KR20120093980A - 안테나의 정합 방법 및 장치 - Google Patents

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프라사드 라마찬드란
슬라토리우브 밀로사블리에빅
무하마드 나즈룰 이슬람
페테리 안나마아
빌레 마야바
아르토 후야넨
마티 소메르살로
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펄스 핀랜드 오와이
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Abstract

무선 기기의 안테나(340)를 정합하는 장치 및 방법이 개시되어 있다. 커패시턴스 센서(370)는 상기 안테나의 주변들에서의 전기적 변화들을 검출하기 위해 안테나 구조 내에 배치되어 있다. 특정 변화에 기인하는 부정합은 센서 커패시턴스(CSE)에 비례하는 신호(CAP)로 교정된다. 이러한 커패시턴스 및 현재 사용중에 있는 주파수 범위는 제어 유닛의 입력 변수들이다. 상기 안테나의 임피던스는 Π-형 무효 정합 회로(330)로 조정되며, 상기 Π-형 무효 정합 회로의 성분 값들은 전환 스위치들을 통해 비교적 넓은 대체 어레이로부터 선택될 수 있고, 상기 전환 스위치들은 단지 상기 정합 회로의 가로 분기들에만 위치해 있다. 제어 유닛(350)은 일정 간격을 두고 조정 프로세스를 실행하고, 이러한 프로세스의 결과에 기초하여, 상기 제어 유닛은 상기 정합 회로(330)의 성분 값들의 결합을 선택하고 상기 스위치들을 설정한다. 송신기의 평균 능률은 정합의 개선 때문에 그리고 어떠한 방향성 결합기 및 직렬 조정 성분들이 상기 송신기의 송신 경로에 필요하지 않기 때문에 높아지게 된다. 안테나의 정합은 또한 수신 중에 개선될 수 있다. 상기 조정 프로세스에서 사용되는 알고리즘은 비교적 간단하고 신속하다.

Description

안테나의 정합 방법 및 장치{Method and arrangement for matching an antenna}
본 발명은 무선 기기의 안테나의 정합에 관한 것이며 정합 장치 및 방법을 모두를 포함한다. 본 발명은 특히 소형 모바일 단말기들 용으로 의도된 것이다.
무선 기기의 안테나의 임피던스를 상기 안테나에 급전하는 송신기의 전력 증폭기와 정합하는 것은 송신 기술에서 전형적인 구성이다. 그러한 정합을 통해, 상기 안테나의 방사 전력은 상기 전력 증폭기의 전력에 비례해서 가능한 한 높게 이루어질 수 있다. 상기 안테나의 정합이 불량해질수록 상기 안테나 측으로 전파되는 전계의 강도에 비례해서 상기 안테나로부터 상기 전력 증폭기 측으로 반사되는 전계의 강도가 높아지게 된다. 비록 상기 정합의 성능이 저하되더라도 소정의 송신 전력이 요구되는 경우에, 상기 전력 증폭기의 이득이 높게 되어야 하는데, 이는 전류 소비가 증가하게 되는 결과를 초래하고 아마도 출력단이 가열되는 문제들을 초래한다.
안테나의 정합 성능은 외부적인 문제 및 내부적인 문제 때문에 저하될 수 있다. 만약 무선 기기가 어떤 도전 물체에 접근하게 되면, 안테나의 임피던스가 변화하게 된다. 마찬가지로, 상기 모바일 단말기가 대개 접속중에 있는 경우에, 이미 사용자의 머리 및 손 때문에 상당한 안테나의 임피던스의 변화가 생길 수 있다. 그 외에도, 다중대역 안테나의 경우에, 동작 대역의 변경은 안테나의 임피던스를 변화시키는데, 이는 안테나의 정합이 변화함을 의미한다. 이러한 종류의 사실들 때문에, 상기 안테나의 정합이 매 시간마다 그러한 환경들에 따르도록 변하는 방식으로 안테나의 정합이 적응가능하게 하는 것이 바람직하다. 이는 조정가능한 정합 회로가 안테나의 급전 회로에 추가되는 것을 필요로 한다. 대개 상기 정합 회로는 안테나의 정합이 항상 가능한 한 양호하도록 상기 안테나로부터 반사되는 전계의 강도에 대한 정보에 기초하여 제어된다.
도 1 및 도 2에는, 공보 WO 2008/129125로부터 공지된 적응가능한 정합에 대한 일례가 도시되어 있다. 도 1에는 무선 기기의 송신단이 블록 다이어그램으로 도시되어 있고, 도 2에는 상기 송신단에 포함되어 있는 정합 회로가 도시되어 있다. 송신기의 송신 경로가 도 1에 도시되어 있는데, 이러한 송신 경로는 신호의 전파 방향에서 직렬로 연결된, 송신기의 전력 증폭기(PA), 방향성 결합기(120), 무효 정합 회로(130), 듀플렉서(duplexer; DP) 및 안테나(140)를 포함한다. 상기 듀플렉서를 통해, 송신 방향들이 분리되는데, 상기 안테나로부터 수신된 신호는 필터링되는 것처럼 수신기의 저잡음 증폭기(low-noise amplifier; LNA)로 도입된다. 상기 방향성 결합기 및 상기 정합 회로는 안테나의 정합 장치에 포함되어 있으며, 이러한 안테나의 정합 장치는 제어 유닛(150)을 부가적으로 포함한다.
안테나의 정합은 결코 완벽하게 이루어질 수 없기 때문에, 안테나에 전파되는 전계(ff)의 특정 부분(re)이 다시 반사된다. 상기 방향성 결합기는 2가지 측정 신호들을 제공하는데, 반사된 전계에 비례하는 무선 주파수 전압(VRE)은 상기 방향성 결합기의 부분(P3)으로부터 수신되고 전파 전계에 비례하는 무선 주파수 전압(VFF)은 상기 방향성 결합기의 부분(P4)로부터 수신된다. 이러한 측정 신호들은 직류 전압들로 변환되고 부가적으로는 상기 제어 유닛(150)에서 2진수로 변환된다. 그 외에도, 현재 동작 대역을 나타내는 대역 신호(BND) 및 상기 송신 전력의 설정 값에 비례하는 전력 신호(PWR)가 상기 제어 유닛에 도입된다. 상기 제어 유닛의 출력 신호들(SET)은 상기 정합 회로(130)에 접속되어 상기 제어 유닛의 출력 신호들이 존재하는 상기 정합 회로(130)의 신호들을 제어하게 된다.
상기 정합 회로(130)의 성분 값들은 다-방향 스위치들을 통해 선택되고, 상기 다-방향 스위치들은 특정한 총 개수의 상태 결합들을 지닌다. 상기 제어 유닛(150)은 일정 간격을 두고 조정 프로세스를 실행한다. 상기 프로세스에서의 시작 순간들의 간격은 예컨대 10 ms이다. 안테나의 정재파비(standing wave ratio), 또는 SWR은 상기 방향성 결합기에 의해 제공된 측정 신호들(VRE,VFF)로부터 획득된다. 상기 SWR이 높을수록, 안테나의 정합이 불량해진다. 상기 SWR 값, 상기 대역 신호(BND)의 상태 및 상기 전력 신호(PWR)의 상태에 기초하여, 상기 제어 유닛은 상기 스위치들의 상태 결합들의 총체적인 어레이로부터 실질적으로 작은 어레이를 선택한다. 그러한 정합 프로세스에서, 상기 정합 회로의 스위치들은 또한 상기 작은 어레이에 포함되어 있는 상태 결합들 각각에 설정되며, 송신 신호의 SWR 값은 각각의 설정에서 판독된다. 마지막으로, 상기 프로세스에서, 상기 제어 유닛은 상기 스위치들을, 상기 상태들의 결합이 상기 획득된 SWR 값들 중 가장 낮은 값에 해당하는 상태들에 설정한다.
