DE102013220362A1 - Impedanzanpassungsnetzwerk mit verbessertem gütefaktor und verfahren zur anpassung einer impedanz - Google Patents

Impedanzanpassungsnetzwerk mit verbessertem gütefaktor und verfahren zur anpassung einer impedanz Download PDF

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Abstract

Ein Impedanzanpassungsnetzwerk umfasst einen ersten und einen zweiten Signalanschluss und einen Referenzpotenzialanschluss. Das Netzwerk umfasst ferner einen ersten Nebenschlusszweig zwischen dem ersten Signalanschluss und dem Referenzpotenzialanschluss, wobei der erste Nebenschlusszweig ein variables induktives Element und ein erstes kapazitives Element umfasst. Außerdem umfasst das Impedanzanpassungsnetzwerk einen zweiten Nebenschlusszweig zwischen dem zweiten Signalanschluss und dem Referenzpotenzialanschluss, der ein zweites kapazitives Element umfasst. Ein Serienzweig zwischen dem ersten Signalanschluss und dem zweiten Signalanschluss umfasst ein drittes kapazitives Element. Gegebenenfalls können das erste, das zweite und/oder das dritte kapazitive Element als variables kapazitives Element umgesetzt sein. Das variable kapazitive Element umfasst eine Vielzahl von Transistoren, wobei eine Kombination der Sperrkapazitäten Coff der Transistoren eine Gesamtkapazität des variablen kapazitiven Elements als Funktion von zumindest zwei unabhängigen Transistorsteuersignalen bereitstellt.

Description

  • FACHGEBIET
  • Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung betreffen ein Impedanzanpassungsnetzwerk, das zwischen einer Quelle für elektrischen Strom und einem Verbraucher von elektrischem Strom bereitgestellt werden kann. Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung betreffen eine Antennenschaltung, die ein Impedanzanpassungsnetzwerk umfasst. Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung betreffen ein Verfahren zur Anpassung einer Impedanz. Weitere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung betreffen ein Anpassungsnetzwerk auf Schalttransistorenbasis.
  • HINTERGRUND
  • Bei elektrischen oder elektronischen Systemen ist es oft erstrebenswert, die Eingangsimpedanz einer elektrischen Last (oder die Ausgangsimpedanz einer Quelle elektrischer Energie) so zu gestalten, dass die Leistungsübertragung maximiert wird und/oder Reflexionen von der Last minimiert werden. Eine maximale Leistungsübertragung wird typischerweise erreicht, wenn die Lastimpedanz gleich dem konjugiert-komplexen Wert der Quellenimpedanz ist. Im Gegensatz dazu lässt sich minimale Reflexion typischerweise erreichen, wenn die Lastimpedanz gleich der Quellenimpedanz ist.
  • Gegenwärtige Funkfrequenz-(RF-) oder Hochfrequenz-(HF-)Front-End- bzw. Eingangs-Systeme umfassen typischerweise nach wie vor am Senderende einen Leistungsverstärker (PA; PA = power amplifier) zur Verstärkung des Signals auf die erforderliche Höhe, einen Filter (typischerweise einen Oberwellenfilter), einen Leistungsdetektor und einen Antennenschalter, der ein Umschalten zwischen den Übertragungsbändern, den Empfangsbändern sowie zwischen Senderbetrieb und Empfängerbetrieb vornimmt. Danach wird das Signal typischerweise über ein Antennenimpedanzanpassungsnetzwerk an die Antenne übermittelt.
  • Diese Antennenimpedanzanpassung ist so gestaltet, dass im Durchschnitt aller Anwendungsfälle, Frequenz- und Betriebsmodi sowie ihrer jeweiligen Wahrscheinlichkeiten ein Optimum erzielt wird. Wie leicht zu erkennen ist, wird das Optimum nur sehr selten erreicht, weil der Frequenzbereich der mobilen Übertragungsfrequenzen stetig breiter wird und auch die Antenne selbst sehr unterschiedliche Anpassung für alle Frequenzen und Umweltbedingungen bietet, die auftreten können.
  • Darüber hinaus werden, um alle möglichen Anpassungspunkte zu erreichen, ein induktives Anpassungselement sowie ein kapazitives Anpassungselement benötigt. Um alle Bereiche des Smith-Diagramms zu erreichen, bedarf es typischerweise zumindest dreier Elemente. Aufgrund der Tatsache, dass es Kombinationen gibt, die zu sehr ungünstigen Bauteilwerten führen würden, werden typischerweise bis zu sechs reaktive Bauteile eingesetzt, um eine stärkere Flexibilität zu schaffen. Doch diese Anpassungsnetzwerke können auch daran kranken, dass sie nur für eine Auswahl der Bauteilwerte und/oder bei einer bestimmten Frequenz einen hohen Gütefaktor erreichen. Ist das Impedanzanpassungsnetzwerk auf einen anderen Arbeitspunkt eingestellt, lässt sich typischerweise ein signifikanter Abfall des Gütefaktors beobachten.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung stellen ein Impedanzanpassungsnetzwerk bereit, das einen ersten Signalanschluss, einen zweiten Signalanschluss und einen Referenzpotenzialanschluss umfasst. Ferner umfasst das Impedanzanpassungsnetzwerk einen ersten Nebenschlusszweig zwischen dem ersten Signalanschluss und dem Referenzpotenzialanschluss. Der erste Nebenschlusszweig umfasst ein variables induktives Element und erstes kapazitives Element. Zudem umfasst das Impedanzanpassungsnetzwerk einen zweiten Nebenschlusszweig zwischen dem zweiten Signalanschluss und dem Referenzpotenzialanschluss. Der zweite Nebenschlusszweig umfasst ein zweites kapazitives Element. Das Impedanzanpassungsnetzwerk umfasst außerdem einen Serienzweig zwischen dem ersten Signalanschluss und dem zweiten Signalanschluss. Der Serienzweig umfasst ein drittes kapazitives Element.
  • Weitere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung stellen ein Impedanzanpassungsnetzwerk bereit, das ein variables kapazitives Element umfasst. Das variable kapazitive Element umfasst eine Vielzahl von Transistoren, wobei eine Kombination von Sperrkapazitäten Coff der Transistoren eine Gesamtkapazität des variablen kapazitiven Elements als Funktion zumindest zweier unabhängiger Transistorsteuersignale bereitstellt.
  • Außerdem stellen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung eine Antennenschaltung bereit, die eine Antenne, einen Signalanschluss und ein Impedanzanpassungsnetzwerk umfasst. Der Signalanschluss ist so konfiguriert, dass es ein Signal an einen Empfänger oder von einem Sender übermittelt. Das Impedanzanpassungsnetzwerk verbindet die Antenne und den Signalanschluss miteinander und umfasst ein variables induktives Element innerhalb eines Nebenschlusszweiges.
  • Weitere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung stellen ein Verfahren zur Anpassung einer Impedanz bereit, wobei das Verfahren das Bestimmen oder Abschätzen einer Quellenimpedanz einer Signalquelle umfasst. Außerdem umfasst das Verfahren das Bestimmen oder Abschätzen einer Senkenimpedanz einer Signalsenke. Des Weiteren umfasst das Verfahren das Anpassen bzw. Einstellen eines Impedanzanpassungsnetzwerks aufgrund der Quellenimpedanz und der Senkenimpedanz durch Einstellen eines variablen induktiven Elements innerhalb eines Nebenschlusszweiges des Impedanzanpassungsnetzwerks.
  • Darüber hinaus stellen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zur Anpassung einer Impedanz bereit, wobei das Verfahren das Bestimmen oder Abschätzen einer Quellenimpedanz einer Signalquelle umfasst. Außerdem umfasst das Verfahren das Bestimmen oder Abschätzen einer Senkenimpedanz einer Signalsenke. Des Weiteren umfasst das Verfahren das Einstellen eines Impedanzanpassungsnetzwerks aufgrund der Quellenimpedanz und der Senkenimpedanz durch Einstellen eines variablen kapazitiven Elements, das Teil des Impedanzanpassungsnetzwerks ist. Das variable kapazitive Element umfasst eine Vielzahl von Transistoren, wobei eine Kombination von Sperrkapazitäten Coff der Transistoren eine Gesamtkapazität des variablen kapazitiven Elements bereitstellt.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden hierin unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben.
  • In 1 ist eine Vielzahl von grundlegenden LC-Netzwerken und ihren entsprechenden „verbotenen Regionen” im Smith-Diagramm veranschaulicht;
  • 2 zeigt ein Prinzipschaltbild eines Impedanzanpassungsnetzwerks mit Pi-Topologie, das drei induktive Elemente mit Festwert und drei variable kapazitive Elemente umfasst;
  • 3 zeigt ein Prinzipschaltbild eines Impedanzanpassungsnetzwerks gemäß Ausführungsformen mit einem variablen induktiven Element innerhalb eines ersten Nebenschlusszweiges;
  • 4 zeigt ein Prinzipschaltbild eines Impedanzanpassungsnetzwerks mit einem ersten variablen induktiven Element im ersten Nebenschlusszweig und einem zweiten variablen induktiven Element in einem zweiten Nebenschlusszweig;
  • 5 zeigt ein Prinzipschaltbild eines Impedanzanpassungsnetzwerks gemäß weiteren Ausführungsformen mit einem variablen induktiven Element im zweiten Nebenschlusszweig;
  • 6 zeigt ein Prinzipschaltbild eines Impedanzanpassungsnetzwerks gemäß weiteren Ausführungsformen ähnlich dem in 4 gezeigten;
  • 7 zeigt ein Prinzipschaltbild eines Impedanzanpassungsnetzwerks, das einen Nebenschlusstransistor für den Serienzweig umfasst;
  • 8 zeigt ein Prinzipschaltbild eines Impedanzanpassungsnetzwerks und veranschaulicht Details einer möglichen Umsetzung des variablen induktiven Elements und der variablen kapazitiven Elemente;
  • 9 zeigt einen schematischen Querschnitt eines Bulk-CMOS-Transistors;
  • 10 zeigt einen schematischen Querschnitt eines Silicon-on-Insulator-(SOI-)Transistors;
  • 11A zeigt ein Prinzipschaltbild einer möglichen Umsetzung eines variablen induktiven Elements;
  • 11B zeigt ein Prinzipschaltbild einer weiteren möglichen Umsetzung eines variablen induktiven Elements;
  • 11C ist ein Diagramm des Gütefaktors über die wirksame Induktivität des variablen induktiven Elements aus 11B, wenn die vier Transistoren des variablen induktiven Elements im Wesentlichen gleich sind;
  • 11D ist ein Diagramm des Gütefaktors über die wirksame Induktivität des variablen induktiven Elements aus 11B, wenn die vier Transistoren des variablen induktiven Elements unterschiedliche Kanalbreiten aufweisen;
  • 12A zeigt ein Prinzipschaltbild einer weiteren möglichen Umsetzung des variablen induktiven Elements;
  • 12B zeigt ein Prinzipschaltbild einer weiteren möglichen Umsetzung des variablen induktiven Elements (die „Kurzschlussleitungen” umfasst) und ein Diagramm des Gütefaktors über die wirksame Induktivität;
  • 12C zeigt ein Prinzipschaltbild noch einer weiteren möglichen Umsetzung des variablen induktiven Elements (die „Auswahlleitungen” umfasst) und ein Diagramm des Gütefaktors über die wirksame Induktivität;
  • 12D ist ein Diagramm der wirksamen Induktivität über die Frequenz des variablen induktiven Elements aus 12C;
  • die 13 bis 16 zeigen verschiedene Abhängigkeiten des Gütefaktors über die Frequenz für vier verschiedene induktive Elemente mit bestimmter Induktivität;
  • 17 zeigt ein Prinzipschaltbild eines variablen induktiven Elements, das drei Schaltelemente umfasst, die mit drei verschiedenen Anzapfungen eines Induktors in einem Nebenschlusszweig verbunden sind;
  • 18A zeigt ein Prinzipschaltbild eines variablen induktiven Elements gemäß einer weiteren möglichen Umsetzung, die zwei Induktoren umfassen, die parallel oder in Serie schaltbar sind;
  • 18B zeigt ein variables induktives Element nach 18A, wenn die beiden Induktoren parallel geschaltet sind;
  • 18C zeigt ein variables induktives Element nach 18A, wenn die beiden Induktoren in Serie geschaltet sind;
  • 18D zeigt ein Diagramm der wirksamen Induktivität über die Frequenz des variablen induktiven Elements aus 18A für die Parallelkonfiguration;
  • 18E zeigt ein Diagramm des Gütefaktors über die Frequenz des variablen induktiven Elements aus 18A für die Parallelkonfiguration;
  • 18F zeigt ein Diagramm der wirksamen Induktivität über die Frequenz des variablen induktiven Elements aus 18A für die Serienkonfiguration;
  • 18G zeigt ein Diagramm des Gütefaktors über die Frequenz des variablen induktiven Elements aus 18A für die Serienkonfiguration;
  • 18H zeigt einen schematischen Grundriss einer möglichen Anordnung der beiden Induktoren des in 18A gezeigten variablen induktiven Elements;
  • 19 zeigt ein Prinzipschaltbild eines variablen kapazitiven Elements, das mehrere Grundkondensatoren (kapazitive Teile) umfasst, wobei jeder Grundkondensator mit einem entsprechenden Schalttransistor in Serie geschaltet ist;
  • die 20A und 20B zeigen Diagramme verschiedener Abhängigkeiten des Gütefaktors von kapazitiven Elementen mit festen Kapazitätswerten;
  • in 21 sind der Gütefaktor im Vergleich zur wirksamen Kapazität eines variablen kapazitiven Elements bei zwei verschiedenen Frequenzen sowie das entsprechende Prinzipschaltbild des variablen kapazitiven Elements abgebildet;
  • in 22 sind der Gütefaktor im Vergleich zur wirksamen Kapazität eines weiteren variablen kapazitiven Elements bei zwei verschiedenen Frequenzen sowie das entsprechende Prinzipschaltbild des variablen kapazitiven Elements abgebildet;
  • 23 zeigt ein Prinzipschaltbild einer weiteren Umsetzung eines variablen kapazitiven Elements;
  • in 24 ist der Gütefaktor eines variablen kapazitiven Elements nach 23 als Funktion der Kapazität veranschaulicht;
  • in 25 sind die Spannungsabfälle an den diversen Serienschaltungen von Transistoren in dem variablen kapazitiven Element aus 23 als Funktion der Frequenz und für den ungünstigsten Fall „alles aus” veranschaulicht;
  • 26 zeigt ein Prinzipschaltbild eines variablen kapazitiven Elements mit unterschiedlicher Anzahl von Transistoren in manchen der Zweige gemäß einem erwarteten Maximalspannungshub über die gesamte entsprechende Serienschaltung von Transistoren;
  • 27 zeigt ein Diagramm des Gütefaktors als Funktion der variablen Kapazität der in 26 gezeigten variablen kapazitiven Elemente;
  • in 28 ist das elektrische Verhalten eines variablen kapazitiven Elements, das die Sperrkapazitäten von Transistoren ausnutzt, wenn die Transistoren nicht leitend sind, schematisch abgebildet;
  • in 29 ist das elektrische Verhalten eines variablen kapazitiven Elements, bei dem die Sperrkapazitäten der Transistoren zur Gesamtkapazität vereinigt sind, wenn die Transistoren leitend sind, schematisch abgebildet;
  • in 30 ist das elektrische Verhalten eines variablen kapazitiven Elements basierend auf Transistorkapazitäten, wenn die Transistoren nicht leitend sind, schematisch abgebildet;
  • 31 zeigt ein Diagramm des Gütefaktors über die wirksame Kapazität für 16 in Serie geschaltete Transistoren bei 130-nm-Technologie;
  • die 32 bis 37 zeigen diverse Fallbeispiele für Impedanzanpassung in Bezug auf verschiedene Impedanzwerte in Form eines Smith-Diagramms und einer Kurve der Vorwärtsübertragung über die Frequenz;
  • 38 zeigt eine schematische Draufsicht eines Pin-Layouts und eine schematische Seitenansicht eines integrierten Impedanzanpassungsnetzwerks gemäß Ausführungsformen;
  • 39 zeigt ein schematisches Flussdiagramm eines Verfahren zur Impedanzanpassung gemäß Ausführungsformen;
  • 40 zeigt ein schematisches Flussdiagramm eines Verfahren zur Impedanzanpassung gemäß weiteren Ausführungsformen; und
  • 41 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer Antennenschaltung, die ein Impedanzanpassungsnetzwerk umfasst.
