱动器MOSFET QTDN 2006的门，而另一个被用于脉冲驱动器MOSFET QTDP 2008的门。“B”信号可以和“A”信号相同，只是被时延了1/2个发射时钟周期。应用于每个发射波形的时延被分成两个成分，“粗时延”和“精密时延”。粗时延可以是以1/2发射频率周期为单位，而精密时延可以是以1/16发射频率周期为单位，尽管其他精密时延单位在本发明的范围内也有所预期。该可调节的发射波形的其他方面是发射中心频率，脉冲宽度，周期数量和“死区时间”。该“死区时间”是跟随着输出脉冲的第一半周期之后的时间间隔，在该死区时间两个输出级MOSFET QTDN2006和MOSFET QTDP2008均未开启。该发射中心频率、脉冲宽度和死区时间的变型，可以用来改变到该换能器元件的最终发射信号的频率成分。
现在参见图22-22C，在根据本发明的一个实施方案中，一个发射脉冲生成电路2200被用于每个发射波束形成器信道。一个16比特的A波形字2202被用于为A信号编码精密时延、脉冲宽度和死区时间。一个16比特的B波形字2203被用于为B信号编码精密时延、脉冲宽度和死区时间。波形字2202、2203可被存储在存储器中，例如，在FPGA中的存储器中。发射输出信号的频率是由该发射时钟的频率确定的。控制输入来自发射控制器1814，其可以在该FPGA内实现。这些可以是脉冲计数器2204，TXTRG 2206，以及多个时钟，如下文所述，且在图22-22C中示出。
发射脉冲生成是当从该信道控制板1814收到TXTRG脉冲2206的时候开始的。TXTRG信号2206被发送到该发射波束形成器信道中，且该信号是发射波束形成器时延所涉及的信号。TXTRG脉冲2206开始了由TXCLKX22246所指定的发射频率时钟周期的1/2间隔的计数。当前的硬件实施方式使用了两倍于发射时钟的时钟。粗时延2210是由被时钟TXCLKX22246计时的粗时延计数器2248实现的。该信号TXTRG 2206导致计数开始。
当TXCLKX22246的时钟周期的数量达到了粗时延输入变量值2210时，生成一个COARSE DONE信号2208。COARSE DONE信号2208使能了由多工器2250和2252组成的字节选择电路，由多工器2254和2256组成的脉冲倒置选择电路，以及8:1并转串电路2212和2213。该16比特波形字2202和2203被传送到16比特寄存器2216和2217中。A波形寄存器2216的输出是由以下部分波形(Partial Waves hape)组成的：Partial_Waves hape_A(7:0)2260和Partial_Waves hape_A(15:8)2261。Partial_Waveshape_A(7:0)2260通过由多工器2254和2256组成的脉冲倒置电路，被传送到8:1并转串电路2212或8:1并转串电路2213中。随着Partial_Waveshape_A(7:0)2260的传送，Partial_Waveshape_A(15:8)2261通过由多工器2254和2256组成的脉冲倒置电路，被传送到8:1并转串电路2212或8:1并转串电路2213中。字节选择信号2214控制Partial_Waveshape_A(7:0)2260或者Partial_Waveshape_A(15:8)2261多路复用穿过脉冲倒置电路。以此方式，Waveshape_A 2202的全部16比特被传送到8:1并转串电路，用于串行化进入一个一比特数据流中。
如从图22中可见，Waveshape_B 2203的传送是以类似方式完成的。
8:1并转串电路2212和2213具有双数据率(DDR)输出。COARSEDONE信号2008开始了输出脉冲的数量的计数。当脉冲数量计数器完成对脉冲数量的计数时，该使能信号224变为低，导致寄存器2216和2217停止输出部分波形。“A”相位2202的16比特波形在两个TXCLKX22246周期内被转换成1串行比特。“B”相位2003的16比特波形也在两个TXCLKX22246周期内被转换成1串行比特。脉冲倒置可以通过在将信号发送到并转串电路之前将“A”和“B”信号的相位交换来达到。如果在脉冲倒置多工器电路2254和2256上使能脉冲倒置信号2258，那么信号发生交换。
具有双数据率(DDR)输出的8:1并转串电路以具有8倍于发射时钟的频率的TXCLKX82266为时钟。以DDR输出，该波形被以16倍于该发射时钟频率的频率向外移位。来自8:1并转串电路2212或8:1并转串电路2213的信号，在被时钟TXCLKX162236重新同步之前，使用LVDS标准以向该FPGA外传送。
“A”相位信号被一个低抖动正向发射器耦合逻辑(PECL)触发器2234和一个低抖动时钟TXCLKX162236以16倍于发射频率重新同步。这可以消除由FPGA内部的电路所生成的抖动。“B”相位信号也被触发器2235重新同步。
“A”信号和“B”信号均转到相应的驱动器电路2238和2240以增进它们的电流驱动能力。驱动器的输出变成了信号TXB 2004和TXA2002，且连接到在前端电路2000中的发射多工器。
对该波形数据2202和2203的重新发送，持续到该脉冲数量计数器2242达到了被脉冲计数输入变量2204所指定的数字且该使能信号2244改变状态为止。
组成Waveshape_A 2202的16比特字可以从一个发射周期改变到另一个发射周期。对于Waveshape_B 2203也是如此。这就允许了发射波形从一个周期到另一个周期生成任意指定脉冲宽度的发射波形。独立地指定Waveshape_A 2202和Waveshape_B 2203。例如，既可以生成奇发射波形也可以生成偶发射波形。
图22A-22C示出了该波形数据可以如何被用于为该“A”信号和“B”信号改变该精密时延、脉冲宽度以及死区时间。在这个实施例中，“B”输出等于“A”输出，只是它被时延了1/2个发射频率周期。图22C示出了可以在“A”相位和“B”相位中生成任意波形。任何Waveshape_A可以不同于在它前面的信号，且任何Waveshape_B可以不同于在它之前的信号。在图22C中的实施例中，用作Waveshape_A1(15:0)、Waveshape_A2(15:0)和Waveshape_A3(15:0)的该16比特波形彼此不同。在本实施例中，Waveshape_B(15:0)被重复了两次，但有可能指定Waveshape_B不同于前面的Waveshape_B。A和B波形是彼此独立的且可以用来实现用于编码激励方法的发射波形，例如在涉及了对比剂成像和非线性成像的应用中。
该TXPower信号(在图18b中以“TX高电压”示出)可以控制发射脉冲器输出的幅值。如本实施方式所示，TXPower为所有发射信道所共用。可选地，每个发射信道的输出脉冲的幅值可以被独立地控制。
图19是一个系统信号处理框图，示出了示例性波束形成器控制板1900。该波束形成器控制板1900是该波束形成器控制器和信号处理块1716的示例性实施方案。本领域技术人员通常熟知该波束形成器控制板1900的设计和操作。本示例系统的实施方案可以具有获取、处理和显示生理信号源1901的如下一项或多项的能力，例如心电图、呼吸、受试者的体温、或血压。生理信号获取块1902可以包括信号获取模块，该信号获取模块可以获得那些类型的生理信号。
到计算机单元的数据传送1903，把数据从波束形成器控制板1900传送到计算机单元1905。如本领域所公知，实施方案可以为此传送使用一个PCI高速总线1904，或类似的总线。
图20是前端电路变压器1702、发射输出级1703和接收多工器1704以及发射多工器1708的示例性示意图2000。其它示例性的前端电路也可以和所述系统一起使用。例如，可以使用如在题名为“Ultrasound Front-End Circuit Combining the Transmitter andAutomatic Transmit/Receive Switch”的美国专利No.6,083,164中描述的前端电路，该内容以引用的方式完全纳入本文并成为本文一部分。在图20中示出的该示例性电路2000，提供了将一个元件连接到该接收信道的多路复用功能，如果该元件是该活动孔的一部分。如本文所述，前端电路还提供了接收信道与发射信道的隔离。该发射输出级从该发射脉冲生成器1813接收一个发射波形，接着将发射脉冲信息与该发射高压结合起来以在一个元件处产生一个高压波形，其中该元件是该活动发射孔的一部分。
在图20中示出的示例性示意图中，发射脉冲由D12010、D22012、QTDP 2008、QTDN 2006、QTXMUXP 2014、QTXMUXN 2016和T12018影响。在发射期间，被包括在该活动发射孔中的该发射输出级通过打开QTXMUXP 2014和QTXMUXN 2016来连接，以允许门驱动信号TXA 2002和TXB 2004到达QTDN 2006和QTDP 2008。在发射脉冲期间，QTDN2006或QTDP 2008都是以产生想要的发射波形所需的时序被分别地打开。该脉冲器输出在该变压器第二级的左端LTXS 2038出现，而右端被D12010和D22012电平固定在0V附近，其中D12010和D22012可以是，例如，普通的快速硅切换二极管。在活动脉冲期间，该接收多路复用开关SW12020也可以被关闭以提供额外的隔离。发射脉冲器的输出的幅值是由通过R12022施加到T12018的第一级的中心抽头的发射源电压确定的。有两种电压源V12024和V22026可用，其中V12024比V22026大。如所示的一样，它们通过FET开关QLSH 2028，QLSL 2030和二极管D32032连接到R12022上的公用节点。电压源中的一种或另一种，是由使用控制信号V1NE 2034和V2NE 2036打开QLSH 2028或QLSL 2030来选择的。当V12024连接到R12022时，二极管D32032帮助阻止电流从V12024流到V22026。这种配置允许了在两级之间快速切换发射电压源，因为它避免了对维持在电压存储电容C4和C5上的电压源充电或者放电的需要。
接收切换是由QTDP 2008、QTDN 2006、QLSH 2028、QLSL 2030和SW12020所影响的。SW12020是一个接收多路复用开关，该接收多路复用开关可以是一个单刀单掷(SPST)或一个例如GaAs PHEMT(砷化镓赝配高电子迁移率晶体管)类型的单刀双掷(SPDT)开关。或者，该接收多工器开关可以用其他种类的场效应管或二极管实现。若SW12020是一个如图20中所示配置的单刀双掷开关，其中一个终端连接到一个终端电阻，而另一个终端连接到该接收信道输入。若SW12020是一个单刀单掷开关，则该终端连接到该终端电阻，且该终端电阻被删去。
在接收间隔中，该接收多路复用开关被配置为在阵列元件和接收信道之间存在连接。脉冲驱动器MOSFET、QTDN 2006和QTDP 2008均在接收期间打开，而QLSH 2028、QLSL 2030、QTXMUXN 2016和QTXMUXP2014保持关闭。这导致了LTXS 2038将其泄漏电感主要表现为与该接收信号串联的阻抗。由于接收信号太小，不足以正向偏置D12010或D22012，这些二极管表现出由其结电容所支配的高分路阻抗。L12040和泄漏电感LTXS 2038被用于平衡该接收模式输入阻抗，补偿了D12010和D22012的结电容以及组成该接收多工器的联动开关的电容。
在前端电路的一个替代性实施方式中，且如图21所示，信号RXCLMP被终止，而其功能由TXA和TXB执行。该电路上的发射功能相同于图20中的电路，其带有QTXMUXN和QTXMUXP以及门控信号TxDriveN和TXDriveP。在接收模式下QTXMUXN和QTXMUXP被关闭，从而阻挡了信号TXA和TXB。电阻R8和R9避开了QTXMUXN和QTXMUXP，以使得当TXA和TXB在接收模式期间被驱动为高时，在门QTDN和QTDP上的电压缓缓增加，导致这些MOSFET开关的平缓启动。QTDN和QTDP为接收模式的平缓启动，是由图20中电路的信号RXCLMP所控制的。在图21中，当发射多路复用开关在一个发射操作之后被关闭时，电阻R5和R6将门QTDN和QTDP的电压设为接地。
该脉冲器采用了一个中心抽头变压器和NMOS FET，和一个可由开关选择的多级电源，以生成名义上的方波。为了在通过受控阻抗同轴电缆连接到该换能器元件的时候控制传递的谱，它采用了串联的和并联的电阻。这些有助于在该脉冲器的工作过程中减少源阻抗的时间变化，并且在紧随着发射脉冲的该时间间隔中提供该换能器的后终止。该示意图中未示出用于该最终级MOSFET的驱动电路。该电路(如下文所描述的，其位于多工器的远边缘)可以是一个离散切换MOSFET脉冲放大器或一个足以提供所需驱动的CMOS缓冲器的集合。
脉冲器所需的变压器被构造为印刷在PCB上的绕组，该绕组被围绕该绕组附着在PCB两侧的小型铁酸盐板增强。如果该铁酸盐板可以适当地封装，该技术可以适合于自动装配。
实施例
下面的实施例被提出以将关于本说明书中所要求保护的的物品、设备和/或方法是如何构造和评估的完全公开和描述提供给本领域普通技术人员，且意为对于本发明完全是示例性的，并不意为对发明人认为属于其发明的范围做出限制。已经做出努力以保证关于数字(例如：数量、温度，等等)的准确性，但也应虑及某些错误和偏差。
实施例1
图23是示出了根据本发明的一个实施方案的示例性系统的框图。该示例性系统2300与一个具有例如最多达256个元件的线性阵列2302连接。一束微同轴电缆2304在阵列2302和处理单元2306之间提供信号传输。该示例性系统进一步包含一个处理单元。
该处理单元2306被分隔为两个主要的子系统。第一个是前端2308，该前端包括波束形成器、前端电子装置、波束形成器控制器和信号处理模块。第二个是计算机单元2310或后端。该前端子系统2308涉及发射信号生成、接收信号获取以及信号处理。可以是现成的PC主板的该后端2310涉及系统控制、信号和图像处理、图像显示、数据管理以及用户接口。例如，经由一个如本领域普通技术人员所知的PCI高速总线，可以在前端和后端子系统之间传递数据。
处理接收信号的模块是该接收波束形成器，如在本说明书中前文所述。生成发射信号的子系统是该发射波束形成器，也如在本说明书中前文所述。该发射和接收波束形成器的每个信道连接到该阵列2302中的一个单独的元件。通过改变每个元件的单个发射或接收信号的时延和幅值，该波束形成器能够将聚焦深度、孔尺寸以及孔窗口作为深度的函数而调节。图23的示例性系统可以支持超声操作的一个或多个可变模式，如本领域普通技术人员所知。这些模式在表2列出如下：
表2
所支持的模式
  B-模式
  M-模式
  脉冲波多普勒
  彩色血流(速度)多普勒
  功率多普勒
  组织多普勒
  第二谐波
  三工
  EKV
  心电图触发成像
  三维成像
  三维实时(4Hz)
  射频模式
  解剖学M模式
系统规范
在图23中示出的本系统的示例性规范可以包括，例如在表3中列出的如下规范。
表3
系统规范
  所支持的换能器数量   最多达256
  发射信道(活动孔)   64
  接收信道   64
  所支持的换能器   线性、曲线线性
  中心频率范围   15MHz到55MHz
  数据获取方法   正交取样
  BF取样频率范围   15MHz到62MHz
  接收BF精密时延实施方式   内插滤波器
  接收时延分辨率   T/16
  模数转换比特数   10
  发射时延分辨率   T/16
  TGC   是
  合成孔   是
  最大发射电压   80Vpp
  发射功率控制   是
  多个发射聚焦区域   是
  发射周期调节   1-32
