CN102377404A - 阻抗可变匹配电路 - Google Patents

Abstract

一种阻抗可变匹配电路，包括：固定电感性元件和第一可变电容元件的串联连接或并联连接；以及与所述串联连接或并联连接串联连接的第二可变电容元件，并且可通过改变各个可变电容元件的电容从而改变电路的电纳。

Description

阻抗可变匹配电路

技术领域

本发明涉及放大器等中所利用的阻抗可变匹配电路。

背景技术

功率放大器高效率地将发送信号放大到系统所要求的功率。通常，包含功率放大器的无线电路被设计为与特定的负载(阻抗Z₀)匹配。但是，尤其在移动台的情况下，功率放大器的表面上的负载因天线周边的电磁环境的变动而变动，因此存在输出功率和效率降低的情况。因此，有在功率放大器和天线之间连接调谐器从而降低负载变动导致的劣化的技术。调谐器由可变器件(可变电感性元件和可变电容性元件)构成，作为最简单的电路结构，考虑图14A～图14D所示的三个元件组合的电路。通过这样的电路结构，在计算上可以应对任意的负载变动。

为了应对充分宽的负载变动范围，要求充分宽的可变器件的可变范围。但是虽然计算上可以考虑，但目前可变电感性元件尚未达到商用水平。从而，实际上难以构成图14A～图14D所示的电路。因此，为了应对充分宽的负载变动的范围，需要增加使用的元件数等处理。

发明内容

本发明的目的在于提供一种能够不使用可变电感性元件而像使用了可变电感性元件那样调节阻抗，从而能够以很少的元件数应对宽范围的负载变动的阻抗可变匹配电路。

本发明的阻抗可变匹配电路，包括：固定电感性元件和第一可变电容元件的串联连接或并联连接；以及与所述串联连接或并联连接串联连接的第二可变电容元件，并可以通过改变各个可变电容元件的电容从而改变电路的电纳。

根据本发明的阻抗可变匹配电路，能够不使用可变电感性元件而像使用了可变电感性元件那样调节阻抗。因此，能够以很少的元件数应对宽范围的负载变动。

附图说明

图1是表示本发明的阻抗可变匹配电路100的结构例的图。

图2是表示在本发明的阻抗可变匹配电路100中并用固定电容元件的情况下的结构例的图。

图3是表示在本发明的阻抗可变匹配电路100中的可变电容值-电纳绝对值特性的图。

图4是表示基于图1的结构的可应对两个频带的阻抗可变匹配电路的结构例的图。

图5是表示基于图2的结构的可应对两个频带的阻抗可变匹配电路的结构例的图。

图6是表示在阻抗可变匹配电路中将开关切换到L_{p1o_1}侧时、输入信号频率2GHz中的可变电容值-电纳绝对值特性的图。

图7是表示在图4的阻抗可变匹配电路中将开关切换到L_{p1o_2}侧时、输入信号频率2GHz中的可变电容值-电纳绝对值特性的图。

图8是表示本发明的阻抗可变匹配电路200的结构例的图。

图9是表示在本发明的阻抗可变匹配电路200中并用固定电容元件的情况下的结构例的图。

图10是表示在本发明的阻抗可变匹配电路200中的可变电容值-电纳绝对值特性的图。

图11是表示本发明的阻抗可变匹配电路300的结构例的图。

图12是表示在本发明的阻抗可变匹配电路300中并用固定电容元件的情况下的结构例的图。

图13是表示在本发明的阻抗可变匹配电路300中的可变电容值-电抗绝对值特性的图。

图14A是表示以往的阻抗可变匹配电路的第一结构例的图。

图14B是表示以往的阻抗可变匹配电路的第二结构例的图。

图14C是表示以往的阻抗可变匹配电路的第三结构例的图。

图14D是表示以往的阻抗可变匹配电路的第四结构例的图。

具体实施方式

以下，详细说明本发明的实施方式。

[实施例1]

图1表示本发明的阻抗可变匹配电路100的结构例。阻抗可变匹配电路100的结构为通过一个固定电感性元件和两个可变电容元件代替图14A的可变匹配电路中的可变电感性元件L_p1的作用。

