CN216161934U - 电子电路 - Google Patents

Abstract

本公开的实施例涉及电子电路。一种电子电路包括：定向耦合器，包括：第一端口，被配置为连接到射频信号的源；第二端口，被配置为响应于由第一端口接收的射频信号而输出第一信号；以及第三端口，被配置为响应于第一信号的反射而输出第二信号；阻抗匹配网络，包括具有固定电感和电容值的多个固定部件以及具有可变电感或电容值的单个可变部件，其中阻抗匹配网络的输入端子被耦合到耦合器的第二端口，并且阻抗匹配网络的输出端子被配置为连接到天线；以及二极管，将耦合器的第三端口耦合到测量端子，测量端子被配置为连接到模数转换器。通过本公开的实施例，可以减少阻抗匹配阶段的持续时间，减少其生成的功耗。

Description

电子电路

技术领域

本公开总体上涉及电子电路，并且更具体地涉及包括用于发射射频信号的天线的电路。

背景技术

使得旨在发射射频信号的射频天线的阻抗与提供待发射的射频信号的射频源的阻抗相匹配是已知的。具体地，当天线被置于其使用环境中并且该环境导致射频源与天线之间的阻抗失配时，已知设备能够使得天线的阻抗与射频源的阻抗匹配。

然而，这样的已知设备具有各种缺点。

需要克服前述已知阻抗匹配设备的全部或部分缺点。

实用新型内容

为了至少部分地解决上述问题，例如，减少阻抗匹配阶段的持续时间和/或减少其生成的功耗，本公开提供了一种电子电路。

在第一方面，提供了一种电子电路，该电子电路包括：定向耦合器，包括：第一端口，被配置为连接到射频信号的源；第二端口，被配置为响应于由第一端口接收的射频信号而输出第一信号；以及第三端口，被配置为响应于第一信号的反射而输出第二信号；阻抗匹配网络，包括具有固定电感和电容值的多个固定部件以及具有可变电感或电容值的单个可变部件，其中阻抗匹配网络的输入端子被耦合到耦合器的第二端口，并且阻抗匹配网络的输出端子被配置为连接到天线；以及二极管，将耦合器的第三端口耦合到测量端子，测量端子被配置为连接到模数转换器。

根据一个实施例，阻抗匹配网络是设备的唯一阻抗匹配网络。

根据一个实施例，电子电路还包括与测量端子连接的低通滤波器。

根据一个实施例，可变部件是具有可设置电容的电容器。

根据一个实施例，阻抗匹配网络包括：第一固定电容器，被连接在阻抗匹配网络的输入端子和被配置为接收参考电位的节点之间；第一固定电感器和第二固定电容器，被串联连接在阻抗匹配网络的输入端子和输出端子之间；第二固定电感器，被连接在输出端子和节点之间；以及可变部件，被连接在输出端子和节点之间。

根据一个实施例，可变部件是具有可设置电容的电容器。

根据一个实施例，在由靠近设备布置的导电元件引起的阻抗失配之后，多个固定部件的电容和电感值将设备的归一化阻抗设置为属于史密斯圆图的由可变部件的所有电感或电容值确定的区域。

根据一个实施例，电子电路还包括：射频信号的源，被连接到设备的耦合器的第一端口；以及模数转换器，被连接到设备的测量端子。

根据一个实施例，电子电路还包括被连接到输出端子的天线。

根据一个实施例，电子电路还包括微控制器，微控制器包括：模数转换器；数模转换器，被配置为控制可变部件的电感或电容的设置；以及处理器，被配置为从模数转换器接收测量结果并且向数模转换器提供控制信号。

根据一个实施例，处理器被配置为通过以下方式来确定可变部件的电感或电容值：a)选择可变部件的初始电感或电容值，并且从模数转换器获得测量端子上的测得的电压；以及b)在所确定的扫描方向上改变可变部件的电感或电容值，并且从模数转换器获得测量端子上的另外的测得的电压；其中步骤b)被重复，直到另外的测得的电压严格大于倒数第二获得的测得的电压。

根据一个实施例，处理器还被配置为在步骤b)之后：c)确定集合，集合包括与最小电压测量结果相对应的可变部件的每个电感或电容值；以及d)控制可变部件，以将可变部件的电感或电容值设置为属于集合。

根据一个实施例，可变部件的电感或电容值被控制为集合的中值。

根据一个实施例，处理器还被配置为还包括在步骤a)之前：确定固定部件的电感和电容值，使得在由邻近的导电元件的存在而引起的阻抗失配之后，电路的归一化阻抗属于史密斯圆图中的由可变部件的所有电感或电容值确定的区域。

根据一个实施例，确定包括：1)选择固定部件的电感和电容值，针对固定部件的电感和电容值，在无回声环境中，电路的阻抗与射频信号的源的阻抗匹配；2)针对可变部件的每个电感或电容值，计算电路的归一化阻抗；3)在电路附近布置导电元件，并且计算电路的另外的归一化阻抗；以及4)通过修改在步骤1)处选择的电感和电容值中的至少一者，重复步骤2)和3)，只要在步骤3)处计算的另外的归一化阻抗在包括步骤2)处计算的所有归一化阻抗的集合之外。

根据一个实施例，确定包括：1)确定固定部件的电感和电容值，针对固定部件的电感和电容值，在无回声环境中，电路的阻抗与射频信号的源的阻抗匹配；2)针对可变部件的每个电感或电容值，计算电路的归一化阻抗；3)在电路附近布置导电元件，并且计算电路的另外的归一化阻抗；以及4)通过修改可变部件的电感或电容值，重复步骤2)和3)，只要在步骤3)处计算的另外的归一化阻抗在包括步骤2)处计算的所有归一化阻抗的集合之外。

