CN100511987C

CN100511987C - 可变匹配电路

Info

Publication number: CN100511987C
Application number: CNB2005800180681A
Authority: CN
Inventors: 松尾道明
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-04-22
Filing date: 2005-04-19
Publication date: 2009-07-08
Anticipated expiration: 2025-04-19
Also published as: CN1965475A; JP2005311762A; US7633355B2; EP1729412A1; WO2005104362A1; US20080238569A1

Abstract

将连接电容器(10)和变容二极管(11)的可变电容电路连接在端子(70)和端子(71)之间，将并联连接多个电感器(20、21)和可变电容电路(30、31)的谐振电路(50)并联连接在端子(71)而构成L型匹配电路，改变变容二极管(11、31)的偏置的同时，通过FET(40)，将谐振电路(50)的电感切换为多个值。由此，可构成在宽的频带域中，调整自由度变高，可电控制电感变换的可变匹配电路。

Description

可变匹配电路

技术领域

本发明涉及一种匹配电路，在利用UHF带以上的多个无线频带的无线装置中可电控制电感变换。

背景技术

近年来，作为个人利用的无线系统所普及的是，在被称为蜂窝的携带电话或被称为无线LAN的个人计算机等中所利用的数据通信系统。而且，在个人携带的无线终端中能够接收地面波的数字电视广播等的研究也广泛地进行着。这样，各种无线系统的社会基础在整合装备之中，对于以携带电话为代表的面向个人的信息终端，为了提高便利性而要求在一个信息终端可利用多个且不同种类的无线系统的结构。而且，在一个蜂窝系统中，可使用宽范围的无线频带域而提供服务，以成为多频带化，例如在GSM方式中可利用850MHz带、900MHz带之外，还可利用1.8GHz带、1.9GHz带的大概成2倍的频带域或450MHz带的大概一半的频带域。尤其在近几年，正在研究被称为软件无线的通过软件可变更频率、天线功率值、电波形式等无线装置的特性的技术。

这样，为了将信息终端适应于各种无线网络或多频带化的无线系统，需要具有可从UHF带到微波带的宽频带域进行信号处理的无线部的无线装置。因为，要对无线频率的高频信号适当地进行放大或选择、频率变换等信号处理，若电路元件间的匹配被设定为不好的状态就不能完全发挥其功能。因此，在现有技术中，具有多个根据无线频带域将电路参数等最优化的信号处理系统，在将利用的无线频率变大时，一般会用到切换使用的信号处理系统而处理的结构。例如在特开2001-186042号公报中公布了以GSM方式作为对象而构成将900MHz带、1.8GHz带、450MHz带对应于三个无线频带域的无线装置的例子。该现有的无线装置被构成为并列具有用于选择、放大三个频带域的信号的处理系统。

对此，如特开2002-208871号公报中公开的那样，考虑用一个处理系将多个频带域的无线频率信号进行信号处理的方案。图9是表示和在特开2002-208871号公报所记载的无线装置相同的结构的图。在图9中，天线1和发送/接收电路2之间的匹配由固定电感器4以及可变电容器3实现，扼流圈5、电容器6、以及电压产生电路7形成为不会影响无线频率信号而改变可变电容器3的电容的偏置电路。该现有的无线装置被调整为将利用800MHz带和1.5GHz带的无线装置作为对象，改变可变电容器3的电容值，在所述的两个带域中匹配。

构成可适应于不同种类的无线网络和多频带化的无线系统的无线装置时，在上述特开2001-186042号公报的无线装置的结构中需要多个适应于频带的信号处理系统。因此，若增加可利用的无线频带域会使并联安装的信号处理系统的数量增加，所以会产生无线装置的无线部安装面积或在半导体集成化时的芯片面积变大、成本增加的问题。