  B-模式最大帧率   200
  CFI最大帧率   160
  脉冲波多普勒最大PRF   150KHz
  CFI最大PRF   75KHz
  多普勒波束导向   是
  摄影缓冲器大小   300帧
  生理信号获取   是
  换能器连接器   一个或多个
系统推车
该系统或其中的部分可以容纳于一个便携配置中，例如一个推车中，该推车包括波束形成器电子装置2316、计算机单元2310以及电源单元2312。用户接口包括一个与自定义控制、追踪球、监视器、扬声器以及DVD驱动器集成的键盘2318。该推车的前面板2320具有连接器2322，该连接器用于连接基于阵列的换能器2302和诸如心电图、血压和体温的老鼠生理信息。该推车的尾部外围面板2314允许连接不同的外围设备，例如远程监视器、脚踏开关和网络2324。该推车具有冷却扇2326、空气导管以及气孔的系统来控制多个电子器件的热度。
在一个实施方案中，该计算机单元2310可以是一个现成的Intel架构的处理器，该处理器运行例如Microsoft Windows XP的操作系统。该计算机单元2310可以包括，例如，一个Intel 3GHz CPU(Xeon双处理器或带有超线程的P4)；2GB DDR内存；具有电缆连接器的PCI高速总线x4；100Mbps以太网；USB2.0；能够1024x768x32bpp@100Hz的图形控制器；声音输出(立体声)；2x120GB 7200转每秒的硬盘驱动器(一个用于操作系统和软件，一个用于用户数据)以及带有功率因数修正的300W ATC电源。
在一个实施方案中，该电源单元2312可以包括下列内容：一个通用交流电线输入(交流电100、120、220-240V，50或60Hz)，其中该交流电输入是由一个连接到系统交流电输入终端模块的可拆卸的电缆提供的，并且具有使用了IEC终端模块的交流电分布。在一个实施方案中，在上电的第一个100ms期间，该涌入电流被限制为6A或更少。图23的系统推车以及本发明的其他实施方案，还包括了系统电缆布线2328。系统电缆布线2328包括了一个主交流线缆；用于线滤波器、电路断路器、电源单元的交流电线；在电源单元2312内部的交流电线；计算机单元2310的电源线；监视器电源线；DVD驱动器电源线；风扇托盘2326的电源线和如根据本发明的实施方案中所用的其他电源线。系统电缆布线2328还包括器件电子电缆，该器件电子电缆包括器件电子插箱(sub-rack)电源线；PCI高速电缆；换能器连接器电缆；老鼠信息系统(MIS)电缆；3D级电缆；辅助开关电缆等等。系统电缆布线2328还包括计算机电缆，该计算机电缆可以包括视频扩展电缆(VGA、DVI、Svideo等等)；键盘/鼠标扩展电缆；键盘分配器；鼠标分配器；远程鼠标电缆；远程键区电缆；远程视频电缆；USB扩展电缆；以太网扩展电缆；打印机扩展电缆；扬声器扩展电缆等等。
冷却
通过使用风扇2326向该系统推车电子器件提供经过过滤的周围空气，该系统推车电子器件包括，例如，该波束形成器电子器件(即，波束形成器卡架2316、电源单元2312以及计算机单元2310。该冷却系统支持，例如，在一个实施方案中，周围环境工作温度范围从+10℃到+35℃，而排气空气温度被保持在周围空气温度以上的低于20℃，尽管其他周围环境工作范围也已在本发明的范围中有所预期。
电磁干扰(EMI)屏蔽
在一个实施方案中，为该示例性系统提供了一个连续性的EMI屏蔽，以防止外部的电磁能干扰系统工作并防止由该系统生成的电磁能从该系统中散发出去。
系统屏蔽延伸到换能器电缆2304和阵列2302，以及换能器连接器2322。该计算机2310和电源单元2312可以被容纳在该系统内分离的屏蔽壳之内。所有的屏蔽都被维持在近似接地电势，其间具有非常低的阻抗。在该系统的底盘接地和地面接地之间存在基本直接连接。同样，在一个实施方案中，该交流电电源可以被一个作为电源单元2312中一部分的隔离变压器从该系统电源隔离。
电子器件概览
根据本发明的一个示例性系统的电子器件的实施方案的概览，在图24中示出。在该视图中，该示例性系统包括一个电源单元2402、器件电子插箱以及计算机单元。该电源单元2402在整个推车中分配AC和DC电。例如48V的直流电压被加到该器件电子插箱，虽然在本发明的范围内对其他电压值也有所预期。该器件电子插箱容纳了一个波束形成器控制板2404、四个同样的信道板2406以及一个底板2408。该电路板2406与该底板2408通过例如盲配连接器配合。该器件电子通过例如PCI高速连接2410与该计算机单元连接。
信道板
参考附图18a-18d，示例性信道板被示出并已在前面描述过。信道板2406以适当的时序生成发射信号，该时序用于发射波束形成以及对接收信号的获取、数字化以及波束形成。在图24中的这个示例实施方案中，有四个信道板2406，每个信道板都包含了16个发射信道和16个接收信道。每个信道板2406也包括了64个前端电路，该前端电路包括发射输出级、电源电路、用于发射波束形成器的FPGA、用于提供接收波束形成器的部分和的FPGA、波束形成器总线和到底板的连接。
如图18a中所见，四个前端电路被多路复用到每个发射信道和接收信道。对于阵列中每个元件都有一个前端电路，每个前端电路包括一个发射输出级、发射和接收多工器开关、二极管限幅器、以及用于接收滤波的部件，如前文参考图18a-18d所描述。
该发射信道和发射输出级以从大约15MHz到大约55MHz范围内变化的指定频率生成具有指定周期计数和幅值的双极性脉冲。由每个信道产生的发射波形，相对于其他信道有一个特有的时延，该时延带有等于发射频率的周期的大约1/16的分辨率。穿过该活动发射孔的时延谱是由该发射波束形成器控制器所控制的。低抖动主时钟被用来产生发射猝发信号。发射输出级包括一种基于每个信道调整峰值到峰值的电压装置，以产生一个经过变迹的发射孔。
该接收信道提供接收信号的可变增益调整、滤波和数字化、以及接收波束形成。增益是用一个也充当了预放大器的可变增益放大器实现的。增益在整个超声的获取过程中根据一个预定的增益谱变化，该谱被称为TGC曲线。反混叠的滤波器在ADC(模-数转换器)之前，以防止混叠且限制噪声带宽。
如图18a所示，双工ADC 1807、1808被用于每个信道，因为该信号被作为正交信号获取。该ADC时钟被相对于彼此相移90°。该取样频率是根据所使用的中心频率设定的。该ADC的10比特输出被发送到一个双端口RAM。该接收波束形成器读取该正交样本，并根据由该接收波束形成器控制器控制的动态接收聚焦方案来执行内插滤波。在内插滤波之后，来自每个接收信道的输出被求和，然后通过该高速数据传输总线发送到该CPU。
该接收波束形成器是通过该接收控制总线设置的。该发射波束形成器是通过该发射控制总线设置的。该控制参数在每条超声线开始之前被更新。控制参数有：发射孔、发射时延谱(粗时延和精密时延)、接收孔、接收时延谱(初始时延、粗时延和精密时延)、接收相位以及接收变迹。当所有控制参数均设定且该系统就绪，一个行首(SOL)信号被发送以开始一个发射/接收周期。
发射输出级
对发射信道的多路复用先于该发射输出级发生。因为发射波束形成器可以和具有最多达256个元件的阵列工作，所以有256个发射输出级，每个元件有一个输出级。参考图20和21所示与所述，每个输出级由驱动了一个中心抽头绕组变压器的两个MOSFET组成，在该中心抽头处的电源电压控制该脉冲幅值。输出波形近似是一个具有可变周期数的方脉冲。该变压器的次级线圈的一端通向该阵列元件，另一端通向该接收保护电路。电抗性的阻抗元件提供了阻抗匹配和滤波。一个与每个MOSFET的门串联的FET开关提供了多路复用。变压器和电感线圈被实现为，例如印刷电路板上的迹线。对于被插入该电路板上的一个开口的变压器有一个铁酸盐核心。
发射信道
每个发射信道都被多路复用到四个输出级，如图18中可见。每个信道有两个发射信号，每个信号驱动推挽式输出级的每个相位。如图20和21可见，该发射信道的模拟部分包括一个推挽式的驱动器电路，该电路能够以合适的上升和下降时间驱动该输出级MOSFET的门电容。这些都被模拟开关多路复用到该输出级。
发射波束形成器
如图22中可见，该发射波束形成器使用DDR存储器以生成以最大大约800MHz的频率计时的发射波形。每个信道使用一个分离的DDR存储器输出。输出时钟频率大约是16倍的中心频率(fc)，从而提供了适当的时延分辨率能力。抖动是通过用PECL对DDR输出重新计时来减少的。如图22A所示，以大约16倍于fc的时钟频率，可以通过调整正向或反向半周期的宽度来影响发射波形成形。此功能可以在正向和反向半周期之间引入“死区时间”，以改进输出脉冲的波形。
前端电路
对于由256个元件组成的换能器阵列，有256个前端电路部分，每个阵列元件专用一个。如图17所示，每个前端电路包括一个前端变压器1702、一个发射输出级1703、发射多工器1708、一个接收多工器1704、一个二极管限幅器以及用于接收滤波的部件。
接收信道
同样在图17中可见，每个接收信道包括了与获取接收信号相关的电路元件。该接收多工器1704将该64个接收信道连接到该活动孔内的元件，该活动孔是在该256元件阵列中的最多达64个连续元件的子集。
接收波束形成器
如图17中所示，该接收波束形成器是一个独立处理该接收孔中每个信道所获得的数字化数据并对之求和的模块。该接收波束形成器的功能可以包括，例如，对接收孔尺寸，也即在获取每个接收样本期间所使用的信道数量的动态控制；对接收变迹，也即用于接收孔的窗口的控制；动态接收聚焦，也即，通过使用内插滤波器和改变在阵列内的孔位置，在获取每个样本的时候对接收信号的上行取样和对加到每个接收信道的时延的调节。
信道板配置
如图24的示例性系统所示，有四个信道板2406，每个信道板都包括了16个发射信道和16个接收信道，所有信道板都插到一个底板中。每个信道板都基于其在底板中的位置被分配了一个地址，以允许对每个信道板的独立控制。
波束形成器控制板
图24的示例性系统的波束形成器控制板2404提供了对该主CPU(后端)的数据上行，以及对硬件电子装置的集中化时序和控制。到主CPU的链接是通过一条PCI高速总线2410，该总线允许在每个通道的方向上近似250MB/s的数据比特率。一个x8通道宽度PCI高速总线链接提供了一个约4GB/s的峰值全双工带宽。
该发射/接收控制器2412使用帧的起始和线同步信号的起始提供了到发射波束形成器和接收波束形成器的主时序。它通过自定义本地总线设置了在存储器中的波束形成器参数。所有用于波束形成的低抖动时钟频率在波束形成器控制板2404上生成。
来自每个信道板2406的RF部分求和数据和合成孔数据2416被一起求和2414。然后该射线数据进入一个先进先出(FIFO)存储器2418中，其中该数据在被复制到RF摄影缓冲器2420之前被暂居在该存储器中。RF摄影缓冲器2420存储所有帧的RF数据，并可被随机地访问。数据是读自该RF摄影缓冲器2420并通过该PCI高速链接2410被复制到该主CPU。替代地，该数据可以在被发送到主计算机单元之前被该信号处理器模块2422所处理。然后该数据由在该主计算机单元上运行的应用软件和应用用户接口缓冲，进一步处理，并且显示。
数据通信控制与控制参数的读写是由嵌入式CPU 2424来促进的。嵌入式CPU 2424本身是可由该主CPU通过PCI高速链接2410访问的。由该波束形成器控制板2404所提供的其他功能是生理获取系统和电源监控。在本说明书中前文提到的图19，是一个波束形成器控制板1900的实施方案的框图。
发射/接收控制器
发射波束形成器控制：
发射(TX)波束形成器控制器更新了每条发射线的发射波束形成器参数。该参数包括了在发射中心频率(fc)下的粗时延周期的数目、精密时延周期的数目(在16xfc)、发射波形(在16xfc)、发射周期的数目、发射选择以及发射电压。该发射波束形成器控制器也为双工模式、三工模式或多聚焦区域的参数更新规定时序。
接收波束形成器控制器：
该接收波束形成器控制器为每个信道控制该接收时延谱、孔尺寸和变迹。该时延控制包括粗时延和精密时延，该粗时延和精密时延分别被双端口RAM读指针和该内插滤波器系数选择比特控制。
该通孔控制信号通过指定每个信道的输出被激活的时间，来动态地控制通孔尺寸。这是通过控制内插滤波器的最终输出寄存器的清除信号而做到的。动态接收变迹是由五个比特的变迹数据控制的，在每个信道中的信号与该变迹数据相乘。该接收控制信号是在该输入取样时钟频率从一个控制RAM中读出的，如图26所示。
发射/接收同步：
图27中示出了一个发射/接收同步的框图。对于B模式和M模式的成像，可以使用不同的发射频率和接收频率。然而，因为时钟是异步的，所以会引入在发射周期和接收周期之间的线到线时序差异(抖动)。一种用于同步化该发射时钟和接收时钟的方法是使用可编程分频器(TX_分频器)2714以从该发射时钟(TXCLKx16)产生该接收时钟(RXCLK_B)，如图27的实施方案中所示。该接收频率是该发射频率的固定比率。该比率是发射时钟频率的16倍除以N，其中N是整数。例如，为了产生一个发射时钟频率为30MHz和接收时钟(RXCLK_B)频率为26.7兆赫，TX_分频器2714被设定为除以18。由于分频器的特性，RXCLK_B与TXCLKx16具有良好的相变校准，而这两个时钟总是具有最小的相位差。RXCLK_B被用于同步该行首(SOL)触发器2702。同步的行首触发器(SOL_S)2704生成TX_TRG。TX_TRG被TX_TRG SYNC2716同步到TXCLKx8。如有必要，可以在SOL_S和TX_TRG之间加入时延。TX_TRG对该发射波束形成器发信号，以开始发射周期。RXGATE被同步到RXCLK_B，并对接收波束形成器发信号以开始数据获取。多工器(RX锁相环)2718提供了I/Q时钟发生器2720所需要的RXCLK x4时钟频率以产生I和Q时钟。
图27A示出了一种通过将行首(SOL)触发器2702时延到一个点而在传输周期和接收周期之间保持一致同步的替代性的方法，在该发射时钟和该接收时钟之间的相位差处于已知状态。该SOL触发器2702是由TX_RX_SYNC脉冲同步的。该TX_RX_SYNC脉冲是由该TX_Sync定时器2722生成的。该同步的行首触发器(SOL_S)2704现在可以为该发射波束形成器2706和接收波束形成器数据获取而启动控制时序信号。TX_TRG是SOL_S的时延形式，该SOL_S向该发射波束形成器发信号以开始一个发射周期。TX_TRG被同步到TXCLK。该发射波束形成器2706生成到达该前端模块的TXGATE多工器控制信号和TXA/TXB发射脉冲。RXGATE向该接收波束形成器发信号以启动数据获取。RXGATE与RXCLK 2710同步。
只要正确地计算TX_Sync_周期2712，发射时钟2708和接收时钟2710之间的相位差就是固定的。该TX_Sync_周期2712是达到同步所需的发射时钟周期的最小数量。例如，如果该发射时钟频率是30MHz而接收时钟频率是25MHz，TX_Sync_周期2712就将为该发射时钟的6个周期。
时钟生成器
该时钟生成器2428为发射和接收波束形成提供了正确的时钟频率。该时钟生成器2428包括一个低抖动主时钟、一个可编程分频器、时钟缓冲器和再同步线路。该频率为：发射频率(fc)——25到50MHz；接收频率——20到50MHz同相和正交；数字化时钟——fc x2、x4、x8、x16。在此示例性实施方案中使用的最快的时钟可以是800MHz(50MHz x 16)。
PCI高速总线桥
