CN112803962A - 无源相移期间的阻抗变化最小化 - Google Patents
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Abstract
本公开的实施例涉及无源相移期间的阻抗变化最小化。装置包括多个收发器电路，每个收发器电路包括一个或多个相移器电路。相移器电路可以被配置为通过响应于控制信号而切换电容值和电感值中的至少一项来进行相位改变。每个相移器电路的特性阻抗和相位被相关，使得在相位改变之后，特性阻抗的值被维持在预定值处。
Description
技术领域
本发明总体上涉及收发器电路，并且更具体地涉及用于将无源相移期间的阻抗变化最小化的方法和/或装置。
背景技术
电感-电容(LC)网络在窄频率范围内表现出与传输线相同的行为。传输线的特性阻抗和电长度由电感(L)和电容(C)的值来确定。在常规实现中，当相位通过切换电容器或电感器的值而被改变时，特性阻抗也改变，从而导致输入和输出阻抗中的变化。
可期望的是实现用于将无源相移期间的阻抗变化最小化的方法和/或装置。
发明内容
本发明涉及一种装置，包括多个收发器电路，每个收发器电路包括一个或多个相移器电路。相移器电路可以被配置为通过响应于控制信号而切换电容值和电感值中的至少一项来进行相位改变。每个相移器电路的特性阻抗和相位被相关，使得在相位改变之后，特性阻抗的值被维持在预定值处。
附图说明
通过以下具体实施方式以及所附权利要求书和附图，本发明的实施例将变得显而易见，在附图中：
图1是图示了本发明的示例上下文的系统的图。
图2是图示了根据本发明的一个示例实施例的单极化相控阵列天线面板的图。
图3是图示了根据本发明的一个示例实施例的双极化相控阵列天线面板的图。
图4是图示了根据本发明的一个示例实施例的单极化波束形成器电路的图。
图5是图示了根据本发明的一个示例实施例的双极化波束形成器电路的图。
图6是收发器电路的图，其图示了根据本发明的一个示例实施例的相移器电路的应用。
图7是图示了根据本发明的一个示例实施例的实现相移器电路的示例过程的图。
图8是图示了根据本发明的另一示例实施例的确定初始相位值的过程的图。
图9是图示了根据本发明的一个示例实施例的实现相移器电路的另一示例过程的图。
图10是图示了根据本发明的另一示例实施例的确定初始相位值的过程的图。
图11至图14是图示了关于图7至图9的实现的带宽考虑的图。
图15是图示了根据本发明的另一示例实施例的提供恒定相移的相移器电路的示例实现的图。
图16是图示了恒定相移的一个示例实现的图。
图17是图示了根据本发明的另一示例实施例的差分相移器电路的图。
图18和图19是图示了根据本发明的一个示例实施例的多态相移器电路的图。
图20是图示了根据本发明的另一示例实施例的三态相移器电路的图。
图21至图22是图示了根据本发明的一个示例实施例的附加多态相移器电路的图。
图23和图24是图示了将非理想开关的影响考虑在内的情况下，设计相移器电路的过程的图。
图25是图示了根据本发明的另一示例实施例的群延迟移位电路的图。
图26是图示了根据本发明的另一示例实施例的另一群延迟移位电路的图。
图27是图示了根据本发明的另一示例实施例的群延迟移位电路的图。
图28是图示了根据本发明的另一示例实施例的另一群延迟移位电路的图。
图29是图示了根据本发明的另一示例实施例的另一群延迟移位电路的图。
图30是图示了根据本发明的一个示例实施例的设计过程的图。
图31是图示了根据本发明的另一示例实施例的设计过程的图。
具体实施方式
本发明的实施例包括提供一种用于将无源相移期间的阻抗变化最小化的方法和/或装置，该方法和/或装置可以(i)实现双向、线性和无源的电路拓扑，(ii)被实现在适于但不限于集成电路(IC)技术的紧凑的占板面积(footprint)中，(iii)被实现在复杂的收发器、相控阵列和测量系统中，(iv)提供用于在不影响输入和输出端口阻抗和/或在传输信号上的振幅变化的情况下，得到电路元件的值来执行准确相移的方法，(v)可扩展至以下项的任何量：相移、群延迟移位、阻抗电平、中心频率和/或带宽，(vi)可扩展用于任意数目的相位状态和任意相位分辨率，(vii)按照单端格式和差分格式实现，(viii)吸收其他有源电路元件(特别是开关)的寄生电容，以避免不必要的频率、带宽和其他性能限制；(ix)特别适用于但不限于硅、CMOS、FET和/或HEMT技术；(x)通过切换的电容器来利用电感器，以提供期望相移，(xi)通过切换的电感器来利用电容器，以提供期望相移，和/或(xii)确保在不同相位状态中实质上恒定的输入阻抗和输出阻抗、以及网络的传输损失。
参考图1，系统80的框图被示出，其图示了本发明的示例上下文。系统(或模块、电路或装置)80可以实现根据本发明的一个示例实施例的射频(RF)收发器系统。RF收发器系统80可以被配置为以共同无线射频、毫米波频率和/或微波频率来操作。在一个示例中，RF收发器系统80可以被配置为促进与多个通信设备(或终端)90a-90n通信和/或多个通信设备(或终端)90a-90n之间的通信。在一个示例中，通信设备90a-90n可以包括但不限于蜂窝电话、移动设备、平板电脑、物联网(IoT)设备等。在各种实施例中，RF收发器系统80和通信设备90a-90n可以使用至少一个相控阵列天线面板92来耦合。相控阵列天线面板92可以包括多个波束形成器电路(或芯片)100，波束形成器电路100包括具有根据本发明的一个示例实施例的相移器电路的集成发射-接收(TRX)信道。
在一个示例中，RF收发器系统80可以形成通信链路的一部分。在一些实施例中，通信链路可以是第五代(5G)无线通信系统(例如，针对该系统的标准由下一代移动网络(NGMN)联盟正在开发)的一部分。在其他实施例中，通信链路可以是系统的一部分，系统包括但不限于第四代(4G)无线通信系统(例如，由国际电信单位无线电通信部门发布的高级国际移动电信(IMT-A)标准(ITU-R))、卫星通信(SATCOM)系统、以及诸如共同数据链路(CDL)的和点对点通信系统。但是，其他通信标准可以被实现来满足特定应用的设计指标。
在一个示例中，RF收发器系统80可以包括块(或电路)82、块(或电路)84、块(或电路)86和块(或电路)88。在各种实施例中，块82-88可以用硬件、硬件和软件的组合来实现和/或用软件来模拟。信号(例如，IF)可以在电路82和电路84之间交换。信号IF可以实现中频信号。在一个示例中，信号IF可以被配置为(例如，使用各种调制方案)携带待从RF收发器系统80发射和/或待由RF收发器系统80接收的信息。在一个示例中，信号(例如，LO)可以被呈现(present)给电路84。信号LO可以实现本地振荡器信号。信号(例如，RF)可以在电路84与相控阵列天线面板92之间交换。信号RF可以是射频、毫米波频率或微波频率信号，其传送在中频信号IF中也可以找到的信息。
