JP5498314B2

JP5498314B2 - インピーダンス可変整合回路

Info

Publication number: JP5498314B2
Application number: JP2010178898A
Authority: JP
Inventors: 敦史福田; 浩司岡崎; 祥一楢橋
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2010-08-09
Filing date: 2010-08-09
Publication date: 2014-05-21
Anticipated expiration: 2030-08-09
Also published as: US20120032751A1; KR101295229B1; EP2418772A3; JP2012039473A; KR20120014544A; CN102377404A; EP2418772A8; CN102377404B; EP2418772A2

Description

この発明は、増幅器等に利用されるインピーダンス可変整合回路に関する。

移動機に搭載される電力増幅器は、システムが要求する電力まで高効率に送信信号を増幅することが求められる。通常、電力増幅器などの無線回路は、特定の負荷（インピーダンスＺ₀）に整合するように設計される。しかし、特に移動機の場合、アンテナ周辺の電磁環境の変動により電力増幅器の見掛け上の負荷が変動し、出力電力及び効率が低下する場合がある。このような負荷の変動に対して、従来より、電力増幅器とアンテナとの間にチューナーを接続して負荷の変動に対応する技術がある。このようなチューナーを、任意の定数を取れる可変デバイス（可変誘導性素子及び可変容量性素子）を用いて構成する場合、最も簡単な回路構成として、図１４(a)〜(d)に示す３つの素子を組み合わせた回路が考えられ、このような回路構成で、計算上は任意の負荷変動に対応することができる。

対応可能な負荷変動の範囲を十分に確保するには、可変デバイスの可変範囲が十分に広くなければならない。しかし、可変誘導性素子は、計算上は観念できるものの、現時点では商用レベルに至っていないため、実際には図１４に示す回路を構成することは困難である。そのため、対応可能な負荷変動の範囲を広げるためには、使用する素子の数を増やす等の対処が必要であった。

本発明の目的は、可変誘導性素子を用いることなく、あたかも可変誘導性素子を用いているかのようにインピーダンスを調節することができ、よって、少ない素子数で広範囲の負荷変動に対応可能なインピーダンス可変整合回路を提供することにある。

本発明のインピーダンス可変整合回路は、第１直列可変容量素子と第２直列可変容量素子との直列接続と、一端が第１直列可変容量素子と第２直列可変容量素子との接続点に接続され、他端が接地された、並列固定誘導性素子と第１並列可変容量素子との直列接続と、一端が第１直列可変容量素子と第２直列可変容量素子との接続点に接続され、他端が接地された、第２並列可変容量素子と、を備える。

本発明のインピーダンス可変整合回路によれば、可変誘導性素子を用いることなく、あたかも可変誘導性素子を用いているかのようにインピーダンスを調節することができるため、少ない素子数で広範囲の負荷変動に対応可能となる。

本発明のインピーダンス可変整合回路１００の構成例を示す図。本発明のインピーダンス可変整合回路１００において固定容量素子を併用した場合の構成例を示す図。本発明のインピーダンス可変整合回路１００における可変容量値−サセプタンス絶対値特性を示す図。図１の構成に基づく２つの周波数帯に対応可能なインピーダンス可変整合回路の構成例を示す図。図２の構成に基づく２つの周波数帯に対応可能なインピーダンス可変整合回路の構成例を示す図。図４のインピーダンス可変整合回路においてスイッチをＬ_{p1o_1}側に切り替えた時の、入力信号周波数２ＧＨｚにおける可変容量値−サセプタンス絶対値特性を示す図。図４のインピーダンス可変整合回路においてスイッチをＬ_{p1o_2}側に切り替えた時の、入力信号周波数２ＧＨｚにおける可変容量値−サセプタンス絶対値特性を示す図。本発明のインピーダンス可変整合回路２００の構成例を示す図。本発明のインピーダンス可変整合回路２００において固定容量素子を併用した場合の構成例を示す図。本発明のインピーダンス可変整合回路２００における可変容量値−サセプタンス絶対値特性を示す図。本発明のインピーダンス可変整合回路３００の構成例を示す図。本発明のインピーダンス可変整合回路３００において固定容量素子を併用した場合の構成例を示す図。本発明のインピーダンス可変整合回路３００における可変容量値−リアクタンス値特性を示す図。従来のインピーダンス可変整合回路の構成例を示す図。