该PCI高速总线桥2426将主CPU和嵌入式CPU 2424通过PCI总线2410连接起来。这就允许了从该RF摄影缓冲器2420到该主处理器存储器的DMA传输，且反之亦然。PCI高速总线基于PCI和PCI-X总线的通信模型构造。PCI高速总线使用与带有单个或猝发读/写命令的PCI和PCI-X相同的映射地址空间的存储器。然而，PCI高速总线是一个用一个开关以连接不同的设备的点对点串行互联件，虽然PCI和PCI-X是平行的多点总线。PCI高速总线可以通过直插连接器或通过电缆用作芯片到芯片或电路板到电路板之间的通信链接。
该PCI高速总线链路的带宽可以是，例如：上行链路——210MB/s的猝发速率和140MB/s稳定速率，用于RF数据、MIS数据以及诊断；下行链路——20MB/s的猝发速率和＜1MB/s稳定速率，用于写控制参数。
合成孔FPGA
来自信道电路板2416的部分求和波束形成器RF数据首先在合成孔FPGA中处理。该处理过程包括了波束形成器的最终求和，合成孔并且写到FIFO中。
RF摄影缓冲器
功能上，该RF摄影缓冲器2420是，比如，一个1G字节双端口RAM。该RF摄影缓冲器2420是一个存储以线和帧组织的RF数据的随机存取存储器块。该数据在不同的帧率下可以是输入和输出，以支持异步信号处理。该数据流是由交错的I和Q波束形成的数据组成的。当该存储器正在被该CPU为下一个显示周期读取时，该FIFO缓冲器提供了对波束形成器数据的存储。
在一个实施方案中，缓冲器规格可以包括，例如：存储——300全尺寸帧(512射线x1024样本/线x 32比特I&Q数据)；缓冲器大小——＞629M字节；输入率——140M字节/秒；输出率——140M字节/秒(RF数据率)32M字节/秒(视频率)。
异步信号处理
根据所描述的示例性超声系统的一个实施方案，在某些工作模式下该系统具有非常高的获取帧率，在几百帧每秒的范围内。显示帧率不必与获取帧率相等。人眼具有非常有限的反应时间，对于移动中的快速变化起到低通滤波器的作用。已经证明，30fps以上的帧率对于增加感知运动信息没有什么好处。为此原因，所显示的超声图像信息可以在30fps或更低的帧率处理，即便在获取率远高于此的时候。为了从信号处理中分离出获取数据，使用一个大型射频缓冲器存储器以存储波束形成器输出数据。在图28中示出了一个用于缓冲该波束形成器输出数据的示例性结构。如图28所示，该存储器缓冲器2800可以容纳许多帧的RF数据。对于512波长的深度，一整条线的16位正交取样RF的存储使用了4K字节(1024I、Q样本*32比特/对)。以每帧512条射线，1G字节存储器缓冲器可以保存512个2D帧。为了跟踪写到该缓冲器的帧，该写入控制器保留了“首帧”和“末帧”指针，所述指针可以被信号处理任务所读取，并且分别指到该缓冲器中可被读取的首帧和可被读取的末帧。
在活动获取过程中，该波束形成器的求和输出是由该写控制器2802写入到下一个可用的帧存储区域，该区域通常是直接跟随着由“末帧”指针指向的存储区域。随着获得在每个新帧中的数据，该“首帧”和“末帧”指针也被更新，以使得该数据被写入到该缓冲器中的正确地址。当获取停止(冻结)时，那么该缓冲器包括最后N帧，同时该“首帧”指针示出了该缓冲器内最早的帧。
该信号处理模块2422访问该RF存储器缓冲器2420。它以显示帧频率每一次访问一个获取帧，来生成该显示估计数据。当系统正在扫描时，计时器向该信号处理模块发送需要一个显示帧的信号。此时，信号处理模块2422将会检测是否有新的获取的RF帧可用，若如此，将读取该数据并开始处理它。如果该获取率快于该显示率，所获取的帧将在处理和显示之前被大量毁损。在该系统被置于冻结状态之后，存储在存储器缓冲器的RF帧可以以任何期望的速率进行处理，最高达该原始获取速率。
信号处理模式
该波束形成器控制板2404在数据路径中包含了一个信号处理器2422，以减少在主CPU上的数据量和/或计算量。该处理器2422可以是，例如，一个带有足够数量的多工器和存储器的FPGA，或者是一个CPU，例如970PPC，或一个通用DSP。所执行的信号处理功能在波束形成器控制板2404上的信号处理模块2422和该主计算机单元(即主机)之间划分。它们包括后波束形成增益控制、B模式幅值检测和对数压缩、脉冲波多普勒谱估计、彩色血流杂波滤波器和频率/功率估计、异步信号处理或帧平均。在确定在何处进行处理时可以考虑的因素，包括所要求的处理速度、过程的复杂度、以及所要求的数据传输速率。
B模式信号处理
对于B模式成像，该信号处理模块2422执行可以包括线内插、检测和压缩的处理。
彩色血流成像(CFI)信号处理
在根据本发明的一个实施方案中，多普勒彩色血流成像结合了B模式成像，以使得B模式信号路径和多普勒彩色血流信号路径的共同块时分复用，从而一起提供两种处理。通常，在CFI总体之间以每个总体一线或两线的比率获取B模式线，该比率取决于B模式和CFI(通常使用B模式射线密度的一半)的相对射线密度，如本领域普通技术人员所知。
对于CFI，该信号处理模块2422执行的处理可以包括：总体缓冲；杂波滤波器；速率估计计算；功率估计计算以及变化估计计算。
在来自接收波束形成器的求和输出的I和Q波形已通过了杂波滤波器之后，该多普勒信号的多个参数被多普勒频率和功率估计器所估计，该估计器或在该主计算机中，或在波束形成器控制板上的CPU 2424中。为总体中每个样本深度估计的参数可以包括多普勒频率、多普勒功率、以及频率估计的变化。这些参数可用于一个决策矩阵，以确定频率估计是一个真正的多普勒频谱的估计，而不是一个噪音或杂波信号的估计的概率。彩色血流速度的估计是得自多普勒频率估计。所有的估计均得自对一种二维自相关法的使用，如本领域技术人员所知。
脉冲波多普勒信号处理
脉冲多普勒获取可以是或独自地双工模式，或三工模式。在双工模式，脉冲波多普勒传送脉冲与B模式传送脉冲交叠，使该B模式图像实时更新，同时获取脉冲波多普勒信号。交叠方法基于该所选的多普勒PRF。在B模式成像和脉冲多普勒处理之间共享的部件被时分复用以完成两种处理。
在三工模式，脉冲波多普勒与B模式和彩色血流成像结合。三工模式最简单的实施方式，是以一个通常导致B模式和CFI图像线的完整帧的固定序列对于B模式线或CFI线的时间交叠。在本实施方式中，用于脉冲多普勒和CFI的PRF与它们的普通单一操作模式相比被减半。
每个射线的I和Q样本被范围门控(range gated)(选定范围内的I或Q信号是与整个可用范围分开的，并被取平均数以获得单一的I、Q对)，以为多普勒样本空间选择感兴趣的区域。如果期望，该范围门控的长度可以被用户改变以覆盖一个深度范围。所产生的平均的I、Q对被送到一个谱处理器，也可以是声音处理器，该声音处理器将I、Q多普勒频率数据转换成两个声音输出流，一个用于朝向换能器流动(正向)，另一个用于背离换能器流动(反向)。
对于脉冲波多普勒成像，该信号处理模块2422执行了包括范围门控(数字集成)的处理。
M模式信号处理
对于M模式成像，信号处理模块2422执行包括检测和压缩的处理。
EKV信号处理
EKV是一种获取方法，其中通过使用用作时序事件的ECG(心电图)信号，生成超高帧率的图像(1000帧每秒以及更高)作为一种后处理操作。EKV成像可以用单元件机械扫描换能器实现，或用换能器阵列实现。EKV成像涉及了在一个时间周期之内，在该二维图像的每个线位置上在1000Hz或更高的PRF下超声线的获取。在每个线位置获取超声线的时间周期，被称作EKV时间周期，可以是例如1秒，1秒钟对于捕捉老鼠或其他小动物的几个心脏周期是足够长的。对每条超声线的获取涉及发射一个单发射脉冲，紧跟其后就是对返回超声数据的获取。例如，如果在二维图像中有250条线，则在该EKV数据集中总共获取250,000条超声线。该EKV图像的每一帧都通过将在心脏周期内同时获得的超声线进行组合来重构。
在一个实施方案中，该EKV数据集的获取序列可以是在该超声线位置保持静止的同时，在时间周期内获取超声线。例如，如果该时间周期是1秒，而该PRF是1kHz，1000条超声线将在第一超声线位置被获取。可以累加该线位置，并重复该过程。以此方法，在该二维图像中的所有250条线的EKV数据将均被获取。这种序列方法的缺点是，完成整个EKV数据集的所需时长可能相对较长。在此实施例中，该时间可以是250x1秒＝250秒。
在使用阵列的一个优选实施方案之中，该交叠方法允许降低完成该EKV数据集所需的时间长度。例如，如果该PRF是1KHz，则在脉冲间具有1ms的时段，在该时段期间可以获取别的线。可获得的超声线的数量是由该超声到组织中的最大深度的双向通过时间确定的，其中信号是从该组织中检测到的。例如，如果该双向通过时间是20微秒，那么在该PRF间隔期间，在不同的线位置的50条超声线可以交叠。如果我们把线位置标记为L1，L2...L50，一个示例性的交叠方法可以如下实施：
  时间   获取的超声线位置
  0微秒   L1
  20微秒   L2
  40微秒   L3
  ...   ...
  980微秒   L50
  1000微秒   L1
  1020微秒   L2
  1040微秒   L3
  ...   ...
  1980微秒   L50
  2000微秒   L1
... ...
上面表格中的序列被重复直到该EKV时间周期消逝，在此时间存在由在从线1到线50的50个不同的线位置获得的1000条超声线组成的一块数据。然后对这块数据的获取以此方式重复，对于该二维图像中的下50条线，线51到线100，接下来是线101到线150的获取，等等，直到整个250线数据集完成。
250条线上的完整的数据集所需总时间被按一个等于交叠的线的数量的倍数减少，该倍数在这个实施例中为50。从而，所需时间总长应为5秒。
嵌入式CPU
在该波束形成器控制板2404上的该嵌入式CPU 2422，在一个实施方案中，是一个具有PCI接口2426和DDR存储器接口的32比特的嵌入式微处理器。该嵌入式CPU 2424的主要功能是数据传输控制。它控制从接收波束形成器FIFO 2418到该RF摄影缓冲器2420、从RF摄影缓冲器2420到信号处理模块2422、以及从信号处理模块2422到该主计算机的数据流。
该波束形成器控制和诊断学信息是映射到该目标PCI设备上的存储器，该存储器作为寄存器。该嵌入式CPU 2424将寄存器的位置解码并且通过适合的本地总线中继该信息。该本地总线可以是，PCI总线、定制并行总线(使用GPIO)、I2C串行总线、或UART串行总线，这些总线均在本领域为公知。
生理获取系统
该生理获取系统2430(或“老鼠获取系统”)对来自老鼠信息系统输入2438的模拟信号进行滤波并转换。这些信号可以包括受试者心电图、体温、呼吸和血压。在数据转换之后，该数据被通过本地总线传输到嵌入式CPU 2424存储器之中，然后通过PCI高速链路2410传输到该主CPU之上。
电源监控
该波束形成器控制板2404监控了该机架电源2432以及在每个电路板上生成的较低电压。例如，该机架电源2432可以向该底板提供+48V DC。在一个实施方案中，在每个信道板2406上的两个高压后调节器2436提供了该前端电子器件的发射部分。该波束形成器控制板2404监控这些调节器，以防过电流和过电压的情况。
底板
底板2408被安装到器件电子卡笼。在一个实施方案中，它具有盲配边缘连接器以允许每个板插入，尽管别的连接方案也在本发明的范围内有所预期。该底板提供了板间互联，以及用于卡笼之外的信号的输入/输出连接器。在一个实施方案中，底板的尺寸是8U高84HP宽，从而可以适用于一个8Ux19”装在架上用的VME类型(rackmountVME-style)卡笼。在一个实施方案中，卡笼深度可以是280mm。
系统软件
系统软件2330的一个实施方案的概览图在图29中示出。一般而言，系统软件2330在一个处理器平台上运作，例如，在一个运行Windows XP操作系统的Intel处理器平台上。本系统的一个实施方案中的处理器平台由计算机单元2310所提供，如本说明书中前文所述。替代地，系统软件2330可以被装载在一个用于回顾研究的孤立的工作站上。该工作站不包括波束形成器硬件，也不具有获取新数据的换能器。它可以回顾先前获得的研究数据并执行一个有限的处理功能的集合。例如，用户可以增加测量、在不同的帧率回放、或改变该彩色图。
图30是一个主要软件应用的实施方案，其可以被用于实现本发明的一个或多个方面。如图30中所示，系统软件3000可以在该系统上电的时候装载，且可以为系统操作者提供一个界面。
确定部件的整体结构的框架3018可被用于产生一个可被计算机单元2310的处理平台的操作系统执行且与该操作系统接口的应用程序。例如，框架3018可以产生一个Windows应用程序，且与该Windows操作系统接口。
应用控制器3020的软件部件可以是用于系统软件3000的状态机。它可以控制在操作者、系统软件3000和前端2308之间的交互。
该应用视图3022软件部件可以提供一个基础，以基于如本文先前所述的应用控制器3020的软件部件中的状态机来支持系统软件3000的显示。
研究部件3002可以允许该操作员执行研究，回顾研究数据，编辑内容并导入或导出研究数据。如此处前文所述，可以有多种由该系统支持的用于获取数据的操作模式，且可被该系统软件3000的模式3004软件部件所管理。所支持的模式可以包括，例如B模式、3D模式、M模式、脉冲波多普勒模式、彩色血流多普勒模式等等。每个模式具有可调整的参数、摄影循环获取、以及主成像显示区域，它们可以被该模式3004软件部件所管理。某些模式可以同步工作，例如，脉冲波多普勒模式和B模式。
波束形成器控制器3024软件部件可以基于在系统软件3000中的设置为该前端生成成像参数。
该用户数据管理器3006软件部件可以维持关于系统如何配置的用户偏好。
测量3026软件部件可以允许该操作者在模式数据上做出测量和注释。
计算3028软件部件可以允许操作者在测量上执行计算。
通用层3008软件部件包括了在整个应用中公用的应用程序以及第三方库。
该硬件层3012软件部件被用于通过该PCI高速总线与该波束形成器硬件连接，如此处前文所述。
该生理3030软件部件可以被用于通过硬件层3012控制该生理数据收集，如前所述。
该数据层3010可以包括一个操作所需的各个不同集合的参数的数据库。该参数可以根据当前用户配置和操作模式来设置。
消息日志3014和工程配置3016可以被用于诊断汇报和故障检修。
换能器选择板
回到图24，可见在根据本发明的本实施方案中，该系统可以在推车前具有一个换能器连接器2438，在切换换能器的时候该用户可以物理地拔出第一换能器并插入另一个换能器。在一个实施方案中，这可能是一个360引脚换能器连接器2438。在另一个实施方案中，也可以使用在前面板上具有两个换能器连接器的换能器选择板，该换能器选择板允许在换能器之间的切换而不需要物理地处理换能器。
实施例2
该高频超声成像系统的另一个示例性实施方案包含了一个模块化、基于软件的架构，在下文描述并在图31中示出该架构。
图31的实施方案包含四个模块：一个波束形成器模块3102；一个射频缓冲器存储器3104；一个信号处理模块3106；和一个系统CPU3108；所述四个模块对于该示例性系统是一个处理单元的一部分。该波束形成器模块3102包含了用于发射脉冲和从该换能器接收脉冲的电路，以及用于波束形成的时延处理的电路。该波束形成器模块3102的输出可以为求和的射频数据，或者可选的下变频的来自正交取样技术的I和Q数据。波束形成器模块3102的输出可以被写到一个大型射频缓冲器存储器3104中，如在本说明书中所述。
该CPU/信号处理模块3106负责为图像形成或多普勒检测来处理来自波束形成器3102的射频数据。该信号处理模块3106可以包括一个CPU模块，利用在专用计算环境中执行的软件的形式来实现处理任务。可选地，信号处理模块3106可以被实现为硬件中或专用处理器上执行的软件中的某些信号处理功能，在这种情况下一个附加的信号处理模块可以被实现为到该系统CPU 3108的插件卡。