而且，在上述特开2002-208871号公报的无线装置的结构中，因可变电抗元件仅是变容二极管，在阻抗的可变范围上有限制，很难适应于宽的频带域。

发明内容

本发明的可变匹配电路用在可适应于不同种类无线网络和多频带化的无线系统的无线装置中，在从UHF带到微波带的宽频带域进行信号处理的高频无线部中，实现合适的阻抗匹配。

为此，本发明的可变匹配电路是这样构成的一种匹配电路，它具有：谐振电路，由多个电感器构成的电感电路和元件值可变的第1电容电路并联连接，以及元件值可变的第2电容电路，作为匹配电路的输入或输出的第1端子和第2端子之间连接第2电容电路，第1端子和接地之间连接谐振电路，通过多个电感器和开关的组合的结构控制电感电路的电感值将其切换为多个值。

所述电感电路其构成可以为，具有：一端接地的开关，串联连接于所述开关的另一端的电感器，和并联连接于所述开关以及所述电感器的全部的电感器。

而且，该可变匹配电路构成为：与第2电容电路和谐振电路串联地连接分布参数线路。

根据本发明的可变匹配电路的结构，在L型或π型的匹配电路中，可同时改变串联连接的电抗电路的电容值和并联连接的电抗电路的电感值，可实现在宽频带域中高调整自由度的可变匹配电路。

在高频带中，即使在由于可变电抗元件的自振等的影响而不能得到期望的电感变换的情况下，也可以根据包含的分布参数线路的电感变换功能而实现期望的电感变换。

本发明的可变匹配电路，具有：第1谐振电路，具有一端接地的电感值可变的第1电感电路以及并联连接于所述第1电感电路的电容可变的第1电容电路；第2谐振电路，具有一端接地的电感值可变的第2电感电路以及并联连接于所述第2电感电路的电容可变的第2电容电路；第3电容电路，连接于所述第1电感电路的另一端和所述第2电感电路的另一端之间且电容可变，第1或第2电感电路具有：一端接地的开关，串联连接于所述开关的另一端的电感器，和并联连接于所述开关以及所述电感器的全部的电感器。

