JP2001196854A - 電圧制御発振器 - Google Patents

電圧制御発振器

Info

Publication number
JP2001196854A
JP2001196854A JP2000005991A JP2000005991A JP2001196854A JP 2001196854 A JP2001196854 A JP 2001196854A JP 2000005991 A JP2000005991 A JP 2000005991A JP 2000005991 A JP2000005991 A JP 2000005991A JP 2001196854 A JP2001196854 A JP 2001196854A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
inductance element
microstrip line
switch transistor
oscillation
transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2000005991A
Other languages
English (en)
Inventor
Takeshi Tanemura
武 種村
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Alps Alpine Co Ltd
Original Assignee
Alps Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Alps Electric Co Ltd filed Critical Alps Electric Co Ltd
Priority to JP2000005991A priority Critical patent/JP2001196854A/ja
Priority to DE60010032T priority patent/DE60010032T2/de
Priority to EP00310744A priority patent/EP1117177B1/en
Priority to CNB011000147A priority patent/CN1156958C/zh
Priority to KR10-2001-0000568A priority patent/KR100386175B1/ko
Publication of JP2001196854A publication Critical patent/JP2001196854A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
    • H03B5/1841—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator
    • H03B5/1847—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
    • H03L7/183—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number
    • H03L7/187—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number using means for coarse tuning the voltage controlled oscillator of the loop
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1203—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier being a single transistor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
    • H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
    • H03B5/1243—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance the means comprising voltage variable capacitance diodes