根据一个实施例，步骤a)、b)和c)以周期性的方式来实现。

根据一个实施例，步骤a)、b)和c)响应于用户请求而实现。

通过本公开的实施例，可以减少阻抗匹配阶段的持续时间，减少其生成的功耗。

附图说明

在以下通过例示而非限制的方式给出的对特定实施例的描述中，将参考附图对上述特征和优点以及其他特征进行详细描述，其中：

图1以电路形式示出了阻抗匹配设备的一个示例；

图2以史密斯圆图示出了图1的设备能够校正的阻抗偏移；

图3以电路形式示出了阻抗匹配设备的一个实施例；

图4以流程图的形式图示了图3的设备的使用方法的实现方式；

图5图示了图4的方法的一个实现方式示例；

图6图示了图4的方法的另一实现方式示例；以及

图7图示了图4的方法的又一实现方式示例。

具体实施方式

一个实施例提供设备，该设备包括：天线；定向耦合器，包括被配置为连接到射频信号的源的第一端口、使得由第一端口接收的信号朝向其发射的第二端口以及使得由第二端口接收的信号朝向其发射的第三端口；阻抗匹配网络，包括固定值的电感和/或电容部件以及可设置值的单个电感或电容值，网络的输入端子被耦合到耦合器的第二端口，并且网络的输出端子被耦合到天线；以及二极管，将耦合器的第三端口耦合至设备的测量端子，测量端子被配置为连接至模数转换器。

根据一个实施例，匹配阻抗网络是设备的单个阻抗匹配网络。

根据一个实施例，设备还包括与测量端子连接的低通滤波器。

根据一个实施例，可设置值的部件是电容器。

根据一个实施例，匹配阻抗网络包括：第一电容部件，被连接在网络的输入端子与被配置为接收参考电势的节点之间；第一电感部件和第二电容部件，被串联连接在网络的所述输入端子和输出端子之间；第二电感部件，被连接在所述输出端子和所述节点之间；以及可设置值的部件，被连接在所述输出端子和所述节点之间。

根据一个实施例，固定值的部件的值被确定为使得在由靠近设备布置的导电元件引起的阻抗失配之后，设备的归一化阻抗在史密斯圆图中，属于由可设置值的部件的所有值确定的区域。

一个实施例提供了包括所描述的设备的电子系统。

根据一个实施例，电子系统还包括：射频信号的源，被连接到设备的耦合器的第一端口；以及模数转换器，被连接到设备的测量端子。

根据一个实施例，电子系统包括微控制器，微控制器包括模数转换器、控制可设置值的部件的数模转换器以及处理器，处理器被配置为从模数转换器接收测量结果并且将控制信号提供给数模转换器。

一个实施例提供了使用所描述的设备或系统的方法，方法包括以下连续步骤：a)选择可设置值的部件的初始值并且测量测量端子上的电压；以及b)在所确定的扫描方向上改变可设置值的部件的值，然后测量测量端子的电压，步骤b)被重复，直到最后测得的电压严格大于倒数第二个测得的电压。

根据一个实施例，在步骤b)之后是步骤c)，步骤c)确定包括与最小电压测量结果相对应的可设置值的部件的每个值的集合，并且控制可设置值的部件，使得其值属于所述集合。

根据一个实施例，可设置值的部件被控制为使得其值是所述集合的中值。

根据一个实施例，方法包括以下步骤：在步骤a)之前，确定网络的固定值的部件的值，使得在由靠近设备布置的导电元件引起的阻抗失配之后，设备的归一化阻抗在史密斯圆图中，属于由可设置的值的部件的所有值确定的区域。

根据一个实施例，确定固定值的部件的值包括以下连续步骤：1)在无回声环境中，选择设备的阻抗与射频信号的源的阻抗匹配的网络部件的值；2)针对可设置值的部件的每个值来计算设备的归一化阻抗；3)将导电元件靠近设备布置，并且计算设备的归一化阻抗；以及4)通过修改在步骤1)中选择的值中的至少一个和/或具有可设置值的网络部件的值中的至少一个，重复步骤2)和3)，只要在步骤3)处计算的归一化阻抗在包括步骤2)处计算的所有归一化阻抗的集合外部。

根据一个实施例，步骤a)、b)和c)以周期性的方式和/或根据用户的请求来实现。

在各个附图中，相同的特征已由相同的附图标记来表示。具体地，在各个实施例之间共有的结构和/或功能特征可以具有相同的附图标记并且可以设置相同的结构、尺寸和材料性质。

为了清楚起见，仅图示和详细描述了对理解本文所述实施例有用的步骤和元素。具体地，没有描述能够被用作与天线连接的阻抗匹配设备的射频信号的源的不同电路(例如，集成电路)，所描述的实施例和变型与射频信号的常规源兼容。

在以下描述中，例如，当信号的基频在从3kHz到300GHz的范围内，优选从100MHz到30GHz的范围内时，信号被称为射频(RF)。在本说明书的其余部分中，更具体地考虑所谓的亚千兆赫或sub-GHz RF信号，即，其基频例如在400MHz至950MHz范围内的射频信号，但是将更一般地描述的实施例和变型适用于所有射频信号。

在以下描述中，如果第一值分别小于或等于第二值、大于或等于第二值，则第一值被分别称为小于第二值、大于第二值。附加地，如果第一值分别小于且不同于第二值、大于且不同于第二值，则第一值被分别称为严格小于第二值，或者严格大于第二值。

除非另有说明，否则当提及连接在一起的两个元素时，表示没有导体以外的任何中间元素的直接连接；当提及耦合在一起的两个元素时，表示这两个元素可以被连接或者它们可以经由一个或多个其他元素来耦合。

