DE102005058875B4 - Anpassnetzwerk - Google Patents

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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/38—Impedance-matching networks
    • H03H7/40—Automatic matching of load impedance to source impedance

Abstract

Anpassnetzwerk (100; 200; 250; 400; 500; 700) zur Anpassung einer Antenne (460; 514) an einen Sender oder Empfänger, mit folgenden Merkmalen: einem Eingangstor (110; 210; 260; 410, 412, 414; 510; 710) zum Empfangen einer Hochfrequenzleistung; einem Ausgangstor (112; 212; 262; 450; 512; 712); einer schaltbaren Impedanztransformations-Schaltung (120; 220, 222, 224, 270, 274, 276; 440; 530; 720, 730, 740), die zwischen das Eingangstor und das Ausgangstor geschaltet ist, wobei die Impedanztransformations-Schaltung einen CMOS-Schalter (330, 354, 370, 390; 610, 630, 650) in einem Hochfrequenz-Pfad umfasst, der einen ersten Schaltzustand und einen zweiten Schaltzustand aufweist, wobei die Impedanztransformations-Schaltung (120; 220, 222, 224, 270, 274, 276; 440; 530; 720, 730, 740) ausgelegt ist, um in dem ersten Schaltzustand eine erste an dem Ausgangstor anliegende Impedanz an eine erste vorgegebene Impedanz anzupassen, und um in dem zweiten Schaltzustand eine zweite an dem Ausgangstor anliegende Impedanz an eine zweite vorgegebene Impedanz anzupassen, wobei der CMOS-Schalter (650) eine Parallelschaltung bestehend aus einem n-Kanal MOS-Feldeffekttransistor (660) und einem p-Kanal MOS-Feldeffekttransistor (662) umfasst, wobei ein Source-Anschluss (664) des n-Kanal MOS-Feldeffekttransistors (660) mit einem Drain-Anschluss (666) des p-kanal MOS-Feldeffekttransistors (662) gekoppelt ist, um einen ersten Anschluss (678) des des CMOS-Schalters (650) zu bilden, wobei ein Drain-Anschluss (668) des n-Kanal MOS-Feldeffekttransistors (660) mit einem Source-Anschluss (670) des p-Kanal MOS-Feldeffekttransistors (662) gekoppelt ist, um einen zweiten Anschluss (680) des CMOS-Schalters (650) zu bilden, wobei der n-Kanal MOS-Feldeffektttransistors (660) einen Gateanschluss für ein erstes Steuersignal aufweist, und wobei der p-Kanal MOS-Feldeffekttransistor (662) einen Gateanschluss für ein zu dem ersten Steuersignal komplementäres zweites Steuersignal aufweist; wobei das Anpassnetzwerk (100; 200; 250; 400; 500; 700) zum Einsatz in der Mobilkommunikation oder für eine Anwendung im Gigahertz-Bereich ausgelegt ist.

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf ein Anpassnetzwerk zur Anpassung einer Antenne an einen Sender oder Empfänger, im speziellen auf ein dynamisches Anpassnetzwerk für Multiband-Antennen.
  • Drahtlose Kommunikationseinheiten werden heute in einer Vielzahl von Anwendungen eingesetzt, um eine Kommunikation zwischen einer drahtlosen Einrichtung und einer stationären Einrichtungen oder auch zwischen mehreren drahtlosen Einrichtungen zu ermöglichen.
  • Eine der wichtigsten Eigenschaften moderner drahtloser Kommunikationseinheiten ist ihre Betriebszeit, die sich in die sogenannte ”Talktime” bzw. Sprechzeit und ”Standtime” bzw. Standzeit einteilt. Die genannten Eigenschaften werden unter anderem durch die Antennenanpassung in einem Frontend bzw. in einem Hochfrequenzteil beeinflusst. Eine schlechte Antennenanpassung führt dazu, dass Reflexionen am Ausgang eines Leistungsverstärkers vor der Antenne auftreten. Die Reflexionen können auch als Verluste aufgefasst werden und reduzieren die (effektive) Sendeleistung der Einheit.
  • Größere Änderungen der Umweltbedingungen an der Antenne führen dazu, dass die Antennenimpedanz von einem statischen Optimalwert bzw. von einem Entwurfswert abweicht. Oft wird eine Abweichung der Antennenimpedanz von einem Sollwert bzw. von dem statischen Optimalwert schon durch eine Abdeckung der Antenne durch eine Hand verursacht. Der hierdurch entstehende Verlust an (effektiver) Sendeleistung muss z. B. bei GSM-Systemen durch eine Erhöhung der Sendeleistung kompensiert werden, um eine Verringerung der Reichweite zu vermeiden. Bei hochlinearen Systemen wie UMTS bricht in dem genannten Fall die Verbindung sogar aufgrund der Fehlanpassung oft ab.
  • Auch die Linearität des Systems ist von der Antennenanpassung abhängig. Reflexionen an der Antenne uberlagern die Versorgungsspannung des Ausgangsverstärkers und führen somit zu einem Versatz des Arbeitspunkts. Hierdurch entsteht eine Abhängigkeit der Verstärkung von den umweltbedingten Antennenreflexionen, was sich in einer Verschlechterung des sogenannten Augendiagramms des digitalen Nachrichtensignals bzw. in einer Erhöhung der Bitfehlerrate wiederspiegelt.
  • Um eine Entkopplung des Ausgangsverstärkers von der Antennenimpedanz zu bewirken und somit eine Immunität der Ausgangsanpassung gegen umweltbedingte Fehlanpassungen herzustellen, kann zwischen dem Ausgangsverstärker und der Antenne ein Isolator eingesetzt werden. 8 zeigt daher eine Ausgangsschaltung einer Kommunikationseinheit gemäß dem Stand der Technik. Die Ausgangsschaltung ist in ihrer Gesamtheit mit 800 bezeichnet. Ein Verstärker bzw. Leistungsverstärker 810 empfängt ein hochfrequentes Eingangssignal 812 und verstärkt das hochfrequente Eingangssignal 812. Der Verstärker 810 liefert sodann das verstärkte Hochfrequenzsignal 814 an einen Isolator 816. Der Isolator lässt das verstärkte Hochfrequenzsignal 814 passieren und leitet dieses an eine Antenne 820 weiter. Der Isolator 816 dämpft ferner die Hochfrequenzleistung, die von der Antenne 820 reflektiert wird, so dass an dem Ausgang des Verstärkers 810 nur ein geringes Maß an reflektierter Leistung anliegt. Somit ist der Verstärker 810 zu einem gewissen Maß, abhängig von den Isolationseigenschaften des Isolators 816, von Reflexionen, die an der Antenne 820 auftreten, entkoppelt. Damit kann der Verstärker 810 beispielsweise in einem möglichst linearen Betriebsbereich arbeiten. An der Antenne 820 reflektierte Leistung wird zumindest teilweise in den Isolator 816 dissipiert. Die Anntennenschaltung der 8 bestehend aus einem Ausgangsverstärker und einem Isolator ermöglicht somit eine zumindest teilweise Entkopplung des Verstärker 810 von den Antennen-Eigenschaften.
  • Isolatoren werden prinzipiell in SMD-Technik (SMD = Surface Mounted Devices = oberflächenmontierte Bauelemente) mit einer Baugröße generell größer als 0805 (L × B × H = Länge × Breite × Höhe: 2 mm × 1,25 mm × 1,35 mm) eingesetzt. Die Isolatoren in SMD-Technik bilden somit eine konzentrierte Komponente. Bei Isolatoren werden im Vergleich zu integrierten Komponenten oder gängigen SMD-Bauelementen der Packungsgröße 0201 (L × B × H = Länge × Breite × Höhe: 0,5 mm × 0,25 mm × 0,3 mm) eine Reihe von Nachteilen in Kauf genommen. So weisen die Isolatoren typischerweise einen vergleichsweise großen Platzbedarf auf, wobei insbesondere die zusätzliche Höhe von etwa einem Millimeter störend wirkt. Ferner bringen die Isolatoren zusätzliches Gewicht mit sich und verursachen Transmissionsverluste. Zu den genannten Nachteilen kommen bei Isolatoren ferner zwei weitere Nachteile von ferritischen Komponenten, nämlich die vergleichsweise hohen Kosten und die Oberwellen, die durch ihr nicht-lineares Verhalten verursacht werden.
  • Anders als ältere drahtlose Kommunikationseinheiten sind moderne Systeme oft Multiband-fähig. Nahezu alle verkäuflichen Handys sind beispielsweise für mindestens zwei Frequenzen ausgelegt (Dualband-Betrieb). Überwiegend sind jedoch Geräte bzw. Einheiten am Markt, die einen Betrieb in drei Frequenzbändern (Tripleband-Betrieb) ermöglichen. Viele Geräte enthalten zusätzlich eine Bluetooth-Schnittstelle. Prinzipell muss für jedes der verwendeten Frequenzbänder eine angepasste Antenne zur Verfügung gestellt werden. Somit sind zusätzliche Schaltnetzwerke nötig, um die Sendeleistung an die richtige Antenne zu lenken. Diese Schaltnetzwerke verursachen zusätzliche Verluste, die die Betriebsdauer des Systems reduzieren.
  • Ferner sind Zweiband-Antennen bzw. Dualband-Antennen verfügbar, die eine Anpassung für zwei Frequenzen anbieten (z. B. für GSM 900 und GSM 1800). Die Anzahl der notwendigen Antennen ist damit niedriger als die Anzahl der Betriebs-Frequenzbänder.
  • Die US-2004/0185916 A1 beschreibt einen Hochfrequenzverstärker, der gegenüber Last-Veränderungen tolerant ist. Der Einsatz eines ”lastinvarianten” Verstärkers bietet die Möglichkeit, einen Isolator zu ersetzen. Gemäß der genannten Druckschrift wird eine Verstärker-Anordnung eingesetzt, die stark einer balancierten Verstärker-Anordnung ähnelt. Ein Eingangsnetzwerk teilt ein Eingangssignal und erzeugt einen Phasenunterschied von 90 Grad zwischen zwei parallelgeschalteten Verstärkern. Ein Ausgangsnetzwerk kompensiert diesen Phasenunterschied und kombiniert die Leistung der zwei Verstärker. Hierdurch ist gewährleistet, dass die Verstärker einmal induktiv und einmal kapazitiv mit einer Last an einem Ausgang des Verstärkers gekoppelt sind. Variationen der Lastimpedanz werden somit für mindestens einen der Verstärker größtenteils kompensiert.
  • Der beschriebene lastinvariante Verstärker zur Einsparung des Isolators ist bezüglich der Kompensation von Fehlanpassungen an der Antenne im besten Fall mit einem idealen Isolator mit einer Entkoppelung von 6 dB vergleichbar. Ferner werden die Platz- und Kostenersparnisse, die durch die Einsparung des Isolators entstehen, großenteils durch den Einsatz der benötigten Koppel- und Anpassnetzwerke zunichte gemacht. Ferner stellt die oben beschriebene Schaltungsanordnung eines lastinvarianten Verstärkers eine Lösung für ein einziges festes Frequenzband dar.
  • Die deutsche Patentanmeldung mit der Anmelde-Nr. DE 10 2004 054442 und dem Titel ”Antennenarchitektur und Koppler” beschreibt eine sogenannte ”ISO-Antenne”. Die ISO-Antenne stellt eine Anordnung zur Einsparung eines Isolators dar. Der genannte Ansatz lehnt sich ebenfalls an eine balancierte Verstärker-Anordnung an. Ein Koppelnetzwerk teilt eine Eingangsleistung zwischen zwei Ausgangstoren auf, wobei die zwei Pfade einen Phasenunterschied von 90 Grad aufweisen. Zwei in ihren Abstrahl-Charakteristika identische Antennen werden an den Ausgangstoren nah aneinander aufgebracht bzw. angebracht. Ein viertes Tor des Koppelnetzwerks wird mit einem Abschluss-Widerstand (der die Systemimpedanz aufweist) reflexionsfrei abgeschlossen. Ähnlich wie bei einem Eingangstor einer balancierten Verstärker-Anordnung überlagern sich die an den Antennen reflektierten Leistungen mit einem Phasenunterschied von 180 Grad und löschen sich aus. Bei dem gezeigten Ansatz können ferner gleichzeitig zwei Frequenzbänder angepasst werden.
  • Die beschriebene ISO-Antenne bietet im Vergleich zu dem in der US-2004/0185916 A1 dargestellten Konzept eine bessere Isolation und kann für zwei Frequenzen angepasst werden. Im Gegensatz zu dem in der US-2004/0185916 A1 gezeigten Ansatz werden bei der Verwendung der ISO-Antenne die hohen Systemanforderungen an die Antennenebene verschoben. Es wird daher eine zweite Antenne mit identischen Abstrahl-Charakteristika benötigt, die nahe bei der ersten Antenne angebracht sein muss. Durch die Verwendung einer zusätzlichen Antenne ergibt sich keine effektive Platzersparnis. Ferner können unter Verwendung einer ISO-Antenne lediglich zwei feste Frequenzbänder angepasst werden. Ein weiterer Nachteil bei der Verwendung einer ISO-Antenne besteht darin, dass bei einer Fehlanpassung der Antennen die Sendeleistung an den Widerstand an dem vierten Tor des Koppelnetzwerks geleitet wird. Dort wird die von den Antennen reflektierte Sendeleistung als ohmscher Verlust in Wärme umgesetzt. Die effektive Sendeleistung wird bei einer Fehlanpassung der Antennen somit stark reduziert.