  • Gleiche oder äquivalente Elemente oder Elemente mit gleicher oder äquivalenter Funktionalität sind in der nachfolgenden Beschreibung durch gleiche oder ähnliche Bezugsnummern gekennzeichnet.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG BEISPIELHAFTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • In der nachfolgenden Beschreibung ist eine Vielzahl von Details angeführt, um eine eingehendere Erläuterung der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung bereitzustellen. Fachleuten dürfte hingegen klar sein, dass Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung auch ohne diese konkreten Details angewandt werden können. In anderen Fällen sind hinlänglich bekannte Strukturen und Vorrichtungen in Blockdiagrammform und nicht im Detail dargestellt, um eine unklare Darstellung vone Ausführungsformen der gegenständlichen Erfindung zu vermeiden. Außerdem können Merkmale der verschiedenen unten stehend beschriebenen Ausführungsformen miteinander kombiniert werden, sofern nicht konkret Gegenteiliges angegeben ist.
  • Bei drahtlosen Kommunikationssystemen für den Funkfrequenz-(RF-), den Hochfrequenz-(HF-) oder sonstige Frequenzbereiche kann ein sogenanntes Front-End-System bereitgestellt werden. Ein solches Front-End-System kann Teil einer mobilen Station (z. B. Handy, Smartphone, Tabletcomputer, USB-Modem) oder einer Standstation (z. B. Base Transceiver Station, BTS oder Basisstationssender/-empfänger) eines mobilen Kommunikationsnetzwerks sein. Das Front-End-System kann typischerweise einen Transceiver bzw. Sende-/Empfangsgerät, einen Leistungsverstärker, einen Oberwellenfilter, einen Antennenschalter, ein Antennenanpassungsnetzwerk und eine Antenne umfassen. Wenn er in einem Senderarbeitsmodus arbeitet, kann der Transceiver an seinem Ausganganschluss ein Übertragungssignal für den Leistungsverstärker bereitstellen. Ein vom Leistungsverstärker bereitgestelltes, verstärktes Übertragungssignal ist mit dem Oberwellenfilter verbunden, wodurch Frequenzelemente des verstärkten Übertragungssignals außerhalb des vorgesehenen Übertragungsfrequenzbereiches reduziert werden. Ein Ausgangsanschluss des Oberwellenfilters ist mit einem der mehreren Eingänge des Antennenschalters verbunden. Der Antennenschalter kann aktuell so konfiguriert sein, dass er den Eingang mit einem Antennenschalterausgang verbindet. Die übrigen Eingänge des Antennenschalters können mit entsprechenden Ausgängen weiterer Oberwellenfilter mit einem anderen Frequenzgang als der aktuell verwendete Oberwellenfilter verbunden sein. Auf diese Weise kann das RF- oder HF-Front-End-System so konfiguriert sein, dass es mehrere Übertragungsfrequenzen und/oder mehrere Mobilfunkstandards erfüllt. Ferner ist der Antennenschalter so konfiguriert, dass er über eine Verbindung das Antennenanpassungsnetzwerk mit einem RX-Eingang (d. h. einem Empfängereingang) des Transceivers verbindet, wobei das HF- oder RF-Front-End-System im Empfängermodus arbeitet.
  • Der Ausgang des Antennenschalters kann mit einem Eingang des Antennenanpassungsnetzwerks verbunden sein. Das Antennenanpassungsnetzwerk kann als grundlegendes LC-Netzwerk umgesetzt sein, das eine Reiheninduktivität und eine Kapazität umfasst, die zu einem Ausgang des Antennenanpassungsnetzwerks parallel geschaltet ist. Der Ausgang des Antennenanpassungsnetzwerks ist mit der Antenne verbunden.
  • Da das HF-Front-End-System mithilfe des Antennenschalters so konfiguriert werden kann, dass es mehrere Frequenzen, Mobilfunkstandards und/oder sonstige Parameter im Zusammenhang mit dem Senden oder Empfangen von Funksignalen unterstützt, muss das Antennenanpassungsnetzwerk unter Berücksichtigung der diversen möglichen Anwendungsfälle, Frequenzen und Arbeitsmodi sowie ihrer jeweiligen Wahrscheinlichkeiten ausgewählt werden, ob ein gewichtetes Optimum bereitzustellen. Diese Aufgabe wird zunehmend schwieriger, da das Frequenzspektrum der Funkfrequenzen breiter und breiter wird und auch die Antenne selbst für unterschiedliche Umweltbedingungen unterschiedliche Impedanzanpassungseinstellungen erfordert. Zusätzlich dazu ist das Problem der Antennenfehlanpassung aufgrund der unterschiedlichen Umgebung der Antenne zu berücksichtigen. Beispielsweise kann die Impedanz einer Antenne sehr stark schwanken, wenn die Antenne z. B. vom Finger eines Handybenutzers berührt wird, wie das bei manchen in der Vergangenheit verkauften Handymodellen zu beobachten war. Außerdem führt eine Fehlanpassung zu zusätzlicher Nichtlinearität im Leistungsverstärker und zu einer Veränderung des Filterverhaltens des Oberwellenfilters, da die Fehlanpassung durch den Antennenschalter weitergeleitet wird. Folglich wird das gesamte System von der Fehlanpassung an mehreren Punkten abträglich beeinflusst. Diese Probleme werden erst seit kurzem präziser berücksichtigt, da lange Zeit Mobilfunksysteme nur für 50-Ohm-Messsysteme spezialisiert waren.
  • Seit geraumer Zeit bestehen zusätzliche Anforderungen hinsichtlich der Gesamtstrahlungsleistung (TRP; TRP = total radiated power), die Mobilfunkgeräte für bestimmte Netzanbieter erfüllen müssen. Das bedeutet, dass für ein breites Spektrum an Fehlanpassungen das System die erforderliche Strahlungsleistung erreichen muss. Was das Impedanzanpassungsnetzwerk betrifft, gilt es zu berücksichtigen, dass mit einer bestimmten Impedanzanpassungsnetzwerktopologie nicht jede Impedanz realisiert werden kann, es also sogenannte „verbotene Regionen” gibt. In 1 sind manche grundlegende LC-Netzwerke, reine L-Netzwerke bzw. reine C-Netzwerke veranschaulicht. Unter jedem grundlegenden Netzwerk ist ein entsprechendes Smith-Diagramm angeführt, in dem die verbotene Region als schraffierte Fläche dargestellt ist. Eine Belastungsimpedanz ZL ist mit den diversen Grundnetzwerken verbunden.
  • Um ein breites Spektrum an möglichen Impedanzen abzudecken, weisen einstellbare Impedanzanpassungsnetzwerke typischerweise eine Pi-Topologie oder T-Topologie auf. Eine Pi-Topologie mit Reiheninduktivität, Paralleleingangskapazität und Parallelausgangskapazität bildet einen Tiefpassfilter, der die Bildung von Oberwellen verringert. Außerdem sind variable Kapazitäten verfügbar (Drehkondensator, BSR-Kondensator, d. h. (BaSr)RuO3-kapazität, Kapazität eines mikroelektromechanischen Systems (MEMS), ...) während eine variable Induktivität typischerweise eine variable Anzapfung erfordert.
  • Für die Anwendung „anpassungsfähige Anpassungsschaltungen”, z. B. Antennenanpassung oder die Anpassung von Leistungsverstärkern, ist eine ganze Reihe von Topologien vorhanden, die sich voneinander durch die Impedanzregion, die nicht angepasst werden kann (die „verbotene Region”), das Frequenzverhalten und Verlustmechanismen unterscheiden. In 1 weist Fall e) die kleinste verbotene Region auf. Dies ist jedoch nur möglich, wenn die Impedanz JB ist und JX unabhängig so gesteuert werden kann, dass sie ein induktives Verhalten oder ein kapazitives Verhalten über einen sehr großen Bereich aufweist. Tatsächlich bedarf es typischerweise, um alle möglichen Anpassungspunkte erreichen zu können, sowohl eines induktiven als auch eines kapazitiven Anpassungselements. Um alle Regionen des Smith-Diagramms zu erreichen, werden zumindest drei Elemente benötigt. Es kann jedoch auch Kombinationen geben, die zu sehr ungünstigen Bauteilwerten führen, sodass bis zu sechs reaktive Elemente eingesetzt werden können, um eine größere Flexibilität zu schaffen.
  • Antennenanpassung beinhaltet typischerweise das Anpassen des Parameters S11 der Antenne auf 50 Ohm oder einen sonstigen gewünschten Impedanzwert. Ein anderer Ansatz besteht in der Antennenabstimmung, wobei die Antenneneigenschaften verändert werden, indem der Speisepunkt der Antenne, der Reflektor etc. angepasst werden. Antennenabstimmung kann womöglich zu höherem Antennenwirkungsgrad führen. Typischerweise ist Antennenabstimmung auch für eine bessere Außerbandunterdrückung externer Störfunkstellen von Vorteil. Ein weiterer Vorteil der Antennenabstimmung besteht darin, dass das Abstimmungselement keine Übertragungsleitungsverluste erkennt. Andererseits ist ein Abfühlen der Strahlungsleistung dann womöglich nicht mehr so direkt (z. B. zusätzlicher Empfängerpfad). Die Belastung des Geräts kann sehr hoch sein (hohe HF-Spannungen, ESD). Insbesondere kann die Belastung (aufgrund von Verlusten) höher sein als bei Antennenanpassung. Das Abstimmungselement ist Teil der Antenne, liegt daher nicht notwendigerweise am selben physischen Ort wie der Antennenschalter (eine Lösung mit einem einzigen Chip und einem einzigen Modul kommt womöglich nicht immer infrage). Weiters kann Antennenabstimmung Oberwellen und das IMD-Verhalten (Intermodulationsverzerrung, IMD = intermodulation distortion) verschlechtern.
  • Zurück zur Antennenanpassung: Wird sie richtig durchgeführt, erbringt Antennenanpassung typischerweise eine bessere Linearität aufgrund geringerer Fehlanpassung am Leistungsverstärker. Zudem ist typischerweise auch der Stromverbrauch des Leistungsverstärkers niedriger. Jedoch ist typischerweise auch der Wirkungsgrad geringer als im Falle von Antennenabstimmung. Antennenanpassung kann eine zusätzliche Filterfunktion bieten (Anpassen = Filtern). Weiters ist typischerweise eine Integration mit dem Hauptantennenschalter als einziger Chip/einziger Modul möglich. Allerdings kann Antennenanpassung die folgenden Nachteile mit sich bringen: Antennenanpassung betrifft nicht die Antenneneigenschaft selbst, sodass das System weiterhin ineffizient arbeiten kann. Typischerweise verursacht Antennenanpassung Einfügungsdämpfungen, selbst im Falle einer 50-Ohm-Anpassung. Die Einfügungsdämpfungen betragen typischerweise > 0,5 dB. Das Gerät kann das Oberwellenverhalten verschlechtern (insbesondere bei Varaktorvorrichtungslösungen aufgrund ihrer spannungsabhängigen Kapazitätsbeschaffenheit in Kombination mit hohen HF-Spannungen).
  • Der HF-Schalter oder der Antennenschalter kann als mögliche Freischaltvorrichtung gesehen werden, z. B. für drahtlose Mehrband- oder Breitbandfunkvorrichtungen.
  • 2 zeigt ein Prinzipschaltbild eines PI-Anpassungsnetzwerks. Die Kapazitäten Ca, Cb und Cc sind variabel. Die drei Konduktanzen des Impedanzanpassungsnetzwerks in 2 können typischerweise einen hohen Gütefaktor aufweisen. Insbesondere kann zumindest eine der drei Induktivitäten in einem oberflächenmontierbaren SMD-Gehäuseformat (SMD = surface mount device) vorliegen (z. B. in einem Laminatmodul oder eingebettet in einen LTCC-Träger). Solche induktiven Elemente können einen maximalen Gütefaktor von 80 aufweisen (Qmax = 80). Die Wahl variabler Kapazitäten, aber fester induktiver Elemente kann typischerweise auf technologiebedingte Gründe zurückgehen (z. B. sind BST-(Bariumstrontiumtitanat-)Kapazitäten eine variable Kapazität im schaltungstechnologischen Sinne, die unter Verwendung einer Vorspannung steuerbar sind). Sie stellen jedoch keine echte Schaltfunktion oder Kommutierungsfunktion bereit. Ähnliche Beobachtungen lassen sich in Bezug auf die meisten mikroelektromechanischen Systemprozesse (MEMS-Prozesse) anstellen, die einstellbare Kapazität bereitstellen, aber nicht zwangsläufig eine echte galvanische Verbindung aufweisen. RF-MEMS- und -BST-Kapazitäten sind typischerweise teure und sperrige Lösungen, manche erfordern sogar einen zusätzlichen Steuerungschip. Verfügbare MEMS sind normalerweise keine galvanischen Schalter, sondern werden als Abstimmvorrichtungen verwendet. Das bedeutet, dass die Kapazität verändert werden kann, z. B. zwischen 1 pF und 10 pF, das Gerät aber keine leitende Verbindung im niederohmigen Bereich bereitstellen kann (d. h. kein „C∞”). Nebenschlussschaltung oder Induktorschaltung ist dann unter Umständen nicht direkt möglich. Nebenschlussschaltung ist typischerweise der Cmax-Wert (z. B. 20 pF in Serie).