在以下公开中，除非另有说明，否则当提及绝对位置限定词(诸如术语“前”、“后”、“顶部”、“底部”、“左”、“右”等)或者相对位置限定词(诸如术语“之上”、“之下”、“较高”、“较低”等)或者取向限定词(诸如“水平”、“竖直”等)时，参考图中所示的取向。

除非另有说明，否则表述“约”、“大约”、“基本上”和“以...的量级”表示在10％以内，优选在5％以内。

图1以电路形式示出了阻抗匹配电路设备1的一个示例。

设备1包括天线2和输入端子100，其之间连接有阻抗匹配网络3。端子100被配置为连接到旨在由天线2发射的sub-GHz RF信号的源(未示出)。sub-GHz RF信号的源例如是具有输出端子的集成电路(未示出)，输出端子被配置为传递待发射的sub-GHz RF信号，该输出端子然后被连接到端子100。

网络3包括电容部件和/或电感部件，或者换言之，包括至少一个电感部件和/或至少一个电容部件。网络3的电感和/或电容部件被耦合在一起并且被耦合到施加参考电位的节点102，参考电位通常为接地GND。网络3的电感和/或电容部件将网络3的输入端子301耦合至网络3的输出端子302。端子301和302被分别连接至端子100和天线2。网络3的至少两个电感和/或电容部件具有可设置的值，即，受控值。换言之，那些部件是可变部件。

在图1的示例中，网络3更具体地包括：连接在端子301和节点102之间的、具有可设置电容值的可变电容器C1；串联连接在端子301和302之间的、具有固定电感值的固定电感器L1以及具有可设置电容值的可变电容器C2，电感器L1被耦合到端子301；以及并联连接在端子302和节点102之间的、具有固定电感值的固定电感器L2和具有可设置电容值的可变电容器C3。

当设备1的端子100被连接到sub-GHz RF信号的射频源(未示出)时，网络3的可变电容器C1、C2和C3的电容值在阻抗匹配阶段期间被修改，使得在端子100上由sub-GHz RF信号看到的阻抗等于或基本等于sub-GHz RF信号的源的共轭阻抗。更确切地，可变电容器C1、C2和C3的电容值被修改，使得对于所考虑的网络3，由设备1朝向端子100反射的sub-GHz RF信号的功率尽可能低。换言之，可变电容器C1、C2和C3的电容值被修改，使得设备1的阻抗与sub-GHz RF信号的源的阻抗匹配。

为此，设备1与检测器(未示出)相关联，检测器被配置为提供表示朝向端子100反射的信号的功率的测量结果，也就是表示朝向天线2的被提供给端子100的sub-GHz信号中的、朝向端子100反射的一部分功率的测量结果。当设备1的阻抗与源的阻抗匹配并且经反射的功率极小时，检测器应足够灵敏来测量经反射的信号的功率或经反射的功率。

这样的检测器(通常是对数检测器)复杂且实现成本高。因此，希望能够使用更简单的检测器来实现阻抗匹配阶段。

此处认为，设备1的阻抗最初与sub-GHz RF信号的源之一匹配，并且由于设备1所布置的环境，设备1的阻抗被修改。结果，设备1的阻抗与源的阻抗不匹配。为了抑制这种阻抗不匹配，阻抗匹配阶段然后在设备1的使用环境中原位实现。

在该阻抗匹配阶段期间，由于网络3包括可设置(电容和/或电感)值的至少两个可变部件，所以当部件的值变化时，经反射的功率呈现多个局部最小值，每个局部最小值对应于可设置值的可变部件的值的不同关联或组合。结果，阻抗匹配阶段的实现需要尝试可设置值的可变部件的值的非常大量的组合，以找到最小的经反射的功率，即，与最低经反射的功率相对应的局部最小值。因此，使用诸如设备1的设备实现的阻抗匹配阶段的持续时间很长。

特别是在设备1和sub-GHz RF信号的源属于由电池供电的电子系统时，长阻抗匹配阶段是不希望的。实际上，在阻抗匹配阶段期间，即使设备1的阻抗与源的阻抗匹配并且该经反射的功率具有最小值，源也可以以其可以提供的最大功率来发射sub-GHz RF信号，使得经反射的功率仍可以由检测器来测量。

结果，使用设备1实现的阻抗匹配阶段非常耗电。因此，希望能够减少阻抗匹配阶段的持续时间、减少其生成的功耗。

图2借助史密斯圆图示出了设备1能够校正的阻抗偏移。

史密斯圆图是本领域技术人员众所周知的。史密斯圆图具体地能够表示相对于参考阻抗(此处是sub-GHz RF信号的源的阻抗)进行归一化的负载的阻抗(此处是设备1的阻抗)。通过源的阻抗进行归一化的设备1的阻抗也被称为设备1的归一化阻抗。如果圆图对应于两个阻抗等于例如50欧姆的情况，则中心为O。

在史密斯圆图中，属于以圆图的中心O为中心的同一圆的经减小的阻抗集合对应于信号在负载上的相同反射系数，即，在该示例中，对应于射频信号在设备1上的相同反射系数，信号由与设备1的端子100连接的射频源提供。当系数以dB表示时，该系数当前由回波损耗(Return Loss)的首字母RL表示。布置在这样的圆内部的归一化阻抗对应于RL系数，RL系数小于布置在该圆上的归一化阻抗。

图2示出了与设备1的归一化阻抗相对应的圆200，其中RL系数等于阈值RLth，阈值RLth优选地小于-5dB，例如在该示例中等于-13dB。在以下的描述中，例如，如果设备1的归一化阻抗被布置在圆200上或圆200内部，即，如果归一化阻抗对应于小于或等于阈值RLth的RL系数，则可以认为设备1的阻抗与向端子100传递sub-GHz RF信号的源的阻抗匹配。