  • Zusammenfassend lässt sich also festhalten, dass gemäß dem Stand der Technik zwei Probleme auftreten. Eine Schwachstelle von bekannten Antennen liegt in deren Empfindlichkeit auf Umwelteinflüsse. Umweltbedingte Fehlanpassungen, verursacht z. B. durch größere gut leitende Flächen, werden direkt an die nächsten Stufen, beispielsweise einen Verstärker, weitergeleitet und können nicht kompensiert werden. Durch eine Fehlanpassung werden dementsprechend dem Ausgangsverstärker Nichtlinearitäten aufgezwungen bzw. der Verstärker wird durch die von der fehlangepassten Antenne reflektierte Sendeleistung an einen Arbeitspunkt gebracht, an dem ein linearer Betrieb nicht mehr gewährleistet ist. Ferner muss die reflektierte Leistung, die proportional zu der Antennen-Fehlanpassung ist, durch einen höheren Leistungsverbrauch kompensiert werden. In anderen Worten, wird von einer nicht-angepassten Antenne Leistung reflektiert, so wird die reflektierte Leistung nicht abgestrahlt. Um dennoch eine für den Empfang ausreichende abgestrahlte Leistung zu erhalten, muss somit die durch den Sendeverstärker erzeugte Sendeleistung erhöht werden, was in einer Erhöhung der von dem Sendeverstärker aufgenommenen Versorgungsleistung resultiert. Der genannte Zusammenhang führt im Falle einer Fehlanpassung der Antennen zu einer kürzeren Betriebslaufzeit.
  • Zusammenfassend lässt sich also festhalten, dass die herkömmlicherweise zur Entkoppelung des Ausgangsverstärkers von umweltbedingten Antennen-Fehlanpassungen eingesetzten Isolatoren viel Platz beanspruchen, relativ hohe Kosten verursachen und das Gewicht des Systems erhöhen. Die durch die Isolatoren verursachten Transmissionsverluste bzw. Übertragungsverluste gehen zu Lasten der Betriebsdauer von Akkumulatoren (Akkus), die eine mobile Kommunikationseinheit versorgen.
  • Weitere Fehlanpassungen ergeben sich bei Sende- und Empfangsgeräten, die eine einzige Antenne für mehrere Frequenzbänder verwenden. Mehrband- bzw. Multiband-Sende- und Empfangsgeräte wie etwas Handys oder persönliche digitale Assistenten (PDA = Personal Digital Assistant) verwenden mehrere Antennen, um für den jeweils verwendeten Frequenzbereich, beispielsweise GSM 900, GSM 1800, UMTS und/oder Bluetooth, gut angepasst zu sein. Da jede Antenne zusätzliches Gewicht sowie Kosten verursacht und zu der Gesamtgröße der Einheit beiträgt, werden häufig Zweiband-Antennen bzw. Dualband-Antennen verwendet. In anderen Worten, die Verwendung von Zweiband-Antennen bzw. Dualband-Antennen, die z. B. sowohl bei 900 MHZ als auch bei 1800 MHz angepasst sind, stellt einen Lösungsansatz zur Erzielung einer reduzierten Anzahl an Antennen dar. Eine Zweiband-Funktionalität bzw. Dualband-Funktionalität einer Antenne wird jedoch in der Regel durch eine gegenüber Einband-Antennen verschlechterte Anpassung der Dualband-Antenne bei den einzelnen Betriebsfrequenzen erkauft.
  • Somit tritt bei der Verwendung von Zweiband-Antennen bzw. Mehrband-Antennen typischerweise eine schlechtere Anpassung auf als bei der Verwendung einer Einband-Antenne.
  • Die Veröffentlichung „An Adaptive Impedance Tuning CMOS Circuit for ISAm 2.4-GHz Band” von P. Sjöblom und H. Sjöland (veröffentlicht: IEEE Transactions an Circuits and Systems-I: regular papers, volume 52, number 6, June 2005) beschreibt eine adaptive Impedanz-Anpassungsschaltung. Die Schaltung umfasst mehrere geschaltene Nebenschluss-Kondensatoren, die in Kondensator-Bänken angeordnet sind. Bei der Schaltung handelt es sich um eine adaptive CMOS-Schaltung. Ferner werden einige wenige externe Serieninduktivitäten eingesetzt. Die Induktivitäten werden entweder auf LTCC-Substrat platziert oder werden als konzentriete Komponenten außerhalb der Kernschaltung angeordnet.
  • Die EP 1 564 896 A1 beschreibt ein Impedanzanpassungsnetzwerk für eine Antenne. Ferner beschreibt die genannte Schrift ein Verfahren zum adaptiven Einstellen einer Hochfrequenzleistung eines Radio-Kommunikations-Terminals. Das Verfahren umfasst Erfassen eines Vorwärts-Hochfrequenz-Signals zu einer Antenne hin sowie eines Rückwärts-Hochfrequenz-Signals von der Antenne. Das Verfahren umfasst ein Detektieren einer Phase zwischen den Vorwärts- und Rückwärts-Hochfrequenzsignalen sowie ein Bestimmen eines Spannungs-Stehwellen-Verhältnisses für die Antenne. Das genannte Verahren umfasst ferner ein Bestimmen einer Lastimpedanz aus dem Spannungs-Stehwellen-Verhältnis und der detektierten Phase sowie ein adaptives Einstellen der Hochfrequenzleistung in Abhängigkeit von der ermittelten Leistung. Die EP 1 564 896 A1 beschreibt ferner eine Impedanzanpassungsvorrichtung, die zumindest einen Schalter umfasst. Als Schalter kann beispielsweise ein Feldeffekttransistor eingesetzt werden.
  • Die JP 01-318310 A beschreibt eine Anpassschaltung. Ein Wert eines einstellbaren Anpasselements wird über ein Steuersignal von einer Steuerschaltung gesteuert. Das Steuersignal von der Steuerschaltung wird dabei an einen Steuersignaleingang angelegt. Ein Feldeffekttransistor, der als Schalteinrichtung dient, wird durch das Steuersignal geschaltet, wobei in einem Ein-Zustand des Feldeffekttransistors der Source-Anschluss und der Drain-Anschluss des Feldeffekttransistors kurzgeschlossen sind. In diesem Fall wird die Länge einer Leitung zwischen einem Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss einer Induktivität verringert.
  • Die WO 2005/008908 A1 beschreibt einen Antennenschalter, der ausgelegt ist, um alternativ in einem Empfangsmodus oder in einem Sendemodus zu arbeiten. Der Schalter umfasst ein adaptives Filter. Dadurch können Signalverarbeitungseinrichtungen mit einer Antenne während des Empfangsmodus gekoppelt werden und von der Antenne während des Sendemodus isoliert werden.
  • Die US 2004/0251948 A1 beschreibt eine Impedanzschaltung zum Bereitstellen einer äquivalenten Impedanz zwischen einem ersten Knoten und einem zweiten Knoten. Die Schaltung umfasst eine erste Impedanz zum Bereitstellen eines ersten Impedanzwerts, ein erstes Schaltelement, das mit der ersten Impedanz elektrisch verbunden ist, eine zweite Impedanz zum Bereitstellen eines zweiten Impedanzwerts und ein zweites Schaltelement, das elektrisch mit der zweiten Impedanz verbunden ist. Die äquivalente Impedanz wird durch den ersten Impedanzwert und den zweiten Impedanzwert bestimmt, sowie durch eine Steuerung der Einschaltzeit und der Ausschaltzeit des ersten Schaltelements und des zweiten Schaltelements.
  • Die WO 03/059024 A2 beschreibt eine Schaltung mit einer Rauschunterdrückungsschaltung. Die Schaltung umfasst einen ersten MOSFET-basierten Schalter, der in einer Wanne gelegen ist, wobei eine Versorgungsspannung an die Wanne angelegt ist. Die erste Spannung ist eine globale Spannung, die an anderer Stelle in derselben Schaltung verwendet wird. Die Versorgungsspannung ist rauschärmer als die erste Spannung.
  • Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung zu schaffen, die es ermöglicht, in Verbindung mit einem Sendegerät und/oder einem Empfangsgerät eine besonders effiziente Ausnutzung einer zur Verfügung stehenden Hochfrequenzleistung zu ermöglichen.
  • Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung gemäß Anspruch 1 gelöst. In den abhängigen Ansprüchen sind vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung angegeben.
  • Die vorliegende Erfindung schafft ein Anpassnetzwerk zur Anpassung einer Antenne an einen Sender oder Empfänger mit einem Eingangstor zum Empfangen einer Hochfrequenzleistung und einem Ausgangstor. Das Anpassnetzwerk umfasst ferner eine schaltbare Impedanztransformations-Schaltung, die zwischen das Eingangstor und das Ausgangstor geschaltet ist. Die Impedanztransformations-Schaltung umfasst einen CMOS-Schalter in einem Hochfrequenz-Pfad, wobei der CMOS-Schalter einen ersten Schaltzustand und einen zweiten Schaltzustand aufweist. Die Impedanztransformations-Schaltung ist ausgelegt, um in dem ersten Schaltzustand eine erste an dem Ausgangstor anliegende Impedanz an eine erste vorgegebene Impedanz anzupassen, und um in dem zweiten Schaltzustand eine zweite an dem Ausgangstor anliegende Impedanz an eine zweite vorgegebene Impedanz anzupassen.
  • Es ist somit der Kerngedanke der vorliegenden Erfindung, durch einen in dem Hochfrequenz-Pfad liegenden CMOS-Schalter in Abhängigkeit von einem Schaltzustand des CMOS-Schalters festzulegen, für welche von mindestens zwei möglichen an dem Ausgangstor anliegenden Impedanzen eine Anpassung besteht. Es hat sich hierbei gezeigt, dass ein Anpassnetzwerk, das einen CMOS-Schalter in dem Hochfrequenz-Pfad umfasst, die bei gegenwärtigen Anwendungen auftretenden Anforderungen in besonders guter Weise erfüllt. So ermöglicht das erfindungsgemäße Anpassnetzwerk eine Anpassung einer Antenne unter wechselnden Umweltbedingungen, wobei die Anpassung der Antenne durch Veränderung des Schaltzustands des CMOS-Schalters schnell an wechselnde Umweltbedingungen anpassbar ist. Somit wird durch die Verwendung des CMOS-Schalter in dem Anpassnetzwerk ermöglicht, die Anpassung dynamisch während eines Sendebetriebs oder während eines Empfangsbetriebs zu verändern. Durch die Verwendung von sehr schnellen CMOS-Schaltern wird dabei eine Veränderung des Anpassungs-Zustands während des laufenden Betriebs ermöglicht, da die CMOS-Schalter so schnell geschaltet werden können, dass während des Umschaltvorgangs von dem ersten Schaltzustand in den zweiten Schaltzustand keine Information, die über das Anpassnetzwerk übertragen wird, verloren geht.
  • Der CMOS-Schalter ist ferner besonders problemlos mechanisch in ein Anpassnetzwerk integrierbar, da ein CMOS-Schalter typischerweise besonders geringe Abmessungen hat. Ferner sind CMOS-Schalter im Rahmen einer integrierten Schaltungstechnologie kostengünstig herstellbar. Ein weiterer besonderer Vorteil bei Verwendung eines CMOS-Schalters in einem Anpassnetzwerk besteht darin, dass ein CMOS-Schalter leistungslos steuerbar ist. In anderen Worten, in einem statischen Zustand des CMOS-Schalters ist keine Steuerleistung zur Einstellung des Schaltzustandes erforderlich. Lediglich bei einem Umschalten zwischen zwei Schaltzuständen muss eine geringe Ansteuerleistung aufgebracht werden. Somit eignet sich ein CMOS-Schalter besonders gut für mobile Anwendungen, in denen einer Minimierung des Leistungsverbrauchs hohe Bedeutung zukommt.
  • Ferner bringt ein erfindungsgemäßes Anpassnetzwerk deutlich geringere Transmissionsverluste mit sich als dies bei herkömmlichen Anpassnetzwerken der Fall ist. So entfällt bei Verwendung eines erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks die Notwendigkeit, eine reflektierte Leistung in Wärme umzusetzen, bzw. zu dissipieren. Durch die Anwendung des erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks mit einer durch einen CMOS-Schalter schaltbaren Impedanztransformations-Schaltung wird ein herkömmlicherweise verwendeter Isolator überflüssig. Die Einsparung eines Isolators ist sehr vorteilhaft, da der Isolator bei der Übertragung in der Vorwärtsrichtung einen nicht unerheblichen Transmissionsverlust bzw. Übertragungsverlust aufweist. Ferner dissipiert der Isolator in der Rückwärtsrichtung fliessende Leistung zumindest teilweise.