附图说明

图1是展示本发明实施方式1中可变匹配电路结构的图。

图2A是展示本发明实施方式1中可变匹配电路的谐振电路50的结构的图。

图2B是展示本发明实施方式1中谐振电路的电感值的频率特性的图。

图2C是展示本发明实施方式1中谐振电路的电感值的频率特性的图。

图3A是展示本发明实施方式1中FET和电感器串联连接的电路图。

图3B是展示本发明实施方式1中FET和电感器串联连接的电路图。

图3C是展示本发明实施方式1中FET和电感器串联连接的电路的电感值的频率特性的图。

图4A是展示本发明实施方式1中可变匹配电路的可变电感部分的结构的图。

图4B是展示本发明实施方式1中可变匹配电路的可变电感部分的结构的图。

图5A是展示本发明实施方式1中可变匹配电路的结构的图。

图5B是展示根据本发明实施方式1中可变匹配电路的阻抗变换区域和谐振电路内的电感器分量的关系的图。

图5C是展示根据本发明实施方式1中可变匹配电路的阻抗变换的史密斯圆图。

图5D是展示根据本发明实施方式1中可变匹配电路的阻抗变换的史密斯圆图。

图6是展示本发明实施方式2中可变匹配电路的结构的图。

图7A是展示本发明实施方式2中可变匹配电路的结构的图。

图7B是展示根据本发明实施方式2中可变匹配电路的阻抗变换区域和谐振电路内的电感器分量的关系的图。

图7C是展示根据本发明实施方式2中可变匹配电路的阻抗变换的史密斯圆图。

图7D是展示根据本发明实施方式2中可变匹配电路的阻抗变换的史密斯圆图。

图7E是展示根据本发明实施方式2中可变匹配电路的阻抗变换的史密斯圆图。

图8A是展示本发明实施方式3中可变匹配电路结构的图。

图8B是展示本发明实施方式3中可变匹配电路结构的图。

图8C是展示本发明实施方式3中分布参数线路和谐振电路的结构的图。

图9是表示现有技术中可变匹配电路结构的图。

符号说明

10，30 电容器

11，31，32 变容二极管

20，21，22，80 电感器

40，41 FET

50，51，52，53，54，55 谐振电路

60，61 分布参数线路

70，71 端子

81，82，83 电阻元件

100，101，102，110 可变匹配电路

200 阻抗控制单元

300 天线

400 低噪声放大器

具体实施方式

以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。

实施方式1

图1是展示实施方式1中可变匹配电路结构的图。

在图1中，端子70和71在本实施方式的可变匹配电路100中作为输入输出端子。电容器10及变容二极管11是端子之间连接的电容值可变的电容电路，构成关于本发明的第2电容电路。谐振电路50是从端子71对接地连接的电路，由电容器30以及变容二极管31构成的相当于本发明第1电容电路的电容电路和将两个电感器20以及21串联连接的电感电路并联连接而构成。电感器20和21的连接处对接地连接着FET(场效应晶体管)40。而且，在可变匹配电路100的外部标记着电压控制变容二极管11、31和FET40的偏置的阻抗控制单元200、无线装置的天线300和接收系统的低噪声放大器400。电阻元件81、82、83是连接变容二极管11、31或FET40和阻抗控制单元200的偏置电阻。可由扼流电感器等代替该偏置电阻。

图1是说明包含本实施方式的可变匹配电路100的接收前端设备的一部分的图。无线装置的接收调谐设备中，将由天线300接收的无线频率信号在低噪声放大器400中进行放大处理，但是要匹配天线的电感和放大器的输入电感，一般会借由变换电感的电路，使得高效率地传送高频信号。通常在无线装置中所使用到的高频电路的输入输出电感设计为设定在50Ω，要在天线300中对馈电点位置和结构等想办法，将电感设计为50Ω。

另一方面，一般在放大器的输入侧附加匹配电路，使得在放大器中作为放大元件的晶体管的输入电感变换为50Ω，可变匹配电路100起到该匹配电路的作用。在低噪声放大器400中，获得最大增益的增益匹配点和获得最小噪声指数的噪声匹配点的电感不同。因此，将放大器的输入电感大概作为50Ω而输入信号的反射量被限制在规定量以下的情况下，有必要变换为噪声最小的电感值。为此，需要高精度的电感调整。尤其，需要根据使用频率来改变上述电感的最优化值，所以具有固定元件值的电路元件所构成的匹配电路中不适应宽频带域。因此，需要可电调整的可变匹配电路。

以下，就本实施方式的可变匹配电路100的动作/作用进行说明。

连接在端子70、71之间的电容器10和变容二极管11构成电容电路，其电容值通过阻抗控制单元200的电压控制而电可调整。变容二极管11是，阳极端子通过电感器20、21直流地接地，若在阴极侧增加电压，使得变容二极管11的电容值减小。电容器10用于在直流断路的同时调整可变电容元件全体的电容值变化幅度。

从端子71对接地连接的谐振电路50被构成为：由电感器20以及21的电感分量和由电容器30以及变容二极管31的电容分量并联连接的并联谐振电路。而且，谐振电路50作为，在比由其电感分量和其电容分量算出的并联谐振频率低的频率时具有电感性、高的频率时具有电容性的电抗值的接地的元件而工作。其电容分量的值通过变容二极管31而连续地可变，电感分量通过接通断开开关FET40而变化为两个值。将电感器20的元件值设为L1、电感器21的元件值设为L2时，其电感分量为，在接通FET开关时为L1和L2之和，断开时为L1。这样，通过开关的接通断开改变短路接地处、可使电感电路的元件值阶梯状地变化。

谐振电路50在电抗基本上表现为电感性的区域，即可得到电感值的区域里工作。

图2是表示解析谐振电路50的电抗的结果的图。图2A是表示图1的谐振电路50的结构的图。作为解析例，设元件值L1为1nH、元件值L2为5nH、通过变容二极管31和电容器30电容分量从1pF变化到6pF。图2B表示关闭FET40而将电感分量作为1nH时的谐振电路50的电感值的频率特性，图2C表示接通FET40而将电感分量作为L1和L2之和的6nH时的频率特性。在图2B所示的电感分量小的情况下，因并联谐振频率变大，所以直到高频为止可作为电感性元件使用。在图2C所示的电感分量大的情况下，因并联谐振频率减小，所以可工作的频率被限制在低频域。是因为，在低频域容易设定为有效的高电感值。