도 2에는, 상기 원리에 입각한 상기 정합 회로(130)의 구조가 도시되어 있다. 상기 정합 회로는 Π-형 회로망이며, 따라서 이러한 Π-형 회로망은 차례로 제1 가로 부분(131), 세로 부분(132) 및 제2 가로 부분(133)을 포함한다. 상기 세로 부분은 간단하게 도시되어 있다. 상기 세로 부분은 안테나 송신 경로의 개별 도체(SCR)와 직렬로 무효 요소(reactive element)(XS)에 의해 구성되며, 이러한 무효 요소는 특정의 일정한 커패시턴스 또는 인덕턴스를 지닌다. 각각의 가로 부분은 다중 상태들을 지니는 적어도 하나의 다-경로 스위치(SW1,SWM)를 포함하며, 상기 적어도 하나의 다-경로 스위치의 공통 단자는 상기 개별 도체(SCR)에 연결되고 각각의 전환 단자는 무효 요소(X1,X2,XN)를 통해 상기 송신 경로의 접지 도체, 또는 신호 접지(GND)에 연결된다. 각각의 스위치는 상기 제어 유닛(150)으로부터 출력되는 상기 정합 회로의 제어(SET)에 의해 어느 한 상태로 개별 설정될 수 있다. 도 2에는, 각각의 가로 부분에 있는 스위치들의 개수가 심볼(M)로 표시되어 있다. 각각의 스위치에 의해 선택될 무효 요소들의 개수가 N인 경우에, 상태 결합들의 총 개수는 N2M이다. 예컨대, M이 2이고 N이 4인 경우에, 상태 결합들의 총 개수는 256이다. 상기 제1 및 제2 가로 부분들에 있는 스위치들의 개수는 동일하지 않을 수 있으며 하나의 스위치에 의해 선택될 무효 요소들의 개수는 다른 스위치들의 해당 개수와는 무관하다.
각각의 스위치 및 상기 송신 경로의 개별 도체(SCR) 간에는, 대개 상기 스위치에 대하여 정전 방전(Electro-Static Discharge) 보호기로서의 기능을 수행하는데 그 목적이 있는 회로(LCC)가 존재한다. 그 외에도, 필요할 때, 상기 LC 회로에 포함되어 있는 직렬 커패시터가 상기 도체(SCR)를 통한 스위치 제어로부터 직류 회로의 형성을 방지하는 차폐용 커패시터로서의 기능을 수행한다.
각각의 분기(branch)가 전환 스위치 및 대체 무효 요소들을 포함하는, 상기 정합 회로의 가로 부분들에 있는 분기들은 물론, 상기 스위치들의 공통 단자들이 상기 접지 도체에 접속되고 각각의 무효 요소의 한 단부가 상기 송신 경로의 개별 도체에 접속되도록 역전될 수도 있다. 따라서, 한 무효 요소는 한번에 상기 송신 경로의 도체들 간에 접속된다.
위에서 설명한 방안(solution)의 단점은 안테나의 부정합의 측정을 위한 것인 상기 방향성 결합기의 선형 동작 범위가 비교적 제한적이라는 점이다. 그 외에도, 상기 방향성 결합기는 송신 신호의 송신 경로 상에 위치해 있는데, 이는 송신기에서의 특정의 추가 손실을 의미한다. 또 한가지 단점은 고려되는 스위치들의 상태 결합들의 개수가 초기 조정 단계에서 감소하게 된다는 점과는 무관하게 조정 알고리즘이 비교적 복잡하다는 점이다. 상기 방안의 또 다른 단점은 그러한 방안이 수신기의 정합 조정에 적합하지 않는다는 점이다.
본 발명의 목적은 위에서 언급한 단점들을 축소하는 방식으로 적응가능한 안테나 정합을 구현하는 것이다.
본 발명은 위에서 언급한 단점들을 축소하는 방식으로 적응가능한 안테나 정합을 구현하는데 그 목적이 있다. 본 발명에 따른 장치는 독립청구항인 청구항 제1항에서 특정된 것을 특징으로 한다. 본 발명에 따른 방법은 독립청구항인 청구항 제12항에 특정된 것을 특징으로 한다. 본 발명의 몇 가지 바람직한 실시예들은 종속청구항들에 제시되어 있다.
본 발명의 기본적인 개념은 다음과 같다. 커패시턴스 센서는 안테나 구조에서 안테나의 주변들에서의 전기적 변화들을 검출하도록 구성된다. 특정 변화에 기인하는 부정합은 상기 센서의 커패시턴스에 비례하는 신호를 통해 교정된다. 상기 커패시턴스 및 현재 사용중에 있는 주파수 범위는 제어 유닛의 입력 변수들이다. 안테나의 임피던스는 Π-형 무효 정합 회로를 통해 조정되며, 상기 Π-형 무효 정합 회로의 성분 값들은 상기 정합 회로의 가로 부분들에만 위치해 있는 전환 스위치들을 통해 비교적 넓은 대체 어레이로부터 선택될 수 있다. 상기 제어 유닛은, 상기 제어 유닛이 상기 정합 회로의 성분 값들의 결합을 선택하고 상기 스위치들을 설정하는 프로세스의 결과에 기초하여, 일정 간격을 두고 조정 프로세스를 실행한다.
본 발명의 한가지 이점은, 비록 듀플렉서로부터 안테나 측을 향하는 임피던스가 외부적인 문제들 때문에 또는 대역 변경 때문에 변화하려고 하더라도, 안테나의 정합이 비교적 양호하게 유지된다는 점이다. 상기 임피던스를 유지하는 것은 송신기의 평균 능률(mean efficiency)이 개선되고, 전력 증폭기에서 갑자기 생기는 고조파 주파수 성분들의 레벨이 낮아지며 그리고 송신기에서의 필터들의 함수가 좀더 선형화되는 결과를 초래한다. 본 발명의 다른 한가지 이점은 어떠한 방향성 결합기 및 직렬 조정 성분들이 송신기의 송신 경로에 필요하지 않다는 점인데, 이러한 경우에 송신 경로의 손실들은 감소하게 되고 이러한 이유 때문에 송신기의 평균 능률이 개선된다는 점이다. 본 발명의 또 다른 한가지 이점은 본 발명이 또한 수신하는 동안에도 안테나의 정합을 위해 사용될 수 있다는 점이다. 본 발명의 또 다른 한가지 이점은 조정 프로세스에서 사용되는 알고리즘이 공지된 알고리즘들에 비해 비교적 간단하고 신속하다는 점이다.
이하에서는, 본 발명이 상세하게 설명될 것이다. 첨부된 도면들이 참조될 것이다.
도 1은 선행 기술에 따른 적응가능한 정합에 대한 일 예를 블록 다이어그램으로 보여주는 도면이다.
도 2는 도 1에 도시된 정합 회로의 구조에 대한 일 예를 보여주는 도면이다.
도 3은 본 발명에 따른 장치에 대한 일 예를 블록 다이어그램으로 보여주는 도면이다.
도 4a 및 도 4b는 안테나 구조에서 본 발명에 따른 장치에 포함되어 있는 센서에 대한 일 예를 보여주는 도면이다.