Landscapes

  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 第一の周波数帯と第二の周波数帯との周波数
比を大きくしても安定に発振させる。 【解決手段】 発振トランジスタ１のベースとコレクタ
との間に接続される共振回路８には、中間タップ１０ａ
を有すると共に一端が接地されたインダクタンス素子１
０と、インダクタンス素子１０に並列に接続されたバラ
クタダイオード１１と、オン又はオフに切り替えられる
スイッチトランジスタ１３とを設け、スイッチトランジ
スタ１３のコレクタ又はエミッタのいずれか一方を中間
タップ１０ａに接続すると共に他方を接地した。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、二つの周波数帯域
で発振するように構成された電圧制御発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の電圧制御発振器を図５に従って説
明する。発振トランジスタ３１のベースとエミッタとに
はそれぞれ所定のバイアス電圧が与えられ、電源電圧
（Ｖｂ）が印加されるコレクタは直流カットコンデンサ
３２によって高周波的に接地される。そして、ベースと
エミッタとの間、及びエミッタとグランドとの間にそれ
ぞれ帰還コンデンサ３３、３４が接続される。また、ベ
ースとグランドとの間に共振回路３５が設けられる。
【０００３】共振回路３５はクラップコンデンサ３６、
インダクタンス素子３７、直流カットコンデンサ３８、
スイッチダイオード３９、直流カットコンデンサ４０、
バラクタダイオード４１等を有している。インダクタン
ス素子３７はマイクロストリップライン構成され、その
一端はクラップコンデンサ３６を介して発振トランジス
タ３１のベースに接続され、他端は接地される。バラク
タダイオード４１のカソードは直流カットコンデンサ４
０を介してインダクタンス素子３７に接続され、アノー
ドが接地される。また、インダクタンス素子３７にはそ
の長さ方向の中間の位置に中間タップ３７ａが設けら
れ、スイッチダイオード３９のアノードが直流カットコ
ンデンサ３８を介して中間タップ３７ａに接続され、カ
ソードが接地される。
【０００４】そして、スイッチダイオード３９のアノー
ドには給電抵抗４２を介してハイレベル又はローレベル
の切替電圧（Ｖｓ）が印加されるようになっており、バ
ラクタダイオード４１のカソードにはチョークインダク
タ４３を介して同調電圧（Ｖｔ）が印加される。
【０００５】スイッチダイオード３９はローレベルの切
替電圧が印加されると非導通となり、インダクタンス素
子３７の中間タップ３７ａは高周波的に接地されないの
で、インダクタンス素子３７全体が発振周波数の設定に
寄与し、電圧制御発振器は第一の周波数帯（およそ０．
９ＧＨｚ帯）で発振する。一方、スイッチダイオード３
９はハイレベルの切替電圧が印加されたときは導通し、
中間タップ３７ａは高周波的に接地される。この結果、
発振周波数の設定に寄与するインダクタンス素子３７の
長さが短くなり、電圧制御発振器は第一の発振周波数よ
りも高い第二の周波数帯（およそ１．８ＧＨｚ帯）で発
振する。
【０００６】いずれの場合も、発振周波数は同調電圧を
変えることによって変化する。発振信号は発振トランジ
スタ３１のエミッタから出力され、結合コンデンサ４４
を介してバッファ増幅器（図示せず）等に入力される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記の構成において、
第一の周波数帯と第二の周波数帯との周波数比を２倍程
度と大きくするためには、インダクタンス素子３７にお
ける中間タップ３７ａの位置を一端側に近づける必要が
あるが、中間タップ３７ａの位置を一端側に近づけるほ
ど中間タップ３７ａにおける発振信号のレベル（振幅）
が大きくなり、スイッチダイオード３９のアノードには
０．７ボルト以上の大振幅の発振信号が印加される。す
ると、スイッチダイオード３９が非導通状態（第一の周
波数帯で発振しているとき）であっても、発振信号によ
ってスイッチダイオード３９が整流作用をおこす。この
結果、第一の周波数帯では安定した発振周波数が得られ
ないという問題が発生する。言い換えれば、二つの周波
数帯で安定に発振させるためには、周波数の比を大きく
できないという問題があった。
【０００８】本発明は、このような問題を解決し、第一
の周波数帯と第二の周波数帯との周波数比を大きくして
