CN1577970A - 移相器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种移相器，该移相器是满足低电压驱动、连续移相变化和高速移相变化这样的条件，而且传输效率高或者能进行阻抗匹配的新结构的移相器，具有移相部，其包括包含第1可变电容元件的电抗部分和与该电抗部分串联连接而且包含第2可变电元件的电纳部分；以及控制部，向移相部输出使第1可变电容元件和第2可变电容元件的静电电容连续变化的控制信号。如果使可变电容元件连续变化，则移相量也能连续变化。这些元件能形成在半导体上，还能实现低电压驱动和高速响应性，通过调整2个可变电容元件，能控制阻抗的变化，从而能提高传输效率。

Description

移相器

技术领域

本发明涉及一种移相器。

背景技术

例如，在日本特开2001-196804号公报(专利文献1)中公开了以下这样的移相器。即，具有外导体和收纳在外导体内部的2个内导体，上述2个内导体由分别与2个端子连接的2个固定内导体和可变内导体构成，可变内导体具有折叠成U字形的形状，并构成为能确保与固定内导体的高频连接而且能滑动。专利文献1中所示的本移相器由于是使可变内导体滑动，从而使阻抗发生变化的机械式，因此动作速度低。

另外，在日本特开平7-99425号公报(专利文献2)的实施例1中公开了如图27所示的移相器。图27所示的移相器2000包括具有输入端子2005的SPDT(单刀双掷，Single Pole Double Throw)开关2001，由端子2006与SPDT开关2001连接的LPF(低通滤波器，LowPass Filter)2002，由端子2007与SPDT开关2001连接的HPF(高通滤波器，High Pass Filter)2003，以及由端子2008与LPF2002连接、由端子2009与HPF2003连接而且具有输出端子2010的SPDT开关2004。

图28表示移相器2000所包含的LPF2002的电路图。图28所示的LPF2002包括电感器L271和L272、电容器C271、电阻R271～R273、FET(场效应晶体管，Field Effect Transistor)F271～F273和栅极偏压端子2011。另外，端子2006和2008与图27所示的相同。FETF271的源极与端子2006连接，漏极与电感器L271连接，栅极经由电阻R271与栅极偏压端子2011连接。一端与FETF271的漏极连接的电感器L271的另一端与电感器L272和电容器C271连接。一端与电感器L271和电容器C271连接的电感器L272的另一端与FETF272的源极连接。一端与电感器L271和电感器L272连接的电容器C271的另一端与FETF273的源极连接。FETF273的栅极经由电阻R273与栅极偏压端子2011连接，漏极接地。FETF272的栅极经由电阻R272与栅极偏压端子2011连接，漏极与端子2008连接。

为了说明移相器2000的动作，首先说明LPF2002的动作。FETF271～F273由栅极偏压端子2011的电压共同控制。即，FETF271～F273为全部导通(ON)或者全部截止(OFF)的任一状态。

图29A表示FETF271～F273全部导通时作为LPF2002的等效电路的LPF2002a。在FETF271～F273全部导通时，理想情况下，FETF271～F273能在等效电路中省略。由此，LPF2002a包括电感器L271和L272以及电容器C271。这里，电感器L271和L272串联连接在端子2006和端子2008之间；电容器C271与电感器L271和L272的连接点连接，其另一端接地；电感器L271和L272以及电容器C271与图28所示的相同，端子2006和2008与图27所示的相同。LPF2002a的电抗部分由电感器L271和L272构成，电纳部分仅由电容器C271构成。

另外，图29B表示FETF271～F273全部截止时作为LPF2002的等效电路的LPF2002b。在FETF271～F273全部截止时，FET能视为具有特定电容的电容器，因此在等效电路中用电容器表现FET。在图29B中，LPF2002b包括电感器L271和L272、电容器C271、以及电容器F271a～F273a。另外，电感器L271和L272以及电容器C271与图28所示的相同，电容器F271a～F273a是与图28所示的FETF271～F273相对应的电容器，端子2006和2008与图27所示的相同。这里，电容器F271a、电感器L271和L272、以及电容器F272a按该顺序串联连接在端子2006和端子2008之间。另外，电容器C271与电感器L271和L272的连接点连接，其另一端与电容器F273a连接。一端与电容器C271连接的电容器F273a的另一端接地。LPF2002b的电抗部分由电感器L271和L272、以及电容器F271a和F272a构成，电纳部分由电容器C271和电容器F273a构成。

接下来，对图29A所示的LPF2002a与图29B所示的LPF2002b进行比较。LPF2002b的电抗部分是在LPF2002a的电抗部分中加入了与FETF271和F272相对应的电容器F271a和F272a。另外，LPF2002b的电纳部分是在LPF2002a的电纳部分中加入了与FETF273相对应的电容器F273a。由此，LPF2002a和LPF2002b的标准化电抗和标准化电纳不同。通过用FET的开关动作产生该标准化电抗和标准化电纳不同的2种状态，能得到2个不同的LPF2002的移相量。虽然没有图示，但是在图27所示的HPF2003中也包括FET，与LPF2002一样，通过该FET的开关动作能得到2个不同的移相量。移相器2000的移相量由LPF2002的移相量和HPF2003的移相量决定，因此作为整个移相器2000，能通过FET的开关动作得到不同的移相量。例如，在专利文献2的实施例1中记载了：把结构元件设计成使得由LPF2002得到的2个移相量为-67.5°和-22.5°，由HPF2003得到的2个移相量为22.5°和67.5°，一个移相器2000能实现45°与90°的切换。但是，该移相器2000得到的移相量是离散的，不能使移相量连续地变化。

另外，在日本特开平7-99425号公报(专利文献2)的实施例2中公开了图30所示的移相器。图30所示的移相器3000包括分别与输入端子3003和输出端子3004连接的LPF3001和HPF3002。即，LPF3001与HPF3002相互并联。

LPF3001包括电感器L291和L292、以及可变电容元件C291～C293。可变电容元件C291、电感器L291和L292、以及可变电容元件C292按该顺序串联连接在输入端子3003和输出端子3004之间。另外，可变电容元件C293与电感器L291和L292的连接点连接，其另一端接地。

HPF3002包括电感器L293、可变电容元件C294～C296。可变电容元件C294和C295按该顺序串联连接在输入端子3003和输出端子3004之间。另外，电感器L293与可变电容元件C294和C295的连接点连接，其另一端与可变电容元件C296连接。一端与电感器L293连接的可变电容元件C296的另一端接地。

用图31说明图30所示的移相器3000的工作原理。在图31中，用圆的中心角表示移相量，用从圆的中心向圆周方向延伸的矢量表示信号成分。图31中，信号成分3010表示使LPF3001的通过移相量为-45°时通过LPF3001的信号成分，信号成分3011表示使HPF3002的通过移相量为45°时通过HPF3002的信号成分。图31表示移相器3000的通过移相量θ由信号成分3010与信号成分3011的矢量合成得到。即，不是通过使LPF3001和HPF3002的每个移相量变化，而是使它们的输入输出阻抗变化并进行矢量合成决定移相器3000的通过移相量θ。另外，为了使移相器3000的输入输出阻抗为50Ω不变，调整LPF3001和HPF3002的输入输出阻抗。根据这种工作原理，在由LPF3001和HPF3002的移相量以及信号成分3010和3011决定的特定范围内，能得到所要的移相量。其详细情况在后面记述。

另外，在日本特开平11-168354号公报(专利文献3)中公开了以下这样的移相器。即，在2个FET的漏极和源极之间分别连接电感器或者电容器，当在上述FET的栅极上施加了导通电压时，从FET的源极原样地输出从上述FET的漏极输入的信号。另外，在上述FET的栅极上施加了夹断电压时，FET成为截止状态，上述输入信号通过上述电感器或者电容器。在该专利文献3中记载的移相器通过把2个FET的导通或者截止的状态组合起来，使通过相位按4种相位变化。但是，该变化是离散的，不能使移相量连续变化。

另外，在日本特开2000-315902号公报(专利文献4)中公开了以下这样的移相器。即，把在第1陶瓷基板上形成的高频信号用的导体线路和在第2陶瓷基板上形成的作为接地面的金属膜，以使导体线路和上述金属膜相对置的状态，配置在上述两个基板之间，并具有由树脂和分散在该树脂中的液晶构成的液晶-树脂复合体。本专利文献4所述的移相器通过控制电压使液晶-树脂复合体的介电常数发生变化，从而使移相量发生变化，但是具有控制电压高这样的难点。