在发射模式中，射频信号RF可以传送如下信息：该信息待从相控阵列天线面板92广播到设备90a-90n。在接收模式中，射频信号RF可以传送如下信息：经由相控阵列天线面板92而从设备90a-90n接收的信息。信号(例如，FSW)和一个或多个信号(例如，CTRL)可以在电路86和相控阵列天线面板92之间交换。信号FSW可以在发射模式和接收模式之间切换相控阵列天线面板92。(多个)信号CTRL可以传送数据、时钟和控制元素。在一个示例中，信号FSW和CTRL可以是相控阵列天线面板92的数字接口的一部分。在一个示例中，(多个)信号CTRL可以被实现为传送用于如下的信息的串行链路：配置和/或确定针对相控阵列天线面板92的天线元件的相位和/或增益设置。在一个示例中，(多个)信号CTRL可以符合一个或多个串行通信协议或接口(例如，串行外围接口(SPI)、集成电路间通信(I2C)、菊花链等)。一个或多个信号(例如，PG)可以从电路88传递到电路86。在一个示例中，(多个)信号PG可以传送由电路86使用的相位信息和增益信息，以使用相控阵列天线面板92来实现(控制)波束控制。在一个示例中，(多个)信号PG可以传送多个相位和增益值，多个相位和增益值可以经由(多个)信号CTRL而被编程到相控阵列天线面板92的多个波束形成器电路100中。
相控阵列天线面板92通常实现硬布线(hard-wired)地址方案。硬布线地址方案可以被用于唯一地标识旨在用于相控阵列天线面板92的元件(例如，波束形成器电路100)的串行通信。在各种实施例中，多个相控阵列天线面板92可以被组合来形成较大的天线阵列，较大的天线阵列可以提供更多的传输信道。多个相控阵列天线面板92可以共享串行通信信道、链路或总线。组成较大天线阵列的相控阵列天线面板92中的每个相控阵列天线面板可以使用相应的硬布线地址来进行唯一地寻址。
相控阵列天线面板92可以生成一个或多个场(或波束)102a-102n。场102a-102n可以表示场图案(或射频波束图案)，该场图案由相控阵列天线面板92的波束形成器电路100，基于相位和增益信息(值)而创建，相位和增益信息(值)经由(多个)信号CTRL而被接收。相控阵列天线面板92可以被配置为产生定向波束102a-102n，以用于与通信设备90a-90n通信。在一个示例中，相控阵列天线面板92的波束形成器电路100可以被控制，以基于经由(多个)信号CTRL而接收的相位和增益信息来控制波束102a-102n，从而跟踪通信设备90a-90n的移动和/或在通信设备90a-90n之间切换。
电路82可以实现基带处理器电路。电路82可操作，以处理由中频信号IF发送的、和/或在中频信号IF中接收的信息。电路82可以处理RF收发器系统80内的信息。处理可以包括但不限于：对包含信息的信号进行调制/解调制、以及对RF收发器系统80与多个远程终端90a-90n之间的同时通信进行管理。
电路84可以实现一个或多个混频器电路。电路84通常可操作，以用于在用于信号IF的中频与用于信号RF的射频、毫米波频率或微波频率之间进行频率转换(例如，上转换、下转换等)。频率转换可以基于一个或多个本地振荡器频率，一个或多个本地振荡器频率由信号LO提供。在各种实施例中，射频信号RF可以处于一频率范围中，该频率范围大致以28千兆赫兹(GHz)或39GHz(例如，24GHz至30GHz或37GHz至44GHz)的中心频率为中心。在实现多个中频的实施例中，每个中频可以覆盖从大致2GHz至大约6GHz的频带(例如，大致4GHz带宽)。在一个示例中，当信号RF大约以28GHz为中心时，每个本地振荡器频率的范围可以从大约22GHz到26GHz。在另一示例中，当信号RF大致以39GHz为中心时，每个本地振荡器频率的范围可以从大致33GHz到37GHz。但是，其他频率范围可以被实现来满足特定应用的设计指标。
电路86可以实现控制电路。在各种实施例中，电路86可以使用以下一项或多项来实现：专用集成电路(ASIC)、控制器、微处理器或相应被配置的电路装置。电路86通常可操作，以控制相控阵列天线面板92的操作。在一些实施例中，电路86可以确定设定值，该设定值在相控阵列天线面板92的波束形成器电路100内的每个收发器信道中使用。设定值可以建立(多个)场或(多个)波束102a-102n的几何形状。在各种实施例中，电路86可以被实现为一个或多个集成电路。
在一个示例中，电路88可以实现值的表(例如，被体现在存储器电路中)。在一个示例中，电路88中所体现的值的表可以被配置为存储多个增益(G)值和多个相位(P)值。相位值和增益值可以由相控阵列天线面板92的波束形成器电路100中的收发器信道使用，以建立场102a-102b。相位值和增益值可以经由信号PG而从电路88中获取，并通过电路86而被编程到与相控阵列天线面板92的波束形成器电路100相关联的缓冲器中。在各种实施例中，电路86和88可以在相同的集成电路上或在不同的(单独的)集成电路上实现。
在一个示例中，相控阵列天线面板92可以被实现为包括单极化(或单极)天线元件或双极化(或双极或偶极)天线元件。相控阵列天线面板92截图可操作，以向设备(或终端)90a-90n发射无线信号，以及从设备(或终端)90a-90n接收无线信号。设备(或终端)90a-90n可以位于远离RF收发器系统80的位置。对无线信号的灵敏度可以由相控阵列天线面板92所创建的场102a-102n来确定。相控阵列天线面板92可以包括多个天线元件和多个波束形成器电路100。每个波束形成器电路100可以实现多个收发器信道。每个收发器信道通常包括发射信道(或链)和接收信道(或链)。收发器信道可以通过对应的双向射频信号而被耦合到天线元件。收发器信道和天线元件通常形成二维天线网络。
参考图2，图2示出了这样的图，该图示出了根据本发明的一个实施例的相控阵列天线面板92的单极化版本的一个示例实现。在一个示例中，相控阵列天线面板92可以包括多个波束形成器电路100a-100m、多个天线元件110和多个块(或电路)112a-112k。在实现单极化相控阵列天线面板的实施例中，天线元件110通常被实现为单极化(或单极)天线元件。电路100a-100m中的每个电路可以实现单极化波束形成器电路。电路112a-112k中的每个电路可以实现组合器/分离器(splitter)电路。电路100a-100m和112a-112k可以使用硬件、硬件和软件的组合来实现和/或用软件来模拟。在一个示例中，信号RF可以与电路112a-112k中的一个电路进行交换。信号FSW和CTRL可以与电路100a-100m交换。
相控阵列天线面板92中的天线元件110可以被用于发射和接收二者。天线元件110的物理定位通常提供对场102a-102n的二维(例如，水平和垂直)控制。在一个示例中，天线元件110可以以二维(例如，N×N)网格图案来布置，其中N是可被二整除的整数值。然而，其他维度的网格图案可以被相应地实现，来满足特定实现的设计指标。
电路100a-100m通常可操作，以用于将信号RF与多个天线元件110复用/解复用。在各种实施例中，电路100a-100m中的每个电路可以被安装在相控阵列天线面板92的衬底上，与多个(或成组的)天线元件110相邻(例如，在其之中居中)。在一个示例中，每个电路100a-100m通常包括多个收发器信道，多个收发器信道被耦合到相应的天线元件110。在一个示例中，每个电路100a-100m可以被耦合到四个相邻的天线元件110(例如，在每个电路100a-100m周围以2×2网格布置)。但是，其他数目(例如，1、2、4、18等)的相邻天线元件110可以被实现，以满足特定实现的设计指标。
