WO2019211897A1 - リミッタ回路 - Google Patents

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拓真 鳥居
政毅 半谷
山中　宏治
和広 西田
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a limiter circuit that reduces power when the power of a high-frequency signal exceeds a predetermined value.
  • a limiter circuit for keeping the power of the high frequency signal within the specified value when the power of the high frequency signal applied to the input terminal exceeds the specified value.
  • a limiter circuit for example, a limiter circuit disclosed in Patent Document 1 distributes a signal given to an input terminal, one of which is detected by a detection diode, and this detected signal is received by a received power measurement unit. It is measured. The other distributed signal is supplied to an attenuator, and a signal attenuated by the attenuator is output.
  • the received power measuring unit detects the level of the input signal, and the attenuator control unit outputs a control signal to the attenuator according to the detected signal level.
  • the attenuator control unit operates as a limiter circuit by outputting a control signal so that the attenuation amount of the attenuator increases when the signal level is high.
  • the above conventional limiter circuit requires an attenuator for attenuating the input signal, and also requires a configuration such as an attenuator control unit and a received power measurement unit to control the attenuation amount of the attenuator.
  • the number of parts is large, and it is difficult to reduce the size.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a limiter circuit capable of reducing the number of parts and reducing the size.
  • a limiter circuit includes an input terminal to which a high-frequency signal is applied, an output terminal that outputs a high-frequency signal applied to the input terminal, a distribution unit that distributes a part of the high-frequency signal, a distribution unit, and a cathode Are connected and connected to a diode that turns on / off according to the level and period of the distributed signal, an inductor that grounds a current flowing from the diode when the diode is on, and is connected between the anode of the diode and the ground, and occurs at the anode of the diode
  • a smoothing circuit for smoothing the voltage, and a control terminal connected between the input terminal and the output terminal, connected to the anode of the diode, and when the voltage is applied to the control terminal, the input terminal and the output terminal are turned off. And a switching element that performs the above-described operation.
  • a distribution unit for distributing a high frequency signal is connected to the cathode of the diode, and an inductor for grounding a current flowing from the diode is connected.
  • a smoothing circuit is connected to the anode of the diode and a control terminal of the switch element is connected to the anode of the diode.
  • the switch element turns off a high-frequency signal between the input terminal and the output terminal when a voltage is applied to the control terminal.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a limiter circuit according to this embodiment.
  • the limiter circuit shown in FIG. 1 includes an input terminal 1, an output terminal 2, a capacitive element 3, a diode 4, a capacitive element 5, a resistor 6, an inductor 7, a switch element 8, and a bias resistor 9.
  • the input terminal 1 is a terminal to which a high frequency signal is applied and is connected to the source terminal of the switch element 8.
  • the high-frequency signal is a signal having a frequency used in wireless communication.
  • the output terminal 2 is a terminal for outputting a high frequency signal input from the input terminal 1, and is connected to the drain terminal of the switch element 8.
  • the capacitive element 3 constitutes a distribution unit that distributes a part of the high-frequency signal input from the input terminal 1, one end of which is connected to the input terminal 1 and the source terminal of the switch element 8, and the other end of the inductor 7. One end is connected to the cathode of the diode 4.
  • the diode 4 is formed using, for example, a field effect transistor, and has an anode connected to one end of the capacitive element 5, one end of the resistor 6, and one end of the bias resistor 9.
  • the capacitive element 5 and the resistor 6 constitute a smoothing circuit for smoothing the voltage generated at the anode of the diode 4, and the other ends of the capacitive element 5 and the resistor 6 are grounded.
  • the inductor 7 is a DC return inductor for grounding the current flowing from the diode 4 when the diode 4 is on, and the other end is grounded.
  • the switch element 8 is formed of, for example, a field effect transistor.
  • the other end of the bias resistor 9 is connected to the gate terminal of the switch element 8 and is turned on / off by a control voltage applied to the gate terminal.
  • the bias resistor 9 increases the input impedance viewed from the gate terminal of the switch element 8.