另外，在美国专利第4837532号公报(专利文献5)中公开了图32所示的移相器。该美国专利的移相器4000通过串联连接多个单位单元而构成，该单位单元由串联连接的2个电感器和一端与该电感器的连接点连接而且另一端接地的可变电容元件构成。即，如图32所示，包括与输入端子Q0连接的作为单位单元的段S-1、由连接点Q1与段S-1连接的段S-2、…、与未图示的段S-(n-1)连接而且与输出端子Qn连接的段S-n。在作为单位单元的第1级的段S-1中，电感器L1a和电感器L1b串联连接在输入端子Q0和连接点Q1之间，可变电容元件C1与电感器L1a和L1b的连接点连接，其另一端接地。同样，在作为单位单元的第2级的段S-2中，电感器L2a和L2b串联连接在连接点Q1和Q2之间，可变电容元件C2与电感器L2a和L2b的连接点连接，其另一端接地。在作为单位单元的最末级的段S-n中，电感器Lna和Lnb串联连接在未图示的连接点Q(n-1)和输出端子Qn之间，可变电容元件Cn与电感器Lna和Lnb的连接点连接，其另一端接地。另外，移相器4000还包括偏压用电感器L311和偏压用电容器C311，偏压用电感器L311和偏压用电容器C311串联连接在输出端子Qn与接地点之间，偏压用电感器L311和偏压用电容器C311的连接点成为偏压电压输入端子4003。

更具体地讲，各电感器Lia和Lib(i是1～n的整数)的电感相等，分别用L/2表示。把各可变电容元件Ci的电容调整为相等，用C表示。这时，移相器4000的特性阻抗Z₀用以下的公式表示。即，特性阻抗Z₀为可变电容元件Ci的电容C的函数。但是，由于只是根中的分母变动，因此特性阻抗将产生变化。

$Z_0\left(C\right)=\sqrt{\frac{L}{C}-{\mathrm{\ω}}^2\frac{L^2}{4}}---\left(1\right)$

由于特性阻抗的变化产生阻抗的失配，并与由反射引起的移相器的通过损耗有关，因此希望没有特性阻抗的变化。在专利文献5中示出了这样的情况：在用一级单位单元构成移相器4000时，由于必须使可变电容元件C1的静电电容大幅度地变化，因此特性阻抗变动很大，由此，阻抗的失配变大，而通过多级化能减小各单位单元中的可变电容元件Ci的静电电容的调整程度，因此能控制阻抗的失配。理想情况下，如果使级数接近无限大，则通过损耗接近于零，但是在实际中由于级数是有限的，因此存在某种程度的通过损耗。由此，传输效率恶化。

另外，目前存在图1所示的天线应用。图1所示的天线应用例如是智能天线，由在半导体衬底14上形成的阵列天线块11、毫米波电路块12、以及逻辑电路块13构成。阵列天线块11包括多个天线11a。图2表示各个天线11a的结构。天线11a的接收部21、衰减器A21和移相器S21按该顺序串联连接。接收部21接收的信号由衰减器A21衰减，由移相器S21调节移相量，并输出到图1所示的毫米波电路块12内的信号合成部22。信号合成部22对阵列天线块11上的所有天线的输入信号进行合成，并把信号输出到例如毫米波电路块12内的未图示的解调器。

在图1所示的天线应用中，要求低电压驱动、连续移相变化、高速移相变化这样的条件，但是在上述的专利文献1～4所述的移相器中都不满足全部这些条件。专利文献5的移相器4000虽然实现了低电压驱动、连续移相变化和高速移相变化，但是如上所述，由于特性阻抗随着移相量的变化而发生变化，因此传输效率恶化。

【专利文献1】日本特开2001-196804号

【专利文献2】日本特开平7-99425号

【专利文献3】日本特开平11-168354号

【专利文献4】日本特开2000-315902号

【专利文献5】美国专利第4837532号

发明内容

如上所述，本发明的目的在于提供满足低电压驱动、连续移相变化和高速移相变化这样的条件而且传输效率良好的移相器。

另外，本发明的其它目的在于提供满足低电压驱动、连续移相变化和高速移相变化这样的条件而且能使阻抗匹配的新结构的移相器。

本发明第1方案的移相器具有移相部，该移相部包括包含第1可变电容元件的电抗部分和与该电抗部分串联连接而且包含第2可变电容元件的电纳部分；以及控制部，该控制部向移相部输出使第1可变电容元件和第2可变电容元件的静电电容连续变化的控制信号。如果使电抗部分和电纳部分两者中所包含的可变电容元件连续变化，则也能使移相量连续变化。另外，这些元件能形成在半导体上，还能实现低电压驱动和高速响应性。另外，通过调整2个可变电容元件，还能控制阻抗的变化。即，能提高传输效率。

另外，上述控制部还可以输出满足使

$Z_0=\sqrt{\frac{X}{B}}$

(X是电抗部分的电抗，B是电纳部分的电纳)保持恒定的条件的控制信号。通过使阻抗Z₀保持恒定，能使通过损耗无限地接近于零。

另外，上述控制部还可以同时控制第1可变电容元件和第2可变电容元件。

本发明第2方案的移相器具有移相部，该移相部包括包含第1可变电容元件的电抗部分和与该电抗部分串联连接而且包含第2可变电容元件的电纳部分；以及向移相部输出控制信号的控制部；是串联连接多个移相部的移相器。如果使电抗部分和电纳部分两者中所包含的可变电容元件连续变化，则移相量也能连续变化。另外，这些元件能形成在半导体上，还能实现低电压驱动和高速响应性。并且，通过调整2个可变电容元件，还能控制阻抗的变化。即，能够提高传输效率。另外，通过移相部的多级化能减轻对各个移相部控制的负担。

另外，上述控制部还可以输出使

$Z_0=\sqrt{\frac{X}{B}}$

(X是电抗部分的电抗，B是电纳部分的电纳)保持恒定的控制信号。

另外，上述控制部还可以同时控制第1可变电容元件和第2可变电容元件。

本发明第3方案的移相器具有移相部，该移相部包括包含第1可变电容元件的电抗部分和与该电抗部分串联连接而且包含第2可变电容元件的电纳部分；以及向移相部输出控制信号的控制部；控制部对第1可变电容元件输出第1控制信号，以及对第2可变电容元件输出与第1控制信号独立的第2控制信号。如果使电抗部分和电纳部分两者中所包含的可变电容元件连续变化，则也能使移相量连续变化。另外，这些元件能在半导体上形成，还能实现低电压驱动和高速响应性。并且，通过用第1和第2控制信号调整2个可变电容元件，还能控制阻抗的变化。即，能提高传输效率。

另外，上述控制部还可以输出使

$Z_0=\sqrt{\frac{X}{B}}$

(X是电抗部分的电抗，B是电纳部分的电纳)保持恒定的控制信号。

本发明第4方案的移相器具有移相部，该移相部包括包含第1可变电容元件的电抗部分和与该电抗部分串联连接而且包含第2可变电容元件的电纳部分；以及向移相部输出控制信号的控制部；第1可变电容元件和第2可变电容元件以预定的容量比构成，控制信号对于第1可变电容元件和第2可变电容元件是共同的。如果使电抗部分和电纳部分两者中所包含的可变电容元件连续变化，则也能使移相量连续变化。另外，这些元件能在半导体上形成，还能实现低电压驱动和高速响应性。并且，通过以预定的容量比构成第1可变电容元件和第2可变电容元件，能对各个元件使用共同的控制信号，能容易地控制整个移相器。另外，通过用控制信号调整2个可变电容元件，还能控制阻抗的变化。即，能提高传输效率。

另外，上述控制部还可以输出使

$Z_0=\sqrt{\frac{X}{B}}$

(X是电抗部分的电抗，B是电纳部分的电纳)保持为恒定的控制信号。另外，上述预定的容量比也可以由第1可变电容元件和第2可变电容元件的面积比决定。

另外，在本发明的第1～第4方案的移相器中，上述控制部还可以进行控制，使第1可变电容元件和第2可变电容元件的静电电容向同一方向变化。

另外，在本发明的第1～第3方案的移相器中，上述控制部，在使第2可变电容元件的静电电容增加时，还可以输出进一步满足使第1可变电容元件的静电电容也增加这样的条件的控制信号。通过进行这样的控制，有时能使阻抗匹配。

另外，在本发明的第1～第4方案的移相器中，上述控制部，在使移相器的通过移相量增大时，还可以输出进一步满足使第1可变电容元件和第2可变电容元件的静电电容同时增加这样的条件的控制信号。通过进行这样的控制，有时也能使阻抗匹配，实现所要的移相量。

根据本发明，能提供满足低电压驱动、连续移相变化和高速移相变化这样的条件、而且传输效率良好的移相器。

另外，作为本发明的另一个方面，能提供满足低电压驱动、连续移相变化和高速移相变化这样的条件、并能使阻抗匹配的新的结构的移相器。

附图说明

图1表示安装了本发明移相器的天线应用的一个例子。

图2表示天线应用中所包含的天线的结构。

图3表示用于说明本发明构思的电路。

图4A～图4D表示用于说明本发明构思的电路。

图5表示用于说明本发明基本概念的电路。

图6表示用于说明本发明基本概念的电路。

图7表示本发明第1实施方式中的移相器的结构。

图8用于说明本发明第1实施方式中的移相器的控制。

图9表示本发明第1实施方式中的移相器和现有移相器的通过量。

图10表示本发明第1实施方式中的移相器和现有移相器的回波损耗。

图11表示本发明第1实施方式中的移相器和现有移相器的移相特性。

图12表示本发明第2实施方式中的移相器的结构。

图13用于说明本发明第2实施方式中的移相器的控制。

图14用于说明本发明第2实施方式中的常数k的设计思想。

图15用于说明本发明第2实施方式中的常数k的设计思想。

图16表示作为本发明第2实施方式中的移相器的比较对象的移相器的结构。

图17表示作为本发明第2实施方式中的移相器的比较对象的移相器的移相特性。

图18表示作为本发明第2实施方式中的移相器的比较对象的移相器的通过量。

图19表示本发明第3实施方式中的移相器的结构。

图20用于说明本发明第3实施方式中的移相器的控制。

图21用于说明与决定本发明第3实施方式中的电路常数有关的设计思想。

图22用于说明与决定本发明第3实施方式中的电路常数有关的设计思想。

图23表示本发明第4实施方式中的移相器的结构(安装例)。

图24表示本发明第4实施方式中的移相器的结构(电路)。

图25表示本发明第5实施方式中的移相器的结构(安装例)。

图26表示本发明第5实施方式中的移相器的结构(电路)。

图27表示现有移相器的结构。

图28表示现有移相器的结构的一部分。

图29A和图29B用于说明现有移相器的工作原理。

图30表示现有移相器的结构。

图31用于说明现有移相器的工作原理。

图32表示现有移相器的结构。

具体实施方式

(发明的构思)