도 5는 본 발명에 따른 장치에 대한 제2 예를 보여주는 도면이다.
도 6은 본 발명에 따른 장치에 포함되어 있는 정합 회로에 대한 일 예를 보여주는 도면이다.
도 7은 본 발명에 따른 장치에 포함되어 있는 제어 유닛에 대한 본 발명의 원리에 입각한 구조를 블록 다이어그램으로 보여주는 도면이다.
도 8은 본 발명에 따른 방법에 대한 일 예를 플로차트로 보여주는 도면이다.
도 9는 본 발명에 따른 장치를 통한 안테나의 정합을 개선하는 일 예를 반사 계수(reflection coefficient)로 보여주는 도면이다.
도 10은 본 발명에 따른 장치를 통한 안테나의 정합을 개선하는 다른 일 예를 반사 계수로 보여주는 도면이다.
도 11은 본 발명에 따른 장치를 통한 안테나의 정합을 개선하는 일 예를 스미스 다이어그램(Smith diagram)으로 보여주는 도면이다.
도 12는 본 발명에 따른 장치에 포함되어 있는 센서에 대한 제3 예를 보여주는 도면이다.
도 13은 본 발명에 따른 장치에 포함되어 있는 센서에 대한 제4 예를 보여주는 도면이다.
도 1 및 도 2는 선행 기술의 설명과 연관지어 이미 설명되었다.
도 3에는 무선 기기에서 본 발명에 따른 장치에 대한 일 예가 블록 다이어그램으로 도시되어 있다. 상기 무선 기기의 안테나 단부의 송신 경로는 상기 도면에서 볼 수 있는데, 이러한 송신 경로는 자체적으로 듀플렉서(310), 무효 제1 정합 회로(330) 및 안테나(340)를 포함한다. 송신 방향들은 상기 듀플렉서에 의해 분리되는데, 상기 안테나에 급전되는 신호가 송신기의 전력 증폭기(PA)로부터 상기 듀플렉서에 출력되고, 상기 안테나로부터 수신된 신호는 상기 듀플렉서로부터 필터링되는 것처럼 저잡음 증폭기(LNA)로 도입된다. 예컨대, TDD(Time Division Duplex; 시분할 듀플렉스) 기법을 사용할 경우에, 상기 듀플렉서는 구조당 하나의 다-경로 스위치이다. 그 외에도, 도 3에는 제2 정합 회로(360)가 도시되어 있는데, 상기 제2 정합 회로(360)는 안테나 방사체 내의 특정 지점 및 안테나의 접지면 사이에 접속되어 있다. 도 3에 나타나 있는 점선은 상기 제2 정합 회로가 본 발명의 관점에서 보면 반드시 필요하지 않음을 의미한다. 상기 정합 회로들(330,360)은 제어 유닛(350)에 의해 제어된다.
안테나의 방사체 부근에는 커패시턴스 센서(370)가 도시되어 있다. 이는 커패시턴스 유닛(380)에 접속되어 있으며, 상기 커패시턴스 유닛(380)은 상기 센서의 커패시턴스(CSE)를 2진 신호(CAP)로 변환하고, 상기 2진 신호(CAP)의 레벨은 상기 커패시턴스에 비례한다. 상기 커패시턴스는 상기 커패시턴스에 공급되는 저주파(예컨대, 35 kHz) 전류를 사용하여 측정된다. 이러한 커패시턴스 신호(CAP)는 상기 제어 유닛(350)의 입력으로 도입된다. 상기 센서, 상기 커패시턴스 유닛, 상기 제어 유닛 및 상기 제1 정합 회로는 본 발명에 따른 정합 장치를 이룬다.
안테나의 주변들에서의 변화들에 관한 정보는 상기 센서에 의해 획득된다. 사용자의 손가락과 같은 도전 및/또는 유전 물체가 안테나 부근에 다가오면, 안테나의 임피던스가 변화한다. 또한 상기 센서의 커패시턴스(CSE)는 동일한 이유 때문에 변화하므로, 상기 센서의 커패시턴스(CSE)는 안테나의 정합에 대한 교정에 사용될 수 있다. 도 3에는, 상기 제어 유닛의 제2 입력 신호가 전체 무선 기기의 제어부로부터 수신된 대역 신호(BND)이며, 이러한 신호는 사용되고 있는 현재 주파수 범위를 나타낸다. 예를 들면 GSM850 시스템(여기서 GSM은 Global System for Mobile telecommunications의 약어로 '이동 통신 세계화 시스템'으로 알려져 있음)의 대역에서부터 GSM900 시스템의 대역에 이르기까지의 반송파 주파수의 비교적 작은 변화 때문에 이미 안테나에서의 상당한 임피던스 변화가 생기게 되며, 이러한 이유 때문에 안테나의 정합이 교정되어야 한다.
상기 제어 유닛의 출력들(SET)은 이러한 출력들에서 리액턴스들을 선택하기 위해 상기 제1 정합 회로(330) 및 상기 제2 정합 회로(360)에 접속된다. 상기 제어 회로는 일정한 간격을 두고 특정 알고리즘에 따른 조정 프로세스를 실행하는데, 이러한 프로세스에서는, 상기 제1 정합 회로의 제어가 상기 커패시턴스 신호(CAP) 및 대역 신호(BND)의 레벨, 또는 값에 기초하여 결정된다. 상기 제2 정합 회로(360)는 상기 대역 신호(BND)에 기초하여 주로 제어된다. GSM850 시스템이 GSM900 시스템으로 변경되거나 이와는 반대로 GSM900 시스템이 GSM850 시스템으로 변경되는 경우에, 안테나의 동작 대역은 그에 대응해서 상기 제2 정합 회로로 시프트되고, 그럼으로써 안테나의 정합이 개선된다.
도 4a 및 도 4b에는 안테나 구조에서 본 발명에 따른 장치에 포함되어 있는 센서에 대한 일 예가 도시되어 있다. 도 4a에는 상기 센서를 가지는 전체 안테나가 도시되어 있으며, 도 4b에는 상기 안테나의 순수한 메인 방사체, 또는 방사용 메인 요소가 도시되어 있다. 무선 기기의 단부, 즉 무선 기기의 안테나가 위치해 있는 무선 기기의 단부가 상기 도면에 도시되어 있다. 상기 안테나의 방사체들은 유전체 프레임(FRM)의 도전성 피막으로 이루어져 있는데, 여기서 상기 유전체 프레임(FRM)은 상기 무선 기기의 단부 부분의 커버를 형성한다. 상기 방사체들의 지지 프레임은 또한 예컨대 분리형 플렉서블 듀얼-층 회로 기판일 수 있다. 이러한 예에서, 상기 안테나는 2개의 방사 요소들, 즉 안테나 급전 지점(FP)이 있는 방사용 메인 요소(441), 및 기생 요소(parasitic element; 442)를 포함한다. 또한, 접지면(GND)은 상기 안테나에 포함되어 있는데, 이러한 접지면은 상기 무선 기기의 상기 회로 기판상에 있는 상기 방사체들 하부에 위치하게 된다. 상기 메인 요소는 또한 제1 단락-회로 지점(SP1)에서부터 상기 접지면에 이르기까지 접속되어 있고, 상기 기생 요소는 한 단부에서 제2 단락-회로 지점(SP2)에서부터 상기 접지면에 이르기까지 접속되어 있다. 상기 메인 요소는, 상기 메인 요소의 단락-회로 지점(SP1)에서 볼 때, 상기 안테나에 대하여 2개의 동작 대역들을 구현하도록 서로 다른 길이들을 가지는 2개의 아암들로 분기되어 있다. 상기 메인 요소의 긴 아암에 해당하는 안테나 부분은 낮은 동작 대역에서 공진 현상이 일어나며, 상기 메인 요소의 짧은 아암에 해당하는 안테나 부분은 높은 동작 대역에서 공진 현상이 일어난다. 또한, 상기 기생 요소에 해당하는 안테나 부분은 이러한 대역을 넓혀주는 높은 동작 대역에서 공진 현상이 일어난다.