电路100a-100m可以被配置为响应于信号FSW而在发射模式和接收模式之间切换。在发射模式中，电路100a-100m可操作，以用于快速改变收发器信道所使用的设定值(例如，相位值、增益值等)，以便控制由相控阵列天线面板92形成的波束(或场)102a-102n和/或104a-104n。在各种实施例中，电路100a-100m中的每个电路可以包括存储器、寄存器存储装置和/或查找表(LUT)，存储器、寄存器存储装置和/或查找表(LUT)可以被利用，以存储多个相位值和增益值，该多个相位值和增益值针对与预定波束空间中的多个波束相对应的电路100a-100m的每个信道。在一个示例中，针对每个信道的多个相位值和增益值可以与对应于波束空间的每个波束的索引相关联。在各种实施例中，电路100a-100m中的每个电路可以被实现为一个或多个集成电路(例如，在封装或多芯片模块(MCM)中)。
在各种实施例中，电路112a-112k中的每个电路可以被实现为组合器/分离器电路。在一个示例中，电路112a-112k可以被实现为威尔金森组合器/分离器。在各种实施例中，电路112a-112k可以被耦合在一起以形成网络，该网络将电路100a-100m耦合到相控阵列天线面板92的输入/输出，相控阵列天线面板92的输入/输出被配置为呈现/接收信号RF。在发射模式下，电路112a-112k通常可操作，以在电路100a-100m之中分配信号RF中的功率。在接收模式中，电路112a-112k可操作，以将在来自电路100a-100m的信号中所接收的功率组合到信号RF中。电路100a-100n和112a-112k通常被配置为提供在相控阵列天线面板92的RF输入/输出与电路100a-100m中的每个电路之间实质上等效的路径长度。
参考图3，所示出的图图示了如下项的示例实现：根据本发明的另一示例实施例的双极化相控阵列天线面板94。在实现双极化收发器信道的实施例中，相控阵列天线面板94可以被用来替换图1的相控阵列天线面板92。在一个示例中，相控阵列天线面板94可以包括多个块(或电路)200a-200m、多个块(或电路)210、多个块(或电路)212a-212k、以及多个块(或电路)214a-214k。在实现双极化相控阵列天线面板的实施例中，块210通常被实现为双极化(或双极或偶极)天线元件。电路200a-200m中的每个电路可以实现双极化波束形成器电路。电路212a-212k和214a-214k的每个电路可以实现组合器/分离器电路。电路200a-200m、212a-212k和214a-214k可以用硬件、硬件和软件的组合来实现和/或用软件来模拟。在实现双极化相控阵列天线面板94的实施例中，信号RF可以包括经垂直极化的分量(例如，RFV)、以及经水平极化的分量(例如，RFH)。在一个示例中，信号RFV可以与电路212a-212k中的一个电路进行交换，而信号RFH可以与电路214a-214k中的一个电路进行交换。信号FSW和CTRL可以与电路212a-212m进行交换。
相控阵列天线面板94中的天线元件210可以被用于发射和接收二者。天线元件210的物理定位通常提供对场102a-102n和/或104a-104n的二维(例如，水平和垂直)控制。在一个示例中，天线元件210可以以二维(例如，N×N)网格图案布置，其中N是可被2整除的整数值。然而，其他维度的网格图案可以被相应地实现，以满足特定实现的设计指标。
电路212a-212m通常可操作，以将信号RFV和RFH与多个天线元件210复用/解复用。在各种实施例中，电路212a-212m中的每个电路可以被安装在相控阵列天线面板94的衬底上，与多个天线元件210相邻。电路212a-212m中的每个电路可以具有相应的水平(H)和垂直(V)输入/输出，水平(H)和垂直(V)输入/输出可以被耦合到相邻天线元件210的对应水平(H)和垂直(V)输入/输出(或馈送端，feed)。在一个示例中，每个电路212a-212m通常包括多个收发器信道，该多个收发器信道与相应水平和垂直输入/输出耦合。在一个示例中，每个电路212a-212m可以被耦合到四个相邻的天线元件210(例如，围绕每个电路212a-212m以2×2网格布置)。
电路212a-212m可以被配置为响应于信号FSW而在发射模式和接收模式之间切换。在发射模式中，电路212a-212m可操作，以快速改变设定值(例如，相位值、增益值等)，从而控制由相控阵列天线面板94形成的场102a-102n和/或104a-104n，设定值由收发器信道使用。在各种实施例中，电路212a-212m中的每个电路可以包括存储器、寄存器存储装置和/或查找表(LUT)，存储器、寄存器存储装置和/或查找表(LUT)可以被用于存储多个相位值和增益值，多个相位值和增益值针对与预定波束空间中的多个波束相对应的电路212a-212m的每个信道。在一个示例中，针对每个信道的多个相位值和增益值可以与和波束空间的每个波束相对应的索引相关联。在各种实施例中，电路212a-212m中的每个电路可以被实现为一个或多个集成电路(例如，在封装或多芯片模块(MCM)中)。在一个示例中，电路212a-212m中的每个电路可以被安装在相控阵列天线面板94的衬底上，与相应天线元件210相邻(例如，在其之中居中)。
在各种实施例中，电路212a-212k和214a-214k中的每个电路可以实现组合器/分离器电路。在一个示例中，电路212a-212k和214a-214k中的每个电路可以被实现为威尔金森组合器/分离器电路。电路212a-212k可以被耦合在一起来形成网络，该网络将电路212a-212m耦合到相控阵列天线面板94的输入/输出，该相控阵列天线面板94的输入/输出被配置为呈现/接收信号RFV。电路214a-214k可以被耦合在一起而形成网络，该网络将电路212a-212m耦合到相控阵列天线面板94的输入/输出，该相控阵列天线面板94的输入/输出被配置为呈现/接收信号RFH。在发射模式中，电路212a-212k和214a-214k通常可操作，以在电路212a-212m之中分别分配信号RFV和RFH中的功率。在接收模式中，电路212a-212k和214a-214k可操作，以将从电路212a-212m的信号中所接收的功率分别组合到信号RFV和RFH中。电路212a-212n、212a-212k和214a-214k通常被配置为提供在如下项之间的实质上等效的路径长度：相控阵列天线面板94的RFV输入/输出、以及RFH输入/输出与每个电路212a-212m。
参考图4，所示出的图图示了如下项的示例实现：根据本发明的一个示例实施例的单极化波束形成器电路100i。在一个示例中，单极化波束形成器电路100i可以表示图2的单极化波束形成器电路100a-100m。在一个示例中，单极化波束形成器电路100i可以具有数字接口、共同RF输入/输出端口(RFC)以及多个天线输入/输出端口(RF1-RFN)，数字接口被配置为接收信号FSW和(多个)信号CTRL。通常，任何数目的(例如，N个)天线输入/输出端口(或信道)可以被相应地实现，以满足特定实现的设计指标。
在各种实施例中，信号RF可以由共同RF输入/输出RFC来呈现/接收，并且天线输入/输出端口RF1-RFN可以被耦合到相应的天线元件110。单极化波束形成器电路100i通常实现与多个天线输入/输出端口RF1-RFN相对应的多个收发器信道。在各种实施例中，收发器信道中的每个收发器信道可以包括相应的发射信道、以及相应的接收信道。收发器信道通常被配置为基于信号FSW而在发射或接收之间切换。