图2通过由实线界定的区域A1示出了归一化阻抗设备1的集合，归一化阻抗设备1的集合可以通过实现原位执行的阻抗匹配阶段来校正，即，其可以通过适当地修改设备1的网络3的可设置值的可变部件的值，被截取到圆200中。换言之，区域A1表示设备1能够校正来恢复与源的阻抗匹配的阻抗的阻抗失配集合。换言之，区域A1表示设备1可以采用的归一化阻抗集合。

发明人已观察到，由设备1的使用环境(即，设备1被布置为在其中使用的环境)引起的设备1类型的设备阻抗偏移由于存在靠近设备的导电元件(例如，金属元件，例如管道)而导致。

此外，当设备1的阻抗与源的阻抗匹配并且设备1经历由靠近设备的导电元件引起的阻抗失配时，史密斯圆图中表示的设备1的归一化阻抗从圆图的中心偏移到圆图的边缘。发明人已观察到，无论引起失配的导电元件是什么以及导电元件相对于设备1的位置如何，一旦导电元件足够靠近而修改了设备1的阻抗，设备1的归一化阻抗的该位移近似地遵循如图2中的箭头202所示的相同方向。换言之，具有网络3和给定天线2的给定配置的设备1经历的阻抗失配由于其遵循该方向202而可预测。

此处，发明人利用了这样的事实，即，图1中包括给定网络3和给定天线2的类型的设备的阻抗失配是可预测的。具体地，发明人建议在设备的阻抗匹配网络中仅保持可设置值的一个可变部件。

图3以电路形式示出了阻抗匹配设备1’的一个实施例。

设备1’与图1的设备1相似之处在于：其包括天线2、端子100以及将端子100耦合到天线2的阻抗匹配网络3’。设备1’的网络3’是设备1’的单个阻抗匹配网络。

与参考图1所述的网络3类似，网络3’包括被耦合在一起并且被耦合到节点102的电感部件和/或电容部件。网络3’的电感和/或电容部件将网络3’的输入端子304耦合到网络3’的输出端子306，端子304和306被分别耦合到端子100和天线2，端子306优选地被连接到天线2。

网络3’与网络3的不同之处在于，它包括可设置值的单个可变电感或电容部件，网络3’中的其他电感和/或电容部件的集合具有固定值。

根据一个实施例，可设置值的可变部件是电容器，可设置电容值的可变电容器比可设置电感值的可变电感器更容易实现。在备选实施例中，可设置值的可变部件可以替代地是电感器。

根据一个实施例，网络3’的部件是组装在印刷电路板上的分立部件。

在图3的示例中，网络3’包括：连接在端子304和节点102之间的、具有固定电容值的固定电容器C1’；连接在端子304和306之间的、具有固定电感值的固定电感器L1和具有固定电容值的固定电容器C2’，电感器L1被连接到端子304；以及并联连接在端子306和节点102之间的、具有固定电感值的固定电感器L2和具有可设置电容值的可变电容器C3。

网络3’的固定值的固定部件的电容值和电感值被确定为使得：经受由靠近设备1’的导电元件引起的阻抗失配的设备1’的归一化阻抗在史密斯圆图中属于与网络3’的可设置值的可变部件的可能电容或电感值集合相对应的区域，该区域包括圆图的中心O。换言之，网络3’的固定值的固定部件的电容值和电感值被确定为使得：经受由导电元件引起的阻抗失配的设备1’的归一化阻抗属于当可设置值的可变部件的电容值或电感值被修改时，设备1’可以采用的归一化阻抗集合。换言之，网络3’的固定值的部件的值被确定为使得：设备1’由导电元件引起的阻抗失配可以通过修改其可设置电容或电感值的可变部件的值来校正。

例如，对于给定网络3’和给定天线2，固定值的固定部件的电容和电感值通过例如使用仿真工具实施以下连续步骤来确定：

1)选择网络3’的部件的电容和电感值，从而允许在设备1’处于无回声环境中时，将设备1’的阻抗与sub-GHz RF信号的源的阻抗匹配；

2)对于这些所选择的的电容和电感值，确定设备1’的归一化阻抗集合，归一化阻抗集合对应于可设置值的可变部件的可能电容或电感值的集合；

3)通过导电元件来感测一个或多个阻抗失配，并且针对这些阻抗失配中的每一个，确定设备1’的归一化阻抗；以及

4)验证在步骤3)处确定的每个归一化阻抗是否被包括在步骤2)处确定的设备1’的归一化阻抗集合中。换言之，步骤4)包括：在可设置值的可变部件的可能电容或电感值的整个范围被扫描时，验证步骤3)处计算的归一化阻抗是否在史密斯圆图中属于表示设备1’所获取的归一化阻抗集合的区域。

在修改了步骤1)处选择的值中的至少一个和/或具有可设置值的网络变量部件的值中的至少一个之后，只要在步骤3)处计算的每个归一化阻抗在步骤2)处计算的归一化阻抗集合之外，就重复步骤2)和3)。当在步骤3)处计算的每个归一化阻抗属于步骤2)处计算的归一化阻抗集合时，网络3’的固定值的固定部件的电容和电感值的确定结束。所确定的电容和电感值是在步骤2)和3)的最后实现期间使用的电容和电感值。