阻抗可变匹配电路100包括：可变电容元件C_s1和可变电容元件C_s2的串联连接；以及固定电感性元件L_p1o和可变电容元件C_p1的串联连接与可变电容元件C_p2的串联连接。固定电感性元件L_p1o和可变电容元件C_p1的串联连接与可变电容元件C_p2的串联连接的两端接地。可变电容元件C_s1和可变电容元件C_s2的串联连接的连接点，和固定电感性元件L_p1o和可变电容元件C_p1的串联连接与可变电容元件C_p2的串联连接的连接点连接。

固定电感性元件L_p1o是电感为L_p1o的固定电感器。可变电容元件C_p1、C_p2分别是电容为C_p1、C_p2的可变电容元件。各个可变电容元件可由半导体实现，也可以通过MEMS技术的应用实现，制法、构成法没有限制。

在ω为输入信号的角频率时，通过下式提供固定电感性元件L_p1o和可变电容元件C_p1的串联连接的导纳Y_p1。

$Y_{p1}=\frac{\mathrm{j\ω}{C}_{p1}}{1-{\mathrm{\ω}}^2{L}_{p1o}{C}_{p1}}---\left(1\right)$

此外，可变电容元件C_p2的导纳Y_p2通过下式提供。

Y_p2＝jωC_p2            (2)

从而，Y_p1、Y_p2的合成导纳Y_p成为如下式这样。

$Y_p=\frac{\mathrm{j\ω}{C}_{p1}}{1-{\mathrm{\ω}}^2{L}_{p1o}{C}_{p1}}+\mathrm{j\ω}{C}_{p2}---\left(3\right)$

因此，在下式的关系成立的情况下，Y_p成为电感性导纳。

-∞＜Y_p≤0             (4)

此时，通过式(3)和式(4)得到下式。

1-ω²L_p1oC_p1≤0                    (5a)

$-\&infin;<\frac{\mathrm{j\&omega;}{C}_{p1}}{1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}{C}_{p1}}+\mathrm{j\&omega;}{C}_{p2}\&le;0---\left(5b\right)$

进而，通过式(5a)和式(5b)得到下式。

$C_{p1}\&GreaterEqual;\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}}---\left(6a\right)$

$C_{p2}\&le;\frac{C_{p1}}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}{C}_{p1}-1}---\left(6b\right)$

这里，将式(6b)的右边通过C_p1进行微分则得到下式。

$\frac{1}{d{C}_{p1}}\left\{\frac{C_{p1}}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}{C}_{p1}-1}\right\}=\frac{-1}{{({\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}{C}_{p1}-1)}^2}<0---\left(7\right)$

从而，式(6b)的右边对于C_p1单调减少，因此在将C_p1设为C_p1的最大值C_p1max的情况下，C_p2的最大值C_p2max成为最小。因此，C_p1和C_p2所要求的范围成为如下式这样。

$0\&le;C_{\mathrm{pl}\min }\&le;\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}}$ 并且 $\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}}<C_{\mathrm{pl}\max }---\left(8a\right)$

$C_{p2\min }<\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}}$ 并且 $\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}}\&le;C_{p2\max }---\left(8b\right)$

通过以上，在C_p1处于式(8a)的范围内并且C_p2处于式(8b)的范围内时，Y_p成为电感性导纳。因此，一个固定电感性元件L_p1o和两个可变电容元件C_p1、C_p2的组可以像可变电感性元件这样起作用。从而，可以代替图14A的可变匹配电路中的可变电感性元件L_p1的功能。另外，通常的可变电容元件有元件固有的可变宽度，因此若将该可变宽度设为Δ_p1、Δ_p2则C_p1、C_p2使用具有下式的可变范围的可变电容元件即可。

C_p1min≤C_p1≤C_p1min+Δ_p1＝C_p1max    (9a)

C_p2min＝C_p2max-Δ_p2≤C_p2≤C_p2max    (9b)

另外，可变电容元件的电容的绝对值越小则越小型。因此，为了减少电容的绝对值，如图2所示，考虑可变电容元件C_p1由固定电容元件C_p1o(0＜C_p1o≤C_p1min)和与其并联设置的可变电容元件C_p1’构成，同样可变电容元件C_p2由固定电容元件C_p2o(0＜C_p2o≤C_p2max-Δ_p2)和与其并联设置的可变电容元件C_p2’构成。通过这样构成，如下式所示，可以使使用的可变电容元件C_p1’、C_p2’的电容的绝对值比式(9a)、(9b)所示的C_p1、C_p2的电容的绝对值分别小C_p1o、C_p2o。通过这样构成，可以使用更小型的可变电容元件。