专利文献5所述的移相器4000存在由于仅使电纳部分发生变化，因此特性阻抗发生了变化这样的问题。为此，研究在电抗部分中也使用可变元件。如果用公式表示这一点则成为以下的公式(2)。

这里，L是电抗部分的电抗，C是电纳部分的电纳，箭头表示是可变元件。这样，在决定特性阻抗Z₀的公式的根内的分母中出现可变电容元件的静电电容，在分子中出现可变电感元件的电感，因此认为调整可变电容元件的静电电容和可变电感元件的电感，能使特性阻抗Z₀保持为恒定值。

图3表示基于上述构思的移相器的电路图。图3所示的移相器包括分别构成电抗部分的可变电感器L31～L35，以及分别构成电纳部分的可变电容器C31～C34。可变电感器L31、L32、L33、L34和L35按该顺序串联连接在输入端子31和输出端子32之间。另外，可变电容器C31的一端与可变电感器L31和L32的连接点连接，可变电容器C31的另一端接地；可变电容器C32的一端与可变电感器L32和L33的连接点连接，可变电容器C32的另一端接地；可变电容器C33的一端与可变电感器L33和L34的连接点连接，可变电容器C33的另一端接地；可变电容器C34的一端与可变电感器L34和L35的连接点连接，可变电容器C34的另一端接地；图3所示的移相器的级数(这里是与电纳部分相当的数量)为4级，而这只是一个例子，也可以是其它的级数。图3所示的移相器由于在电抗部分和电纳部分的两者中都存在可变元件，因此如果控制电抗部分和电纳部分使得满足公式(2)，则能不改变特性阻抗而改变移相量。但是，实际中可变电感器仅能用必需机械动作的元件实现，因此在图1所示的天线应用中不能使用。

因此，在本发明中利用图4A～图4D所示的原理。在图4A～图4D中，说明把可变电感器置换为电感量固定的电感器和可变电容器。首先，在图4A中示出了电感为L41的电感器L41。在特定的频率下，图4A的电感器L41能用图4B所示的等效电路表现。即，在图4B中，电感器L42和电容器C41按该顺序串联连接。

图4C把图4A的电感器置换成了可变电感器。即，在图4C中示出了可变电感器L43。与在图4A和图4B中所述的关系一样，在特定的频率下，图4C的可变电感器能用图4D所示的等效电路表现。即，在图4D中，电感器L44和可变电容器C42按该顺序串联连接。

这时，如果设图4A和图4B是等效的，则以下所示的公式(3)成立，如果设图4C和图4D是等效的，则以下所示的公式(4)成立。

$C41=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2(L42-L41)}---\left(3\right)$

这里，C41表示电容器C41的电容，C42表示电容器C42的电容，L41表示电感器L41的电感，L42表示电感器L42的电感，L43表示电感器L43的电感，L44表示电感器L44的电感，ω表示特定频率中的角频率，箭头表示可变元件的静电电容或者电感。

这样，在特定频率下，可变电感器能置换为固定的电感器和可变电容器。如果利用该原理，则能在半导体衬底上形成所有的元件，因此能实现高速响应性和低电压驱动的同时，还能实现阻抗匹配。即，能使传输效率提高。

(发明的基本概念)

接下来，基于上述本发明的构思说明本发明的基本概念。

图5表示与本发明基本概念相关的移相器的电路图。如图5所示，本发明的移相器通过把多个单位单元串联连接构成。即，由点划线包围的单位单元a、单位单元b、…、单位单元n(n是自然数)按该顺序串联连接在输入端子51和输出端子52之间。另外，在单位单元a中包括可变电容器C51a、C52a和Cv51a，以及电感器L51a和L52a。这里，可变电容器C51a、电感器L51a、可变电容器C52a和电感器L52a构成电抗部分，并按该顺序串联连接在输入端子51和单位单元b之间。另外，可变电容器Cv51a的一端与电感器L51a和可变电容器C52a的连接点连接，可变电容器Cv51a的另一端接地。可变电容器Cv51a构成电纳部分。同样，在单位单元b中包括可变电容器C51b、C52b和Cv51b，以及电感器L51b和L52b。这里，可变电容器C51b、电感器L51b、可变电容器C52b和电感器L52b构成电抗部分，并按该顺序串联连接在单位单元a和未图示的单位单元c之间。另外，可变电容器Cv51b的一端与电感器L51b和可变电容器C52b的连接点连接，可变电容器Cv51b的另一端接地。可变电容器Cv51b构成电纳部分。以下同样地进行重复，在单位单元n中包括可变电容器C51n、C52n和Cv51n，以及电感器L51n和L52n。这里，可变电容器C51n、电感器L51n、可变电容器C52n和电感器L52n构成电抗部分，并按该顺序串联连接在未图示的单位单元(n-1)与输出端子52之间。另外，可变电容器Cv51n的一端与电感L51n和可变电容器C52n的连接点连接，可变电容器Cv51n的另一端接地。可变电容器Cv51n构成电纳部分。

图5中，可变电容器C51a、C52a、C51b、C52b、…、C51n和C52n全部是相同的可变电容元件，其电容的可变区域也完全相同。另外，电感器L51a、L52a、L51b、L52b、…、L51n和L52n的电感完全相同。并且，可变电容器C51a、C51b、…、Cv51(n-1)和Cv51n全部是相同的可变电容元件，其电容的可变区域也完全相同。

在图5所示的移相器中，如果设移相量为θ，电纳部分的电纳为B，电抗部分的电抗为X，特性阻抗为Z₀，则决定移相量θ的条件如公式(5)所示，阻抗匹配的条件如公式(6)所示。

$\mathrm{\θ}={\tan }^{-1}\frac{B-2X+{\mathrm{BX}}^2}{2(1-\mathrm{BX})}---\left(5\right)$

$Z_0=\sqrt{\frac{X}{B}}---\left(6\right)$

另外，在公式(5)和公式(6)中，X和B表示如下。

X＝2(jωL+1/jωC)

B＝ωC_V

另外，L是电感器L51a、L52a、L51b、L52b、…、L51n或者L52n的电感，C是可变电容器C51a、C52a、C51b、C52b、…、C51n或者C52n的电容，Cv是可变电容器Cv51a、Cv51b、…、Cv51(n-1)或者Cv51n的电容。

在本发明中，可以使B和X变化以满足这2个条件。即，必须调整C和Cv。如果这样，则能获得阻抗匹配，传输效率变得良好。

这里，着眼于图5的用虚线围起的电路53。电路53中，可变电容器C52a、电感器L52a、可变电容器C51b和电感器L51b按该顺序串联连接。因此，在实际的电路中，可变电容器C52a和C52b也可以整理成与串联连接了可变电容器C52a和C52b的电路等效的可变电容器。同样，电感器L52a和L51b在实际的电路中可以整理成具有与串联连接了电感器L52a和L51b的电路等效的电感的电感器。这样，能减少电路内的元件数量，从而能形成更小型而且廉价的移相器。该元件数量的减少不仅适用于跨接单位单元a和单位单元b的电路53，也能适用于其它部分中。即，既可以是跨接单位单元b和未图示的单位单元c的电路，也可以是跨接未图示的单位单元(n-1)和单位单元n的电路。

图6表示最大限度地削减了图5中的移相器的元件数量时的电路。图5所示的移相器与图6所示的移相器是等效的。图6所示的移相器包括可变电容器C51a、C62、…和C52n，可变电容器Cv51a、Cv51b、…和Cv51n，以及电感器L51a、L62、…和L52n。另外，可变电容器C51a和C52n，可变电容器Cv51a、Cv51b、…和Cv51n，以及电感器L51a和L52n与图5中所示的相同。虚线部分表示的电路63是图5中的电路53的等效电路。在电路63中，把与串联连接了可变电容器C52a和C51b的部分相等的可变电容器C62，以及与串联连接了电感器L52a和L51b的部分相等的电感器L62串联连接起来。这里，由可变电容器C51a和电感器L51a构成电抗部分，由可变电容器Cv51a构成电纳部分，它们串联连接。并且，由可变电容器C62和电感器L62构成电抗部分，由可变电容器Cv51b构成电纳部分，它们串联连接。以下同样，电抗部分与电纳部分串联连接。