  • the inductor 7 has a role of flowing the current flowing from the diode 4 to the ground surface and matching so that the voltage detected by the capacitive element 3 is efficiently transmitted to the cathode of the diode 4.
  • the switch element 8 is a transistor having normally-on characteristics such as GaN (Gallium Nitride).
  • the capacitive element 3, the diode 4, the capacitive element 5, the resistor 6, the inductor 7, and the bias resistor 9 may be formed on the same substrate as the switch element 8.
  • the high frequency signal is input from the input terminal 1, and one of the distributed high frequency signals is transmitted to the cathode of the diode 4 through the capacitive element 3.
  • the other of the distributed high frequency signals is given to the source terminal of the switch element 8.
  • the operation at low input power will be described. At low input power, the voltage amplitude v K of the signal transmitted to the cathode of the diode 4 via the capacitive element 3 is sufficiently small, and the diode 4 is turned off. At this time, no current flows through the diode 4.
  • the gate terminal of the switch element 8 is connected to the ground plane via the bias resistor 9 and the resistor 6.
  • the switch element 8 When the switch element 8 is formed using a normally-on transistor such as GaN, the switch element 8 is turned on. When the switch element 8 is turned on, the drain and source of the switch element 8 are in a through state, so that the signal transmitted to the source terminal is connected to the drain terminal. Therefore, at low input power, a signal transmitted from the input terminal 1 reaches the output terminal 2 via the source terminal and the drain terminal and is output.
  • a normally-on transistor such as GaN
  • v A shifts to a negative voltage as the magnitude of the negative amplitude of v K increases.
  • the voltage v A at the anode is applied to the gate terminal of the switch element 8 via the bias resistor 9.
  • v K has a positive amplitude
  • the diode 4 is turned off, but if the period is sufficiently smaller than the time constant ⁇ determined by the capacitive element 5 and the resistor 6, the charge stored in the capacitive element 5 is released. Instead, a voltage drop occurs in the capacitive element 5. Therefore, v A even when the v K is a positive voltage amplitude does not become 0V, a negative potential.
  • v A shifts from 0 V to a negative potential. Therefore, the switch element 8 shifts from the on state to the off state, and a signal is not transmitted from the input terminal 1 to the output terminal 2 at high input power, and thus operates as a limiter circuit.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram showing the relationship between input power and output power.
  • Pin is input power (dBm)
  • Pout is output power (dBm)
  • Pin-Pout is a difference (dB) between input power and output power.
  • a characteristic 201 represents the relationship of Pout to Pin
  • a characteristic 202 represents Pin-Pout. It can be confirmed from FIG. 2 that the limiter operates in the vicinity of 20 dBm of input power. Note that the level of the input power indicating the operation of the limiter can be adjusted by the capacitance value of the capacitive element 3, and FIG. 2 shows an example of calculation.
  • an input terminal to which a high frequency signal is given, an output terminal for outputting a high frequency signal given to the input terminal, and a part of the high frequency signal are distributed.
  • FIG. 1 the distribution unit is configured by a directional coupler.
  • FIG. 3 shows a limiter circuit according to the second embodiment.
  • a directional coupler 10 is a unidirectional coupler that constitutes a distribution unit that distributes a high-frequency signal input from the input terminal 1.
  • One distributed signal is applied to the cathode of the diode 4 and one end of the inductor 7, and the other signal is applied to the source terminal of the switch element 8. Since the other configuration is the same as the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, the same reference numerals are given to corresponding portions, and the description thereof is omitted.
  • the operation is the same as that of the first embodiment except that the high-frequency signal is distributed by the directional coupler 10.
  • the distribution unit is configured using the directional coupler, in addition to the effects of the first embodiment, the low loss characteristic Can be obtained.
  • FIG. 4 shows a limiter circuit according to the third embodiment.
  • the capacitive element 3, the diode 4, the capacitive element 5, the resistor 6, the inductor 7, and the bias resistor 9 are formed on the same substrate as the switch element 8.