상기 센서(470)는 제1 전극(471) 및 제2 전극(472)으로 이루어져 있으며, 상기 제1 및 제2 전극들(471,472)은 상기 안테나 프레임(FRM)의 외부 표면상에 있는 개별 도체 스트립들이다. 상기 도체 스트립들은 서로 근접해 있음으로써 서로 다른 표유 커패시턴스(stray capacitance)들보다 확실히 높은 커패시턴스가 상기 도체 스트립들 사이에 존재하게 된다. 코일(L1;L2)은, 상기 코일, 및 상기 센서를 상기 커패시턴스 유닛(380)에 접속시키는, 회선 도체 사이에서, 각각의 전극과 직렬로 이루어져 있다. 이러한 코일들의 임피던스는 무선 주파수들에서 매우 높다. 그러므로, 어떠한 무선-주파수 전류들도 상기 센서 및 커패시턴스 유닛(380) 사이의 회선에서는 생성되지 않을 수 있으며, 따라서 상기 센서의 회로는 손실들을 야기하지 않음으로써 안테나의 임피던스를 변화시키지 않는다.
상기 센서는 상기 센서의 근접장(near field)의 공간에서 상기 안테나의 상기 메인 요소에 근접 위치해 있다. 그 외에도, 상기 센서는, 상기 센서가 안테나의 기능을 가능한 한 적게 저하하는 경우에 상기 메인 요소의 전기장이 상기 메인 요소의 낮은 공진 주파수에서 최소값을 갖는 영역에 배치된다. 해당 영역은 상기 메인 요소의 긴 아암의 중간 부분에 위치하게 된다. 상기 센서 스트립 및 상기 메인 요소 간의 단락을 방지하기 위하여, 상기 메인 요소의 긴 아암의 중간 부분(441b)은 상기 프레임(FRM)의 내부 표면상에 위치하게 된다. 이러한 중간 부분은 서로 충분히 근접 위치하고 있는 도전성 바이어(conductive via)들을 통해 상기 메인 요소의 긴 아암의 개시 부분(441a)과 미부 부분(441c)을 연결시켜 준다. 변형적으로는, 상기 메인 요소가 상기 프레임의 외부 표면 전체상에 위치해 있을 수 있으며, 상기 센서는 유전체 층에 의해 상기 메인 요소로부터 절연되어 있을 수 있다.
도 4a의 예에서는, 상기 안테나의 메인 방사체(441)가 또한 접지 지점(GP)을 지니며, 상기 접지 지점(GP)으로부터는, 도 3에 도시된 제2 정합 회로(360)를 통해 상기 접지면을 접속시켜 주려고 한 것이다.
도 5에는 본 발명에 따른 장치에 대한 제2 예가 도시되어 있다. 상기 안테나의 메인 방사체, 또는 메인 요소(541)는 유전체 프레임(FRM)의 도전성 피박으로 이루어져 있다. 다른 요소들은 가시화되어 있지 않지만, 상기 구조에 존재해 있을 수 있다. 상기 메인 요소는 상기 급전 지점(FP)으로부터 상기 무선 기기의 안테나 포트에 접속되며 상기 단락-회로 지점(SP)으로부터 상기 접지면(GND)에 접속되어 있다. 또한, 이러한 예에서는, 상기 메인 요소가, 상기 메인 요소의 단락-회로 지점(SP)에서 볼 때, 낮은 동작 대역을 구현하기 위한 긴 아암으로 그리고 높은 동작 대역을 구현하기 위한 짧은 아암(AR2)으로 분기되어 있다.
상기 센서(570)는 2개의 전극들로 이루어져 있는데, 이러한 전극들이 본 실시예에서는 상기 메인 요소(541)의 긴 아암의 부분들이다. 제1 전극은 상기 긴 아암의 중간 부분(541b)이며, 상기 제2 전극은 상기 긴 아암의 미부 부분(541c)이다. 이러한 목적으로, 상기 중간 부분(541b)은 갈바닉(galvanic) 처리를 통해 상기 메인 요소의 나머지 부분(541a)으로부터 그리고 상기 미부 부분(541c)으로부터 분리된다. 그러나, 상기 중간 부분은 커패시터(C51)에 의해 상기 메인 요소의 나머지 부분(541a)에 연결되고 커패시터(C52)에 의해 상기 미부 부분에 연결되는데, 상기 커패시턴스들은 예컨대 70 pF이다. 따라서, 이러한 커패시터들의 임피던스는 무선 주파수들에서 매우 낮은(대략 2Ω)데, 이러한 이유 때문에 상기 메인 요소의 긴 아암은 상기 동작 대역에서 통합된다. 상기 센서의 사용 주파수(35 kHz)에서는, 이러한 커패시터들의 임피던스는 대략 20 kΩ인데, 이는 상기 전극들 간의 양호한 분리를 나타낸다. 상기 중간 부분(541b) 및 미부 부분(541c)은 대부분 병렬로 위치해 있음으로써 상기 중간 부분(541b) 및 미부 부분(541c) 사이에는 적합한 커패시턴스(CSE)가 존재하게 된다. 코일(L1;L2)은 각각의 전극과 직렬로 이루어져 있으며, 이러한 코일들의 임피던스는 무선 주파수들에서 매우 높다. 그러므로, 어떠한 무선 주파수 전류도 상기 센서 및 커패시턴스 유닛 사이의 회선에서는 생성되지 않을 수 있으며, 따라서 상기 센서의 회로는 손실들을 야기하지 않음으로써 상기 안테나의 임피던스를 변화시키지 않는다.
이러한 예에서, 상기 센서는 상기 메인 요소의 전기장이 상기 메인 요소의 낮은 공진 주파수에서 비교적 강한 영역에 위치해 있다. 약한 전기장의 영역은 통신 중의 사용자 손가락의 전형적인 위치 때문에 그다지 유용하지 않다.
도 6에는 본 발명에 따른 장치에 포함되어 있는 정합 회로들에 대한 간단한 예가 도시되어 있다. 상기 안테나의 송신 경로의 제1 정합 회로(630) 및 접지 지점(GP) 및 접지면 사이에 접속될 제2 정합 회로(660) 모두가 상기 예에 나타나 있다.