单极化波束形成器电路100i通常实现发射模式和接收模式。在一个示例中，信号FSW的状态可以确定发射模式还是接收模式有效。在发射模式中，单极化波束形成器电路100i通常被配置为在共同输入/输出端口RFC处接收射频信号RF，并且在天线输入/输出端口RF1-RFN处呈现射频信号。响应于在共同输入/输出端口RFC处所接收的射频信号RF、以及针对与每个天线输入/输出端口RF1-RFN相对应的每个收发器信道的相应数目的设定值(例如，增益、相位等)，在天线输入/输出端口RF1-RFN中的每个天线输入/输出端口处所呈现的信号由单极化波束形成器电路100i生成。在接收模式中，单极化波束形成器电路100i通常被配置为将天线输入/输出端口RF1-RFN处所接收的射频信号进行组合，以用于在共同输入/输出端口RFC处呈现为信号RF。
单极化波束形成器电路100i可以包括块(或电路)302、块(或电路)304、多个块(或电路)306a-306n以及块(或电路)308。电路302可以实现接口电路。在各种实施例中，电路302可以实现数字接口。电路304可以实现针对波束形成器电路100i的硬布线地址(例如，芯片ID)。电路306a-306n可以实现收发器(TRX)信道。电路308可以实现1对N组合器/分离器网络。
在一个示例中，信号FSW和CTRL与电路302进行交换。在一个示例中，电路302可以包括串行接口。电路302可以被配置为符合一个或多个串行接口标准，一个或多个串行接口标准包括但不限于串行外围设备接口(SPI)、集成电路间(I2C)、菊花链等。在一个示例中，电路302可以被配置为允许使用串行通信链路(或总线)，对单极化波束形成器电路100i进行编程和控制。在一个示例中，电路302可以被配置为响应于信号CTRL和FSW，对电路306a-306n进行编程和控制。在一个示例中，电路302可以响应于信号FSW，控制电路306a-306n是在发射模式还是在接收模式中操作。
在一个示例中，电路302可以实现4线嵌入式SPI核。在一个示例中，电路302可以具有可以接收第一信号(例如，MOSI)的第一引脚、可以呈现第二信号(例如，MISO)的第二引脚、可以接收时钟信号(例如，SCLK)的时钟输入引脚、以及可以接收信号(例如，SS/CS)的芯片使能(或芯片选择)引脚。在一个示例中，信号MOSI、MISO、SCLK和SS/CS可以是(多个)信号CTRL的分量。在一个示例中，电路302可以包括可以接收信号FSW的发射/接收功能切换引脚。在一个示例中，信号MOSI、MISO、SCLK和SS/CS可以被配置为实现如下表1所概述的4线SPI协议接口：
表1
| 信号 | 功能 |
| MOSI | 主输出从输入(Master out Slave in) |
| MISO | 主输入从输出(Master in Slave out) |
| SCLK | 串行时钟 |
| SS/CS | 从选择/芯片选择(Slave Select/Chip Select) |
在一个示例中，电路304可以基于硬件编码的地址位(或引脚),设置波束形成器电路100i的物理地址。在各种实施例中，硬布线地址可以被实现为具有多个(例如，X个)输入位(例如，ADD1,ADD2,...,ADD(X))。在一个示例中，地址可以被实现为具有六个位(或引脚)。在一些实施例中，硬布线地址可以通过将多个地址引脚绑定到预定供应电压(例如，GND、VSS或VDD)而被设置到预定逻辑电平(例如，0或1)。在一些实施例中，硬布线地址位可以在实现波束形成器100i的芯片内被硬编码。在一些实施例中，硬布线地址位可以在制造期间，在实现波束形成器100i的芯片内被编程。在一个示例中，硬布线地址位可以使用熔丝、反熔丝或其他常规技术而被编程。
参考图5，所示出的图图示了如下项的示例实现：根据本发明的一个示例实施例的双极化波束形成器电路200i。在一个示例中，双极化波束形成器电路200i可以表示图3的双极化波束形成器电路200a-200m。在一个示例中，双极化波束形成器电路200i可以具有数字接口、第一共同RF输入/输出端口(RFVC)、第二共同RF输入/输出端口(RFHC)、多个垂直天线输入/输出端口(RFV1-RFV(N))和多个水平天线输入/输出端口(RFH1-RFH(N))，数字接口被配置为接收信号FSW和(多个)信号CTRL。通常，任何数目的(例如，N个)垂直和水平天线输入/输出端口(或信道)可以被相应地实现，以满足特定实现的设计指标。
在各种实施例中，信号RFV可以由共同RF输入/输出RFVC呈现/接收，信号RFH可以由共同RF输入/输出RFHC呈现/接收，垂直天线输入/输出端口RFV1-RFV(N)可以被耦合到相应天线元件210的对应垂直输入/输出，并且水平天线输入/输出端口RFH1-RFH(N)可以被耦合到相应天线元件210的对应水平输入/输出。双极化波束形成器电路200i通常实现多个(例如，N个)收发器信道，该多个(例如，N个)收发器信道与多个成对的垂直和水平天线输入/输出端口(RFV1，RFH1),(RFV2，RFH2),...,(RFV(N)，RFH(N))相对应。在各种实施例中，收发器信道中的每个收发器信道可以包括相应的发射信道和相应的接收信道。收发器信道通常被配置为基于信号FSW而在发射或接收之间切换。
双极化波束形成器电路200i通常实现发射模式和接收模式。在一个示例中，信号FSW的状态可以确定发射模式还是接收模式有效。在发射模式中，双极化波束形成器电路200i通常被配置为在共同输入/输出端口RFVC和RFHC处接收射频信号，并且在天线输入/输出端口RFV1-RFV(N)和RFH1-RFH(N)处呈现射频信号。响应于在共同输入/输出端口RFVC和RFHC处所接收的射频信号、以及与每个天线输入/输出端口RFV1-RFV(N)和RFH1-RFH(N)相对应的相应数目的设定值(例如，增益、相位等)，在天线输入/输出端口RFV1-RFV(N)和RFH1-RFH(N)中的每一项处所呈现的信号由双极化波束形成器电路200i生成。
在一个示例中，双极化波束形成器电路200i可以包括块(或电路)402、块(或电路)404、多个块(电路)406a-406n和块(或电路)408。电路402可以实现接口电路。在各种实施例中，电路402可以实现数字接口。电路404可以实现针对波束形成器电路200i的硬布线地址(例如，芯片ID)。电路406a-406n可以实现收发器(TRX)信道。电路408可以实现1-N双信道组合器/分离器网络。
在一个示例中，信号FSW和CTRL与电路402进行交换。在一个示例中，电路402可以包括串行接口。电路402可以被配置为符合一个或多个串行接口标准，一个或多个串行接口标准包括但不限于串行外围设备接口(SPI)、集成电路间(I2C)、菊花链等。在一个示例中，电路402可以被配置为允许使用串行通信链路(或总线)，对双极化波束形成器电路200i进行编程和控制。在一个示例中，电路402可以被配置为响应于信号CTRL和FSW，对电路406a-406n进行编程和控制。在一个示例中，电路402可以响应于信号FSW，控制电路406a-406n是在发射模式还是在接收模式中操作。