  • the inductor 7 has a relationship of electromagnetic resistance coupling with the resistor 6. Since the configuration other than this is the same as the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, the same reference numerals are given to the corresponding portions, and the description thereof is omitted.
  • FIG. 5 shows an equivalent circuit of the circuit of FIG. 4 at a frequency at which the impedance of the coupling capacitor is not negligible, here a frequency higher than the set frequency of the limiter circuit.
  • inductors 7 a and 7 b are part of the inductor 7
  • resistors 6 a and 6 b are part of the resistor 6
  • a coupling capacitor 11 is a coupling capacitor between the inductor 7 and the resistor 6.
  • FIG. 6 shows an example of forming a limiter circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 7 is a cross-sectional view of the main part of the limiter circuit. 6 and 7, the spiral inductor 70 corresponds to the inductor 7, and the resistor 60 corresponds to the resistor 6, respectively.
  • Resistor 60 is connected to ground through via 12.
  • an arrow 70a represents the current flowing through the spiral inductor 70 and its direction
  • an arrow 60a represents the current flowing through the resistor 60 and its direction.
  • the current flowing through the spiral inductor 70 and the current flowing through the resistor 60 are in the same direction, and the spiral inductor 70 and the resistor 60 are formed at the distance d.
  • the semiconductor substrate is disposed so as to be smaller than the thickness t of the semiconductor substrate.
  • the capacitive element 3, the inductor 7a, the coupling capacitor 11, and the resistor 6b form an LRC series resonance circuit. Since the coupling capacitor 11 can be regarded as an equivalent capacitor at a frequency higher than the set frequency of the limiter circuit, the resonance frequency of the series resonance circuit is higher than the operating frequency of the limiter circuit. At the resonance frequency, the impedance of the capacitive element 3 viewed from the input terminal 1 is low impedance and exhibits high reflection characteristics. Therefore, a signal in the vicinity of the resonance frequency does not reach the output terminal 2, and the limiter circuit according to the third embodiment has a band cutoff characteristic. Therefore, the limiter circuit of the third embodiment can obtain a configuration having a band cutoff characteristic without increasing the number of components.
  • the resistor 6 and the inductor 7 have an electromagnetic coupling relationship.
  • the same effect can be obtained even when the capacitive element 5 and the inductor 7 have an electromagnetic coupling relationship.
  • the resistor 60 of FIGS. 6 and 7 can be similarly applied by adopting a configuration corresponding to the capacitive element 5.
  • the smoothing circuit includes the resistor and the capacitive element, the current flowing through the resistor and the current flowing through the inductor are in the same direction, and the distance between the resistor and the inductor is Since the thickness is smaller than the thickness of the substrate, in addition to the effect of the first embodiment, the resistance and the inductor have an electromagnetic coupling relationship, and the band cutoff characteristic is obtained by selecting the distance between the resistance and the inductor. be able to.
  • the embodiments can be freely combined, arbitrary constituent elements of each embodiment can be modified, or arbitrary constituent elements can be omitted in each embodiment.