상기 제1 정합 회로는 Π-형 회로망이며, 따라서 이러한 Π-형 회로망은 차례로 제1 가로 부분, 세로 부분 및 제2 가로 부분을 포함한다. 각각의 가로 부분은 하나의 전환 스위치를 포함하며, 각각의 스위치에 의해 선택될 무효 요소들의 개수는 4이다. 이러한 경우에, 상기 제1 정합 회로의 상태 결합들의 총 개수는 16이다. 제1 스위치(SW1)의 제1 무효 요소는 커패시터(C61)이며, 다시 말하면 상기 스위치(SW1)의 제1 전환 단자는 이러한 커패시터(C61)를 통해 송신 경로의 접지 도체, 또는 신호 접지(GND)에 접속된다. 그에 대응해서, 상기 제1 스위치의 제2 무효 요소는 커패시터(C62)이며, 제3 '무효 요소'는 이때 매우 높은 리액턴스를 나타내는 개방 회로이고, 제4 무효 요소는 코일(L61)이다. 상기 코일(L61)과 직렬로, 상기 스위치 제어로부터 직류 경로를 차폐하기 위한 차폐용 커패시터(CB)가 존재한다. 상기 차폐용 커패시터들의 커패시턴스는 매우 높기 때문에, 예를 들면 100 pF이기 때문에 상기 차폐용 커패시터들이 상기 안테나의 동작 주파수들에서는 거의 개방-회로를 이루게 한다. 상기 제2 스위치(SW2)의 제1 무효 요소는 이때 매우 높은 리액턴스를 나타내는 개방 회로이다. 상기 제2 스위치의 제1 무효 요소는 커패시터(C63)이며, 제3 무효 요소는 커패시터(C64)이고 제4 무효 요소는 코일(L62)이다. 상기 코일(L62)과 직렬로, 차폐용 커패시터(CB)가 존재한다. 상기 제1 정합 회로의 세로 부분은 상기 송신 경로의 개별 도체(SCR)의 부분들과 직렬로 이루어진, 커패시터(C6S)에 의해 구성된다.
스위치(SW1)의 공통 단자 및 상기 개별 도체(SCR) 사이에는 커패시터(C65)가 존재하며, 상기 도체(SCR) 측 상에 있는 이러한 도체의 단부 및 상기 접지면 사이에는 코일(L63)이 존재한다. 그에 대응해서, 스위치(SW2)의 공통 단자 및 상기 개별 도체(SCR) 사이에는 커패시터(C66)가 존재하며, 상기 도체(SCR) 측 상에 있는 이러한 커패시터의 단부 및 상기 접지면 사이에는 코일(L64)이 존재한다. LC 회로들(C65-L63,C66-L64)은 상기 스위치들에 대하여 ESD 보호기들로서의 기능을 수행한다. 그 외에도, 상기 커패시터들(C65,C66)은 스위치들(SW1,SW2)의 제어로부터 상기 도체(SCR)에 대한 직류 회로의 형성을 방지하는 차폐용 커패시터로서의 기능을 수행한다.
상기 제1 스위치(SW1)는 제1 제어 신호(SET1)에 의해 설정되며 상기 제2 스위치(SW2)는 제2 제어 신호(SET2)에 의해 설정된다. 이러한 제어 신호들은 스위칭 대체들의 개수에 해당하는, 2-비트 2진수이다.
상기 제2 정합 회로(660)에는, 제3 스위치(SW3) 및 이러한 스위치에 의해 선택될 4개의 대체 무효 요소들이 존재한다. 제1 무효 요소는 무선 주파수들에서 단락-회로, 또는 매우 낮은 리액턴스를 나타내는, 순수한 차폐용 커패시터이다. 제2 무효 요소는 커패시터(C67)이며, 제3 무효 요소는 이때 매우 높은 리액턴스를 나타내는 개방 회로이고 제4 무효 요소는 코일(L65)이며, 상기 코일(L65)과 직렬로, 차폐용 커패시터(CB)가 존재한다. 스위치(SW3)의 공통 단자 및 상기 방사체의 접지 지점(GP) 사이에는 커패시터(C68)가 존재하며, 상기 접지 지점(GP)의 측 상에 존재하는 이러한 커패시터의 단부 및 상기 접지면 사이에는 코일(L66)이 존재한다. 상기 회로(C68-L66)는 상기 스위치에 대하여 ESD 보호기로서의 기능을 수행한다. 그 외에도, 상기 커패시터(C68)는 스위치(SW3)의 제어로부터 상기 방사체를 통한 상기 접지에 대한 직류 회로의 형성을 방지하는 차폐용 커패시터로서의 기능을 수행한다.
상기 제3 스위치(SW3)가, 본 예에서는 2-비트 2진수인 제3 제어 신호(SET3)에 의해 설정된다.
도 7에는 본 발명에 따른 장치에 포함되어 있는 본 발명의 원리에 입각한 제어 유닛의 구조에 대한 일 예가 블록 다이어그램으로 도시되어 있다. 상기 제어 유닛(750)은 프로세서를 기반으로 이루어져 있으며, 이러한 경우에 상기 프로세서는 메모리(MEM)를 구비한 중앙 처리 유닛(751)을 포함한다. 상기 중앙 처리 유닛은 버스를 통해 인터페이스 포트들에 접속시켜 준다. 상기 포트들 중 한 부분은 입력 인터페이스들(752)로서 사용되고 다른 부분은 출력 인터페이스들(753)로서 사용된다. 상기 제어 유닛의 입력 신호들은 커패시턴스 신호(CAP) 및 대역 신호(BND)이다. 상기 중앙 처리 유닛(751)은 상기 입력 인터페이스들(752)로부터 커패시턴스 신호(CAP) 및 대역 신호(BND)를 판독한다. 상기 정합 회로(들)에 있는 스위치들의 상태 결합에 해당하며 조정 프로세스의 결과로서 선택되는, 제어 데이터(SET)는 상기 중앙 처리 유닛에 의해 상기 출력 인터페이스들(753)에 전달되고, 이러한 인터페이스들은 상기 정합 회로(들)에 부가적으로 데이터를 전송한다.
상기 제어 유닛의 메모리(MEM)에는, 예컨대 정합 프로그램(PRG)이 수록되어 있으며, 상기 정합 프로그램(PRG)은 특정 알고리즘에 따라 상기 정합의 조정 프로세스를 구현한다. 그러한 프로세스는 일정 간격을 두고 다시 시작되며, 시작들의 간격은 소프트웨어에 의해서나 상기 중앙 처리 유닛(751)에 포함되어 있는 타이머에 의해 계수(count)된다. 물론, 상기 중앙 처리 유닛은 어느 경우든 간에 클록 신호(CLK)를 필요로 한다.
구조적인 면에서, 상기 제어 유닛은 또한 소프트웨어가 구비된 엄밀한 중앙 처리 유닛을 가지지 않는, 순수한 하드웨어 로직일 수 있다.
도 8에는 본 발명에 따른 방법에 대한 일 예가 플로차트로 도시되어 있다. 시작 단계 801에서는, 상기 제어 유닛 및 정합 회로들이 특정의 기본 상태로 초기화된다. 단계들 802 및 803에서는, 안테나 정합의 조정 프로세스를 시작하는 기한이 만료하게 될 때까지 조정 프로세스가 대기하게 된다. 단계 804에서는, 상기 센서의 커패시턴스 및 현재 주파수 범위가 상기 대역 신호(BND) 및 커패시턴스 신호(CAP)의 값들을 판독함으로써 알려지게 된다. 단계(805)에서는 상기 대역 신호 및 커패시턴스 신호의 값에 기초하여, 상기 정합 회로(들)에 있는 스위치들의 상태 결합들의 전체 어레이로부터의 아마도 최적의 상태 결합이 선택된다. 마지막으로, 단계(806)에서는, 상기 정합 회로에 있는 스위치들은 위에서 선택된 상태들로 설정된다. 상기 최적의 상태 결합은 그러한 결합을 의미하며, 이 때문에 상기 안테나 정합이 현재 환경 하에서 가능한 한 양호하게 된다. 정합에 있어서는, 도 3에 도시된 듀플렉서로부터 상기 안테나 측을 향해서 영향을 주는 임피던스가, 공칭 임피던스와 동일한 값을 지니도록 한 것이다. 단계 806 다음에는 상기 안테나 정합의 조정 프로세스가 상기 프로세스의 다음 실행 순서의 시작 순간을 대기하기 위해 단계 802로 복귀된다. 상기 시작 순간들의 간격은 예컨대 10 ms이다. 상기 프로세스의 지속시간은 예컨대 1 ms 정도로 상당히 짧다.