作为谐振电路50内的电容分量的变容二极管31和电容器30，在要获得的电感值仅为离散的2个值的情况下是不需要的，其具有使电感值连续可变的功能。为此，在图2B中以电容分量为6pF时为例进行说明。因电感分量为1nH且在2GHz附近并联谐振，虽在更低的区域呈现电感性，但在谐振频率附近的1GHz到2GHz之间电感值急剧地变化。

这里，若将变容二极管31的电容进行微小的改变使并联谐振频率变动，则特性曲线的倾斜度的陡峭部分将移动，从1GHz到2GHz之间的一点，电感值改变。例如在1.5GHz处来看，由于将电容分量从1pF改变为6pF，因此可使全部的电感值从1nH改变为2nH。改变的方向是：升高变容二极管31的控制电压并减小电容时，谐振频率移动至高频域侧，电感值减小；降低其控制电压并增大容量时，谐振频率移动至低频域侧，电感值增大。

该变化即使在如图2C所示的增大电感值的情况下该变化也一样。即使在对电容分量的电容变化幅度有限制时，也可通过较大地切换电感值的构成而在宽范围的频带中调整电感值。

在图2的例中，如图2B所示时不能在1GHz以下的频带使电感改变，但是在如图2C所示的切换电感值时可在1GHz以下的带域调整电感值。

如上所示，谐振电路50将并联谐振频率设定为比使用频率稍微大一些，通过改变变容二极管的电容改变电感值，作为电感值可变的电抗元件而工作。

这里，FET40具有开关的功能，有切换电感分量的作用。因低频时与高频时相比较大的电感值有效，因而无论在低频还是高频利用该切换功能都可设定为适当的电感值。如上所示，具有在宽频范围实现电感值的可变功能的作用。并且，在谐振电路50中，FET40的源极端与电感器连接而使得接地。

图3C表示将FET和电感器串联连接的电路的电感值的解析例。图3A是将FET41的源极端接地而漏极端连接电感器22的电路，图3B是变换连接顺序、在FET41的源极连接电感器22的电路。图3C展示在断开FET时测出的两个电路的电感值的频率特性的结果。在图3C的特性例中电感器22约为4nH。将FET的源极端接地的图3A的电路的阻抗，直到高频域作为电感性而动作，如图3B的电路在3GHz带谐振，使得电感性的频率范围变窄。

该不需要的谐振由于FET41的寄生电抗分量而生成，除了将电感性的频率范围变窄，还会引起难以调整电感值等的负面影响。但是，通过将FET端子接地可降低该寄生电抗分量的影响，从而可消除该不需要的谐振。

图4A、B表示变成为可变电感元件的谐振电路的其他结构。图4A是将电感器23串联连接源极端接地的FET41的电路与电感器24并联连接的电路。该谐振电路51中，若断开FET41，则电感器24被并联附加到电感器23，全体电感分量变小。这样，由于开关的接通、断开，被短路、接地的电感器的数量发生变化，可使整体的电感电路的元件值阶梯状变化。

图4B的谐振电路52是将图4A的谐振电路51中的电容器30切换为变容二极管32、并相互连接变容二极管31和32的阴极端子的结构。变容二极管32的阳极端子通过电感器24而直流性地被接地。然后，在共阴极端子侧的一处施加偏置电压控制就可同时改变两个变容二极管的电容。该图4B的电路例将图4A的谐振电路51的电容器30切换为变容二极管，但同样也可将图2A的谐振电路50的电容器30切换为变容二极管。任何结构都与以谐振电路50为例而说明的电路进行相同的动作，具有可作为可变电感元件的功能。

如上所示，图1中的可变匹配电路100是将端子70、71作为输入输出端子的两端子电路，为通过两个端子之间连接的电容可变的电容电路和从端子71对接地连接的电感值可变的谐振电路而进行工作的L型的匹配电路。

根据图5A～图5D，对该可变匹配电路100的作用进行说明。

图5A是展示本实施方式的可变匹配电路的结构的图。图5C、图5D表示在端子71连接50Ω的电阻、由可变匹配电路100从端子70侧看的阻抗的变化以50Ω进行归一化的史密斯圆图。为了将如图5A所示的电路简单化而模式性地表示，但实际的电路与图1所示的结构相同。

