CN109196782A - 阻抗匹配电路、高频前端电路以及通信装置 - Google Patents
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Abstract
阻抗匹配电路(31)具备:串联连接的电感器(311L及312L);开关(311S),具有第一端子以及第二端子,第一端子与电感器(311L)的一端连接,切换第一端子与第二端子的导通以及非导通;开关(312S),具有第三端子以及第四端子,第三端子和电感器(311L)的另一端与电感器(312L)的一端的连接点连接,切换第三端子与第四端子的导通以及非导通;以及开关(313S),具有第五端子以及第六端子,第五端子与电感器(312L)的另一端连接,切换第五端子与第六端子的导通以及非导通,第二端子、第四端子以及第六端子被连接。
Description
技术领域
本发明涉及阻抗匹配电路、高频前端电路以及通信装置。
背景技术
以往,为了应对移动体通信机的多模式/多频段等的复合化,而使多个频带(频段)的高频信号选择性通过的高频前端电路被实用化。
在专利文献1中公开了通带不同的两个梯形SAW滤波器与共用端子连接的SAW分波器。在该SAW分波器中,在天线与共用端子之间配置有由电感器以及电容器构成的阻抗匹配电路。
专利文献1:日本特开2003-332885号公报
在所使用的频段数较少的高频前端电路的情况下,如专利文献1所记载的SAW分波器那样,通过在天线元件与共用端子之间配置如上述那样的阻抗被固定的阻抗匹配电路,能够取得天线元件和各信号路径的高频电路的阻抗匹配。
然而,所使用的频段数越多,则仅利用上述阻抗匹配电路来取得适合多个滤波器元件的每一个滤波器元件的阻抗匹配变得越困难。因此,考虑根据被选择连接的天线元件和滤波器元件的组合来使阻抗匹配电路的阻抗状态可变。在该情况下,需要与上述组合的数量对应的阻抗匹配电路的电感值的变化。因此,需要与所需的电感值对应的多个电感器,但越增大电感值则电感器越大型化。因而,存在电感值的变化越多(频段数越多),则阻抗匹配电路越大型化这样的问题。
发明内容
因此,本发明是为了解决上述课题而完成的,其目的在于提供确保电感值的可变幅度且小型化的阻抗匹配电路、高频前端电路以及通信装置。
为了实现上述目的,本发明的一个方式所涉及的阻抗匹配电路是被配置在多个高频电路之间,并且取得连接该多个高频电路中的被选择出的两个以上的高频电路的情况下的阻抗匹配的阻抗匹配电路,具备:串联连接的第一电感器以及第二电感器;第一开关,具有第一端子以及第二端子,上述第一端子与上述第一电感器的一端连接,切换上述第一端子与上述第二端子的导通以及非导通;第二开关,具有第三端子以及第四端子,上述第三端子同上述第一电感器的另一端和上述第二电感器的一端的连接点连接,切换上述第三端子与上述第四端子的导通以及非导通;以及第三开关,具有第五端子以及第六端子,上述第五端子与上述第二电感器的另一端连接,切换上述第五端子与上述第六端子的导通以及非导通,上述第二端子、上述第四端子以及上述第六端子被连接。
在根据被选择连接的高频电路的组合来使阻抗匹配电路的阻抗状态可变的情况下,需要与该组合的数量对应的阻抗匹配电路的电感值的变化。因此,需要与所需的电感值对应的多个电感器,但越增大电感值则电感器越大型化,所以电感值的变化越多,则阻抗匹配电路越大型化。从该观点来看,例如在将阻抗匹配电路搭载于移动电话的多频段前端电路的情况下,频段数越多,则电路越大型化。
与此相对,根据上述结构,通过切换与串联连接的两个电感器的各端子连接的开关的接通(导通)以及断开(非导通),从而例如若将第一电感器的电感值设为L1、将第二电感器的电感值设为L2,则利用两个电感器便能够选择0、L1、L2以及(L1+L2)这四种电感值。换句话说,不需要具有(L1+L2)的电感值的大的电感器,利用具有比(L1+L2)小的电感值的两个电感器便能够阶段性地选择从0到(L1+L2)的电感值。此外,在与0、L1、L2以及(L1+L2)这四种电感值对应地配置有三个电感器(在电感值为0的情况下不需要电感器)的情况下,需要合计2×(L1+L2)的电感值。因而,根据本申请发明的上述结构,能够确保电感值的可变幅度,并且能够实现电路的小型化。
另外,也可以:还具备与上述两个以上的高频电路连接的第一输入输出端子以及第二输入输出端子,上述第一电感器以及上述第二电感器串联连接在将上述第一输入输出端子和上述第二输入输出端子连结的路径上。
由此,阻抗匹配电路的阻抗确保电抗成分的可变幅度,并且能够实现电路的小型化。
另外,也可以:还具备与上述多个高频电路连接的第一输入输出端子以及第二输入输出端子,上述第一电感器以及上述第二电感器串联连接在将上述第一输入输出端子和上述第二输入输出端子连结的路径与接地端子之间。
由此,阻抗匹配电路的导纳确保电纳成分的可变幅度,并且能够实现电路的小型化。
另外,也可以还具备:电容器,与上述第一电感器或者上述第二电感器连接;以及第四开关,与上述电容器连接。
由此,能够扩展阻抗匹配电路的阻抗或者导纳的可变幅度。
另外,也可以还具备:与上述两个以上的高频电路连接的第一输入输出端子以及第二输入输出端子;串联连接的第三电感器以及第四电感器;第五开关,具有第七端子以及第八端子,上述第七端子与上述第三电感器的一端连接,切换上述第七端子与上述第八端子的导通以及非导通;第六开关,具有第九端子以及第十端子,上述第九端子同上述第三电感器的另一端和上述第四电感器的一端的连接点连接,切换上述第九端子与上述第十端子的导通以及非导通;以及第七开关,具有第十一端子以及第十二端子,上述第十一端子与上述第四电感器的另一端连接,切换上述第十一端子与上述第十二端子的导通以及非导通,上述第八端子、上述第十端子以及上述第十二端子被连接,上述第一电感器以及上述第二电感器串联连接在将上述第一输入输出端子和上述第二输入输出端子连结的路径上,上述第三电感器以及上述第四电感器串联连接在将上述第一输入输出端子和上述第二输入输出端子连接的路径与接地端子之间。
由此,对于阻抗匹配电路的阻抗,能够使电抗成分可变,另外,对于阻抗匹配电路的导纳,能够使电纳成分可变。因而,能够大幅度地扩展阻抗匹配的自由度,并且能够实现电路的小型化。
另外,也可以还具备:与上述两个以上的高频电路连接的第一输入输出端子以及第二输入输出端子;串联连接的第三电感器以及第四电感器;第五开关,具有第七端子以及第八端子,上述第七端子与上述第三电感器的一端连接,切换上述第七端子与上述第八端子的导通以及非导通;第六开关,具有第九端子以及第十端子,上述第九端子同上述第三电感器的另一端和上述第四电感器的一端的连接点连接,切换上述第九端子与上述第十端子的导通以及非导通;以及第七开关,具有第十一端子以及第十二端子,上述第十一端子与上述第四电感器的另一端连接,切换上述第十一端子与上述第十二端子的导通以及非导通,上述第八端子、上述第十端子以及上述第十二端子被连接,上述第一电感器以及上述第二电感器串联连接在将上述第一输入输出端子和上述第二输入输出端子连结的路径上,上述第三电感器以及上述第四电感器串联连接在上述第二端子与接地端子之间。
由此,对于阻抗匹配电路的阻抗,能够使电抗成分可变,另外,对于阻抗匹配电路的导纳,能够使电纳成分可变。因而,能够大幅度地扩展阻抗匹配的自由度,并且能够实现电路的小型化。
另外,也可以:上述第一电感器以及上述第二电感器由内置于电路基板的线圈图案构成。
由此,由于能够利用具有与现有技术相比总电感值小的电感值的电感器来确保所希望的阻抗的可变幅度,所以能够减少线圈图案的面积或者层叠数。因而,能够实现电路基板的小型化。
另外,也可以:上述第一开关、上述第二开关以及上述第三开关被安装在上述电路基板的主面上。
由此,由于第一电感器及第二电感器与第一开关、第二开关及第三开关处于层叠关系,所以能够实现阻抗匹配电路的省面积化。
另外,也可以:上述第一开关、上述第二开关以及上述第三开关是FET开关或者二极管开关,上述FET开关由GaAs或CMOS构成。
由此,能够实现阻抗匹配电路的小型化以及低价格化。
另外,本发明的一个方式所涉及的高频前端电路具备:与天线元件或者分波器连接的上述记载的阻抗匹配电路;多个滤波器,具有相互不同的通带;以及开关电路,切换上述多个滤波器中的至少一个滤波器与上述阻抗匹配电路的连接。
由此,能够实现即使多个滤波器和天线元件或者分波器的连接状态变化也良好地取得双方的阻抗匹配的、小型的高频前端电路。