如果为该信号处理模块3106选择了一个专用硬件解决方案，该专用硬件解决方案可以用高性能CPU来实现。可选地，该专用硬件解决方案可以用数字信号处理芯片(DSP)来实现。如本领域所公知，可以使用的一种型号的DSP属于浮点类，且可以被该主CPU控制，也“被数据驱动”。
该系统CPU 3108可以既作为用户接口/控制系统也作为信号/图像处理子系统。系统控制信息可以用存储器映射的I/O来分配，其中模块接口到该CPU模块的外部总线。可选地，该系统CPU 3108可以物理地从该波束形成器模块3102分离，也可以通过PCI高速电缆(或等价物)3110连接。一种示例性的PCI高速电缆3110是支持最高达1GB/秒的传输和三米长度的电缆。在不同模块中存在的某些或所有存储器可以被映射到该CPU 3108的存储空间，允许访问参数和数据。
在该示例性的架构中的系统CPU 3108可以执行多个实时处理任务，包括了信号处理、扫描转换和显示处理。这些任务可以以不需“硬”实时操作系统的方式管理，在安排处理例程中允许预期的系统延迟。此外，系统CPU 3108可以负责管理到该系统的用户接口，并且响应于用户动作为其它模块提供安装和控制功能。CPU的主板和操作系统可以支持带有对高速系统总线的快速访问以及接近于实时的任务管理的多个CPU。
发射波束形成器
该示例性系统的波束形成器模块3102包括一个发射波束形成器。该发射波束形成器可以提供的功能可以包括，例如，通过阵列元件的一个子集选择进行孔控制，为启动发射脉冲的时延时序，发射波形生成以及发射变迹控制。对于本示例性实施方案，使用了一个换能器阵列3112。在一个实施方案中，该换能器阵列3112包括最高达256个元件。为消除从发射器脉冲驱动器到换能器元件的高压切换，该波束形成器模块3102的发射波束形成器部件可以包括多个发射器，其数量等于换能器阵列元件的数量。例如，在一个具有256个元件的示例性阵列换能器中，该发射波束形成器可以包含256个发射器。可选地，该发射波束形成器可以包含少于256个发射器，并用高压切换方法将一个单独的发射器连接到特定的元件。高压多工器被用于从256元件阵列中选择元件的一个线性子集。
可选地，该波束形成器模块3102的发射波束形成器部件可以为该示例性阵列的全部256个元件包含高压脉冲驱动器，以及一个切换机制，其将一个发射波形生成器子集连接到适当的驱动器/阵列元件。这个可选的实施方案使用256个发射/接收开关，用低压多路复用来保护该接收器输入，来为该接收孔选择该阵列元件子集。该低压多路复用可以可选地与该发射/接收开关合并，且在某些情况下与高压多路复用方案相比具有更少的接收信号衰减和较快的切换。
1/16波长的发射时延可以被使用，并提供该发射波束中的适当聚焦且减少旁瓣。对于理想的导向和聚焦控制，该最大时延时间，当以波长测量时，可以是最大发射孔的0.7倍。例如，带有128个发射器和1.5波长的阵列间隔，该最大发射孔是192波长。在20MHz中心频率，最大发射时延时间可以是至少6.72微秒。
对于1/16波长精确度，感兴趣的最高中心频率指定了时延分辨率。在50MHz，这就给出了时延精确度1.25纳秒，其使用了800MHz时钟和13比特计数器的等价物以达到最大时延时间6.72微秒。可选地，可以使用200MHz的四相位时钟而不是高频时钟。这就允许通过选择该200MHz时钟的四个相位之一来选择一个特定的发射时延，作为对11比特计数器的输入，其在时延时间预装载至该200MHz时钟的数值中。
该波束形成器模块3102的发射波束形成器部件还包括了一个双极性发射脉冲器。这种类型的脉冲驱动器通常以三个参数来说明：T1，其是一个发射频率(半周期持续时间)；T2，其是时间半周期(无论是正向或反向的半周期脉冲的持续时间)；和T3，其是一个脉冲持续时间(总发射中的半周期脉冲的数量)。这些持续时间显示在图32中。
该半周期脉冲持续时间，T2的控制，允许对正弦波驱动的更接近的估计，带有改进的换能器输出。它也可以被用来获取该传输脉冲电源较为粗糙的变迹，只要提供对持续时间足够好的控制。
发射变迹可以用来减少发射波束中的假波瓣，可以是旁瓣或栅瓣。发射孔的变迹导致减少的功率输出和更差的横向分辨率，所以并非总是希望的。通常，例如仅为几个等级的功率输出提供的小量的变迹能力，足以获得在假波瓣减少和横向分辨率之间的良好折衷。上述的用于发射波形生成的脉冲宽度调制方案，是提供有限发射变迹的一种可能的方案。另一种方法能为脉冲驱动器提供不止一级，却可能是四级或更多级的高压，每个脉冲驱动器带有一种选择这些级之一的装置。
接收波束形成器
该波束形成器模块3102也包括一个接收波束形成器部件。几个不同的接收波束形成实施方式可以用在该示例性系统中。下文讨论的数字化方法，对于接收孔中的每个元件具有至少一个A/D转换器。在该示例性实施方案中，该A/D转换器的比特深度是10比特，其在-50dB信号水平给出了期望的波束形成准确度。该A/D动态范围被选中以减少假波瓣，从而如期望地提供了对比度分辨率。如适合，可以使用8比特A/D转换器。该示例性系统的实施方案使用64个接收信道，结合使用合成孔，来为不需要最大帧率的应用实现一个128信道接收孔。数字接收波束形成实施方式的一种可选的方法，是以一个至少两倍于该信号中最高频率的频率(通常称为奈奎斯特率)从该单独元件对该超声信号取样。例如，一个50MHz，100％带宽换能器，其奈奎斯特取样率是150MHz或更高。
带宽取样
用于该波束形成器模块3102的接收波束形成器部件的另一个可选的取样方法是带宽取样。取样理论，如本领域技术人员所知，规定了如果连续函数仅仅包括了一个带宽内的频率，B Hz，其完全由其在间隔小于1/(2*B)秒的一系列点的值所确定。对带限信号进行取样，导致了该信号谱的多个复制以与该取样谱的固定关系出现。假设这些复制的谱不会交叠，就可能从待取样数据中重构原始信号。例如，考虑一个最大带宽20MHz的信号，中心30MHz，而在40MHz的频率取样。在这种情况下，该谱被复制，如图32所示，该原始谱在该频谱的0-20MHz部分被复制(其也反映了该fs/2频率，但是这可以在后继的信号处理中解决)，其中该40MHz取样率足以保留该信号中的所有信息。
图33示出了30MHz信号谱的带宽取样，其可以被利用在该波束形成器模块3102的接收波束形成器部件的实施方案中。用普通奈奎斯特取样对图33中的信号谱取样，要求80MHz或更高的取样率。如上所述，使用在该波长的3/4的带宽取样，最高达60MHz的换能器中心频率可以用80兆样本每秒(MSPS)的10比特模数转换器来管理，该模数转换器在本领域为公知，且可从多个提供商处获得。在上面给出的实施例中，该信号谱在20MHz带宽区域(中心频率的66.7％)之外没有频率成分。在实践中，换能器的频谱往往有裙部，其可以延伸超越66.7％带宽区域，造成混叠的谱和不准确的信号重构。这些裙部可以通过在该模数转换器之前使用带通抗混叠滤波器来处理，其将功率保持在期望水平例如延伸超过带宽限制5-10％的该谱的裙部之中。
正交取样
另一种形式的带宽取样，称为正交取样，可以选择性地用在波束形成器模块3102的接收波束形成器部件的实施方案中。在此取样方法中，在关于中心频率的90°相位处取样两个样本。这些样本可在一个区间重复，该区间与该信号带宽保持一致。例如，如果在每一个周期的中心频率取样正交样本，该取样率就支持100％的带宽的信号。正交取样所产生的样本对，不是真正的互补配对，由于样本是在不同时间取样，但它们是分析波形的真实样本，而通过对时间上的同一点的两个I和Q取样的波形的样本进行内插，可以找到并发的正交样本。正交取样可以如下实施，以一高取样率的转换器在4倍中心频率取样，或以两个均在中心频率工作的低频率转换器取样但却用相对于该中心频率在相位上差90°的时钟。
奈奎斯特取样
可选地，另一种形式的取样可用于接收波束形成器。这种形式的取样是结合了带宽取样的奈奎斯特取样。正常奈奎斯特取样是用于较低的换能器中心频率，而带宽取样用于更高的频率。在商业上可用的具有最大取样率105MSPS的10比特模数转换器是可以获得的。在此取样率能力下，一个具有100％带宽的30MHz中心频率的换能器可以在奈奎斯特率被充分取样。在40MHz，奈奎斯特取样可以用于具有最高达约60％的带宽的换能器，因而对于此中心频率或更高，带宽取样可被使用。如果这些较高的取样率被使用，波束形成器的处理电路，也可适应更高的时钟频率和增加的存储需求。
正交取样的一个变型，可以用来为那些可从中获益的应用(例如，谐波成像)提供更高的带宽波束形成的能力。在此方法中，对于每一个周期的中心频率，可以获得两个正交的样本对。例如，考虑到对一个信号的取样，该信号具有中心频率30MHz和超出了100％的带宽的显著谱内容，以使得该频谱延伸到低于15MHz和/或大于45MHz的频率。每条信道的两个模数转换器可以被用来在那个信道获取射频信号，每次取样都周期性地位于两倍中心频率，60MHz。该第二模数转换器的取样时钟，相对于该第一A/D转换器的取样时钟，被时延了该30MHz中心频率的周期的1/4。每个由该模数转换器获取的第二取样将被乘以-1。源自该第一A/D转换器的取样流将会成为下变频的正交(Q)取样流，而源自该第二A/D转换器的变成了下变频相内(I)取样流。接收波束形成所需的精密时延可以通过对正交样本的内插来实现。此方法允许在200％中心频率带宽上对射频信号进行准确取样。
在一种替代性的提供更高的带宽波束形成能力的方法中，每个接收信道需要一A/D转换器，波束形成器的射频输出可以用两个获取脉冲形成，类似于合成孔方法。例如，考虑带有100％带宽的30MHz信号频谱，以使得该-6dB频谱从15MHz延伸到45MHz。在这种情况下，信号可以在60MHz的取样率取样，且所有其它样本的标记均翻转，以提供一种下变频的取样流，其可以被作为正交下变频转换方案的Q信道。在下一个获取动作，该取样时钟被时延了30MHz周期的1/4，(在替换取样的信号翻转之后)提供了I正交波形。这两个正交波形被时间相移，且在波束形成之后被合并，以重构射频信号，该射频信号对于30MHz中心频率的200％带宽是准确的。这足以从具有100％带宽的超声换能器捕捉所有信息。相对于单脉冲射线获取，该帧率下降了一半。更高的帧率可以通过减少成像线的数量来在感兴趣区域上达到。
在图31的示例性实施方案中，接收波束形成器时延实施方式通过使用内插方法执行。在此波束形成方法中，A/D转换器均同时取样，在一个恒定的取样率(使用带宽或正交取样)。用于导向和动态聚焦的时延以两步实施：1)粗时延阶段，其以一个完整的样本数目时钟周期实现时延，和2)内插滤波器，其将位于粗样本之间的时间位置内插1/16波长。粗时延阶段执行可编程的移位寄存器的功能，该移位寄存器最大长度相当于取样期中的理想的最高时延。这两个阶段的次序如需要可以扭转，这取决于具体实施方式的考虑。
带宽取样内插可以用下列实施例描述。对于一个使用带宽取样的示例性30MHz阵列，在所有A/D转换器上的取样率可以被设置为40MHz，提供了66.7％带宽。用128个接收信道，最大时延期望为大约10微秒，从而实施方式使用大约400个阶段的可编程移位寄存器。在40MHz，可编程内插器只需要计算在相邻的40MHz取样中相等间距的十一个中间取样值之一(对于1/16波长精确度)。内插器可以为提供准确的信号重构而为带宽取样特定地设计。取样可以取自所有信道的内插器的输出，并对之求和来为期望的波束形成方向产生取样射频波形。
用于在带宽取样数据点之间内插的信号重构过程，对于上述的实施例30MHz阵列被简化。在此情况下，每个奇数取样可以被取为该信号(带有替换标记)的正交基带表示的Q成分，而偶数取样可以被认为是I成分的取样。一个简单带限内插器可以被用于在合适的中间时间点找到I和Q信号值，该信号值然后可以被合并以重构该射频值。若期望，所有带宽取样数据点也可以被该内插滤波器下变频，导致一个基带正交取样波束形成器输出，其可以简化下游信号处理。
正交取样内插可以用下面的实施例来描述。在该实施例中，每个信道的输入信号被假定为正交取样，在该换能器中心频率的每个周期的一个正交对，提供了围绕该中心频率的100％的输入带宽。该对中的两个取样是相对于该中心频率有90度相位差而取的，其提供了Q和I基带信号的真实取样，但波形却是在不同的时间点取样的。在Q和I数据可以被合并之前，这个取样偏移是用内插滤波器修正的。用于修正取样偏移的内插可以可选地纳入用于波束形成的内插滤波器中。
由于所提出的正交取样方法生成了基带I和Q信号，内插滤波器就在这些信号上而不是在射频波形上工作。对所有信道的取样是同时获取的，其导致相对于一个所有信道共同的射频波形而带有同一相位的I和Q波形。这等同于在所有信道上使用混频器以获取I或Q信号，其中用于混频器的载波频率均具有相同相位。然而可以通过调节每个信道上的载波相位以匹配时延回波波形的相位，来提供对来自不同信道的I和Q取样的正确的求和。这相当于根据相对于该射频中心频率周期的0度相位的内插点，内插I、Q取样的相位旋转。该旋转也可以被纳入FIR内插滤波器的系数中，以产生来自每个信道的可被相干求和的修正的I和Q输出。
作为举例正交取样内插波束形成方法的一种方式，可以先考虑一种较简单的概念性模型，而不是实际的实施方式。在这个模型下，内插将会实施到该中心频率周期上的16个分离的点，为波束形成提供了1/16波长精确度。这个等级的精确度已被表明不足以提供波束谱的明显降级。考虑一个如图34所示的正交取样的波形，该信号是一个频率0.9倍于该取样频率(在本例子中，例如，是1Hz)的正弦波。Q取样被示为“o”3402，而I取样被示为“x”3404。如图所示，Q和I取样是变化慢得多的波形的取样，其表示了该基带Q和I波形。该内插滤波器在这些波形上工作，以为该取样频率的每个周期计算16个内插点。
参见图34，其示出了在0.9倍于该取样频率的正交取样正弦波。选择内插点以使得实际取样值不落入内插点上。这表明了该内插滤波器中固有的滤波器函数被应用到所有点。选择内插点以使得实际的取样点不会落在内插点之上。该16个内插点关于Q和I取样点的位置在图34A中示出。
通常，一个四点FIR滤波器对于准确的内插是足够的。为了对点0-3内插，在Q和I取样点之间，可以使用八个取样的窗口，如图34B所示。
为了对点4-15内插，该窗口被向前移动一个取样，如图34C所示。
使用这些窗口，可以为每个内插位置计算八个系数的一个集合，当乘以窗口中取样值时，生成内插I和Q值。在第一个窗口的情况，内插I值将是偶数号码(0，2，4，6)的乘积的和，而Q值将是奇数号码(1，3，5，7)的乘积的和。在第二个窗口的情况，I和Q值将被反转。
图35是为图34中的实施例正弦波给出的在图34中正弦波之上的内插值。在本图中，内插点被作为虚线示出，且在第四个取样点之后开始，其是第一个可以应用窗口的位置(在此情况下是窗口#2)。
图36示出了用于获取来自一个线性阵列的回波信息的单一射线的数据集，包括了在一个深度范围内来自每个换能器元件的正交取样信号。该数据集可以被认为是一个沿一轴具有深度3602而沿另一轴具有信道号码3604的阵列。为了从上述数据集沿该射线重构一个单范围点，一个八取样窗口被置于每个信道的数据行里的适当的取样号码处，该号码相应于深度，而该16个内插点之一被选择，该内插点提供了所需的确切时延。图36所述，沿着抛物线弧3606安置了多个信道窗口，该抛物线弧相应于重构该范围点所需的聚焦曲率。然后用于该范围点的波束形成参数被通过为该孔内包括的每个信道提供一个启动样本数和内插数来定义。