も安定に発振させることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決する手段
として、本発明の発振器は、発振トランジスタと、前記
発振トランジスタのコレクタとベースとの間に高周波的
に接続された共振回路とを有し、前記共振回路には中間
タップを有すると共に一端が接地されたインダクタンス
素子と、前記インダクタンス素子に並列に接続されたバ
ラクタダイオードと、オン又はオフに切り替えられるス
イッチトランジスタとを設け、前記スイッチトランジス
タのコレクタ又はエミッタのいずれか一方を前記中間タ
ップに接続すると共に他方を接地した。
【００１０】また、本発明の発振器は、発振トランジス
タと、前記発振トランジスタのコレクタとベースとの間
に高周波的に接続された共振回路とを有し、前記共振回
路には一端が接地された第一のインダクタンス素子と、
前記第一のインダクタンス素子に並列に接続されたバラ
クタダイオードと、前記第一のインダクタンス素子に並
列に接続される第二のインダクタンス素子と、オン又は
オフに切り替えられるスイッチトランジスタとを設け、
前記第二のインダクタンス素子を前記スイッチトランジ
スタのコレクタ及びエミッタの経路を介して前記第一の
インダクタンス素子に並列に接続した。
【００１１】また、本発明の発振器は、前記第二のイン
ダクタンス素子をマイクロストリップラインで構成する
と共にその長さを発振周波数の波長の１／４以下とし、
前記スイッチトランジスタをグランド側に設けた。
【００１２】また、本発明の発振器は、前記第二のイン
ダクタンス素子をマイクロストリップラインで構成する
と共にその長さを発振周波数の波長の１／４以下とし、
前記マイクロストリップラインをグランド側に設けた。
【００１３】また、本発明の発振器は、前記第二のイン
ダクタンス素子を第一のマイクロストリップラインと第
二のマイクロストリップラインとで構成すると共に前記
第一のマイクロストリップラインの長さと前記第二のマ
イクロストリップラインの長さとを共に発振周波数の波
長の１／８以下とし、前記第一のマイクロストリップラ
インと前記第二のマイクロストリップラインとの間に前
記スイッチトランジスタを設けた。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明の発振器を図１乃至図４に
従って説明する。図１は本発明の電圧制御発振器の第一
の実施の形態を示し、発振トランジスタ１のベースとエ
ミッタとにはバイアス抵抗２、３、４によってそれぞれ
所定のバイアス電圧が与えられる。また、電源電圧（Ｖ
ｂ）が印加されるコレクタは直流カットコンデンサ５に
よって高周波的に接地される。そして、ベースとエミッ
タとの間、及びエミッタとグランドとの間にそれぞれ帰
還コンデンサ６、７が接続され、さらに、ベースとグラ
ンドとの間に共振回路８が設けられる。
【００１５】共振回路８はクラップコンデンサ９、マイ
クロストリップラインで構成されたインダクタンス素子
１０、バラクタダイオード１１等によって構成される。
インダクタンス素子１０の一端はクラップコンデンサ９
を介して発振トランジスタ１のベースに接続され、他端
は接地される。バラクタダイオード１１のカソードは直
流カットコンデンサ１２を介してインダクタンス素子１
０の一端に接続され、アノードは接地される。インダク
タンス素子１０にはその長さ方向の中間の位置に中間タ
ップ１０ａが設けられ、スイッチトランジスタ１３のコ
レクタが直流カットコンデンサ１４を介して中間タップ
１０ａに接続され、エミッタは接地される。コレクタに
は給電抵抗１５を介して電源電圧が印加される。
【００１６】この結果、インダクタンス素子１０の他端
とバラクタダイオード１１のアノードとスイッチトラン
ジスタ１３のエミッタとが高周波的に発振トランジスタ
１のコレクタに接続されることによって、共振回路８は
高周波的に発振トランジスタ１のベースとコレクタとの
間に設けられる。そして、スイッチトランジスタ１３の
ベースには図示しないスイッチ回路から給電抵抗１６を
介してハイレベル又はローレベルの切替電圧（Ｖｓ）が
印加されるようになっており、バラクタダイオード１１
のカソードにはチョークインダクタ１７を介して同調電
圧（Ｖｔ）が印加される。
【００１７】スイッチトランジスタ１３はベースにロー
レベルの切替電圧が印加されるとコレクタとエミッタと
の間が非導通（オフ）となり、インダクタンス素子１０
の中間タップ１０ａは高周波的に接地されないので、イ
ンダクタンス素子１０全体が発振周波数の設定に寄与