另外,本发明的一个方式所涉及的高频前端电路具备:放大电路,对高频信号进行放大;与上述放大电路连接的上述记载的阻抗匹配电路;多个滤波器,具有相互不同的通带;以及开关电路,切换上述多个滤波器中的至少一个滤波器与上述阻抗匹配电路的连接。
由此,能够实现即使多个滤波器和放大电路的连接状态变化也良好地取得双方的阻抗匹配的、小型的高频前端电路。
另外,本发明的一个方式所涉及的通信装置具备:上述记载的高频前端电路;控制部,对上述第一开关、上述第二开关以及上述第三开关的连接状态进行控制;以及RF信号处理电路,对高频信号进行处理,上述控制部基于选择出的频带来选择以下模式之一:(1)通过使上述第一开关、上述第二开关以及上述第三开关成为导通状态而使电感成分最小的第一模式;(2)使上述第一开关以及上述第二开关成为导通状态且使上述第三开关成为非导通状态的第二模式;(3)使上述第二开关以及上述第三开关成为导通状态且使上述第一开关成为非导通状态的第三模式;以及(4)通过使上述第一开关、上述第二开关以及第三开关成为非导通状态而使电感成分最大的第四模式。
由此,能够实现根据选择出的频带而良好地取得阻抗匹配的小型的通信装置。
根据本发明所涉及的阻抗匹配电路、高频前端电路或者通信装置,能够确保电感值的可变幅度,并且能够小型化。
附图说明
图1是实施方式所涉及的高频前端电路以及其周边电路的结构图。
图2A是实施方式所涉及的阻抗匹配电路的电路结构图。
图2B是实施方式的变形例1所涉及的阻抗匹配电路的电路结构图。
图3A是表示实施方式所涉及的阻抗匹配电路的阻抗变化的史密斯圆图。
图3B是表示实施方式的变形例1所涉及的阻抗匹配电路的阻抗变化的史密斯圆图。
图4A是表示实施方式所涉及的阻抗匹配电路的安装结构的第一例的图。
图4B是表示实施方式所涉及的阻抗匹配电路的安装结构的第二例的图。
图5A是实施方式的变形例2所涉及的阻抗匹配电路的电路结构图。
图5B是实施方式的变形例3所涉及的阻抗匹配电路的电路结构图。
图6A是表示实施方式的变形例2所涉及的阻抗匹配电路的阻抗变化的史密斯圆图。
图6B是表示实施方式的变形例3所涉及的阻抗匹配电路的阻抗变化的史密斯圆图。
图7A是实施方式的变形例4所涉及的阻抗匹配电路的电路结构图。
图7B是实施方式的变形例5所涉及的阻抗匹配电路的电路结构图。
图8A是表示实施方式的变形例4所涉及的阻抗匹配电路的阻抗变化的史密斯圆图。
图8B是表示实施方式的变形例4所涉及的阻抗匹配电路的阻抗变化的史密斯圆图。
图8C是表示实施方式的变形例4所涉及的阻抗匹配电路的阻抗变化的史密斯圆图。
图8D是表示实施方式的变形例4所涉及的阻抗匹配电路的阻抗变化的史密斯圆图。
图9A是表示实施方式的变形例5所涉及的阻抗匹配电路的阻抗变化的史密斯圆图。
图9B是表示实施方式的变形例5所涉及的阻抗匹配电路的阻抗变化的史密斯圆图。
图9C是表示实施方式的变形例5所涉及的阻抗匹配电路的阻抗变化的史密斯圆图。
图9D是表示实施方式的变形例5所涉及的阻抗匹配电路的阻抗变化的史密斯圆图。
图10A是实施方式的变形例6所涉及的阻抗匹配电路的电路结构图。
图10B是实施方式的变形例7所涉及的阻抗匹配电路的电路结构图。
图10C是实施方式的变形例8所涉及的阻抗匹配电路的电路结构图。
图11是表示实施方式的变形例6~8所涉及的阻抗匹配电路的阻抗变化的史密斯圆图。
图12A是表示比较例所涉及的Band8以及Band20的阻抗匹配状态的史密斯圆图。
图12B是表示实施例所涉及的Band8以及Band20的阻抗匹配状态的史密斯圆图。
图13A是实施方式的变形例9所涉及的高频前端电路的一部结构图。
图13B是实施方式的变形例10所涉及的高频前端电路的一部分结构图。
具体实施方式
以下,使用实施例以及附图,详细地对本发明的实施方式进行说明。此外,以下说明的实施方式均是表示包括性或具体性的例子的实施方式。以下的实施方式所示的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等仅为一个例子,并非意在限定本发明。关于以下实施方式的构成要素中的、没有记载于独立权利要求的构成要素,作为任意的构成要素进行说明。另外,附图所示的构成要素的大小或者大小之比不一定严格。
(实施方式)
[1.1高频前端电路的电路结构]
图1是实施方式所涉及的高频前端电路以及其周边电路的结构图。在该图中示出本实施方式所涉及的高频前端电路1、天线元件10、RF信号处理电路95L及95H、以及基带信号处理电路96。高频前端电路1以及天线元件10例如被配置在应对多模式/多频段的移动电话的前端。另外,高频前端电路1、RF信号处理电路95L及95H构成通信装置2。
高频前端电路1具备共用器20、阻抗匹配电路30L及30H、开关电路40L及40H、双工器50A、50B、50C、50D、50E、50F、50G、50H、50J、50K、50L及50M、开关电路61、62、63、64、65、66、67及68、接收放大电路71、72、73及74、发送放大电路81、82、83及84、和控制部90。
高频前端电路1是为了应对多模式/多频段而设置有多个用于通过多个频带(频段)收发无线信号的信号路径的、多载波用收发装置。在本实施方式中,作为多个频带,设置有属于低频段组的BandA~BandF、属于高频段组的BandG~BandM。由于例如通过频分双工(FDD)方式对各频段的高频信号进行信号处理,所以在各频段的信号路径上分别配置有用于能够同时进行收发的双工器50A~50M。
共用器20将从天线元件10输入的无线信号分支为低频段组(例如,700MHz-1GHz)或者高频段组(例如,1.7GHz-2.2GHz),并向阻抗匹配电路30L以及30H输出。另外,共用器20将从各信号路径输入的发送信号向天线元件10输出。
阻抗匹配电路30L通过根据所使用的频段来使阻抗可变,从而取得属于低频段组的信号路径和天线元件10(共用器20)的阻抗匹配。
阻抗匹配电路30H通过根据所使用的频段来使阻抗可变,从而取得属于高频段组的信号路径和天线元件10(共用器20)的阻抗匹配。
此外,对于作为本发明的主要部分特征的阻抗匹配电路30L以及30H,在后述的阻抗匹配电路的结构以及动作中详细地进行说明。
开关电路40L通过使天线元件10与属于低频段组的多个信号路径中的至少一个信号路径连接,来切换天线元件10与该多个信号路径的连接。开关电路40H通过使天线元件10与属于高频段组的多个信号路径中的至少一个信号路径连接,来切换天线元件10与该多个信号路径的连接。
双工器50A是由使低频段组中的BandA的发送频带选择性通过的发送用滤波器和使BandA的接收频带选择性通过的接收用滤波器构成的分波器。双工器50B是由使低频段组中的BandB的发送频带选择性通过的发送用滤波器和使BandB的接收频带选择性通过的接收用滤波器构成的分波器。双工器50C是由使低频段组中的BandC的发送频带选择性通过的发送用滤波器和使BandC的接收频带选择性通过的接收用滤波器构成的分波器。双工器50D是由使低频段组中的BandD的发送频带选择性通过的发送用滤波器和使BandD的接收频带选择性通过的接收用滤波器构成的分波器。双工器50E是由使低频段组中的BandE的发送频带选择性通过的发送用滤波器和使BandE的接收频带选择性通过的接收用滤波器构成的分波器。双工器50F是由使低频段组中的BandF的发送频带选择性通过的发送用滤波器和使BandF的接收频带选择性通过的接收用滤波器构成的分波器。
双工器50G是由使高频段组中的BandG的发送频带选择性通过的发送用滤波器和使BandG的接收频带选择性通过的接收用滤波器构成的分波器。双工器50H是由使高频段组中的BandH的发送频带选择性通过的发送用滤波器和使BandH的接收频带选择性通过的接收用滤波器构成的分波器。双工器50J是由使高频段组中的BandJ的发送频带选择性通过的发送用滤波器和使BandJ的接收频带选择性通过的接收用滤波器构成的分波器。双工器50K是由使高频段组中的BandK的发送频带选择性通过的发送用滤波器和使BandK的接收频带选择性通过的接收用滤波器构成的分波器。双工器50L是由使高频段组中的BandL的发送频带选择性通过的发送用滤波器和使BandL的接收频带选择性通过的接收用滤波器构成的分波器。双工器50M是由使高频段组中的BandM的发送频带选择性通过的发送用滤波器和使BandM的接收频带选择性通过的接收用滤波器构成的分波器。