  • Durch den Einsatz eines erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks kann somit durch Verringerung bzw. Unterdrückung einer Reflexion einer Leistung verhindert werden, dass eine mit dem Anpassnetzwerk gekoppelte Schaltungsanordnung beispielsweise durch eine Fehlanpassung in einen nicht-linearen Betriebspunkt gebracht wird. Ist beispielsweise ein Ausgangs-Leistungsverstärker über das erfindungsgemäße Anpassnetzwerk mit einer Antenne gekoppelt, so wird durch das Anpassnetzwerk eine durch die Antenne reflektierte Leistung im Vergleich zu herkömmlichen Schaltungsanordnungen wesentlich verringert. Damit wird der Soll-Arbeitspunkt des Leistungsverstärkers auch dann nicht verändert, wenn die Antenne Umwelteinflüssen ausgesetzt ist, die ihre Fusspunktimpedanz verändern. Erfindungsgemäß kann in diesem Fall nämlich das Anpassnetzwerk durch Verändern des Schaltzustands des CMOS-Schalters sehr schnell in einen solchen Zustand versetzt werden, dass die veränderte Fusspunktimpedanz der Antenne wiederum hinreichend gut angepasst ist. Somit kann der Leistungsverstärker weiterhin an seinem Soll-Betriebspunkt betrieben werden, wodurch der Leistungsverstärker typischerweise eine optimale Linearität zeigt.
  • Ferner ermöglicht es das beschriebene Anpassnetzwerk, eine einzige Antenne für verschiedene Frequenzbänder zu verwenden, ohne dass es erforderlich ist, dass die Antenne für die verschiedenen Frequenzbänder optimiert ist. Durch das erfindungsgemäße Anpassnetzwerk kann nämlich durch einfaches Verändern des Schaltzustands des CMOS-Schalters zwischen zwei verschiedenen Anpassungszuständen hin und her geschaltet werden. Somit kann, ansprechend auf eine Einstellung des Zustands des CMOS-Schalters, eine bestmögliche Anpassung sowohl in einem ersten von mehreren verwendeten Frequenzbändern als auch in einem zweiten von mehreren möglichen Frequenzbändern erzielt werden.
  • Es zeigt sich also, dass ein erfindungsgemäßes Anpassnetzwerk sich ideal als ein schnell schaltbares dynamisches Anpassnetzwerk eignet. Das Anpassnetzwerk ist in Verbindung mit einer Einband-Antenne vorteilhaft einsetzbar, wenn sich die Fusspunktimpedanz der Einband-Antenne durch Veränderung der Umgebungsbedingungen verändert. Das Anpassnetzwerk ermöglicht ferner einen Mehrband-Betrieb mit einfachen Antennen.
  • Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Impedanztransformations-Schaltung so ausgelegt, dass durch Schalten des CMOS-Schalters ein Impedanztransformations-Element wahlweise von der Impedanztransformations-Schaltung elektrisch abgetrennt, mit der Impedanztransformations-Schaltung elektrisch verbunden, aktiviert, deaktiviert, ganz kurzgeschlossen oder teilweise kurzgeschlossen werden kann. Somit kann der CMOS-Schalter ideal mit einem Impedanzelement wie beispielsweise einem Widerstand, einer Induktivität, einer Kapazität oder einer Übertragungsleitung zusammenwirken.
  • Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel umfasst das Anpassnetzwerk mindestens zwei Eingangstore oder mindestens zwei Ausgangstore. Das Anpassnetzwerk umfasst in diesem Fall ein Auswahlschalter, der ausgelegt ist, um aus den mindestens zwei Eingangstoren oder den mindestens zwei Ausgangstoren ein Tor auszuwählen, und das ausgewählte Tor mit einem Signalpfad durch das Anpassnetzwerk zu koppeln. Der Auswahlschalter umfasst bei diesem Ausführungsbeispiel mindestens einen weiteren CMOS-Schalter, der so in einen Hochfrequenz-Pfad zwischen einem Eingangstor und einem Ausgangstor geschaltet ist, dass die Auswahl des ausgewählten Tores von einem Schaltzustand des weiteren CMOS-Schalters abhängt. Es hat sich nämlich gezeigt, dass die Verwendung eines CMOS-Schalters nicht nur für eine Einstellung des Anpassungs-Zustands vorteilhaft ist, sondern auch für eine Auswahl eines Eingangstors aus einer Mehrzahl von Eingangstoren bzw. eines Ausgangstors aus einer Mehrzahl von Ausgangstoren verwendbar ist. Durch den Einsatz eines CMOS-Schalters zur Auswahl eines Eingangstors bzw. eines Ausgangstors wird erreicht, dass eine besonders schnelle und leistungsarm steuerbare Veränderung der Konfiguration des Hochfrequenz-Teils möglich ist.
  • So ermöglicht der Einsatz eines CMOS-Schalters zur Umschaltung von Eingangstoren des Anpassnetzwerks beispielsweise, mehrere verschiedene Sender wahlweise mit derselben Antenne zu koppeln. Die Umschaltung, welcher der Sender mit dem Signalpfad durch das Anpassnetzwerk verbunden ist, kann dabei zeitgleich zu einer Veränderung des Anpassungszustands des Anpassnetzwerks erfolgen, indem gleichartige CMOS-Schalter sowohl zur Veränderung der Anpassung als auch zur Auswahl eines Eingangstors bzw. Ausgangstors verwendet werden.
  • Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel umfasst das Anpassnetzwerk ferner eine Steuereinrichtung, die ausgelegt ist, um eine Information zu ermitteln, wie gut eine Impedanz-Anpassung an dem Eingangstor des Anpassnetzwerks ist, und die ferner ausgelegt ist, um den CMOS-Schalter basierend auf der Information anzusteuern. Bei dieser Ausgestaltung ist das Anpassnetzwerk in der Lage, selbständig eine unbefriedigende Impedanz-Anpassung festzustellen und darauf hin eine Um-Konfiguration der Impedanztransformations-Schaltung vorzunehmen. Somit ist zu jedem Zeitpunkt eine bestmögliche Anpassung an dem Eingangstor des erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks gewährleistet.
  • Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Steuereinrichtung ausgelegt, um durch Schalten des CMOS-Schalters eine Mehrzahl von Zuständen des Anpassnetzwerks einzustellen, wenn die Steuereinrichtung feststellt, dass die Impedanz-Anpassung an dem Eingangstor schlechter als eine vorgegebene Schwelle ist. Die Steuereinrichtung ist ferner ausgelegt, um für die Mehrzahl von Zuständen des Anpassnetzwerks eine weitere Information zu ermitteln, wie gut eine Impedanz-Anpassung an dem Eingangstor des Anpassnetzwerks für die Mehrzahl von Zuständen ist. Ferner ist die Steuereinrichtung ausgelegt, um basierend auf der weiteren Information einen neuen Zustand des Anpassnetzwerks auszuwählen. Eine derartige Ausgestaltung der Steuereinrichtung ist besonders vorteilhaft, wenn das Anpassnetzwerk eine Mehrzahl von CMOS-Schaltern umfasst, so dass mehr als zwei Anpassungszustände für das Anpassnetzwerk auswählbar sind. Damit kann erreicht werden, dass die Steuereinrichtung beispielsweise den besten von mehreren möglichen Anpassungszuständen des Anpassnetzwerks identifiziert, indem die Steuereinrichtung die mehreren Anpassungszustände in einer vorgegebenen Reihenfolge einstellt und darauf hin bestimmt, wie gut die Anpassung in den jeweiligen Anpassungszuständen tatsächlich ist. Ferner kann die Steuereinrichtung das Verändern der Anpassungszustände abbrechen, sobald ein Anpassungszustand identifiziert ist, der gemäß einer vorgegebenen Schwelle hinreichend gut ist. Der Steuereinrichtung kommt jeweils zugute, dass die CMOS-Schalter, die eine Einstellung des Anpassungszustands des Anpassnetzwerks ermöglichen, sehr schnell und außerdem verschleißfrei schalten können. Somit kann die Steuereinrichtung innerhalb kürzester Zeit eine Mehrzahl von Zuständen des Anpassnetzwerks einstellen und bestimmen, wie gut die entsprechende zugehörige Anpassung ist.
  • Die beschriebene Ausgestaltung des Anpassnetzwerks unter Verwendung einer Steuereinrichtung ermöglicht somit eine dynamische Anpassung des Anpassungszustands des Anpassnetzwerks an sich verändernde Betriebsbedingungen. So wird beispielsweise das Anpassnetzwerk nachgestellt, wenn sich eine Fusspunktimpedanz der Antenne verändert. Damit ist zu jedem Zeitpunkt eine hinreichend gute bzw. bestmögliche Antennenanpassung gewährleistet, so dass der Leistungsverbrauch der entsprechenden Sende- und/oder Empfangseinheit, die das erfindungsgemäße Anpassnetzwerk umfasst, minimiert ist. Gleichzeitig ist dem Übergang des Leistungsverstarkers in einen nicht-linearen Verstärkungsbetrieb entgegen gewirkt.
  • Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Figuren näher erläutert. Es zeigen:
  • 1 eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks gemäß einem ersten Ausfuhrungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 2a ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 2b ein Schaltbild des erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 3a ein Schaltbild eines ersten schaltbaren Impedanzelements zur Verwendung in einem erfindungsgemäßen Anpassnetzwerk;
  • 3b ein Schaltbild eines zweiten schaltbaren Impedanzelements zur Verwendung in einem erfindungsgemäßen Anpassnetzwerk;
  • 3c ein Schaltbild eines dritten schaltbaren Impedanzelements zur Verwendung in einem erfindungsgemäßen Anpassnetzwerk;
  • 3d ein Schaltbild eines vierten schaltbaren Impedanzelements zur Verwendung in einem erfindungsgemäßen Anpassnetzwerk;
  • 4 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks mit einem Auswahlschalter, gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 5 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks mit einer Steuereinrichtung, gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 6a ein Schaltbild einer ersten möglichen Realisierung eines CMOS-Schalters zur Verwendung in einem erfindungsgemäßen Anpassnetzwerk;
  • 6b ein Schaltbild einer zweiten möglichen Realisierung eines CMOS-Schalters zur Verwendung in einem erfindungsgemäßen Anpassnetzwerk;
  • 6c ein Schaltbild einer dritten möglichen Realisierung eines CMOS-Schalters zur Verwendung in einem erfindungsgemäßen Anpassnetzwerk;
  • 7 ein detailliertes Schaltbild eines erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 8 ein Blockschaltbild eines Hochfrequenz-Sende-Frontends gemäß dem Stand der Technik.
  • 1 zeigt eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Anpassnetzwerk der 1 ist in seiner Gesamtheit mit 100 bezeichnet und weist ein Eingangstor 110 zum Empfangen einer Hochfrequenzleistung sowie ein Ausgangstor 112 auf. Das Anpassnetzwerk umfasst eine schaltbare Impedanztransformations-Schaltung 120, die zwischen das Eingangstor und das Ausgangstor geschaltet ist. Die Impedanztransformations-Schaltung 120 umfasst in einem Hochfrequenz-Pfad einen CMOS-Schalter, der einen ersten Schaltzustand und einen zweiten Schaltzustand aufweist. Beispielsweise ist der CMOS-Schalter in dem ersten Schaltzustand geschlossen bzw. niederohmig leitend, während der CMOS-Schalter hingegen in dem zweiten Schaltzustand geöffnet bzw. hochohmig ist. Die Impedanztransformations-Schaltung 120 (auch as Impedanztransformations-Netzwerk bezeichnet) ist ferner ausgelegt, um in dem ersten Schaltzustand eine (vorgegebene) erste an dem Ausgangstor anliegende Impedanz eingangsseitig an eine erste vorgegebene Impedanz anzupassen, und um in dem zweiten Schaltzustand eine (vorgegebene) zweite an dem Ausgangstor anliegende Impedanz eingangsseitig an eine zweite vorgegebene Impedanz anzupassen. In anderen Worten, die Impedanztransformations-Schaltung kann in Abhängigkeit von dem Schaltzustand des CMOS-Schalters mindestens zwei verschiedene Impedanztransformations-Zustände annehmen, bzw. das Anpassnetzwerk kann zwei verschiedene Anpassungszustände aufweisen. In den zumindest zwei Impedanztransformations-Zuständen passt die Impedanztransformations-Schaltung unterschiedliche an dem Ausgangsanschluss anliegende Impedanzen an eine erste vorgegebene Impedanz und eine zweite vorgegebene Impedanz an. Bei der ersten vorgegebenen Impedanz und der zweiten vorgegebenen Impedanz kann es sich beispielsweise um die gleiche Impedanz handeln, beispielsweise um eine Bezugsimpedanz des Eingangstores.