し、電圧制御発振器は第一の周波数帯（およそ０．９Ｇ
Ｈｚ帯）で発振する。この場合において、スイッチトラ
ンジスタ１３のコレクタの電圧はほぼ電源電圧に等しく
なっているので、中間タップ１０ａに現れている発振信
号によって容易にオンすることはない。さらに、スイッ
チトランジスタ１３を導通させるときのベース電流は少
なくて済むのでスイッチ回路の消費電流は少なくなる。
【００１８】一方、スイッチトランジスタ１３のベース
にハイレベルの切替電圧が印加されたときは導通（オ
ン）し、中間タップ１０ａは高周波的に接地される。こ
の結果、共振回路３５に寄与するインダクタンス素子１
０の長さが短くなり、電圧制御発振器は第一の発振周波
数よりも高い第二の周波数帯（およそ１．８ＧＨｚ帯）
で発振する。
【００１９】いずれの場合も、発振周波数は同調電圧を
変えることによって変化する。発振信号は発振トランジ
スタ３１のエミッタから出力され、結合コンデンサ１８
を介してバッファ増幅器（図示せず）等に入力される。
そして、インダクタンス素子１０における中間タップ１
０ａの位置を一端側に近づけると発振信号のレベル（振
幅）が大きくなるが、上記構成においては、スイッチト
ランジスタ１３の非導通状態（第一の周波数帯で発振し
ているとき）では、コレクタに電源電圧が印加されてい
るのでスイッチトランジスタ１３が導通することはな
い。従って、第二の周波数帯をより高くすることが可能
となるので、第一の周波数帯と第二の周波数帯との比を
大きく出来る。
【００２０】図２は本発明の第二の実施の形態を示し、
共振回路８はクラップコンデンサ９、第一のインダクタ
ンス素子２１、第二のインダクタンス素子２２、バラク
タダイオード１１等によって構成される。ここで、第一
のインダクタンス素子２１及び第二のインダクタンス素
子２２はそれぞれマイクロストリップラインによって構
成され、その線路長は発振周波数の波長の１／４以下と
なっている。
【００２１】第一のインダクタンス素子２１の一端は直
流カットコンデンサ２３を介してクラップコンデンサ９
に接続され、他端は接地される。バラクタダイオード１
１のカソードは直流カットコンデンサ１２を介してクラ
ップコンデンサ９に接続され、アノードは接地される。
また、第二のインダクタンス素子２２の一端はクラップ
コンデンサ９に接続され、他端はスイッチトランジスタ
２４のコレクタに接続される。スイッチトランジスタ２
４のエミッタは接地される。スイッチトランジスタ２４
のコレクタには給電抵抗２５、第二のインダクタンス素
子２２を直列に介して電源電圧が印加される。
【００２２】この結果、第二のインダクタンス素子２２
はスイッチトランジスタ２４のコレクタ及びエミッタの
経路を介して第一のインダクタンス素子２１に並列に接
続される。また、第一のインダクタンス素子２１の他端
とバラクタダイオード１１のアノードとスイッチトラン
ジスタ２４のエミッタとが高周波的に発振トランジスタ
１のコレクタに接続されることによって、共振回路８は
高周波的には発振トランジスタ１のベースとコレクタと
の間に設けられる。
【００２３】そして、スイッチトランジスタ２４のベー
スには給電抵抗１６を介してハイレベル又はローレベル
の切替電圧（Ｖｓ）が印加されるようになっており、バ
ラクタダイオード１１のカソードにはチョークインダク
タ１７を介して同調電圧（Ｖｔ）が印加される。
【００２４】スイッチトランジスタ２４はベースにロー
レベルの切替電圧が印加されるとコレクタとエミッタと
の間が非導通（オフ）となり、第二のインダクタンス素
子２２の他端は解放状態となり、第一のインダクタンス
素子２１と第二のインダクタンス素子２２とは並列に接
続されず、主に第一のマイクロストリップライン２１が
発振周波数の設定に寄与し、第一の周波数帯（およそ
０．９ＧＨｚ帯）で発振する。この場合において、第二
のインダクタンス素子２２の他端は解放状態になってい
るので発振スイッチトランジスタ２４のコレクタには高
いレベルの発振信号が加わるが、スイッチトランジスタ
２４はそのベースにローレベルの切替電圧が印加される
ことによってコレクタには電源電圧が印加されているの
でオンすることはない。
【００２５】一方、スイッチトランジスタ２４のベース
にハイレベルの切替電圧が印加されたときは導通（オ
ン）し、第二のインダクタンス素子２２の他端は高周波
的に接地される。この結果、第一のインダクタンス素子
２１と第二のインダクタンス素子２２とが互いに並列に
接続され、第一の発振周波数よりも高い第二の周波数帯