  • Außerdem können die Gütefaktoren nicht für alle C/L-Werte identisch sein, auf die das Gerät abgestimmt ist. Der maximale Gütefaktor Qmax hängt von der Frequenz und auch von dem aktuell ausgewählten Kapazitätswert ab. Der Grund dafür liegt darin, dass der Gütefaktor Q = Im(Z)/Re(Z) ist. Die Impedanz Z ist ungefähr proportional zur Kapazität, d. h. Z~C, aber der Widerstand R bleibt typischerweise gleich (aufgrund physikalischer Abmessungen).
  • Das in 2 gezeigte Impedanzanpassungsnetzwerk umfasst einen Serienzweig, der durch das strichliert gezeichnete Oval in 2 dargestellt wird. Am Beispiel des serieninduktiven Elements muss der Induktivitätswert typischerweise den höchsten benötigten Wert berücksichtigen. Werden geringere Induktivitätswerte benötigt, kann die Kapazität CB herangezogen werden, um die Induktivität des Serienzweiges zu reduzieren. Dies führt jedoch typischerweise (oder manchmal sogar unweigerlich) zu einem Verlust des Gütefaktors, da der Imaginärteil kleiner wird, während der Serienwiderstand zumindest konstant bleibt (Q = |Im(Z)/Re(Z)|). Gleiches gilt für die Parallelschaltungen in den Nebenschlusszweigen mit den Kapazitäten Ca und Cc. Die ständige Anwesenheit eines (unnötigerweise) hohen Serienwiderstands äußert sich auch durch eine Einfügungsdämpfung. Als Daumenregel kann angenommen werden, dass bei Frequenzen in einem 50-Ohm-System pro 1 Ohm des Serienwiderstands ~0,1 dB Einfügungsdämpfung zu erwarten ist.
  • Ein Ansatz kann in der Verwendung eines Schalters und somit der Anpassung der Induktivität selbst bestehen, anstatt mit einer Kapazität entgegenzuwirken. Aus der Schätzung, dass 1 Ohm Serienwiderstand etwa 0,1 dB Einfügungsdämpfung mit sich bringt, lässt sich zu dem erkennen, dass der Serienteil des ohmschen Widerstands minimal gehalten werden sollte. Aus diesem Grund sollte ein Element eingesetzt werden, das sehr hohe Gütefaktoren und zusätzlich dazu einen sehr niedrigen Serienwiderstand aufweist. Die besten induktivem Elemente im SMD-Gehäuse weisen jedoch einen maximalen Gütefaktor von etwa 80 auf. In Wirklichkeit ist der Gütefaktor aus Kostengründen und wegen der abweichenden Frequenz typischerweise noch geringer (z. B. kann der maximale Gütefaktor Qmax bei 2 GHz erreicht werden, leider liegt jedoch die Arbeitsfrequenz bei 800 MHz). Deshalb liegt der Gütefaktor typischerweise bestenfalls im Bereich von 20. Der Gütefaktor kann sogar nur unter 10 liegen, insbesondere bei induktiven On-Chip- bzw. chipinternen Elementen mit dünnen Metallwindungen/-bahnen. Anders als induktive Elemente weisen kapazitive Elemente typischerweise relativ hohe Gütefaktoren auf. Eine On-Chip-Kapazität (z. B. MIM-Kapazität = Metall-Isolator-Metall-Kapazität) weist typischerweise einen Gütefaktor über 100 auf. Ein kapazitives Element in Form eines SMD-Bauteils kann sogar einen noch höheren Gütefaktor aufweisen. Aus diesen Gründen macht sich eine Pi-Topologie, die auf den Fällen d) und i) aus 1 beruht, vielversprechend aus.
  • Aus dem Studium der Fälle d) und i) aus 1 geht hervor, dass mit einer PI-Schaltung, die nur Kapazitäten umfasst, bereits ein massiver Bereich des Smith-Diagramms erreicht und somit eingestellt werden kann. Um die verbleibenden Impedanzen abzudecken, wird zusätzlich dazu ein induktives Element benötigt. Es scheint sinnvoll, dass dieses induktive Element eine Induktivität gegen Masse (z. B. innerhalb eines Nebenschlusszweiges) ist. Zumindest ein paar Gründe für ein induktives Element gegen Masse oder Erdung sind im Folgenden beschrieben.
  • Ein Nebenschlussinduktor schützt das Gerät gegen ESD-Impulse auf sehr wirksame Weise. Diese Wirksamkeit beruht darauf, dass die Schutzmaßnahme keiner nichtlinearen Dioden bedarf (die zur Entstehung von Oberwellen führen könnten).
  • Der Nebenschlussinduktor gleicht, wenn er entsprechend ausgewählt ist, die Sperrkapazität Coff der Kapazitätsbank aus. Jede einstellbare Kapazität weist typischerweise einen Mindestwert auf, und die elektrische Kapazität der einstellbaren Kapazität kann nicht unter diesen Wert eingestellt werden. Typischerweise gilt dies ebenso für Kondensatoren, die auf MEMS, pHEMT, CMOS-NFET oder sonstigen Technologien basieren. Insbesondere eine Source-Drain-Kapazität eines Transistors kann stets eine Restkapazität bereitstellen. Der entsprechende Wert mag sehr gering, aber dennoch parasitär sein. Dennoch kann er mit einer hohen Induktivität auf äußerst verlustarme Weise ausgeglichen werden (z. B. 18 nH bei 900 MHz).
  • Das induktive Element kann so umgesetzt werden, dass es umschaltbar ist, und in diesem Falle werden Verluste nur für Imaginärteile erkennbar. Im Falle der Anpassung von 50 Ohm zu 50 Ohm ist das induktive Element nicht aktiv und führt daher auch keine Verluste herbei.
  • 3 zeigt ein Prinzipschaltbild eines (einstellbaren) Impedanzanpassungsnetzwerks 10. Das Impedanzanpassungsnetzwerk 10 umfasst einen ersten Signalanschluss 12, einen zweiten Signalanschluss 14 und einen Referenzpotenzialanschluss 16. In der in 3 schematisch veranschaulichten Ausführungsform entspricht das Referenzpotenzial dem Massenpotenzial oder Erdpotenzial der Schaltung. Eine Quellenimpedanz 2 ist mit dem ersten Signalanschluss 12 des Impedanzanpassungsnetzwerks 10 verbunden. Wenngleich sie schematisch als ohmscher Widerstand dargestellt ist, könnte die Quellenimpedanz 2 eine reaktive Impedanz, wie z. B. eine Kapazität oder eine Induktivität, oder eine komplexe Impedanz mit einem Realteil und einem Imaginärteil sein. Auf der anderen Seite des Impedanzanpassungsnetzwerks 10 ist eine Senkenimpedanz 42 mit dem zweiten Signalanschluss 14 verbunden. Die Senkenimpedanz 42 kann auch ein ohmscher Widerstand (wie dargestellt), eine kapazitive Impedanz, eine induktive Impedanz oder eine komplexe Impedanz sein. Typischerweise ist auch eine Spannungsquelle oder eine Stromquelle mit dem ersten Signalanschluss 12 oder dem zweiten Signalanschluss 14 verbunden. Um ein Anwendungsbeispiel zu geben: Die Quellenimpedanz 2 kann die Ausgangsimpedanz eines Leistungsverstärkers oder eines Oberwellenfilters in einem zur drahtlosen RF- oder HF-Kommunikation verwendeten Front-End-System sein. Die Senkenimpedanz 42 kann die Eingangsimpedanz einer Antenne sein.
  • Das Impedanzanpassungsnetzwerk 10 umfasst einen ersten Nebenschlusszweig 100, der sich zwischen dem ersten Signalanschluss 12 und dem Referenzpotenzialanschluss 16 erstreckt. Der erste Nebenschlusszweig 100 umfasst ein variables induktives Element 110 und ein erstes kapazitives Element 160. In weiteren Ausführungsformen kann das erste kapazitive Element 160 einen festen, einen vorbestimmten oder einen konstanten Wert aufweisen.
  • Das Impedanzanpassungsnetzwerk 10 umfasst ferner einen zweiten Nebenschlusszweig 300 zwischen dem zweiten Signalanschluss 14 und dem Referenzpotenzialanschluss 16. Der zweite Nebenschlusszweig 300 umfasst ein zweites kapazitives Element 360, das ein Element mit einstellbarer oder variabler Kapazität (wie in 3 gezeigt) oder ein kapazitives Element mit einer konstanten Kapazität sein kann.
  • Das Impedanzanpassungsnetzwerk umfasst ferner einen Serienzweig 200 zwischen dem ersten Signalanschluss 12 und dem zweiten Signalanschluss 14. Der Serienzweig 200 umfasst ein erstes kapazitives Element 260, das gemäß verschiedener möglicher Ausführungsformen einstellbar oder von festem Wert sein kann.
  • Das Impedanzanpassungsnetzwerk gemäß der in 3 dargestellten Ausführungsform umfasst drei Elemente mit variabler Kapazität 160, 260, 360. Außerdem umfasst das Impedanzanpassungsnetzwerk 10 ein variables induktives Element 110.
  • Das in 3 schematisch dargestellte Impedanzanpassungsnetzwerk 10 kann für eine konzentrierte Elementeanpassung mit dem Fokus auf Elementen mit hohem Q (Gütefaktor) verwendet werden. Das Impedanzanpassungsnetzwerk 10 vermeidet eine Serieninduktivität (d. h. eine Induktivität im Serienzweig 200), um ohmsche Verluste zu reduzieren. Stattdessen werden nur der Nebenschlussinduktor oder die -induktoren abgestimmt. Gegebenenfalls kann die Kondensatorbank oder können die Kondensatorbänke als mehrere in Serie geschaltete oder parallel geschaltete Transistoren eingesetzt werden, wobei die Sperrkapazität Coff der Transistoren als die eigentliche Kapazität für die variable Kondensatorbank dient. Wie in 3 dargestellt, wird nur ein Nebenschlussinduktor 110 benötigt, um (fast) alle Regionen des Smith-Diagramms abzudecken oder zu erreichen. Wie weiter unten erläutert wird, kann die Nebenschlussfunktion unter Verwendung eines oder mehrerer Schalter (z. B. Transistoren) umgesetzt werden. Das Impedanzanpassungsnetzwerk 10 gemäß der Ausführungsform von 3 kann als Kombination der Grundnetzwerke d), g) und i) aus 1 angesehen werden.
  • 4 zeigt ein Prinzipschaltbild des Impedanzanpassungsnetzwerks 10 gemäß einer weiteren Ausführungsform mit zwei variablen induktiven Elementen, einem pro Nebenschlusszweig 100, 300. Das Impedanzanpassungsnetzwerk 10 in 4 kann als Kombination der Grundnetzwerke b), d), g) und i) aus 1 angesehen werden. Um eine Schaltung zu erhalten, die auf beiden Seiten symmetrisch ist, und auch um ESD-Schutz (Schutz vor elektrostatischer Entladung) zu erhalten, umfasst das Impedanzanpassungsnetzwerk 10 der 4 ein induktives Element auf jeder Seite, genauer gesagt sowohl im ersten Nebenschlusszweig 100 als auch im zweiten Nebenschlusszweig 300.
  • 5 zeigt ein Prinzipschaltbild des Impedanzanpassungsnetzwerks 10 gemäß einer weiteren Ausführungsform, in der nur das variable induktive Element 110 innerhalb des Nebenschlusszweiges vorliegt, der parallel zu der Last oder der Senke geschaltet ist. Demzufolge ist der erste Nebenschlusszweig 100 der linke Nebenschlusszweig des in 5 gezeigten Impedanzanpassungsnetzwerks 10.
  • 6 zeigt ein Prinzipschaltbild des Impedanzanpassungsnetzwerks 10 gemäß einer weiteren Ausführungsform, die der in 4 gezeigten ähnlich ist. Das Impedanzanpassungsnetzwerk 10 in 6 bietet Schutz gegen elektrostatische Entladung (ESD; ESD = electrostatic discharge) auf beiden Seiten, d. h. gegen Spannungsstöße, die im ersten Signalanschluss 12 eintreffen, ebenso wie gegen Spannungsstöße, die am zweiten Signalanschluss 14 eintreffen. Im ersten Nebenschlusszweig 100 leitet das variable induktive Element 110 einen Hochspannungsstoß als mäßigen elektrischen Strom in Richtung des Erdpotenzials am Referenzpotenzialanschluss 16 und schützt dadurch das variable kapazitive Element 160. Der ESD-Schutz des variablen kapazitiven Elements 360 im zweiten Nebenschlusszweig 300 mithilfe des variablen induktiven Elements 310 funktioniert auf ähnliche Weise.
  • 7 zeigt ein Prinzipschaltbild des Impedanzanpassungsnetzwerks 10 gemäß einer weiteren Ausführungsform, wobei der Serienzweig 200 überbrückt werden kann oder ein Nebenschlusselement umfasst. Die Nebenschluss- bzw. Überbrückungsfunktion wird durch einen Feldeffekttransistor 290 bereitgestellt, der als Schaltelement wirkt. Das Schaltelement bzw. der Feldeffekttransistor 290 wird parallel zum Serienzweig 200 geschaltet. In alternativen Ausführungsformen kann das Schaltelement 290 als Teil des Serienzweiges 200 angesehen werden, der eine Parallelverbindung zumindest zweier Zweige ist, nämlich des Zweiges, der die dritten kapazitiven Elemente 260 umfasst, und des Zweiges, der das Schaltelement 290 umfasst, welches sich zwischen dem ersten Signalanschluss 12 und dem zweiten Signalanschluss 14 erstreckt. Besonders bei niedrigen Arbeitsfrequenzen kann es sinnvoll sein, das dritte kapazitive Element 260 mittels des Schaltelements 290 zu überbrücken. Obwohl das Schaltelement 290 einen nicht vernachlässigbaren Einschaltwiderstand Ron aufweisen kann, kann die mit dem Schaltelement 290 einhergehende Einfügungsdämpfung immer noch geringer sein als die mit dem dritten kapazitiven Element 260 bei relativ niedrigen Arbeitsfrequenzen einhergehende Einfügungsdämpfung.