开关电路61通过使接收放大电路71与属于低频段组的BandA、B、C中的任意一个接收信号路径连接,来切换接收放大电路71与这些接收信号路径的连接。开关电路62通过使接收放大电路72与属于低频段组的BandD、E、F中的任意一个接收信号路径连接,来切换接收放大电路72与这些接收信号路径的连接。开关电路63通过使发送放大电路81与属于低频段组的BandA、B、C中的任意一个发送信号路径连接,来切换发送放大电路81与这些发送信号路径的连接。开关电路64通过使发送放大电路82与属于低频段组的BandD、E、F中的任意一个发送信号路径连接,来切换发送放大电路82与这些发送信号路径的连接。
开关电路65通过使接收放大电路73与属于高频段组的BandG、H、J中的任意一个接收信号路径连接,来切换接收放大电路73与这些接收信号路径的连接。开关电路66通过使接收放大电路74与属于高频段组的BandK、L、M中的任意一个接收信号路径连接,来切换接收放大电路74与这些接收信号路径的连接。开关电路67通过使发送放大电路83与属于高频段组的BandG、H、J中的任意一个发送信号路径连接,来切换发送放大电路83与这些发送信号路径的连接。开关电路68通过使发送放大电路84与属于高频段组的BandK、L、M中的任意一个发送信号路径连接,来切换发送放大电路84与这些发送信号路径的连接。
RF信号处理电路95L通过向下变换等对从天线元件10经由低频段组的接收信号路径输入的高频接收信号进行信号处理,并将经过该信号处理所生成的接收信号向基带信号处理电路96输出。另外,RF信号处理电路95L通过向上变换等对从基带信号处理电路96输入的发送信号进行信号处理,并将经过该信号处理所生成的高频发送信号向低频段组的发送放大电路81以及82输出。
RF信号处理电路95H通过向下变换等对从天线元件10经由高频段组的接收信号路径输入的高频接收信号进行信号处理,并将经过该信号处理所生成的接收信号向基带信号处理电路96输出。另外,RF信号处理电路95H通过向上变换等对从基带信号处理电路96输入的发送信号进行信号处理,并将经过该信号处理所生成的高频发送信号向高频段组的发送放大电路83以及84输出。
RF信号处理电路95L以及95H例如是RFIC(Radio Frequency IntegratedCircuit:射频集成电路)。
被基带信号处理电路96处理后的信号例如作为图像信号而用于图像显示,或者作为声音信号而用于通话。
控制部90基于被使用的频段来控制各开关电路的连接。控制部90基于从配置在后段的RF信号处理电路95L及95H或者基带信号处理电路96等供给的、表示被选择使用的频段的控制信号,来控制开关电路40L、40H以及61~68。
此外,控制部90也可以不配置在高频前端电路1,也可以是RF信号处理电路95L及95H或者基带信号处理电路96具备。此时,RF信号处理电路95L及95H或者基带信号处理电路96直接控制开关电路40L、40H以及61~68。
根据上述结构,高频前端电路1能够收发属于高频段组的6频段以及属于低频段组的6频段的高频信号。并且,高频前端电路1以提高通信品质(通信的高速化和稳定化)为目的,能够应用同时使用不同的频段的所谓的载波聚合方式。例如能够同时使用BandA、B、C中的1频段、BandD、E、F中的1频段、BandG、H、J中的1频段、以及BandK、L、M中的1频段。
此处,由于需要根据与天线元件10连接的信号路径的组合来分别独立地取得天线元件10和信号路径的阻抗匹配,所以阻抗匹配电路30L以及30H需要与该组合的数量的对应的阻抗值的变化。因此,本实施方式所涉及的阻抗匹配电路30L以及30H成为可调的阻抗匹配电路。以下,详细地对本实施方式所涉及的阻抗匹配电路30L以及30H的电路结构以及动作进行说明。
[1.2阻抗匹配电路31以及32的电路结构]
图2A是实施方式所涉及的阻抗匹配电路31的电路结构图。该图所示的阻抗匹配电路31具备输入输出端子302及304、电感器311L、312L、313L及314L、开关311S、312S、313S、314S及315S。阻抗匹配电路31例如应用于图1所示的高频前端电路1的阻抗匹配电路30L以及30H。在将阻抗匹配电路31应用于阻抗匹配电路30L的情况下,输入输出端子302与共用器20连接,输入输出端子304与开关电路40L连接。另外,在将阻抗匹配电路31应用于阻抗匹配电路30H的情况下,输入输出端子302与共用器20连接,输入输出端子304与开关电路40H连接。
电感器311L(第一电感器)、312L(第二电感器)、313L以及314L依次串联连接在将输入输出端子302和输入输出端子304连结的路径上。
开关311S是具有第一端子以及第二端子,第一端子与电感器311L的一端连接,并且切换第一端子与第二端子的导通以及非导通的第一开关。开关312S具有第三端子以及第四端子,第三端子同电感器311L的另一端和电感器312L的一端的连接点连接,并且切换第三端子和第四端子的导通以及非导通的第二开关。开关313S是具有第五端子以及第六端子,第五端子同电感器312L的另一端和电感器313L的一端的连接点连接,并且切换第五端子与第六端子的导通以及非导通的第三开关。另外,第二端子、第四端子以及第六端子被连接。开关314S具有两个端子,一个端子同电感器313L的另一端和电感器314L的一端的连接点连接,切换两端子间的导通以及非导通。另外,开关314S的另一个端子与第二端子、第四端子以及第六端子连接。开关315S具有两个端子,一个端子与电感器314L的另一端连接,切换两端子间的导通以及非导通。另外,开关315S的另一个端子与第二端子、第四端子以及第六端子连接。
图2B是实施方式的变形例1所涉及的阻抗匹配电路32的电路结构图。该图所示的阻抗匹配电路32具备输入输出端子302以及304、电感器321L(第一电感器)以及322L(第二电感器)、电容器323C以及324C、开关321S(第一开关)、322S(第二开关)、323S(第三开关)、324S(第四开关)以及325S(第四开关)。阻抗匹配电路32成为阻抗匹配电路31的电感器313L以及314L分别被置换为电容器323C以及324C的结构。
电感器321L(第一电感器)、322L(第二电感器)、323C以及324C依次串联连接在将输入输出端子302和输入输出端子304连结的路径上。
由于阻抗匹配电路32中的开关321S~325S的连接结构与阻抗匹配电路31中的开关311S~315S的连接结构相同,所以省略说明。
换句话说,对于实施方式所涉及的阻抗匹配电路31以及变形例1所涉及的阻抗匹配电路32而言,两个以上的电感器串联连接在输入输出端子间,并且与该两个以上的电感器的各端子对应地连接开关的一端,该开关的另一端彼此连接。
[1.3阻抗匹配电路31以及32的电路动作]
以下,对阻抗匹配电路31以及32的电路动作进行说明。
图3A是表示实施方式所涉及的阻抗匹配电路31的阻抗变化的史密斯圆图。此处,将电感器311L~314L的各电感值分别设定为1nH(L311L)、2nH(L312L)、3nH(L313L)、4nH(L314L)。此外,上述各电感值根据阻抗匹配电路31所需的电感值的可变幅度来设定即可,例如可以将各电感值的绝对值设为1nH(L311L)、2nH(L312L)、4nH(L313L)、8nH(L314L),也可以设定为以对数来看各增大2倍。
在图2A中,通过将开关311S~315S的各个分别独立地设为导通或者非导通,能够使阻抗匹配电路31的电感值高精度地变化。更具体而言,将开关311S~315S全部设为导通状态以将阻抗匹配电路31的电感值设为最小值(0nH),将开关311S~315S全部设为非导通状态以将阻抗匹配电路31的电感值(串行加法)设为最大值(10nH)。将该最小值与最大值的差设为可变幅度,能够以1nH阶级使电感值精细地变化。
图3A的史密斯圆图示出如上述那样通过分别独立地控制开关311S~315S的导通或者非导通而获得的阻抗匹配电路31的阻抗变化。根据阻抗匹配电路31,通过使上述电感值变化,能够使阻抗匹配电路31的电抗变化。
图3B是表示实施方式的变形例1所涉及的阻抗匹配电路32的阻抗变化的史密斯圆图。此处,将电感器321L以及322L的电感值分别设定为2nH(L321L)以及4nH(L322L)。另外,将电容器323C以及324C的电容值分别设定为1pF(C323C)以及2pF(L324C)。换句话说,各电感值以及电容值的绝对值分别设定为约各增大2倍。