在将适合的内插滤波器应用到上面所示的每个信道数据之后，且I和Q样本为每个相应于该范围点的适当的时延的信道获取。如本说明书中前文所述，这些I和Q取样对不能简单地求和以获得一个波束形成的I，Q对，因为来自每个信道的I，Q样本的相位是不同的。在来自每个信道的I，Q对可被求和之前，每个信道的I，Q对都被相位旋转，以对应于和时延时间实现相同的相位。例如，如果两个信道正在接收回波返回，其中对于范围点的路径长度差恰相应于回波频率的波长的1/2，而这些回波返回由我们的正交取样方案在同时取样，那么样本将落在射频信号的不同的点上，且产生的I，Q波形将相差180度相位。这种情况在图37A和图37B中示出，其中在这两个信道上波形上的重构点被垂直线所示出。当位于来自这两个信道的波形的重构点处的I和Q值在波束形成器中被求和时，它们应当构造性地相加，然而，显然这些值迥然不同，也将不会构造性地相加。为了将I和Q这两个值求和，必须首先执行矢量旋转。旋转值是通过确定该重构点从取样周期起点算起的距离来计算的，其有效地为内插点数乘以1/16波长(为精确而言，加上该周期的1/32)。这个距离可以被转换到一个角度，通过以整个周期做分母并乘以2*pi。该旋转公式在下面给出：
(1)Qr＝I*sin(角度)+Q*cos(角度)
(2)Ir＝I*cos(角度)-Q*sin(角度)
使用在内插I和Q样本上的这些旋转公式，允许旋转的I和Q被相干地求和。I和Q样本的旋转可以被纳入用于内插的8个系数之中。例如，当使用该第一内插窗口的时候，其中偶数样本是I样本，在公式(1)中的sin(角度)，如上，可以被每个I系数相乘，而cos(角度)信号。该数据集可以被认为是一个沿一轴具有深度3602而沿另一轴具有信道号码3604的阵列。为了从上述数据集沿该射线重构一个单范围点，一个八取样窗口被置于每个信道的数据行里的适当的取样号码处，该号码相应于深度，而该16个内插点之一被选择，该内插点提供了所需的确切时延。图36所述，沿着抛物线弧3606安置了多个信道窗口，该抛物线弧相应于重构该范围点所需的聚焦曲率。然后用于该范围点的波束形成参数被通过为该孔内包括的每个信道提供一个启动样本数和内插数来定义。
在将适合的内插滤波器应用到上面所示的每个信道数据之后，且I和Q样本为每个相应于该范围点的适当的时延的信道获取。如本说明书中前文所述，这些I和Q取样对不能简单地求和以获得一个波束形成的I，Q对，因为来自每个信道的I，Q样本的相位是不同的。在来自每个信道的I，Q对可被求和之前，每个信道的I，Q对都被相位旋转，以对应于和时延时间实现相同的相位。例如，如果两个信道正在接收回波返回，其中对于范围点的路径长度差恰相应于回波频率的波长的1/2，而这些回波返回由我们的正交取样方案在同时取样，那么样本将落在射频信号的不同的点上，且产生的I，Q波形将相差180度相位。这种情况在图37A和图37B中示出，其中在这两个信道上波形上的重构点被垂直线所示出。当位于来自这两个信道的波形的重构点处的I和Q值在波束形成器中被求和时，它们应当构造性地相加，然而，显然这些值迥然不同，也将不会构造性地相加。为了将I和Q这两个值求和，必须首先执行矢量旋转。旋转值是通过确定该重构点从取样周期起点算起的距离来计算的，其有效地为内插点数乘以1/16波长(为精确而言，加上该周期的1/32)。这个距离可以被转换到一个角度，通过以整个周期做分母并乘以2*pi。该旋转公式在下面给出：
(1)Qr＝I*sin(角度)+Q*cos(角度)
(2)Ir＝I*cos(角度)-Q*sin(角度)
使用在内插I和Q样本上的这些旋转公式，允许旋转的I和Q被相干地求和。I和Q样本的旋转可以被纳入用于内插的8个系数之中。例如，当使用该第一内插窗口的时候，其中偶数样本是I样本，在公式(1)中的sin(角度)，如上，可以被每个I系数相乘，而cos(角度)这个量可以被每个Q系数相乘。当所有乘积量被加到一起，产生的FIR滤波器即提供了该旋转Q值。类似地，另一个系数集合可以被用于计算该旋转I值。在此方案中，FIR滤波器在每个取样周期工作两次，使用不同的系数，以生成旋转Q和I值的输出流。这个输出流可以与来自其他信道的旋转Q和I值的流求和以产生该波束形成器输出，该输出在这种情况下是表示了下变频求和射频的交叠I，Q数据。可选地，Q和I值的内插可以用分离的FI R滤波器实现，每个都带有四个系数。在此方案中，该相位旋转在跟随着内插的一个阶段中实施。
为该中心频率的每个周期获取两个正交对的取样方案，也需要在对正交样本内插之后进行相位旋转。在这个方案中，每个信道的两个模数转换器可以用来在那个信道获取射频信号，每个取样都周期性地两倍于中心频率获取。第二模数转换器的取样时钟被相对于该第一模数转换器的取样时钟时延该中心频率的周期的1/4。由该模式转换器获得的每个第二样本均被乘以-1。内插值可以为在该中心频率周期之上16个分离的点计算，或为在该取样时钟周期之上8个点计算。内插点可以在跨越两个取样时钟周期之上计算，可以是0个到15个。所需相位旋转的值是内插点号码乘以2*pi/16。例如，在奇数号码的取样时钟周期开始之后，当内插点位于取样时钟周期的1/8，相位旋转的值将为2*pi/16。在偶数号码的取样时钟周期开始之后，当该内插点位于取样时钟周期的1/8，相位旋转的值将为2*pi*(9/16)。该内插点可以被相移该中心频率的1/32，以使得实际的取样值不会落在内插点之上，以保证内插滤波器内在的滤波器函数应用到所有点。在该相位旋转之后，该值可以被求和以提供该波束形成器输出。来自正交波束形成器的该接收信号的输出的包络的幅值，可以由计算该I和Q样本的平方和的平方根来确定；然后一个压缩曲线可以被应用到该包络幅度值。多普勒处理可以直接地使用该求和的I和Q样本流，以获得多普勒频率估计和/或计算FFT谱数据。
下文描述了一个可能的在正交样本上工作的内插滤波器的实施方式。在一个实施方案中，该内插滤波器和控制逻辑可以利用一个FPGA设备实现。如上文参考图31所述，接收波束形成器时延实施方式可以使用内插方法来执行。图25中示出了一个时延实施方式的高等级图表。该图表示出了模数转换之后用于一个单个波束形成器信道的功能。两个模数转换器的输出以一个恒定的两倍于该中心频率的频率，被多路复用到一个单独的样本流之中。对于10比特模数转换器，我们有一系列来自模数转换器的10比特样本，第一样本被指定为Q样本，跟随着该正交对的I样本。这个样本流是图25中所示的双端口RAM 2502的输入。
在获取线的开始，在该双端口RAM中的一个写指针2504和一个读指针2506被重置到该RAM 2502的顶部。随着每个新样本进入，该样本在写指针2504的地址被写到该RAM 2502中，该写指针2504然后前进到下一个相继的位置。当写指针2504到达RAM 2502的末尾时，为了下一个写操作，它绕回到该RAM 2502的开始。双端口RAM 2502足够大，以存储该获取线所需的导向和聚焦要求的最大时延。
该双端口RAM 2502的输入侧，由于每个新样本的写入和写指针2504随后的累加，不需要信道独立控制机制，因为所有信道可以将它们的输入数据精确地在相同的时间写到同一地址。该双端口RAM 2502的输出侧使用独立信道控制。图26示出了一个机制，用于实现单信道所需的控制信号。在图26中的实施方案，一个控制RAM 2602的地址是以输入取样时钟频率(两倍于中心频率Fc)累加。然后RAM 2602提供一个寄存输出2604，其中每个比特提供了独立控制信号。
回到图25，其示出并描述了接收时延如何在根据本发明的一个实施方案中得以实施。对于从一个位于沿接收孔的中心线的点返回的回波，该回波首先出现在来自最靠近孔中心的一个或多个元件的信号，然后在迟些时候出现在来自该孔的外部部分的元件的信号。这意味着为了校准来自该孔的中心和边缘的信号中的回波，该中心信号可以在它们可与来自外边缘的信号求和之前被时延一段时期。在双端口RAM2502实施例，较长的时延是通过使该读指针2506进一步落后于写指针2504来做到的。因此，该孔中的中心信道将在读指针2506和写指针2504之间具有最大的差，而外围信道将具有最小的差。
对于动态聚焦，该聚焦点沿该接收线以声速的一半向外移动，以使得该聚焦点总是位于回波被接收位置。对于一个恒定的孔，随着聚焦点在一定范围内的外移，在该孔的中心和外围信道之间的时延降低。由于动态孔，或恒定f数(也即，聚焦长度除以孔尺寸)操作，在内部信道和外部信道之间的时延增加，直到达到最大孔为止，然后该时延降低。
以双端口RAM时延方案，使用动态孔和动态聚焦，产生了双端口RAM指针2504、2506的下列操作：中心信道被以最大时延值时延(完整孔的时延)，通过使得写指针2504先于读指针2506前移直到达到该时延为止。在这一点，读指针2506被以与写指针2504相同的频率前移。外部信道的初始时延，是通过让写指针2504以适当的额度先于该读指针2506前移来设置的。该初始时延偏移可以少于该中心信道的读指针2506和写指针2504的偏移。在这一点，读指针2506被以与该写指针2504相同的频率前移，直到该信道在孔中被激活。
在信道在该孔中被激活之后，该信道的时延逐渐随着时间增加以接近中心信道的时延。这点是通过当该写指针2504移动的时候偶尔不将该读指针2504前移来达到的。这随着时间逐渐增加了在读指针2506和写指针2504之间的偏移。
上述操作可以仅仅以两个二进制的状态控制信号来进行，如图26A中所示。该第一信号是一个读指针前进使能(RPE)2600，其允许该读指针2506与写指针2504同时前进。当该信号在Fc*2取样时钟时为真时，该写指针就在将数据写到双端口RAM 2502之后前进，且该读指针2506同时前进。当该信号为假的时候，该写指针2504跟随着写操作而前进，但读指针2502保持原样。RPE控制信号2606、2606a不仅是用来设置信道的初始时延，也用来实施动态聚焦粗时延。
第二控制信号(CE)2608、2608a仅仅指定了该信道的输出何时为活动，因此它参加了所有活动信道的求和。这可以通过控制着该内插器的最终输出寄存器的“清除”输入的CE信号2608、2608a来完成。根据何时该元件敏感部分允许其接收具有少于某些门限值的衰减的返回回波，激活该孔中的一个信道。这个时间必须与由第一控制信号实现的初始时延时间保持一致。应注意到，该CE信号2608根据从获取线的开始的正交样本的数量，指定了信道变为活动的时间。这是因为，当信道首先参加了信道的求和时，其必定贡献一个正交对。在Fc*2的取样时钟的情况下，对于每个正交样本对都有两个时钟。
图26示出了控制信号，因为他们可能为中心元件(2606和2608)而出现，以及在完整孔的外边缘的元件(2606a和2608a)而出现。然而，对于偶数数量的信道/元件，没有实际的中心元件，因为该孔的中心落入两个元件之间。
对于该中心信道，对于所需最大时延时间，RPE 2606被保持为低。这允许了当读指针2506保持固定不动的时候，该写指针2504前移。在达到该时延时间之后，RPE 2606被设为高(真)，以允许该读指针2506以与写指针2504相同的频率前进。由于对中心信道不要求有动态聚焦，RPE 2606在该获取线的其余部分保持为高。在达到该时延时间之后不久，中心信道CE信号2608将该信道激活。该偏移是允许用于该内插滤波器的移位寄存器和寄存器被充满。然后CE信号2608将在输出寄存器上的清除信号移去，以使得该信道的数据可以进入求和总线。
对于外部的信道，RPE 2606a仅仅在一段短时间内被保持为低，因为它的初始时延大大低于中心信道。然后RPE 2606a被设为高，允许此时延被维持直到该信道被激活。在那段时间，RPE信号2606a偶尔在单个时钟周期被设为低，以实现动态聚焦部分。当该信道可以用于求和的时候，该CE信号2608a将输出寄存器上的清除信号移去。
回到图25，内插滤波器提供了波束形成的精密时延分辨率。中心频率的每个波长有16个内插点，提供了λ的1/16的时延分辨率。对于每个内插点，两个八点FIR滤波器被应用，一个用于生成分析信号I样本，另一个被用于生成Q样本。这意味着内插滤波器在中心频率的每个周期工作两次，或在该样本时钟(Sample Clk)(Fc*2)频率工作。该I和Q样本被接连地输出到该输出寄存器，如果该输出寄存器被使能，则将样本馈入求和总线。
用于该内插滤波器的输入来自双端口RAM 2502的读地址，其通常对于每个Sample Clk(Fc*2)前进一个样本(I或Q)。当对该双端口RAM 2502执行读的时候，该样本被输入一个八样本移位寄存器2508，该寄存器保持了读取的最近的8个样本。如果未对该双端口RAM2502的读操作使能(RPE为低)，则没有数据进入移位寄存器2508，且该读指针2506未前进。该移位寄存器2508仍然保持最近8个取样，当读指针2506不前进的时候没有样本被丢失；只是该读指针2506更远地落后于该写指针。
每两个取样时钟周期，在移位寄存器2508中的样本都被并行地传输到内插滤波器乘法器2510的输入。在那里，它们为生成I和Q输出的两个相乘/累加操作保持。当没有发生动态聚焦的时候，对于每个中心频率周期，移动到该乘法器的样本在时间上前移两个样本。该滤波器为该中心频率的每个周期输出I和Q取样。由于动态聚焦，有时该双端口RAM的读周期被禁用，且移动到该乘法器输入的样本被仅前移一个样本。这允许了该内插点在时间上前移一段，小于该中心频率的完整周期的一段。由于在外部信道的动态聚焦，该内插点在时间上逐渐往回移动，朝向和中心信道相同的时间。
该内插滤波器所用的系数被存储在一个小型RAM 2512中，其可以被该系统CPU所装载。该RAM 2512可以保持32个系数集，16个用于I内插点，16个用于Q内插点。系数是被五条地址线所选择的，其中四条是来自控制RAM 2602的控制线。在每个不同的取样时钟(Fc*2)，这四条线必须提供一个新的地址。另一条线选择了用于所选内插点的该I或Q系数集，且可以与该滤波器的工作连接，为该中心频率的每个周期提供了一个I和Q样本。最后，用于内插滤波器的输出寄存器2514在输出样本进入求和总线之前将他们保持。该寄存器的清除输入是由该CE控制线所控制的。这允许了禁止一条信道对该求和总线起作用，直到内插输出有效为止。
另一种实现内插滤波器的方式，相位旋转和动态变迹在图25B中示出。在本图中，所有位于上机箱2520的需要时钟的数字电路元件均以该接收频率时钟计时。所有位于下机箱2522的需要时钟的数字电路元件均以两倍于该接收频率时钟计时。来自模数转换器(ADC)2524、2526的输入I/Q数据被写到分离的FIFO 2528、2530之中。来自ADC2524、2526的样本输出可以经过一个偏移校正，在其中加上一个预定常数。来自ADC偏移校正级2524、2526的输出的样本被同时地存储到FIFO 2528、2530中，从而向FIFO中写入新的样本不需要单独的时间逻辑。所有信道享有同一个写使能信号。每个I或Q信道2528、2530的FIFO的读取侧，使用独立的读使能信号2532、2534，它们被由波束形成器控制器所生成的接收时延信号所控制。
每个FIFO的该读使能信号2532、2534的开始被多个接收时钟周期时延，这些接收时钟周期等于每条信道所需的初始粗时延值2536。如果该读使能信号2532、2534在数据被写入该FIFO 2528、2530时为低，则该FIFO的读出将被延缓，且粗时延2536会增加。当读使能信号2532、2534变为高，所施加的该粗时延2536保持恒定。为了校准来自孔中心和外边缘的信号中的回波，中心信号将被时延一段时间，直到它们可以与来自外边缘的信号求和为止。用于该取样数据的时延值，在孔中心的值大于在外边缘的值。
动态接收聚焦需要一个控制信号DF 2538，其当该内插滤波器指数2540需要被改变的时候变为高。内插滤波器指数2540是一个以16为模的数，范围在0到15之间。当该内插点相移了1/16波长，内插滤波器指数2540将会减少。当内插滤波器指数2540从0到15减少，该FIFO读使能信号2532、2534将在一个时钟周期为低，以将粗时延2536增加1.