以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。

図１に本発明のインピーダンス可変整合回路１００の構成例を示す。インピーダンス可変整合回路１００は、図１４(a)の可変整合回路における可変誘導性素子Ｌ_p1の役割を、１個の固定誘導性素子と２個の可変容量素子とにより代替する構成である。

インピーダンス可変整合回路１００は、第１直列可変容量素子Ｃ_s1と第２直列可変容量素子Ｃ_s2との直列接続と、一端が第１直列可変容量素子Ｃ_s1と第２直列可変容量素子Ｃ_s2との接続点に接続され他端が接地された、並列固定誘導性素子Ｌ_p1oと第１並列可変容量素子Ｃ_p1との直列接続と、一端が第１直列可変容量素子Ｃ_s1と第２直列可変容量素子Ｃ_s2との接続点に接続され他端が接地された、第２並列可変容量素子Ｃ_p2と、を備える。

並列固定誘導性素子Ｌ_p1oは、インダクタンスＬ_p1oの固定インダクタである。第１、第２並列可変容量素子Ｃ_p1、Ｃ_p2は、それぞれ容量Ｃ_p1、Ｃ_p2の可変容量素子である。各可変容量素子は、半導体によって実現しても、ＭＥＭＳ技術の応用によって実現してもよく、製法、構成法に制限はない。

並列固定誘導性素子Ｌ_p1oと第１並列可変容量素子Ｃ_p1との直列接続のアドミタンスＹ_p1は、ωが入力信号の角周波数であるとき、次式で与えられる。

また、第２並列可変容量素子Ｃ_p2のアドミタンスＹ_p2は、次式で与えられる。

よって、Ｙ_p1とＹ_p2による合成アドミタンスＹ_pは、次式のようになる。

そのため、次式の関係が成り立つ場合に、Ｙ_pは誘導性アドミタンスとなる。

このとき、式(3)および式(4)より次式が得られる。

更に、式 (5a)及び(5b)より次式が得られる。

ここで、式(6b)の右辺をＣ_p1で微分すると次式が得られる。

従って、式(6b)の右辺はＣ_p1に対して単調減少となるため、Ｃ_p2の最大値Ｃ_p2maxはＣ_p1をＣ_p1の最大値Ｃ_p1maxとした場合に最小となる。このことから、Ｃ_p1およびＣ_p2に要求される範囲は、次式のようになる。

以上より、Ｃ_p1が式(8a)の範囲にあり、かつ、Ｃ_p2が式(8b)の範囲にある時、Ｙ_pが誘導性アドミタンスとなる。そのため、１個の並列固定誘導性素子Ｌ_p1oと２個の並列可変容量素子Ｃ_p1、Ｃ_p2との組を、あたかも可変誘導性素子であるかのように機能させることができ、よって、図１４(a)の可変整合回路における可変誘導性素子Ｌ_p1の役割を代替することができる。なお、通常の可変容量素子には、素子固有の可変幅があるため、その可変幅をΔ_p1、Δ_p2とすると、Ｃ_p1、Ｃ_p2には次式の可変範囲を持つ可変容量素子を用いればよいことになる。

ところで、可変容量素子は容量の絶対値が小さいほど小型となる。そこで、容量の絶対値を小さくするため、図２に示すように、第１並列可変容量素子Ｃ_p1を第１並列固定容量素子Ｃ_p1o（０＜Ｃ_p1o≦Ｃ_p1min）とこれに並列に設けられた可変容量素子Ｃ_p1´とにより構成し、同様に、第２並列可変容量素子Ｃ_p2を第２並列固定容量素子Ｃ_p2o（０＜Ｃ_p2o≦Ｃ_p2max−Δ_p2）とこれに並列に設けられた可変容量素子Ｃ_p2´とにより構成することが考えられる。このように構成することで、使用する可変容量素子Ｃ_p1´、Ｃ_p2´の容量の絶対値を、次式に示すように、式(9a),(9b)に示したＣ_p1、Ｃ_p2の容量の絶対値よりそれぞれＣ_p1o、Ｃ_p2o小さくすることができる。このように構成することで、より小型の可変容量素子を使用することができる。

続いて、図１の構成により１個の並列固定誘導性素子Ｌ_p1oと２個の並列可変容量素子Ｃ_piとの組をあたかも可変誘導性素子であるかのように機能させたとき、Ｃ_p1とＣ_p2を変化させることで得られるサセプタンスの可変幅を計算し、その可変幅をインダクタのみで達成しようとした場合にどの程度のインダクタンス幅に相当するかを確認する。