C_p1min-C_p1o≤C_p1′≤C_p1min-C_p1o+Δ_p1        (10a)

C_p2max-Δ_p2-C_p2o≤C_p2′≤C_p2max-C_p2o        (10b)

接着，在通过图1的结构使一个固定电感性元件L_p1o和两个可变电容元件C_p1、C_p2的组可以像可变电感性元件这样起作用时，计算通过改变C_p1和C_p2而得到的电纳的可变宽度。此外，在要仅通过电感器达到该可变宽度的情况下，确认相当于多大程度的电感宽度。

作为例子，计算在输入信号的频率为1GHz，L_p1o为2nH的情况下要求的C_p1和C_p2。通过式(8a)，C_p1min成为约12.7pF。为了使说明简单，若将C_p1min设为12pF，并设为Δ_p1＝9pF，则成为12≤C_p1≤21pF。此时，由于C_p1max为21pF，因此通过式(8b)，C_p2max成为31.9pF。为了使说明简单，若将C_p2max设为32pF，并设为Δ_p2＝9pF，则成为23≤C_p2≤32pF。图3中表示在将图1的C_p1和C_p2分别分离为C_p1’+C_p1o和C_p2’+C_p2o的图2的结构中，设为C_p1o＝12pF，C_p2o＝23pF，将可变电容值C_p1’、C_p2’分别在Δ_p1、Δ_p2的范围(0～9pF)中变化时的电纳的绝对值进行的描点(可变电容值-电纳绝对值特性)。●记号是将C_p2固定为C_p2min(＝23pF)，从而通过改变C_p1’而得到的描点。■记号是将C_p1固定为C_p1max(＝21pF)，从而通过改变C_p2’而得到的描点。另外，没有描点的线表示在0～10nH的范围内改变相当于图14A的可变电感性元件L_p1的电感值时的电纳的绝对值。从图3可知，在输入信号的频率＝1GHz、L_p1o＝2nH、C_p1＝12～21pF、C_p2＝23～32pF时，通过改变C_p1的值和C_p2的值，从而可改变与将电感值L_p1改变10nH以上的情况同等的电纳值。

另外，在实施例1中，说明了将图14A的结构变形为不使用可变电感性元件的结构的方法。在图14B的结构中，也可以通过与实施例1同样的方法变形为不使用可变电感性元件的结构。

如以上这样，根据本发明的阻抗可变匹配电路100，能够不使用可变电感性元件而像使用了可变电感性元件那样调整阻抗。因此，能够以很少的元件数应对宽范围的负载变动。

[变形例]

在本发明的阻抗可变匹配电路100中，设为对于固定电感性元件L_p1o以及固定电容元件C_p1o、C_p2o，可通过开关切换对每个使用频带最佳化了的元件，从而能够构成在多个频带中能使用的阻抗可变匹配电路。图4、图5是分别根据图1、图2的结构构成在两个频带中可使用的阻抗可变匹配电路150的例子。图4是可根据使用频带而通过两个SPDT开关切换固定电感性元件L_{p1o_1}和固定电感性元件L_{p1o_2}的图。图5是可根据使用频带而通过两个SPDT开关切换固定电感性元件L_{p1o_1}和固定电感性元件L_{p1o_2}、固定电容元件C_{p1o_1}和固定电容元件C_{p1o_2}以及固定电容元件C_{p2o_1}和固定电容元件C_{p2o_2}。

在图4的结构中，确认将L_{p1o_1}设为2nH、将L_{p1o_2}设为0.5nH、将各个可变电容元件的电容值与图3的情况同样改变时的可变电容值-电纳绝对值特性。首先，在将开关切换到L_{p1o_1}侧时，电路结构与图1相同。因此，在输入了频率1GHz的信号的情况下的可变电容值-电纳绝对值特性如图3这样。而在输入了频率2GHz的信号的情况下的可变电容值-电纳绝对值特性如图6这样。从图6可知，与输入信号的频率为1GHz的情况相比，可取的电纳的绝对值的范围变窄。另一方面，图7是将开关切换到L_{p1o_2}侧，并输入了频率2GHz的信号的情况下的可变电容值-电纳绝对值特性。从图7可知，通过使用在输入信号的频率为2GHz的情况下最佳化了的L_{p1o_2}，在2GHz中也得到了与1GHz同等的电纳的绝对值。