这里，可变匹配电路100中的电容电路从1pF变化到6pF，由谐振电路50内的电感器以及开关构成的电感分量在1nH和6nH的两个值之间进行切换。而且，谐振电路50内的电容分量与其电容电路独立地从1pF变化到6pF。图5C是表示在900MHz时，变换阻抗的区域的史密斯圆图，图5D是表示在2GHz时，变换阻抗的区域的史密斯圆图。而且，图5B是表示在史密斯圆图上所示的阻抗变换区域和谐振电路50中的电感分量的关系的图。

表示900MHz时阻抗变换区域的图5C表明，将电感分量设为较大的6nH时，通过使电容电路变化而可在区域B所示的宽范围中变换阻抗。将电感分量设为1nH时，因在端子71对接地被附加6Ω左右的低阻抗元件，所以变换的阻抗区域也和区域A所示那样成为低阻抗，变化幅度也减小。表示2GHz的阻抗变换区域的图5D表明，将电感分量设为1nH时，可将变换后的阻抗作为由区域C图示的电感性区域，将电感分量设为6nH时，可变换为由区域D图示的电容性区域。假设电感分量不被切换而固定在6nH时，在较高的2GHz仅电容性的阻抗可变换。

此外，假设电感分量固定在1nH时，在900MHz可变换的阻抗区域像区域A那样被限制。根据本实施方式，在成为可变电感元件的谐振电路中，由开关切换电感分量的结构作为在宽范围的频带域的阻抗变换器而有效。

如上所示的本实施方式的可变匹配电路具有：谐振电路，由FET开关可切换电感值的电感电路和利用变容二极管的可变电容电路并联连接而构成；电容电路，由两个端子间连接的变容二极管构成，由一侧的端子对接地连接其谐振电路而构成L型的匹配电路。由此，通过谐振电路的电容电路的电容变化以及电感电路的电感值的变化使谐振电路的阻抗连续性地且较大地改变，并通过两个端子间连接的电容与可变的电容电路组合可实现宽范围频带域中高自由度的阻抗变换的可变匹配电路。

本实施方式的可变匹配电路，因具有构成可切换为多个元件值的电感电路的开关的一端接地的结构，所以可减轻实现开关的FET和二极管等的元件中存在的寄生元件的影响。

说明本实施方式的图1中展示天线300和低噪声放大器400之间的匹配调整中应用可变匹配电路100的例子，但其用途不限于该部分。

本实施方式示出为了使电感值阶梯状变化，而使用利用FET40的开关的例，但若是开关二极管等的可电开、关的设备，替代FET也适用。

而且，本实施方式的谐振电路50示出，使用由FET构成的一个开关和两个电感器而构成电感电路的例子，但也可构成增加开关和电感器的数量而将电感值切换为三个以上值的电感电路。

实施方式2

图6是表示本实施方式的可变匹配电路的结构图。与图1的不同点在于，在端子70、71的两侧设置作为本发明第1谐振电路的谐振电路53和作为本发明第2谐振电路的谐振电路54。图6所示的谐振电路53、54是为了简单化而模式化地表示，但实际的电路与图2A的谐振电路50或图4A、图4B所示的谐振电路51或52相同地构成。

以下说明其工作和功能。基本工作过程与在实施方式1中所说明的可变匹配电路相同。

在图6，由串联电容器和并联电感器构成的L型结构的匹配电路中，可变换的阻抗的范围被限定。为此，本实施方式中，作为可变电感元件而起工作的谐振电路被设置在输入输出的两侧的端子而工作，实现较高自由度的阻抗变换。

在这里考虑，对于被附加在端子71的阻抗在端子70变换为期望的阻抗的情况。附加在端子71的阻抗的电阻为正。此时，假设元件值的变化幅度没有限制，理论上使用由电容器10以及变容二极管11构成的本发明的第3电容电路的串联电容器和谐振电路53或谐振电路54的某一方的并联电感器，即可变换电阻成份为正的所有阻抗。