例として、入力信号の周波数が１ＧＨｚ、Ｌ_p1oが２ｎＨの場合において要求されるＣ_p1およびＣ_p2を算出する。式(8a)よりＣ_p1minは約１２．７ｐＦとなる。説明を簡単にするため、Ｃ_p1minを１２ｐＦとし、Δ_p1＝９ｐＦとすると、１２≦Ｃ_p1≦２１ｐＦとなる。このとき、Ｃ_p1maxは２１ｐＦであることから式 (8b)よりＣ_p2maxは３１．９ｐＦとなる。説明を簡単にするため、Ｃ_p2maxを３２ｐＦとし、Δ_p2＝９ｐＦとすると、２３≦Ｃ_p2≦３２ｐＦとなる。図３に、図１のＣ_p1とＣ_p2を、それぞれＣ_p1´＋Ｃ_p1oとＣ_p2´＋Ｃ_p2oに分離した図２の構成において、Ｃ_p1o＝１２ｐＦ、Ｃ_p2o＝２３ｐＦとし、可変容量値Ｃ_p1´、Ｃ_p2´をそれぞれΔ_p1、Δ_p2の範囲（０〜９ｐＦ）で変化させた時のサセプタンスの絶対値をプロットしたもの示す（可変容量値−サセプタンス絶対値特性）。●印は、Ｃ_p2をＣ_p2min（＝２３ｐＦ）に固定して、Ｃ_p1´を変化させることにより得られたプロットである。■印は、Ｃ_p1をＣ_p1max（＝２１ｐＦ）に固定して、Ｃ_p2´を変化させることにより得られたプロットである。なお、プロットの無い線は、図１４(a)の可変誘導性素子Ｌ_p1に相当するインダクタンス値を０〜１０ｎＨの範囲で変化させた場合のサセプタンスの絶対値を表したものである。図３から、入力信号の周波数＝１ＧＨｚ、Ｌ_p1o＝２ｎＨ、Ｃ_p1＝１２〜２１ｐＦ、Ｃ_p2＝２３〜３２ｐＦとしたとき、Ｃ_p1の値とＣ_p2の値を変化させることで、インダクタンス値Ｌ_p1を１０ｎＨ以上変化させた場合と同等のサセプタンス値を可変できることがわかる。

なお、実施例１では、図１４(a)の構成を可変誘導性素子を用いない構成に変形する方法を説明したが、図１４(b)の構成についても、実施例１と同様な方法により可変誘導性素子を用いない構成に変形可能である。

以上のように、本発明のインピーダンス可変整合回路１００によれば、可変誘導性素子を用いることなく、あたかも可変誘導性素子を用いているかのようにインピーダンスを調整することができるため、少ない素子数で広範囲の負荷変動に対応可能となる。

＜変形例＞
本発明のインピーダンス可変整合回路１００において、固定誘導性素子Ｌ_p1o、及び固定容量素子Ｃ_p1o、Ｃ_p2oについて、使用周波数帯ごとに最適化した素子をスイッチにより切替可能とすることで、複数の周波数帯で使用可能なインピーダンス可変整合回路を構成することができる。図４、図５は、それぞれ図１、図２の構成に基づき、２つの周波数帯で使用可能なインピーダンス可変整合回路１５０を構成した例である。図４は、使用周波数帯に応じ、固定誘導性素子Ｌ_{p1o_1}と固定誘導性素子Ｌ_{p1o_2}とを２つのＳＰＤＴスイッチで切替可能としたものである。図５は、使用周波数帯に応じ、固定誘導性素子Ｌ_{p1o_1}と固定誘導性素子Ｌ_{p1o_2}、固定容量素子Ｃ_{p1o_1}と固定容量素子Ｃ_{p1o_2}、及び固定容量素子Ｃ_{p2o_1}と固定容量素子Ｃ_{p2o_2}を、それぞれ２つのＳＰＤＴスイッチで切替可能としたものである。