本领域技术人员能够以与上述示例不同的方式来确定网络的固定值的固定部件的电容和电感值。

再次参考图2，由虚线界定的区域A2表示设备1’的归一化阻抗集合，归一化阻抗集合对应于网络3’的可设置值的可变部件的可能电容或电感值的集合。在图2中，区域A2表示先前指示的其中网络3’的固定值的固定部件的电容和电感值已被确定的情况。因此，当设备1’经历由其环境中的导电元件引起的阻抗失配时，设备1’的归一化阻抗沿方向202移动。当设备1’的归一化阻抗停留在区域A2中时，对可变电容器C3的电容值的适当修改使得能够将设备1’的归一化阻抗带入圆200中。换言之，当已经历了阻抗失配的设备1’的归一化阻抗停留在区域A2中时，阻抗匹配阶段使得能够将设备1’的归一化阻抗带入区域A2中，即，使得能够利用sub-GHz RF信号的源的阻抗来重新调整设备1’的阻抗。

由于设备1’的阻抗匹配网络3’包括可设置值的单个可变部件的事实，使用设备1’实现的阻抗匹配阶段的持续时间短于利用其阻抗匹配网络包括可设置值的至少两个可变部件的设备1’类型的设备实现的阻抗匹配阶段的持续时间。

此外，由于网络3’包括可设置值的单个可变电容器C3，所以当电容器C3的电容值变化时，经反射的功率具有单个最小值，而不是类似于设备1类型的设备中的多个局部最小值。

此处，发明人利用了以下事实：当可变电容器C3的值发生变化，以使用比实现图1所示类型的设备中的阻抗匹配阶段所需的灵敏度低的测量电路或检测器时，存在单个最小的经反射的功率。

的确，在设备1类型的设备中，由于存在经反射的功率的多个局部最小值，因此有必要知道这些局部最小值的值，以确定这些局部最小值中的哪个对应于最低经反射的功率。阻抗匹配然后通过控制网络3的可设置值的可变部件的电容或电感值来进行，使得它们的值是与经反射的功率最低的局部最小值相对应的值。相反，在设备1’中，由于经反射的功率只有一个最小值，因此不必精确知道经反射的功率的对应值。

根据一个实施例，如图3所示，设备1’的检测器包括定向耦合器4。耦合器4包括端口401，端口401被配置为连接至sub-GHz RF信号的源，端口401被耦合、优选地连接到端子100。耦合器4进一步包括端口402。耦合器4被配置为将由其端口401所接收的sub-GHz RF信号发射到端口402。端口402被耦合、优选地连接到网络3’的端子304。耦合器4还包括端口403。耦合器4被配置为将由其端口402所接收的sub-GHz RF信号发射到端口403。由端口402所接收的sub-GHz RF信号对应于由网络3’和天线2的组件反射的sub-GHz RF信号，经反射的信号朝向端子100传播。端口403上的信号实际上对应于由端口402所接收的信号的衰减形式。该衰减由端口402和403之间的耦合损失引起，并且例如为20dB的量级。

在图3的示例中，耦合器4还包括端口404，由端口401接收的信号的衰减形式朝向端口404发射。该衰减由端口401和404之间的耦合损失引起，并且例如等于端口402和403之间的耦合损失。电阻器5被连接在端口404和节点102之间，以使得由端口404观察到的阻抗与耦合器4的端口404的阻抗匹配，该阻抗实际上等于sub-GHz RF信号的源的阻抗。

根据未示出的另一示例，耦合器4不包括端口404，并且电阻器5于是形成耦合器4的一部分。

根据其中网络3’的部件是组装在印刷电路板上的分立部件的实施例，耦合器4是组装在同一印刷电路板上的分立部件。

设备1’的检测器还包括二极管6，二极管6将端口403耦合至设备1’的测量端子104。二极管6的电极(其阳极)被耦合、优选地连接到端口403，二极管6的另一电极(其阴极)被耦合、优选地连接到端子104。

二极管6被配置为对在端口403上存在的sub-GHz RF信号进行整流，并且将对应的经整流的电压Vmes传递至端子104。

根据其中网络3’的部件是组装在印刷电路板上的分立部件的一个实施例，二极管6优选地是组装在同一印刷电路板上的分立部件。

设备1’的检测器还包括连接到端子104的低通滤波器7。滤波器7被配置为使在端子104上存在的经整流的电压Vmes平滑化，使得电压Vmes 104是DC电压。在该示例中，低通滤波器7包括在端子104和节点102之间连接的电容器701以及在端子104和节点102之间连接、与电容器701并联的电阻器702。电阻器702的值被选择为使得端口104所观察到的阻抗等于耦合器4的端口403的阻抗。

根据其中网络3’的部件是组装在印刷电路板上的分立部件的一个实施例，滤波器7优选地由组装在同一印刷电路板上的一个或多个分立部件形成。

电压Vmes表示经反射的功率。更具体地，电压Vmes的值分别越高、越低，则经反射的功率分别越高、越低，当经反射的功率最小时，即，在设备1’的阻抗与连接到端子100的射频源的阻抗匹配时，电压Vmes最小。

测量端子104被配置为连接到图4中未示出的模数转换器(ADC)。当ADC被连接到端子104时，它形成设备1’的检测器的一部分。ADC被配置为通过多个比特来传递信号或数字代码，数字代码表示电压Vmes的值，并且因此表示经反射的功率的值。

ADC包括由最大电压Vmax和最小电压Vmin界定的转换范围。如果端子104上的电压Vmes的值大于或等于电压Vmax，则ADC将指示测得的电压Vmes等于电压Vmax。如果端子104上的电压Vmes的值小于或等于电压Vmin，则ADC将指示所测量的值Vmes等于电压Vmin。电压Vmin确定了检测器的最大灵敏度，即，由端口403传递到检测器的信号的最小功率，这导致端子104上的电压Vmes在ADC的转换范围内。

在原位执行的阻抗匹配阶段期间，只要系数RL大于由关系RLlim＝Ds+C–Pi确定的阈值RLlim(以dB为单位)，电压Vmes就大于电压Vmin，Ds是检测器的最大灵敏度，以dBm为单位；Pi是传递到端子100的信号功率，以dBm为单位；并且C表示端口402和403之间的耦合损失，以dB为单位。