若确定了变换前和变换后的阻抗，谐振电路53或谐振电路54的某一方就会成为冗余。要同时控制两方的谐振电路时还要考虑：因参数增加而变得复杂或冗余的谐振电路在和所期望的阻抗变化不同方向变化的情况，从而期望将对于冗余的谐振电路的阻抗变换的影响尽力地减小。为此，本实施方式的可变匹配电路110，将设置在两个端子70、71的谐振电路53、54中的，变换为期望的阻抗时会成为冗余的谐振电路调整为在使用频率时会并联共振。因谐振电路是LC的并联谐振电路的结构，所以容易地进行控制，使电容值连续可变且在使用频率处为并联谐振。因并联谐振时的谐振电路的阻抗非常高，所以会减小对该谐振电路的阻抗变换的影响。

对于可变匹配电路110的工作与功能，以在端子71连接50Ω的电阻时从端子70侧看的阻抗变换为例进行说明。

与实施方式1中利用图5C、图5D说明的可变匹配电路作用相同的条件下，可变匹配电路110中的电容电路从1pF变化到6pF，由谐振电路53、54内的电感器及开关构成的电感分量就被切换为1nH和6nH的两个值。

而且，若谐振电路53、54内的电容成份从1pF开始到6pF为止各自独立可变，那么，使谐振电路53在使用频率并联谐振时，因和图5A成为相同的电路，所以在900MHz和2GHz的阻抗变换的区域会成为图5C以及图5D。另一方面，使谐振电路54在使用频率并联谐振时的情况具有如图7A至图7E所示的作用。

图7A是与使可变匹配电路110的谐振电路54并联谐振时的情况等效的电路，图7C是在900MHz变换阻抗的区域，图7D、图7E是表示在2GHz变换阻抗的区域。图7B是在史密斯圆图上所表示的阻抗变换区域和谐振电路53内的电感器值的关系的图。

而且，与使谐振电路53并联谐振的电路等效的图5A所示的电路的结构是，电阻值大致可变换为比50Ω大的阻抗；与使谐振电路54并联谐振的电路等效的图7A所示的电路的结构是，电阻值大致可变换为比50Ω小的阻抗。根据要变换的阻抗的电阻值而选择并联谐振的谐振电路，可通过调整其他谐振电路和可变电容电路而实现期望的变换。

如上所述，按照本实施方式，包括：两个谐振电路，可由FET开关切换电感值的电感电路和利用变容二极管的可变电容电路并联连接而构成；电容电路，由连接在两个端子间的变容二极管构成，通过由两侧的端子对接地连接其谐振电路而构成π型的匹配电路，可实现在宽范围的频带域中高自由度的阻抗变换的可变匹配电路。

而且，根据使两个谐振电路的一个在使用频率并联谐振，可减小该谐振电路对阻抗变换所带来的影响，可容易地调整可变匹配电路以得到期望的阻抗变换。

而且，因谐振电路对接地并联连接，并联谐振的谐振电路的阻抗非常高，例如在阻抗变换时，并联连接的两个谐振电路的一个只在和期望的阻抗变化不同的方向上变化的情况，减小对该谐振电路的阻抗变换所施加的影响，因而可容易地控制向期望阻抗的变换。

而且，本实施方式的可变匹配电路因具有由构成可切换到多个元件值的电感电路的开关的一端被接地的结构，所以可减轻实现开关的FET或二极管等元件中存在的寄生元件的影响。

本实施方式中以使两个谐振电路的一个在使用频率并联谐振而动作的例子进行了说明，但也可以同时控制两个谐振电路而进行阻抗变换。而且，使两个谐振电路并联谐振，仅由串联电容器进行阻抗变换动作也可以。

实施方式3

图8A是表示本实施方式的可变匹配电路的结构图，和图1的不同点在于，在端子71和谐振电路55之间连接分布参数线路60，在端子71和变容二极管11之间连接分布参数线路61。如图8A所示的谐振电路55是为了简单化而模式性地表示的，实际的电路是与如图2A所示的谐振电路50或图4A所示的谐振电路51或图4B所示的谐振电路52相同的结构。基本的工作状况和第1实施方式中所说明的可变匹配电路相同。