精密时延是通过内插实现的。在此实施例中，该内插滤波器被作为具有4个抽头2542、2544、2546和2548的心脏收缩FIR滤波器而实现。对于16个内插点，有16个系数集合。每个内插点具有4个系数，2550、2552、2554和2556。通过将I和Q样本交叠，并且在两倍于该接收时钟频率运行该滤波器，同样的内插滤波器既可用于I样本也可用于Q样本。不同的系数集合被用于该I和Q内插，因为由该ADC获得的I和Q样本是在不同时间点取样的，但却是在同一时间点内插。为了校正该取样偏移，用于Q样本的内插滤波器指数将被从I样本偏移4。在该内插滤波器中所使用的系数可以在I系数和Q系数之间轮替，通过切换RAM 2558的地址，该RAM存储了该系数。该内插滤波器指数是被用于系数的地址计数器2560表示的。当DF信号2538在一个时钟周期变为高，用于I和Q系数的地址计数器2560减少1。该内插滤波器2560的输出是I/Q交叠的。
内插信号被馈入图25B中所示的相位旋转阶段2564、2566。在该相位旋转电路中有两个乘法器/累加器元件。一个用于生成Qr＝I*sin(角度)+Q*cos(角度)2568，而另一个用于生成Ir＝I*cos(角度)-Q*sin(角度)2570。正弦和余弦系数被作为查找表2572、2574存储在RAM中。有16个正弦和余弦值的集合。正弦和余弦查找表(LUT)2572，2574的地址与内插滤波器系数2550、2552、2554和2556同时更新。相位旋转电路2564和2566也在两倍于中心频率工作。每个第二工作周期生成一对有效的Ir和Qr数据。
对于动态变迹，相位旋转2568、2570的输出被乘以一个因子，其在接收阶段动态地变化。同样，如果在一个信道中的多路复用因子被设为0，该信道将不会影响该孔。以此方式，达到了动态孔更新。I和Q取样被通过一个多工器(MUX)2572交叠到一个共用的乘法器，其减少了所需的乘法器资源。
带内插滤波器的多线波束形成
用于波束形成的内插滤波器的使用允许多线扫描。在多线扫描中，多条接收线在同一发射波束中被重构，如图38所示。该发射波束通常被用一个较大的场深度加宽，以覆盖将获取接收线的区域。
由于位于多线扫描中的相邻的接收扫描线只能在用于每条信道的单独时延中具有小的变化，该内插滤波器时延实施方式允许所有的线被同时处理。该方法也适用于带宽取样，其中内插滤波器可以在高于取样率的频率工作，如图39中所示的用于单独信道的内插滤波器方法的示例性概念实施方式。
在图39中，来自单独接收信道的A/D转换器的数字化样本被通过一个可变长度移位寄存器3902发送，以实现整数个样本的粗时延。该可变长度移位寄存器3902的输出然后被发送到一个第二移位寄存器3904，其中该独立移位阶段可以被访问。当第二个移位寄存器3904被充满时，内插滤波器可以在一个样本子集上工作，其如所示的实施例，是8个样本。该内插滤波器提供了1/16波长或更佳的分辨率的精密时延。在上述实施例中，内插滤波器在该滤波移位寄存器的单元4和5之间提供了一个内插样本。
对于3-1多线扫描，如图40所示，该内插滤波器对于每个样本移位被操作了三遍。在图40的实施例，该滤波器窗口对于第一接收线从标称位置向后偏移一个样本，以及对于第三接收线向前偏移一个样本。在现实中，用于相邻线的时延值中的样本差可能相差不足一个样本，要求所有线使用相同的滤波器窗口。用于每条线的滤波器窗口的位置是可编程的。在时延差大于一个样本的情况下，该滤波器移位寄存器可以被延伸，以允许窗口间更大的间隔。对于带宽取样，其中每个波长只有一个或两个样本，该滤波窗口将通常不需要被分离开多于一个样本周期。
如图40所示，滤波器操作的输出是被时间复用到一个单输出流中。这个流被和来自其他信道的影响值一起求和，以产生该波束形成器输出。注意对于3-1多线，该求和电路能在三倍于取样率的频率下工作。该波束形成器的求和输出可以被多路解复用，以为下游处理生成三条多线接收线。该下游处理能在一条射线的获取时间内处理三条线。
在上述示例性接收波束形成方法中，该输出是代表了沿着重构线的取样射频数据的样本的数字化数据流。该数据流是通过将来自参与了该接收活动孔的所有接收信道中的数据样本求和来获得的。该射频数据流可以被捕获在一个缓冲器中，该缓冲器带有足够的存储器以保持一整条射线。同样的缓冲器可以被用于合成孔获取，且随着该射频数据流出该求和电路，可与来自该接收孔的另一半的射频数据求和。
对于没有下变频的Nyquist或带宽取样方案，求和的射频数据流以原始射频流的形式流出该波束形成器。使用一堆互补的90度相位差滤波器，可以将这个数据流转换到一个不同的格式，该滤波器通常被称为希尔伯特变换滤波器。这些滤波器有效地带通了该射频信号，且同时将其下变频到基带正交数据流中。这些基带I和Q数据流可以被合并以提供用于2D成像的回波幅值数据，或者为多普勒血流检测进一步处理。该希尔伯特变换滤波器也可以被用于选择性的滤波并用于处理接收信号谱的一部分，如所需的谐波成像或频率合成。在频率合成的情况下，该滤波器可以被时间多路复用，以产生来自该频谱的不同频带的交叠的输出样本。
再次回到图31，该波束形成器模块3102也可以包括一个波束形成器控制。为了协调组织这些事件以形成一个完整的图像帧，该波束形成器使用了某种控制器。该控制器可以被实施为一个简单的状态机，其指定了一系列的波束形成器事件。每个波束形成器事件，可以指定一个发射动作，一个接收动作和/或一个信号处理动作。发射动作指定了所有与来自该阵列的发射脉冲相关的参数。这些参数包括了将脉冲器连接到该阵列中期望的元件的持续时间，每个脉冲器的时延时间，发射波形特性，以及发射孔变迹函数。接收动作指定了所有与返回回波接收和波束形成相关的参数。这些包括了连接到该接收信道的元件的标准，用于每个信道的TGC波形，模数转换器取样率，以及活动孔，将在重建过程中使用的导向和/或动态聚焦部分。最终，该信号处理动作指定了对求和输出做什么，例如为合成孔对之缓冲，或将其送至希尔伯特变换滤波器。该希尔伯特变换滤波器被指定以执行该波束形成器事件所需的任何动作。
如上述说明可以明了，对波束形成过程的控制可能复杂，而一种处理这一复杂度的方法是在用来控制该硬件的存储器块中进行实时扫描之前将所有信息编码。然后该波束形成器控制器的任务被降低到“指向”该存储器块的合适部分，以获得一个波束形成器事件所需的信息。然后通过将所有存储器块装载参数信息来为一种指定操作模式设置该波束形成器。然后将不同的波束形成器事件以其相对应指针编程到控制器的状态机中。为了执行该扫描模式，该控制器，以及贯穿用于获取数据的整个帧的各个事件的步骤，均被告知运行。在该帧的结束，该控制器寻找一个停止信号，如果未找到，则再次重复整个序列。
该示例性超声系统的实施方案，能在某些工作模式下实现非常高的获取率，在几百帧每秒或更高的范围内。正如根据本发明的其他实施方案所述，如图28所示通过使用异步处理，示例性的实施方案处理以30fps或更低的帧率显示超声图像信息，尽管该获取率远高于此。然而可以理解，对于奈奎斯特取样数据，存储增加50％-100％。
也如先前所述的，信号处理硬件/软件可对射频存储器缓冲器随机存取，并访问来自一个单一的获取帧内的射频数据以产生所显示的估计数据。在本示例性实施方案中，用于信号处理和显示的最高帧速率是30fps，通常由计时器所设定，其每1/30秒向该信号处理任务发信号。当对一新的显示帧的处理完成，该信号处理/显示的任务即等待第二个时间标记的下一个1/30秒。在那时，信号处理任务从写控制器读取“末帧”指针，看是否有新的帧可用。如果“末帧”指针没有自先前处理的帧前进，则信号处理什么都不做，等待第二标记的下一个1/30秒。如果“未帧”指针已经改变，信号处理就在由该指针所示的帧上开始。以这种方式，信号处理总是开始于第二标记的1/30秒，始终在最新获取的帧上工作。如果获取以远远超过30fps的速度运行，则“末帧”指针将关于每个信号处理行为都提前数帧。
在该系统被置于冻结状态之后，存储在该存储器缓冲器中的射频帧，可以在任何期望的速率下处理，最高达最初的获取率。简单地计算在一秒的1/30能前进多少射频帧，其被计算为浮点值，可以在一个小于1的分数到在实时获取的1/30秒中发生的任意多的帧数之间的范围变化。在第二个记号的每个1/30，信号处理累加该帧前进值，直到穿过一个整数边界为止。在那时，信号处理过程处理其处理的最后一帧之前的整数边界帧号码的帧。
合成孔波束形成，也被该存储器缓冲器方案所支持。在这种情况下，组成合成孔的多条线被顺序地获取到存储器缓冲器中，以使得RF存储器帧的大小增加。这对于该写控制器完全是不同的参数，该写控制器记录着在每个获取帧有多少条线被写入。对于读出，信号处理随后将多个射频线合并在一个合成孔中，以产生该最终结果。
用于摄影循环回放的射频数据也以多种不同途径准备了对数据的再处理，产生了新信息。例如，用于彩色血流成像的壁滤波器在回放中可以被改变，允许对指定的血流条件进行优化。其次，对于想要处理射频数据的研究者，该缓冲器存储器可被转存到一个外部存储设备，提供了许多射频数据帧以供分析。最终，作为诊断工具，该缓冲器存储器可以被装载来自CPU的射频数据，允许调试、分析和验证信号处理方法。
对于奈奎斯特取样波束形成方法，下变频正交取样数据是得自用于幅值检测和多普勒处理的射频数据。这可以用设计为关于通带中的频率具有90度相位差的互补相位FIR滤波器来获得。这些滤波器也可以将样本流下变频到一个较低的取样率，假设输出取样率仍然足以对信号中的频率的范围进行取样。为了提供下变频输出取样，在射频数据上工作的滤波器被移位了整数数量个频谱中心频率的周期。可选地，不同的滤波器可以为非整数数量的周期移位而设计，以获得较小的抽取比率。图41示出了一种示例性希尔伯特滤波器的示意性设计，如本领域普通技术人员所知。
该滤波器，通过首先计算一个用窗口方法设计的低通滤波器来设计。该滤波器长度应该是大约40个抽头，以保证在宽频率范围上的良好响应，且应该为在射频数据中心频率的周期中的样本的数量的倍数。例如，如果取样率是120MHz且中心频率是30MHz，在中心频率的周期有4个样本，且适当的滤波器长度将为40个抽头(10个周期)。然后低通系数被乘以一个正弦和余弦函数，其频率和中心频率匹配。在30MHz的实施例中，每个正弦和余弦函数具有4个样本。
为了获得下变频样本，该滤波器被用于样本上，这些样本被移位了中心频率的周期的整数倍。在30MHz中心频率的情况下(在120MHz取样)，该射频样本被一次移位4个样本，导致一个抽取比率4∶1。以此抽取比率，输入信号被限制于100％带宽，否则，将导致对输出样本的混叠。
为了获得较小的抽取比率，滤波器可以使用替代性的系数集，以保留相位信息。在30MHz的实施例，为获取4∶2的抽取比率，使用了两个系数集合--一个用于0°相位，另一个用于180°相位。这些替代性的系数集是在与低通滤波器系数相乘之前，通过在适当的相位增量下对正弦和余弦进行取样来获得的。在这种情况下，在输出样本之间的移位是中心频率周期的1/2，一种提供该抽取比率的简单方法是，保留同样的系数，并将用于该1/2周期增量的该滤波器输出的符号倒转。
该滤波器的带通特性可以通过使用不同的窗口函数来修订。在谐波成像或跟踪滤波器等应用中这一点较为理想。频率合成可以在没有额外的用于高抽取比率的滤波器的情况下达到，假设滤波器可以在输入取样率下工作。对于30MHz实施例，两个滤波器可以用于在两个取样移位增量下工作在射频数据上的不同的中心频率。输出一个不同的滤波器的频率块，产生每两个样本。然后来自不同滤波器的两个混叠的I，Q样本被检测并加到一起以产生一个4∶1抽取检测输出。
实施例3
到一个最多达256个元件的阵列的该示例性系统接口可被用于获取超声图像。表4示出了示例性用于获取图像的深度范围、视野、B模式下的帧率以及彩色血流成像(CFI)下的帧率。这些操作参数可被用于在最左栏描述的特定的小动物成像应用。本领域技术人员将能理解，然而，操作参数的其他组合可以用于对人类和小动物受试者的其他解剖学结构或其中部分进行成像。