상기 조정 프로세스에서의 상기 스위치들의 상태 결합들의 검색은 특정 알고리즘에 따라 이루어진다. 상기 알고리즘은 테이블을 기초로 하여 이루어질 수 있는데, 이러한 테이블에서는 입력 신호들의 상이한 값들에 해당하는 최적의 상태 결합들이 저장되어 있다. 따라서, 상기 입력 신호들은 상기 테이블이 수록되어 있는 메모리를 어드레싱(addressing)하는데 사용된다. 탐색 및 측정 동작은, 상기 테이블의 형성이 선행되며, 이러한 동작에 의해 Π-형 정합 회로의 충분한 범위, 다시 말하면 가로 부분들의 개수 및 각각의 부분에 있는 대체 리액턴스들의 개수 및 상기 리액턴스들에 대한 바람직한 성분 값들이 알려지게 된다.
도 9에는 본 발명에 따른 장치를 구비하는 안테나의 정합에 대한 일 예가 반사 계수로 도시되어 있다. 상기 안테나는 도 4a에 도시된 것과 같고, 그 장치는 도 6에 도시된 것들과 같이 제1 및 제2 정합 회로를 포함한다. 이러한 회로의 성분 값들은 다음과 같다. C6S = 5.1 pF, C61 = 1.6 pF, C62 = 4.3 pF, L61 = 2.7 nH, C63 = 1.6 pF, C64 4.3 pF, L62 = 2.7 nH, C67 = 1.0 pF 그리고 L65 = 2.7 nH이다. 각각의 CB = 100 pF이다. (여기서, 심볼 Cij는 특정 성분 및 그 성분의 커패시턴스를 의미하며, 그에 대응해서, Lij도 마찬가지의 성분 및 그 성분의 인덕턴스를 의미한다.) 상기 예는 상기 GSM850 시스템의 주파수 범위 824-894 MHz에서의 정합에 관련된 것이며, 이러한 범위는 도 9에서 W1으로 표시되어 있다.
곡선(91)에는 상기 안테나가 거의 자유 공간에 있을 때 주파수의 함수로서 반사 계수(S11)의 변동이 도시되어 있다. 스위치(SW1)는 상태 '1'에 있으며 스위치(SW2)는 상태 '2'에 있다. 상기 곡선으로부터 알 수 있는 바와 같이, 반사 계수는 주파수 범위 W1에서 값들 -6.4 dB 및 -19.4 dB 사이로 변화하고, 평균적으로는 약 -12 dB이다. 곡선(92)에는 사용자의 손가락이 상기 방사체 상의 안테나에 있고 상기 스위치들이 이전과 같은 상태들에 있을 때 반사 계수의 변동이 도시되어 있다. 상기 곡선에서 알 수 있는 바와 같이, 상기 반사 계수는 상기 주파수 범위 W1에서 값들 -6.0 dB 및 -7.0 dB 사이로 변화하고, 평균적으로는 -6.5 dB이다. 따라서, 정합 성능은 확실히 저하되었다. 곡선(93)에는 사용자의 손가락이 여전히 상기 방사체 상의 동일 위치에 있고 상기 제1 정합 회로의 스위치들이 새로운 방식으로 설정될 때 반사 계수의 변동이 도시되어 있다. 현재 스위치(SW1)는 상태 '2'에 있으며 스위치(SW2)는 상태 '4'에 있다. 상기 곡선으로부터 알 수 있는 바와 같이, 반사 계수는 상기 주파수 범위 W1에서 값들 -8.3 dB 및 -16.5 dB 사이로 변화하고, 평균적으로는 약 13 dB이다. 따라서, 정합 성능이 확실히 개선되었다.
도 10에는 본 발명에 따른 장치를 구비하는 안테나의 정합에 대한 다른 일 예가 반사 계수로 도시되어 있다. 상기 예는 도 9의 예와 동일한 안테나 및 정합 장치에 관련되어 있으며, 주파수 범위는 확장된 GSM900 시스템에 의해 현재 사용되고 있는 880-960 MHz이다. 이러한 범위는 도 10에서 W2로 표시되어 있다. 곡선(A1)에는 상기 안테나가 거의 자유 공간에 있을 때 주파수의 함수로서 반사 계수(S11)의 변동이 도시되어 있으며, 곡선(A2)에는 사용자의 손가락이 상기 방사체 상의 안테나에 있을 때의 변동이 도시되어 있고, 곡선(A3)에는 사용자의 손가락이 여전히 상기 방사체 상의 동일 위치에 있고 상기 정합 회로의 스위치들이 새로운 방식으로 설정될 때의 변동이 도시되어 있다. 첫 번째의 경우에, 스위치(SW1)는 상태 '1'에 있으며 스위치(SW2)는 상태 '2'에 있다. 상기 주파수 범위 W2에서의 반사 계수는 평균적으로 약 -22 dB이다. 두 번째, 또는 부정합의 경우에, 상기 스위치들은 변경되지 않고 상기 반사 계수는 평균적으로 약 -8 dB이다. 세 번째의 경우에, 스위치(SW1)는 상태 '2'로 설정되고 스위치(SW2)는 상태 '2'에 있게 된다. 곡선(A3)으로부터 알 수 있는 바와 같이, 상기 반사 계수는 평균적으로 약 -17 dB이다. 따라서, 상기 정합 회로들의 제어로 정합 성능이 확실히 개선되었다.
위에서 언급한 바와 같이, 상기 제2 정합 회로(660)는 상기 대역 신호(BND)의 값이 변화할 때, 상기 대역 신호(BND)의 값에 기초하여 상기 안테나의 공진 주파수를 미세조정함으로써 정합 성능을 개선하기 위해 사용된다. GSM850이 사용중에 있을 때(도 9 참조), 스위치(SW3)는 상태 '1'에 있게 되는데, 이는 상기 범위 W1로 낮은 동작 대역을 미세조정한다. GSM900이 사용중에 있을 때(도 10 참조), 스위치(SW3)는 상태 '3'에 있게 되는데, 이는 상기 범위 W2로 낮은 동작 대역을 미세조정한다. 이러한 상태들은 상기 무선 기기가 자유 공간에 있거나 부정합이 그다지 중요하지 않은 상황들에 관련된 것이다. 측정된 커패시턴스에 의존하여, 또한 다른 한 상태가 스위치(SW3)에 대해 선택될 수 있다. 예를 들면, 비록 GSM850이 사용중에 있더라도, 상태 '3'이 가장 바람직할 수 있다.
도 11에는 본 발명에 따른 장치를 구비한 안테나의 정합에 대한 일 예가 스미스 다이어그램(Smith diagram)으로 도시되어 있다. 상기 예에서, 상기 안테나, 상기 정합 회로들 및 상기 주파수 범위는 도 10의 예에서와 동일한 것들이다. 따라서, 상기 다이어그램에서의 임피던스 곡선들은 도 10에서의 반사 계수 곡선들에 해당한다. 다시 말하면, 곡선(B1)은 상기 안테나가 거의 자유 공간에 있을 때 상기 범위 W2에서 주파수의 함수로서 상기 임피던스의 변동을 보여주며, 곡선(B2)은 사용자의 손가락이 상기 방사체 상의 안테나에 있을 때 상기 임피던스의 변동을 보여주고, 그리고 곡선(B3)은 사용자의 손가락이 여전히 상기 방사체 상의 동일한 위치에 있고 상기 스위치들이 새로운 방식으로 설정될 때 상기 임피던스의 변동을 보여준다.