[实施例2]

图8表示本发明的阻抗可变匹配电路200的结构例。阻抗可变匹配电路200与实施例1同样地，通过一个固定电感性元件和两个可变电容元件代替图14A的可变匹配电路中的可变电感性元件L_p1的功能的其他结构。

阻抗可变匹配电路200包括可变电容元件C_s1和可变电容元件C_s2的串联连接、以及固定电感性元件L_p1o和可变电容元件C_p1的并联连接与可变电容元件C_p2的串联连接。固定电感性元件L_p1o和可变电容元件C_p1的并联连接与可变电容元件C_p2的串联连接的一端连接到可变电容元件C_s1和可变电容元件C_s2的连接点，另一端接地。

固定电感性元件L_p1o是电感为L_p1o的固定电感器。可变电容元件C_p1、C_p2分别是电容为C_p1、C_p2的可变电容元件。各个可变电容元件可由半导体实现，也可以通过MEMS技术的应用实现，制法、构成法没有限制。

通过下式提供固定电感性元件L_p1o和可变电容元件C_p1的并联连接的阻抗Z_p1。

$Z_{p1}=\frac{j{\mathrm{\&omega;L}}_{p1o}}{1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}{C}_{p1}}---\left(11\right)$

此外，可变电容元件C_p2的阻抗Z_p2通过下式提供。

$Z_{p2}=\frac{1}{\mathrm{j\&omega;}{C}_{p2}}---\left(12\right)$

从而，Z_p1、Z_p2的合成阻抗Z_p成为如下式这样。

$Z_p=\frac{j{\mathrm{\&omega;L}}_{p1o}}{1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}{C}_{p1}}+\frac{1}{\mathrm{j\&omega;}{C}_{p2}}---\left(13\right)$

因此，在下式的关系成立的情况下，Z_p成为电感性阻抗。

0≤Z_p＜∞              (14)

此时，通过式(13)和式(14)得到下式。

1-ω²L_p1oC_p1≥0        (15a)

$0\&le;\frac{\mathrm{\&omega;}{L}_{p1o}}{1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}{C}_{p1}}-\frac{1}{{\mathrm{\&omega;C}}_{p2}}<\&infin;---\left(15b\right)$

进而，通过式(15a)和式(15b)得到下式。

$C_{p1}\&le;\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}}---\left(16a\right)$

$C_{p2}\&GreaterEqual;\frac{1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}{C}_{p1}}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}}---\left(16b\right)$

这里，将式(16b)的右边通过C_p1进行微分则得到下式。

$\frac{1}{{\mathrm{dC}}_{p1}}\left\{\frac{1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}{C}_{p1}}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}}\right\}=-1---\left(17\right)$

从而，式(16b)的右边对于C_p1单调减少，因此在将C_p1设为C_p1的最小值C_p1min的情况下，C_p2的最小值C_p2min成为最大。因此，C_p1和C_p2所要求的范围成为如下式这样。

$C_{p1\min }<\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}}$ 并且 $\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}}\&le;C_{p1\max }---\left(18a\right)$

$0\&le;C_{p2\min }\&le;\frac{1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}{C}_{p1\min }}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}}$ 并且 $\frac{1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}{C}_{p1\min }}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}}<C_{p2\max }---\left(18b\right)$

通过以上，在C_p1处于式(18a)的范围内并且C_p2处于式(18b)的范围内时，Z_p成为电感性阻抗。因此，一个固定电感性元件L_p1o和两个可变电容元件C_p1、C_p2的组可以像可变电感性元件这样起作用。从而，可以代替图14A的可变匹配电路中的可变电感性元件L_p1的功能。另外，通常的可变电容元件有元件固有的可变宽度，因此若将该可变宽度设为Δ_p1、Δ_p2，则C_p1、C_p2使用具有下式的可变范围的可变电容元件即可。

C_p1min＝C_p1max-Δ_p1≤C_p1≤C_p1max         (19a)