作为示例，当功率Pi等于10dBm、耦合损失C等于20dB、最大灵敏度Ds等于-23dBm时，阈值RLlim等于-13dB。

根据一个实施例，设备1’的ADC属于被配置为通过使用设备1’来实现阻抗匹配阶段的微控制器(未示出)。优选地，微控制器包括数模转换器或DAC，DAC被配置为控制网络3’的可设置值的可变部件(例如，电容器C3)。优选地，微控制器还包括微处理器，微处理器从ADC接收数据并且将数据提供给DAC来控制可变部件的电容和电感值的设置。

图4以流程图的形式图示了使用设备1’的方法的一个实施例。实际上，该使用方法对应于用于使得设备1’的阻抗与连接至设备1’的端子101的射频源的阻抗原位匹配的方法。

在该方法中，可变部件的电容或电感值是变化的，并且只要测得的电压Vmes减小或恒定，就针对可变部件所采用的每个值来测量电压Vmes，并且只要测得的电压Vmes严格增加，可变部件值的变化就停止。这使得可以仅在可变部件的可能值范围的一部分上测量电压Vmes，这使得可以减少实现该方法所需的时间。我们在此处利用了当可变部件的值变化时，经反射的功率只有一个最小值的事实。

在步骤900(框“开始”)处，可变电容器C3的初始电容值Cinit被选择。例如，值Cinit是可变电容器C3在方法开始时的当前值、其最大值Cmax或其最小值Cmin、优选其当前值。在步骤900处，网络3’的固定值的固定部件的电容和电感值已如先前所述(预先)设置，并且设备1’和连接到端子100的射频源的组件(图3)处于其使用环境中。实际上，设备1’然后形成电子系统的一部分，电子系统包括连接到端子104的ADC和用于控制网络3’的可设置值的可变部件的电路。

在接下来的步骤902(框“设置顺序”)处，从增大方向和减小方向之中确定可变电容器C3的电容值从值Cinit开始的扫描方向或滚动方向。更具体地，可变电容器C3的连续电容值的增大或减小顺序被确定为使得在该方法的后续步骤期间，电压Vmes的至少前两个测量结果减小，或者换言之，没有严格增加。

该步骤能够由本领域技术人员例如通过选择扫描方向、通过针对该扫描方向测量可变电容器C3的至少前两个连续电容值的电压Vmes、通过验证所选择的扫描方向是否对应于减小测得的电压Vmes以及通过根据需要修改扫描方向来实现。

在下一步骤904(框“测量”)处，针对可变电容器C3的Cinit值，测量端子104上的电压Vmes。应当注意，如果先前的步骤902包括针对Cinit值，测量端子104上的电压Vmes，则该步骤904可以被省略。

在下一步骤906(框“改变值”)处，关于步骤902处固定的扫描方向，修改可变电容器C3的电容值。

在下一步骤908(框“测量”)处，针对可变电容器C3的当前电容值，测量端子104上的电压Vmes。

在下一步骤910(框“最后测量>最后之前的测量”)处，验证最后测得的电压Vmes是否严格大于倒数第二个测得的电压Vmes。我们在此处将“测得的电压Vmes”称为由连接到端子104的ADC提供的电压Vmes的测量结果或值。通常在端子104上的电压Vmes超出ADC转换范围时，测得的电压Vmes可以对应于与端子104上实际存在的电压Vmes不同的值。

如果所测量的最后电压Vmes不严格大于所测量的倒数第二电压Vmes(框910的分支“否”)，则方法在步骤912处(框“VAL＝VALmin或VALmax”)处继续。如果最后测得的电压Vmes严格大于倒数第二个测得的电压Vmes(框910的分支“是”)，则方法在步骤914(框“结束”)处继续。

在步骤912处，验证可变电容器C3的当前电容值是等于其最大值Cmax还是等于其最小值Cmin。更具体地，如果可变电容器C3的电容值以增大的顺序被扫描，则检查可变电容器C3的当前电容值是否等于其最大值Cmax，并且如果可变电容器C3的电容值以减小的顺序被扫描，则检查可变电容器C3的当前电容值是否等于其最小值Cmin。

如果是这种情况(框912的分支“是”)，则方法在步骤914处继续。如果不是这种情况(框912的分支“否”)，则过程在步骤906处继续。

步骤914包括选择可变电容器C3的电容值，使得可以将设备1’的阻抗适配于sub-GHz RF信号的源的阻抗。可变电容器C3然后被控制为使得其采用所选择的的电容值。为此，与最小的测得的电压Vmes相对应的可变电容器C3的电容值从可变电容器C3在之前的步骤中获取的所有电容值中确定，然后可变电容器C3的电容值从该集合中选择。

关于图4描述的方法的实现方式允许使得设备1’的阻抗适配于sub-GHz RF信号的源的阻抗。

确实，在步骤914中确定的集合包括可变电容器C3的若干电容值的情况下，这些电容值均对应于所测量的等于电压Vmin的电压Vmes。换言之，这些值均对应于端子104上的电压Vmes，电压Vmes小于ADC的电压Vmin。因此，电容器C3的这些电容值均对应于小于阈值RLlim的系数RL。

此外，在步骤914中确定的集合仅包括一个电容值的情况下，这意味着与可变电容器C3的该电容值相对应的电压Vmes最小，并且因此对应于所考虑的设备1’的最小的经反射的功率。当电压Vmes具有大于ADC的电压Vmin的最小值时，即，与可变电容器C3的电容值无关，系数RL保持在阈值RLlim以上时，会发生这种情况。即使在这种情况下，上述方法也可以尽可能地减小设备1’反射的功率，并且因此可以将设备1’的阻抗适配于sub-GHz RF信号的源的阻抗。该情况例如对应于设备1’的归一化阻抗不属于区域A2(图2)的阻抗失配。