  • 8 zeigt ein Prinzipschaltbild des Impedanzanpassungsnetzwerks 10, das einige mögliche Umsetzungsdetails für das variable induktive Element 110 und das erste, das zweite und das dritte variable kapazitive Element 160, 260, 360 zeigt. Das variable induktive Element 110 umfasst drei parallele Zweige zwischen dem ersten Signalanschluss 12 und dem Referenzpotenzialanschluss 16. Diese drei parallelen Zweige bilden den ersten Nebenschlusszweig. Jeder der parallelen Zweige umfasst eine Transistorengruppe 115, 116 bzw. 117, die jeweils mit einem entsprechenden induktiven Grundelement (induktiver Teil) 112, 113 bzw. 114 in Serie geschaltet sind.
  • Jede Transistorengruppe 115, 116, 117 wird von einer zugeordneten Schaltung 125, 126 oder 127 gesteuert, die jeweils so konfiguriert ist, dass sie eine Gate-Spannung für die jeweilige Transistorengruppe 115, 116, 117 bereitstellt. Die drei induktiven Grundelemente 112, 113, 114 können verschiedene Induktivitätswerte aufweisen, wobei in diesem Fall sieben verschiedene Gesamtinduktivitätswerte erhalten werden können, indem jeweils die erste Transistorengruppe 115, die zweite Transistorengruppe 116 und/oder die dritte Transistorengruppe 117 leitfähig gemacht werden. Dies lässt sich mithilfe der Gate-Spannungs-Steuerungen 125, 126 und 127 erreichen. Die Gate-Spannungs-Steuerung 125 stellt die Gate-Spannung für alle Transistoren in der ersten Transistorengruppe 115 bereit. Zwischen der Gate-Spannungs-Steuerung 125 und jedem Transistor umfasst das variable induktive Element 110 einen Widerstand. Wenn alle drei Transistorengruppen 115, 116, 117 nicht leitend sind, entspricht das variable induktive Element 110 einem offenen Stromkreis. Somit kann das variable induktive Element acht verschiedene Zustände annehmen.
  • Das in 8 gezeigte Impedanzanpassungsnetzwerk 10 umfasst ferner ein gänzlich kapazitives PI-Netzwerk 800. Das erste variable kapazitive Element 160 umfasst eine Gruppe von sechzehn in Serie geschalteten Transistoren. Die Gate-Spannung jedes Transistors wird durch eine eigene Gate-Spannungs-Schaltung gesteuert, sodass jeder Transistor einzeln so gesteuert werden kann, dass er in einem leitenden oder einem nicht leitenden Zustand ist. Ein Transistor (insbesondere ein Feldeffekttransistor) im leitenden Zustand kann als Widerstand Ron betrachtet werden, wobei Ron der Einschaltwiderstand des Transistors ist. Im nicht leitenden Zustand kann der Transistor als Kondensator mit der Kapazität Coff angesehen werden, wobei Coff die Sperrkapazität des Transistors ist. Indem gesteuert wird, dass eine bestimmten Anzahl der in Serie geschalteten Transistoren im leitenden Zustand ist und die verbleibenden Transistoren im nicht leitenden Zustand sind (wodurch die Sperrkapazitäten Coff der nicht leitenden Transistoren genutzt werden), lässt sich eine bestimmte Gesamtkapazität des variablen kapazitiven Elements 160 erreichen. Ein relativ hoher Gesamtkapazitätswert kann erreicht werden, wenn nur ein Transistor nicht leitend ist und die übrigen Transistoren (hier: die übrigen fünfzehn Transistoren) leitend sind. Sind alle Transistoren leitend, verhält sich das variable kapazitive Element 160 wie eine im Wesentlichen reelle Impedanz.
  • Das dritte variable kapazitive Element 260 im Serienzweig 200 weist eine ähnliche Struktur auf wie das erste variable kapazitive Element 160. Dabei ist zu beachten, dass eine relativ niederohmige Verbindung zwischen dem ersten Signalanschluss 12 und dem zweiten Signalanschluss 14 bereitgestellt werden kann, wenn alle Transistoren des dritten variablen kapazitiven Elements 260 durch ihre entsprechenden Gate-Spannungs-Steuerungen (schematisch dargestellt als sechzehn kleine Quadrate in 8) so gesteuert werden, dass sie im leitfähigen Zustand sind. Demnach ist eine relativ geringe Einfügungsdämpfung zu erwarten.
  • Das zweite variable kapazitive Element 360 weist auch eine ähnliche Struktur auf wie das erste variable kapazitive Element 160. Das PI-Netzwerk 80, das das erste, das zweite und das dritte variable kapazitive Element 160, 260, 360 umfasst, kann als Kombination der in 1 gezeigten Grundnetzwerke d) und i) angesehen werden.
  • Das erste, das zweite und das dritte variable kapazitive Element 160, 260, 360 machen sich die Sperrkapazität eines Transistors zunutze, insbesondere eines Feldeffekttransistors, obwohl die Sperrkapazität Coff typischerweise als parasitäres, unerwünschtes Phänomen von (Feldeffekt-)Transistoren betrachtet wird.
  • Die in 8 schematisch dargestellte Umsetzung kann etwa sechzig Pegelumsetzer zur Erzeugung der diversen Steuersignale für die Transistoren erfordern. Jede der schaltbaren Kapazitäten 160, 260, 360 kann durch ein 4-Bit-Signal gesteuert werden. Die schaltbaren Induktivitäten 110 können durch ein 2-Bit- oder ein 3-Bit-Signal gesteuert werden.
  • 9 zeigt einen schematischen Querschnitt eines sogenannten Bulk-CMOS-(Komplementärmetalloxidhalbleiter-)Transistors 900, der im variablen induktiven Element 110 und/oder in den variablen kapazitiven Elementen 160, 260, 360 eingesetzt werden kann. Der Bulk-CMOS-Transistor 900 wird in einem schwach p-dotierten Substrat 910 ausgebildet. Wie in 9 abgebildet, wird der Transistor von dem Substrat 910 durch eine große Verarmungszone 920 aufgrund einer negativen Substratvorspannung isoliert. Wie eine in Sperrrichtung vorgespannte PIN-Diode gewährleistet auch dies ein gutes Oberwellenverhalten. In Seitenrichtung wird der Bulk-Siliciumtransistor mittels einer flachen Grabenisolation (STI; STI = shallow trench isolation) isoliert. Kapazitäten zwischen dem Drain-Bereich und/oder dem Source-Bereich sind in 9 durch strichliert gezeichnete Kondensatorsymbole schematisch dargestellt.
  • 10 zeigt einen schematischen Querschnitt eines Silicon-on-Insulator-(SOI-)Transistors. Der Isolator wird in Form eines vergrabenen Oxids (BOX; BOX = burried Oxide) 1020 bereitgestellt, das das schwach p-dotierte Substrat 1010 von der eigentlichen Transistorstruktur elektrisch isoliert. Ein aufgrund negativer Vorspannung vollständig verarmter (FD-)Körper (FD = fully depleted) ist in der Kanalregion des Transistors zu beobachten.
  • Typischerweise wird eine Ladungspumpe sowohl für den in 9 schematisch dargestellten Bulk-CMOS-Transistor als auch für die in 10 schematisch dargestellten SOI-Transistoren benötigt. Die Wärmeleitfähigkeit des SOI-Transistors ist typischerweise geringer als jene des Bulk-Substrattransistors.
  • Die 11A bis 12D zeigen schematisch, wie das eine oder die mehreren variablen induktiven Elemente 110, 310 umgesetzt werden können. 11A zeigt eine erste Option, bei der das variable aktive Element einen Schalter mit mehreren Spulen oder induktiven Grundelementen (induktiven Teilen) umfasst, die umschalt- und/oder umpolbar sind. Insbesondere das in 11A gezeigte variable induktive Element umfasst sieben Parallelzweige parallel. Typischerweise erstreckt sich jeder der sieben parallelen Zweige zwischen dem ersten Signalanschluss 12 und dem Referenzpotenzialanschluss 16. Jeder der parallelen Zweige umfasst ein induktives Grundelement 1110 bis 1116. Sechs der sieben parallelen Zweige umfassen ein Schaltelement 1120 bis 1125. Jedes dieser Schaltelemente 1120 bis 1125 ist mit einem entsprechenden induktiven Grundelement 1110 bis 1115 in Serie geschaltet.
  • Das in 11A schematisch gezeigte variable induktive Element 110 kann auch so beschrieben werden, dass es einen ersten induktiven Teil 1110, einen zweiten induktiven Teil 1111 und ein Schaltelement 1120 umfasst, das so konfiguriert ist, dass es wahlweise zumindest einen von erstem induktivem Teil 1010 und zweitem induktivem Teil 1111 zwischen dem ersten Signalanschluss 12 und dem Referenzpotenzialanschluss 16 schaltet.
  • In der Konfiguration gemäß 11A umfasst das variable induktive Element 110 sieben induktive Teile 1110 bis 1116 und sechs Schaltelemente 1120 bis 1125, die so konfiguriert sind, dass sie wahlweise die sechs induktiven Teile 1110 bis 1115 zwischen dem ersten Signalanschluss 12 und dem Referenzpotenzialanschluss 16 schalten. Die Schaltelemente 1120 bis 1125 können Transistoren sein und sind typischerweise so konfiguriert, dass sie einzeln ansteuerbar sind, sodass verschiedene Konduktanzen zwischen dem ersten Anschluss (in dem in 11A gezeigten Beispiel: dem ersten Signalanschluss 12) und einem zweiten Anschluss (in dem Beispiel aus 11A: dem Referenzpotenzialanschluss 16) erreicht werden können.
  • Der erste induktive Teil 1110, der zweite induktive Teil 1111 und die weiteren induktiven Teile 1112 bis 1116 können verschiedene Induktivitätswerte aufweisen, sodass ein breites Spektrum an verschiedenen Induktivitätswerten des gesamten variablen induktiven Elements 110 durch Kombination verschiedener Zweige oder Verwendung jeweils eines einzigen Parallelzweiges erhalten werden kann. Das variable induktive Element 110 kann auch so beschrieben werden, dass es zumindest zwei Parallelzweige (sieben Parallelzweige in der in 11A gezeigten Beispielkonfiguration) umfasst, wobei jeder parallele Zweigeinen induktiven Teil 1110 bis 1116 umfasst. Zumindest ein paralleler Zweig umfasst ferner ein Schaltelement 1120, das mit dem entsprechenden induktiven Teil 1110 bis 1115 jeweils in Serie geschaltet ist. Das in 11A gezeigte variable induktive Element 110 umfasst sechs parallele Zweige mit einem Schaltelement, jeweils 1120 bis 1125.
  • 11B zeigt ein Prinzipschaltbild einer weiteren möglichen Umsetzung eines variablen induktiven Elements. In 11B umfasst das variable induktive Element vier parallele Zweige, wobei jeder Zweig eine Serienschaltung eines Transistors und eines Induktors umfasst. Mit dieser Anordnung lässt sich ein relativ hoher Gütefaktor erreichen. Allerdings benötigt die Anordnung eine relativ große Fläche.
  • 11C ist ein Diagramm des Gütefaktors über die wirksame Induktivität des variablen induktiven Elements aus 11B, wenn die vier Transistoren des variablen induktiven Elements im Wesentlichen gleich sind. Insbesondere sind die Kanalbreiten W der vier Transistoren im Wesentlichen gleich, d. h. W = W1 = W2 = W3 = W4. Das Diagramm in 11C zeigt den Gütefaktor QF über die wirksame Induktivität LEFF bei einer Frequenz von 1,8 GHz.
  • 11D ist ein Diagramm des Gütefaktors über die wirksame Induktivität des variablen induktiven Elements aus 11B, wenn die vier Transistoren des variablen induktiven Elements verschiedene Kanalbreiten aufweisen. Die Kanalbreiten der verschiedenen Transistoren können reziprok zur Induktivität des Induktors gewählt werden, mit dem der betreffende Transistor in Serie geschaltet ist, d. h. W~1/L (W proportional zu 1/L). Das wiederum führt auch dazu, dass der Widerstand des Transistors proportional zur Induktivität des Induktors im entsprechenden Zweig ist, d. h. R~L.
  • 12A zeigt ein Prinzipschaltbild eines variablen induktiven Elements 110 gemäß weiteren Ausführungsformen, wobei eine einzelne Spule oder ein einzelnes induktives Element oder mehrere, in Serie geschaltete Spulen durch ein Schaltelement oder mehrere Schaltelemente angezapft ist bzw. sind. Typischerweise ist das variable induktive Element 110 gemäß der in 12A gezeigten Anordnung platzsparender als das schematisch in 11 gezeigte variable induktive Element 110. Das variable induktive Element 110 gemäß der in 12A gezeigten Anordnung kann mikroelektrische Integration erfordern, oder es kann erstrebenswert sein, das in 12A gezeigte variable induktive Element 110 als integrierte Schaltung oder als Teil einer integrierten Schaltungsanordnung bereitzustellen.
  • Das schematisch in 12A dargestellte variable induktive Element 110 umfasst fünf Grundinduktoren (induktive Teile) 1210, 1211, 1212, 1213 und 1214, die zwischen einem ersten Anschluss und einem zweiten Anschluss des variablen induktiven Elements 110 in Serie geschaltet sind. (Lediglich als Beispiel und zur einfacheren Orientierung fallen diese Anschlüsse in 12A mit dem ersten Signalanschluss 12 und dem Referenzpotenzialanschluss 16 zusammen. Dessen ungeachtet kann das variable induktive Element 110 auch mit anderen Knoten des Impedanzanpassungsnetzwerks verbunden sein.) Das variable induktive Element umfasst ferner eine Vielzahl von Schaltelementen 1220, 1221, 1222, 1223 und 1224. Jedes Schaltelement der Schaltelemente 1220 bis 1223 ist auf einer ersten Seite mit einem Knoten zwischen zwei der Grundinduktoren 1210 bis 1214 und auf einer zweiten Seite mit dem zweiten Anschluss des variablen induktiven Elements 110 (in dem in 12A schematisch dargestellten Beispiel: mit dem Referenzpotenzialanschluss 16) verbunden. Das Schaltelement 1224 ist mit allen Grundinduktoren oder induktiven Teilen 1210 bis 1214 in Serie geschaltet.