在一个示例中，电路402可以实现4线嵌入式SPI核。在一个示例中，电路402可以具有可以接收第一信号(例如，MOSI)的第一引脚、可以呈现第二信号(例如，MISO)的第二引脚、可以接收时钟信号(例如，SCLK)的时钟输入引脚、以及可以接收信号(例如，SS/CS)的芯片使能(或芯片选择)引脚。在一个示例中，信号MOSI、MISO、SCLK和SS/CS可以是(多个)信号CTRL的分量。在一个示例中，电路402可以包括可以接收信号FSW的发射/接收功能切换引脚。在一个示例中，信号MOSI、MISO、SCLK和SS/CS可以被配置为实现如以上表1中所概述的4线SPI协议接口。
在一个示例中，电路404可以基于硬件编码的地址位(或引脚)，设置双极化波束形成器电路200i的物理地址。在各种实施例中，硬布线地址可以被实现为具有多个(例如，X个)输入位(例如，ADD1,ADD2,...,ADD(X))。在一个示例中，地址可以被实现为具有六个位(或引脚)。在一些实施例中，硬布线地址可以通过将多个地址引脚绑定到预定供应电压(例如，GND、VSS或VDD)而被设置到预定逻辑电平(例如，0或1)。在一些实施例中，硬布线地址位可以在制造期间，在实现波束形成器200i的芯片内被硬编码。在一些实施例中，硬布线地址位可以在实现波束形成器200i的芯片内被编程。在一个示例中，硬布线地址位可以使用熔丝、反熔丝或其他常规技术而被编程。
参考图6，收发器电路306i的框图被示出，其图示了根据本发明的一个实施例的示例射频(RF)放大器应用。在一个示例中，收发器电路306i可以表示图4的单极化波束形成器收发器电路(或信道)306a-306d。在另一示例中，收发器电路306i可以表示双极化波束形成器电路(或芯片)的水平或垂直波束形成器收发器电路(或信道)。在一个示例实施例中，电路306i可以包括块(或电路)310和块(或电路)312。在一个示例实施例中，电路310可以实现收发器电路。块312可以实现发射-接收(T/R)开关。收发器电路通常能够发射和接收通信信道的信号。在各种实施例中，电路310可以是能够发射和接收射频(RF)、微波和/或毫米波信号。
在各种实施例中，电路310可以表示在应用中所利用的收发器电路，该应用包括但不限于蜂窝基站(例如，2G、3G、4G、5G等)、无线通信系统、无线局域网(WLAN)、无线回程信道、宽带中继器、社区天线电视(CATV)网络、宏小区、微小区、微微小区、毫微微小区、移动设备(MD)和/或便携式手持设备(UE)。在一些实施例中，电路310可以表示雷达应用，雷达应用包括但不限于目标检测、测距和/或穿墙成像。在一个示例中，收发器电路310通常包括发射器链和接收器链二者。发射器链和接收器链二者均可以包括射频(RF)放大器。
在一个示例中，发射器链可以包括输入放大器320、可变(可编程)相移器322、可变(可编程)衰减器324以及一个或多个输出放大器级326。发射器链的输出可以被耦合至块(或电路)328的输入。在一个示例中，电路328可以实现匹配网络和集成发射-接收(TRX)开关。在另一示例中，电路328可以包括实现匹配网络和TRX开关的单独电路。在一个示例中，输入放大器320可以被实现为低噪声放大器(LNA)。输出放大器级326可以包括驱动器、前置放大器和/或功率放大器。在一个示例中，接收器链可以包括低噪声放大器(LNA)330、可变(可编程)相移器332和可变(可编程)衰减器334。电路328的输出可以被耦合至低噪声放大器(LNA)330的输入。在各种实施例中，可变相移器322和可变相移器332可以使用本文描述的技术来实现。在各种实施例中，输入放大器320、可变衰减器324、输出放大器级326、LNA330和可变衰减器334可以使用常规技术来实现。
在一个示例中，发射器链的输入、以及接收器链的10输出可以通过RF开关312而被耦合到传输线或RF收发器系统。在一个示例中，发射器链的输出、以及接收器链的输入可以通过电路328的输入/输出而被耦合到传输线或天线(ANT)。在一个示例中，电路328可以实现针对发射器链的输出匹配网络、针对接收器链的输入匹配网络、以及集成的TRX开关。在一些实施例中，电路328的集成TRX开关可以具有如下拓扑，该拓扑可以被吸收到功率放大器级326和低噪声放大器330的阻抗匹配元件中。
在各种实施例中，可变相移器322和可变相移器332可以使用如下相移器电路来实现，该相移器电路被配置为通过响应于相应的控制信号(例如，TX相位控制和RX相位控制)，对电容值和电感值中的至少一项进行切换来进行相位改变。通常，可变相移器322和可变相移器332中的每一项的特性阻抗和相位被相关，使得在相位改变之后，相应特性阻抗的值被维持在预定值处。在各种实施例中，可变相移器322和可变相移器332可以使用双向、线性和无源电路拓扑来实现，该拓扑可以被实现在适于但不限于集成电路技术的紧凑的占板面积中。根据本发明的一个实施例的相移器电路可以被应用于如下系统中，该系统包括但不限于复杂收发器相控阵列和测量系统。
在各种实施例中，提供了系统化的方法来得到电路元件的值，以在不影响输入和输出端口阻抗、并且不影响传输信号的振幅变化的情况下，执行准确的相移。在各种实施例中，相移器电路通常可扩展至以下项的任意量：相移、群延迟移位、阻抗电平、中心频率和带宽。该技术可扩展到任意数目的相位状态和任意相位分辨率。在各种实施例中，相移器电路可以以单端配置和/或差分配置来实现。在一个示例中，相移器电路拓扑可以吸收其他有源电路元件(特别是开关)的寄生电容，以避免不必要的频率、带宽和其他性能限制。相移器电路拓扑可以特别适于但不限于硅、CMOS、FET或HEMT技术。在各种实施例中，相移器电路可以利用如下来实现，以提供期望的相移：通过切换的电容器来利用电感器、或者通过切换的电感器来利用电容器。在各种实施例中，用于得到(多个)电感器和(多个)电容器的值的方法学通常确保不同相位状态中，恒定的输入和输出阻抗以及网络的传输损失。
电感-电容(LC)网络通常在窄频率范围内表现出类似于传输线的行为。传输线的特性阻抗和电长度通常由电感(L)和电容(C)的值来确定。在常规相移器电路实现中，当相位通过切换电容器或电感器值而被改变时，该特性阻抗也改变，从而导致输入和输出阻抗中的变化。在各种实施例中，特性阻抗和相位以这样的方式被相关，使得在任意选择的相位改变之后，特性阻抗返回到原始值，并且因此未观察到端口阻抗和/或插入损失中的改变。处于关断状态的开关的寄生电容、以及处于接通状态的开关的有限电阻可以被包括在设计等式中。将相移器电路中开关的寄生电容以及导通电阻考虑在内通常使得即使在开关具有过量的电容和导通电阻时，也能够实现根据本发明的实施例的相移器电路。
参考图7，所示出的是电路400的图，该图图示了根据本发明的实施例的用于实现相移元件的示例过程。在一个示例中，电路400可以实现相移元件。相移元件400可以被构造为包括电感器402、第一电容器404和第二电容器406。电感器402可以具有电感值(L)。电容器404和406可以具有相似的电容值(C)。相移元件400的输入端口可以被并联连接至第一电容器404，相移元件400的输出端口可以被并联连接至第二电容器406，并且电感器402可以被串联连接在第一电容器404与第二电容器406之间。在一个示例中，输入端口的第一端子可以被连接到第一电容器404的第一端子、以及电感器402的第一端子。电感器402的第二端子可以被连接到第二电容器406的第一端子、以及输出端口的第一端子。输入端口的第二端子、输出端口的第二端子、第一电容器404的第二端子和第二电容器406的第二端子可以被连接在一起。