根据一个实施例，可设置电容或电感值的可变部件被控制为使得其电容或电感值等于在步骤914中确定的集合的中值。此处使用中值意味着集合中，集合包括的中值以下的值与以上的值一样多的值，且不超过一个值。

根据一个实施例，方法根据来自设备1’的用户的请求和/或周期性地来实现。

根据一个实施例，上述方法由微控制器来实现，微控制器包括与设备1’的端子104连接的ADC和可变电容器C3的控制电路，例如DAC。微控制器包括与存储器相关联的微处理器或处理单元，存储器包括指令，指令在被该微控制器的微处理器读取时，使得实现该方法。

应当注意，尽管图3’的实现方式示出了使用单个可变部件作为可变电容器，但是单个部件可以替代地是电感器之一。在可变部件是电感器并且操作是确定使得设备1’的阻抗与sub-GHz RF信号的源的阻抗适配的电感值的情况下，上述过程同样适用。

现在将相对于图5、图6和图7来描述图4的方法的实现方式的一个示例。

图5图示了关于图4描述的方法的实现方式的一个示例。图5的示例对应于在可变电容器C3的可能电容值的整个范围之上，端子104上的电压Vmes减小到最小值，并且然后从该最小值增加，并且其中端子104上的电压Vmes的最小值小于ADC的最小电压Vmin的情况。

曲线1000表示端子104上的电压Vmes随网络3’的可变电容器C3的电容值的变化。水平轴1002表示与设备1’的测量端子104连接的ADC的电压Vmin。点1003表示由设备1’的检测器测量的电压Vmes，即，对由ADC提供的电压Vmes的测量结果。在图5中，为了不使得该图过载，示出了数目减少的点，并且仅引用了这些点1003中的两个。每个点1003针对在方法的实现期间获取的可变电容器C3的对应电容值来获得。

在该示例中，可变电容器C3的电容值Cinit是可变电容器C3在方法开始时(图4的步骤900)的当前电容值，并且可变电容器C3的电容值在增加方向上进行扫描(图4的步骤902)。

电压Vmes的若干测量(图4的步骤904)然后通过在每两个连续的测量之间修改可变电容器C3的电容值(图4的步骤906)来执行。

直到可变电容器C3的电容值val2，每个测得的电压Vmes小于先前的测得的电压Vmes(图4的步骤910，分支“否”)。

更具体地，在该示例中，对于可变电容器C3从值Cinit到值val1的连续增加的电容值，电压Vmes的每个测量结果严格小于电压Vmes的先前测量结果，并且对于可变电容器C3从值val1到值val2的连续增加的电容值，电压Vmes的每个测量结果等于电压Vmes的先前测量结果。

另一方面，当可变电容器C3在电容值val2之后变为电容值val3(图4的步骤906)时，测得的电压Vmes的值val3(图4的步骤908)严格大于测得的电压Vmes的值val2(图4的步骤910，分支“是”)。结果，在不扫描可变电容器C3的所有电容值的情况下，可变电容器C3的电容值的修改和针对可变电容器C3的每个电容值的电压Vmes的测量被停止。与其中可变电容器C3的所有电容值均被扫描的方法的实现的持续时间相比，这可以减少方法的实现的持续时间。

在由可变电容器C3获取的所有连续电容值之中，与最小的测得的电压Vmes相对应的电容值集合被确定(图4的步骤914)。在该示例中，该集合包括可变电容器C3从电容值val1到电容值val2的所有电容值，它们均对应于端子104上、小于电压Vmin的电压Vmes，因此对应于小于阈值RLlim的系数RL。可变电容器C3的电容值val4然后从该集合中选择，并且可变电容器C3被控制为使得其电容值等于所选择的电容值。

优选地，电容值val4是集合的中值电容值。在图5的情况下，与在集合中随机选择电容值val4相比，这可以使得其更接近最小的经反射的功率。

图6图示了关于图4描述的方法的实现方式的另一示例。图6的示例对应于如下情况：其中在可变电容器C3的可能电容值的整个范围上，电压Vmes仅在可变电容器C3的电容值以增加的顺序进行扫描时减小；并且其中端子104上的电压Vmes取小于ADC的最小电压Vmin的值。

曲线1004表示端子104上的电压Vmes随网络3’的可变电容器C3的电容值的变化。如图5中所示，轴1002表示电压Vmin，并且点1003表示由设备1’的检测器测量的电压Vmes，所表示的点的数目和参考点的数目被减少，以免使得该图过载。每个点1003针对在方法的实现期间获取的可变电容器C3的对应电容值来获得。

在该示例中，可变电容器C3的电容值Cinit是可变电容器C3在方法开始时的当前电容值(图4中的步骤900)，并且可变电容器C3的电容值以增加的顺序进行扫描(图4的步骤902)。

通过在每两个连续的测量之间修改可变电容器C3的电容值(图4的步骤906)，电压Vmes的若干测量被执行(图4的步骤904)。

直到电容值Cmax，每个测得的电压Vmes小于或等于先前的测得的电压Vmes(图4的步骤910，分支“否”)。

更具体地，在该示例中，对于可变电容器C3从Cinit值到电容值val5的电容值，电压Vmes的每个测量结果严格小于电压Vmes的先前测量结果，并且对于可变电容器C3从电容值val5到值Cmax的电容值，电压Vmes的每个测量结果等于电压Vmes的先前测量结果。

与最小的测得的电压Vmes相对应的电容值集合然后被确定(图4的步骤914)。在该示例中，该集合包括可变电容器C3从电容值val5到值Cmax的所有电容值，它们均对应于端子104上小于电压Vmin的电压Vmes，并且因此对应于小于阈值RLlim的系数RL。