  • the limiter circuit according to the present invention relates to a configuration for reducing the power when a high-frequency signal exceeds a predetermined value, and increases the number of parts of the limiter circuit in which each element is provided on the substrate. Suitable for downsizing and miniaturization.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
  • Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)

Abstract

入力端子（１）と出力端子（２）間にスイッチ素子（８）を設ける。入力端子（１）からの信号を容量素子（３）で分配し、ダイオード（４）のカソード側に与える。ダイオード（４）のカソード側にはインダクタ（７）が接続され、アノード側には容量素子（５）と抵抗（６）からなる平滑回路が接続される。スイッチ素子（８）は、ダイオード（４）のアノードに接続される制御端子を有し、制御端子に電圧が印加される場合に入力端子（１）と出力端子（２）間の経路をオフにする。

Description

リミッタ回路
　この発明は、高周波信号の電力が既定値を超えた場合にその電力を低減するリミッタ回路に関するものである。
　入力端子に与えられた高周波信号の電力が規定値を超える場合に、その高周波信号の電力を規定値以内に抑えるためのリミッタ回路が存在する。従来のリミッタ回路として、例えば、特許文献１に示されるリミッタ回路は、入力端子に与えられた信号を分配して、その一方が検波ダイオードで検波され、この検波された信号が受信電力計測部で計測される。また、分配された他方の信号は減衰器に与えられ、減衰器によって減衰された信号が出力される。ここで、受信電力計測部は、入力された信号のレベルを検知し、検知された信号のレベルに応じて減衰器制御部が減衰器への制御信号を出力する。減衰器制御部は、信号のレベルが大きい場合に減衰器の減衰量が大きくなるように制御信号を出力することでリミッタ回路としての動作を行っていた。
特開２０１２－１９５６７６号公報
　しかしながら、上記従来のリミッタ回路では、入力された信号を減衰させるための減衰器が必要であると共に、減衰器の減衰量を制御するために、減衰器制御部と受信電力計測部といった構成も必要であり、リミッタ回路として部品点数が多く、小型化が困難であるという問題があった。
　この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、部品点数を少なくし小型化を図ることのできるリミッタ回路を提供することを目的とする。
　この発明に係るリミッタ回路は、高周波数信号が与えられる入力端子と、入力端子に与えられた高周波信号を出力する出力端子と、高周波数信号の一部を分配する分配部と、分配部とカソードが接続され、分配した信号のレベルと周期に応じてオンオフするダイオードと、ダイオードがオンのとき、ダイオードから流れる電流を接地するインダクタと、ダイオードのアノードと接地間に接続され、ダイオードのアノードに生じる電圧を平滑する平滑回路と、入力端子と出力端子間に接続され、ダイオードのアノードに接続される制御端子を有し、制御端子に電圧が印加される場合に入力端子と出力端子間をオフにするスイッチ素子とを備えたものである。
　この発明のリミッタ回路は、ダイオードのカソードに、高周波数信号を分配する分配部を接続すると共に、ダイオードから流れる電流を接地するためのインダクタを接続する。ダイオードのアノードには平滑回路を接続すると共にスイッチ素子の制御端子を接続する。スイッチ素子は、制御端子に電圧が印加される場合に入力端子と出力端子間の高周波数信号をオフにする。これにより、部品点数を増加させることなくリミッタ回路を構成することができる。