在图2B中,通过将开关321S~325S的各个分别独立地设为导通或者非导通,能够使阻抗匹配电路32的电感值以及电容值高精度地变化。更具体而言,将开关321S~325S全部设为导通状态,以将阻抗匹配电路32的合成电感值以及合成电容值设为最小值(0nH、0pF)。另外,将开关321S~322S设为非导通状态、将开关323S~325S设为导通状态,以将阻抗匹配电路32的合成电感值设为最大值(6nH),将合成电容值设为最小值(0pF)。另外,将开关321S~323S设为导通状态、将开关324S~325S设为非导通状态,以将阻抗匹配电路32的合成电感值设为最小值(0nH),使合成电容值为0.66pF。另外,将开关321S~324S设为导通状态、将开关325S设为非导通状态,以将阻抗匹配电路32的合成电感值设为最小值(0nH),将合成电容值设为2pF。
图3B的史密斯圆图示出如上述那样通过分别独立地控制开关311S~315S的导通或者非导通而获得的阻抗匹配电路32的阻抗变化。根据阻抗匹配电路32,通过使上述电感值以及上述电容值变化,能够使阻抗匹配电路32的电抗变化。另外,与阻抗匹配电路31相比较,电抗的变化区域不仅达到感应性区域也达到电容性区域。换句话说,本变形例所涉及的阻抗匹配电路32与阻抗匹配电路31相比较,通过在串联连接的电感器上串联附加电容器,可以扩展阻抗的可变幅度。
在根据被选择连接的信号路径的组合来使阻抗匹配电路的阻抗状态可变的情况下,需要与该组合的数量对应的阻抗匹配电路的电感值的变化。因此,如果是以往,需要与所需的电感值对应的多个电感器,但由于越增大电感值则电感器越大型化,所以电感值的变化越多,则阻抗匹配电路越大型化。从该观点来看,例如在将阻抗匹配电路搭载于移动电话的多频段前端电路的情况下,频段数越多,则电路越大型化。
与此相对,根据本实施方式所涉及的阻抗匹配电路31以及32,通过切换与串联连接的两个以上的电感器的各端子连接的开关的接通(导通)以及断开(非导通),从而例如若将第一电感器的电感值设为L1、将第二电感器的电感值设为L2,则能够利用两个电感器选择0、L1、L2以及(L1+L2)这四种电感值。换句话说,不需要具有(L1+L2)的电感值的大的电感器,能够利用具有比(L1+L2)小的电感值的两个电感器来阶段性地选择从0到(L1+L2)的电感值。此外,在与0、L1、L2以及(L1+L2)这四种电感值对应地配置有三个电感器(在电感值0的情况下不需要电感器)的情况下,合计需要2×(L1+L2)的电感值。由此,能够比以各电感器具有的电感值中的最大值以及最小值的范围规定的可变幅度大地确保电感值的可变幅度,进而能够以更细微的阶级使电感值可变。因而,能够使电路小型化,并且能够即使与输入输出端子连接的高频电路的阻抗发生变化也任意地取得阻抗匹配。
[1.4阻抗匹配电路的安装结构]
接下来,对本实施方式所涉及的阻抗匹配电路31的结构的一个例子进行说明。
图4A是表示实施方式所涉及的阻抗匹配电路31的安装结构的第一例的图。在该图的右侧示出阻抗匹配电路31的俯视图(上部)以及剖视图(下部)。如该图所示,阻抗匹配电路31还具备用于安装各电感器以及各开关的电路基板100。电感器311L~314L由内置于电路基板100的、螺旋状的平面线圈图案构成。另外,与电感器311L~314L的各个对应的各线圈图案形成在同一层内。
此外,电感器311L~314L的线圈图案并不局限于图4A所示的图案形状。可以是遍及构成电路基板100的多个层而形成的螺旋状的线圈图案,也可以是沿着与基板主面垂直的方向而形成的线圈图案。另外,线圈图案的圈数也是任意的。并且,各线圈图案可以不形成在同一层内,而形成在不同的层,也可以在俯视电路基板100的情况下相互重叠。
图4B是表示实施方式所涉及的阻抗匹配电路31的安装结构的第二例的图。如该图所示,电感器311L~314L的各个由通过分割内置于电路基板100的螺旋状的一个平面线圈图案而得到的一部分构成。
根据本实施方式所涉及的阻抗匹配电路31的电路结构,由于利用具有与现有技术相比总电感值较小的电感值的电感器便能够确保所希望的阻抗的可变幅度,所以在采取图4A以及图4B那样的电感器的安装结构的情况下,能够减少线圈图案的面积或者层叠数。因而,能够实现电路基板100的小型化。
另外,如图4A的剖视图所示,开关311S~315S被安装在电路基板100的主面上。由此,电感器311L~314L和开关311S~315S处于层叠关系,所以能够实现阻抗匹配电路31的省面积化。
另外,开关311S~315S可以是FET(Field Effect Transistor:场效应晶体管)开关或者二极管开关,该FET开关由GaAs或CMOS(Complementary Metal OxideSemiconductor:互补金属氧化物半导体)构成。由此,能够实现阻抗匹配电路31的小型化以及低价格化。
此外,图4A以及图4B所示的阻抗匹配电路31的安装结构也能够应用于变形例1所涉及的阻抗匹配电路32的安装结构。在该情况下,电容器323C以及324C可以与电感器321L以及322L一起被内置于电路基板100,或者也可以配置在电路基板100的主面上。
[1.5阻抗匹配电路33以及34的电路结构]
图5A是实施方式的变形例2所涉及的阻抗匹配电路33的电路结构图。该图所示的阻抗匹配电路33与实施方式所涉及的阻抗匹配电路31相比较,串联连接的多个电感器的连接位置不同。以下,对于变形例2所涉及的阻抗匹配电路33,对与实施方式所涉及的阻抗匹配电路31相同的点省略说明,以不同的点为中心进行说明。
阻抗匹配电路33具备输入输出端子302及304、电感器331L、332L、333L及334L、开关331S、332S、333S、334S及335S。
电感器331L(第一电感器)、332L(第二电感器)、333L及334L依次串联连接在将输入输出端子302和输入输出端子304连结的路径与接地端子之间。
电感器331L~334L以及开关331S~335S的连接结构分别与图2A的电感器311L~314L以及开关311S~315S的连接结构相同。
图5B是实施方式的变形例3所涉及的阻抗匹配电路34的电路结构图。该图所示的阻抗匹配电路34与变形例1所涉及的阻抗匹配电路32相比较,串联连接的多个电感器以及多个电容器的连接位置不同。以下,对于变形例3所涉及的阻抗匹配电路34,对与变形例1所涉及的阻抗匹配电路32相同的点省略说明,以不同的点为中心进行说明。
阻抗匹配电路34具备输入输出端子302及304、电感器343L及344L、电容器341C及342C、开关341S、342S、343S、344S及345S。
电容器341C及342C、电感器343L(第一电感器)及344L(第二电感器)依次串联连接在将输入输出端子302和输入输出端子304连结的路径与接地端子之间。
电感器344L及343L、电容器342C及341C、开关345S~341S的连接结构分别与图2B的电感器321L及322L、电容器323C及324C、开关321S~325S的连接结构相同。
[1.6阻抗匹配电路33以及34的电路动作]
以下,对阻抗匹配电路33以及34的电路动作进行说明。
图6A是表示实施方式的变形例2所涉及的阻抗匹配电路33的阻抗变化的史密斯圆图。此处,将电感器331L~334L的各电感值分别设定为1nH(L331L)、2nH(L332L)、3nH(L333L)、4nH(L334L)。此外,上述各电感值可以根据阻抗匹配电路33所需的电感值的可变幅度来设定,例如可以将各电感值的绝对值设为1nH(L331L)、2nH(L332L)、4nH(L333L)、8nH(L334L),也可以设定为以对数来看各增大2倍。
在图5A中,通过将开关331S~335S的各个分别独立地设为导通或者非导通,能够使阻抗匹配电路33的电感值高精度地变化。更具体而言,将开关331S~335S全部设为导通状态,以将阻抗匹配电路33的电感值设为最小值(0nH),将开关331S~335S全部设为非导通状态,以将阻抗匹配电路33的电感值(串行加法)设为最大值(10nH)。将该最小值与最大值的差设为可变幅度,能够以1nH阶级使电感值精细地变化。
图6A的史密斯圆图示出如上述那样通过分别独立地控制开关331S~335S的导通或者非导通而获得的阻抗匹配电路33的阻抗变化。根据阻抗匹配电路33,通过使上述电感值变化,能够使阻抗匹配电路33的导纳中的电纳变化。