図４の構成において、Ｌ_{p1o_1}を２ｎＨ、Ｌ_{p1o_2}を０．５ｎＨとし、各可変容量素子の容量値を図３の場合と同様に変化させた時の可変容量値−サセプタンス絶対値特性を確認する。まず、スイッチをＬ_{p1o_1}側に切り替えたときは、図１と回路の構成が同じになる。そのため、周波数１ＧＨｚの信号を入力した場合の可変容量値−サセプタンス絶対値特性は、図３のようになる。これに対し、周波数２ＧＨｚの信号を入力した場合の可変容量値−サセプタンス絶対値特性は、図６のようになる。図６から、入力信号の周波数が１ＧＨｚの場合と比べ、取り得るサセプタンスの絶対値の範囲が狭くなっていることがわかる。一方、図７は、スイッチをＬ_{p1o_2}側に切り替えて、周波数２ＧＨｚの信号を入力した場合の可変容量値−サセプタンス絶対値特性である。図７から、入力信号の周波数が２ＧＨｚの場合に最適化されたＬ_{p1o_2}を用いることで、２ＧＨｚにおいても１ＧＨｚと同等のサセプタンスの絶対値が得られていることがわかる。

図８に本発明のインピーダンス可変整合回路２００の構成例を示す。インピーダンス可変整合回路２００は、実施例１と同様、図１４(a)の可変整合回路における可変誘導性素子Ｌ_p1の役割を、１個の固定誘導性素子と２個の可変容量素子とにより代替する、別の構成である。

インピーダンス可変整合回路２００は、第１直列可変容量素子Ｃ_s1と第２直列可変容量素子Ｃ_s2との直列接続と、一端が第１直列可変容量素子Ｃ_s1と第２直列可変容量素子Ｃ_s2との接続点に接続された並列固定誘導性素子Ｌ_p1oと第１並列可変容量素子Ｃ_p1との並列接続と、一端が前記並列接続の他端に接続され、他端が接地された、第２並列可変容量素子Ｃ_p2と、を備える。

並列固定誘導性素子Ｌ_p1oと第１並列可変容量素子Ｃ_p1との並列接続のインピーダンスＺ_p1は、次式で与えられる。

また、第２並列可変容量素子Ｃ_p2のインピーダンスＺ_p2は、次式で与えられる。

よって、Ｚ_p1とＺ_p2による合成インピーダンスＺ_pは、次式のようになる。

そのため、次式の関係が成り立つ場合に、Ｚ_pは誘導性インピーダンスとなる。

このとき、式(13)および式(14)より次式が得られる。

更に、式 (15a)及び(15b)より次式が得られる。

ここで、式(16b)の右辺をＣ_p1で微分すると、次式が得られる。

従って、式(16b)の右辺はＣ_p1に対して単調減少となるため、Ｃ_p2の最小値Ｃ_p2minはＣ_p1をＣ_p1の最小値Ｃ_p1mixとした場合に最大となる。このことから、Ｃ_p1およびＣ_p2に要求される範囲は、次式のようになる。

以上より、Ｃ_p1が式(18a)の範囲にあり、かつ、Ｃ_p2が式(18b)の範囲にある時、Ｚ_pが誘導性インピーダンスとなる。そのため、１個の並列固定誘導性素子Ｌ_p1oと２個の並列可変容量素子Ｃ_p1、Ｃ_p2との組を、あたかも可変誘導性素子であるかのように機能させることができ、よって、図１４(a)の可変整合回路における可変誘導性素子Ｌ_p1の役割を代替することができる。なお、通常の可変容量素子には、素子固有の可変幅があるため、その可変幅をΔ_p1、Δ_p2とすると、Ｃ_p1、Ｃ_p2には次式の可変範囲を持つ可変容量素子を用いればよいことになる。

ところで、可変容量素子は容量の絶対値が小さいほど小型となる。そこで、容量の絶対値を小さくするため、図９に示すように、第１並列可変容量素子Ｃ_p1を第１並列固定容量素子Ｃ_p1o（０＜Ｃ_p1o≦Ｃ_p1max−Δ_p1）とこれに並列に設けられた可変容量素子Ｃ_p1´とにより構成し、同様に、第２並列可変容量素子Ｃ_p2を第２並列固定容量素子Ｃ_p2o（０＜Ｃ_p2o≦Ｃ_p2min）とこれに並列に設けられた可変容量素子Ｃ_p2´とにより構成することが考えられる。このように構成することで、使用する可変容量素子Ｃ_p1´、Ｃ_p2´の絶対値を、次式に示すように、式(19a),(19b)に示したＣ_p1、Ｃ_p2の絶対値よりそれぞれＣ_p1o、Ｃ_p2o小さくすることができる。そのため、より小型の可変容量素子を使用することができる。