상기 송신 경로의 공칭 임피던스는 50Ω이다. 곡선(B1)의 경우에, 전체 임피던스는 곡선(B1)의 중간 범위에 매우 근접하게 되고, 무효 부분은 작게 된다. 상기 범위의 경계(border)들에는, 상기 임피던스에 약간의 유도성이 있다. 곡선(B2)의 경우에, 부정합이 확실히 가시화되어 있으며, 상기 임피던스는 상기 범위의 낮은 경계로부터 높은 경계로 이동할 때 대략 값 28Ω + j33Ω으로부터 값 65Ω + j41Ω으로 변화한다. 따라서, 상기 임피던스에는 확실히 유도성이 있다. 곡선(B3)으로 도시된 정합의 경우에, 상기 임피던스는 상기 범위의 낮은 경계로부터 높은 경계로 이동할 때 대략 값 43Ω + j17Ω으로부터 값 50Ω + j26Ω으로 변화하고 순전히 저항성인 약 60Ω의 중간 범위에 있게 된다.
안테나의 품질은 또한 상기 안테나의 능률로 고려될 수 있다. 상기 GSM850 시스템의 주파수 범위 824-894 MHz가 선택될 경우에, 위에서 언급한 안테나의 능률은 자유 공간에서 평균적으로 -3.7 dB이다. 값 0 dB은 이상적이거나 무손실인 경우에 해당한다. 도 9의 곡선(92)에 해당하는 부정합의 경우에, 상기 안테나의 능률은 평균적으로 단지 -7.2 dB이다. 도 9의 곡선(93)에 해당하는 정합의 경우에, 상기 안테나의 능률은 평균적으로 -4.7 dB 인데, 이는 이전의 상황에 대하여 약 2.5 dB의 개선을 의미한다. 상기 GSM900 시스템의 주파수 범위 880-960 MHz가 선택될 때, 동일 안테나의 효율성은 자유 공간에서 평균적으로 -2.1 dB 이다. 도 10의 곡선(A2)에 해당하는 부정합의 경우에, 상기 안테나의 능률은 평균적으로 단지 -7.4 dB 이다. 도 10의 곡선(A3)에 해당하는 정합의 경우에, 상기 안테나의 능률은 평균적으로 -5.1 dB 인데, 이는 이전의 상황에 대하여 약 2.3 dB의 개선을 의미한다.
도 4a의 설명으로부터 알 수 있는 바와 같이, 상기 예의 안테나는 또한 1.7-2.0 GHz 범위에 있는 높은 동작 대역을 지닌다. 위에서 설명한 결과들이 얻어지게 되는 본 발명에 따른 장치의 표본(prototype)에서는, 상기 안테나의 임피던스 변동에 대한 보상이 높은 동작 대역에서 구현되어 있지 않다. 그러나, 이는, 높은 동작 대역에 해당하는 다른 한 커패시턴스 센서를 안테나 부분에 배치함으로써 상기 안테나의 낮은 동작 대역의 상이한 주파수 범위들에서와 같은 원리를 사용할 경우에 물론 가능하다. 그러한 경우에는, 상기 정합 회로가 도 6의 예에 대하여 확장되어야 한다. 그 외에도, 높은 주파수들에서는, 상기 스위칭 성분들의 손실들에 더 많은 주의가 기울여져야 한다. 상기 스위치들은 예를 들면 부정형 고전자 이동도 트랜지스터(Pseudomorphic High Electron Mobility Transistor; PHEMT) 또는 미세 전자 기계 시스템(Micro Electro Mechanical System; MEMS) 타입으로 이루어질 수 있다.
도 12에는 본 발명에 따른 장치에 포함되어 있는 센서에 대한 제3 예가 도시되어 있다. 상기 안테나의 메인 요소(C4)는 프레임(FRM)의 표면상에 있으며, 상기 센서(C70)는 제1 전극(C71) 및 제2 전극(C72)으로 이루어져 있으며 상기 제1 및 제2 전극들(C71,C72)은 도 4a에서와 같이 상기 프레임의 표면상의 도체 스트립들이다. 이러한 경우에, 이들 전극들은 상기 메인 요소의 방사 도체로부터 제거된 영역(CLA)에 위치하게 된다. 여기서, 상기 센서의 위치는 상기 메인 요소(C41)의 긴 아암의 외측 단부에 비교적 근접해 있다. 상기 센서의 전극들은 소형 코일들을 통해 상기 제어 유닛에 연결되어 있다.
도 13에는 본 발명에 따른 장치에 포함되어 있는 센서에 대한 제4 예가 도시되어 있다. 상기 안테나의 메인 요소(D41)는 도 4a에서와 같이 프레임(FRM)의 표면상에 있다. 커패시턴스 센서(D70)는 제1 전극(D71) 및 상기 제1 전극 측의 접지면(GND)의 부분으로 이루어져 있다. 이러한 전극은 상기 메인 요소(D41)의 긴 아암을 따라, 상기 방사 도체로부터 제거된 영역에서 상기 프레임의 표면상에 위치하게 된다. 상기 센서는 접지 도체를 갖는 회선 및 소형 코일을 통해 상기 제1 전극에 연결된 도체에 의해 상기 커패시턴스 유닛에 접속된다.
위에서 무선 기기의 안테나를 정합하기 위한 본 발명에 따른 장치 및 방법이 설명되었다. 상기 장치에 포함되어 있는 정합 회로의 무효 요소들의 구현은 변경가능하다. 상기 무효 요소들 중 적어도 일부는 또한 회로 기판의 표면상의 단락 평면 송신 회선들일 수 있다. 본 설명에서 그리고 청구항들에서 '전환 스위치(change-over switch)'라는 용어는 또한 리액턴스가 버랙터(varactor)-타입 커패시턴스 요소의 제어 전압을 변화시킴으로써 변화되는 구조들을 포함한다. 물론, 상기 방사체에 대하여 상기 센서의 위치가 변경가능하다. 본 발명은 엄밀한 안테나의 구조 및 타입을 한정하지 않는다. 본 발명의 개념은 독립청구항인 청구항 제1항 및 제12항에 한정되어 있는 범위 내에서 상이한 방식으로 적용될 수 있다.