图6B是表示实施方式的变形例3所涉及的阻抗匹配电路34的阻抗变化的史密斯圆图。此处,将电感器343L以及344L的电感值分别设定为2nH(L343L)以及4nH(L344L)。另外,将电容器341C以及342C的电容值分别设定为2pF(C341C)以及1pF(L342C)。换句话说,各电感值以及电容值的绝对值设定为约各增大2倍。
在图5B中,通过将开关341S~345S的各个分别独立地设为导通或者非导通,能够使阻抗匹配电路34的电感值以及电容值高精度地变化。更具体而言,将开关341S~345S全部设为导通状态,以将阻抗匹配电路34的合成电感值以及合成电容值设为最小值(0nH、0pF)。另外,将开关344S~345S设为非导通状态、将开关341S~343S设为导通状态,以将阻抗匹配电路34的合成电感值设为最大值(6nH),将合成电容值设为最小值(0pF)。另外,将开关343S~345S设为导通状态、将开关341S~342S设为非导通状态,以将阻抗匹配电路34的合成电感值设为最小值(0nH),使合成电容值为0.66pF。另外,将开关342S~345S设为导通状态、将开关341S设为非导通状态,以将阻抗匹配电路34的合成电感值设为最小值(0nH),将合成电容值设为2pF。
图6B的史密斯圆图示出通过如上述那样分别独立地控制开关341S~345S的导通或者非导通而获得的阻抗匹配电路34的阻抗变化。根据阻抗匹配电路34,通过使上述电感值以及上述电容值变化,能够使阻抗匹配电路34的导纳中的电纳变化。另外,与阻抗匹配电路33相比较,电纳的变化区域不仅达到感应性区域也达到电容性区域。换句话说,本变形例所涉及的阻抗匹配电路34与阻抗匹配电路33相比较,通过在串联连接的电感器上串联附加电容器,能够扩展阻抗的可变幅度。
根据本实施方式所涉及的变形例的阻抗匹配电路33以及34,通过切换与串联连接的两个以上的电感器的各端子连接的开关的接通以及断开,从而不需要具有电感值的可变幅度的最大值的大的电感器,利用具有比该最大值小的电感值的两个电感器便可以阶段性地选择从最小值到最大值的电感值。由此,能够比以各电感器具有的电感值中的最大值以及最小值的范围规定的可变幅度大地确保电感值的可变幅度,能够以细微的阶级使电感值可变。因而,能够使电路小型化,并且能够即使与输入输出端子连接的高频电路的阻抗发生变化也任意地取得阻抗匹配。
[1.7阻抗匹配电路35以及36的电路结构]
图7A是实施方式的变形例4所涉及的阻抗匹配电路35的电路结构图。该图所示的阻抗匹配电路35具备输入输出端子302以及304、电感器351L以及352L、电容器353C以及354C、开关351S、352S、353S、354S以及355S。
电感器351L(第一电感器)以及352L(第二电感器)依次串联连接在将输入输出端子302和输入输出端子304连结的路径上。
另外,电感器351L以及352L的串联连接电路、电容器353C以及开关354S(第四开关)的串联连接电路、电容器354C以及开关355S(第四开关)的串联连接电路并联连接在输入输出端子302与输入输出端子304之间。
由于阻抗匹配电路35中的开关351S~353S的连接结构与阻抗匹配电路31中的开关311S~313S的连接结构相同,所以省略说明。
电感器351L的第一端子、电容器353C的一个端子以及电容器354C的一个端子与输入输出端子302连接。
开关354S具有两个端子,一个端子与电容器353C的另一端连接,另一个端子与电感器352L的第四端子以及输入输出端子304连接。另外,开关355S具有两个端子,一个端子与电容器354C的另一端连接,另一个端子与电感器352L的第四端子以及输入输出端子304连接。
图7B是实施方式的变形例5所涉及的阻抗匹配电路36的电路结构图。该图所示的阻抗匹配电路36具备输入输出端子302以及304、电感器361L以及362L、电容器363C以及364C、开关361S、362S、363S、364S以及365S。
电感器361L(第一电感器)以及362L(第二电感器)依次串联连接在将输入输出端子302和输入输出端子304连结的路径与接地端子之间。
另外,电感器361L以及362L的串联连接电路、电容器363C以及开关364S(第四开关)的串联连接电路、电容器364C以及开关365S(第四开关)的串联连接电路并联连接在将输入输出端子302和输入输出端子304连结的路径与接地端子之间。
由于阻抗匹配电路36中的开关361S~363S的连接结构与阻抗匹配电路33中的开关331S~333S的连接结构相同,所以省略说明。
电感器361L的第一端子、电容器363C的一个端子以及电容器364C的一个端子与输入输出端子302以及304连接。
开关364S具有两个端子,一个端子与电容器363C的另一端连接,另一个端子与电感器362L的第四端子以及接地端子连接。另外,开关365S具有两个端子,一个端子与电容器364C的另一端连接,另一个端子与电感器362L的第四端子以及接地端子连接。
[1.8阻抗匹配电路35以及36的电路动作]
以下,对阻抗匹配电路35以及36的电路动作进行说明。
图8A、图8B、图8C以及图8D是表示实施方式的变形例4所涉及的阻抗匹配电路35的阻抗变化的史密斯圆图。图8A~图8D分别表示将阻抗匹配电路35的合成电容值设为0pF、1pF、2pF、3pF的情况下的阻抗变化。此处,将电感器351L以及352L的电感值分别设定为2nH(L 351L)以及4nH(L 352L)。另外,将电容器353C以及354C的电容值分别设定为1pF(C353C)以及2pF(L 354C)。换句话说,各电感值以及电容值的绝对值设定为约各增大2倍。
在图7A中,将开关351S~353S设为导通状态以将合成电感值设为最小值(0nH),将开关354S~355S设为非导通状态以将合成电容值设为最小值(0pF)(状态1A)。另外,将开关351S~355S设为非导通状态,以将合成电感值设为6nH,将使合成电容值设为最小值(0pF)(状态2A)。
图8A的史密斯圆图示出通过分别独立地控制开关351S~353S而能够精细(分4个阶段)地设定从上述的状态1A到状态2A的阻抗。根据阻抗匹配电路35,通过在将开关354S以及355S设为非导通的状态(合成电容值为0pF的状态)下使上述电感值变化,从而能够使阻抗匹配电路35的电抗变化。
接下来,在图7A中,将开关351S设为非导通状态、将开关352S~353S设为导通状态,以将合成电感值设为2nH,将开关354S设为导通状态、将开关355S设为非导通状态,以将合成电容值设为1pF(状态3A)。另外,将开关351S~353S设为非导通状态以将合成电感值设为6nH,将开关354S设为导通状态、将开关355S设为非导通状态以将合成电容值设为1pF(状态4A)。
图8B的史密斯圆图示出通过分别独立地控制开关351S~353S而能够精细(分3个阶段)地设定从上述的状态3A到状态4A的阻抗。根据阻抗匹配电路35,通过在将开关354S设为导通状态以及将开关355S设为非导通的状态(合成电容值1pF的状态)下使上述电感值变化,能够使阻抗匹配电路35的电抗变化。
接下来,在图7A中,将开关351S设为非导通状态、将开关352S~353S设为导通状态以将合成电感值设为2nH,将开关355S设为导通状态、将开关354S设为非导通状态以将合成电容值设为2pF(状态5A)。另外,将开关351S~353S设为非导通状态以将合成电感值设为6nH,将开关355S设为导通状态、将开关354S设为非导通状态以将合成电容值设为2pF(状态6A)。
图8C的史密斯圆图示出通过分别独立地控制开关351S~353S而能够精细(分3个阶段)地设定从上述的状态5A到状态6A的阻抗。根据阻抗匹配电路35,通过在将开关355S设为导通状态以及将开关354S设为非导通的状态(合成电容值为2pF的状态)下使上述电感值变化,能够使阻抗匹配电路35的电抗变化。
接下来,在图7A中,将开关351S设为非导通状态、将开关352S~353S设为导通状态以将合成电感值设为2nH,将开关354S以及355S设为导通状态以将合成电容值设为3pF(状态7A)。另外,将开关351S~353S设为非导通状态以将合成电感值设为6nH,将开关354S以及355S设为导通状态以将合成电容值设为3pF(状态8A)。