在一个示例中，输入端口和输出端口的特性阻抗(Z0)和相对相位(θ)可以被概述为以下等式1和2：
θ＝cos-1(1-LCω2)等式1
在各种实施例中，在不影响特性阻抗Z0的情况下，值C可以从第一值(例如，CA)改变为第二值(例如，CB)来实现期望的相位改变(例如，Δθ)。在一个示例中，设计过程可以通过如下来开始：选择第一相位值(例如，θ1)，并使用等式1计算乘积LCA。将期望的第一阻抗值(例如，Z01)选取为等于特性阻抗(例如，Z01＝Z0)，L/CA的比率可以使用等式2求出，然后L和CA的值被确定。该设计过程可以通过如下来继续：将期望的相位改变添加到第一相位值(例如，θ2＝θ1+Δθ)，确定第二相位值(例如，θ2)，以及使用等式1计算值CB。然而，由于值L未改变，第二阻抗值(例如，Z02)现在是固定的，并且不一定等于第一阻抗值Z01。因为仅有的任意选择是第一相位值θ1，所以过程通常通过如下来继续，确定确保Z02＝Z01的第一相位值θ1。在一个示例中，如下面结合图8所示，确定第一相位值θ1可以解析地或简单地通过迭代来完成。
参考图8，所示出的是绘图410的图，其图示了根据本发明的一个示例实施例的用于确定初始相位值的过程。第一曲线412图示了在第一相位值θ1的幅度范围内的第一阻抗值Z01。第二曲线414图示了在第一相位值θ1的幅度范围内的第二阻抗值Z02。在具有十五度的期望相位改变(例如，在14GHz，Δθ＝15度)、且Z02＝Z01＝50欧的示例中，针对L、CA和CB的值可以被分别确定为563.5pH、199.4fF和259.3fF。
参考图9，所示出的是电路420的图，其图示了根据本发明的实施例的用于实现另一相移元件的示例过程。在一个示例中，电路420可以实现第二相移元件。相移元件420可以被构造为包括电感器422、第一电容器424和第二电容器426。电感器422可以具有电感值(L)。电容器424和426可以具有相似的电容值(C)。电容器424和426可以被串联连接在相移元件420的输入端口与输出端口之间。电感器422可以用分路取向(shunt orientation)而被连接在电容器424与426之间。在一个示例中，输入端口的第一端子可以被连接到第一电容器424的第一端子。第一电容器424的第二端子可以被连接到电感器422的第一端子、以及第二电容器426的第一端子。第二电容器426的第二端子可以被连接到输出端口的第一端子。输入端口的第二端子、输出端口的第二端子和电感器422的第二端子可以被连接在一起。
在一个示例中，输入端口和输出端口的特性阻抗(Z0)和相对相位(θ)可以被概述为以下等式3和4：
在各种实施例中，在不影响特性阻抗Z0的情况下，电容值C可以从第一值(例如，CA)改变为第二值(例如，CB)来实现期望的相位改变(例如，Δθ)。在一个示例中，设计过程可以通过如下来开始：选择第一相位值(例如，θ1)，并使用等式3计算乘积LCA。将期望的第一阻抗值(例如，Z01)选取为等于特性阻抗(例如，Z01＝Z0)，L/CA的比率可以使用等式4求出，然后L和CA的值被确定。该设计过程可以通过如下来继续：将期望的相位改变添加到第一相位值(例如，θ2＝θ1+Δθ)，确定第二相位值(例如，θ2)，以及使用等式3计算值CB。然而，由于值L未改变，第二阻抗值(例如，Z02)现在是固定的，并且不一定等于第一阻抗值Z01。因为仅有的任意选择是第一相位值θ1，所以该过程通常通过如下来继续：确定确保Z02＝Z01的第一相位值θ1。在一个示例中，如下面结合图10所示，确定第一相位值θ1可以解析地或简单地通过迭代来完成。
参考图10，所示出的是绘图430的图，其图示了根据本发明的另一示例实施例的用于确定初始相位值的过程。第一曲线432图示了在第一相位值θ1的幅度范围内的第一阻抗值Z01。第二曲线414图示了在第一相位值θ1的幅度范围内的第二阻抗值Z02。在具有十五度的期望相位改变(例如，在14GHz，Δθ＝15度)、且Z02＝Z01＝50欧的示例中，针对L、CA和CB的值可以被分别确定为573.3pH、259.2fF和199.4fF。
参考图11至图14，所示出的是图7的相移器电路400、以及图9的相移器电路420的相移行为的图。参考图11，所示出的是电路450的示意图，该示意图图示了实现图7的相移元件400的相移器电路。在一个示例中，电路450包括电感器452、四个电容器454、456、458和460以及两个开关462、464。电感器452可以具有电感值(L)。电容器456和458可以具有相似的电容值(C1)。电容器454和460可以具有相似的电容值(C2)。相移元件450的输入端口可以被并联连接到电容器454和电容器456。相移元件450的输出端口可以被并联连接到电容器458和电容器460。电感器452可以被串联连接在电容器454、电容器456、电容器458和电容器460之间。在一个示例中，输入端口的第一端子可以被连接到电容器454的第一端子、电容器456的第一端子以及电容器452的第一端子。电感器452的第二端子可以被连接到电容器456的第一端子、电容器460的第一端子和输出端口的第一端子。电容器454的第二端子可以被连接到开关462的第一端子。电容器460的第二端子可以被连接到开关464的第一端子。输入端口的第二端子、输出端口的第二端子、开关462的第二端子、电容器456的第二端子、电容器458的第二端子以及开关464的第二端子可以被连接在一起。开关462和464通常被配置为实现在电容值C1(开关462和464断开)与C1+C2(开关462和464闭合)之间的切换。参考图12，所示出的是绘图470的图，其图示了图7的相移元件400的相移行为。
参考图13，所示出的是电路480的示意图，该示意图图示了实现图9的相移元件420的相移电路。在一个示例中，电路480包括电感器482、四个电容器484、486、488和490以及两个开关492和494。电感器482可以具有电感值(L)。电容器484和486可以具有相似的电容值(C1)。电容器488和490可具有相似的电容值(C2)。电容器484和486可以被串联连接在相移元件电路480的输入端口和输出端口之间。电容器488和开关492可以跨电容器484而串联连接。电容器490和开关494可以跨电容器486而串联连接。电感器482可以用分路取向而被连接在电容器484、486、488和490之间。在一个示例中，输入端口的第一端子可以被连接到电容器424的第一端子、以及开关492的第一端子。开关492的第二端子可以被连接到电容器488的第一端子。电容器484的第二端子可以被连接至电感器482的第一端子、电容器488的第二端子、电容器486的第一端子以及开关494的第一端子。开关494的第二端子可以被连接到电容器490的第一端子。电容器486的第二端子、以及电容器490的第二端子可以被连接到输出端口的第一端子。输入端口的第二端子、输出端口的第二端子和电感器482的第二端子可以被连接在一起。开关492和494通常被配置为实现在电容值C1(开关492和494断开)与C1+C2(开关492和494闭合)之间的切换。参考图14，所示出的是绘图500的图，其图示了图9的相移元件420的相移行为。