使用一个小动物受试者，且该动物被麻醉并放置于一个加热的小动物平台上。心电图电极被放置在该动物上以记录心电图波形。在该动物上置有一个温度探头以记录温度。从而该动物的重要生理参数就在成像中得以监控。所使用的麻醉剂可以是比如异荧烷(isoflourane)气体或另一种合适的麻醉剂。要成像的区域被剃毛以除去毛。在成像之前，超声引导凝胶被置于将成像的区域之上。该超声阵列被与该凝胶接触地放置，以使得该阵列的扫描平面与该感兴趣区域对准。成像可以“徒手”导引或者可以通过将该阵列置于固定装置上以保证其稳定。
对于表4中示出的不同视野估计B模式帧率。通过降低视野可以得到较高的帧率。彩色血流成像(CFI)帧率是为所示的彩盒宽度而估计的，同时关于B模式的一半线密度和获取的B模式图像。
表4
用于获取图像的示例性深度范围，视野，在B模式下的帧率，以及在彩色血流成像(CFI)模式下的帧率
  深度范围   B模式视野   彩盒宽度   B模式帧率  CFI帧率
  老鼠心脏病学30MHz中心频率   3-10mm   12mm   8   至少180fps   至少60fps
  老鼠腹部30MHz   2-12mm   19.2mm   12.8   至少100fps   至少30fp s
  老鼠阴影区域，外部血管40-50MHz   1-6mm   12.8mm   8   至少190fps   至少80fps
  大老鼠心脏病学20MHz中心频率   5-20mm   24mm   20   至少70fps   至少25fps
可以用150KHz PRF测量的非偏转速率，对于不同的中心频率和角度在表5中为脉冲波多普勒示出。
表5
可以用150KHz PRF测量的非偏转速率，对于不同的中心频率和角度
中心频率   最大非偏转速率，0°角   最大非偏转速率，30°角   最大非偏转速率，60°角
  20MHz   2.89m/s   3.34m/s   5.77m/s
  30MHz   1.93m/s   2.22m/s   3.85m/s
  40MHz   1.44m/s   1.66m/s   2.89m/s
  50MHz   1.16m/s   1.33m/s   2.31m/s
老鼠的心率可能高达一分钟500跳，或每秒8跳。由于每个心脏周期中获取的帧率增加，心脏在整个心脏周期中的运动可以被更准确地评估。该帧率应该是至少10帧每心脏周期，为了更好的暂时分辨率，优选地是20。因此，在一个实施方案下，帧是在一个至少160帧每秒的频率下获取的，带有一个足够大以包括该老鼠心脏以及周围组织的较长轴向视野(10-12mm)。例如，使用一个30MHz线性阵列，用于12mm视野的帧率是大约180帧每秒。对于更小的视野，所使用的帧率也更高(例如，对于2mm视野，超过900帧每秒的30兆赫线性阵列帧率，可被用于查看快速移动的结构例如心脏瓣膜)。
在老鼠循环系统(在大动脉中)中的最大速率在普通的成年老鼠中可以高达1m/s，但在病理学案例中可能高达4-5m/s。为了获得并显示来自该老鼠大动脉的未混叠脉冲波多普勒信号，用于脉冲波多普勒的脉冲重复频率(PRF)必须相对高。在该示例性系统中，高达150KHz的脉冲波多普勒模式PRF被使用，其用于30MHz的中心频率，和60°的多普勒角，允许血流速率3.8m/s的未混叠测量。
用于B模式成像的帧率，是由到从中探测信号的组织的最大深度的超声的双程传输时间，每帧的线数，发射聚焦区域的数量，为每个发射脉冲处理的线数以及在线和帧之间的提前处理时间来确定的。以不同聚焦区域位置获取的图像可以被“缝合”到一起，牺牲帧率作为代价以改善整体图像的分辨率，其中帧率将减少一个等于聚焦区域数量的倍数。为了增加渗透或增加分辨率，对较低或较高的发射中心频率的选择有些是用户可选择的，有些是自动链接到发射聚焦区域的位置。多线处理，其涉及对超声线的平行处理，可以用于增加帧率。
脉冲波多普勒特征包括一个从500Hz到大约150KHz变动的PRF，可替换的发射频率选择，范围门大小和位置的选择，高通滤波器截止的选择，以及双工模式操作，其中实时B模式成像同步地和脉冲波多普勒模式一起显示，脉冲波多普勒模式可以与B模式下使用的发射频率相同也可以不同。本领域技术人员将可理解，将脉冲波多普勒波束导向的能力依赖于所使用的阵列的频率和间隔，以及阵列中元件的方向性。对于具有75微米的间隔在24MHz发射频率下在脉冲波多普勒模式工作的阵列，波束可以被导向最高达大约20°。对于该阵列，更大的导向角将导致不可接受的巨大栅瓣，其将会影响人为信号的检测。
彩色血流成像(CFI)可以用于提供在一个组织区域内的血流的平均速度的估计。CFI数据在其上处理的区域被称为“彩盒”。B模式数据通常几乎与彩色血流数据同步地获得，通过将B模式线与彩色血流线交叠。该彩色血流数据可以被作为一个在B模式帧上的覆盖而显示，以使得这两个数据集在空间上对准。CFI包括一个从500Hz变化到大约25到75KHz的PRF，取决于阵列的类型。关于40MHz中心频率和在超声波束轴与速度矢量之间的0°角，最大非混叠速度将为大约0.72m/s。波束导向可依赖于该阵列的特性，(特别是元件间距)，发射频率，以及波束形成器的性能；比如，导向可能在初始中心频率不可用，但却在替代性的(较低的)频率可用。对于具有75微米间距并且在24MHz发射频率下在CFI模式工作对于具有75微米的间隔在24MHz发射频率下工作的阵列，波束可以被导向最高达大约20°。更大的导向角将导致不可接受的巨大栅瓣。彩色血流成像特征可以包括彩盒尺寸和位置的选择，发射聚焦深度的选择，替代频率的选择，范围门大小的选择，以及高通滤波器截止的选择。功率多普勒是CFI的一个变种，其可以被用于提供对发生于彩盒内的组织的多普勒信号的功率的估计。组织多普勒模式是CFI的一个变种，其中提供了对移动的组织的平均速度估计。多线处理是一种可被应用到CFI模式的方法，其中为每个已发射的发射脉冲有多于一条线的接收数据被处理。
该波束形成器可以能够支持在其中二维成像和多普勒模式是几乎同步地激活的模式，通过交叠B模式线与多普勒线。三维成像，如本领域技术人员所知，在仰角方向利用机械扫描。
在本申请全文中引用了多种公开出版物。这些公开出版物全文以引用的方式纳入本申请，以更完整地描述本发明所属的现有技术。
除非特别说明，此处所述的任何方法均不应被理解为其步骤需要在特定顺序下执行。从而，若一方法权利要求未明确叙述应由其步骤遵循的顺序，或未在权利要求书或说明书中明确陈述其步骤应被限于一特定顺序，在任何方面均不应认为其暗示了顺序。这一点支持任何可能的未明确表达的用于解释的基础，包括：关于步骤安排或操作流程的逻辑问题；来自语法组织或标点符号的简单含义；以及在说明书中描述的实施方案的数量或类型。
对于本领域技术人员而言，可以在不脱离本发明的范围和精神的前提下对本发明做出多种修改和变动。本领域技术人员通过考虑此处

Claims (118)

1.一种超声成像系统，包括：
一个阵列超声换能器，具有多个用于以最高达至少55兆赫(MHz)的发射中心频率向一受试者发射一个发射超声信号的元件；
一个信号处理单元，可操作地与所述阵列超声换能器连接，其中所述信号处理单元还包括了，
一个数字发射波束形成器子系统，包括一个或多个现场可编程门阵列(FPGA)，每个该现场可编程门阵列均具有一个FPGA时钟频率(FPGA fc)，且所述数字发射波束形成器子系统具有至少[1/(2 x FPGA fc)]或更长的时延分辨率时间，
一个接收波束形成器子系统，
一个前端电子装置模块，
一个波束形成器控制模块，
一个信号处理模块，和
一个计算机单元；
其中所述信号处理单元适用于从具有多个元件的所述阵列超声换能器获取一个具有至少15MHz频率的接收超声信号。
2.权利要求1的超声成像系统，其中所述数字发射波束形成器子系统还包括一个具有双数据率(DDR)输出的并转串转换器，
其中所述数字发射波束形成器子系统被配置为，通过将所述发射超声信号的精密时延和半周期部分编码成被所述并转串转换器转换成串行比特流的比特字，以发射一个具有最高达至少55MHz的发射中心频率且具有至少为[1/(2 x FPGA fc)]或更长的时延分辨率时间的超声信号。
3.权利要求2的超声成像系统，其中所述数字发射波束形成器子系统被配置为，通过将所述发射超声信号的精密时延和半周期部分编码成被所述并转串转换器转换成串行比特流的最高达16比特字，以发射一个具有最高达至少55MHz的发射中心频率且具有至少为[1/(2 xFPGA fc)]或更长的时延分辨率时间的超声信号。
4.权利要求2的超声成像系统，其中该发射超声信号包括一个具有正脉冲宽度的正发射脉冲，和一个具有负脉冲宽度的负发射脉冲，且所述正脉冲宽度和所述负脉冲宽度是可独立地调整的。
5.权利要求4的超声成像系统，其中所述发射超声信号由多个正半波周期部分组成并且每个正半波周期部分由至少一个所述正发射脉冲组成，所述发射超声信号还由多个负半波周期部分组成并且每个负半波周期部分由至少一个所述负发射脉冲组成，每个正发射脉冲对于每个正半波周期部分在持续时间上是可调整的并且每个负发射脉冲对于每个负半波周期部分在持续时间上是可调整的。
6.权利要求5的超声成像系统，其中位于每个正向半波周期中的至少一个所述正向发射脉冲的每个精密时延是可调整的，且位于每个反向半波周期中的至少一个所述反向发射脉冲的每个精密时延是可调整的。
7.权利要求4的超声成像系统，其中该发射超声信号是由多个发射周期组成，且所述发射周期的数量是可调整的。
8.权利要求1的超声成像系统，其中所述前端电子装置模块被构造为一个可替换的插件模块。
9.权利要求1的超声成像系统，其中该信号处理单元适用于从该阵列超声换能器获取接收超声信号，且所述阵列超声换能器是选自线性阵列换能器、相变阵列换能器、二维(2-D)阵列换能器和曲线阵列换能器。
10.权利要求1的超声成像系统，其中该发射超声信号具有大约15MHz到最高达至少55MHz的发射中心频率。
11.权利要求1的超声成像系统，其中该发射超声信号具有大约15MHz到最高达大约55MHz的发射中心频率。
12.一种用于阵列超声成像系统的信号处理单元，包括：
一种数字发射波束形成器子系统，其被配置为在最高达至少55MHz发射中心频率工作，其中所述数字发射波束形成器子系统进一步包括一个或多个现场可编程门阵列(FPGA)，每个所述FPGA均具有FPGA时钟频率(FPGA fc)，且所述数字发射波束形成器子系统具有至少为[1/(2 x FPGA fc)]或更长的时延分辨率时间；
一个数字接收波束形成器子系统；
一个前端电子装置模块；
一个波束形成器控制模块；
一个信号处理模块；和
一个计算机单元，
其中所述信号处理单元被配置为从一个具有多个元件的阵列超声换能器获取一个接收超声信号。
13.权利要求12的信号处理单元，其中所述数字发射波束形成器子系统还包括一个具有双数据率(DDR)输出的并转串转换器，
其中所述数字发射波束形成器子系统被配置为，通过将所述发射超声信号的精密时延和半周期部分编码成被所述并转串转换器转换成串行比特流的比特字，以发射一个具有最高达至少55MHz的发射中心频率且具有至少为[1/(2 x FPGA fc)]或更长的时延分辨率时间的超声信号。
14.权利要求13的信号处理单元，其中所述数字发射波束形成器子系统被配置为，通过将所述发射超声信号的精密时延和半周期部分编码成被所述并转串转换器转换成串行比特流的最高达16比特字，以发射一个具有最高达至少55MHz的发射中心频率且具有至少为[1/(2 xFPGA fc)]或更长的时延分辨率时间的超声信号。
15.权利要求13的信号处理单元，其中该发射超声信号包含一个正向发射脉冲宽度和一个反向发射脉冲宽度，且所述发射脉冲宽度和反向发射脉冲宽度可被独立地调整。
16.权利要求15的信号处理单元，其中该发射超声信号包括多个发射周期，且所述发射周期的数目是可调整的。
17.权利要求12的信号处理单元，其中所述前端电子装置模块被构造为可替换的插件模块。
18.权利要求12的信号处理单元，其中该信号处理单元适用于从该阵列超声换能器获取接收超声信号，且所述阵列超声换能器选自线性阵列换能器、相变阵列换能器、二维(2-D)阵列换能器和曲线阵列换能器。
19.权利要求12的信号处理单元，其中该发射中心频率是大约15MHz到最高达至少55MHz。
20.权利要求12的信号处理单元，其中该发射中心频率是大约15MHz到高达大约55MHz.