  • Eine Anpassung ist hierbei dadurch definiert, dass eine an dem Eingangstor auftretende reflektierte Leistung bezogen auf eine an dem Eingangstor 110 einlaufende Leistung hinreichend klein ist. Beispielsweise kann verlangt werden, dass die an dem Eingangstor 110 anliegende reflektierte Leistung um mindestens 10 dB kleiner ist als die an dem Eingangstor 110 in die Impedanztransformations-Schaltung 120 einlaufende Leistung. Es können allerdings auch andere Schwellwerte als 10 dB verwendet werden, um eine Anpassung bzw. einen angepassten Zustand zu definieren.
  • Ferner sei darauf hingewiesen, dass die eingangsseitigen Ziel-Impedanzen (die erste vorgegebene Impedanz und die zweite vorgegebene Impedanz), auf die das Impedanztransformations-Netzwerk 120 eine an dem Ausgangstor 112 anliegende Impedanz anpasst, verschieden sein können. Dies ist vorteilhaft, wenn an dem Eingangstor 110 verschiedene Schaltungsanordnungen mit verschiedener Ausgangsimpedanz wahlweise anschließbar sind.
  • Ferner wird darauf hingewiesen, dass das erfindungsgemäße Anpassnetzwerk 100 mit seinem Eingangstor 110 beispielsweise mit einem Leistungsverstärker gekoppelt werden kann. Das Ausgangstor 112 des Anpassnetzwerks 100 ist ferner bevorzugt mit einer (Sende-)Antenne gekoppelt. Somit kann durch das Anpassnetzwerk 100 eine Fusspunktimpedanz der Antenne an eine Ausgangsimpedanz des Leistungsverstärkers angepasst werden, so dass eine an dem Eingangstor 110 zu dem Leistungsverstärker zurück reflektierte Leistung so gering wie möglich gehalten wird. Ändert sich die Fusspunktimpedanz der an das Ausgangstor 112 angeschlossenen Antenne beispielsweise aufgrund einer Veränderung der Umgebung, so kann durch Verändern des Schaltzustandes des CMOS-Schalters ein Anpasszustand des Impedanztransformations-Netzwerks 120 verändert werden, wodurch auch bei veränderter Fusspunktimpedanz der Antenne wiederum sehr schnell eine ausreichend gute Anpassung an dem Eingangstor 110 erzielt werden kann.
  • Weiterhin kann das Eingangstor 110 des Anpassnetzwerks 120 auch mit einer (Empfangs-)Antenne gekoppelt sein, die eine Hochfrequenz-Leistung empfängt und an das Eingangstor 110 liefert. An dem Ausgangstor 112 des Anpassnetzwerks 100 ist in diesem Fall bevorzugt ein Eingangsteil eines Empfängers angeschlossen, der eine vorgegebene Eingangsimpedanz aufweist. Das Impedanztransformations-Netzwerk 120 kann wiederum durch geeignetes Schalten des CMOS-Schalters so eingestellt werden, dass eine hinreichend gute bzw. optimale Anpassung zwischen der (Empfangs-)Antenne und dem Eingangsteil besteht, so dass die von der Empfangsantenne gelieferte Hochfrequenzenergie in einer bestmöglichen Weise ausgenutzt wird.
  • 2a zeigt ein Schaltbild des erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das in 2a gezeigte Anpassnetzwerk ist in seiner Gesamtheit mit 200 bezeichnet. Das Anpassnetzwerk 200 weist eine π-Schaltungskonfiguration auf. Das Anpassnetzwerk 200 weist ein Eingangstor 210 sowie ein Ausgangstor 212 auf. Bei der gezeigten Ausführungsform sind die am Eingangstor 210 und dem Ausgangstor 212 anliegenden Signale auf ein Bezugspotential GND bezogen. In anderen Worten, das Eingangstor 210 und das Ausgangstor 212 bilden unsymmetrische Tore. Ein erstes einstellbares Impedanzelement 220 (auch als Impedanztransformationselement oder kurz als Element bezeichnet) ist zwischen das Eingangstor 210 (bzw. einen Leiter des Einganstores) und das Bezugspotential GND geschaltet. Ein zweites einstellbares Impedanzelement 222 ist zwischen das Eingangstor 210 und das Ausgangstor 212 geschaltet. Ein drittes einstellbares Impedanzelement 224 ist ferner zwischen das Ausgangstor 212 (bzw. einen Leiter des Ausgangstores) und das Bezugspotential GND geschaltet. Die drei einstellbaren Impedanzelemente 220, 222, 224 bilden somit eine π-Schaltung, die zwischen das Eingangstor 210 und das Ausgangstor 212 geschaltet ist.
  • Die variablen, in der Regel verlustarmen einstellbaren Impedanzelemente (auch kurz als Elemente bezeichnet) zwischen dem Eingangstor 210 und dem Ausgangstor 212 weisen jeweils kapazitive, induktive und/oder ohmsche Eigenschaften auf, abhängig davon, welche Impedanzen an dem Eingangstor 210 und an dem Ausgangstor 212 vorhanden sind. Für die einstellbaren Impedanzelemente werden bevorzugt durch CMOS-Schalter einstellbare reaktive Elemente (Induktivitäten bzw. Kapazitäten) verwendet, um die Verluste in dem Anpassnetzwerk 120 so gering wie möglich zu halten. Der Einsatz von resistiven Elementen ist aber manchmal zweckmäßig, beispielsweise wenn eine besonders gute Anpassung bzw. ein besonders geringer Reflexionsfaktor an dem Eingangstor gewünscht ist. Ferner können die einstellbaren Impedanzelemente 220, 222, 224 (Übertragungs-)Leitungen umfassen, die ausgelegt sind, um die zur Erzielung einer Anpassung erforderlichen elektrischen Eigenschaften zu realisieren.
  • Das Anpassnetzwerk 200 umfasst in der gezeigten Darstellung drei einstellbare Impedanzelemente. Dies ist allerdings kein zwingendes Merkmal. Vielmehr kann beispielsweise nur eines der drei gezeigten Impedanzelemente 220, 222, 224 einstellbar sein, während die beiden anderen Impedanzelemente fest sind. Genau so gut ist es auch möglich, dass zwei der Impedanzelemente 220, 222, 224 einstellbar sind, während hingegen ein Impedanzelement festgehalten ist bzw. durch ein festes Impedanzelement gebildet wird.
  • Ferner wird darauf hingewiesen, dass abweichend von der in der 2a dargestellten Collins-Schaltung beispielsweise Gamma-Transformatqoren und/oder seriell-geschaltete und/oder parallel-geschaltete variable Impedanzelemente eingesetzt werden können, um eine Anpassung mit den gewünschten Eigenschaften, beispielsweise in Bezug auf eine Bandbreite, eine Transmissionsdämpfung oder eine Impedanztransformation, zu realisieren.
  • Das in der 2a gezeigte Anpassnetzwerk bildet im ubrigen ein Kernstück der erfindungsgemäßen dynamischen Anpassnet zwerkschaltung.
  • Die 2a zeigt ferner eine schematische Darstellung 240 des dynamischen Anpassnetzwerks 200, wie sie beispielsweise in einem Blockschaltbild verwendet werden kann. Die schematische Darstellung 240 repräsentiert somit in den nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispielen beispielsweise ein Anpassnetzwerk wie es in 2a gezeigt ist.
  • 2b zeigt ferner ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Anpassnetzwerk der 2b ist in seiner Gesamtheit mit 250 bezeichnet. Das Anpassnetzwerk 250 weist ein Eingangstor 260 und ein Ausgangstor 262 auf, die hier beide beispielhaft als unsymmetrische Tore, bezogen auf ein Bezugspotential GND, gezeigt sind. Ein einstellbares Impedanzelement 270 ist zwischen einen Anschluss des Eingangstors 260 und einen Mittelknoten 272 geschaltet. Ein zweites einstellbares Impedanzelement 274 ist ferner zwischen den Mittelknoten 272 und einen Anschluss des Ausgangstors 262 geschaltet. Ferner ist ein drittes einstellbares Impedanzelement 276 zwischen den Mittelknoten 274 und das Bezugspotential GND geschaltet. Die drei einstellbaren Impedanzelemente 270, 274, 276 bilden somit eine T-Schaltung, die zwischen das Eingangstor 260, das Ausgangstor 262 und das Bezugspotential GND geschaltet ist. Auch das Anpassnetzwerk 250 kann durch eine schematische Darstellung 290 beschrieben werden.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass die für den Entwurf eines fest eingestellten Anpassnetzwerks in π-Schaltung oder T-Schaltung benötigte Theorie beispielsweise den bekannten Standardwerken der Hochfrequenztechnik entnommen werden kann. Ferner kann ein festes, d. h. nicht dynamisch einstellbares, Anpassnetzwerk auch durch Optimierung in einem Schaltungssimulator ermittelt werden.
  • Die 3a bis 3d zeigen Schaltbilder von einstellbaren bzw. schaltbaren Impedanzelementen zur Verwendung in einem erfindungsgemäßen Anpassnetzwerk. Die in den 3a bis 3d gezeigten schaltbaren Impedanzelemente bilden somit serielle variable Elemente mit zwei Anschlüssen. Ein ein stellbares Impedanzelement, das auch mit 310 bezeichnet ist, kann beispielsweise, wie in 3a gezeigt, durch eine Serienschaltung 320 bestehend aus einem CMOS-Schalter 330 und einem Impedanzelement 332 gebildet werden. In anderen Worten, ein CMOS-Schalter 330 und ein Impedanzelement 332 können in Serie zwischen einen ersten Anschluss 312 und einen zweiten Anschluss 314 geschaltet werden. Ist der CMOS-Schalter 330 geöffnet, so bildet das entsprechende Impedanzelement 310, von parasitären Effekten abgesehen, einen Leerlauf. Ist der CMOS-Schalter 330 hingegen geschlossen, so liegt zwischen den Anschlüssen 312, 314 eine Impedanz an, die im wesentlichen durch das Impedanzelement 332 festgelegt ist. Bei dem Impedanzelement 332 kann es sich beispielsweise um einen Widerstand, eine Kapazität oder eine Induktivität handeln. In geschlossenem Zustand des CMOS-Schalters 330 können ferner noch geringfügige parasitäre Effekte (Ohmscher Widerstand, Parasitäre Induktivität) des CMOS-Schalters 330 die gesamte zwischen den Anschlüssen 312 und 314 vorhandene Impedanz beeinflussen. Allerdings wird davon ausgegangen, dass die durch den CMOS-Schalter 330 verursachten parasitären Effekte klein im Vergleich zu der Wirkung des Impedanzelements 332 sind.
  • Ein variables Impedanzelement 340 mit zwei Anschlüssen 342, 344, kann ferner durch ein Impedanzelement 350 gebildet werden, bei dem ein erster Teil 352 durch einen CMOS-Schalter 354 kurzgeschlossen werden kann. Mit anderen Worten, das Impedanzelement 350 ist in seiner Gesamtheit zwischen den ersten Anschluss 342 und den zweiten Anschluss 344 geschaltet. Das Impedanzelement 350 wird insgesamt durch einen ersten Teil 352 und einen zweiten Teil 356 gebildet, und weist ferner einen Abgriff 358 auf. Der erste Teil 352 des Impedanzelements 350 liegt somit zwischen dem ersten Anschluss 342 und dem Abgriff 358. Der zweite Teil des Impedanzelements 350 liegt zwischen dem Abgriff 358 und dem zweiten Anschluss 344. Ist der CMOS-Schalter 354 geöffnet und somit hochohmig, so sind sowohl der erste Teil 352 als auch der zweite Teil 356 des Impedanzelements 350 wirksam zwischen den ersten Anschluss 342 und den zweiten Anschluss 344 geschaltet. Ist jedoch der CMOS-Schalter 354 geschlossen, so ist der erste Teil 352 des Impedanzelements 350 kurzgeschlossen. Somit ist im wesentlichen nur noch der zweite Teil 356 wirksam zwischen den ersten Anschluss 342 und den zweiten Anschluss 344 geschaltet. Durch Öffnen und Schließen des CMOS-Schalters 354 kann somit festgelegt werden, ob das ganze Impedanzelement 350 oder nur der zweite Teil 356 des Impedanzelements 350 wirksam ist.
  • Bei dem Impedanzelement 350 kann es sich beispielsweise um einen Widerstand oder eine Induktivität handeln. Sowohl Widerstände als auch Induktivitäten sind nämlich mit einem Abgriff verfügbar. Handelt es sich bei dem Impedanzelement 350 beispielsweise um eine Induktivität, so weist diese zwischen dem ersten Ende und ihrem zweiten Ende einen Abgriff auf. Ist der CMOS-Schalter 354 geschlossen, so wird ein Teil der Induktivität kurzgeschlossen, und das einstellbare Impedanzelement weist insgesamt einen kleineren Induktivitätswert auf als im Falle eines geöffneten CMOS-Schalters 354, in dem die gesamte Induktivität wirksam ist. Ähnliches gilt auch für die Verwendung eines Widerstands. Wenngleich Kapazitäten mit einem Abgriff seltener verwendet werden als Induktivitäten oder Widerstände mit Abgriff, so kann allerdings auch bei dem Kondensator ein Abgriff (beispielsweise eine Zwischen-Platte) in der in 3b gezeigten Weise beschaltet werden.