可变匹配电路中使用了通过变容二极管11而可连续地改变电容的相当于本发明第2电容电路的电容电路，但实际中使用的变容二极管或芯片电容器等的部件存在寄生电抗分量，由于该影响而产生自振。因此，在将电容器10和变容二极管11串联连接的可变电容电路中，在高频带域由于自振而产生阻抗为零的串联谐振，在更高的频率也只能得到低的阻抗。在本实施方式，可通过设置分布参数线路60、61而在电容电路的自振频率附近或是稍高的频带中进行阻抗变换。

图8A的可变匹配电路102在电容电路串联谐振时等效于图8B的电路。因此，对于电容电路的自振频率附近或是稍高的频带，可使用分布参数线路60、61而得到期望的阻抗变换。

对阻抗变换有效的分布参数线路的电长度为约90度左右为止的长度，在没有电容电路的自振影响的低频时，其分布参数线路的影响小。因此，有必要估计该电抗部分而设计，可进行和实施方式1中说明的相同的工作。

而且，在可变匹配电路102中，如图8B所示的分布参数电路中阻抗变换的高频带中成为可得到可变功能的固定的阻抗变换，而在低频带中可进行如上所示的改变和调整阻抗变换。

可看到分布参数线路60是接地的，但电长度比90度小的情况下会等效于电感器。因此，分布参数线路60和谐振电路55的部分可变换为图8C所示的将比较小值的电感器80连接在谐振电路55的结构。

以上所述，按照本实施方式中，可实现当电容值可变的电容电路产生自振时，在自振频率附近或稍高的频带中，可根据分布参数线路进行阻抗变换，在低频带中可调整的高自由度的阻抗变换的可变匹配电路。

而且，在本实施方式的可变匹配电路中，根据构成谐振电路的元件的自振等影响使并联连接的谐振电路的阻抗减小时，可根据分布参数线路将低阻抗变换为适当的电抗值，而变换为期望的阻抗，在特别高的频带域也具有有效的功能。

在本实施方式中示出了附加两个分布参数电路的例子，但也可以将其中的任一个变换为期望的阻抗。而且，虽然分布参数线路61附加在端子71侧，但也可附加在端子70侧。而且，示出了将谐振电路设置在端子71侧的例子，但也可设置在端子70侧。

实施方式2中表示的π型的匹配电路也可同样附加分布参数电路。此时，将分布参数电路附加在谐振电路53或谐振电路54与由电容器10和变容二极管11构成的电容电路之间。这样，可得到相同的效果。

产业上的可利用性

本发明可适用于从UHF带到微波带的宽频带域中进行阻抗变换的电调整的可变匹配电路，尤其可适用于构成适应利用多个无线频带的不同种类的无线网络和多频带化的无线系统的无线装置中。

但不限定于该用途。

Claims

1.一种可变匹配电路，包括：

谐振电路，具有一端接地的电感值可变的电感电路以及并联连接于所述电感电路的电容可变的第1电容电路；

第2电容电路，连接于所述电感电路的另一端且电容可变，

所述电感电路具有：一端接地的开关，串联连接于所述开关的另一端的电感器，和并联连接于所述开关以及所述电感器的全部的电感器。

2.如权利要求1所述的可变匹配电路，

所述谐振电路和第2电容电路之间具有分布参数线路，该分布参数线路可在所述第2电容电路的自振频率附近或是比其高的频带中进行阻抗变换。

3.一种可变匹配电路，具有：

第1谐振电路，具有一端接地的电感值可变的第1电感电路以及并联连接于所述第1电感电路的电容可变的第1电容电路；

第2谐振电路，具有一端接地的电感值可变的第2电感电路以及并联连接于所述第2电感电路的电容可变的第2电容电路；

第3电容电路，连接于所述第1电感电路的另一端和所述第2电感电路的另一端之间且电容可变，

第1或第2电感电路具有：一端接地的开关，串联连接于所述开关的另一端的电感器，和并联连接于所述开关以及所述电感器的全部的电感器。

4.如权利要求3所述的可变匹配电路，

第1谐振电路或第2谐振电路的元件值被设定为以规定的频率并联谐振。

5.如权利要求3至4的任一项所述的可变匹配电路，

第3电容电路和第1谐振电路或第2谐振电路之间具有分布参数线路，该分布参数线路可在所述第3电容电路的自振频率附近或是比其高的频带中进行阻抗变换。