  • Somit umfasst das variable induktive Element 110 eine Serienschaltung von zumindest zwei induktiven Teilen 1210 bis 1214. Das variable induktive Element 110 umfasst ferner ein Schaltelement 1220 bis 1224, das zu einem überbrückbaren induktiven Teil von den zumindest zwei induktiven Teilen parallel geschaltet ist. Das Schaltelement 1212 bis 1224 ist so konfiguriert, dass es wahlweise den überbrückbaren induktiven Teil überbrückt. Beispielsweise ist das Schaltelement 1220 auf einer ersten Seite mit einem Knoten verbunden, der sich zwischen den induktiven Teilen 1210 und 1211 befindet. Darüber hinaus verläuft das Schaltelement 1220 parallel zu einer Serienschaltung der induktiven Teile 1211 bis 1214 und des Schaltelements 1224. In anderen Worten: Die vier induktiven Teile 1211, 1212, 1213 und 1214 für den überbrückbaren induktiven Teil sind mit dem Schaltelement 1220 verbunden. Um ein weiteres Beispiel zu geben, sei das Schaltelement 1223 betrachtet: Der überbrückbare induktive Teil, der mit dem Schaltelement 1213 verbunden ist, umfasst den induktiven Teil 1214.
  • Das eine oder die mehreren variablen induktiven Elemente 110, 310 können eine integrierte Schaltung oder ein Teil einer integrierten Schaltung, z. B. ein Mikrochip, sein. Demnach können die induktiven Teile 1110 bis 1116 und/oder 1210 bis 1214 unter Anwendung der Halbleiterherstellungstechnologie ausgebildet werden. Beispielsweise können die induktiven Teile als Metallbahnen umgesetzt werden, die in einer oder mehreren Metallisierungsschichten der integrierten Schaltung strukturiert sind. In Kombination mit der vorgeschlagenen Konfiguration des Impedanzanpassungsnetzwerks kann typischerweise annehmbar sein, dass der Gütefaktor eines induktiven variablen Elements möglicherweise geringer ist als der Gütefaktor eines gesonderten induktiven Elements, wie z. B. eines SMD-Bauteils. Der Grund dafür besteht darin, dass das variable induktive Element 110 typischerweise nicht im Serienzweig 200 des Impedanzanpassungsnetzwerks 10, sondern im Nebenschlusszweig oder den Nebenschlusszweigen 100, 300 verwendet wird.
  • 12B zeigt ein Prinzipschaltbild einer weiteren möglichen Umsetzung des variablen induktiven Elements (die „Kurzschlussleitungen” umfasst) und ein Diagramm des Gütefaktors über die wirksame Induktivität. Es lässt sich feststellen, dass nur relativ geringe Gütefaktoren erhalten werden können.
  • 12C zeigt ein Prinzipschaltbild noch einer weiteren möglichen Umsetzung des variablen induktiven Elements (die „Auswahlleitungen” umfasst) und ein Diagramm des Gütefaktors über die wirksame Induktivität. 12D ist ein Diagramm der wirksamen Induktivität über die Frequenz des variablen induktiven Elements aus 12C für vier verschiedene Transistoreinstellungen. Es lässt sich feststellen, dass ein durchschnittlich besserer Gütefaktor erzielt werden kann. Der Frequenzgang der Induktivität in 12D zeigt, dass in der Umgebung Selbstresonanzen auftreten, von denen angenommen wird, dass sie durch die Sperrkapazität Coff der Transistoren und die hohe Induktivität L verursacht werden.
  • Die 13 bis 16 sind Diagramme, die die Gütefaktoren im Verhältnis zur Frequenz von vier verschiedenen induktiven Elementen mit fester Induktivität veranschaulichen, um einen Eindruck davon zu geben, wie der Gütefaktor durch den Aufbau des induktiven Elements und der Frequenz beeinflusst wird. Die 13 und 14 zeigen die frequenzabhängigen Gütefaktoren für zwei drahtgewickelte induktive Elemente, insbesondere aus der LQW-Serie von Murata Manufacturing Co., Ltd., einem japanischen Hersteller von elektronischen Bauteilen. 13 zeigt den Gütefaktor über die Frequenz eines induktiven Elements mit 6 nH, und 14 zeigt den Gütefaktor über die Frequenz eines induktiven Elements mit 10 nH. Es lässt sich erkennen, dass der maximale Gütefaktor zwischen 55 und 70 liegt. Bei einer Frequenz von 0,9 GHz ist ein Gütefaktor von Q0,9GHz = 45–50 zu beobachten. Bei einer Frequenz von 1,9 GHz lässt sich ein Gütefaktor von Q19GHz = 55–65 beobachten.
  • Zu Vergleichszwecken veranschaulichen die 15 und 16 den frequenzabhängigen Gütefaktor für zwei induktive Elemente aus der LQP-Serie von Murata. 15 zeigt den Gütefaktor eines induktiven Elements mit 6 nH, und 16 zeigt den Gütefaktor im Verhältnis zur Frequenz eines induktiven Elements mit 10 nH. Die LQP-Serie deckt RF-Induktoren (über mehrere 10 MHz) des aus nicht magnetischem Material basierenden Filmtyps ab. Die LQP-Serie der Chipinduktoren (Chipspulen) besteht aus kompakten Hochleistungsinduktoren. Der Hersteller behauptet, dass die Chipinduktoren keinen Gleichstromwiderstand und hervorragende Hochfrequenzeigenschaften aufweisen. Der maximale Gütefaktor liegt im Bereich von Qmax = 30 ... 40.
  • Planare Spulen in Kupfer-(Cu-)Metalltechnologien sind in der Lage, maximale Gütefaktoren Qmax im Bereich von 20 ... 30 zu erreichen. Planare Spulen in Aluminium-(Al-)Metalltechnologien weisen typischerweise einen maximalen Gütefaktor von etwa 10 auf (mit leitfähigem Substrat kann der maximale Gütefaktor bis zu 5 herabsinken).
  • Wie bereits oben stehend erwähnt, sind die maximalen Gütefaktoren für kapazitive Element typischerweise signifikant höher, wie weiter unten im Kontext der Beschreibung der 19 und 20 erläutert wird.
  • 17 zeigt ein Prinzipschaltbild eines variablen induktiven Elements 110 gemäß einer möglichen Konfiguration. Das in 17 gezeigte variable induktive Element 110 ist ähnlich dem variablen induktiven Element 110, das in 12A gezeigt wird. In 17 umfasst das variable induktive Element 110 einen Hauptinduktor 1209. Der Hauptinduktor 1209 wiederum umfasst mehrere induktive Teile. Eine Vielzahl an Schaltelementen 1220 bis 1222 sind mit verschiedenen Anzapfungen 1720, 1721, 1722 des Hauptinduktors 1209 verbunden. Auf diese Art ist jedes Schaltelement 1220 bis 1222 so konfiguriert, dass es einen entsprechenden überbrückbaren Teil des Hauptinduktors 1209 überbrückt.
  • 18A zeigt ein Prinzipschaltbild eines variablen induktiven Elements gemäß einer weiteren möglichen Umsetzung, die zwei Induktoren umfasst, die parallel oder in Serie geschaltet werden können. Auf diese Weise kann eine Induktorstruktur dazu verwendet werden, die Induktorwerte bereitzustellen. Somit zeigen 18A und die danach folgenden 18B, 18C, 18H einen platzsparenden Ansatz. Das variable induktive Element umfasst einen ersten Induktor 1881, einen zweiten Induktor 1882, ein erstes Parallelschaltelement 1883, ein zweites Parallelschaltelement 1884 und ein Serienschaltelement 1885. Der erste und der zweite Induktor 1881 bzw. 1882 sind induktiv gekoppelt, wie das durch einen Kopplungsfaktor k in 18A angezeigt wird.
  • 18B zeigt ein variables induktives Element nach 18A, wenn die beiden Induktoren parallel geschaltet sind. Das erste und das zweite Schaltelement 1883 bzw. 1884 sind leitend, aber das Serienschaltelement 1885 ist nicht leitend. Somit sind die beiden Induktoren 1881 und 1882 parallel geschaltet. Die fetten Linien in 18B zeigen die leitenden Verbindungen an.
  • 18C zeigt das variable induktive Element nach 18A, wenn die beiden Induktoren in Serie geschaltet sind. Das Serienschaltelement 1885 ist leitend, während das erste und das zweite Parallelschaltelement 1883 und 1884 nicht leitend sind. Die fetten Linien in 18C zeigen die leitenden Verbindungen an.
  • 18D zeigt ein Diagramm der wirksamen Induktivität über die Frequenz des variablen induktiven Elements in 18A für die Parallelkonfiguration.
  • 18E zeigt ein Diagramm des Gütefaktors über die Frequenz des variablen induktiven Elements aus 18A für die Parallelkonfiguration.
  • 18F zeigt ein Diagramm der wirksamen Induktivität über die Frequenz des variablen induktiven Elements aus 18A für die Serienkonfiguration.
  • 18G zeigt ein Diagramm des Gütefaktors über die Frequenz des variablen induktiven Elements aus 18A für die Serienkonfiguration. Aus dem Vergleich der Gütefaktoren für die Parallelschaltung (18E) und für die Serienschaltung (18G) geht hervor, dass bei der Parallelkonfiguration ein höherer maximaler Gütefaktor Qmax erreicht werden kann.
  • 18H zeigt einen schematischen Grundriss einer möglichen Anordnung der beiden Induktoren 1881 und 1882 des in 18A gezeigten variablen induktiven Elements.
  • Das in 18A gezeigte variable induktive Element kann unter Verwendung von drei Induktoren, vier Induktoren oder sogar mehr Leitern erweitert werden. Typischerweise umfasst jedes Schaltelement 1883, 1884, 1885 eine Gruppe von mehreren Transistoren, je nach erwarteter Maximalspannung am Schaltelement. Die Gruppierung von Transistoren kann den Spannungsanforderungen angepasst werden. Insbesondere wird für den ersten und den zweiten Paralleltransistor 1883 und 1884 nur die Hälfte der Transistoren benötigt, da die Eingangsspannung für das variable induktive Element aufgeteilt wird, sodass jedes von erstem und zweitem Parallelschaltelement nur etwa die Hälfte der Eingangsspannung sieht. Daher ist es möglich, die Anzahl der Transistoren für die Parallelschaltelemente 1883 und 1884 zu reduzieren, was wiederum den Gütefaktor des variablen induktiven Elements verbessert.
  • 19 zeigt ein Prinzipschaltbild eines variablen kapazitiven Elements 160. Falls das Impedanzanpassungsnetzwerk 10 ein variables kapazitives Element benötigt, kann eine Kombination aus einem Schaltelement und einer Kapazität im Sinne einer solchen variablen Kapazität eingesetzt werden. Das in 19 schematisch dargestellte variable Kapazitätselement 160 umfasst eine Vielzahl von parallelen Zweigen (zumindest zwei parallelen Zweigen). Jeder parallele Zweig umfasst ein Schaltelement 1820 bis 1826. Zumindest ein paralleler Zweig umfasst ferner einen Kondensator 1810 bis 1815, der mit dem entsprechenden Schaltelement 1820 bis 1825 in Serie geschaltet ist. In der in 19 schematisch dargestellten Konfiguration wird ein weiterer paralleler Zweig als möglicher Überbrückungszweig bereitgestellt, der das Schaltelement 1826 umfasst. Zumindest zwei parallele Zweige können Kondensatoren 1810 bis 1815 in verschiedenen Kapazitäten umfassen. In 19 sind die Schaltelemente 1820 bis 1826 als einzelne Feldeffekttransistoren dargestellt. Dennoch können die Schaltelemente 1820 bis 1826 als Serienschaltung einer Vielzahl von Transistoren umgesetzt werden. Die Anzahl von in Serie geschalteten Transistoren kann bei zumindest zwei der parallelen Zweige unterschiedlich sein. Beispielsweise kann das Schaltelement 1820 mehr in Serie geschaltete Transistoren umfassen als das Schaltelement 1821. Die Umsetzung eines Schaltelements unter Verwendung einer Vielzahl von in Serie geschalteten Transistoren wird weiter unter ausführlicher erläutert.
  • Es gilt zu beachten, dass bei dem in 19 gezeigten variablen kapazitiven Element 160 jedes Bit (z. B. entsprechend einem Steuersignal oder Gate-Signal für eines der Schaltelemente 1820 bis 1826) eine bestimmte Kapazität aus der Vielzahl von Kapazitäten 1810 bis 1815 umschaltet und dass die Kombination aus mehreren Kapazitäten weitere Werte ermöglicht. Die Maximalspannung muss beobachtet werden, was im ausgeschalteten Zustand geschieht. Die Spannung fällt an der Kapazität 1810 bis 1815 (die typischerweise im Vergleich zur Kapazität des Transistors hoch ist) und der Transistorkapazität ab. Ein Großteil der Spannung fällt dabei jedoch im gesamten Transistor 1820 bis 1826 ab und nicht in der eigentlichen Kapazität 1810 bis 1815.
  • Dies ist auf die Serienschaltung der Kapazität 1810 und des entsprechenden Transistors 1820 zurückzuführen, da im Falle von Serienkapazitäten die hohen HF-Spannungen immer an den kleinen Kapazitäten abfallen.
  • Die 20A und 20B zeigen Diagramme des frequenzabhängigen Gütefaktors gemeinhin verfügbarer kapazitiver Elemente zu Bezugs- und Vergleichszwecken. 20A zeigt den Gütefaktor im Vergleich zur Frequenz für einen monolithischen Keramikkondensator mit 5 pF. 20B zeigt den Gütefaktor im Vergleich zur Frequenz für einen monolithischen Keramikkondensator mit 10 pF. In beiden Fällen beträgt der Gütefaktor bei einer Frequenz von 1 GHz etwa 100, fällt dann bei einer Frequenz von 2,5 GHz aber signifikant auf etwa 20 ab. Als weitere Information sei erwähnt, dass Metall-Isolator-Metall-Kondensatoren in Chips typischerweise Gütefaktoren zwischen 80 und 100 erreichen.
  • Als Schlussfolgerung aus den 13 bis 16, 20A und 20B lässt sich sagen, dass die Gütefaktoren von Kondensatoren oder Kapazitäten im Allgemeinen viel höher sind als die Gütefaktoren von Induktoren, zumindest im Bereich von in hohem Maße integrierten mikroelektrischen Schaltungen für RF- und HF-Anwendungen.