另外，在图6所示的移相器中，以下的2个公式成立。

X＝jωL+1/(jωC)

B＝ωC_V

这里，X是电抗部分的电抗，B是电纳部分的电纳，ω是角频率，L是电感器L62的电感，C是可变电容器C62的电容，Cv是Cv51a～Cv51n中任一个的电容。

在该图6所示的移相器中，也可以使B和X变化，以满足公式(5)和公式(6)所示的条件。即，需要调整C和Cv。如果这样，则能获得阻抗的匹配，从而传输效率变好。

(相对于在先技术的差异)

在现有技术的栏中所述的各移相器与在本发明中在发明的构思和基本概念的栏中所述的事项方面有很大的差异。但是，在现有的移相器中，存在着与本发明的移相器和电路的一部分共同的部分。由此，从业者如果能把现有的移相器的电路组合起来，则也许能由此想到本发明。例如，专利文献2的实施例2中的移相器的电路和专利文献5的移相器的电路的组合。但是，把这2个移相器的电路组合起来，这本身根本没有必然性，组合本身具有难度。以下，详细地论述其理由。

首先，在电抗部分和电纳部分中包含可变电容器这一方面，说明与本发明的移相器共同的在专利文献2的实施例2中所述的移相器。另外，本专利文献2的移相器的结构和工作原理如前面图30和图31的说明所示，在这里说明图30所示的移相器3000的移相量θ和控制该移相器3000内的可变电容元件的关系。

这里，移相器3000所包含的LPF3001的通过移相量θL是固定的，例如为-45°，HPF3002的通过移相量θH是固定的，例如为45°，完全没有研究使它们动态地发生变化的情况。另外，对于整个移相器3000的阻抗固定为例如50Ω。从而决定了移相器3000要得到的所要的移相量θ。这样，根据图31所示的工作原理，可求得LPF3001的输入输出阻抗ZL和HPF3002的输入输出阻抗ZH。并且，如果决定了ZL，则可求得LPF3001的电抗部分的电抗XL和电纳部分的电纳BL。如果决定了XL，则可决定可变电容元件C291和可变电容元件C292的静电电容，如果决定了BL，则可决定可变电容元件C293的静电电容。与LPF3001一样，在HPF3002中，也可求得电抗部分的电抗XH和电纳部分的电纳BH。如果决定了XH，则可决定可变电容元件C294和可变电容元件C295的静电电容，如果决定了BH，则可决定可变电容元件C296的静电电容。为了得到整个移相器3000的所要的移相量θ，要象上述那样控制各个可变电容元件。

该移相器3000的特征在于(1)使LPF3001和HPF3002本身的通过移相量固定，把LPF3001和HPF3002组合起来决定整个移相器3000的移相量θ，(2)为了使整个移相器3000的阻抗固定为例如50Ω，调整LPF3001的输入输出阻抗ZL和HPF3002的输入输出阻抗ZH。

其次，研究专利文献5中所述的移相器4000。该移相器4000在串联连接了多个包括串联连接的电抗部分和电纳部分的单位单元这一点与本发明的移相器相同。另外，在电纳部分中包括可变电容器这一点也相同。但是，在现有技术的栏中记述过，在电抗部分中不包括可变电容器，因此将必然发生阻抗的失配。对于这一点没有示出任何解决对策。另外，本专利文献5的移相器4000的结构和工作原理如前面图32和公式(1)的说明所示。

这里，考察把具有与本发明的移相器共同的部分、在专利文献2的实施例2中所述的移相器3000的LPF3001应用于同样具有与本发明的移相器共同的部分、在专利文献5中所述的移相器4000中的问题。即，如果从移相器3000中仅抽出LPF3001，并象移相器4000的结构那样串联连接多个，则似乎也能导出在本发明的基本概念的栏中示出的移相器(图5)的结构。但是，在对该组合进行讨论时，需要在其文献或技术中表示出对组合的动机形成，上述那样的组合在以下几方面应被否定。

首先第1，仅抽出专利文献2的移相器3000的LPF3001进行讨论是不合理的。移相器3000如果不是LPF3001与HPF3002的组合则不能正常地动作。上面也叙述过，仅有LPF3001，移相量是固定的，为了使整个移相器的阻抗固定，就必须使LPF3001的阻抗发生变化。而且，作为其结果电抗部分和电纳部分的可变电容器的静电电容必须离散地变化。这样仅有LPF3001，作为移相器是不完整的电路，仅专注于该电路进行利用本身有难度。

第2，对于阻抗匹配存在想法的差异。即，对于专利文献5的移相器4000，虽然对阻抗匹配指出了问题，但是并没有想进行任何解决。另外，对于专利文献2的实施例2中的移相器3000的作为讨论对象的LPF3001，完全没有考虑阻抗匹配。这样，在本发明中，作为非常重要的构思和课题的阻抗匹配在要进行组合的现有技术中并没有作为要解决的课题。因此，即使例如进行了组合，但是不能期待解决阻抗匹配这样的课题，在获得阻抗匹配的角度，没有组合的动机形成。

第3，电抗部分的电抗和电纳部分的电纳的设计思想完全不同。如上所述，专利文献5的移相器4000为了实现连续移相变化，使可变电容器的静电电容发生变化，而专利文献2的移相器3000的LPF3001，使移相量固定而使可变电容器的静电电容发生变化，以使得阻抗发生变化，因此对可变电容器的调整是在完全不同的设计思想下进行的。把具有这种结构差异的移相器彼此组合起来在技术上是困难的。

第4，使电抗部分的电抗和电纳部分的电纳变化时所产生的移相量不同。从上面所述的事项可知，在专利文献2的移相器3000的LPF3001中移相量是固定的，在专利文献5的移相器4000中移相量连续地变化。因此，效果也完全不同。

如上所述，把前提、课题、结构和效果完全不同的移相器3000的LPF3001应用在移相器4000中并没有任何妥当的动机形成，进行这种组合本身有是有困难的。另外，例如，假设即使存在其组合并不困难的部分，但是如何使可变电容器的静电电容变化这一点也不是显而易见的。

实施方式1

图7表示本发明第1实施方式的移相器的结构。如图7所示，第1实施方式的移相器70由包括可变电容器C71～C78、可变电容器Cv71～Cv77、以及电感器L71～L78的移相部和控制部73构成。另外，在本实施方式的移相器中，由于不使用电容固定的电容器，因此对于所有的可变电容器使用以电容器的符号进行的简易标记。可变电容器C71、电感器L71、可变电容器C72、电感器L72、可变电容器C73、电感器L73、可变电容器C74、电感器L74、可变电容器C75、电感器L75、可变电容器C76、电感器L76、可变电容器C77、电感器L77、可变电容器C78和电感器L78，按该顺序串联连接在输入端子71和输出端子72之间。另外，可变电容器Cv71的一端与电感器L71和可变电容器C72的连接点连接，可变电容器Cv71的另一端接地；可变电容元件Cv72的一端与电感器L72和可变电容器C73的连接点连接，可变电容器Cv72的另一端接地；可变电容器Cv73的一端与电感器L73和可变电容器C74的连接点连接，可变电容器Cv73的另一端接地；可变电容器Cv74的一端与电感器L74和可变电容器C75的连接点连接，可变电容器Cv74的另一端接地；可变电容器Cv75的一端与电感器L75和可变电容器C76的连接点连接，可变电容器Cv75的另一端接地；可变电容器Cv76的一端与电感器L76和可变电容元件C77的连接点连接，可变电容器Cv76的另一端接地；可变电容器Cv77的一端与电感器L77和可变电容器C78的连接点连接，可变电容器Cv77的另一端接地。

可变电容器C71和电感器L71、可变电容器C72和电感器L72、可变电容器C73和电感器L73、可变电容器C74和电感器L74、可变电容器C75和电感器L75、可变电容器C76和电感器L76、可变电容器C77和电感器L77、以及可变电容器C78和电感器L78分别构成电抗部分。另外，可变电容器Cv71～Cv77分别构成电纳部分。一个电抗部分与一个电纳部分串联连接。

可变电容器C71和C78是相同的可变电容元件，其电容(以下在本实施方式中用C1表示)的可变区域也相同。同样，可变电容器C72～C77是相同的可变电容元件，其电容(以下在本实施方式中用C2表示)的可变区域也完全相同。并且，可变电容器Cv71～Cv77是相同的可变电容元件，其电容(以下在本实施方式中用Cv表示)的可变区域也完全相同。

另外，从控制部73延伸出的箭头表示对各个可变电容器传输控制信号的控制信号线。更具体地讲，控制信号线V71是对可变电容器C71和C78传输控制信号V71的信号线，控制信号线V72是对可变电容器C72～C77传输控制信号V72的信号线，控制信号线V73是对可变电容器Cv71～Cv77传输控制信号V73的信号线，即，对相同的可变电容元件使用共同的控制信号。其中，在本实施方式中，控制部73对控制信号线V71～V73输出各自独立的控制信号。