この発明の実施の形態１によるリミッタ回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態１によるリミッタ回路の入力電力と出力電力との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態２によるリミッタ回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態３によるリミッタ回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態３によるリミッタ回路の等価回路図である。 この発明の実施の形態３によるリミッタ回路の一形成例を示す構成図である。 この発明の実施の形態３によるリミッタ回路の要部断面図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、本実施の形態によるリミッタ回路を示す構成図である。図１に示すリミッタ回路は、入力端子１、出力端子２、容量素子３、ダイオード４、容量素子５、抵抗６、インダクタ７、スイッチ素子８、バイアス抵抗９を備える。
　入力端子１は、高周波信号が与えられる端子でありスイッチ素子８のソース端子に接続される。なお、高周波信号とは無線通信で使用する周波数の信号であるとする。出力端子２は入力端子１から入力された高周波信号を出力するための端子であり、スイッチ素子８のドレイン端子に接続される。容量素子３は、入力端子１から入力された高周波信号の一部を分配する分配部を構成し、その一端は入力端子１とスイッチ素子８のソース端子に接続され、他端は、インダクタ７の一端とダイオード４のカソードに接続される。ダイオード４は、例えば電界効果トランジスタを用いて形成され、そのアノードには、容量素子５の一端と抵抗６の一端とバイアス抵抗９の一端に接続される。容量素子５と抵抗６は、ダイオード４のアノードで生じた電圧を平滑するための平滑回路を構成し、容量素子５と抵抗６の他端は接地されている。インダクタ７は、ダイオード４がオンのときに、ダイオード４から流れる電流を接地するためのＤＣリターンインダクタであり、他端は接地されている。スイッチ素子８は、例えば、電界効果トランジスタで形成され、そのゲート端子にはバイアス抵抗９の他端が接続され、ゲート端子への制御電圧によってオンオフが行われるようになっている。バイアス抵抗９は、スイッチ素子８のゲート端子からみた入力インピーダンスを高めるものである。また、インダクタ７は、ダイオード４から流れる電流を接地面へと流し、また、容量素子３で検出された電圧がダイオード４のカソードに効率よく伝達されるように整合をとる役割を持つ。また、実施の形態１では、スイッチ素子８として、ＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ　Ｎｉｔｒｉｄｅ）などのノーマリーオンの特性をもつトランジスタであるとする。
　なお、容量素子３、ダイオード４、容量素子５、抵抗６、インダクタ７、バイアス抵抗９は、スイッチ素子８と同一基板上に形成されてもよい。
　次に、実施の形態１のリミッタ回路の動作について説明する。
　高周波信号は、入力端子１から入力され、分配された高周波信号の一方が容量素子３を介してダイオード４のカソードへ伝達される。また、分配された高周波信号の他方はスイッチ素子８のソース端子に与えられる。
　まず、低入力電力における動作について説明する。
　低入力電力においては、容量素子３を介してダイオード４のカソードに伝達された信号の電圧振幅ｖＫが十分に小さく、ダイオード４はオフ状態となる。このとき、ダイオード４には電流が流れない。スイッチ素子８のゲート端子は、バイアス抵抗９と抵抗６を介して接地面へ接続される。よって、スイッチ素子８のゲート端子には０Ｖが印加される。スイッチ素子８をＧａＮなどのノーマリーオンのトランジスタを用いて形成する場合、スイッチ素子８はオン状態となる。スイッチ素子８がオン状態となると、スイッチ素子８のドレインソース間はスルーの状態となるので、ソース端子に伝達された信号はドレイン端子に接続される。よって、低入力電力においては、入力端子１から伝達された信号がソース端子、ドレイン端子を介して出力端子２に到達し、出力される。
　次に、高入力電力における動作について述べる。
　高入力電力時では、ダイオード４のカソードにて正の電圧振幅が生じるとオフ状態となり、負の電圧振幅が生じるとダイオード４はオン状態となる。
　ダイオード４がオン状態となると、ダイオード４からインダクタ７に電流が流れる。このとき、ダイオード４には順電圧Ｖｆの電圧降下が生じる。ダイオード４のアノードにはｖＡ＝ｖＫ＋Ｖｆの電圧が生じる。