图8D的史密斯圆图示出通过分别独立地控制开关351S~353S而能够精细(分3个阶段)地设定从上述的状态7A到状态8A的阻抗。根据阻抗匹配电路35,通过在开关354S以及355S导通的状态(合成电容值为3pF的状态)下使上述电感值变化,能够使阻抗匹配电路35的电抗变化。
如上述的图8A~图8D那样,通过在使阻抗匹配电路35的合成电容值如0pF、1pF、2pF以及3pF那样具有变化幅度的状态下使电感值变化,能够使阻抗匹配电路35的电抗的变化区域变化。换句话说,本变形例所涉及的阻抗匹配电路35与阻抗匹配电路31相比较,通过在串联连接的电感器上并联附加电容器,能够提高阻抗的可变区域的自由度,能够扩大阻抗的调整范围。
图9A、图9B、图9C以及图9D是表示实施方式的变形例5所涉及的阻抗匹配电路36的阻抗变化的史密斯圆图。图9A~图9D分别示出将阻抗匹配电路36的合成电容值设为0pF、1pF、2pF、3pF的情况下的阻抗变化。此处,将电感器361L以及362L的电感值分别设定为2nH(L361L)以及4nH(L362L)。另外,将电容器363C以及364C的电容值分别设定为1pF(C363C)以及2pF(L364C)。换句话说,各电感值以及电容值的绝对值设定为约各增大2倍。
在图7B中,将开关361S~363S设为导通状态以将合成电感值设为最小值(0nH),将开关364S~365S设为非导通状态以将合成电容值设为最小值(0pF)(状态1B)。另外,将开关361S~365S设为非导通状态以将合成电感值设为6nH,将合成电容值设为最小值(0pF)(状态2B)。
图9A的史密斯圆图示出通过分别独立地控制开关361S~363S而能够精细(分4个阶段)地设定从上述的状态1B到状态2B的阻抗。根据阻抗匹配电路36,通过在将开关364S以及365S设为非导通的状态(合成电容值为0pF的状态)下使上述电感值变化,能够使阻抗匹配电路36的导纳中的电纳变化。
接下来,在图7B中,将开关361S设为非导通状态、将开关362S~363S设为导通状态以将合成电感值设为2nH,将开关364S设为导通状态、将开关365S设为非导通状态以将合成电容值设为1pF(状态3B)。另外,将开关361S~363S设为非导通状态以将合成电感值设为6nH,将开关364S设为导通状态、将开关365S设为非导通状态以将合成电容值设为1pF(状态4B)。
图9B的史密斯圆图示出通过分别独立地控制开关361S~363S而能够精细(分3个阶段)地设定从上述的状态3B到状态4B的阻抗。根据阻抗匹配电路36,通过在将开关364S设为导通状态以及将开关365S设为非导通的状态(合成电容值为1pF的状态)下使上述电感值变化,能够使阻抗匹配电路36的导纳中的电纳变化。
接下来,在图7B中,将开关361S设为非导通状态、将开关362S~363S设为导通状态以将合成电感值设为2nH,将开关365S设为导通状态、将开关364S设为非导通状态以将合成电容值设为2pF(状态5B)。另外,将开关361S~363S设为非导通状态以将合成电感值设为6nH,将开关365S设为导通状态、将开关364S设为非导通状态以将合成电容值设为2pF(状态6B)。
图9C的史密斯圆图示出通过分别独立地控制开关361S~363S而能够精细(分3个阶段)地设定从上述的状态5B到状态6B的阻抗。根据阻抗匹配电路36,通过在将开关365S设为导通状态以及将开关364S设为非导通的状态(合成电容值为2pF的状态)下使上述电感值变化,能够使阻抗匹配电路36的导纳中的电纳变化。
接下来,在图7B中,将开关361S设为非导通状态、将开关362S~363S设为导通状态以将合成电感值设为2nH,将开关364S以及365S设为导通状态以将合成电容值设为3pF(状态7B)。另外,将开关361S~363S设为非导通状态以将合成电感值设为6nH,将开关364S以及365S设为导通状态以将合成电容值设为3pF(状态8B)。
图9D的史密斯圆图示出通过分别独立地控制开关361S~363S而能够精细(分3个阶段)地设定从上述的状态7B到状态8B的阻抗。根据阻抗匹配电路36,通过在使开关364S以及365S导通的状态(合成电容值为3pF的状态)下使上述电感值变化,能够使阻抗匹配电路36的导纳中的电纳变化。
如上述的图9A~图9D那样,通过在使阻抗匹配电路36的合成电容值如0pF、1pF、2pF以及3pF那样具有变化幅度的状态下使电感值变化,能够使阻抗匹配电路36的电纳的变化区域变化。换句话说,本变形例所涉及的阻抗匹配电路36与阻抗匹配电路32相比较,通过在串联连接的电感器上并联附加电容器,能够提高阻抗的可变区域的自由度,能够扩大阻抗的调整范围。
[1.9阻抗匹配电路37、38、39的电路结构]
接下来,对具有两个以上的电感器串联连接在将输入输出端子连结的路径上的电路、和两个以上的电感器串联连接在将输入输出端子连结的路径与接地端子之间的电路这双方的复合电路进行说明。
图10A是实施方式的变形例6所涉及的阻抗匹配电路37的电路结构图。该图所示的阻抗匹配电路37具备输入输出端子302以及304、串联可变匹配部37S和并联可变匹配部37P。
串联可变匹配部37S是与实施方式所涉及的阻抗匹配电路31相同的电路结构,被配置在将输入输出端子302和输入输出端子304连结的路径上。
并联可变匹配部37P是与变形例2所涉及的阻抗匹配电路33相同的电路结构,被配置在将输入输出端子302和输入输出端子304连结的路径与接地端子之间。
并联可变匹配部37P具备电感器331L、332L、333L以及334L、开关331S、332S、333S、334S以及335S。
电感器331L(第三电感器)、332L(第四电感器)、333L以及334L依次串联连接在将输入输出端子302和输入输出端子304连结的路径与接地端子之间。
开关331S是具有第七端子以及第八端子,第七端子与电感器331L的一端连接,切换第七端子与第八端子的导通以及非导通的第五开关。开关332S是具有第九端子以及第十端子,第九端子同电感器331L的另一端和电感器332L的一端的连接点连接,切换第九端子与第十端子的导通以及非导通的第六开关。开关333S是具有第十一端子以及第十二端子,第十一端子同电感器332L的另一端和电感器333L的一端的连接点连接,切换第十一端子与第十二端子的导通以及非导通的第七开关。另外,第八端子、第十端子以及第十二端子连接。开关334S具有两个端子,一个端子同电感器333L的另一端和电感器334L的一端的连接点连接,切换两端子间的导通以及非导通。另外,开关334S的另一个端子与第八端子、第十端子以及第十二端子连接。开关335S具有两个端子,一个端子与电感器334L的另一端连接,切换两端子间的导通以及非导通。另外,开关335S的另一个端子与第八端子、第十端子以及第六12端子连接。
图10B是实施方式的变形例7所涉及的阻抗匹配电路38的电路结构图。该图所示的阻抗匹配电路38具备输入输出端子302以及304、串联可变匹配部38S和并联可变匹配部38P。
串联可变匹配部38S是与变形例4所涉及的阻抗匹配电路35相同的电路结构,被配置在将输入输出端子302和输入输出端子304连结的路径上。
并联可变匹配部38P是与变形例5所涉及的阻抗匹配电路36相同的电路结构,被配置在将输入输出端子302和输入输出端子304连结的路径与接地端子之间。
并联可变匹配部38P具备电感器361L以及362L、电容器363C以及364C、开关361S、362S、363S、364S以及365S。
电感器361L(第三电感器)以及362L(第四电感器)依次串联连接在将输入输出端子302和输入输出端子304连结的路径与接地端子之间。
开关361S是具有第七端子以及第八端子,第七端子与电感器361L的一端连接,切换第七端子与第八端子的导通以及非导通的第五开关。开关362S是具有第九端子以及第十端子,第九端子同电感器361L的另一端和电感器362L的一端的连接点连接,切换第九端子与第十端子的导通以及非导通的第六开关。开关363S是具有第十一端子以及第十二端子,第十一端子与电感器362L的另一端以及接地端子连接,切换第十一端子与第十二端子的导通以及非导通的第七开关。另外,第八端子、第十端子以及第十二端子连接。开关364S(第四开关)具有两个端子,一个端子与电容器363C的另一端连接,另一个端子与电感器362L的另一端以及接地端子连接。开关365S(第四开关)具有两个端子,一个端子与电容器364C的另一端连接,另一个端子与电感器362L的另一端以及接地端子连接。