本实施方式的移相器70中的各元件的电路常数，在把移相器70的使用条件设为输入输出阻抗为50Ω而且频率为1GHz时，例如成为如下情形。即，C1＝5.96～14.47(pF)，C2＝3.62～12.67(pF)，Cv＝1.0～3.0(pF)，L1＝5.5(nH)，L2＝9.5(nH)。这里，L1表示电感器L71和L78的电感，L2表示电感器L72～L77的电感。在实现特定的移相量θ时，决定各可变区域内的特定的值，使得满足公式(6)，即获得阻抗匹配。

图8示出了表示满足公式(6)的Cv、C1和C2的关系的曲线图。图8中，纵轴表示C1、C2(pF)，横轴表示Cv(pF)。另外，用实线表示的曲线81表示Cv根据控制信号V73从1.0变化到3.0(pF)时的C1的变化，用虚线表示的曲线82表示Cv根据控制信号V73同样地从1.0变化到3.0时的C2的变化。另外，如上所述，C1表示基于控制信号V71产生的C1的变化，C2表示基于控制信号V72产生的C2的变化。在该曲线图中，为了得到满足公式(6)的静电电容的设置，首先确定Cv的值。接着，在该曲线图上根据与通过该Cv的特定值而且平行于纵轴的直线和表示C1的变化的曲线81的交点相对应的纵轴的值，特定C1的值。同样，在该曲线图上根据与通过该Cv的特定值而且平行于纵轴的直线和表示C2的变化的曲线82的交点相对应的纵轴的值，特定C2的值。图8中，例如当确定了Cv＝2.0(pF)时，特定为C1＝8(pF)左右，C2＝6(pF)左右。这样，可以得到满足公式(6)的C1、C2和Cv的静电电容的设置。另外，根据图8的曲线图，曲线81和82都向右上方倾斜，控制部73在输出使Cv增加的控制信号V73时，输出使C1和C2增加的控制信号V71和V72。

其次，用图9～图11对本实施方式的移相器70和现有的移相器的特性进行比较。此处的现有移相器为去除了图7所示的移相器70的全部可变电容器C71～C78的移相器。即，如在专利文献5中所述的移相器那样，仅在电纳部分使用了可变电容器。

图9表示对通过量进行比较的曲线图。图9中，纵轴表示通过量(dB)，横轴表示Cv(pF)。另外，实线91表示移相器70的通过量，粗线92表示现有的移相器的通过量。对于现有的移相器，描绘出了在大约1.3(pF)、通过量大约-0.077(dB)，以及大约2.7(pF)、通过量大约-0.072(dB)时表现出低值的近似正弦曲线的曲线。与此相对，对于移相器70，在大约2.25(pF)、通过量大约-0.017(dB)，以及大约3.0(pF)、通过量大约-0.02(dB)时表现出良好的值。特别是从1.0到1.5(pF)，通过量几乎是0(dB)。从大约1.85到2.2(pF)，现有的移相器表现出良好的值，但在总体上移相器70明显地表现出了良好的数值。这是基于公式(6)的阻抗匹配的效果。

图10表示对回波损耗进行比较的曲线图。图10中，纵轴表示回波损耗(dB)，横轴表示Cv(pF)。另外，实线101表示移相器70的回波损耗，粗线102表示现有的移相器的回波损耗。对于现有的移相器，在大约1.32(pF)时回波损耗大约-17.5(dB)，为最大。与此相对，对于移相器70，在3.0(pF)时回波损耗大约-23(dB)，为最大。即，与现有的移相器相比，回波损耗减少。从大约1.85到2.2(pF)，现有的移相器表现出良好的值，但如果从总体观察，移相器70表现出了良好的数值。这是基于公式(6)的阻抗匹配的效果。

图11表示对移相特性进行比较的曲线图。图11中，纵轴表示移相量(deg)，横轴表示Cv(pF)。另外，实线111表示移相器70的移相量，粗线112表示现有的移相器的移相量。现有的移相器即使Cv从1.0变化到3.0(pF)，也仅能得到大约146(deg)的移相量。与此相对，移相器70通过使Cv同样地变化，能得到大约264(deg)这样的更多的移相量。另外，从图11可知，现有的移相器和移相器70实现了基于Cv的连续变化的移相量的连续变化。另外，控制部73在使移相量减少的情况下输出使Cv减少的控制信号V73，另外，根据图8的曲线图可知还输出使C1和C2减少的控制信号V71和V72。在使移相量增加时进行相反的控制。

实施方式2

图12表示本发明第2实施方式的移相器的结构。如图12所示，第2实施方式的移相器120由包括可变电容器C121～C125、可变电容器Cv121～Cv124、以及电感器L121～L125的移相部和控制部123构成。另外，在本实施方式的移相器中，由于不使用电容固定的电容器，因此对于所有的可变电容器使用以电容的符号进行的简易标记。可变电容器C121、电感器L121、可变电容器C122、电感器L122、可变电容器C123、电感器L123、可变电容器C124、电感器L124、可变电容器C125和电感器L125按该顺序串联连接在输入端子121和输出端子122之间。另外，可变电容器Cv121的一端与电感器L121和可变电容器C122的连接点连接，可变电容器Cv121的另一端接地；可变电容器Cv122的一端与电感器L122和可变电容器C123的连接点连接，可变电容器Cv122的另一端接地；可变电容器Cv123的一端与电感器L123和可变电容器C124的连接点连接，可变电容器Cv123的另一端接地；可变电容器Cv124的一端与电感器L124和可变电容器C125的连接点连接，可变电容器Cv124的另一端接地。

可变电容器C121和电感器L121、可变电容器C122和电感器L122、可变电容器C123和电感器L123、可变电容器C124和电感器L124、以及可变电容器C125和电感器L125分别构成电抗部分。另外，可变电容器Cv121～Cv124分别构成电纳部分。一个电抗部分与一个电纳部分串联连接。

可变电容器C121和C125是相同的可变电容元件，其电容(以下在本实施方式中用C1表示)的可变区域也相同。同样，可变电容元件C122～C124是相同的可变电容元件，其电容(以下在本实施方式中用C2表示)的可变区域也完全相同。并且，可变电容器Cv121～Cv124是相同的可变电容元件，其电容(以下在本实施方式中用Cv表示)的可变区域也完全相同。

另外，从控制部123延伸出的箭头表示对各可变电容器传输控制信号的控制信号线。更具体地讲，控制信号线V121是对可变电容器C121～C125和对可变电容器Cv121～Cv124传输控制信号的信号线，即，对相同的可变电容元件使用共同的控制信号。这样，由于控制部123可以只生成一种控制信号，因此控制部123的结构简单。

本实施方式的移相器120中的各元件的电路常数在把移相器120的使用条件设为输入输出阻抗为50Ω而且频率为1GHz时，例如，成为如下的情形。即，C1＝k·Cv(pF)，C2＝0.5·k·Cv(pF)，Cv＝1.0～3.0(pF)，L1＝4.9(nH)，L2＝9.8(nH)。这里，L1表示电感器L121和L125的电感，L2表示电感器L122～L124的电感。另外，k是常数，在本实施方式中例如k＝7。在实现特定的移相量θ时，决定各可变区域内的特定的值，使得满足公式(6)，即获得阻抗匹配。并且，在本实施方式中，C1和C2用Cv乘以常数的函数表示。即，C1、C2和Cv成为下式这样的预定的容量比。

C1∶C2∶Cv＝k∶0.5k∶1

该容量比例如能由可变电容器的面积比决定。

图13示出了表示满足公式(6)的Cv、C1和C2的关系的曲线图。图13中，纵轴表示C1、C2(pF)，横轴表示Cv(pF)。另外，用实线表示的直线131表示Cv根据控制信号V121从1.0变化到3.0(pF)时的C1的变化，用虚线表示的直线132表示Cv根据控制信号V121从1.0变化到3.0(pF)时的C2的变化。与第1实施方式不同，在第2实施方式中，C1和C2也由控制信号V121控制。在该曲线图中，为了得到满足公式(6)的静电电容的设置，首先确定Cv的值。接着，在该曲线图上根据与通过该Cv的特定值而且平行于纵轴的直线和表示C1的变化的直线131的交点相对应的纵轴的值，特定C1的值。同样，在该曲线图上根据与通过该Cv的特定值而且平行于纵轴的直线和表示C2的变化的直线132的交点相对应的纵轴的值，特定C2的值。图13中，例如当确定了Cv＝2.0(pF)时，特定为C1＝14(pF)左右，C2＝7(pF)左右。这样，可以得到满足公式(6)的C1、C2和Cv的静电电容的设置。另外，根据图13的曲线图，直线131和132都向右上方倾斜，控制部123输出使Cv、C1和C2线性增加或者线性减少的同一控制信号V121。

用图14和图15说明本实施方式的常数k的设计思想。在图14所示的由一级单位单元构成的移相器中，可变电容器C141、电感器L141、可变电容器C143、以及电感器L142按该顺序串联连接在输入端子141和输出端子142之间。可变电容器C142的一端与电感器L141和可变电容器C143的连接点连接，可变电容器C142的另一端接地。可变电容器C141、电感器L141、可变电容器C143和电感器L142构成电抗部分，可变电容器C142构成电纳部分。电抗部分与电纳部分串联连接。