C_p2min≤C_p2≤C_p2min+Δ_p2＝C_p2max         (19b)

另外，可变电容元件的电容的绝对值越小则越小型。因此，为了减少电容的绝对值，如图9所示，可变电容元件C_p1由固定电容元件C_p1o(0＜C_p1o≤C_p1max-Δ_p1)和与其并联设置的可变电容元件C_p1’构成。此外，同样可变电容元件C_p2由固定电容元件C_p2o(0＜C_p2o≤C_p2min)和与其并联设置的可变电容元件C_p2’构成。通过这样构成，如下式所示，可以使使用的可变电容元件C_p1’、C_p2’的绝对值比式(19a)、(19b)所示的C_p1、C_p2的绝对值分别小C_p1o、C_p2o。因此，可以使用更小型的可变电容元件。

C_p1max-C_p1o-Δ_p1≤C_p1′≤C_p1max-C_p1o    (20a)

C_p2min-C_p2o≤C_p2′≤C_p2min+Δ_p2-C_p2o    (20b)

接着，在通过图8的结构使一个固定电感性元件L_p1o和两个可变电容元件C_p1、C_p2的组可以像可变电感性元件这样起作用时，计算通过改变C_p1和C_p2而得到的电纳的可变宽度。此外，在要仅通过电感器达到该可变宽度的情况下，确认相当于多大程度的电感的可变宽度。

作为例子，计算在输入信号的频率为1GHz，L_p1o为2nH的情况下要求的C_p1和C_p2。通过式(18a)，C_p1max成为约12.7pF。为了使说明简单，若将C_p1max设为13pF，并设为Δ_p1＝9pF，则成为4≤C_p1≤13pF。此时，由于C_p1min为4pF，因此通过式(18b)，C_p2min成为8.7pF以上。为了使说明简单，若将C_p2min设为8pF，并设为Δ_p2＝9pF，则成为8≤C_p2≤17pF。图10中表示在将图8的C_p1和C_p2分别分离为C_p1’+C_p1o和C_p2’+C_p2o的图9的结构中，设为C_p1o＝4pF，C_p2o＝8pF，将可变电容值C_p1’、C_p2’分别在Δ_p1、Δ_p2的范围(0～9pF)中变化时的电纳的绝对值进行的描点(可变电容值-电纳绝对值特性)。●记号是将C_p2固定为C_p2max(＝17pF)，从而通过改变C_p1’而得到的描点。■记号是将C_p1固定为C_p1min(＝4pF)，从而通过改变C_p2’而得到的描点。另外，没有描点的线表示在0～10nH的范围内改变相当于图14A的可变电感性元件L_p1的电感值时的电纳的绝对值。从图10可知，在输入信号的频率＝1GHz、L_p1o＝2nH、C_p1＝4～13pF、C_p2＝8～17pF时，通过改变C_p1的值和C_p2的值，从而可改变与将电感值L_p1改变10nH以上的情况同等的电纳值。

另外，在实施例2中，也说明了将图14A的结构变形为不使用可变电感性元件的结构的方法，但对于图14B的结构，也可以通过与实施例2同样的方法变形为不使用可变电感性元件的结构。

如以上这样，根据本发明的阻抗可变匹配电路200，能够不使用可变电感性元件而像使用了可变电感性元件那样调整阻抗。因此，能够以很少的元件数应对宽范围的负载变动。另外，在要求的电纳值更为限定的情况下，也可以将C_p2置换为固定电容。此外，在实施例2中，也可以通过作为实施例1的变形例而示出的结构，构成能在多个频带中使用的阻抗可变匹配电路。

[实施例3]

图11表示本发明的阻抗可变匹配电路300的结构例。阻抗可变匹配电路300的结构为通过一个固定电感性元件和两个可变电容元件代替图14D的可变匹配电路中的可变电感性元件L_s1的作用。

阻抗可变匹配电路300包括：固定电感性元件L_s1o和可变电容元件C_s1的并联连接与可变电容元件C_s2的串联连接；一端连接到所述串联连接的一端、另一端接地的可变电容元件C_p1；以及一端连接到所述串联连接的另一端、另一端接地的可变电容元件C_p2。