  • 3c zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines schaltbaren Impedanzelements 360 mit einem ersten Anschluss 362 und einem zweiten Anschluss 364. Zwischen die Anschlüsse 362, 364 sind in Serie eine Parallelschaltung 366 bestehend aus einem ersten Impedanzelement 368 und einem CMOS-Schalter 370 und ein zweites Impedanzelement 372 geschaltet. Durch die Parallelschaltung bestehend aus dem ersten Impedanzelement 368 und dem CMOS-Schalter 370 kann das erste Impedanzelement 368 wahlweise kurzgeschlossen werden, indem der CMOS-Schalter 370 geschlossen wird. Ist der CMOS-Schalter 370 hingegen geöffnet, so ist das erste Impedanzelement 368 wirksam. Von parasitären Effekten abgesehen wird die Impedanz zwischen den Anschlüssen 362, 364 des gezeigten schaltbaren Impedanzelements somit durch die Summe der Impedanzen des ersten Impedanzelements 368 und des zweiten Impedanzelements 372 festgelegt, wenn der CMOS-Schalter 370 geöffnet ist. Ist der CMOS-Schalter 370 hingegen geschlossen bzw. leitfähig, so ist das erste Impedanzelement 368 im Wesentlichen kurzgeschlossen, und zwischen den Anschlüssen 362, 364 ist im Wesentlichen, von parasitären Effekten abgesehen, die Impedanz des zweiten Impedanzelements 372 wirksam.
  • Bei den Impedanzelementen 368, 372 kann sich wiederum, je nach Anpassungs-Erfordernis, jeweils um resistive, induktive und/oder kapazitive Elemente handeln. Ferner wird darauf hingewiesen, dass jedes der Impedanzelemente 368, 372 durch eine feste oder geschaltete Anordnung von mehreren Impedanzelementen ersetzt werden kann.
  • 3d zeigt eine weitere Realisierungsform eines einstellbaren Impedanzelements 380 mit zwei Anschlüssen 382, 384. Zwischen die Anschlüsse 382, 384 ist eine Parallelschaltung 386 geschaltet. Ein erster Zweig der Parallelschaltung 386 wird durch ein erstes Impedanzelement 388 gebildet. Ein zweiter Zweig der Parallelschaltung 386 wird durch eine Serienschaltung eines CMOS-Schalters 390 und eines zweiten Impedanzelements 392 gebildet.
  • Ist der CMOS-Schalter 390 geöffnet, so wirkt zwischen den Anschlüssen 382, 384 im wesentlichen die Impedanz des ersten Impedanzelements 388. Ist der CMOS-Schalter 390 hingegen geschlossen, wirkt zwischen den Anschlüssen 382, 384 im wesentlichen die Impedanz der Parallelschaltung aus dem ersten Impedanzelement 388 und dem zweiten Impedanzelement 892.
  • Die Impedanzelemente 388, 392 können wiederum Kapazitäten, Induktivitäten oder Widerstände umfassen. Ferner können die Impedanzelemente 388, 392, wie im Rahmen der gesamten Beschreibung, aus einer Kombination von mehreren einzelnen Bauelementen (Widerständen Kondensatoren, Induktivitaten) bestehen. Ferner können die Impedanzelemente 388, 392 wiederum durch ein geschaltetes Impedanzelement 310, 340, 360, 380 gebildet sein.
  • Die in den 3a bis 3d gezeigten Ausführungsbeispiele beschreiben somit verschiedene Möglichkeiten, um ein einstellbares Impedanzelement 310, 340, 360, 380 zu realisieren. Hierbei kann ein als ideal angenommener CMOS-Schalter 330, 354, 370, 390 zwischen Kurzschluss und Leerlauf umgeschaltet werden, um die Impedanz des schaltbaren bzw. einstelbaren Impedanzelements zu verändern. Die je nach Bedarf kapazitiven, induktiven oder ohmschen Impedanzelemente (auch kurz als Elemente bezeichnet) können dabei
    • – wahlweise ein- und ausgeschaltet werden (vergl. Impedanzelement 332 gemäß 3a),
    • – teilweise kurzgeschlossen werden, um unterschiedliche diskrete Werte zu realisieren (Impedanzelement 350 gemäß 3b) (z. B. Kurzschließen von zwei Windungen einer Spule mit 5 Windungen)
    • – wahlweise zu einem anderen Impedanzelement seriell geschaltet werden (vergl. Impedanzelemente 368, 372 gemäß 3c), oder
    • – wahlweise zu einem anderen Impedanzelement parallel geschaltet werden (vergl. Impedanzelemente 388, 392 gemäß 3d).
  • Die 3a bis 3d beschreiben beispielhaft die Möglichkeiten zur Realisierung von seriellen variablen bzw. schaltbaren Elementen zwischen jeweils zwei Anschlüssen 312, 314; 342, 344; 362, 364; 382, 384 bzw. zwischen zwei Toren. In anderen Worten, die in den 3a bis 3d beschriebenen Impedanzelemente 310, 314, 360, 380 können in Serie zwischen ein Eingangstor und ein Ausgangstor geschaltet werden. Wird ein Anschluss 312, 314; 342, 344; 362, 364; 382, 384 der Impedanzelemente 310, 314, 360, 380 an ein Bezugspotential bzw. ein Massepotential angebunden, so können aus den beschriebenen ”seriellen” variablen Impedanzelementen parallel geschaltete variable Elemente realisiert werden. In anderen Worten, die Impedanzelemente 310. 340, 360, 380 können sowohl seriell in einen Signalpfad zwischen dem Eingangstor und dem Ausgangstor eingeschaltet werden als auch zwischen ein Signal und ein Bezugspotential eingeschaltet werden.
  • 4 zeigt ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks mit einem Auswahlschalter, gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Anpassnetzwerk der 4 ist in seiner Gesamtheit mit 400 bezeichnet. Das Anpassnetzwerk 400 umfasst eine Mehrzahl von Sender-Toren 410, 412, 414, die auch mit Tx1, Tx2 und Txn bezeichnet sind. Das Anpassnetzwerk 400 umfasst ferner eine Mehrzahl von Empfänger-Toren 420, 422, 424. Die Empfänger-Tore sind auch mit Rx1, Rx2 und Rxn bezeichnet. Die Sender-Tore 410, 412, 414 sowie die Empfänger-Tore 420, 422, 424 sind ferner mit einem Auswahlschalter 430 gekoppelt. Der Auswahlschalter 430 ist ausgelegt, um eines der Sender-Tore 410, 412, 414 bzw. Empfänger-Tore 420, 422, 424 wahlweise mit einer Impedanztransformations-Schaltung 440 zu koppeln. Die Impedanztransformations-Schaltung 440 ist somit zwischen den Auswahlschalter 430 und ein Ausgangstor 450 des Anpassnetzwerks 400 geschaltet. Das Ausgangstor 450 ist ferner für den Anschluss einer Antenne 460 ausgelegt.
  • Der Auswahlschalter kann alternativ auch unmittelbar bei einem Tor angeordnet sein, das für den Anschluss der Antenne ausgelegt ist, so dass der Auswahlschalter zwischen die Antenne und das Impedanztransformationsnetzwerk geschaltet ist.
  • Die 4 zeigt somit insgesamt den Aufbau einer Antennenschaltung mit einem dynamischen Anpassnetzwerk 440 mit einem Schalter 430 zwischen Empfangs-Pfaden (Rx1, Rx2, Rxn) und Sende-Pfaden (Tx1, Tx2, Txn). Der Auswahl-Schalter 430 ist hierbei durch eine Mehrzahl von schnellen CMOS-Schalter realisiert. Der Auswahl-Schalter 430 ermöglicht es, mehrere Kanäle über das dynamische Anpassnetzwerk 440 bzw. die dynamische Impedanztransformations-Schaltung 440 anzupassen. In anderen Worten, der Auswahlschalter 430 mit schnellen CMOS-Schaltern kann beispielsweise verwendet werden, um in einem Hochfrequenz-Pfad eines Sendeempfänger-Frontends eine Sende-Empfangs-Umschaltung zu ermöglichen. So kann die Antenne 460 über das dynamische Anpassnetzwerk 440 und den Auswahlschalter 430 wahlweise mit einem Sender oder einem Empfänger gekoppelt werden. Ferner können mehrere Sender für verschiedene Frequenzbereiche vorhanden sein, die an die verschiedenen Sender-Tore 410, 412, 414 gekoppelt sind. Ferner können mehrere Empfänger für verschiedene Frequenzbereiche existieren, die mit den verschiedenen Empfänger-Toren 420, 422, 424 gekoppelt sind.
  • Für die verschiedenen Frequenzbereiche, in denen die verschiedenen Sender und/oder Empfänger arbeiten, ist typischerweise eine verschiedene Anpassung, d. h. eine verschiedene Einstellung des dynamisch einstellbaren Impedanztransformations-Netzwerks 440, erforderlich. Ferner können in einem Sendebetrieb und einem Empfangsbetrieb verschiedene Einstellungen des dynamisch einstellbaren Impedanztransformations-Netzwerks 440 erforderlich sein. Daher wird es bevorzugt, den Auswahlschalter 430 und das einstellbare Impedanztransformations-Netzwerk 440 gleichzeitig bzw. durch eine einzige Steuereinrichtung anzusteuern. Wird der Auswahlschalter 430 umgeschaltet, so wird zugleich auch die Einstellung des Impedanztransformations-Netzwerks 440 verändert. In anderen Worten, die Einstellung des Auswahlschalters 430 ist mit der Einstellung des Impedanztransformations-Netzwerks gekoppelt.
  • 5 zeigt ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks mit einer Steuereinrichtung. Das Anpassnetzwerk der 5 ist in seiner Gesamtheit mit 500 bezeichnet. Das Anpassnetzwerk weist ein Eingangstor 510 sowie ein Ausgangstor 512 auf, wobei das Ausgangstor 512 bevorzugt mit der Antenne 514 gekoppelt ist. Zwischen das Eingangstor 510 und das Ausgangstor 512 sind in einem Hochfrequenz-Signalweg in Serie ein Richtkoppler 520 sowie ein einstellbares Impedanztransformations-Netzwerk 530 geschaltet. Der Richtkoppler 520 ist ausgelegt, um eine von dem Eingangstor 510 zu dem Impedanztransformations-Netzwerk 530 einlaufende Leistung und/oder eine von dem Impedanztransformations-Netzwerk 530 zu dem Eingangstor 510 reflektierte Leistung zu bestimmen. Zu diesem Zweck wird typischerweise ein Richtkoppler 520 mit drei oder vier Toren verwendet, wobei beispielsweise eines der vier Tore mit einem Abschlusswiderstand bzw. Absorber 540 terminiert sein kann. An einem weiteren Tor des Richtkopplers 520 ist ein Leistungsdetektor 544 angeschlossen, der beispielsweise eine Diode zur Gleichrichtung oder eine thermische Leistungsmesseinrichtung umfasst. Der Leistungsdetektor 544 kann dabei beispielsweise die von dem Impedanztransformations-Netzwerk 530 zu dem Eingangstor 510 reflektierte Leistung bestimmen und eine entsprechende Information an eine Verarbeitungseinrichtung 550 weiterleiten. Die Verarbeitungseinrichtung kann aber genauso gut die von dem Eingangstor zu dem Impedanztransformations-Netzwerk 530 hinlaufende Hochfrequenzleistung bzw. eine Information über deren Größe empfangen.
  • Ferner kann die Verarbeitungseinrichtung alternativ oder zusätzlich eine Information über ein Stehwellenverhältnis an dem Eingangstor 510 empfangen. Ferner ist es auch möglich, dass die Verarbeitungseinrichtung alternativ oder zusätzlich eine Information über einen komplexwertigen Reflexionsfaktor, der an dem mit dem Eingangstor 510 verbundenen Eingang des Impedanztransformations-Netzwerks 530 auftritt, empfängt.
  • Die Verarbeitungseinrichtung 550 wertet die gelieferte Information über die vorlaufende und/oder reflektierte Leistung, das Stehwellenverhältnis oder den komplexen Reflexionsfaktor daraufhin aus und steuert entsprechend der anliegenden Information CMOS-Schalter in dem einstellbaren Impedanztransformations-Netzwerk 530 ein.
  • Somit kann die Verarbeitungseinrichtung 550 basierend auf der empfangenen Information feststellen, wenn sich die Anpassung der Antenne 514 ändert. Die Anpassung der Antenne kann sich beispielsweise verändern, wenn sich die Umgebungsbedingungen der Antenne verändern, wenn also beispielsweise ein Gegenstand der Antenne angenähert wird. Die Verarbeitungseinrichtung 550, die auch einen Rechner umfassen kann, ist beispielsweise ausgelegt, um feststellen, dass ein Stehwellenverhältnis oder ein Betrag eines Eingangsreflektionsfaktors sich außerhalb eines vorbestimmten zulässigen bzw. tolierierbaren Bereichs befindet. Ansprechend auf diese Feststellung veändert die Verarbeitungseinrichtung 550 dann Zustände von einem oder mehreren CMOS-Schaltern in den einstellbaren Impedanztransformations-Netzwerk 530.