图10C是实施方式的变形例8所涉及的阻抗匹配电路39的电路结构图。该图所示的阻抗匹配电路39具备输入输出端子302以及304、串联可变匹配部39S和并联可变匹配部39P。
串联可变匹配部39S是与变形例4所涉及的阻抗匹配电路35相同的电路结构,被配置在将输入输出端子302和输入输出端子304连结的路径上。
并联可变匹配部39P是与变形例5所涉及的阻抗匹配电路36相同的电路结构,被配置在串联可变匹配部39S的开关351S~353S共同连接的连接点与接地端子之间。
并联可变匹配部39P具备电感器361L以及362L、电容器363C以及364C、开关361S、362S、363S、364S以及365S。
电感器361L(第三电感器)以及362L(第四电感器)依次串联连接在开关351S的第二端子、开关352S的第四端子以及开关353S的第六端子与接地端子之间。
开关361S是具有第七端子以及第八端子,第七端子与电感器361L的一端连接,切换第七端子与第八端子的导通以及非导通的第五开关。开关362S是具有第九端子以及第十端子,第九端子同电感器361L的另一端和电感器362L的一端的连接点连接,切换第九端子与第十端子的导通以及非导通的第六开关。开关363S是具有第十一端子以及第十二端子,第十一端子与电感器362L的另一端以及接地端子连接,切换第十一端子与第十二端子的导通以及非导通的第七开关。另外,第八端子、第十端子以及第十二端子连接。开关364S(第四开关)具有两个端子,一个端子与开关351S、352S以及353S共同连接的连接点连接,另一个端子与电容器363C的一端连接。开关365S(第四开关)具有两个端子,一个端子与开关351S、352S以及353S共同连接的连接点连接,另一个端子与电容器364C的一端连接。另外,电容器363C的另一端以及电容器364C的另一端与接地端子连接。
图11是表示实施方式的变形例6~8所涉及的阻抗匹配电路37~39的阻抗变化的史密斯圆图。该图的史密斯圆图示出通过分别独立地控制各开关而能够精细(多阶段)地设定变形例6~8所涉及的阻抗匹配电路37~39的阻抗。
通过利用并联可变匹配部37P、38P以及39P,在具有合成电容值的变化幅度的状态下使合成电感值变化,能够使阻抗匹配电路37~39的导纳中的电纳变化。并且,通过利用串联可变匹配部37S、38S以及39S,在具有合成电容值的变化幅度的状态下使合成电感值变化,能够使阻抗匹配电路37~39的电抗变化。换句话说,变形例6~8所涉及的阻抗匹配电路37~39与阻抗匹配电路31~36相比较,通过具有串联可变匹配部和并联可变匹配部这双方,而能够对阻抗的实数分量和虚数分量这两方进行匹配,与阻抗匹配电路31~36相比较,阻抗匹配的精度提高。另外,能够进一步提高阻抗的可变区域的自由度,并且能够进一步扩大阻抗的调整范围。
[1.10实施例]
此处,对将本实施方式所涉及的阻抗匹配电路应用于图1所示的高频前端电路1的实施例进行说明。
图12A是表示比较例所涉及的Band8以及Band20的阻抗匹配状态的史密斯圆图。另外,图12B是表示实施例所涉及的Band8以及Band20的阻抗匹配状态的史密斯圆图。
此处,将在高频前端电路1中所使用的频段设为属于低频段组的Band8(发送频带:880-915MHz,接收频带:925-960MHz)以及Band20(发送频带:832-862MHz,接收频带:791-821MHz)。另外,例示出分别以单频段使用Band8以及Band20的情况、和同时使用Band8以及Band20(载波聚合)的情况这两种情况。
图12A示出没有使用本实施方式所涉及的阻抗匹配电路的情况下的阻抗匹配状态。如图12A的上部所示,在单独使用Band8以及Band20的各个的情况下,从天线侧观察各频段的双工器时的阻抗相当大地偏离特性阻抗(50Ω),成为电容性的。另外,如图12A的下部所示,在同时使用Band8以及Band20的情况下,从天线侧观察各频段的双工器时的阻抗相当大地偏离特性阻抗(50Ω),成为电容性的。
与此相对,图12B示出没有使用本实施方式所涉及的阻抗匹配电路的情况下的阻抗匹配状态。在本实施例中,特别示出应用实施方式的变形例2所涉及的阻抗匹配电路33(图5A)的情况。
如图12B的上部所示,示出在单独使用Band8以及Band20的各个的情况下,从天线侧观察各频段的双工器时的阻抗与特性阻抗(50Ω)大致一致,取得阻抗匹配。此处,将阻抗匹配电路33的合成电感值调整成8nH。更具体而言,通过在将阻抗匹配电路33的各电感值设为1nH(L331L)、2nH(L332L)、3nH(L333L)、4nH(L334L)的情况下,使开关332S以及333S导通,使开关331S、334S以及335S非导通,从而实现上述合成电感值(8nH)。
另外,如图12B的下部所示,在同时使用Band8以及Band20的情况下,从天线侧观察各频段的双工器时的阻抗与特性阻抗(50Ω)大致一致,取得阻抗匹配。此处,将阻抗匹配电路33的合成电感值调整为3nH。更具体而言,通过在将阻抗匹配电路33的各电感值设为1nH(L331L)、2nH(L332L)、3nH(L333L)、4nH(L334L)的情况下,使开关333S~335S导通,使开关331S以及332S非导通,从而实现上述合成电感值(3nH)。
像这样,如果在高频前端电路中使用本实施方式所涉及阻抗匹配电路,则即使在单独使用多个频段中的特定的频段的情况下,或者即使在同时使用多个频段的情况下,也能够以上述的那样的简单化且小型化的电路结构来灵活且高精度地取得阻抗匹配。
(其它实施方式等)
以上,列举实施方式以及变形例来对本发明所涉及的阻抗匹配电路31~39以及高频前端电路1进行了说明,但本发明的阻抗匹配电路以及高频前端电路并不局限于上述实施方式以及变形例。组合上述实施方式以及变形例中的任意的构成要素而实现的其它实施方式、对上述实施方式在不脱离本发明的主旨的范围内实施本领域技术人员想出的各种变形所得的变形例、内置有本公开的阻抗匹配电路或高频前端电路的各种设备也包含在本发明中。
例如,阻抗匹配电路31~39并不局限于配置在图1所示的高频前端电路1中的共用器20与开关电路40L或者40H之间。阻抗匹配电路31~39配置在多个高频电路之间即可,是根据该多个高频电路中被选择出的两个以上的高频电路来使阻抗可变的电路即可。
例如,也可以将上述实施方式所涉及的阻抗匹配电路31~39中的任意一个配置在高频前端电路1的放大电路与开关电路之间。
图13A是变形例9所涉及的高频前端电路的一部分结构图。换句话说,具备对高频信号进行放大的接收放大电路71、与接收放大电路71连接的、相当于阻抗匹配电路31~39中的任意一个的阻抗匹配电路30R、具有相互不同的通带的多个滤波器(BandA-Rx用、BandB-Rx用、BandC-Rx用)、以及切换该多个滤波器中的至少一个滤波器与上述阻抗匹配电路30R的连接的开关电路61的高频前端电路也包含在本发明中。此外,阻抗匹配电路30R也可以配置在接收放大电路71与开关电路61之间、接收放大电路72与开关电路62之间、接收放大电路73与开关电路65之间、以及接收放大电路74与开关电路66之间的任意一个之间。
另外,图13B是变形例10所涉及的高频前端电路的一部分结构图。换句话说,具备对高频信号进行放大的发送放大电路81、与发送放大电路81连接的、相当于阻抗匹配电路31~39中的任意一个的阻抗匹配电路30T、具有相互不同的通带的多个滤波器(BandA-Tx用、BandB-Tx用、BandC-Tx用)、以及切换该多个滤波器中的至少一个滤波器与上述阻抗匹配电路30T的连接的开关电路63的高频前端电路也包含在本发明中。此外,阻抗匹配电路30T也可以配置在发送放大电路81与开关电路63之间、发送放大电路82与开关电路64之间、发送放大电路83与开关电路67之间、以及发送放大电路84与开关电路68之间的任意一个之间。
根据这些,能够实现即使多个滤波器和放大电路的连接状态变化,也良好地取得双方的阻抗匹配的小型的高频前端电路。
另外,本发明并不局限于上述那样的阻抗匹配电路以及高频前端电路,也包括具有这些阻抗匹配电路或者高频前端电路的通信装置。