続いて、図８の構成により１個の並列固定誘導性素子Ｌ_p1oと２個の並列可変容量素子Ｃ_piとの組をあたかも可変誘導性素子であるかのように機能させたとき、Ｃ_p1とＣ_p2を変化させることで得られるサセプタンス可変幅を計算し、その可変幅をインダクタのみで達成しようとした場合にどの程度のインダクタンスの可変幅に相当するかを確認する。

例として、入力信号の周波数が１ＧＨｚ、Ｌ_p1oが２ｎＨの場合において要求されるＣ_p1およびＣ_p2を算出する。式(18a)よりＣ_p1maxは約１２．７ｐＦとなる。説明を簡単にするため、Ｃ_p1maxを１３ｐＦとし、Δ_p1＝９ｐＦとすると、４≦Ｃ_p1≦１３ｐＦとなる。このとき、Ｃ_p1minは４ｐＦであるから式(18b)よりＣ_p2minは８．７ｐＦ以上となる。説明を簡単にするため、Ｃ_p2minを８ｐＦとし、Δ_p2＝９ｐＦとすると、８≦Ｃ_p2≦１７ｐＦとなる。図１０に、図８のＣ_p1とＣ_p2を、それぞれＣ_p1´＋Ｃ_p1oとＣ_p2´＋Ｃ_p2oに分離した図９の構成において、Ｃ_p1o＝４ｐＦ、Ｃ_p2o＝８ｐＦとし、可変容量値Ｃ_p1´、Ｃ_p2´をそれぞれΔ_p1、Δ_p2の範囲（０〜９ｐＦ）で変化させた時のサセプタンスの絶対値をプロットしたもの示す（可変容量値−サセプタンス絶対値特性）。●印は、Ｃ_p2をＣ_p2max（＝１７ｐＦ）に固定して、Ｃ_p1´を変化させることにより得られたプロットである。■印は、Ｃ_p1をＣ_p1min（＝４ｐＦ）に固定して、Ｃ_p2´を変化させることにより得られたプロットである。なお、プロットの無い線は、図１４(a)の可変誘導性素子Ｌ_p1に相当するインダクタンス値を０〜１０ｎＨの範囲で変化させた場合のサセプタンスの絶対値を表したものである。図１０から、入力信号の周波数＝１ＧＨｚ、Ｌ_p1o＝２ｎＨ、Ｃ_p1＝４〜１３ｐＦ、Ｃ_p2＝８〜１７ｐＦとしたとき、Ｃ_p1の値とＣ_p2の値を変化させることで、インダクタンス値Ｌ_p1を１０ｎＨ以上変化させた場合と同等のサセプタンス値を可変できることがわかる。

なお、実施例２においても、図１４(a)の構成を可変誘導性素子を用いない構成に変形する方法を説明したが、図１４(b)の構成についても、実施例２と同様な方法により可変誘導性素子を用いない構成に変形可能である。

以上のように、本発明のインピーダンス可変整合回路２００によれば、可変誘導性素子を用いることなく、あたかも可変誘導性素子を用いているかのようにインピーダンスを調整することができるため、少ない素子数で広範囲の負荷変動に対応可能となる。なお、要求されるサセプタンス値がより限定的な場合には、Ｃ_p2を固定容量に置き換えてもよい。また、実施例２においても、実施例１の変形例として示した構成により、複数の周波数帯で使用可能なインピーダンス可変整合回路を構成することができる。

図１１に本発明のインピーダンス可変整合回路３００の構成例を示す。インピーダンス可変整合回路３００は、図１４(d)の可変整合回路における可変誘導性素子Ｌ_s1の役割を、１個の固定誘導性素子と２個の可変容量素子とにより代替する構成である。

インピーダンス可変整合回路３００は、直列固定誘導性素子Ｌ_s1oと第１直列可変容量素子Ｃ_s1との並列接続と、第２直列可変容量素子Ｃ_s2との直列接続と、一端が前記直列接続の一端に接続され、他端が接地された第１並列可変容量素子Ｃ_p1と、一端が前記直列接続の他端に接続され、他端が接地された第２並列可変容量素子Ｃ_p2と、を備える。