  • Es wird dabei bevorzugt, dass die Verarbeitungseinrichtung 550 die Schaltzustände der ein oder mehreren CMOS-Schalter in dem einstellbaren Impedanztransformations-Netzwerk 530 so lange in einer vorbestimmten Art und Weise verändert, bis eine gemessene reflektierte Leistung, ein gemessenes Stehwellenverhältnis oder ein gemessener Reflexionsfaktor wieder innerhalb des vorgegebenen zulässigen Bereichs ist.
  • Die Reihenfolge, in der die Schaltzustände der CMOS-Schalter dabei verändert werden, kann bevorzugt unabhängig von der gemessenen reflektierten Leistung, dem gemessenen Stehwellenverhältnis oder dem gemessenen Eingangsreflexionsfaktor gewählt werden. Eine solche Vorgehensweise wird dadurch ermöglicht, dass die CMOS-Schalter extrem schnell geschaltet werden können. Somit ist eine komplexe und rechenaufwändige Auswertung der gemessenen reflektierten Leistung, des gemessenen Stehwellenverhältnisses bzw. des gemessenen Eingangsreflexionsfaktors nicht erforderlich. Vielmehr muss die Verarbeitungseinrichtung lediglich in der Lage sein, zu erkennen, wenn der entsprechende Messwert sich innerhalb eines zulässigen Bereichs befindet.
  • Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel ist die Steuereinrichtung ausgelegt, um ansprechend auf ein Erkennen, dass die gemessene Größe außerhalb eines vorgegebenen zulässigen Bereichs ist, alle Schaltzustände (bzw. Kombinationen von Schaltzuständen) der in dem einstellbaren Impedanztransformations-Netzwerk 530 enthaltenen ein oder mehreren CMOS-Schalter einzustellen, und für jeden Schaltzustand bzw. jede Kombination von Schaltzuständen die entsprechend zugehörige Messgröße (reflektierte Leistung, Stehwellenverhältnis oder Eingangsreflexionsfaktor) zu bestimmen.
  • Die Steuereinrichtung 550 ist bei dieser Ausführungsform ausgelegt, um denjenigen Schaltzustand bzw. diejenige Kombination von Schaltzuständen zu ermitteln, bei der die gemessene Größe einen bestmöglichen Wert annimmt. So kann die Verarbeitungseinrichtung 550 ausgelegt sein, um denjenigen Schaltzustand bzw. Anpassungszustand des einstellbaren Impedanztransformations-Netzwerks 530 zu bestimmen und einzustellen, bei dem die geringste reflektierte Leistung, das geringste Stehwellenverhältnis oder der betragsmäßig geringste Eingangsreflexionsfaktor auftritt.
  • Ferner wird darauf hingewiesen, dass die Verarbeitungseinrichtung 550 ausgelegt sein kann, um anstatt aller möglichen Schaltzustände bzw. Kombinationen von Schaltzuständen der CMOS-Schalter in dem einstellbaren Impedanztransformations-Netzwerk 530 nur Kombinationen von Schaltzustanden aus einer vorgegebenen Menge von zulässigen Kombinationen von Schaltzuständen einzustellen. Dabei kann die vorgegebene Menge von Kombinationen von Schaltzuständen beispielsweise eine echte Teilmenge der gesamten Menge an möglichen Schaltzuständen sein, wobei die vorgegebene Menge bevorzugt ausgewählt ist, um Anpassungszustände des einstellbaren Impedanztransformations-Netzwerks 530 zu beschreiben, bei dem eine in der tatsächlichen Anwendung an dem Ausgangstor 512 des Anpassnetzwerks auftretende Impedanz durch das einstellbare Impedanztransformations-Netzwerk 530 angepasst wird.
  • Die Verarbeitungseinrichtung 550 kann ferner ausgelegt sein, um eine Information über die Betriebsfrequenz zu empfangen und bei einer Einstellung der Schaltzustände der CMOS-Schalter des einstellbaren Impedanztransformations-Netzwerks 530 zu verwenden. Eine solche Vorgehensweise ist besonders vorteilhaft, wenn das Anpassnetzwerk 500 für die Anpassung der Antenne 514 in verschiedenen Frequenzbändern bzw. Frequenzbereichen verwendet wird.
  • Die 6a bis 6c zeigen Schaltbildern von möglichen Realisierungen eines CMOS-Schalters zur Verwendung in einem erfindungsgemäßen Anpassnetzwerk bzw. in einem erfindungsgemäßen einstellbaren Impedanztransformations-Netzwerk.
  • Die 6a zeigt beispielsweise, dass ein CMOS-Schalter 610 durch einen n-Kanal MOS-Feldeffekttransistor 620 gebildet werden kann. Eine Source-Drain-Strecke zwischen einem Source-Anschluss des n-Kanal MOS-Feldeffekttransistors 620 und einem Drain-Anschluss des n-Kanal MOS-Feldeffekttransistors 620 ist dabei in einen Hochfrequenz-Pfad des Anpassnetzwerks bzw. des Impedanztransformations-Netzwerks eingeschaltet. Ein Gate-Anschluss 626 bildet einen Steueranschluss, der für eine Festlegung eines Schaltzustands des CMOS-Schalter 610 herangezogen werden kann. Die Einstellung des Schaltzustands des CMOS-Schalters 610 erfolgt dabei durch Anlegen eines festen Potentials an den Gate-Anschluss 620 des n-Kanal MOS-Feldeffekttransistors.
  • 6b zeigt, dass ein CMOS-Schalter 630 ferner durch einen p-Kanal MOS-Feldeffekttransistor 640 (kurz als p-MOS-Feldefffekttransistor bezeichnet) gebildet werden kann. Ein Source-Anschluss 642 entspricht dabei einem ersten Anschluss des CMOS-Schalters 630, während hingegen ein Drain-Anschluss 644 des p-MOS-Feldeffekttransistors 640 einem zweiten Anschluss des CMOS-Schalters 630 entspricht. Ein Gate-Anschluss des p-MOS-Feldeffekttransistors 640 dient ferner als ein Steueranschluss, um den Schaltzustand des CMOS-Schalters 630 festzulegen. Hierzu ist festzuhalten, dass eine Source-Drain-Strecke zwischen dem Source-Anschluss 642 und dem Drain-Anschluss 644 des p-Kanal MOS-Feldeffekttransistors 640 in einen Hochfrequenz-Pfad des Anpassnetzwerks bzw. des Impedanztransformations-Netzwerks eingeschaltet ist.
  • Wie in 6c gezeigt, kann ferner auch ein CMOS-Transmissions-Gatter als ein CMOS-Schalter 650 eingesetzt werden. Das CMOS-Transmissions-Gatter umfasst dabei eine Parallelschaltung bestehend aus einem n-Kanal MOS-Feldeffekttransistor 660 und einem p-Kanal MOS-Feldeffekttransistor 662. Dabei ist ein Source-Anschluss 664 des n-Kanal MOS-Feldeffekttransistors 660 mit einem Drain-Anschluss 666 des p-Kanal MOS-Feldeffekttransistors 662 gekoppelt, bzw. direkt leitfähig verbunden, um einen ersten Anschluss 678 des CMOS-Schalters 650 zu bilden. Ferner ist ein Drain-Anschluss 668 des n-Kanal MOS-Feldeffekttransistors 660 mit einem Source-Anschluss 670 des p-Kanal MOS-Feldeffekttransistors 662 gekoppelt, bzw. direkt leitfähig verbunden, um einen zweiten Anschluss 680 des CMOS-Schalters 650 zu bilden.
  • Ein Gate-Anschluss 690 des n-Kanal MOS-Feldeffekttransistors 660 wird mit einem Steuersignal angesteuert, das komplementär zu einem an einem Gate-Anschluss 692 des p-Kanal MOS-Feldeffekttransistors 662 angelegten Signal ist. Liegt an dem Gate Anschluss 690 des n-Kanal MOS-Feldeffekttransistors 660 ein hoher Pegel an, während an dem Gate-Anschluss 692 des p-Kanal MOS-Feldeffekttransistors 662 ein niedriger Pegel anliegt, so leitet das Transmissions-Gatter bzw. der entsprechende CMOS-Schalter 650. Werden die beiden Transistoren umgekehrt angesteuert, d. h. mit einem niedrigen Pegel an dem Gate-Anschluss 690 und einem hohen Pegel and dem Gate-Anschluss 692, so sperrt das Transmissions-Gatter bzw. der zugehörige CMOS-Schalter 650 ist geöffnet.
  • Hierbei ist zu beachten, dass der Schaltzustand der CMOS-Transistoren typischerweise durch eine Potentialdifferenz zwischen den jeweiligen Gate-Anschlüssen und den zugehörigen Source-Anschlüssen festgelegt wird. Das heißt, es ist für eine geeignete Ansteuerung notwendig, sowohl den Gate-Anschluss als auch den Source-Anschluss gleichstrommäßig auf ein passendes Potential zu ziehen, um in Abhängigkeit von einer Gate-Source-Potentialdifferenz bzw. Gate-Source-Spannung den entsprechenden MOS-Feldeffekttransistor in einen eingeschalteten Schaltzustand oder einen ausgeschalteten Schaltzustand zu bringen.
  • Die 7 zeigt ein beispielhaftes Schaltbild eines Anpassnetzwerks gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltungsanordnung der 7 ist in ihrer Gesamtheit mit 700 bezeichnet. Das Anpassnetzwerk 700 weist ein unsymmetrisches Eingangstor 710 sowie ein symmetrisches Ausgangstor 712 auf. Das Anpassnetzwerk 700 umfasst eine π-Schaltung, die zwischen das Eingangstor 710 und das Ausgangstor 712 geschaltet ist. Ein erstes einstellbares Impedanzelement 720 entspricht dabei von seiner Struktur her dem in 3d gezeigten einstellbaren Impedanzelement 380. Als feste Impedanzelemente dienen hier zwei Kapazitäten 722, 724, und als CMOS-Schalter dient ein n-Kanal MOS-Feldeffekttransistor 726. Die Steuerung des einstellbaren Impedanzelements 720 erfolgt über den Gate-Anschluß 728 des n-Kanal MOS-Feldeffekttransistors 726.
  • Das Anpassnetzwerk 700 umfasst ferner ein zweites einstellbares Impedanzelement 730, das von seiner Struktur her dem in 3b gezeigten einstellbaren Impedanzelement 340 entspricht. Als CMOS-Schalter ist hier ein CMOS-Transmissions-Gatter gemäß der 6c gezeigt. Ein drittes einstellbares Impedanzelement 740 entspricht von seiner Struktur her dem in der 3c gezeigten einstellbaren Impedanzelement 360. Gezeigt ist ferner eine erste Schaltung 750 zur Arbeitspunkteinstellung sowie eine zweite Schaltung 760 zur Arbeitspunkteinstellung. So wird beispielsweise ein Arbeitspunkt der MOS-Transistoren des in dem zweiten Impedanzelement 730 enthaltenen Transmissions-Gatters durch die erste Schaltung 750 zur Arbeitspunkteinstellung eingestellt. In anderen Worten, es wird an den Source-Anschlüssen oder Drain-Anschlüssen der MOS-Transistoren eine Gleichspannung zugeführt, die dafür sorgt, dass die MOS-Transistoren ein möglichst gutes Schaltverhalten aufweisen. Die Gleichspannung kann beispielsweise so gewählt werden, dass ein Ein-Widerstand des entsprechenden MOS-Transistors bzw. der entsprechenden MOS-Transistoren möglichst niedrig ist. Ferner kann durch die Wahl der Arbeitspunkt-Spannung ferner erreicht werden, dass in dem Aus-Zustand der MOS-Feldeffekttransistoren eine parasitäre Rest-Kapazität der entsprechenden Drain-Source-Strecke möglichst gering ist.
  • Zusätzliche Gleichspannungs-Trennkondensatoren 770, 772 können ferner dafür sorgen, dass eine Gleichspannung nicht zu dem Eingangstor 710 bzw. zu dem Ausgangstor 712 weitergeleitet wird.
  • Das gezeigte Anpassnetzwerk 700 umfasst ferner einen Symmetrie-Überträger (auch als Balun bezeichnet), der ausgelegt ist, um zu erreichen, dass die an dem Ausgangstor 712 des Anpassnetzwerks 700 anliegenden Signale symmetrisch in Bezug auf das Bezugspotential GND sind. Somit wird durch den Symmetrie-Überträger eine Moden-Konversion erreicht, indem ein an dem Eingang des Symmetrie-Überträgers anliegendes unsymmetrisches Signal in ein an dem Ausgang des Symmetrie-Überträgers anliegendes symmetrisches Signal umgewandelt wird.