Claims (14)

  1. 무선 기기의 안테나를 정합하는 장치로서, 상기 무선 기기는, 상기 무선 기기의 송신기에 포함되어 있는 전력 증폭기(PA), 상기 무선 기기의 수신기에 포함되어 있는 저-전력 증폭기(LNA) 및 상기 증폭기들에서부터 안테나(340)에 이르기까지의 송신 경로를 포함하며, 상기 장치는 Π-형 조정가능 무효 제1 정합 회로(330;630) 및 제어 유닛(350;750)을 포함하고, 상기 제1 정합 회로의 세로 부분에는 일정한 커패시턴스 또는 인덕턴스가 있으며, 각각의 가로 부분은 적어도 하나의 분기(branch)를 포함하고 상기 분기는 상기 송신 경로의 접지 도체(GND) 및 개별 도체(SCR) 사이에 한번에 하나의 무효 요소를 연결하도록 전환 스위치(SW1;SW2) 및 대체 무효 요소들을 지니며, 상기 제어 유닛의 입력 신호는 현재 사용중에 있는 주파수 범위를 나타내는 대역 신호(BND)이고, 상기 제어 유닛은 상기 스위치들을 설정하도록 상기 제어 유닛의 출력 측으로부터 상기 제1 정합 회로에 있는 각각의 스위치에 접속되어 있으며, 상기 제어 유닛은 일정 간격을 두고 안테나 정합의 조정 프로세스를 실행하도록 하는 수단을 포함하는, 안테나의 정합 장치에 있어서,
    상기 안테나의 정합 장치는,
    - 상기 안테나의 방사 메인 요소(441;541;C41;D41)의 근접장의 공간에 있는 센서(370;470;570;C70;D70)로서, 커패시턴스(CSE)를 구현하도록 제1 전극(471;541b;C71;D71) 및 제2 전극(472;541c;C72;GND)을 포함하는, 센서;
    - 커패시턴스 유닛(380)으로서, 상기 커패시턴스 유닛의 입력에는 커패시턴스 신호(CAP)를 생성하도록 상기 전극들이 접속되어 있으며, 상기 커패시턴스 신호의 레벨은 상기 커패시턴스(CSE)에 비례하는, 커패시턴스 유닛; 및
    - 상기 조정 프로세서 동안 상기 커패시턴스 신호(CAP) 및 상기 대역 신호(BND)의 값들에 기초하여 상기 제1 정합 회로에 있는 상기 스위치들의 상태 결합을 선택하는, 상기 제어 유닛 내의 수단;
    더 포함하는 것을 특징으로 하는, 안테나의 정합 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 센서의 상기 제1 전극(471;C71) 및 상기 제2 전극(472;C72)은 상기 안테나의 상기 메인 요소(441;C41)에 근접한 개별 도체들인 것을 특징으로 하는, 안테나의 정합 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 센서의 상기 제1 전극(541b) 및 상기 제2 전극(541c)은, 갈바닉(galvanic) 처리를 통해 서로 분리된 상기 메인 요소(541)의 부분들 및 상기 메인 요소의 나머지 부분(541a)인 것을 특징으로 하는, 안테나의 정합 장치.
  4. 제2항에 있어서, 상기 센서(470)는 상기 메인 요소(441)의 부분 상에 위치해 있으며, 상기 메인 요소는 다중-대역 안테나의 낮은 동작 대역에 해당하는 것을 특징으로 하는, 안테나의 정합 장치.
  5. 제2항에 있어서, 상기 센서(C70)는 상기 메인 요소(C41)의 방사 도체로부터 제거된 영역(CLA) 내에 위치해 있으며, 상기 메인 요소는 다중-대역 안테나의 낮은 동작 대역에 해당하는 것을 특징으로 하는, 안테나의 정합 장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 센서의 상기 제1 전극(D71)은 상기 메인 요소(D41)의 방사 도체로부터 제거된 영역 내에 위치해 있으며, 상기 제2 전극은 상기 제1 전극 측에 있는 접지면(GND)의 일부인 것을 특징으로 하는, 안테나의 정합 장치.
  7. 제1항에 있어서, 상기 센서의 각각의 전극 및 회선 도체 사이에는 코일(L1;L2)이 있으며, 상기 회선 도체는 상기 센서를 상기 커패시턴스 유닛(380)에 접속시켜 주고, 상기 코일들의 임피던스는 무선 주파수들에서 가장 높은 것임을 특징으로 하는, 안테나의 정합 장치.
  8. 제1항에 있어서, 상기 제어 유닛은 메모리(MEM)가 구비된 중앙 처리 유닛(751)을 포함하는 프로세서, 입력 인터페이스들(752) 및 출력 인터페이스들(753)에 기반하여 이루어져 있으며, 상기 제1 정합 회로에 있는 스위치들의 상태 결합을 선택하는 상기 수단은 상기 메모리에 수록된 프로그램(PRG)을 포함하고, 상기 프로그램은 소정 알고리즘에 따른 기능을 수행하는 것을 특징으로 하는, 안테나의 정합 장치.
  9. 제1항에 있어서, 상기 제1 정합 회로(630)의 각각의 가로 부분은 하나의 전환 스위치(SW1,SW2)를 포함하며, 각각의 전환 스위치는 4개의 전환 단자들을 포함하는 것을 특징으로 하는, 안테나의 정합 장치.
  10. 제1항에 있어서, 상기 안테나의 정합 장치는,
    상기 제어 유닛(350)에 의해 제어되는 제2 정합 회로(360;660);
    를 부가적으로 포함하며, 상기 제2 정합 회로는 상기 방사 메인 요소에 있는 접지 지점(GP) 및 상기 안테나의 접지면(GND) 사이에 접속되어 있고 전환 스위치(SW3) 및 대체 무효 요소들을 포함하는 것을 특징으로 하는, 안테나의 정합 장치.
  11. 제1항에 있어서, 상기 전환 스위치들은 부정형 고전자 이동도 트랜지스터(Pseudomorphic High Electron Mobility Transistor; PHEMT) 또는 미세 전자 기계 시스템(Micro Electro Mechanical System; MEMS) 기법에 의해 구현되는 것을 특징으로 하는, 안테나의 정합 장치.
  12. 무선 기기의 안테나를 정합하는 방법에 있어서,
    상기 안테나의 정합 방법은,
    - 상기 무선 기기에서 현재 사용중에 있는 주파수 범위를 나타내는 대역 신호(BND)의 값을 판독하는 단계(804);
    - 상기 안테나의 임피던스를 최적화시키기 위해 상기 대역 신호의 값에 기초하여 제1 정합 회로에 있는 전환 스위치들을 설정함으로써 상기 무선 기기의 안테나 단부의 송신 경로에 있는 Π-형 무효 제1 정합 회로를 조정하는 단계; 및
    - 일정 간격을 두고 상기 안테나의 임피던스의 조정 프로세스를 반복하는 단계;
    를 포함하며,
    상기 안테나의 정합 방법은,
    - 커패시턴스 신호(CAP)의 레벨이 또한 판독되고(804), 상기 커패시턴스 신호의 레벨은 상기 안테나의 구조에 배치된 센서의 커패시턴스에 비례하며,
    - 상기 제1 정합 회로에 있는 스위치들의 상태 결합은 또한, 상기 대역 신호의 값 외에도, 상기 커패시턴스 신호의 레벨에 기초하여 선택되고(805), 그리고
    - 상기 제1 정합 회로에 있는 스위치들은 상기 선택된 상태들로 설정되는(806) 것을 특징으로 하는, 안테나의 정합 방법.
  13. 제12항에 있어서, 상기 제1 정합 회로에 있는 스위치들의 상태 결합은 상이한 상태 결합들이 수록되어 있는 메모리를 상기 대역 신호 및 커패시턴스 신호의 2진값들로 어드레싱함으로써 그리고 상기 정합 회로로의 전송을 위해 상기 어드레싱된 상태 결합을 판독함으로써 선택되는 것을 특징으로 하는, 안테나의 정합 방법.
  14. 제12항에 있어서, 상기 안테나의 메인 방사 요소 및 접지면 사이에 접속되는 제2 정합 회로는 또한, 상기 제2 정합 회로에 있는 전환 스위치를 설정함으로써, 상기 대역 신호 및 커패시턴스 신호의 값들에 기초하여 조정되는 것을 특징으로 하는, 안테나의 정합 방법.
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