可变电容器C3的电容值val6然后从可变电容器C3的该电容值集合中选择，并且可变电容器C3被控制为使得其电容值等于所选择的电容值。

图7图示了关于图4描述的方法的实现方式的又一示例。图7的示例对应于以下情况：在可变电容器C3的可能电容值的整个范围内，端子104上的电压Vmes减小到最小值，然后从该最小值增大，并且端子104上的最小电压Vmes大于ADC的电压Vmin。

曲线1006表示端子104上的电压Vmes随网络3’的可变电容器C3的电容值的变化。水平轴1002表示电压Vmin。点1003表示由设备1’的检测器测量的电压Vmes，所表示的点的数目和参考点的数目被减少，以不使得该图过载。每个点1003针对在方法的实现期间获取的可变电容器C3的对应电容值来获得。

在该示例中，可变电容器C3的电容值Cinit是可变电容器C3在过程开始时(图4的步骤900)的当前电容值，并且可变电容器C3的电容值在增加的方向上进行扫描(图4的步骤902)。

电压Vmes的若干测量(图4的步骤904)通过在每两个连续的测量之间修改可变电容器C3的电容值(图4的步骤906)来执行。

直到电容值val7，每个测得的电压Vmes严格小于先前的测得的电压Vmes(图4的步骤910，分支“否”)。另一方面，当可变电容器C3在值val7之后采用电容值val8时(图4的步骤906)，与电容值val8相对应的电压Vmes的测量结果(图4的步骤908)严格大于与电容值val7相对应的电压Vmes的先前测量结果(图4的步骤910，分支“是”)。结果，在不扫描可变电容器C3的所有电容值的情况下，可变电容器C3的电容值的修改和针对可变电容器C3的每个电容值的电压Vmes的测量被停止。与其中可变电容器C3的所有电容值将被扫描的方法的实现的持续时间相比，这可以减少方法的实现的持续时间。

此处，与电压Vmes的最小测量结果相对应的电容值集合(图4的步骤914)仅包括电容值val7。可变电容器C3然后被控制为使得其电容值等于集合的该单个电容值val7。

以上已描述了阈值RLlim等于-13dB的实施例和变型。修改阈值RLlim的值在本领域技术人员的能力范围内。例如，阈值RLlim的值可以通过提供增加功率Pi，以达到RLlim＝Ds+C-Pi的方式而减小，耦合损失C和检测器的灵敏度Ds是设备1’与耦合器4和所使用的ADC相关的固有特性。

已描述了各种实施例和变型。本领域技术人员将理解，这些各种实施例和变型的某些特征可以被组合，并且本领域技术人员将想到其他变型。具体地，网络3’的实现方式不限于图3所示的示例，并且本领域技术人员将能够提供包括多个电感和/或电容部件、包括可设置(电容或电感)值的单个可变部件的网络3’的其他示例，并且对于这些其他示例，将知道如何实现结合图4所述的方法。

最后，基于以上给出的功能指示，所描述的实施例和变型的实际实现方式在本领域技术人员的能力范围内。具体地，本领域技术人员将知道如何例如以恒定的步长来改变可调节值部件的值。例如，当部件由数模转换器的输出电压控制时，该恒定步长例如由转换器的输出电压在转换器的输入端处提供的两个连续二进制代码之间的变化来确定。

Claims (10)

1.一种电子电路，其特征在于，包括：

定向耦合器，包括：第一端口，被配置为连接到射频信号的源；第二端口，被配置为响应于由所述第一端口接收的所述射频信号而输出第一信号；以及第三端口，被配置为响应于所述第一信号的反射而输出第二信号；

阻抗匹配网络，包括具有固定电感和电容值的多个固定部件以及具有可变电感或电容值的单个可变部件，其中所述阻抗匹配网络的输入端子被耦合到所述耦合器的所述第二端口，并且所述阻抗匹配网络的输出端子被配置为连接到天线；以及

二极管，将所述耦合器的所述第三端口耦合到测量端子，所述测量端子被配置为连接到模数转换器。

2.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，所述阻抗匹配网络是所述电子电路的唯一阻抗匹配网络。

3.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，还包括与所述测量端子连接的低通滤波器。

4.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，所述可变部件是具有可设置电容的电容器。

5.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，所述阻抗匹配网络包括：

第一固定电容器，被连接在所述阻抗匹配网络的所述输入端子和被配置为接收参考电位的节点之间；

第一固定电感器和第二固定电容器，被串联连接在所述阻抗匹配网络的所述输入端子和所述输出端子之间；

第二固定电感器，被连接在所述输出端子和所述节点之间；以及

所述可变部件，被连接在所述输出端子和所述节点之间。

6.根据权利要求5所述的电子电路，其特征在于，所述可变部件是具有可设置电容的电容器。

7.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，在由靠近所述电子电路布置的导电元件引起的阻抗失配之后，所述多个固定部件的电容和电感值将所述电子电路的归一化阻抗设置为属于史密斯圆图的由所述可变部件的所有所述电感或电容值确定的区域。

8.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，还包括：

射频信号的所述源，被连接到所述电子电路的所述耦合器的所述第一端口；以及

所述模数转换器，被连接到所述电子电路的所述测量端子。

9.根据权利要求8所述的电子电路，其特征在于，还包括被连接到所述输出端子的所述天线。

10.根据权利要求8所述的电子电路，其特征在于，还包括微控制器，所述微控制器包括：

所述模数转换器；

数模转换器，被配置为控制所述可变部件的所述电感或电容的设置；以及

处理器，被配置为从所述模数转换器接收测量结果并且向所述数模转换器提供控制信号。

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