  • Die gezeigten Schaltungsanordnungen können im übrigen deutlich verändert werden. So können die Eingangstore durchgängig wahlweise als symmetrische oder unsymmetrische Tore ausgelegt werden. Ebenso können die Ausgangstore wahlweise symmetrisch oder unsymmetrisch ausgelegt werden. Eine Moden-Konversion kann beispielsweise durch einen Symmetrier-Überträger oder jedes andere Netzwerk, das die Umwandlung eines symmetrischen Signals in ein unsymmetrisches Signal ermöglicht, erfolgen.
  • Statt der gezeigten konzentrierten Schaltungselemente (Kapazitäten, Induktivitäten und gegebenenfalls Widerstände) können auch verteilte, durch Übertragungsleitungen realisierte Komponenten verwendet werden. Dadurch ist beispielsweise eine Mischbauweise aus konzentrierten und verteilten Elementen möglich.
  • Anstelle der MOS-Feldeffekttransistoren können ferner beliebige Feldeffekttransistoren verwendet werden, zum Beispiel Sperrschicht-Feldeffekttransistoren. Auch der Einsatz von Feldeffekttransistoren, die Heterostrukturen umfassen, ist möglich. Im Bereich der Hochfrequenztechnik lassen sich im übrigen auch MESFETs als Schalter einsetzen. In andren Woten, die beschriebenen CMOS-Schalter können durch andere Schalteinrichtungen ersetzt werden, vorausgesetzt es werden Feldeffekt-Transistoren als Schaltelemente eingesetzt.
  • Zusammenfassend lässt sich also festhalten, dass die vorliegende Erfindung ein dynamisches Anpassnetzwerk schafft, das mittels sehr schnellen CMOS-Schaltern zur dynamischen Anpassung von Antennen-Impedanzen für mehrere Frequenzbereiche eingesetzt werden kann. Hierdurch kann eine einzige einfache sogenannte ”Einheitsantenne” in Kombination mit dem dynamischen Anpassnetzwerk eingesetzt werden, um bei unterschiedlichen Frequenzbereichen sowohl eine herkömmlich eingesetzte Mehrbandantenne als auch einen herkömmlich verwendeten Isolator zu ersetzen.
  • Damit können Mehrbandsysteme bzw. Multiband-Systeme mit einer bestmöglichen Antennenanpassung, die für einen linearen und leistungsarmen Sende- und Empfangsbetrieb notwendig ist, betrieben werden. Mit Hilfe von schaltbaren Elementen wird ein Anpassnetzwerk erzeugt, das bei unterschiedlichen Frequenzen eine stets angepasste Antenne realisiert. Das dynamische Anpassnetzwerk ermöglicht weiterhin die Kompensation von umweltbedingten Fehlanpassungen an der Antenne, so dass eine optimale und kontinuierliche Antennenanpassung bei der jeweiligen Frequenz gewährleistet ist.
  • Durch den Einsatz des erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks kann daher eine aufwändige Antennenentwicklung vermieden werden. Ein einfacher Draht reicht bereits aus, um die Funktion der Einheitsantenne zu erfüllen und bei einer beliebigen Betriebsfrequenz eine optimale und umweltunabhängige Anpassung zu erzielen. Bei Mehrband-Geräten bzw. Multiband-Geräten, zum Beispiel bei Dreiband-Handys mit Bluetooth, kann mit Hilfe des erfindungsgemäßen dynamischen Anpassnetzwerks eine einzige Einheitsantenne eingesetzt werden, um in jedem beliebigen verwendeten Frequenzband dynamisch eine optimale Anpassung zu erzeugen und gleichzeitig umweltbedingte Fehlanpassungen zu kompensieren. In anderen Worten, die Verwendung eines erfindungsgemäßen dynamischen Anpassnetzwerks bringt eine große Reihe von Vorteilen mit sich. Es ist mit dem dynamischen Anpassnetzwerk möglich, mit einer einfachen ”Einheitsantenne” oder ”Grundantenne” gute Anpassungen bei unterschiedlichen Betriebsfrequenzen zu erzielen. Die Einheitsantenne kann im einfachsten Fall aus einem primitiven Stück Draht bestehen.
  • Die dynamische Antennenanpassungsschaltung kann umweltbedingte Fehlanpassungen an der Antenne bzw. an den Antennen kompensieren. Dies führt zu einer stetigen optimalen Verstärker-Anpassung, wodurch Nichtlinearitäten und Schwankungen des Arbeitspunktes vermieden werden. Hierdurch erhöht sich die Betriebsdauer der Einheit.
  • Herkömmlich verwendete Isolatoren werden nicht mehr benötigt. Der notwendige Platzbedarf und das Systemgewicht einer Einheit mit dem erfindungsgemäßen Anpassnetzwerk wird reduziert. Die Produktionskosten einer dynamischen Anpassnetzwerk-Schaltung, die zum Beispiel auf einem Halbleiter-Substrat gefertigt werden kann, liegen weit unter denen eines Isolators. Gleichzeitig werden die Transmissionsverluste reduziert, was zu einer Erhöhung der Betriebsdauer der Akkus führt.
  • Aufwändige Antennen-Entwicklungen für unterschiedliche Frequenzen werden überflüssig.
  • Es können auch mehrere Frequenzen mit einer einzelnen Antenne betrieben werden. Hierfür wird zum Beispiel in Multiband-Geräten mit Hilfe des dynamischen Anpassnetzwerks die Fußpunktimpedanz der Einheitsantenne bei der jeweiligen Betriebsfrequenz optimal angepasst. Durch den Einsatz des erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks ist es nicht mehr notwendig, mehrere Antennen für unterschiedliche verwendete Frequenzbereiche in dem gleichen Gerät zu integrieren.
  • Im Gegensatz zu bekannten herkömmlichen Lösungsansätzen können mit dem vorgestellten Anpassnetzwerk mehrere unterschiedliche Frequenzbänder dynamisch angepasst werden. Die entstandenen Platz-, Gewichts- und Kostenersparnisse müssen nicht an anderer Stelle wieder geopfert werden, so dass die resultierende Ersparnis wesentlich höher ist. Darüber hinaus werden Fehlanpassungen an der Antenne kompensiert, so dass hierdurch keine Sendeleistung verloren geht.
  • Zusammenfassend lässt sich ferner festhalten, dass die vorliegende Erfindung ein dynamisches Anpassnetzwerk schafft, wie es beispielsweise anhand der 2a und 2b beschrieben wurde. Das entsprechende dynamische Anpassnetzwerk, das auch als einstellbares Impedanztransformations-Netzwerk betrachtet werden kann, wird im übrigen durch ein Ersatzschaltbild beschrieben, wie es in den 2a und 2b angegeben ist (vergl. Bezugszeichen 240, 290). Anhand der 3a bis 3d wurden ferner unterschiedliche Möglichkeiten zur Realisierung von variablen (Impedanz-)Elementen in serieller oder paralleler Schaltung gezeigt. So beschreibt die 3a das Ein- bzw. Ausschalten von Elementen, die 3b das Kurzschließen von Bereichen von Elementen, die 3c das Kurzschließen von Elementen und die 3d das Parallelschalten von Elementen. Das Ein- bzw. Ausschalten, das Kurzschließen und das selektive Parallelschalten erfolgt mit Hilfe von CMOS-Schaltern, deren Aufbau beispielhaft anhand der 6a bis 6c gezeigt wurde.
  • Anhand der 4 wurde ferner der Aufbau eines dynamischen Anpassnetzwerks mit einer Steuerelektronik beschrieben. Zur Vervollständigung der dynamischen Anpassnetzwerk-Schaltung wird eine Regelung verwendet. Hierbei wird ein Anteil der Sendeleistung über den Koppler bzw. Richtkoppler 520 an die Verarbeitungsschaltung bzw. Recheneinheit 550 geleitet. Die Verarbeitungsschaltung bzw. Recheneinheit 550 steuert die CMOS-Schalter in dem einstellbaren Impedanztransformations-Netzwerk 530 und realisiert somit eine Antennen-Anpassung in Abhängigkeit von der vorhandenen Antennen-Impedanz. Anhand der 4 wurde ferner der Aufbau einer Antennen-Schaltung mit dem dynamischen Anpassnetzwerk und einem Schalter zwischen Empfangspfade (Rx) und Sendepfade (Tx) beschrieben.
  • Ganz allgemein kann somit festgehalten werden, dass die vorliegende Erfindung eine Architektur einer Schaltungsanordnung mit zwei Toren für eine dynamische Impedanzanpassung zwischen einem Eingangstor und einem Ausgangstor schafft. Die Tore (Eingangstor bzw. Ausgangstor) können symmetrische oder unsymmetrische Anschlüsse haben. Die Elemente des Anpassnetzwerks können jeweils ohmsche, induktive und/oder kapazitive Eigenschaften haben bzw. können auch als Leitungen gestaltet sein. Eine Transformation bzw. Impedanztransformation des Anpassnetzwerks wird durch das Schalten schneller CMOS-Schalter auf unterschiedliche diskrete Werte gebracht. Das Anpassnetzwerk selbst besteht aus einer beliebigen Anordnung von seriell- und/oder parallel geschalteten variablen bzw. einstellbaren (Impedanz-)Elementen. Die Impedanzanpassung kann dabei für eine beliebige Betriebsfrequenz ausgelegt werden, wobei sich die Betriebsfrequenz während des Betriebes ändern kann. Ferner findet die Impedanzanpassung gleichzeitig für mehr als eine Frequenz statt.
  • Bei einer Erweiterung der obigen Architektur der Schaltungsanordnung ist das Eingangstor in einem symmetrischen oder unsymmetrischen Leitungssystem ausgeführt. Ebenso ist das Ausgangstor in einem unsymmetrischen oder symmetrischen Leitungssystem ausgeführt. Die notwendige Moden-Konversion wird durch das Anpassnetzwerk realisiert. Durch die Wahl der schaltbaren Elemente wird ferner eine Schalterfunktionalität realisiert, und die schaltbare Elemente können ferner zur Erzeugung ausgesuchter elektrischer Eigenschaften wie zum Beispiel einer Filterung, einer Phasenverschiebung oder einer Impedanztransformation eingesetzt werden.
  • Zusätzlich wird es bevorzugt, dass die Architektur der Schaltungsanordnung so ausgelegt ist, dass an dem Ausgangstor des Anpassnetzwerks eine einfache Antenne angebracht werden kann.
  • Weiterhin wird darauf hingewiesen, dass das Einsatzgebiet des erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks weit über den Bereich der Mobilkommunikation hinausgeht. In Kombination mit den neu verfügbaren sehr schnellen CMOS-Schaltern ist erfindungsgemäß ein Anpassnetzwerk realisierbar, das dynamische Anpassungen für schnelle Anwendungen im Gigahertz-Bereich ermöglicht. Hiermit können Anpassnetzwerke auch für Abschlüsse mit beliebigen, schnell ändernden Impedanzen erstellt werden. Beispielsweise kann das erfindungsgemäße Anpassnetzwerk in Verbindung mit einer Plasma-Zundung verwendet werden, um die dabei auftretende schnell veränderliche Impedanz stets ausreichend gut anzupassen.
  • Aufgrund seiner variablen Impedanzen kann das erfindungsgemäße Anpassnetzwerk auch als einfacher Schalter bei schnellen digitalen Schaltungen eingesetzt werden. Dabei entstehen durch die variabel einstellbare Lastimpedanz keine stehenden Wellen. Ferner können zwei Anpassnetzwerke eingesetzt werden, um einen Duplex-Betrieb zu ermöglichen. Zudem ist es möglich, eine Zusammensetzung von Anpassnetzwerken zu verwenden, um bei Multi-Mode-Systemen dynamische Anpassungen zu realisieren.
  • Die vorliegende Erfindung schafft somit ein dynamisch einstellbares Anpassnetzwerk, das beispielsweise eingesetzt werden kann, um auch bei schnell veränderlicher Antennen-Fußpunkt-Impedanz einen kontinuierlich ausreichend gut angepassten, linearen und leistungs-effizienten Betrieb eines über das Anpassnetzwerk mit der Antenne gekoppelten Sende-Verstärkers zu ermöglichen. Jedoch ergeben sich für das erfindungsgemäße Anpassnetzwerk, wie oben beschrieben, auch eine Vielzahl weiterer Einsatzmöglichkeiten. Die erfindungsgemäßen Vorteile werden erst durch den Einsatz von schnellen CMOS-Schaltern in einem Hochfrequenz-Signalpfad des erfindungsgemäßen Anpassnetzwerks ermöglicht.