（およそ１．８ＧＨｚ帯）で発振する。なお、第二のイ
ンダクタンス素子２２をマイクロストリップラインによ
って構成しておけば、スイッチトランジスタ２４の非導
通時には第二のインダクタンス素子２２は容量成分とし
て第一のインダクタンス素子２１に並列に接続されるの
で、第一の周波数帯は低くなり、第一の周波数帯と第二
の周波数帯との周波数比を大きくすることが可能とな
る。
【００２６】図３は図２に示した第二の実施の形態の変
形例であり、第二のインダクタンス素子２２とスイッチ
トランジスタ２４との位置を互いに逆とした構成となっ
ている。即ち、第二のインダクタンス素子２２の他端は
接地され、一端はスイッチトランジスタ２４のエミッタ
に接続される。そして、スイッチトランジスタ２４のコ
レクタがクラップコンデンサ９に接続される。コレクタ
には給電抵抗２５を介して電源電圧が印加される。その
他の構成は図１と同じである。
【００２７】この場合においても、スイッチトランジス
タ２４の非導通時に第一の周波数帯で発振し、導通時に
第二の周波数帯で発振するが、非導通時には第二のイン
ダクタンス素子２２の一端が第一のインダクタンス素子
２１から切り離されるので、第一の発振周波数に対して
影響を及ぼさい。従って、第一の周波数帯の発振周波数
は第一のインダクタンス２１のみによって設定できる。
また、第二のインダクタンス素子２２の他端が接地され
て、一端がスイッチトランジスタ２４を介してクラップ
コンデンサ９に接続されるので、第二のマイクロストリ
ップライン２２をマイクロストリップラインで構成した
場合には、スイッチトランジスタ２４の導通時における
等価的な抵抗（飽和抵抗）が介在しても、スイッチトラ
ンジスタ２４のコレクタから第二のインダクタンス素子
２２側を見たＱは高くなる。
【００２８】図４は図２に示した第二の実施の形態の他
の変形例であり、第二のインダクタンス素子２２を第一
のマイクロストリップライン２２ａと第二のマイクロス
トリップライン２２ｂとの二つのマイクロストリップラ
インに分割して設け、第一のマイクロストリップライン
２２ａと第二のマイクロストリップライン２２ｂとの間
にスイッチトランジスタ２４を設けた構成としている。
第一のマイクロストリップライン２２ａの長さと第二の
マイクロストリップライン２２ｂの長さとは互いに等し
く、且つ発振周波数の波長の１／８以下としている。
【００２９】即ち、第一のマイクロストリップライン２
２ａの一端はクラップコンデンサ９に接続し、他端はス
イッチトランジスタ２４のコレクタに接続し、スイッチ
トランジスタ２４のエミッタに第二のマイクロストリッ
プライン２２ｂの一端を接続し、他端を接地している。
【００３０】この構成においては、スイッチトランジス
タ２４の非導通時には第一のマイクロストリップライン
２２ａの他端が解放されるので、第一の周波数帯で発振
し、導通時には第一のマイクロストリップライン２２ａ
と第二のマイクロストリップライン２２ｂとが互いに直
列に接続されて第一のインダクタンス２１に並列に接続
されるので第二の周波数帯で発振する。そして、第一の
周波数帯で発振するときには第一のマイクロストリップ
ライン２２ａのみが、他端解法状態で第一のインダクタ
ンス素子２２に接続されているので、容量成分として第
一のインダクタンス素子２１に並列に接続されることに
なり、第一の周波数帯が低くなって第二の周波数帯との
比を大きくすることが可能である。
【００３１】また、スイッチダイオード２４が導通した
場合は、スイッチトランジスタ２４による等価的な抵抗
（飽和抵抗）が第一のマイクロストリップライン２２ａ
と第二の小マイクロストリップライン２２ｂとの間に介
在するので、これを含めた第二のインダクタンス素子２
２のＱは、図２におけＱと図におけるＱとの中間の値と
なる。
【００３２】なお、スイッチトランジスタ２４としては
図示の如くＮＰＮ型のトランジスタを使用したが、ＰＮ
Ｐ型のトランジスタであってもよい。ＰＮＰ型のトラン
ジスタを使用した場合は、図１乃至図４におけるコレク
タをエミッタとし、エミッタをコレクタとすればよい。
また、発振トランジスタ１のコレクタを高周波的に接地
したが、ベースを高周波的に接地する構成としてもよ
い。
【００３３】
【発明の効果】以上のように、本発明の発振器は、発振
トランジスタのベースとコレクタとの間に接続される共
振回路には、中間タップを有すると共に一端が接地され
たインダクタンス素子と、インダクタンス素子に並列に
接続されたバラクタダイオードと、オン又はオフに切り
替えられるスイッチトランジスタとを設け、スイッチト