  • Die 21 und 22 veranschaulichen graphisch, wie die Gütefaktoren variabler kapazitiver Elemente sich verhalten, wenn die Gesamtkapazität geändert wird. Die Gütefaktoren abstimmbarer Vorrichtungen sind üblicherweise niedriger und hängen von dem momentanen Induktivitäts- und/oder Kapazitätswert ab, sind also vom L/C-Wert abhängig. Im Falle eines Induktors kann ein Schalter bereitgestellt werden. Allerdings verringert der durch den Schalter verursachte Verlust den Gütefaktor. Bei Kondensatoren (z. B. mikroelektromechanischen (MEM-) und Bariumstrontiumtitanat-(BST-)Kondensatoren) bleibt der Widerstandswert R typischerweise gleich, aber die Kapazität C ändert sich. Für diese abstimmbaren Induktoren und abstimmbaren Kondensatoren gilt typischerweise Folgendes: Der Gütefaktor Q kann nicht für alle Induktivitäts- und/oder Kapazitätswerte maximal sein.
  • Abstimmbare Kapazitäten können hohe Gütefaktoren erreichen und ermöglichen ein tatsächlich „analoges” Abstimmen, d. h. eine sehr feine Abstimmung. Bei Umsetzung als MEMS lässt sich gute Linearität erreichen. Andererseits wird zur Steuerung der abstimmbaren Geräte typischerweise ein Digital-Analog-Wandler benötigt, was zusätzlichen Aufwand und zusätzliche Abweichung mit sich bringt. Besonders BST-Kapazitäten weisen Abhängigkeit von der Temperaturtoleranz auf. Im Gegensatz dazu erfordern MEMS-basierte abstimmbare Kapazitäten eine gewisse Zeit zum Umschalten und können mechanischer Belastung ausgesetzt sein, was die Genauigkeit der Kapazität verringern kann. Eine spannungsabhängige Vorrichtung krankt typischerweise an Linearitätsproblemen (BST). Auch bei MEMS kann die Linearität weniger gut sein, weil das Siliciumsubstrat Verzerrungen der zweiten Oberwelle (H2) und der dritten Oberwelle (H3) herbeiführen kann. Typischerweise ist wirkliches galvanisches Umschalten mit BST-Kapazitäten oder MEMS-Kapazitäten nicht wirklich möglich. Nicht zuletzt sind Größe und Kosten abstimmbarer Kapazitäten typischerweise relativ teuer und daher typischerweise unattraktiv für die Herstellung in großem Maßstab.
  • Als Alternative zu abstimmbaren Kapazitäten kann eine geschaltete Kondensatorbank herangezogen werden. Eine geschaltete Kondensatorbank kann typischerweise als galvanischer Schalter wirken, sodass eine Überbrückungs- und/oder Induktorschaltung möglich ist. Das Verhalten gegenüber den Oberwellen und der Intermodulationsverzerrung (IMD) ist im Wesentlichen gleich wie bei einem oder mehreren verwendeten Schaltelementen; typischerweise ist es besser als z. B. bei aktuellen BST-Vorrichtungen. Die schaltbare Kapazität erfordert keinen Digital-Analog-Wandler mehr, die Steuerung ist einfacher als bei einer abstimmbaren Vorrichtung, und typischerweise werden weder ein noch mehrere zusätzliche Chips benötigt. Die schaltbare Kapazität kann sehr schnell umgeschaltet werden, d. h. die Umschaltezeit ist relativ kurz. Im Gegensatz zu MEMS-basierten abstimmbaren Kapazitäten ist keinerlei Mechanik beteiligt, sodass auch Probleme mit Mechanik vermieden werden. Zu erwartende Abweichungen werden typischerweise von den Kondensatortoleranzen bestimmt. Keine zusätzlichen Abweichungen, wie z. B. Temperatur (BST), Mechanik (MEMS 4 Mikrophone) und/oder Genauigkeiten von Digital-Analog-Wandlern müssen berücksichtigt werden. Die Integration einer geschalteten Kapazität ist typischerweise relativ unkompliziert und mit zahlreichen mikroelektronischen Herstellungsverfahren vereinbar.
  • Bei einer zunehmenden Anzahl an Schritten sind aber auch mehr Parasiten (Coff, Ron) zu erwarten, und eine höhere Chipgröße muss für die Kondensatorregelung bereitgestellt werden. Hohe Gütefaktoren lassen sich nur mit ausgewählten Materialien erreichen, z. B. Kupfer (Induktoren), und für Kondensatoren schwankt der Gütefaktor mit den verschiedenen Zuständen, d. h. der maximale Gütefaktor Qmax kann nicht für jeden Zustand erreicht werden.
  • 21 zeigt ein Beispiel für einen abstimmbaren Kondensator. Der untere Teil in 21 zeigt das Prinzipschaltbild des abstimmbaren Kondensators. Es umfasst vier kapazitive Teile 2110 bis 2113. Jeder kapazitive Teil 2110 bis 2113 ist in einem von vier parallelen Zweigen angeordnet. Jeder Zweig umfasst ferner ein Schaltelement 2120 bis 2123, sodass der entsprechende parallele Zweig durch Schließen oder Öffnen des jeweiligen Schaltelements 2120 bis 2123 aktiviert bzw. deaktiviert werden kann. Die kapazitiven Teile 2110 bis 2113 können MIM-Kondensatoren sein.
  • Der obere Teil von 21 zeigt die Abhängigkeit des Gütefaktors als Funktion der Gesamtkapazität CEFF für zwei verschiedene Frequenzen, nämlich 900 MHz und 1,9 GHz. Es ist zu sehen, dass der Gütefaktor mit steigender Gesamtkapazität CEFF und bei einer Frequenz von 900 MHz zunimmt. Umgekehrt nimmt der Gütefaktor QF mit zunehmender Kapazität bei einer Frequenz von 1,9 GHz ab.
  • 22 ist ähnlich wie 21, betrifft aber eine andere Struktur des variablen kapazitiven Elements, nämlich eine Serienschaltung von vier Transistoren ohne fest zugeordnete Kondensatoren. Das bedeutet, dass die Drain-Source-Kapazitäten der vier Transistoren die Kapazität für das variable kapazitive Element bereitstellen. Wie in 22 schematisch dargestellt ist, kann jeder Transistor als Kondensator (d. h. als Drain-Source-Kapazität) und parallel zu dem Kondensator als Serienschaltung eines Schalters und eines Widerstands modelliert werden. Der Widerstand entspricht dem Einschaltwiderstand Ron des Transistors. Im oberen Teil von 22 ist der kapazitätsabhängige Gütefaktor QF des variablen kapazitiven Elements unter Verwendung von 16 Transistoren graphisch für eine erste Frequenz von 900 MHz und eine zweite Frequenz von 1,9 GHz dargestellt. Mit Ausnahme sehr geringer Werte der Gesamtkapazität ist der Gütefaktor im Falle der 900 MHz höher als im Falle der 1,9 GHz. Außerdem steigt bei CEFF > 1 pF der Gütefaktor mit steigender Gesamtkapazität. Der maximale Gütefaktor liegt bei relativ geringen Gesamtkapazitätswerten zwischen 100 und 110.
  • Eine zu überwindende Herausforderung beim Versuch, hohe Gütefaktoren zu erlangen, besteht darin, dass der maximale Gütefaktor (kleines R, maximales C) nur dann erreicht wird, wenn das Verhältnis zwischen Imaginärteil (Kapazität) und Realteil (Transistor Ron) maximal wird. Eine zusätzliche Herausforderung besteht darin, dass auch der Schalttransistor eine Kapazität, nämlich seine Sperrkapazität Coff, aufweist, wenn der Transistor nicht leitend ist, d. h. wenn der Transistor blockiert. Aus diesem Grund wird der beste Gütefaktor im Modus „Alles aus” erzielt (da nur die parasitäre Kapazität Coff des Transistors vorhanden ist, nicht jedoch der Einschaltwiderstand Ron). Davon abgesehen nimmt bei einem variablen kapazitiven Element mit einer Konfiguration wie in 19 gezeigt (d. h. mit zumindest zwei parallelen Zweigen, wovon jeder Zweig einen kapazitiven Teil umfasst) der Gütefaktor mit steigender Gesamtkapazität ab, da jedes Bit, das zusätzlich eingeschaltet wird, auf einer Parallelschaltung zweier Gütefaktoren beruht. Die großen Kapazitäten stellen, genau wie bei Analog-Digital-Wandlern, das höchstwertige Bit (MSB; MSB = most significant bit) und die kleinen Kapazitäten das geringstwertige Bit (LSB; LSB = least significant bit) dar. Da geringere Kapazitätsbeiträge bei einem konstanten Einschaltwiderstand Ron zwangsläufig einen geringeren Gütefaktor aufweisen, nimmt gleichzeitig auch der Gesamtgütefaktor ab.
  • 23 zeigt ein Prinzipschaltbild eines variablen kapazitiven Elements als Beispiel. Das variable kapazitive Element weist eine Auflösung von sechs Bit, ein geringstwertiges Bit von 0,21 pF und ein höchstwertiges Bit von 6,74 pF auf. Die Kapazitätswerte für die sechs parallelen Zweige lauten: 0,12 pF, 0,42 pF, 0,84 pF, 1,68 pF, 3,35 pF und 6,72 pF. Jedes Schaltelement 1820 bis 1826 ist als 16fach angeordneter CMOS-Schalter für eine maximale HF-Spannung von 24 V umgesetzt. Bei den einzelnen Transistoren handelt es sich um 3-mm-Transistoren.
  • 24 zeigt ein Diagramm des Gütefaktors gegenüber der Gesamtkapazität CEND, die mit dem in 23 gezeigten variablen kapazitiven Element 160 erreicht werden kann. Der höchste Gütefaktor von etwa 75 kann für die geringste Gesamtkapazität von etwa einer Einheit (1 pF) auf der Skala von 24 erzielt werden. Bei Gesamtkapazitätswerten zwischen 7 pF und 13 pF beträgt der Gütefaktor nur 10. Bei hohen Gesamtkapazitätswerten müssen alle sechs parallelen Zweige leitend sein, was auch die Einschaltwiderstände Ron aller Transistoren erkennbar werden lässt. Bei einem Bereich von CEND = 4 pF ... 7 pF müssen nur fünf der sechs parallelen Zweige im leitenden Zustand sein, sodass der Einschaltwiderstand Ron insgesamt geringer ist, was wiederum zu einem höheren Gütefaktor von etwa 20 führt. Der Realteil ist im Nenner des Gütefaktors, d. h. QF = |Imaginärteil/Realteil|. Aus diesem Grund weist der Gütefaktor im Großen und Ganzen eine hyperbolische Abhängigkeit gegenüber der Gesamtkapazität CEND auf.
  • Ein weiterer wichtiger Punkt ist elektrische Festigkeit. Der Spannungshub oder die Spannungsspitze teilt sich auf die sperrenden Transistoren und den entsprechenden Kondensator auf, sodass der maximale Spannungshub am Transistor oder Kondensator auf vereinfachte Weise mithilfe einer Wechselstromsimulation geschätzt werden kann. Eine solche Simulation wurde unter Verwendung einer normalisierten HF-Spannung (1 Volt) durchgeführt, und das Ergebnis wird dann mit dem entsprechenden Spannungshub multipliziert. Für das in 23 gezeigte variable kapazitive Element 160 wäre der ungünstigste Fall der Fall „Alles aus”, und normalisiert auf eine Eingangsspannung von 1 V würden Spannungshübe auftreten wie in 25 abgebildet. VC0 ist die Spannung am Transistor, die der geringsten Kapazität C0 oder dem geringstwertigen Bit (LSB) entspricht. VC5 ist die Spannung am Transistor, die dem größten kapazitiven Teil oder dem höchstwertigen Bit (MSB) entspricht. Aus 25 geht hervor, dass mit sinkender Kapazität (in Richtung LSB) der Spannungsabfall am Kondensator steigt und dass im Gegenzug der entsprechende Transistor eine geringere Spannung sieht. Folglich kann die Gruppierung bei kleinen Kapazitäten kleiner erfolgen. Beispielsweise scheint es im fraglichen Falle sinnvoll, nur 8 Transistoren anstelle von 16 Transistoren in dem Zweig, der dem LSB entspricht, zu gruppieren. Dies hätte Einsparungen beim Verbrauch der Chipoberfläche zur Folge. Außerdem kann aufgrund von Ron·Coff eine Reduktion der Breite der Transistoren bei kleinerer Gruppierung umgesetzt werden.
  • Beim Gruppieren mehrerer Transistoren gilt es die folgenden Probleme und ihre möglichen Wechselwirkungen zu berücksichtigen.
  • Die höchste erwartete HF-Spannung entscheidet typischerweise über die Anzahl von Transistoren, die gruppiert werden müssen.
  • Bei einem nicht leitenden Transistor (Transistor im Ausschaltzustand; Nebenschluss/offene Anschlüsse). ist der Spannungshub typischerweise am schlechtesten.
  • Eine höhere Anzahl an gruppierten Transistoren steigert typischerweise den Gesamteinschaltwiderstand Ron der Transistorengruppe.
  • Zweckgebundene (Tx, TRx, Rx) Transistorabmessungen verbessern typischerweise insgesamt die Einfügungsdämpfung.
  • Eine höhere Sperrkapazität Coff kann vor allem bei höheren Frequenzen die Leistung verschlechtern.
  • Breitere Transistoren verbessern (d. h. reduzieren) typischerweise den Einschaltwiderstand Ron, erhöhen aber auch die Sperrkapazität Coff.
  • 26 zeigte ein Prinzipschaltbild der variablen kapazitiven Elemente 160 gemäß einer Konfiguration, bei der die Anzahl der gruppierten Transistoren in jedem der parallelen Zweige den maximalen Spannungshub aus allen gruppierten Transistoren berücksichtigt, der zu erwarten ist. Daher umfasst die Transistorengruppe, die dem Kondensator C3 entspricht, nur 15 Transistoren anstatt wie zuvor 16 Transistoren. Die dem Kondensator C2 entsprechende Transistorengruppe umfasst 13 Transistoren. Die dem Kondensator C1 entsprechende Transistorengruppe umfasst 12 Transistoren. Die dem LSB-Kondensator C0 entsprechende Transistorengruppe umfasst nur acht Transistoren.
  • 27 zeigt ein Diagramm des Gütefaktors im Verhältnis zur Gesamtkapazität CEND des variablen kapazitiven Elements 160 mit der in 26 gezeigten Konfiguration. Der Vergleich von 27 und 24 zeigt, dass der Gütefaktor für kleine Kapazitäten insgesamt gesteigert werden konnte, indem die Konfiguration aus 26 verwendet wurde. Besonders in der Region um 2 pF konnte der Gütefaktor von Q = 50 auf Q = 55 erhöht werden.