  • Bezugszeichenliste
    • 100
    Anpassnetzwerk
    110
    Eingangstor
    112
    Ausgangstor
    120
    Impedanztransformations-Netzwerk
    200
    Anpassnetzwerk
    210
    Eingangstor
    212
    Ausgangstor
    220
    erstes einstellbares Impedanzelement
    222
    zweites einstellbares Impedanzelement
    224
    drittes einstellbares Impedanzelement
    240
    schematische Darstellung
    250
    Anpassnetzwerk
    260
    Eingangstor
    262
    Ausgangstor
    270
    erstes einstellbares Impedanzelement
    272
    Mittelknoten
    274
    zweites einstellbares Impedanzelement
    276
    drittes einstellbares Impedanzelement
    290
    schematische Darstellung
    310
    einstellbares Impedanzelement
    312
    erster Anschluss
    314
    zweiter Anschluss
    320
    Serienschaltung
    330
    CMOS-Schalter
    332
    Impedanzelement
    340
    einstellbares Impedanzelement
    342
    erster Anschluss
    344
    zweiter Anschluss
    350
    Impedanzelement
    352
    erster Teil des Impedanzelements
    354
    CMOS-Schalter
    356
    zweiter Teil des Impedanzelements
    358
    Abgriff
    360
    einstellbares Impedanzelement
    362
    erster Anschluss
    364
    zweiter Anschluss
    366
    Parallel-Schaltung
    368
    erstes Impedanzelement
    370
    CMOS-Schalter
    372
    zweites Impedanzelement
    380
    einstellbares Impedanzelement
    382
    erster Anschluss
    384
    zweiter Anschluss
    386
    Parallelschaltung
    388
    erstes Impedanzelement
    390
    CMOS-Schalter
    392
    zweites Impedanzelement
    400
    Anpassnetzwerk
    410
    Sender-Tor
    412
    Sender-Tor
    414
    Sender-Tor
    420
    Empfänger-Tor
    422
    Empfänger-Tor
    424
    Empfänger-Tor
    430
    Auswahl-Schalter
    440
    Impedanztransformations-Netzwerk
    450
    Ausgangstor
    460
    Antenne
    500
    Anpassnetzwerk
    510
    Eingangstor
    512
    Ausgangstor
    514
    Antenne
    520
    Richtkoppler
    530
    Impedanztransformations-Netzwerk
    540
    Abschluss
    544
    Leistungsdetektor
    550
    Verarbeitungseinrichtung
    610
    CMOS-Schalter
    620
    n-Kanal MOS Feldeffekttransistor
    622
    Drain-Anschluss
    624
    Source-Anschluss
    626
    Gate-Anschluss
    630
    CMOS-Schalter
    640
    p-Kanal MOS Feldeffekttransistor
    642
    Source-Anschluss
    644
    Drain-Anschluss
    646
    Gate-Anschluss
    650
    CMOS-Schalter
    660
    n-Kanal MOS Feldeffekttransistor
    662
    p-Kanal MOS Feldeffekttransistor
    664
    Source-Anschluss
    666
    Drain-Anschluss
    668
    Drain-Anschluss
    670
    Source-Anschluss
    678
    erster Anschluss
    680
    zweiter Anschluss
    690
    erster Gate-Anschluss
    692
    zweiter Gate-Anschluss
    700
    Anpassnetzwerk
    710
    Eingangstor
    712
    Ausgangstor
    720
    erstes einstellbares Impedanzelement
    722
    Kondensator
    724
    Kondensator
    726
    n-Kanal MOS Feldeffekttransistor
    728
    Gate-Anschluss
    730
    zweites einstellbares Impedanzelement
    740
    drittes einstellbares Impedanzelement
    750
    erste Arbeitspunkt-Einstellungsschaltung
    760
    zweite Arbeitspunkt-Einstellungsschaltung
    770
    Gleichspannungs-Trennkondensator
    772
    Gleichspannungs-Trennkondensator
    800
    Ausgangsschalter
    810
    Verstärker
    812
    Hochfrequenzsignal
    814
    verstärktes Hochfrequenzsignal
    816
    Isolator
    820
    Antenne
    GND
    Bezugspotential

Claims (15)

  1. Anpassnetzwerk (100; 200; 250; 400; 500; 700) zur Anpassung einer Antenne (460; 514) an einen Sender oder Empfänger, mit folgenden Merkmalen: einem Eingangstor (110; 210; 260; 410, 412, 414; 510; 710) zum Empfangen einer Hochfrequenzleistung; einem Ausgangstor (112; 212; 262; 450; 512; 712); einer schaltbaren Impedanztransformations-Schaltung (120; 220, 222, 224, 270, 274, 276; 440; 530; 720, 730, 740), die zwischen das Eingangstor und das Ausgangstor geschaltet ist, wobei die Impedanztransformations-Schaltung einen CMOS-Schalter (330, 354, 370, 390; 610, 630, 650) in einem Hochfrequenz-Pfad umfasst, der einen ersten Schaltzustand und einen zweiten Schaltzustand aufweist, wobei die Impedanztransformations-Schaltung (120; 220, 222, 224, 270, 274, 276; 440; 530; 720, 730, 740) ausgelegt ist, um in dem ersten Schaltzustand eine erste an dem Ausgangstor anliegende Impedanz an eine erste vorgegebene Impedanz anzupassen, und um in dem zweiten Schaltzustand eine zweite an dem Ausgangstor anliegende Impedanz an eine zweite vorgegebene Impedanz anzupassen, wobei der CMOS-Schalter (650) eine Parallelschaltung bestehend aus einem n-Kanal MOS-Feldeffekttransistor (660) und einem p-Kanal MOS-Feldeffekttransistor (662) umfasst, wobei ein Source-Anschluss (664) des n-Kanal MOS-Feldeffekttransistors (660) mit einem Drain-Anschluss (666) des p-kanal MOS-Feldeffekttransistors (662) gekoppelt ist, um einen ersten Anschluss (678) des des CMOS-Schalters (650) zu bilden, wobei ein Drain-Anschluss (668) des n-Kanal MOS-Feldeffekttransistors (660) mit einem Source-Anschluss (670) des p-Kanal MOS-Feldeffekttransistors (662) gekoppelt ist, um einen zweiten Anschluss (680) des CMOS-Schalters (650) zu bilden, wobei der n-Kanal MOS-Feldeffektttransistors (660) einen Gateanschluss für ein erstes Steuersignal aufweist, und wobei der p-Kanal MOS-Feldeffekttransistor (662) einen Gateanschluss für ein zu dem ersten Steuersignal komplementäres zweites Steuersignal aufweist; wobei das Anpassnetzwerk (100; 200; 250; 400; 500; 700) zum Einsatz in der Mobilkommunikation oder für eine Anwendung im Gigahertz-Bereich ausgelegt ist.
  2. Anpassnetzwerk (100; 200; 250; 400; 500; 700) gemäß Anspruch 1, bei dem die Impedanztransformations-Schaltung (120; 220, 222, 224, 270, 274, 276; 440; 530; 720, 730, 740) so ausgelegt ist, dass das Schalten des CMOS-Schalters (330, 354, 370, 390; 610, 630, 650) wahlweise ein Abtrennen eines Impedanzelements (332, 350, 368, 392) von der Impedanztransformations-Schaltung, ein Verbinden des Impedanzelements mit der Impedanztransformations-Schaltung, ein Aktivieren des Impedanzelements, ein Deaktivieren des Impedanzelements, ein volständiges Kurzschließen des Impedanzelements oder ein teilweises Kurzschließen des Impedanzelements bewirkt.
  3. Anpassnetzwerk gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die Impedanztransformations-Schaltung (120; 220, 222, 224, 270, 274, 276; 440; 530; 720, 730, 740) in einem Hochfrequenzpfad eine Serienschaltung (320) aus dem CMOS-Schalter (330) und einem Impedanzelement (332) enthält, wobei die Serien-Schaltung so ausgelegt ist, dass in dem ersten Schaltzustand ein hochfrequenter Stromfluss durch das Impedanzelement möglich ist, und dass in dem zweiten Schaltzustand des CMOS-Schalters ein Stromfluss durch das Impedanzelement unterbrochen ist.
  4. Anpassnetzwerk gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die Impedanztransformations-Schaltung (120; 220, 222, 224, 270, 274, 276; 440; 530; 720, 730, 740) in einem Hochfrequenzpfad ein Impedanzelement (350) umfasst, das so mit dem CMOS-Schalter (354) gekoppelt ist, dass abhängig von einem Schaltzustand des CMOS-Schalters ein Teil (352) des Impedanzelements (350) wahlweise kurz schließbar ist.
  5. Anpassnetzwerk gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die Impedanztransformations-Schaltung (120; 220, 222, 224, 270, 274, 276; 440; 530; 720, 730, 740) in einem Hochfrequenz-Pfad eine Parallelschaltung (366) aus dem CMOS-Schalter (370) und einem Impedanzelement (368) umfasst, wobei die Parallelschaltung so ausgelegt ist, dass das Impedanzelement abhängig von dem Schaltzustand des CMOS-Schalters wahlweise kurz schließbar ist.
  6. Anpassnetzwerk gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die Impedanztransformations-Schaltung (120; 220, 222, 224, 270, 274, 276; 440; 530; 720, 730, 740) in einem Hochfrequenz-Pfad eine Parallel-Schaltung (386) bestehend aus einem ersten Impedanzelement (388) und einer Serienschaltung aus einem zweiten Impedanzelement (392) und dem CMOS-Schalter (390) umfasst, wobei die Parallelschaltung so ausgelegt ist, dass das zweite Impedanzelement (392) abhängig von einem Schaltzustand des CMOS-Schalters (390) wahlweise zu dem ersten Impedanzelement (388) parallelschaltbar ist.
  7. Anpassnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem das Eingangstor (120; 210, 260; 410, 412, 414; 510; 710) in Bezug auf ein Bezugspotential (GND) unsymmetrisch ist, und bei dem Ausgangstor (112; 450; 512; 712) in Bezug auf das Bezugspotential (GND) symmetrisch ist.
  8. Anpassnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem das Eingangstor (110; 510) in Bezug auf ein Bezugspotential (GND) symmetrisch ist, und bei dem das Ausgangstor (112; 212, 262; 450; 512) in Bezug auf das Bezugspotential unsymmetrisch ist.
  9. Anpassnetzwerk gemäß Anspruch 7 oder 8, wobei das Anpassnetzwerk ausgelegt ist, um eine Moden-Konversion zwischen einem bezüglich des Bezugspotentials (GND) symmetrischen Hochfrequenzsignal und einem bezüglich des Bezugspotentials unsymmetrischen Hochfrequenzsignal zu erzielen.
  10. Anpassnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei das Anpassnetzwerk mindestens zwei Eingangstore (410, 412, 414) oder mindestens zwei Ausgangstore (420, 422, 424) aufweist, und wobei das Anpassnetzwerk einen Auswahl-Schalter (430) aufweist, der ausgelegt ist, um von den mindestens zwei Eingangstoren oder den mindestens zwei Ausgangstoren ein Tor auszuwählen, und um einen Hochfrequenz-Signalpfad durch das Anpassnetzwerk hezustellen, der das ausgewählte Tor umfasst, wobei der Auswahl-Schalter mindestens einen weiteren CMOS-Schalter umfasst, der so in den Hochfrequenz-Signalpfad zwischen einem Eingangstor und einem Ausgangstor geschaltet ist, dass die Auswahl des ausgewählten Tores von einem Schaltzustand des weiteren CMOS-Schalters abhängt.
  11. Anpassnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei das Anpassnetzwerk so ausgelegt ist, dass eine durch den CMOS-Schalter (330, 354, 370, 390; 610, 630, 650) geschaltete Schaltungsanordnung, die Teil des Anpassnetzwerks ist, eine von dem Schaltzustand des CMOS-Schalters abhängige Phasenverschiebung bewirkt.
  12. Anpassnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei das Anpassnetzwerk so ausgelegt ist, dass eine durch den CMOS-Schalter (330, 354, 370, 390; 610, 630, 650) geschaltete Schaltungsanordnung, die Teil des Anpassnetzwerks ist, eine von dem Schaltzustand des CMOS-Schalters abhängige Filterung bewirkt.
  13. Anpassnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei das Anpassnetzwerk ausgelegt ist, um mit einer Antenne (460) verbunden zu werden, deren Eingangsimpedanz über einen Betriebsfrequenzbereich vom Betrage her um mehr als 50% variiert.
  14. Anpassnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei das Anpassnetzwerk eine Steuereinrichtung (520, 544, 550) umfasst, die ausgelegt ist, um eine Information zu ermitteln, wie gut eine Impedanz-Anpassung an dem Eingangstor (510) des Anpassnetzwerks ist, und um den zumindest einen CMOS-Schalter (330, 354, 370, 390; 610, 630, 650) basierend auf der Information anzusteuern.
  15. Anpassnetzwerk gemäß Anspruch 14, bei dem die Steuereinrichtung (520, 544, 550) ausgelegt ist, um durch Schalten des zumindest einen CMOS-Schalters eine Mehrzahl von Anpassungszuständen des Anpassnetzwerks einzustellen, wenn die Steuereinrichtung feststellt, dass die Impedanz-Anpassung an dem Eingangstor (510) schlechter als eine vorgegebene Schwelle ist, um für die Mehrzahl von Anpassungszuständen des Anpassnetzwerks eine weitere Information zu ermitteln, wie gut eine Impedanzanpassung an dem Eingangstor des Anpassnetzwerks ist, und um basierend auf der weiteren Information einen neuen Anpassungszustand des Anpassnetzwerks auszuwählen und einzustellen.
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