ランジスタのコレクタ又はエミッタのいずれか一方を中
間タップに接続すると共に他方を接地したので、スイッ
チトランジスタが非導通となって第一の周波数帯で発振
しているときには、スイッチトランジスタのコレクタの
電圧はほぼ電源電圧に等しくなっているので、中間タッ
プに現れている発振信号によって容易にオンすることは
ない。従って、第一の周波数帯と第二の周波数帯との周
波数比をおおきくすることが可能となる。さらに、スイ
ッチトランジスタを導通させるときのベース電流は少な
くて済むのでスイッチ回路の消費電流は少なくなる。
【００３４】また、本発明の発振器は、共振回路には一
端が接地された第一のインダクタンス素子と、第一のイ
ンダクタンス素子に並列に接続されたバラクタダイオー
ドと、第一のインダクタンス素子に並列に接続される第
二のインダクタンス素子と、オン又はオフに切り替えら
れるスイッチトランジスタとを設け、第二のインダクタ
ンス素子をスイッチトランジスタのコレクタ及びエミッ
タの経路を介して第一のインダクタンス素子に並列に接
続したので、スイッチトランジスタがオフの状態では発
振信号によってオンすることが無い。
【００３５】また、本発明の発振器は、第二のインダク
タンス素子をマイクロストリップラインで構成すると共
にその長さを発振周波数の波長の１／４以下とし、スイ
ッチトランジスタをグランド側に設けたので、スイッチ
トランジスタオフ状態では、第二のインダクタンス素子
は容量成分として第一のインダクタンス素子に並列に接
続されるので、第一の周波数帯は低くなり、第一の周波
数帯と第二の周波数帯との周波数比を大きくすることが
可能となる。
【００３６】また、本発明の発振器は、第二のインダク
タンス素子をマイクロストリップラインで構成すると共
にその長さを発振周波数の波長の１／４以下とし、マイ
クロストリップラインをグランド側に設けたので、スイ
ッチトランジスタの非導通時には第二のインダクタンス
素子の一端が第一のインダクタンス素子から切り離され
るので、第一の発振周波数に対して影響を及ぼさい。従
って、第一の周波数帯の発振周波数は第一のインダクタ
ンスのみによって設定できる。また、第二のインダクタ
ンス素子の他端が接地されているので、スイッチトラン
ジスタの導通時における等価的な抵抗（飽和抵抗）が介
在しても、スイッチトランジスタのコレクタから第二の
インダクタンス素子側を見たＱは高くなる。
【００３７】また、本発明の発振器は、第二のインダク
タンス素子を第一のマイクロストリップラインと第二の
マイクロストリップラインとで構成すると共に第一のマ
イクロストリップラインの長さと第二のマイクロストリ
ップラインの長さとを共に発振周波数の波長の１／８以
下とし、第一のマイクロストリップラインと第二のマイ
クロストリップラインとの間にスイッチトランジスタを
設けたので、スイッチトランジスタの非導通時には第一
のマイクロストリップラインの他端が解放されるので、
第一のマイクロストリップラインのみが、他端解法状態
で第一のインダクタンス素子に接続されているので、容
量成分として第一のインダクタンス素子に並列に接続さ
れることになり、第一の周波数帯が低くなって第二の周
波数帯との比を大きくすることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電圧制御発振器の第一の実施の形態の
構成を示す回路図である。
【図２】本発明の電圧制御発振器の第二の実施の形態の
構成を示す回路図である。
【図３】本発明の電圧制御発振器の第二の実施の形態に
おける変形例の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の電圧制御発振器の第二の実施の形態に
おける他の変形例の構成を示す回路図である。
【図５】従来の電圧制御発振器の構成を示す回路図であ
る。
【符号の説明】
１ 発振トランジスタ ２、３、４ バイアス抵抗 ５ 直流カットコンデンサ ６、７ 帰還コンデンサ ８ 共振回路 ９ クラップコンデンサ １０ インダクタンス素子 １０ａ 中間タップ １１ バラクタダイオード １２ 直流カットコンデンサ １３ スイッチトランジスタ １４ 直流カットコンデンサ １５ 給電抵抗 １６ 抵抗 １７ チョークインダクタ ２１ 第一のインダクタンス素子 ２２ 第二のインダクタンス素子 ２２ａ 第一のマイクロストリップライン ２２ｂ 第二のマイクロストリップライン ２３ 直流カットコンデンサ ２４ スイッチトランジスタ ２５ 給電抵抗