21.一种用于阵列超声成像系统的数字发射波束形成器，包含：
一个或多个FPGA，每个都具有FPGA时钟频率(FPGA fc)；和
一个并转串转换器，其具有双数据率(DDR)输出，
其中所述数字发射波束形成器被配置为，通过将所述发射超声信号的精密时延和半周期部分编码成被所述并转串转换器转换成串行比特流的比特字，以发射一个具有最高达至少55MHz的发射中心频率且具有至少为[1/(2 x FPGA fc)]或更长的时延分辨率时间的超声信号。
22.权利要求21的数字发射波束形成器，其中该发射超声信号包含一个正向发射脉冲宽度和一个反向发射脉冲宽度，且所述发射脉冲宽度和反向发射脉冲宽度可被独立地调整。
23.权利要求22的数字发射波束形成器，其中该发射超声信号包括多个发射周期，且所述发射周期数目是可调整的。
24.权利要求21的数字发射波束形成器，其中该数字发射波束形成器被配置为可操作地与一个阵列超声换能器连接，且所述阵列超声换能器是选自线性阵列换能器、相变阵列换能器、二维(2-D)阵列换能器和曲线阵列换能器。
25.权利要求21的数字发射波束形成器，其中该发射中心频率是大约15MHz到最高达至少55MHz。
26.权利要求21的数字发射波束形成器，其中该发射中心频率是大约15MHz到最高达大约55MHz。
27.权利要求21的数字发射波束形成器，其中所述数字发射波束形成器被配置为，通过将所述发射超声信号的精密时延和半周期部分编码成被所述并转串转换器转换成串行比特流的最高达16比特字，以发射一个具有最高达至少55MHz的发射中心频率且具有至少为[1/(2 xFPGA fc)]或更长的时延分辨率时间的超声信号。
28.一种超声成像系统，包括：
一个阵列超声换能器，具有用于以最高达至少55兆赫兹(MHz)的发射中心频率向一个受试者发射一个发射超声信号的多个元件；
一个信号处理单元，其可操作地和所述阵列超声换能器相连接，其中所述信号处理单元还包括，
一个数字发射波束形成器子系统，
一个接收波束形成器子系统，
一个前端电子装置模块，
一个波束形成器控制模块，
一个利用正交取样并具有接收取样频率的信号处理模块，和
一个计算机单元；
其中所述信号处理单元被配置以使得所述接收取样频率可以被有选择性地选择。
29.权利要求28的超声成像系统，其中所述接收取样频率被选择在一个不同于所述发射中心频率的频率。
30.权利要求28的超声成像系统，其中所述接收取样频率被选择在与所述发射中心频率相同的频率。
31.权利要求28的超声成像系统，其中所述数字传输波束形成器子系统还包括一个发射聚焦深度，以使得所述接收取样频率依赖于所述发射聚焦深度。
32.权利要求30的超声成像系统，其中所述接收取样频率随着所述发射聚焦深度的增加而降低。
33.权利要求28的超声成像系统，其中所述数字发射波束形成器子系统还包括一个具有双数据率(DDR)输出的并转串转换器，
其中所述数字发射波束形成器被配置为，通过将所述发射超声信号的精密时延和半周期部分编码成被所述并转串转换器转换成串行比特流的比特字，以发射一个具有最高达至少55MHz的发射中心频率且具有至少为[1/(2 x FPGA fc)]或更长的时延分辨率时间的超声信号。
34.权利要求33的超声成像系统，其中所述数字发射波束形成器子系统被配置为，通过将所述发射超声信号的精密时延和半周期部分编码成被所述并转串转换器转换成串行比特流的最高达16比特字，以发射一个具有最高达至少55MHz的发射中心频率且具有至少为[1/(2 xFPGA fc)]或更长的时延分辨率时间的超声信号。
35.权利要求33的超声成像系统，其中该发射超声信号包括正向发射脉冲宽度和反向发射脉冲宽度，且所述发射脉冲宽度和反向发射脉冲宽度是可独立调整的。
36.权利要求35的超声成像系统，其中该发射超声信号由多个发射周期组成，且所述发射周期的数目是可调整的。
37.权利要求28的超声成像系统，其中所述的前端电子装置模块被构造为一个可替换的插件模块。
38.权利要求28的超声成像系统，其中该信号处理单元适用于从该阵列超声换能器获得接收超声信号，且所述阵列超声换能器是选自线性阵列换能器、相变阵列换能器、二维(2-D)阵列换能器和曲线阵列换能器。
39.权利要求28的超声成像系统，其中该发射超声信号具有大约15MHz到最高达至少55MHz的发射中心频率。
40.权利要求28的超声成像系统，其中该发射超声信号具有大约15MHz到最高达大约55MHz的发射中心频率。
41.一个超声成像系统，包含：
一个阵列超声换能器，具有多个用于以最高达至少55兆赫兹(MHz)的发射中心频率向受试者发射一个发射超声信号的元件，其中所述阵列超声换能器具有至少5.0毫米(mm)的视野；
一个信号处理单元，可操作地与所述阵列超声换能器相连接，其中所述处理单元还包括一个数字发射和接收波束形成器子系统、一个前端电子装置模块、一个波束形成器控制和信号处理模块以及一个计算机单元，
其中所述信号处理单元适用于以至少20帧每秒(fps)的帧率从具有多个元件的所述阵列超声换能器获取接收超声信号，其中该接收超声信号具有至少15MHz的频率。
42.权利要求41的系统，其中该信号处理单元还从该接收超声信号产生一个超声图像。
43.权利要求42的系统，其中该所接收超声信号是由所述信号处理单元处理，以在慢于该获取率的显示率下生成该超声图像。
44.权利要求43的系统，其中所生成超声图像的显示率是大约100fps或更少。
45.权利要求44的系统，其中该所生成的超声图像的显示率是大约30fps或更少。
46.权利要求42的系统，其中该超声图像是由所述信号处理单元在超声模式下产生的，该超声模式选自B-模式、M-模式、多普勒模式、RF模式和3-D模式。
47.权利要求41的系统，其中该信号处理单元适用于从该阵列超声换能器获取接收超声信号，且所述阵列超声换能器是选自线性阵列换能器、相控阵列换能器、二维(2-D)阵列换能器和曲线阵列换能器。
48.权利要求41的系统，其中该阵列超声换能器具有一个至少15MHz的中心工作频率，且该阵列超声换能器具有一个小于或等于该阵列超声换能器发射中心频率的声波波长的2.0倍的元件间距。
49.权利要求41的系统，其中该阵列超声换能器具有一个小于或等于该阵列超声换能器的发射中心频率声波波长的1.5倍的元件间距。
50.权利要求41的系统，其中该数字接收波束形成器子系统包含了使用至少一个现场可编程门阵列(FPGA)设备。
51.权利要求41的系统，其中该数字发射波束形成器子系统包含了使用至少一个现场可编程门阵列(FPGA)设备。
52.权利要求41的系统，其中该前端电子装置模块还包括一个发射电路和一个接收信道，其中该发射电路包括一个发射源电压，该发射源电压通过两个场效应晶体管(FET)连接到一个带有中心抽头绕组的变压器，在该中心抽头绕组中该阵列超声换能器被可操作地连接到该变压器的第二绕组的第一端并且一个到该接收信道的输入被连接到该变压器的第二绕组的第二端，以使得所述发射源电压被设置基本为0，且当所述接收信道在接收信号时，所述两个FET被打开，而当所述发射电路在发射信号时，该变压器生成一个发射信号，并将该发射信号耦合到该阵列超声换能器。
53.权利要求52的系统，其中该前端电子装置模块还为每个接收信道包含了两个或更多个信号取样器。
54.权利要求53的系统，其中该信号取样器是模-数转换器。
55.权利要求53的系统，其中该信号取样器使用正交取样以取样接收信号。
56.权利要求55的系统，其中该信号取样器包含了反相位偏移90度的取样时钟。
57.权利要求56的系统，其中该取样时钟包括一个接收时钟周期，近似等于接收超声信号的中心频率。
58.权利要求57的系统，其中小于该接收时钟周期的时延分辨率被用于处理所获得的信号。
59.权利要求58的系统，其中该时延分辨率是接收时钟周期的1/16。
60.权利要求41的系统，其中具有多个元件的所述阵列超声换能器的每个元件都可操作地连接到一个接收信道。
61.权利要求60的系统，其中具有多个元件的所述阵列超声换能器的元件数量大于接收信道的数量。
62.权利要求60的系统，其中具有多个元件的该阵列超声换能器包含至少64个元件，该至少64个元件可操作地连接到至少32个接收信道。
63.权利要求60的系统，其中具有多个元件的该阵列超声换能器包含256个元件，该256个元件可操作地连接到64个接收信道。
64.权利要求60的系统，其中具有多个元件的该阵列超声换能器包含256个元件，该256个元件可操作地连接到128个接收信道。
65.权利要求60的系统，其中具有多个元件的该阵列超声换能器包含256个元件，该256个元件可操作地连接到256个接收信道。
66.权利要求60的系统，其中具有多个元件的该阵列超声换能器包含256个元件。
67.权利要求66的系统，其中生成了512线超声，该超声被发射到该受试者，并从该受试者为所生成的超声图像的每个帧接收该超声。
68.权利要求66的系统，其中生成256条线的超声，该超声被发射到该受试者，并从该受试者为生成的超声图像的每个帧接收该超声。
69.该权利要求41的系统，其中生成至少两线的超声，该超声被发射到该受试者，并在该阵列的每个元件为生成的超声图像的每个帧从该受试者接收该超声。
70.权利要求41的系统，其中生成一线的超声，该超声被发射到该受试者，并在该阵列的每个元件为生成的超声图像的每个帧从该受试者接收该超声。
71.权利要求70的系统，其中该接收超声信号以至少200帧每秒(fps)的获取率被获取。
72.权利要求41的系统，其中具有多个元件的该阵列超声换能器的元件被等于该换能器的发射中心频率的波长的距离所分隔。
73.权利要求72的系统，其中该发射中心频率选自15MHz、20MHz、30MHz、40MHz、50MHz和55MHz。
74.权利要求41的系统，其中具有多个元件的该阵列超声换能器的长度，等于该换能器的视野。
75.权利要求41的系统，其中该阵列超声换能器具有能够在大约15MHz到大约80MHz范围内的中心频率下将超声发射到受试者的多个元件。
76.权利要求41的系统，其中该接收超声信号是在大约200fps的帧率下被获取。
77.权利要求41的系统，其中该接收超声信号以在大约100fps到大约200fps的范围内的帧率下被获取。
78.权利要求41的系统，其中该超声图像具有大约150微米(μm)或更小的横向分辨率。
79.权利要求78的系统，其中该超声图像具有大约75微米(μm)或更小的轴向分辨率。
80.权利要求79的系统，其中该超声图像具有大约30微米(μm)或更小的空间分辨率。
81.权利要求41的系统，其中该发射超声信号可以聚焦在大约1.0mm到大约30.0mm的深度。
82.权利要求81的系统，其中该发射超声信号可以被聚焦在大约3.0mm到大约10.0mm的深度。
83.权利要求81的系统，其中该发射超声信号可以被聚焦在大约2.0mm到大约12.0mm的深度。
84.权利要求81的系统，其中该发射超声信号可以被聚焦在大约1.0mm到大约6.0mm的深度。
85.权利要求81的系统，其中该发射超声信号可以被聚焦在大约3.0mm到大约8.0mm的深度。
86.权利要求81的系统，其中该发射超声信号可以被聚焦在大约5.0mm到大约18.0mm的深度。
87.一种用于生成超声图像的系统，包括：
一个阵列超声换能器，具有多个用于在最高达至少55兆赫(MHz)的中心工作频率生成超声和将该超声发射到受试者并用于从该受试者接收超声信号的元件；和
一个处理单元，用于生成超声图像帧，其中该阵列超声换能器的每个元件可以向受试者发射两线或更多线超声，并为所生成的超声图像的每个帧从该受试者接收两线或更多线的回波超声。
88.权利要求87的系统，其中该阵列超声换能器选自线性阵列换能器、相控阵列换能器、二维(2-D)阵列换能器和曲线阵列换能器。
89.权利要求87的系统，其中该阵列超声换能器的中心工作频率是至少15MHz，而该阵列超声换能器具有一个小于或等于在该阵列超声换能器的发射中心频率的声波波长的两倍的元件间距。
90.一种用于产生超声图像的系统，包括：
一个阵列超声换能器，具有多个用于在最高达至少55兆赫的频率生成超声和将该超声发射到受试者并用于从该受试者接收超声信号的元件，每个元件可操作地连接到一个接收信道；和
一个处理单元，用于获得接收超声信号，并用于从所获得的信号产生超声图像，其中该处理单元包含使用正交取样以获得信号的多个信号取样器。
91.权利要求90的系统，其中该超声图像是在超声模式下产生的，该超声模式选自B-模式、M-模式、多普勒模式、RF模式和3-D模式。
92.权利要求90的系统，其中该阵列超声换能器选自线性阵列换能器、相控阵列换能器、二维(2-D)阵列换能器和曲线阵列换能器。
93.权利要求90的系统，其中该阵列超声换能器具有一个至少20MHz的中心工作频率，并且该阵列超声换能器具有一个小于或等于在该阵列超声换能器的发射中心频率的声波波长的两倍的元件间距。
94.权利要求90的系统，其中该阵列超声换能器的每个元件都可操作地被连接到一个接收信道。
95.权利要求94的系统，其中该阵列超声换能器的元件的数量多于接收信道的数量。
96.权利要求94的系统，其中该处理单元为每个接收信道包含两个或更多个信号取样器。
97.权利要求96的系统，其中该信号取样器是模-数转换器。
98.权利要求97的系统，其中该信号取样器包含反相位偏移90度的取样时钟。
99.权利要求98的系统，其中该取样时钟具有一个接收时钟周期，其近似等于接收超声信号的中心频率。
100.权利要求99的系统，其中一个低于该接收时钟周期的时延分辨率被用于处理该获取的信号。
101.权利要求100的系统，其中该时延分辨率是接收时钟周期的1/16。
102.权利要求90的系统，其中该获取的信号被使用一个内插滤波方法处理。
103.权利要求90的系统，其中该处理单元包含一个接收波束形成器，其中该接收波束形成器是使用至少一个现场可编程门阵列(FPGA)设备来实现。
104.权利要求90的系统，其中该处理单元包括一个发射波束形成器，其中该发射波束形成器被使用至少一个现场可编程门阵列(FPGA)设备来实现。
105.一种用于生成超声图像的系统，包含：
一个阵列超声换能器，具有多个用于在最高达至少55兆赫(MHz)的频率和至少500赫兹(Hz)的脉冲重复频率生成超声和将该超声发射到受试者并用于从该受试者接收超声的元件，该阵列超声换能器具有至少5.0毫米(mm)的视野；和
一个处理单元，用于从该所接收超声生成一个彩色血流多普勒超声图像。
106.权利要求105的系统，其中该阵列超声换能器是选自线性阵列换能器、相控阵列换能器、二维(2-D)阵列换能器和曲线阵列换能器。
107.权利要求105的系统，其中该阵列超声换能器具有一个至少20MHz的中心工作频率，并且该阵列超声换能器具有一个小于或等于在该阵列超声换能器的发射中心频率的声波波长的两倍的元件间距。
108.权利要求105的系统，其中该PRF在大约500Hz到大约75KHz之间。
109.一种用于产生超声图像的系统，包含：
一个阵列超声换能器，具有多个用于在最高达至少55兆赫(MHz)的频率和至少500赫兹(Hz)的脉冲重复频率(PRF)生成超声和将该超声发射到受试者并用于从该受试者接收超声的元件，该阵列超声换能器具有至少5.0毫米(mm)的视野；和
一个处理单元，用于从该接收的超声生成一个脉冲波多普勒超声图像。
104.权利要求109的系统，其中该阵列超声换能器是选自线性阵列换能器、相控阵列换能器、二维(2-D)阵列换能器和曲线阵列换能器。
105.权利要求109的系统，其中该阵列超声换能器具有一个至少15MHz的中心工作频率，且该阵列超声换能器具有一个小于或等于在该阵列超声换能器的发射中心频率的声波波长的2倍的元件间距。
106.权利要求109的系统，其中该PRF在大约500Hz到大约150KHz之间。
113.一种用于产生超声图像的系统，包括：
一个阵列超声换能器，具有多个用于在最高达至少15兆赫(MHz)的频率生成超声和将该超声发射到受试者并用于从该受试者接收超声信号的元件，该阵列超声换能器具有至少2.0毫米(mm)的视野；
一个处理单元，用于在至少300帧每秒(fps)的获取率下获取接收超声信号，并用于从所获取的信号生成超声图像。
114.权利要求113的系统，其中该阵列超声换能器选自线性阵列换能器、相控阵列换能器、二维(2-D)阵列换能器和曲线阵列换能器。
115.权利要求113的系统，其中该阵列超声换能器具有一个至少20MHz的中心工作频率，且该阵列超声换能器具有一个小于或等于在该阵列超声换能器的发射中心频率的声波波长的两倍的元件间距。
116.权利要求1的超声成像系统，其中FPGA fc是该一个或多个FPGA的最高可工作频率。
117.权利要求12的信号处理单元，其中FPGA fc是该一个或多个FPGA的最高可工作频率。
118.权利要求21的数字发射波束形成器，其中FPGA fc是该一个或多个FPGA的最高可工作频率。
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