这里，如果把可变电容器C141和C143的电容设为Cb，把可变电容器C142的电容设为Cv，把电感器L141和L142的电感设为Lb，则该移相器的阻抗Z₀满足以下的公式(7)。另外，对于Lb求解公式(7)得到公式(8)。

$Z_0=\sqrt{\frac{2(\mathrm{Lb}-\frac{1}{\mathrm{Cb}{\mathrm{\ω}}^2})}{\mathrm{Cv}}}---\left(7\right)$

$\mathrm{Lb}=\frac{Z_0^2\mathrm{Cv}}{2}+\frac{1}{\mathrm{Cb}{\mathrm{\ω}}^2}---\left(8\right)$

这里如果假设Cb＝k·Cv(k是大于0的常数)，则Lb，Cv和k的关系成为图15所示的曲线图。另外，在本实施方式中由于把使用频率定为1GHz，因此把公式(8)的ω作为常数使用。图15中，纵轴表示Lb(nH)，横轴表示Cv(pF)。另外，各曲线是使k离散变化时以Cv作为变量的Lb的曲线图。更具体地讲，用粗虚线表示的曲线151表示k＝3的情况，用粗线表示的曲线152表示k＝4的情况，用双点划线表示的曲线153表示k＝5的情况，用虚线表示的曲线154表示k＝6的情况，用实线表示的曲线155表示k＝7的情况，用单点划线表示的曲线156表示k＝8的情况。在图15所示的曲线图中，Lb随着Cv的变化产生变动，而Lb原本是固定的电感，因此在该假定中也希望变动尽量少。由于曲线151～156的变动量各自不同，因此可以选择变动量最少的条件。如果读取各曲线的变动量，则对于曲线151至少是2.4(nH)，对于曲线152大约是2(nH)，对于曲线153大约是1.3(nH)，对于曲线154大约是1(nH)，对于曲线155大约是0.7(nH)，对于曲线156大约是0.8(nH)。即，表示k＝7的情况的曲线155的变动量最少。由此，在本实施方式中作为一个例子，采用k＝7。其中，k的值不是整数也可以，可以用接近7的其它数值代替。另外，如果移相器的频率等使用条件不同，则k的值需要与之同时再次计算，有时成为远远偏离7的数值。

用图16～18说明本实施方式的移相器120的特性。作为比较对象的移相器，研究图16所示的移相器160。移相器160由电抗部分和电纳部分构成的单位单元的级数与移相器120不同，设计成只有当电纳部分的可变电容器的电容为2.0(pF)时阻抗才匹配。

如图16所示，移相器160包括可变电容器C161～C168、可变电容器Cv161～Cv167、以及电感器L161～L168。可变电容器C161、电感器L161、可变电容器C162、电感器L162、可变电容器C163、电感器L163、可变电容器C164、电感器L164、可变电容器C165、电感器L165、可变电容器C166、电感器L166、可变电容器C167、电感器L167、可变电容器C168和电感L168按该顺序串联连接在输入端子161和输出端子162之间。另外，可变电容器Cv161的一端与电感器L161和可变电容器C162的连接点连接，可变电容器Cv161的另一端接地；可变电容器Cv162的一端与电感器L162和可变电容器C163的连接点连接，可变电容器Cv162的另一端接地；可变电容器Cv163的一端与电感器L163和可变电容器C164的连接点连接，可变电容器Cv123的另一端接地；可变电容器Cv164的一端与电感L164和可变电容器C165的连接点连接，可变电容器Cv164的另一端接地；可变电容元件Cv165的一端与电感器L165和可变电容器C166的连接点连接，可变电容器Cv165的另一端接地；可变电容器Cv166的一端与电感器L166和可变电容器C167的连接点连接，可变电容器Cv166的另一端接地；可变电容器Cv167的一端与电感器L167和可变电容元件C168的连接点连接，可变电容器Cv167的另一端接地。

可变电容器C161和电感器L161、可变电容器C162和电感器L162、可变电容器C163和电感器L163、可变电容器C164和电感器L164、可变电容器C165和电感器L165、可变电容器C166和电感器L166、可变电容器C167和电感器L167、以及可变电容器C168和电感器L168分别构成电抗部分。另外，可变电容器Cv161～Cv167分别构成电纳部分。一个电抗部分与一个电纳部分串联连接。

可变电容器C161～C168是相同的可变电容元件，其电容(以下在本实施方式中用C1a表示)的可变区域也相同。同样，可变电容器C162～C167是相同的可变电容元件，其电容(以下在本实施方式中用C2a表示)的可变区域也完全相同。并且，可变电容器Cv161～Cv167是相同的可变电容元件，其电容(以下在本实施方式中用Cva表示)的可变区域也完全相同。

移相器160中的各元件的电路常数，在把使用条件设为与移相器120相同时，例如，成为如下的情形。即，C1a＝ka·Cva(pF)，C2a＝0.5·ka·Cva(pF)，Cva＝1.0～3.0(pF)。ka是常数，移相器160中ka＝3。另外，图15中，在ka＝3、Cva＝2.0(pF)时，设定电感器L161和L168的电感为大约6.8(nH)，电感器L162～L167的电感为大约13.6(nH)，以获得阻抗匹配。观察图15的k＝3的曲线151可知，如果使电感器L161～168固定，则在Cva＝2.0(pF)以外的部分中不能获得阻抗匹配。

图17表示对移相量特性进行比较的曲线图。图17中，纵轴表示移相量(deg)，横轴表示Cv或者Cva(pF)。另外，实线171表示移相器120的移相量，粗线172表示移相器160的移相量。如果使Cva从1.0变化到3.0(pF)，则移相器160可以得到大约245(deg)的移相量。与此相对，移相器120通过使Cv同样地变化，可以得到大约260(deg)的移相量。与移相器160相比，移相器120的移相量大一些。另外，由图17可知，移相器120实现了基于Cv的连续变化的移相器的连续变化。

图18表示对通过量进行比较的曲线图。图18中，纵轴表示通过量(dB)，横轴表示Cv或者Cva(pF)。另外，实线181表示移相器120的通过量，粗线182表示移相器160的通过量。按照设计，移相器160在2.0(pF)时通过量几乎为0(dB)，但是如果Cva比2.0(pF)低，则通过特性急剧恶化，在1.0(pF)、大约-7.5(dB)时出现了低的值。与此相对，移相器120，在Cv为1.0～3.0(pF)的范围中的通过量几乎为0(dB)，具有良好的通过特性。这样，即使电感固定，如果尽可能选择能获得阻抗匹配的适当的k，则对于通过量和移相量，能得到更好的特性。

另外，控制部123在使移相量增大的情况下，输出使Cv增加的控制信号。另外，根据图13，使Cv增加的控制信号还使C1和C2也增加。

实施方式3

图19表示本发明第3实施方式的移相器的结构。如图19所示，第3实施方式的移相器190由包括可变电容器C191～C195、可变电容器Cv191～Cv194、以及电感器L191～L195的移相部和控制部193构成。另外，在本实施方式的移相器中，由于不使用电容固定的电容器，因此对于所有的可变电容器使用以电容器的符号进行的简易标记。可变电容器C191、电感器L191、可变电容器C192、电感器L192、可变电容器C193、电感器L193、可变电容器C194、电感器L194、可变电容器C195和电感器L195按该顺序串联连接在输入端子191和输出端子192之间。另外，可变电容器Cv191的一端与电感器L191和可变电容器C192的连接点连接，可变电容器Cv191的另一端接地；可变电容器Cv192的一端与电感器L192和可变电容器C193的连接点连接，可变电容器Cv192的另一端接地；可变电容器Cv193的一端与电感器L193和可变电容器C194的连接点连接，可变电容器Cv193的另一端接地；可变电容器Cv194的一端与电感器L194和可变电容器C195的连接点连接，可变电容器Cv194的另一端接地。

可变电容器C191和电感器L191、可变电容器C192和电感器L192、可变电容器C193和电感器L193、可变电容器C194和电感器L194、以及可变电容器C195和电感器L195分别构成电抗部分。另外，可变电容器Cv191～Cv194分别构成电纳部分。一个电抗部分与一个电纳部分串联连接。

可变电容器C191和C195是相同的可变电容元件，其电容(以下在本实施方式中用C1表示)的可变区域也相同。同样，可变电容器C192～C194是相同的可变电容元件，其电容(以下在本实施方式中用C2表示)的可变区域也完全相同。并且，可变电容器Cv191～Cv194是相同的可变电容元件，其电容(以下在本实施方式中用Cv表示)的可变区域也完全相同。

另外，从控制部193延伸出的箭头表示对各个可变电容器传输控制信号的控制信号线。更具体地讲，控制信号线V191是对可变电容器C191和C195传输控制信号V191的信号线，控制信号线V192是对可变电容器C192～C194传输控制信号V192的信号线，控制信号线V193是对可变电容器Cv191～Cv194传输控制信号V193的信号线，即，对相同的可变电容元件使用共同的控制信号。其中，在本实施方式中，控制部193对控制信号线V191～V193输出分别独立的控制信号。