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 発振トランジスタと、前記発振トランジ
    スタのコレクタとベースとの間に高周波的に接続された
    共振回路とを有し、前記共振回路には中間タップを有す
    ると共に一端が接地されたインダクタンス素子と、前記
    インダクタンス素子に並列に接続されたバラクタダイオ
    ードと、オン又はオフに切り替えられるスイッチトラン
    ジスタとを設け、前記スイッチトランジスタのコレクタ
    又はエミッタのいずれか一方を前記中間タップに接続す
    ると共に他方を接地したことを特徴とする電圧制御発振
    器。
  2. 【請求項２】 発振トランジスタと、前記発振トランジ
    スタのコレクタとベースとの間に高周波的に接続された
    共振回路とを有し、前記共振回路には一端が接地された
    第一のインダクタンス素子と、前記第一のインダクタン
    ス素子に並列に接続されたバラクタダイオードと、前記
    第一のインダクタンス素子に並列に接続される第二のイ
    ンダクタンス素子と、オン又はオフに切り替えられるス
    イッチトランジスタとを設け、前記第二のインダクタン
    ス素子を前記スイッチトランジスタのコレクタ及びエミ
    ッタの経路を介して前記第一のインダクタンス素子に並
    列に接続したことを特徴とする電圧制御発振器。
  3. 【請求項３】 前記第二のインダクタンス素子をマイク
    ロストリップラインで構成すると共にその長さを発振周
    波数の波長の１／４以下とし、前記スイッチトランジス
    タをグランド側に設けたことを特徴とする請求項２記載
    の電圧制御発振器。
  4. 【請求項４】 前記第二のインダクタンス素子をマイク
    ロストリップラインで構成すると共にその長さを発振周
    波数の波長の１／４以下とし、前記マイクロストリップ
    ラインをグランド側に設けたことを特徴とする請求項２
    記載の電圧制御発振器。
  5. 【請求項５】 前記第二のインダクタンス素子を第一の
    マイクロストリップラインと第二のマイクロストリップ
    ラインとで構成すると共に前記第一のマイクロストリッ
    プラインの長さと前記第二のマイクロストリップライン
    の長さとを共に発振周波数の波長の１／８以下とし、前
    記第一のマイクロストリップラインと前記第二のマイク
    ロストリップラインとの間に前記スイッチトランジスタ
    を設けたことを特徴とする請求項２記載の電圧制御発振
    器。
JP2000005991A 2000-01-07 2000-01-07 電圧制御発振器 Pending JP2001196854A (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2000005991A JP2001196854A (ja) 2000-01-07 2000-01-07 電圧制御発振器
DE60010032T DE60010032T2 (de) 2000-01-07 2000-12-04 Spannungsgesteuerter Oszillator
EP00310744A EP1117177B1 (en) 2000-01-07 2000-12-04 Voltage controlled oscillator
CNB011000147A CN1156958C (zh) 2000-01-07 2001-01-03 电压控制振荡器
KR10-2001-0000568A KR100386175B1 (ko) 2000-01-07 2001-01-05 전압제어발진기