固定电感性元件L_s1o是电感为L_s1o的固定电感器。可变电容元件C_s1、C_s2分别是电容为C_s1、C_s2的可变电容元件。这里，各个元件的条件与将实施例2所示的固定电感性元件L_p1o置换为固定电感性元件L_s1o，将可变电容元件C_p1置换为可变电容元件C_s1将可变电容元件C_p2置换为可变电容元件C_s2的情况相等。此外，可变电容元件C_s1、C_s2分别由固定电容元件C_s1o、C_s2o和电容更小的可变电容元件C_s1’、C_s2’的并联连接构成，从而可以使用小型的可变电容元件。此时，对应于可变电容元件C_s1、C_s2的固定电容元件C_s1o、C_s2o和可变电容元件C_s1’、C_s2’的各个容量可以通过在实施例2所示的求与C_p1、C_p2对应的C_p1o、C_p2o和C_p1’、C_p2’的方法中，将C_p1、C_p2、C_p1o、C_p2o、C_p1’和C_p2’分别置换为C_s1、C_s2、C_s1o、C_s2o、C_s1’和C_s2’而求出。

另外，各个可变电容元件可由半导体实现，也可以通过MEMS技术的应用实现，制法、构成法没有限制。

接着，在通过图11的结构使一个固定电感性元件L_s1o和两个可变电容元件C_s1、C_s2的组可以像可变电感性元件这样起作用时，计算通过改变C_s1和C_s2而得到的电抗的可变宽度，在要仅通过电感器达到该可变宽度的情况下，确认相当于多大程度的电感的可变宽度。

作为例子，计算在输入信号的频率为1GHz，L_s1o为2nH的情况下要求的C_s1和C_s2。通过式(18a)，C_s1max成为约12.7pF。为了使说明简单，若将C_s1max设为13pF，并设为Δ_s1＝9pF，则成为4≤C_s1≤13pF。此时，由于C_s1min为4pF，因此通过式(18b)，C_s2成为8.7pF以上。为了使说明简单，若将C_s2min设为8pF，并设为Δ_s2＝9pF，则成为8≤C_s2≤17pF。图13中表示在将图11的C_s1和C_s2分别分离为C_s1’+C_s1o和C_s2’+C_s2o的图12的结构中，设为C_s1o＝4pF，C_s2o＝8pF，将可变电容值C_s1’、C_s2’分别在Δ_s1、Δ_s2的范围(0～9pF)中变化时的电抗值进行的描点(可变电容值-电抗值特性)。●记号是将C_s2固定为C_s2max(＝17pF)，从而通过改变C_s1’而得到的描点。■记号是将C_s1固定为C_s1min(＝4pF)，从而通过改变C_s2’而得到的描点。另外，没有描点的线表示在0～10nH的范围内改变相当于图14D的可变电感性元件L_s1的电感值时的电抗值。从图13可知，在输入信号的频率＝1GHz、L_s1o＝2nH、C_s1＝4～13pF、C_s2＝8～17pF时，通过改变C_s1的值和C_s2的值，从而可改变与将电感值L_s1改变10nH以上的情况同等的电抗值。

另外，在实施例3中，说明了将图14D的结构变形为不使用可变电感性元件的结构的方法，但对于图14C的结构，也可以通过与实施例3同样的方法变形为不使用可变电感性元件的结构。

如以上这样，根据本发明的阻抗可变匹配电路300，能够不使用可变电感性元件而像使用了可变电感性元件那样调整阻抗，因此，能够以很少的元件数应对宽范围的负载变动。

以上说明的本发明的阻抗可变匹配电路100、150、200、300的各个构成要素的功能分担不限定于各个实施例所示的功能分担，在不脱离本发明的范围内可以适当变更。

Claims (10)