在各种实施例中，开关462、464、492和494可以使用各种开关类型来实现，包括但不限于CMOS、FET和HEMT技术。图7和图9的相移元件实现的相移行为关于频率而不同。由图7的相移元件400所提供的相移通常随着频率的增加而增加(如图12中的曲线472所示)，而图9的相移元件420所提供的相移通常随着频率的增加而减小(如图14中的曲线502所示)。
参考图15，所示出的是电路600的图，其图示了实现恒定相移的相移电路的一个示例实现。在一个示例中，电路600可以包括图11和图13的相移电路，图11和图13的相移电路被串接来实现相移电路拓扑，该相移电路拓扑在宽频率范围提供恒定相移，同时维持恒定的特性阻抗(如图16所示)。可以找到(例如，使用以上等式1至4)在对应频率处的相应相位改变Δθ1和Δθ2的最优值。在一个示例中，相位改变Δθ1可以被实现为在14.5GHz处的7.5度，并且相位改变Δθ2可以被实现为在14GHz处的7.5度。
在一个示例中，电路600包括实现图7的拓扑的第一部分、以及实现图9的拓扑的第二部分。第一部分包括电容器604、606、608、610、电感器612和两个开关614、616。第二部分包括电感器618、电容器620、622、624、626和两个开关628、630。电感器612可以具有电感值(L1)。电容器606和608可以具有相似的电容值(C1)。电容器604和610可以具有相似的电容值(C2)。电感器618可以具有电感值(L2)。电容器620和622可以具有相似的电容值(C3)。电容器624和626可以具有相似的电容值(C4)。在各种实施例中，开关614、616、628和630可以使用各种开关类型来实现，包括但不限于CMOS、FET和HEMT技术。
相移元件600的输入端口可以被并联连接至电容器604和电容器606。电感器612可以被串联连接在电容器604、电容器606、电容器608和电容器610之间。在一个示例中，输入端口的第一端子可以被连接至电容器604的第一端子、电容器606的第一端子以及电感器612的第一端子。电感器612的第二端子可以被连接至电容器608的第一端子、电容器610的第一端子、电容器620的第一端子以及开关628的第一端子。电容器604的第二端子可以被连接至开关614的第一端子。电容器610的第二端子可以被连接到开关616的第一端子。开关628的第二端子可以被连接到电容器624的第一端子。电容器620的第二端子可以被连接到电感器618的第一端子、电容器624的第二端子、电容器622的第一端子以及开关630的第一端子。开关630的第二端子可以被连接到电容器626的第一端子。电容器622的第二端子、以及电容器626的第二端子可以被连接至输出端口的第一端子。输入端口的第二端子、输出端口的第二端子、开关614的第二端子、电容器606的第二端子、电容器608的第二端子、开关616的第二端子和电感器618的第二端子可以被连接在一起。开关614和616通常被配置为实现在电容值C1(开关614和616断开)和C1+C2(开关614和616闭合)之间的切换。开关628和630通常被配置为实现在电容值C3(开关628和630断开)和C3+C4(开关628和630闭合)之间的切换。
参考图16，所示出的是绘图630，其图示了恒定相移的一个示例实现。曲线632图示了由图7和图9的两个相移电路拓扑的串接所提供的经组合的相位改变。可以找到(例如，使用上述等式1至4)在对应频率处的相应相位改变值Δθ1和Δθ2的最优值。在一个示例中，相位改变Δθ1可以被实现为在14.5Ghz处的7.5度，并且相位改变Δθ2可以被实现为在14GHz处的7.5度，以在13GHz至15GHz的频率范围内产生实质上恒定的相移。
参考图17，所示出的是电路650的图，其图示了根据本发明的另一示例实施例的差分相移器电路。以上描述的任何拓扑也可以被实现用于差分信令。例如，电路650可以使用图11的相移器电路具有两个串联电感器而被实现。在一个示例中，电路650可以包括第一电感器652、第二电感器654、第一电容器656、第二电容器658、第三电容器660、第四电容器662、开关664和开关666。电感器652和654可以具有相似的电感值(L)。电容器656和658可以具有相似的电容值(C1)。电容器660和662可以具有相似的电容值(C2)。
在一个示例中，电路650的输入端口的第一端子可以被连接至电容器660的第一端子、电容器658的第一端子以及电感器652的第一端子。电感器652的第二端子可以被连接到电容器656的第一端子、电容器662的第一端子以及电路650的输出端口的第一端子。输入端口的第二端子可以被连接到开关664的第一端子、电容器658的第二端子以及电感器654的第一端子。开关664的第二端子可以被连接到电容器660的第二端子。电感器654的第二端子可以被连接到电容器656的第二端子、开关666的第一端子以及电路650的输出端口的第二端子。开关666的第二端子可以被连接至电容器662的第二端子。
在一些实施例中，电路650可以被配置为实现差分相移器电路，其中两个串联电感器652和654被实现为具有K的耦合因子的变压器。由于差分本质，互耦合可以被用于用较低匝数和相关联损失，来实现较高的电感值。同时，电容器656、658、660和662的值可以被实现为具有单端版本(串联的两个电容器)的电容值的一半，这还导致与电容器相关联的较低的损失。
参考图18和图19，所示出的图图示了如下项的示例实现：根据本发明的示例实施例的两个多态相移器电路670和680。由于上述相移元件的特性阻抗在不同相位状态中保持恒定，多个相移元件可以被级联来实现多态相移器。在一个示例中，多态相移器电路680可以用多个电容器级之间的共同电感器来实现，其中仅电容被切入和切出。多态相移器电路680通常比图18的多电感器变化670更高效。多态相移器电路680通常将电感器的数目最小化，并且因此，显著减小了芯片面积和插入损失。在一个示例中，三态相移器电路可以被实现，其中可以使得C1+C2和C1+C3模式中的特性阻抗相等，但与C1模式稍有不同。
参考图20，所示出的图图示了如下：利用图19的电路拓扑实现的三态相移器的特性阻抗随相移的变化。绘图690图示了针对在14GHz处，Δθ＝0度、5.625度和11.25度的相移，Z0中0.88％的变化(而不是如所期望的保持恒定)。绘图692图示了针对在14GHz处，Δθ＝0度、11.25度和22.5度的相移，Z0中3.5％的变化。绘图694图示针对在14GHz处，Δθ＝0度、22.5度和45度的相移，Z0中15.3％的变化。如绘图690、692和694所示，变化通常随着相移量的增加而增加。
参考图21和图22，所示出的图图示了如下：根据本发明的示例实施例的多态相移器电路实现的附加示例。
参考图23和图24，所示出的图图示了如下：根据本发明的另一示例实施例的设计相移器电路的过程。在各种实施例中，相移元件可以被设计为将非理想开关的影响考虑在内。在使用图11的相移器拓扑的示例中，处于关断状态的开关的寄生电容(例如，COFF)和处于接通状态的开关的有限导通电阻(例如，RON)可以被包括在设计等式中。在开关处于关断状态的情况下，图11的相移器拓扑的模型通常被图示为图23中的电路702和704。在开关处于接通状态的情况下，图11的相移器拓扑模型通常被图示为图24中的电路712和714。电阻Rdl可以被外部地添加与开关分路，以在关断状态中产生导通电阻的类似效果。