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2000005991A JP2001196854A (ja) 2000-01-07 2000-01-07 電圧制御発振器

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2001196854A true JP2001196854A (ja) 2001-07-19

Family

ID=18534590

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2000005991A Pending JP2001196854A (ja) 2000-01-07 2000-01-07 電圧制御発振器

Country Status (5)

Country Link
EP (1) EP1117177B1 (ja)
JP (1) JP2001196854A (ja)
KR (1) KR100386175B1 (ja)
CN (1) CN1156958C (ja)
DE (1) DE60010032T2 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2005104362A1 (ja) * 2004-04-22 2005-11-03 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 可変整合回路
JP7437302B2 (ja) 2019-03-26 2024-02-22 積水化学工業株式会社 水溶性包装用フィルム

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06132727A (ja) * 1992-10-22 1994-05-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd 反射型ｖｃｏ回路
JPH07183726A (ja) * 1993-12-24 1995-07-21 Nec Eng Ltd 電圧制御発振器
US5714914A (en) * 1995-02-28 1998-02-03 Ericsson Inc. High-power low-noise voltage-controlled oscillator
JPH08316731A (ja) * 1995-05-22 1996-11-29 Tdk Corp 電圧制御発振器
KR19990005681A (ko) * 1997-06-30 1999-01-25 이형도 버랙터다이오드를 내장한 전압제어발진기
JPH11127028A (ja) * 1997-10-21 1999-05-11 Alps Electric Co Ltd 平衡型発振器
KR100285307B1 (ko) * 1997-12-30 2001-04-02 윤종용 동축공진기를이용한lc발진회로를구비하는전압제어발진기
JPH11330851A (ja) * 1998-05-11 1999-11-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd 発振器
KR20000040788A (ko) * 1998-12-19 2000-07-05 이형도 듀얼밴드 전압제어발진회로

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2005104362A1 (ja) * 2004-04-22 2005-11-03 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 可変整合回路
US7633355B2 (en) 2004-04-22 2009-12-15 Panasonic Corporation Variable matching circuit
JP7437302B2 (ja) 2019-03-26 2024-02-22 積水化学工業株式会社 水溶性包装用フィルム

Also Published As

Publication number Publication date
KR20010070425A (ko) 2001-07-25
DE60010032D1 (de) 2004-05-27
EP1117177A3 (en) 2002-02-06
EP1117177B1 (en) 2004-04-21
KR100386175B1 (ko) 2003-06-02
CN1304210A (zh) 2001-07-18
CN1156958C (zh) 2004-07-07
EP1117177A2 (en) 2001-07-18
DE60010032T2 (de) 2005-04-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH0550883B2 (ja)
US6590465B2 (en) Dual-band oscillator for preventing reduction in oscillation power caused by bias resistor
JPH10270937A (ja) 電圧制御発振器
JP2001196854A (ja) 電圧制御発振器
JPS5922404A (ja) 電圧制御発振器
JPH09307354A (ja) 共振器とこれを用いた電圧制御発振器
JPH11168324A (ja) 電圧制御発振器
US5936480A (en) Selective loading for sideband noise ratio reduction of a voltage controlled oscillator
JPH11186844A (ja) 電圧制御発振器
JP2001223529A (ja) 電圧制御発振器
KR100477210B1 (ko) 전압제어 발진기
JP2002118421A (ja) 電圧制御発振器
JP2001111342A (ja) ２バンド発振器
JPH104315A (ja) 高周波発振回路
JP2003092512A (ja) 電圧制御発振器
JP2507124B2 (ja) 高周波発振装置
KR900002652Y1 (ko) 고주파 발진기
JPS6229210A (ja) 電圧制御マイクロ波発振器
JP2003332841A (ja) 電圧制御発振回路
JP2003101346A (ja) 電圧制御発振器
JPH032995Y2 (ja)
JP2003032038A (ja) 周波数シフト型発振回路
JPS6087505A (ja) 電圧制御発振器
JP2003243931A (ja) 発振器
JP2002359521A (ja) 周波数切替水晶発振器

Legal Events

Date Code Title Description
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20050628

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20050726

RD02 Notification of acceptance of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422

Effective date: 20050817

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20050908

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20051018

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20051214

A911 Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911

Effective date: 20051219

A912 Re-examination (zenchi) completed and case transferred to appeal board

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A912

Effective date: 20060407

RD04 Notification of resignation of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424

Effective date: 20060413