本实施方式的移相器190中的各元件的电路常数在把移相器190的使用条件设为输入输出阻抗为50Ω而且频率为44GHz时，例如，成为以下情形。即，C1＝0.0141～0.0229(pF)、C2＝0.007～0.0115(pF)、Cv＝0.052～0.073(pF)、L1＝1(nH)、L2＝2(nH)。这里，L1表示电感器L191和L195的电感，L2表示电感器L192～L194的电感。在实现特定的移相量θ时，决定各可变区域内的特定的值，使得满足公式(6)，即获得阻抗匹配。在后面叙述决定的过程。

图20示出了表示满足公式(6)的Cv、C1、C2和移相器190的移相量的关系的曲线图。图20中，右边的纵轴表示C1、C2(pF)，左边的纵轴表示Cv(pF)，横轴表示移相器190的移相量(deg)。另外，用四边形标绘的点表示在特定的移相量下根据控制信号V191应该实现的C1的值，用三角形标绘的点表示在特定的移相量下根据控制信号V192应该实现的C2的值，用椭圆标绘的点表示在特定的移相量下根据控制信号V193应该实现的Cv的值。为了满足公式(6)并得到特定的移相量θ，可以使用与该θ相对应地标绘的C1、C2和Cv的值的设置。

用图21和22说明与决定本实施方式的移相器190的电路常数有关的设计思想。该设计思想的宗旨在于把一个单位单元中的传递函数定为1。即，出发思想是通过使一个单位单元的通过损耗为0(dB)，使整个移相器190的通过量也为0(dB)。

首先，假定图21所示的用一级单位单元构成的移相器210。移相器210的输入端子213连接有内部阻抗为Z的输入端口211。另外，移相器210的输出端子214连接有内部阻抗为Z的输出端口212。在移相器210中，从输入一侧到输出一侧，串联连接电感相等的电感器L211和L212。可变电容器Cv211的一端与电感L211和L212的连接点连接，可变电容器Cv211的另一端接地。电感器L211和L212分别构成电抗部分，可变电容器Cv211构成电纳部分。另外，电路211和212的阻抗Z与移相器190的使用条件一致，定为Z＝50Ω。同样，移相器210的使用频率也与移相器190相同，定为44GHz。

这里，如果把电抗部分的电抗设为X，电纳部分的电纳设为B，电感器L211和L212的电感设为La，可变电容器Cv211的可变区域内的特定的电容设为Cva，设ω为角频率，则以下的2个公式成立。

X＝ωLa    (9)

B＝ωCva   (10)

这时，移相器210的传递函数用以下的公式(11)表示。另外，用于得到移相量的公式用把公式(11)的分子中的实数部分作为分母、把虚数部分作为分子的公式(12)表示。并且，当把所要的移向量设为300°(或者-60°)时，对于X求解公式(12)，成为公式(13)。

$\frac{\frac{2}{\mathrm{iB}}Z}{(Z+\mathrm{iX})(Z+\mathrm{iX}-\frac{2}{\mathrm{iB}})}=\frac{2Z[2Z(1-\mathrm{XB})+i(X^{2}B-2X-{\mathrm{BZ}}^2)]}{(Z+\mathrm{iX})(Z-\mathrm{iX})(2-\mathrm{XB}+\mathrm{iBZ})(2-\mathrm{XB}-\mathrm{iBZ})}---\left(11\right)$

$X=\frac{1}{2B}[2\sqrt{3}\mathrm{ZB}+2-2\sqrt{{4B}^2{Z}^2+1}]---\left(13\right)$

图22示出了表示设移相器210的移相量为300°(或者-60°)时Cva和传递函数的通过量的关系的曲线图。图22中，纵轴表示传递函数的通过量(dB)，横轴表示Cva(pF)。图22所示的曲线向上凸，当Cva为大约0.063(pF)时，传递函数的通过量为0(dB)。即，在移相器210的移相量是300°(或者-60°)的情况下，实现移相器210的传递函数＝1的可变电容器Cv211的调整值Cva大约是0.063(pF)。由于在移相器210中使用频率是固定的，因此ω作为常数使用，如果Cva确定了，则可从公式(10)求出B。如上所述，由于Z是50Ω，因此如果B确定了，则可按顺序根据公式(13)和公式(9)求出L，从而可确定移相器210所包含的所有元件的电路常数。另外，在移相器210中La为0.104(nH)。

其次，研究在移相器190中应用移相器210所示的原理。如在本发明的构思栏中所述，电感器能置换为电感器与电容器的串联连接，可变电感器能置换为电感固定的电感器与可变电容器的串联连接。在本发明中，由于在电抗部分中采用了可变电容器，因此在把移相器210的原理应用在移相器190中的情况下，电感器L211和L212都可以视为可变电感器。由此，电感器L211和L212分别能置换为电感固定的电感器和可变电容器。由于置换后的电感和电容的关系如公式(4)所示，因此应用公式(4)，能确定移相器190中的C1和L1。并且，在移相器190中，电容为C2的可变电容器与串联连接了2个电容为C1的可变电容器的电容器等效，电感为L2的电感器与串联连接了2个电感为L1的电感器的电感器等效。即，以下的2个公式成立。

C2＝0.5·C1

L2＝2·L1

由此，还能求出C2和L1。

这样，在移相器190中，可确定特定的移相量中的C1、C2和Cv的电容的设置。在以上的说明中把移相量设为300°(或者-60°)，但对于任意的移相量可以同样地确定C1、C2和Cv的电容的设置。如果以60°间隔表示其结果，则成为前面所述的图20那样的曲线图。在图20所示的曲线图中，C1、C2和Cv的值乍看是离散的。但是，如果对于C1、C2和Cv分别把标绘的点连接起来，则成为变化缓慢的曲线。即，对于C1和C2是向右上方倾斜的曲线，对于Cv是向上凸的曲线。即，在使移相器190的移相量连续变化的情况下，控制部193可以使C1、C2和Cv的值沿着各条曲线连续变化。另外，如果移相量在0～180(deg)的范围内，则控制部193在输出使Cv增加的控制信号V193的情况下，输出使C1和C2增加的控制信号V191和V192。

如以上所述，本实施方式的移相器190由于控制成使得所要的移相量中的传递函数的通过量为0(dB)，因此能实现通过特性优良的移相器。另外，如图20所示，实现了能使360度移相量连续变化的移相器。

实施方式4

图23表示本发明第4实施方式的移相器的安装例。图23所示的第4实施方式的移相器230根据本发明实施方式2的移相器120的设计思想，在半导体衬底上构成元件。其中，作为移相器120，由电抗部分和电纳部分构成的单位单元的级数不同。

用图24说明连接关系。图24是移相器230的电路图，符号全部与图23相同。即，如果是相同的符号，则表示相同的电路元件。但是，在图24中，接地线231和232由于进行了最小限度的图示因此没有标注符号。移相器230包括包含耦合电容器C231～C234、电感器L231～234、可变电容器Cv231～Cv237和扼流电感器Lc231～Lc234的移相部，包含扼流电感器Lc235～Lc237和旁路电容器C235～C237的控制线部，输入端子T231和输出端子T232，以及接地线231和232。

耦合电容器C231、电感器L231、可变电容器Cv231、电感器L232、可变电容器Cv232、耦合电容器C232、电感器L233、可变电容器Cv233、耦合电容器C233、电感器L234、可变电容器Cv234和耦合电容器C234按该顺序串联连接在输入端子T231和输出端子T232之间。

另外，扼流电感器Lc231的一端与耦合电容器C231和电感器L231的连接点连接，扼流电感器Lc231的另一端与接地线232连接；扼流电感器Lc235的一端和可变电容器Cv235的一端与可变电容器Cv231和电感L232的连接点连接，可变电容器Cv235的另一端与接地线232连接。扼流电感器Lc235的另一端与控制电压端子233和旁路电容器C235的一端连接，旁路电容器C235的另一端与接地线231连接；扼流电感器Lc232的一端与可变电容器Cv232和耦合电容器C232的连接点连接，扼流电感器Lc232的另一端与接地线232连接；扼流电感器Lc236的一端和可变电容器Cv236的一端与耦合电容器C232和电感器L233的连接点连接，可变电容器Cv236的另一端与接地线232连接；扼流电感器Lc236的另一端与控制电压端子233和旁路电容器C236的一端连接，旁路电容器C236的另一端与接地线231连接；扼流电感器Lc233的一端与可变电容器Cv233和耦合电容器C233的连接点连接，扼流电感器Lc233的另一端与接地线232连接；扼流电感器Lc237的一端和可变电容器Cv237的一端与耦合电容器C233和电感器L234的连接点连接，可变电容器Cv237的另一端与接地线232连接；扼流电感器Lc237的另一端与控制电压端子233和旁路电容器C237的一端连接，旁路电容器C237的另一端与接地线231连接；扼流电感器Lc234的一端与可变电容器Cv234和耦合电容器C234的连接点连接，扼流电感器Lc234的另一端与接地线232连接。

电感器L231和可变电容器Cv231、电感器L232和可变电容器Cv232、电感器L233和可变电容器Cv233、以及电感器L234和可变电容器Cv234分别构成电抗部分。另外，可变电容器Cv235～Cv237分别构成电纳部分。一个电抗部分与一个电纳部分串联连接。