直列固定誘導性素子Ｌ_s1oはインダクタンスL_s1oの固定インダクタである。第１、第２直列可変容量素子Ｃ_s1、Ｃ_s2は、それぞれ容量Ｃ_s1、Ｃ_s2の可変容量素子である。ここで、各素子の条件は、実施例２で示した並列固定誘導性素子Ｌ_p1oを直列固定誘導性素子Ｌ_s1oに、第１並列可変容量素子Ｃ_p1を第１直列可変容量素子Ｃ_s1に、第２並列可変容量素子Ｃ_p2を第２直列可変容量素子Ｃ_s2にそれぞれ置き換えた場合に等しい。また、第ｉ直列可変容量素子Ｃ_siを、第ｉ直列固定容量素子Ｃ_sioとより容量の小さい可変容量素子Ｃ_si´との並列接続により構成することで、小型の可変容量素子を使用することができる。この際、第ｉ直列可変容量素子Ｃ_siに対応する第ｉ直列固定容量素子Ｃ_sioと可変容量素子Ｃ_si´の各容量は、実施例２で示したＣ_piに対応するＣ_oio、Ｃ_pi´を求める方法においてＣ_pi、Ｃ_oio、Ｃ_pi´を、それぞれＣ_si、Ｃ_sio、Ｃ_si´に置き換えることで求めることができる。

なお、各可変容量素子は、半導体によって実現しても、ＭＥＭＳ技術の応用によって実現してもよく、製法、構成法に制限はない。

続いて、図１１の構成により１個の直列固定誘導性素子Ｌ_s1oと２個の並列可変容量素子Ｃ_siとの組をあたかも可変誘導性素子であるかのように機能させたとき、Ｃ_s1とＣ_s2を変化させることで得られるリアクタンス可変幅を計算し、その可変幅をインダクタのみで達成しようとした場合にどの程度のインダクタンスの可変幅に相当するかを確認する。

例として、入力信号の周波数が１ＧＨｚ、Ｌ_s1oが２ｎＨの場合において要求されるＣ_s1およびＣ_s2を算出する。式(18a)よりＣ_s1maxは約１２．７ｐＦとなる。ここで、説明を簡単にするため、Ｃ_s1maxを１３ｐＦとし、Δ_s1＝９ｐＦとすると、４≦Ｃ_s1≦１３ｐＦとなる。このとき、Ｃ_s1minは４ｐＦであるから式(18b)よりＣ_s2は８．７ｐＦ以上となる。説明を簡単にするため、Ｃ_s2minを８ｐＦとし、Δ_s2＝９ｐＦとすると、８≦Ｃ_s2≦１７ｐＦとなる。図１３に、図１１のＣ_s1とＣ_s2を、それぞれＣ_s1´＋Ｃ_s1oとＣ_s2´＋Ｃ_s2oに分離した図１２の構成において、Ｃ_s1o＝４ｐＦ、Ｃ_s2o＝８ｐＦとし、可変容量値Ｃ_s1´、Ｃ_s2´をそれぞれΔ_s1、Δ_s2の範囲（０〜９ｐＦ）で変化させた時のリアクタンス値をプロットしたもの示す（可変容量値−リアクタンス値特性）。●印は、Ｃ_s2をＣ_s2max（＝１７ｐＦ）に固定して、Ｃ_s1´を変化させることにより得られたプロットである。■印は、Ｃ_s1をＣ_s1min（＝４ｐＦ）に固定して、Ｃ_s2´を変化させることにより得られたプロットである。なお、プロットの無い線は、図１４(d)の可変誘導性素子Ｌ_s1に相当するインダクタンス値を０〜１０ｎＨの範囲で変化させた場合のリアクタンス値を表したものである。図１３から、入力信号の周波数＝１ＧＨｚ、Ｌ_s1o＝２ｎＨ、Ｃ_s1＝４〜１３ｐＦ、Ｃ_s2＝８〜１７ｐＦとしたとき、Ｃ_s1の値とＣ_s2の値を変化させることで、インダクタンス値Ｌ_s1を１０ｎＨ以上変化させた場合と同等のリアクタンス値を可変できることがわかる。

なお、実施例３においては、図１４(d)の構成を可変誘導性素子を用いない構成に変形する方法を説明したが、図１４(c)の構成についても、実施例３と同様な方法により可変誘導性素子を用いない構成に変形可能である。