  • Außerdem lässt sich durch Variation von Transistorbreite und MIM das Maximum des Gütefaktors verschieben.
  • Jedoch wird die Kapazität vom Transistor (Drain-Source-Kapazität CDS des CMOS-Transistors) wesentlich beeinflusst. Daher kann das kapazitive Element zur Gänze auf Basis eines oder mehrerer Transistoren (und keines zugeordneten Kondensators) umgesetzt werden. Dies ist in den 28 und 29 schematisch dargestellt. 28 veranschaulicht das variable kapazitive Element 160, wenn alle Transistoren in einem nicht leitenden Zustand sind. Im Fall „Alles aus” (alle Transistoren sind nicht leitend) verhält sich die Serienschaltung der vier Transistoren wie eine Kapazität mit 1/Cgesamt = 4/CDS gemäß der Formel für in Serie geschaltete Kapazitäten
  • In 29 ist der Fall schematisch dargestellt, bei dem alle Transistoren im leitenden Zustand sind, sodass die Serienschaltung der vier Transistoren sich im Wesentlichen wie ein Widerstand mit Rgesamt = 4 Ron verhält. In 28 ist die Gate-Spannung für die Transistoren negativ, was durch das Symbol „–VGATE” angezeigt wird. In 29 ist die Gate-Spannung für die Transistoren positiv, was durch das Symbol „+VGATE” angezeigt wird.
  • Die Kombination der 28 und 29 führt zu einem variablen kapazitiven Element, wie es in 30 schematisch dargestellt ist. Jeder Transistor ist durch eine negative oder positive Gate-Spannung –/+VGATE einzeln ansteuerbar. Jeder Transistor kann durch eine Parallelschaltung eines Kondensators (der der Sperrkapazität Coff entspricht) und eines Widerstands mit einem Schalter dargestellt werden. In anderen Worten ermöglicht eine Serienschaltung der Kapazitäten die Anpassung der Gesamtkapazität je nach Bitmuster.
  • 31 zeigt ein Beispiel für den Gütefaktor im Verhältnis zur Gesamtkapazität bei 16 Transistoren mit 130-nm-Technologie. Zu beachten ist, dass ein Punkt aus dem Diagramm der 31 fehlt: Wenn alle Transistoren geschlossen (also leitend) sind, wird ein Durchlass „C∞” erzielt. In diesem Fall wäre der Gütefaktor wieder sehr hoch. Darüber hinaus ist zu erkennen, dass bei geringen Kapazitätswerten eine sehr feine Abstimmbarkeit möglich ist. Die feine Abstimmbarkeit kann verbreitet werden, indem mehrere Transistoren zur gleichen Zeit (gleichzeitig) geschaltet werden, wenn nur wenige Transistoren leiten oder indem die entsprechenden Transistorbreiten erhöht werden.
  • Die vorgeschlagenen variablen kapazitiven Elemente erfordern nicht zwangsläufig MIM-Kapazitäten. Daher kann ein kostenwirksameres Verfahren eingesetzt werden. Außerdem lassen sich für geringe Kapazitätswerte sehr hohe Gütefaktoren erreichen. Die in Serie geschalteten Transistoren weisen ohne zusätzlichen Aufwand eine inhärente „Durchschaltungsfunktion” (d. h. eine niederohmige Verbindung) auf. Diese „Durchschaltung” verursacht, da sie theoretisch einem C∞ entspricht, nur sehr geringe Verluste, da der Transistor recht groß konzipiert sein kann (typischerweise nur wenige Ohm Serienwiderstand). Der Grund dafür, dass der Transistor relativ groß ist, liegt darin, dass derart eine hohe Sperrkapazität Coff erreicht werden kann.
  • Die vorgeschlagene Struktur weist auch im Falle einer elektrostatischen Entladung (ESD) einen Vorteil auf, weil große CMOS-Transistoren aufgrund parasitärer NPN-Transistoren eine Selbstschutzfunktion aufweisen (p-Masse und n-Kanal). Typischerweise verträgt eine MIM-Kapazität Impulse (Spannungsspitzen) zwischen 30 und 40 V aufgrund des dünnen Dielektrikums, während ein Transistor Spannungen im Bereich von 1 bis 2 KV standhält. Die nachfolgende Beziehung zwischen Kapazitätswert C und elektrischer Spannung begünstigt direkt die elektrische Festigkeit: C hoch → Spannung gering; C klein → Spannung hoch. Da eine hohe Kapazität einer geringen Impedanz oder einem geringen Widerstand Z entspricht, kann kein hoher Spannungshub auftreten, d. h. Überspannung oder ein Spannungsstoß lässt sich gleichzeitig vermeiden, sodass der Transistor nur einem kleinen Spannungshub standhalten muss.
  • Große Transistoren können dennoch erforderlich sein, um die angestrebten Kapazitätswerte zu erreichen. Die Serienschaltung mehrerer Transistoren ist von besonderem Interesse, was relativ wenige mögliche Kombinationen offen lässt.
  • Ist ein SOI-(Silicon-on-Insulator-)Verfahren bereitgestellt, besteht noch eine weitere Möglichkeit, die Kapazität schaltbar zu machen, nämlich die Körper- oder Substratvorspannung (siehe 10). Gemäß einem herkömmlichen Ansatz, der bei SOI-Schaltern zum Einsatz kommt, wird der Körper negativ vorgespannt, um die Entstehung von Ladungen (= Kapazität) zu vermeiden und die Substratdiode zu deaktivieren. Wenn lokal jedoch nur geringe Spannungshübe festzustellen sind, ist sogar eine höhere C(V) tragbar. Das bedeutet, dass es möglich ist, zusätzliche Kapazität, die zugegebenermaßen nichtlinear ist, dafür aber wegen der geringen HF-Spannung nur in relativ bescheidener Weise zutage tritt, bereitzustellen.
  • Eine ähnliche Technik kann im Zusammenhang mit einem Dreifachwannentransistor („triple well”) angewandt werden, wie er in 9 schematisch dargestellt ist. Anstatt den Transistor in der Masse zu platzieren, ist es möglich, jeden Transistor in einer Dreifachwanne zu platzieren, um die Vorspannung wahlweise schaltbar zu machen. Im Großen und Ganzen lässt sich so die gleiche Wirkung erzielen wie oben für das SOI-Verfahren erläutert.
  • Wie oben stehend erwähnt, betrifft eine weitere Eigenschaft der transistorbasierten Kapazität den ESD-Fall. Während große Transistoren sich selbst unter Verwendung parasitärer bipolarer Transistoren schützen (zumindest innerhalb von Bulk-CMOS), neigt eine Serienkapazität typischerweise zu ESD-Schäden. Anders ausgedrückt: Ohne Nebenschlussspulen wäre die Schaltung äußerst ESD-empfindlich.
  • Mit der vorgeschlagenen transistorbasierten Kapazität kann es möglich sein, ohne einen eigenen Kondensatorvorgang (z. B. MIM-Vorgang) auszukommen, wenn eine ausreichend hohe Transistorbreite gewählt wird.
  • Die 32 bis 37 zeigen mehrere verschiedene Anpassungsfälle für die Schaltung aus 8 in einer Smith-Diagrammdarstellung und einem Diagramm der Vorwärtsübertragung über die Frequenz. Die Einstellungen wurden jedoch für 900 MHz angeführt.
  • 32 zeigt den Fall, bei dem eine 50-Ohm-Impedanz an 50 Ohm angepasst werden sollte. In anderen Worten sind die Impedanzen bereits angepasst, und die Impedanzanpassungsschaltung soll lediglich als Phasenregler dienen. Zu diesem Zweck werden alle Serientransistoren des variablen kapazitiven Serienelements 260 eingeschaltet, und die Transistoren der variablen kapazitiven Nebenschlusselemente 160, 360 arbeiten allesamt im jeweiligen Sperrzustand, um einen Mindest-Coff-Wert zu erhalten. Außerdem ist der L-Schalter auf die maximale Induktivität eingestellt. Folglich ist eine Einfügungsdämpfung des variablen kapazitiven Serienelements 260 und des kapazitiven Coff-Verhaltens der variablen kapazitiven Elemente 160 und 360 festzustellen.
  • In 33 ist der Fall einer hohen induktiven Impedanz veranschaulicht. Hier ist die Serienkapazität 260 für einen hohen Wert aktiv, und die Induktivitätsbank 110 ist auf eine reduzierte Induktivität eingestellt. Die variablen kapazitiven Elemente 160 und 260 bleiben im minimalen Coff-Modus.
  • In 34 ist der Fall einer weitgehend reellen, hohen Impedanz abgebildet. Diese erfolgt durch das Einstellen des variablen kapazitiven Serienelements 260 auf eine sehr niedrige Kapazität sowie der variablen kapazitiven Elemente 160 und 360. Die Induktivitätsbank 110 wird auf eine hohe Induktivität eingestellt.
  • 35 zeigt den Fall einer niederohmigen induktiven Impedanz. Die Induktivitätsbank 110 ist hier auf eine geringe Induktivität (~3 nH) eingestellt, wobei eine niedrige Serienkapazität 260 verwendet wird.
  • 36 zeigt den Fall einer niederohmigen kapazitiven Impedanz. Unter Verwendung des variablen kapazitiven Serienelements 260 in einem höheren Kapazitätsbereich und Einstellung der variablen kapazitiven Elemente 160 und 360 ebenfalls auf hohe Kapazitäten kann der angegebene Bereich im Smith-Diagramm berücksichtigt werden.
  • 37 zeigt den Fall einer hochohmigen kapazitiven Impedanz. Hier ist das variable kapazitive Serienelement 260 auf etwa 1 pF und das variable kapazitive Element 160 auf eine geringe Kapazität eingestellt.
  • Die Beispiele der 32 bis 37 wurden unter Verwendung einer integrierten Planaren Spule simuliert. Es wird vermutet, dass drahtgewickelte SMD-Spulen mit hohem Gütefaktor das Ergebnis noch verbessern.
  • Die Breite der MOS-Transistoren kann gewichtet werden, um eine angestrebte Zielkapazität besser zu erreichen. Anstatt immer nur einen Transistor in der Serienschaltung zu schalten, können Kombinationen daraus gleichzeitig geschaltet werden, um Steuerungsbits zu sparen. Beispielsweise kann es 16 Steuerungsbits, aber 18 Transistoren geben. In diesem Falle könnten die ersten drei Transistoren immer gleichzeitig geschaltet werden, während die übrigen 15 Transistoren einzeln ansteuerbar waren. Unter Verwendung logischer Schaltungen kann ein intermediärer Dekodierer ebenfalls in Betracht gezogen werden, der die sechzehn Zustände in vier Bits übersetzt. So kann ein kürzeres Steuersignal erreicht werden.
  • 38 zeigt eine schematische Draufsicht und eine schematische Seitenansicht einer integrierten Schaltung, die ein Impedanzanpassungsnetzwerk wie oben stehend beschrieben umfasst. In der Draufsicht der 38 ist ein vorgeschlagenes Pin-Layout der integrierten Schaltung zu sehen. Die diversen Abkürzungen lauten:
    GND: Masse (z. B. intern mit dem Referenzpotenzialanschluss 16 verbunden)
    ANT: Antenne (z. B. intern mit dem zweiten Signalanschluss 14 verbunden)
    RF in: Hochfrequenzeingang (z. B. intern mit dem ersten Signalanschluss 12 verbunden)
    VBAT: Versorgungsspannung
    VIO: Eingangs-/Ausgangsspannung
    SCLK: Serientakt
    SDAT: Seriendaten
  • Die integrierte Schaltung kann als 3,5 mm × 3,5 mm großes Laminatmodul umgesetzt werden. Selbstredend sind auch andere Größen möglich. Das Laminatmodul kann ein Bariumtitanatlaminat (BT-Laminat) für die variablen kapazitiven Elemente umfassen (kann auch ausgespart werden).
  • 39 zeigt ein schematisches Flussdiagramm eines Verfahrens zur Anpassung von Impedanzen. Das Verfahren umfasst einen Schritt 3902 des Bestimmens oder Abschätzens einer Quellenimpedanz einer Signalquelle. Das Verfahren umfasst auch einen Schritt 3904 des Bestimmens oder Abschätzens einer Senkenimpedanz einer Signalsenke. In einem Schritt 3906 wird ein Impedanzanpassungsnetzwerk auf Basis der Quellenimpedanz und der Senkenimpedanz eingestellt. Das Einstellen des Impedanzanpassungsnetzwerks erfolgt durch das Einstellen eines variablen induktiven Elements, das innerhalb eines Nebenschlusszweiges des Impedanzanpassungsnetzwerks bereitgestellt ist.
  • Das Einstellen des variablen induktiven Elements kann das Ein- oder Ausschalten zumindest eines Transistors umfassen, das dazu führt, dass ein entsprechender induktiver Teil des variablen leitenden Elements mit einem Signalanschluss des Impedanzanpassungsnetzwerks verbunden oder nicht verbunden ist.
  • Das Einstellen des Impedanzanpassungsnetzwerks kann des Weiteren das Einstellen eines variablen kapazitiven Elements innerhalb eines Serienzweiges des Impedanzanpassungsnetzwerks umfassen.
  • 40 zeigt ein schematisches Flussdiagramm eines Verfahrens zur Anpassung von Impedanzen gemäß weiteren Ausführungsformen. Das Verfahren umfasst einen Schritt 4002 des Bestimmens oder Abschätzens einer Quellenimpedanz einer Signalquelle. Ferner umfasst das Verfahren einen Schritt 4004 des Bestimmens oder Abschätzens einer Senkenimpedanz einer Signalsenke. In einem Schritt 4006 des Verfahrens zur Anpassung einer Impedanz wird ein Impedanzanpassungsnetzwerk auf Basis der Quellenimpedanz und der Senkenimpedanz eingestellt. Insbesondere wird ein variables kapazitives Element eingestellt, das Teil des Impedanzanpassungsnetzwerks ist. Das variable kapazitive Element umfasst eine Vielzahl von Transistoren, wobei eine Kombination aus Sperrkapazitäten Coff der Transistoren eine Gesamtkapazität des variablen kapazitiven Elements bereitstellt.
  • 41 zeigt ein schematisches Blockdiagramm einer Antennenschaltung 4100, die ein Impedanzanpassungsnetzwerk 4110 wie oben stehend beschrieben umfasst. Die Antennenschaltung kann Teil eines Mobilfunkgerätes sein, z. B. eines Handys, eines Smartphones, eines Tabletcomputers, eines drahtlosen USB-Modems, einer Base Transceiver Station, eines Wireless Access Points (WLAN, WiFi etc.), eines Wireless-Routers und sonstiger ähnlich gearteter Produkte.