另外，旁路电容器C235～C237和扼流电感器Lc235～Lc237是用于对可变电容器Cv231～Cv237施加控制电压的元件。另外，耦合电容器C231～C234是用于隔断提供给可变电容器Cv231～Cv237的控制电压的直流成分的电容器。

可变电容器Cv231和Cv234是相同的可变电容元件，其电容(以下在本实施方式中用C1表示)的可变区域也相同。同样，可变电容器Cv232和Cv233是相同的可变电容元件，其电容(以下在本实施方式中用C2表示)的可变区域也完全相同。并且，可变电容器Cv235～Cv237是相同的可变电容元件，其电容(以下在本实施方式中用Cv表示)的可变区域也完全相同。

如图24所示，仅从控制电压端子233输入移相器230的控制信号(控制电压)。更具体地讲，从控制电压端子233输入的控制信号传输给可变电容器Cv231～Cv237。即，在本实施方式中，与第2实施方式相同，对所有的可变电容元件使用共同的控制信号。这样，则由于未图示的控制部可以仅生成一种控制信号，因此控制部的结构简单。

本实施方式中的移相器230的可变电容元件的静电电容按照与第2实施方式的移相器120相同的想法决定。即，C1＝k·Cv(pF)，C2＝0.5·k·Cv(pF)。k是常数。因此，容量比如下：

C1∶C2∶Cv＝k∶0.5k∶1

该容量比例如能根据可变电容器的面积比实现，在图23中，用虚线框表示各个可变电容器的面积，虽然不严密，但是表现出了按面积比实现上述的容量比。

实施方式5

图25表示本发明第5实施方式的移相器的安装例。图25所示的第5实施方式的移相器250把本发明实施方式4的移相器230所包括的所有扼流电感器都置换为高电阻元件。在预定的条件下，由于扼流电感器与高电阻元件(以下在本实施方式中简单地称为电阻)等效，因此移相器250与移相器230实质上是等效的。另外，与移相器230相同，移相器250也根据本发明实施方式2的移相器120的设计思想，在半导体衬底上构成了元件。但是，作为移相器120，由电抗部分和电纳部分构成的单位单元的级数不同。

用图26说明连接关系。图26是移相器250的电路图，符号全部与图25相同。即，如果是相同的符号则表示相同的电路元件。但是，在图26中，接地线251和252由于进行了最小限度的图示，因此没有标注符号。移相器250包括包含耦合电容器C251～C254、电感器L251～254、可变电容器Cv251～Cv257和电阻R251～R254的移相部，包含电阻R255～R257和旁路电容器C255～C257的控制线部，输入端子T251和输出端子T252，以及接地线251和252。

耦合电容器C251、电感器L251、可变电容器Cv251、电感器L252、可变电容器Cv252、耦合电容器C252、电感器L253、可变电容器Cv253、耦合电容器C253、电感器L254、可变电容器Cv254和耦合电容器C254按该顺序串联连接在输入端子T251和输出端子T252之间。

另外，电阻R251的一端与耦合电容器C251和电感器L251的连接点连接，电阻R251的另一端与接地线252连接；电阻R255的一端和可变电容器Cv255的一端与可变电容器Cv251和电感器L252的连接点连接，可变电容器Cv255的另一端与接地线252连接；电阻R255的另一端与控制电压端子253和旁路电容器C255的一端连接，旁路电容器C255的另一端与接地线251连接；电阻R252的一端与可变电容器Cv252和耦合电容器C252的连接点连接，电阻R252的另一端与接地线252连接；电阻R256的一端和可变电容器Cv256的一端与耦合电容器C252和电感器L253的连接点连接，可变电容器Cv256的另一端与接地点252连接；电阻R256的另一端与控制电压端子253和旁路电容器C256的一端连接，旁路电容器C256的另一端与接地线251连接；电阻R253的一端与可变电容器Cv253与耦合电容器C253的连接点连接，电阻R253的另一端与接地线252连接；电阻R257的一端和可变电容器Cv257的一端与耦合电容器C253和电感器L254的连接点连接，可变电容器Cv257的另一端与接地线252连接；电阻R257的另一端与控制电压端子253和旁路电容器C257的一端连接，旁路电容器C257的另一端与接地线251连接；电阻R254的一端与可变电容器Cv254和耦合电容器C254的连接点连接，电阻R254的另一端与接地线252连接。

电感器L251和可变电容器Cv251、电感器L252和可变电容器Cv252、电感器L253和可变电容器Cv253、以及电感器L254和可变电容器Cv254分别构成电抗部分。另外，可变电容器Cv255～Cv257分别构成电纳部分。一个电抗部分与一个电纳部分串联连接。

另外，旁路电容器C255～C257和电阻R255～R257是用于对可变电容器Cv251～Cv257施加控制电压的元件。另外，耦合电容器C251～C254是用于隔断提供给可变电容器Cv251～Cv257的控制电压的直流成分的电容器。

可变电容器Cv251和Cv254是相同的可变电容元件，其电容(以下在本实施方式中用C1表示)的可变区域也相同。同样，可变电容器Cv252和Cv253是相同的可变电容元件，其电容(以下在本实施方式中用C2表示)的可变区域也完全相同。并且，可变电容器Cv255～Cv257是相同的可变电容元件，其电容(以下在本实施方式中用Cv表示)的可变区域也完全相同。

如图26所示，仅从控制电压端子253输入移相器250的控制信号(控制电压)。更具体地讲，从控制电压端子253输入的控制信号传输到可变电容器Cv251～Cv257。即，在本实施方式中，与第2实施方式相同，对所有的可变电容元件使用共同的控制信号。如果这样做，则由于未图示的控制部可以仅生成一种控制信号，因此控制部的结构简单。

本实施方式的移相器250的可变电容元件的静电电容按照与第2实施方式的移相器120相同的想法决定。即，C1＝k·Cv(pF)，C2＝0.5·k·Cv(pF)。k是常数。从而，容量比如下：

C1∶C2∶Cv＝k∶0.5k∶1

该容量比例如能根据可变电容器的面积比实现，在图25中，用虚线框表示各个可变电容元件的面积，虽然不严密，但是表现出了按照面积比实现上述的容量比。

以上说明了本发明的实施方式，但是本发明并不限于此。例如，电路图是一个例子，还能用与在各个实施方式中所述的电路等效的电路实现。另外，如果移相器的使用条件发生变化，则也可以变更由电抗部分和电纳部分构成的单位单元的级数或者电路常数。另外，实施方式2、4和5中所述的可变电容器的容量比的实现既可以根据可变电容器的面积比实现，也可以用其它的方法。另外，实施方式4和5中所述的安装例也是一个例子，也可以是其它的配置。而且，控制部还可以同时控制第1可变电容元件和第2可变电容元件。

Claims (9)

1.一种移相器，其特征在于：具有

移相部，包括包含第1可变电容元件的电抗部分和与上述电抗部分串联连接而且包含第2可变电容元件的电纳部分；以及

控制部，向上述移相部输出使上述第1可变电容元件和上述第2可变电容元件的静电电容连续变化的控制信号。

2.根据权利要求1所述的移相器，其特征在于：

上述控制部输出进一步满足使

$Z_0=\sqrt{\frac{X}{B}}$

保持恒定的条件的控制信号，其中X是上述电抗部分的电抗，B是上述电纳部分的电纳。

3.根据权利要求1所述的移相器，其特征在于：

上述控制部同时控制上述第1可变电容元件和上述第2可变电容元件。

4.一种移相器，其特征在于：具有

移相部，包括包含第1可变电容元件的电抗部分和与上述电抗部分串联连接而且包含第2可变电容元件的电纳部分；以及

控制部，向上述移相部输出控制信号；

多个上述移相部串联连接。

5.根据权利要求4所述的移相器，其特征在于：

上述控制部输出使

$Z_0=\sqrt{\frac{X}{B}}$

保持恒定的控制信号，其中X是上述电抗部分的电抗，B是上述电纳部分的电纳。

6.根据权利要求4所述的移相器，其特征在于：

上述控制部同时控制上述第1可变电容元件和上述第2可变电容元件。

7.一种移相器，其特征在于：具有

移相部，包括包含第1可变电容元件的电抗部分和与上述电抗部分串联连接而且包含第2可变电容元件的电纳部分；以及

控制部，向上述移相部输出控制信号；

上述控制部输出对上述第1可变电容元件的第1控制信号，以及对上述第2可变电容元件的与上述第1控制信号独立的第2控制信号。

8.一种移相器，其特征在于：具有

移相部，包括包含第1可变电容元件的电抗部分和与上述电抗部分串联连接而且包含第2可变电容元件的电纳部分；以及

控制部，向上述移相部输出控制信号；

上述第1可变电容元件和上述第2可变电容元件以预定的容量比构成，上述控制信号对于上述第1可变电容元件和上述第2可变电容元件是共同的。

9.根据权利要求8所述的移相器，其特征在于：

上述预定的容量比由上述第1可变电容元件和上述第2可变电容元件的面积比决定。

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