以上のように、本発明のインピーダンス可変整合回路３００によれば、可変誘導性素子を用いることなく、あたかも可変誘導性素子を用いているかのようにインピーダンスを調整することができるため、少ない素子数で広範囲の負荷変動に対応可能となる。

以上で説明した本発明のインピーダンス可変整合回路１００、１５０、２００、３００の各構成要素の機能分担は、各実施例に示す機能分担に限定されるものではなく、本発明を逸脱しない範囲で適宜変更が可能である。

Claims

第１直列可変容量素子と第２直列可変容量素子との直列接続と、
一端が第１直列可変容量素子と第２直列可変容量素子との接続点に接続され、他端が接地された、並列固定誘導性素子と第１並列可変容量素子との直列接続と、
一端が第１直列可変容量素子と第２直列可変容量素子との接続点に接続され、他端が接地された、第２並列可変容量素子と、
一端が第１並列可変容量素子の一端に接続され、他端が第１並列可変容量素子の他端に接続された第１並列固定容量素子と、
一端が第２並列可変容量素子の一端に接続され、他端が第２並列可変容量素子の他端に接続された第２並列固定容量素子と、
を備え、
前記第１並列固定容量素子の容量値Ｃ _p1o は、

（ωは入力信号の角周波数、Ｃ _p1min はＣ _p1o と第１並列可変容量素子の容量値との和の最小値、Ｌ _p1o は並列固定誘導性素子のインダクタンス）
であり、
前記第２並列固定容量素子の容量値Ｃ _p2o は、

（Ｃ _p2max はＣ _p2o と第２並列可変容量素子の容量値との和の最大値、Δ _p2 は第２並列可変容量素子の取りうる可変幅）である
ことを特徴とするインピーダンス可変整合回路。
第１直列可変容量素子と第２直列可変容量素子との直列接続と、
一端が第１直列可変容量素子と第２直列可変容量素子との接続点に接続された、並列固定誘導性素子と第１並列可変容量素子との並列接続と、
一端が前記並列接続の他端に接続され、他端が接地された、第２並列可変容量素子と、
一端が第１並列可変容量素子の一端に接続され、他端が第１並列可変容量素子の他端に接続された第１並列固定容量素子と、
一端が第２並列可変容量素子の一端に接続され、他端が第２並列可変容量素子の他端に接続された第２並列固定容量素子と、
を備え、
前記第１並列固定容量素子の容量値Ｃ _p1o は、

（ωは入力信号の角周波数、Ｌ _p1o は並列固定誘導性素子のインダクタンス、Ｃ _p1max はＣ _p1o と第１並列可変容量素子の容量値との和の最大値、Δ _p1 は第１並列可変容量素子の取
りうる可変幅）であり、
前記第２並列固定容量素子の容量値Ｃ _p2o は、

（Ｃ _p1min はＣ _p1o と第１並列可変容量素子の容量値との和の最小値、Ｃ _p2min はＣ _p2o と第２並列可変容量素子の容量値との和の最小値）である
ことを特徴とするインピーダンス可変整合回路。
直列固定誘導性素子と第１直列可変容量素子との並列接続と、第２直列可変容量素子との直列接続と、
一端が前記直列接続の一端に接続され、他端が接地された第１並列可変容量素子と、
一端が前記直列接続の他端に接続され、他端が接地された第２並列可変容量素子と、
一端が第１直列可変容量素子の一端に接続され、他端が第１直列可変容量素子の他端に接続された第１直列固定容量素子と、
一端が第２直列可変容量素子の一端に接続され、他端が第２直列可変容量素子の他端に接続された第２直列固定容量素子と、
を備え、
前記第１直列固定容量素子の容量値Ｃ _s1o は、

（ωは入力信号の角周波数、Ｌ _s1o は直列固定誘導性素子のインダクタンス、Ｃ _s1max はＣ _s1o と第１直列可変容量素子の容量値との和の最大値、Δ _s1 は第１直列可変容量素子の取りうる可変幅）であり、
前記第２直列固定容量素子の容量値Ｃ _s2o は、

（Ｃ _s1min はＣ _s1o と第１直列可変容量素子の容量値との和の最小値、Ｃ _s2min はＣ _s2o と第２直列可変容量素子の容量値との和の最小値）である
ことを特徴とするインピーダンス可変整合回路。