　ｖＫが正と負の振幅を周期的にとるとき、ダイオード４は負の振幅の周期に応じてオン状態となる。順電圧Ｖｆは一定値であるのでｖＫの負の振幅の大きさが大きい程、ｖＡは負の電圧へと偏移する。アノードでの電圧ｖＡはバイアス抵抗９を介してスイッチ素子８のゲート端子に印加される。
　ｖＫが正の振幅をとるときダイオード４はオフの状態となるが、その周期が容量素子５と抵抗６により決まる時定数τよりも十分に小さければ、容量素子５に蓄えられた電荷が放出されずに容量素子５で電圧降下が発生する。よって、ｖＫが正の電圧振幅の時にもｖＡは０Ｖとならず、負の電位となる。
　従って、大信号動作時においては、ｖＡが０Ｖから負の電位へ偏移する。そのため、スイッチ素子８はオン状態からオフ状態へと偏移し、高入力電力においては入力端子１から出力端子２へ信号が伝達されないので、リミッタ回路として動作する。
　図２は、入力電力と出力電力との関係を示す説明図である。図２において、Ｐｉｎは入力電力（ｄＢｍ）、Ｐｏｕｔは出力電力（ｄＢｍ）、Ｐｉｎ－Ｐｏｕｔは入力電力と出力電力の差分（ｄＢ）を示している。特性２０１はＰｉｎに対するＰｏｕｔの関係を示し、特性２０２は、Ｐｉｎ－Ｐｏｕｔを示している。図２より、入力電力が２０ｄＢｍ近傍においてリミッタの動作を示すことを確認できる。なお、リミッタの動作を示す入力電力のレベルは容量素子３の容量値によって調整可能であり、図２は一計算例を示すものである。
　以上説明したように、実施の形態１のリミッタ回路によれば、高周波数信号が与えられる入力端子と、入力端子に与えられた高周波信号を出力する出力端子と、高周波数信号の一部を分配する分配部と、分配部とカソードが接続され、分配した信号のレベルと周期に応じてオンオフするダイオードと、ダイオードがオンのとき、ダイオードから流れる電流を接地するインダクタと、ダイオードのアノードと接地間に接続され、ダイオードのアノードに生じる電圧を平滑する平滑回路と、入力端子と出力端子間に接続され、ダイオードのアノードに接続される制御端子を有し、制御端子に電圧が印加される場合に入力端子と出力端子間をオフにするスイッチ素子とを備えたので、部品点数を増加させることなくリミッタ回路を構成することができ、リミッタ回路としての小型化を図ることができる。
実施の形態２．
　実施の形態２は、分配部を方向性結合器で構成したものである。図３に実施の形態２のリミッタ回路を示す。
　図３において、方向性結合器１０は、入力端子１から入力された高周波信号を分配する分配部を構成する単方向性結合器である。分配された一方の信号はダイオード４のカソードとインダクタ７の一端に与えられ、他方の信号はスイッチ素子８のソース端子に与えられる。他の構成は図１に示した実施の形態１の構成と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。また、動作に関しても、高周波信号を方向性結合器１０で分配している以外は実施の形態１と同様である。
　以上説明したように、実施の形態２のリミッタ回路によれば、分配部は、方向性結合器を用いて構成されるようにしたので、実施の形態１の効果に加えて、低損失な特性を得ることができる。
実施の形態３．
　実施の形態３は、インダクタと平滑回路を構成する抵抗を電磁界結合の関係としたものである。図４に実施の形態３のリミッタ回路を示す。
　実施の形態３のリミッタ回路は、容量素子３、ダイオード４、容量素子５、抵抗６、インダクタ７、バイアス抵抗９が、スイッチ素子８と同一基板上に形成される。また、インダクタ７は抵抗６と電磁界結合の関係にある。これ以外の構成については図１に示した実施の形態１の構成と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。
　実施の形態３のリミッタ回路において、インダクタ７は抵抗６の間には結合容量が形成される。この結合容量のインピーダンスが無視できない周波数帯においては等価的な容量としてみなせる。図５は、結合容量のインピーダンスが無視できない周波数、ここではリミッタ回路の設定周波数よりも高い周波数における図４の回路の等価回路を示す。図５において、インダクタ７ａ、７ｂはインダクタ７の一部であり、抵抗６ａ、６ｂは抵抗６の一部であり、結合容量１１はインダクタ７と抵抗６の間の結合容量である。
　図６は、実施の形態３に係るリミッタ回路の一形成例を示すものである。また、図７はリミッタ回路要部の断面図である。図６及び図７において、スパイラルインダクタ７０はインダクタ７と、また、抵抗６０は抵抗６とそれぞれ対応する。なお、図６及び図７では、スパイラルインダクタ７０と抵抗６０以外の構成についてはその図示を省略している。抵抗６０はビア１２を介して接地へと接続される。図６において、矢印７０ａはスパイラルインダクタ７０を流れる電流とその向きを表し、矢印６０ａは抵抗６０に流れる電流とその向きを表している。