换句话说,如图1所示,本发明的通信装置2具备:包括上述阻抗匹配电路31~39中的任意一个的高频前端电路1、对该阻抗匹配电路具有的第一开关、第二开关以及第三开关的连接状态进行控制的控制部90、对高频信号进行处理的RF信号处理电路95L以及95H。此处,控制部90也可以基于选择出的频带来选择以下模式之一:(1)使第一开关、第二开关以及第三开关成为导通状态的、电感成分最小的第一模式;(2)使第一开关以及第二开关成为导通状态且使第三开关成为非导通状态的第二模式;(3)使第二开关以及第三开关成为导通状态且使第一开关成为非导通状态的第三模式;(4)使第一开关、第二开关以及第三开关成为非导通状态的、电感成分最大的第四模式。
由此,能够实现根据选择出的频带而良好地取得阻抗匹配的小型的通信装置。
另外,本发明所涉及的控制部90也可以作为集成电路即IC、LSI(Large ScaleIntegration:大规模集成电路)来实现。另外,集成电路化的手法也可以通过专用电路或者通用处理器来实现。也可以利用在制造LSI后可编程的FPGA(Field Programmable GateArray:现场可编程门阵列)、能够再构架LSI内部的电路单元的连接、设定的可重配置处理器。再者,如果随着半导体技术的进步或衍生出的其它技术而出现替代LSI的集成电路化的技术,当然也可以利用该技术进行功能块的集成化。
另外,在上述实施方式以及变形例所涉及的阻抗匹配电路中,也可以还在输入输出端子以及接地端子等各端子之间连接电感器、电容器,也可以附加电阻元件等电感器以及电容器以外的电路元件。
产业上的可利用性
本发明作为能够应用于多频段以及多模式系统的前端部的小型的阻抗匹配电路、高频前端电路以及通信装置,而能够广泛地利用于移动电话等通信设备。
附图标记说明:1…高频前端电路;2…通信装置;10…天线元件;20…共用器;31、32、33、34、35、36、37、38、39、30H、30L、30R、30T…阻抗匹配电路;37P、38P、39P…并联可变匹配部;37S、38S、39S…串联可变匹配部;40H、40L、61、62、63、64、65、66、67、68…开关电路;50A、50B、50C、50D、50E、50F、50G、50H、50J、50K、50L、50M…双工器;71、72、73、74…接收放大电路;81、82、83、84…发送放大电路;90…控制部;95H、95L…RF信号处理电路;96…基带信号处理电路;100…电路基板;302、304…输入输出端子;311L、312L、313L、314L、321L、322L、331L、332L、333L、334L、343L、344L、351L、352L、361L、362L…电感器;311S、312S、313S、314S、315S、321S、322S、323S、324S、325S、331S、332S、333S、334S、335S、341S、342S、343S、344S、345S、351S、352S、353S、354S、355S、361S、362S、363S、364S、365S…开关;323C、324C、341C、342C、353C、354C、363C、364C…电容器。
Claims (12)
1.一种阻抗匹配电路,被配置在多个高频电路之间,并且取得连接所述多个高频电路中的被选择出的两个以上的高频电路的情况下的阻抗匹配,其中,所述阻抗匹配电路具备:
串联连接的第一电感器以及第二电感器;
第一开关,具有第一端子以及第二端子,所述第一端子与所述第一电感器的一端连接,切换所述第一端子与所述第二端子的导通以及非导通;
第二开关,具有第三端子以及第四端子,所述第三端子和所述第一电感器的另一端与所述第二电感器的一端的连接点连接,切换所述第三端子与所述第四端子的导通以及非导通;以及
第三开关,具有第五端子以及第六端子,所述第五端子与所述第二电感器的另一端连接,切换所述第五端子与所述第六端子的导通以及非导通,
所述第二端子、所述第四端子以及所述第六端子被连接。
2.根据权利要求1所述的阻抗匹配电路,其中,
还具备与所述两个以上的高频电路连接的第一输入输出端子以及第二输入输出端子,
所述第一电感器以及所述第二电感器串联连接在将所述第一输入输出端子和所述第二输入输出端子连结的路径上。
3.根据权利要求1所述的阻抗匹配电路,其中,
还具备与所述多个高频电路连接的第一输入输出端子以及第二输入输出端子,
所述第一电感器以及所述第二电感器串联连接在将所述第一输入输出端子和所述第二输入输出端子连结的路径与接地端子之间。
4.根据权利要求1~3中的任意一项所述的阻抗匹配电路,其中,
还具备:
电容器,与所述第一电感器或者所述第二电感器连接;以及
第四开关,与所述电容器连接。
5.根据权利要求1所述的阻抗匹配电路,其中,
还具备:
与所述两个以上的高频电路连接的第一输入输出端子以及第二输入输出端子;
串联连接的第三电感器以及第四电感器;
第五开关,具有第七端子以及第八端子,所述第七端子与所述第三电感器的一端连接,切换所述第七端子与所述第八端子的导通以及非导通;
第六开关,具有第九端子以及第十端子,所述第九端子和所述第三电感器的另一端与所述第四电感器的一端的连接点连接,切换所述第九端子与所述第十端子的导通以及非导通;以及
第七开关,具有第十一端子以及第十二端子,所述第十一端子与所述第四电感器的另一端连接,切换所述第十一端子与所述第十二端子的导通以及非导通,
所述第八端子、所述第十端子以及所述第十二端子被连接,
所述第一电感器以及所述第二电感器串联连接在将所述第一输入输出端子和所述第二输入输出端子连结的路径上,
所述第三电感器以及所述第四电感器串联连接在将所述第一输入输出端子和所述第二输入输出端子连接的路径与接地端子之间。
6.根据权利要求1所述的阻抗匹配电路,其中,
还具备:
与所述两个以上的高频电路连接的第一输入输出端子以及第二输入输出端子;
串联连接的第三电感器以及第四电感器;
第五开关,具有第七端子以及第八端子,所述第七端子与所述第三电感器的一端连接,切换所述第七端子与所述第八端子的导通以及非导通;
第六开关,具有第九端子以及第十端子,所述第九端子和所述第三电感器的另一端与所述第四电感器的一端的连接点连接,切换所述第九端子与所述第十端子的导通以及非导通;以及
第七开关,具有第十一端子以及第十二端子,所述第十一端子与所述第四电感器的另一端连接,切换所述第十一端子与所述第十二端子的导通以及非导通,
所述第八端子、所述第十端子以及所述第十二端子被连接,
所述第一电感器以及所述第二电感器串联连接在将所述第一输入输出端子和所述第二输入输出端子连结的路径上,
所述第三电感器以及所述第四电感器串联连接在所述第二端子与接地端子之间。
7.根据权利要求1~6中的任意一项所述的阻抗匹配电路,其中,
所述第一电感器以及所述第二电感器由内置于电路基板的线圈图案构成。
8.根据权利要求7所述的阻抗匹配电路,其中,
所述第一开关、所述第二开关以及所述第三开关被安装在所述电路基板的主面上。
9.根据权利要求1~8中的任意一项所述的阻抗匹配电路,其中,
所述第一开关、所述第二开关以及所述第三开关是FET开关或者二极管开关,所述FET开关由GaAs或CMOS构成。
10.一种高频前端电路,具备:
与天线元件或者分波器连接的权利要求1~9中的任意一项所述的阻抗匹配电路;
多个滤波器,具有相互不同的通带;以及
开关电路,切换所述多个滤波器中的至少一个滤波器与所述阻抗匹配电路的连接。
11.一种高频前端电路,具备:
放大电路,对高频信号进行放大;
与所述放大电路连接的权利要求1~9中的任意一项所述的阻抗匹配电路;
多个滤波器,具有相互不同的通带;以及
开关电路,切换所述多个滤波器中的至少一个滤波器与所述阻抗匹配电路的连接。
12.一种通信装置,具备:
权利要求10或者11所述的高频前端电路;
控制部,对所述第一开关、所述第二开关以及所述第三开关的连接状态进行控制;以及
RF信号处理电路,对高频信号进行处理,
所述控制部基于选择出的频带来选择以下模式之一:
(1)通过使所述第一开关、所述第二开关以及所述第三开关成为导通状态而使电感成分最小的第一模式;
(2)使所述第一开关以及所述第二开关成为导通状态且使所述第三开关成为非导通状态的第二模式;
(3)使所述第二开关以及所述第三开关成为导通状态且使所述第一开关成为非导通状态的第三模式;以及
(4)通过使所述第一开关、所述第二开关以及第三开关成为非导通状态而使电感成分最大的第四模式。
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