1.一种阻抗可变匹配电路，包括：

固定电感性元件和第一可变电容元件的串联连接或并联连接；以及

与所述串联连接或并联连接串联连接的第二可变电容元件，

通过改变各个可变电容元件的电容从而改变电路的电纳。

2.如权利要求1所述的阻抗可变匹配电路，还包括：

第三可变电容元件和第四可变电容元件的串联连接，

所述固定电感性元件和第一可变电容元件的串联连接与所述第二可变电容元件的串联连接的两端接地，

所述第三可变电容元件和第四可变电容元件的串联连接的连接点、和所述固定电感性元件和第一可变电容元件的串联连接与所述第二可变电容元件的串联连接的连接点连接。

3.如权利要求2所述的阻抗可变匹配电路，其特征在于，还包括：

一端与第一可变电容元件的一端连接、另一端与第一可变电容元件的另一端连接的第一固定电容元件；以及

一端与第二可变电容元件的一端连接、另一端与第二可变电容元件的另一端连接的第二固定电容元件。

4.如权利要求3所述的阻抗可变匹配电路，其特征在于，

所述第一固定电容元件的电容值C_p1o为

0＜C_p1o≤C_p1min

$C_{p1\min }\&le;\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}}$

ω是输入信号的角频率，C_p1min是C_p1o和第一可变电容元件的电容值之和的最小值，L_p1o是固定电感性元件的电感，

所述第二固定电容元件的电容值C_p2o为

0＜C_p2o≤C_p2max-Δ_p2

$C_{p2\max }\&GreaterEqual;\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}}$

C_p2max是C_p2o和第二可变电容元件的电容值之和的最大值，Δ_p2是第二可变电容元件可取的可变宽度。

5.如权利要求1所述的阻抗可变匹配电路，还包括：

第三可变电容元件和第四可变电容元件的串联连接，

所述固定电感性元件和第一可变电容元件的串联连接与所述第二可变电容元件的串联连接的一端，连接到所述第三可变电容元件和第四可变电容元件的串联连接的连接点，另一端接地。

6.如权利要求5所述的阻抗可变匹配电路，其特征在于，还包括：

一端与第一可变电容元件的一端连接、另一端与第一可变电容元件的另一端连接的第一固定电容元件；以及

一端与第二可变电容元件的一端连接、另一端与第二可变电容元件的另一端连接的第二固定电容元件。

7.如权利要求6所述的阻抗可变匹配电路，其特征在于，其中，

所述第一固定电容元件的电容值C_p1o为

0＜C_p1o≤C_p1max-Δ_p1

$C_{p1\max }\&GreaterEqual;\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}}$

ω是输入信号的角频率，L_p1o是固定电感性元件的电感，C_p1max是C_p1o和第一可变电容元件的电容值之和的最大值，Δ_p1是第一可变电容元件可取的可变宽度，

所述第二固定电容元件的电容值C_p2o为

0＜C_p2o≤C_p2min

$C_{p2\min }\&le;\frac{1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}{C}_{p1\min }}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}}$

$C_{p1\min }<\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{p1o}}$

C_p1min是C_p1o和第一可变电容元件的电容值之和的最小值，C_p2min是C_p2o和第二可变电容元件的电容值之和的最小值。

8.如权利要求1所述的阻抗可变匹配电路，还包括：

第三可变电容元件和第四可变电容元件，

所述第三可变电容元件的一端连接到所述固定电感性元件和第一可变电容元件的并联连接与所述第二可变电容元件的串联连接的一端，另一端接地，

所述第四可变电容元件的一端连接到所述固定电感性元件和第一可变电容元件的并联连接与所述第二可变电容元件的串联连接的另一端，另一端接地。

9.如权利要求8所述的阻抗可变匹配电路，其特征在于，还包括：

一端与第一可变电容元件的一端连接、另一端与第一可变电容元件的另一端连接的第一固定电容元件；以及

一端与第二可变电容元件的一端连接、另一端与第二可变电容元件的另一端连接的第二固定电容元件。

10.如权利要求9所述的阻抗可变匹配电路，其特征在于，

所述第一固定电容元件的电容值C_s1o为

0＜C_s1o≤C_s1max-Δ_s1

$C_{s1\max }\&GreaterEqual;\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{s1o}}$

ω是输入信号的角频率，L_s1o是固定电感性元件的电感，C_s1max是C_s1o和第一可变电容元件的电容值之和的最大值，Δ_s1是第一可变电容元件可取的可变宽度，

所述第二固定电容元件的电容值C_s2o为

0＜C_s2o≤C_s2min

$C_{s2\min }\&le;\frac{1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{s1o}{C}_{s1\min }}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{s1o}}$

$C_{s1\min }<\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{s1o}}$

C_s1min是C_s1o和第一可变电容元件的电容值之和的最小值，C_s2min是C_s2o和第二可变电容元件的电容值之和的最小值。

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