　矢印７０ａと矢印６０ａで示すように、スパイラルインダクタ７０を流れる電流と抵抗６０を流れる電流とが互いに同一方向を向き、スパイラルインダクタ７０と抵抗６０はその距離ｄがスパイラルインダクタ７０と抵抗６０が形成される半導体基板の厚みｔよりも小さくなるように配置される。
　図５において、容量素子３、インダクタ７ａ、結合容量１１、抵抗６ｂはＬＲＣの直列共振回路となる。結合容量１１はリミッタ回路の設定周波数よりも高い周波数で等価的な容量とみなせるので、この直列共振回路の共振周波数はリミッタ回路の動作周波数よりも高い周波数となる。共振周波数では入力端子１から容量素子３をみたインピーダンスは低インピーダンスとなり高い反射特性を示す。そのため、共振周波数近傍の信号は出力端子２へ到達せず、実施の形態３に係るリミッタ回路は帯域遮断の特性を有する。
　よって、実施の形態３のリミッタ回路では、部品数を増加させずに、帯域遮断特性を有する構成を得ることができる。
　なお、上記例では、抵抗６とインダクタ７が電磁界結合の関係にある場合について説明したが、容量素子５とインダクタ７が電磁界結合の関係にあっても同様の効果が得られる。この場合、図６及び図７の抵抗６０を容量素子５に対応した構成とすることで同様に適用可能である。
　以上説明したように、実施の形態３のリミッタ回路によれば、平滑回路は抵抗と容量素子からなり、抵抗を流れる電流とインダクタを流れる電流が同一方向となり、かつ、抵抗とインダクタとの距離が基板の厚みより小さいようにしたので、実施の形態１の効果に加えて、抵抗とインダクタとが電磁界結合の関係となり、これら抵抗とインダクタ間の距離を選択することにより、帯域遮断特性を得ることができる。
　本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意な構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意な構成要素の省略が可能である。
　以上のように、この発明に係るリミッタ回路は、高周波数信号が既定値を超えた場合にその電力を低減する構成に関するものであり、基板上に各素子を設けるリミッタ回路の部品数の増加を抑えて小型化を図るのに適している。
　１　入力端子、２　出力端子、３　容量素子、４　ダイオード、５　容量素子、６，６０　抵抗、７　インダクタ、８　スイッチ素子、９　バイアス抵抗、１０　方向性結合器、１１　結合容量、１２　ビア、７０　スパイラルインダクタ。

Claims (5)

  1. 　高周波数信号が与えられる入力端子と、
    　前記入力端子に与えられた高周波信号を出力する出力端子と、
    　前記高周波数信号の一部を分配する分配部と、
    　前記分配部とカソードが接続され、前記分配した信号のレベルと周期に応じてオンオフするダイオードと、
    　前記ダイオードがオンのとき、当該ダイオードから流れる電流を接地するインダクタと、
    　前記ダイオードのアノードと接地間に接続され、前記ダイオードのアノードに生じる電圧を平滑する平滑回路と、
    　前記入力端子と前記出力端子間に接続され、前記ダイオードのアノードに接続される制御端子を有し、当該制御端子に電圧が印加される場合に前記入力端子と前記出力端子間をオフにするスイッチ素子とを備えたリミッタ回路。
  2. 　前記分配部は、前記入力端子に一端を接続し、他端を前記ダイオードのカソードに接続した容量素子を用いて構成されていることを特徴とする請求項１記載のリミッタ回路。
  3. 　前記分配部は、方向性結合器を用いて構成されていることを特徴とする請求項１記載のリミッタ回路。
  4. 　前記スイッチ素子と前記ダイオードは電界効果トランジスタで構成され、
    　かつ、前記容量素子とインダクタと平滑回路とが、前記スイッチ素子及びダイオードと同一基板上に設けられたことを特徴とする請求項２記載のリミッタ回路。
  5. 　前記平滑回路は抵抗と容量素子からなり、前記抵抗を流れる電流と前記インダクタを流れる電流が同一方向となり、かつ、前記抵抗と前記インダクタとの距離が前記基板の厚みより小さいことを特徴とする請求項４記載のリミッタ回路。
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