  • Die Antennenschaltung 4100 umfasst eine Antenne 4190 und einen Signalanschluss 4102, der so konfiguriert ist, dass er ein von einem Sender 4101 empfangenes Signal übermittelt. Der Signalanschluss 4102 empfängt das Signal von dem Sender und leitet oder verteilt es innerhalb der Antennenschaltung 4100 an weitere Bestandteile der Antennenschaltung weiter. Anstelle des Senders 4101 könnte die Antennenschaltung mit einem Empfänger (in 41 nicht dargestellt) verbunden sein, wobei in diesem Falle der Signalanschluss 4102 so konfiguriert wäre, dass er das Signal zur weiteren Verarbeitung an den Empfänger weiterleitet. Eine weitere Möglichkeit ist, dass die Antennenschaltung 4100 mit einem Transceiver verbunden ist.
  • Die Antennenschaltung 4100 umfasst ferner ein Impedanzanpassungsnetzwerk 4110, das die Antenne 4190 und den Signalanschluss 4102 miteinander verbindet. Das Impedanzanpassungsnetzwerk umfasst ein variables induktives Element innerhalb eines Nebenschlusszweiges, wie oben stehend erläutert. Zusätzlich zu dem Impedanzanpassungsnetzwerk 4110 kann die Antennenschaltung weitere mögliche Bauteile 4150 und/oder 4160 umfassen, die zwischen den Signalanschluss 4102 und das Impedanzanpassungsnetzwerk und/oder zwischen das Impedanzanpassungsnetzwerk 4110 und die Antenne 4190 geschaltet sind. Diese zusätzlichen Bauteile 4150, 4160 können z. B. ein Antennenschalter, ein Oberwellenfilter und/oder ein Leistungsverstärker sein.
  • Wenngleich manche Aspekte im Kontext einer Vorrichtung beschrieben wurden, ist klar, dass diese Aspekte auch eine Beschreibung des entsprechenden Verfahrens darstellen, wobei ein Block oder eine Vorrichtung einem Verfahrensschritt oder einem Merkmal eines Verfahrensschritt entspricht. Analog dazu können im Kontext eines Verfahrensschrittes beschriebene Aspekte auch eine Beschreibung eines entsprechenden Blocks, Elements oder Merkmals einer entsprechenden Vorrichtung darstellen. Manche oder alle Verfahrensschritte können mithilfe (oder unter Verwendung) einer Hardware-Vorrichtung ausgeführt werden, z. B. eines Mikroprozessors, eines programmierbaren Computers oder einer elektronischen Schaltung. In manchen Ausführungsformen können manche, einer oder mehrere der wichtigsten Verfahrensschritte mittels einer solchen Vorrichtung ausgeführt werden.
  • An der vorangegangenen ausführlichen Beschreibung ist zu erkennen, dass in Ausführungsformen diverse Merkmale zum Zwecke der Rationalisierung der Offenbarung zusammengefasst wurden. Dieses Verfahren der Offenbarung ist nicht als eine Absicht widerspiegelnd auszulegen, wonach die beanspruchten Ausführungsformen mehr Merkmale benötigen als im jeweiligen Anspruch ausdrücklich angegeben. Vielmehr kann, wie die nachfolgenden Ansprüche widerspiegeln, der Erfindungsgegenstand schon in weniger als allen Merkmalen einer einzigen offenbarten Ausführungsform liegen. Daher sind hiermit die nachfolgenden Ansprüche in die ausführliche Beschreibung aufgenommen, wobei jeder Anspruch als gesonderte Ausführungsform für sich stehen kann. Wiewohl jeder Anspruch als gesonderte Ausführungsform für sich stehen kann, gilt zu beachten, dass – auch wenn sich ein abhängiger Anspruch in den Ansprüchen auf eine konkrete Kombination mit einem oder mehreren anderen Ansprüchen beziehen kann – andere Ausführungsformen ebenfalls eine Kombination des abhängigen Anspruchs mit dem Gegenstand jedes anderen abhängigen Anspruchs oder eine Kombination jedes Merkmals mit anderen abhängigen oder unabhängigen Ansprüchen umfassen kann. Solche Kombinationen werden hierin vorgeschlagen, sofern nicht angegeben ist, dass eine bestimmte Kombination nicht beabsichtigt ist. Darüber hinaus ist vorgesehen, auch Merkmale eines Anspruchs in jeden beliebigen anderen unabhängigen Anspruch aufzunehmen, selbst wenn dieser Anspruch nicht direkt von dem unabhängigen Anspruch in Abhängigkeit gesetzt wurde.
  • Des Weiteren ist zu beachten, dass in der Beschreibung oder in den Ansprüchen offenbarte Verfahren mit einer Vorrichtung umgesetzt werden können, das Mittel für die Durchführung jedes der jeweiligen Schritte dieser Verfahren aufweist.
  • In manchen Ausführungsformen kann außerdem ein einziger Schritt mehrere Unterschritte umfassen oder in solche unterteilt werden. Derlei Unterschritte können in die Offenbarung dieses einen Schrittes aufgenommen und Teil davon sein, sofern dies nicht ausdrücklich ausgeschlossen wird.
  • Die oben stehend beschriebenen Ausführungsformen sind lediglich veranschaulichend für die Grundsätze der vorliegenden Erfindung. Es versteht sich, dass Modifikationen und Abwandlungen der hierin beschriebenen Anordnungen und Details sich Fachleuten erschließen. Es herrscht daher die Absicht, sich nur von dem Schutzumfang der nachstehenden Patentansprüche einschränken zu lassen und nicht von den auf dem Wege der Beschreibung und Erläuterung der Ausführungsformen hierin vorgestellten konkreten Details.

Claims (26)

  1. Impedanzanpassungsnetzwerk, das Folgendes umfasst: einen ersten Signalanschluss, einen zweiten Signalanschluss und einen Referenzpotenzialanschluss; einen ersten Nebenschlusszweig zwischen dem ersten Signalanschluss und dem Referenzpotenzialanschluss, wobei der erste Nebenschlusszweig ein variables induktives Element und erstes kapazitives Element umfasst; einen zweiten Nebenschlusszweig zwischen dem zweiten Signalanschluss und dem Referenzpotenzialanschluss, der ein zweites kapazitives Element umfasst; und einen Serienzweig zwischen dem ersten Signalanschluss und dem zweiten Signalanschluss, wobei der Serienzweig ein drittes kapazitives Element umfasst.
  2. Impedanzanpassungsnetzwerk nach Anspruch 1, worin das variable induktive Element einen ersten induktiven Teil, einen zweiten induktiven Teil und ein Schaltelement umfasst, das so konfiguriert ist, dass es wahlweise zumindest einen aus dem ersten induktiven Teil und dem zweiten induktiven Teil zwischen den ersten Signalanschluss und den Referenzpotenzialanschluss schaltet.
  3. Impedanzanpassungsnetzwerk nach Anspruch 1 oder 2, worin das variable induktive Element zumindest zwei parallele Zweige umfasst, wobei jeder parallele Zweig einen induktiven Teil umfasst und worin zumindest ein paralleler Zweig ferner ein Schaltelement umfasst, das mit dem entsprechenden induktiven Teil in Serie geschaltet ist.
  4. Impedanzanpassungsnetzwerk nach einem der Ansprüche 1 bis 3, worin das variable induktive Element eine Serienschaltung von zumindest zwei induktiven Teilen und einem Schaltelement in Parallelschaltung zu einem überbrückbaren induktiven Teil von den zumindest zwei induktiven Teilen umfasst, wobei das Schaltelement so konfiguriert ist, dass es den überbrückbaren induktiven Teil wahlweise überbrückt.
  5. Impedanzanpassungsnetzwerk nach einem der Ansprüche 1 bis 4, worin das variable induktive Element eine integrierte Schaltung oder ein Teil einer integrierten Schaltung ist.
  6. Impedanzanpassungsnetzwerk nach einem der Ansprüche 1 bis 5, worin der zweite Nebenschlusszweig ein zweites variables induktives Element umfasst.
  7. Impedanzanpassungsnetzwerk nach einem der Ansprüche 1 bis 6, worin zumindest eines aus dem ersten kapazitiven Element, dem zweiten kapazitiven Element und dem dritten kapazitiven Element ein variables kapazitives Element ist.
  8. Impedanzanpassungsnetzwerk nach Anspruch 7, worin das variable kapazitive Element zumindest zwei parallele Zweige umfasst, wobei jeder parallele Zweig ein Schaltelement umfasst und worin zumindest ein paralleler Zweig ferner einen Kondensator umfasst, der mit dem entsprechenden Schaltelement in Serie geschaltet ist.
  9. Impedanzanpassungsnetzwerk nach Anspruch 8, worin zumindest zwei parallele Zweige Kondensatoren mit verschiedenen Kapazitäten umfassen.
  10. Impedanzanpassungsnetzwerk nach Anspruch 8 oder 9, worin die Schaltelemente innerhalb der zumindest zwei parallelen Zweige als Serienschaltung einer Vielzahl von Transistoren umgesetzt sind.
  11. Impedanzanpassungsnetzwerk nach Anspruch 10, worin die Anzahl an in Serie geschalteten Transistoren bei zumindest zwei der parallelen Zweige unterschiedlich ist.
  12. Impedanzanpassungsnetzwerk nach einem der Ansprüche 7 bis 11, worin das variable kapazitive Element einen Transistor umfasst, worin eine Sperrkapazität Coff des Transistors als hoher Kapazitätswert des variablen kapazitiven Elements dient und worin das variable kapazitive Element einen niedrigen Kapazitätswert aufweist, wenn der Transistor im leitenden Zustand ist.
  13. Impedanzanpassungsnetzwerk nach einem der Ansprüche 7 bis 12, worin das variable kapazitive Element eine Vielzahl von Transistoren umfasst, worin Sperrkapazitäten der Transistoren dazu dienen, verschiedene Kapazitätswerte des variablen kapazitiven Elements als Funktion einer Vielzahl unabhängiger Steuersignale für die Vielzahl von Transistoren bereitzustellen.
  14. Impedanzanpassungsnetzwerk nach Anspruch 13, worin zumindest zwei Transistoren aus der Vielzahl von Transistoren unterschiedliche Größen aufweisen,
  15. Impedanzanpassungsnetzwerk nach einem der Ansprüche 1 bis 14, worin das dritte kapazitive Element eines aus einer On-Chip-Kapazität, einem Metall-Isolator-Metall-Kondensator und einem oberflächenmontierbaren Bauteil ist.
  16. Impedanzanpassungsnetzwerk nach einem der Ansprüche 1 bis 15, worin der Serienzweig einen Gütefaktor von zumindest 30 innerhalb eines Arbeitsfrequenzbereichs des Impedanzanpassungsnetzwerks aufweist.
  17. Impedanzanpassungsnetzwerk, das Folgendes umfasst: ein variables kapazitives Element, wobei das variable kapazitive Element eine Vielzahl von Transistoren umfasst, worin eine Kombination von Sperrkapazitäten Coff der Transistoren eine Gesamtkapazität des variablen kapazitiven Elements als Funktion von zumindest zwei unabhängigen Transistorsteuersignalen darstellt.
  18. Impedanzanpassungsnetzwerk nach Anspruch 17, worin die Vielzahl von Transistoren in Serie geschaltet ist.
  19. Impedanzanpassungsnetzwerk nach Anspruch 17 oder 18, worin zumindest zwei aus der Vielzahl von Transistoren unterschiedliche Größen aufweisen.
  20. Impedanzanpassungsnetzwerk nach einem der Ansprüche 17 bis 19, das außerdem Folgendes umfasst: einen ersten Nebenschlusszweig zwischen einem ersten Signalanschluss und einem Referenzpotenzialanschluss; einen zweiten Nebenschlusszweig zwischen einem zweiten Signalanschluss und dem Referenzpotenzialanschluss; einen Serienzweig zwischen dem ersten Signalanschluss und dem zweiten Signalanschluss; worin eines aus dem ersten Nebenschlusszweig, dem zweiten Nebenschlusszweig und dem Serienzweig das variable kapazitive Element umfasst.
  21. Impedanzanpassungsnetzwerk nach Anspruch 20, worin eines aus dem ersten Nebenschlusszweig und dem zweiten Nebenschlusszweig ein variables induktives Element umfasst; und worin der Serienzweig ein kapazitives Element umfasst.
  22. Antennenschaltung, die Folgendes umfasst: eine Antenne; einen Signalanschluss, der so konfiguriert ist, dass er ein Signal an einen Empfänger oder von einem Sender übermittelt; und ein Impedanzanpassungsnetzwerk, das die Antenne und den Signalanschluss miteinander verbindet und ein variables induktives Element innerhalb eines Nebenschlusszweiges umfasst.
  23. Verfahren zur Anpassung einer Impedanz, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Bestimmen oder Abschätzen einer Quellenimpedanz einer Signalquelle; Bestimmen oder Abschätzen einer Senkenimpedanz einer Signalsenke; und Einstellen eines Impedanzanpassungsnetzwerks aufgrund der Quellenimpedanz und der Senkenimpedanz durch Einstellen eines variablen induktiven Elements innerhalb eines Nebenschlusszweiges des Impedanzanpassungsnetzwerks.
  24. Verfahren nach Anspruch 23, worin das Einstellen eines variablen induktiven Elements ein Ein- oder Ausschalten zumindest eines Transistors umfasst, was dazu führt, dass ein entsprechender induktiver Teil des variablen induktiven Elements mit einem Signalpfad des Impedanzanpassungsnetzwerks verbunden bzw. nicht verbunden ist.
  25. Verfahren nach Anspruch 23 oder 24, worin das Einstellen des Impedanzanpassungsnetzwerks ferner ein Einstellen eines variablen kapazitiven Elements innerhalb eines Serienzweiges des Impedanzanpassungsnetzwerks umfasst.
  26. Verfahren zur Anpassung einer Impedanz, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Bestimmen oder Abschätzen einer Quellenimpedanz einer Signalquelle: Bestimmen oder Abschätzen einer Senkenimpedanz einer Signalsenke; und Einstellen eines Impedanzanpassungsnetzwerks aufgrund der Quellenimpedanz und der Senkenimpedanz durch Einstellen eines variablen kapazitiven Elements, das Teil des Impedanzanpassungsnetzwerks ist, wobei das variable kapazitive Element aus einer Vielzahl von Transistoren besteht, worin eine Kombination von Sperrkapazitäten der Transistoren eine Gesamtkapazität des variablen kapazitiven Elements darstellt.
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