在图24中，在导通状态中，由于开关的有限导通电阻，值RPon出现。在图23中，值RPoff可以被添加，以在关断状态中产生类似效果(例如，RPoff)。Cd1、Cd2和Rd1的值可以从以下等式5-11提取。将相移器电路中的开关的寄生电容和导通电阻考虑在内使得即使开关具有过量的电容和导通电阻，通常也能够实现根据本发明实施例的相移器电路。
在各种实施例中，关断状态可以使用以下等式5-8来表达：
QOFF＝Rd1×COFF×ω等式5
导通状态可以使用以下等式9-11来表达：
参考图25，所示出的是绘图720的图，其图示了根据本发明的一个示例实施例的用于群延迟移位的设计过程。相移相对于频率的负导数被称为群延迟(group delay)。群延迟被用于描述滤波器的通带特性。群延迟测量通常示出设备导致频率分量变得失准的程度。通常，具有恒定群延迟的设备对于最小失真是可期望的。
上述相同的拓扑可以被设计为在不影响特性阻抗、并且因此不影响插入损失的情况下，实现期望的群延迟
而非相移(Δθ)。可变群延迟在宽带和脉冲相控阵列系统中特别受关注。在使用图7的拓扑的示例中，特性阻抗(Z0)和相对延迟(τ)可以在以下等式12和13中概述：
设计过程类似于以上结合图7描述的过程。构思是将C的电容值从第一值(例如，C1)改变为第二值(例如，C2)，并且在不影响特性阻抗Z0的情况下，实现群延迟中的给定改变Δτ。
在一个示例中，设计过程可以通过如下来开始：选择第一群延迟值(例如，τ1)，并使用等式12计算电容C1。将期望的第一阻抗值(例如，Z01)选取为等于特性阻抗(例如，Z01＝Z0)，电感值L可以使用等式13得出。在值L被确定的情况下，该设计过程可以通过如下继续：通过将期望的群延迟改变添加到第一群延迟值(例如，τ2＝τ1+Δτ)，确定第二群延迟值(例如，τ2)，以及使用等式13来计算对应电容值C2。然后，第二阻抗值(例如，Z02)可以使用等式12来获得。因为仅有的任意选择是第一群延迟值τ1，该过程通常通过如下而继续：确定确保Z02＝Z01的第一群延迟值τ1。
在一个示例中，如图25的绘图720所示，确定第一群延迟值τ1可以解析地或简单地通过迭代来完成。第一曲线722图示了在第一群延迟值τ1的幅度范围内的第一阻抗值Z01。第二曲线724图示了在第一群延迟值τ1的幅度范围内的第二阻抗值Z02。在具有10皮秒的期望群延迟的示例中(例如，在14GHz，Δτ＝10ps)，τ1＝18.5ps通常确保Z02＝Z01＝50欧姆。L、C1和C2的值可以被分别确定为556.5pH、185fF和283.8fF。
参考图26，所示出的是绘图730的图，其图示了用于群延迟移位的另一示例设计过程。在使用图9的拓扑的示例中，特性阻抗(Z0)和相对延迟(τ)可以在以下等式14和15中被概述：
设计过程类似于以上结合图25描述的过程。构思是将C的电容值从第一电容值C1改变为第二电容值C2，并且在不影响特性阻抗Z0的情况下，实现群延迟Δτ中的期望改变。
在一个示例中，设计过程可以通过如下来开始：选择第一群延迟值(例如，τ1)，并使用等式14计算电容值C1。将期望的第一阻抗值(例如，Z01)选取为等于特性阻抗(例如，Z01＝Z0)，电感值L可以使用等式15来得出。在电感值L被确定的情况下，该设计过程可以通过如下来继续：通过将期望的群延迟改变(或移位)添加到第一群延迟值(例如，τ2＝τ1+Δτ)，确定第二群延迟值(例如，τ2)，然后使用等式15来计算电容值C2。然后，第二阻抗值(例如，Z02)可以使用等式14来获得。因为仅有的任意选择是第一群延迟值τ1，所以该过程通常通过如下来继续：确定确保Z02＝Z01的第一群延迟值τ1。
在一个示例中，如图26的绘图730所示，确定第一群延迟值τ1可以解析地或简单地通过迭代来完成。第一曲线732图示了在第一群延迟值τ1的幅度范围内的第一阻抗值Z01。第二曲线734图示了在第一群延迟值τ1的幅度范围内的第二阻抗值Z02。在具有10皮秒的期望群延迟改变(例如，在14GHz，Δτ＝10ps)的示例中，τ1＝18.25ps通常确保Z02＝Z01＝50欧姆。L、C1和C2的值可以被分别确定为582.2pH、283.3fF和182.9fF。
参考图27和图28，所示出的绘图分别图示图7和图9的电路拓扑的群延迟移位行为。图7的电路拓扑400的群延迟移位行为由绘图800(图27)图示。图9的电路拓扑420的群延迟移位行为由绘图810(图28)图示。电路拓扑400和420的群延迟移位行为关于频率而不同。曲线802图示了图7的电路拓扑400的群延迟移位随频率减小，而曲线812图示了图9的电路拓扑420的群延迟移位随频率增加。两个电路拓扑的群延迟移位行为中的差异可以被高效地利用，以实现在较宽的频率范围内恒定的相移，同时维持恒定的特性阻抗。
参考图29，所示出的是绘图820的图，其图示了图15的电路拓扑600的群延迟移位行为，电路拓扑600组合了电路拓扑400和420。在一个示例中，图15的相移电路600可以包括图11和图13的相移电路，图11和图13的相移电路被串接来实现如下相移电路拓扑，该相移电路拓扑在宽频率范围内提供恒定的相移，同时维持恒定的特性阻抗(如图16所示)。如图29中的曲线822所示，可以找到在对应频率处的群延迟移位Δτ1和Δτ2的最优值。在13GHz至15GHz频率范围的示例中，经串接的相移电路的群延迟移位Δτ1和Δτ2分别是在14GHz的4ps、以及在13.5GHz的5ps。
图30是图示了根据本发明的一个示例实施例的设计过程900的图。在一个示例中，设计过程(或方法)900可以包括步骤(或状态)902、步骤(或状态)904、步骤(或状态)906、步骤(或状态)908、步骤(或状态)910、步骤(或状态)912、判定步骤(或状态)914、步骤(或状态)916和步骤(或状态)918。在步骤902中，过程900可以通过选择第一相位值(例如，θ1)而开始，并移至步骤904。在步骤904中，过程900可以使用等式1来计算LC乘积(例如，LCA)。在步骤906中，过程900可以将期望的第一阻抗值(例如，Z01)设置为等于特性阻抗(例如，Z01＝Z0)，并使用等式2来计算L/C比率(例如，L/CA)。在步骤908中，过程900确定值L和CA。设计过程900可以在步骤910中通过如下而继续：将期望的相位改变添加到第一相位值(例如，θ2＝θ1+Δθ)，确定第二相位值(例如，θ2)，并移动到步骤912。在步骤912中，过程900可以使用等式1来计算第二电容值(例如，CB)。在步骤914中，过程900可以确定第二阻抗值(例如，Z02)。由于值L不改变，因此第二阻抗值Z02现在是固定的，并且不一定等于第一阻抗值Z01。在判定步骤916中，过程900确定第二阻抗值是否大致等于第一阻抗值。如果否，则过程900移至步骤918。因为仅有的任意选择是第一相位值θ1，所以过程900通常通过步骤916和918循环，从而确定确保Z02＝Z01的第一相位值θ1。当过程900确定第二阻抗值大致(或实质上)等于第一阻抗值时，过程900结束。在一个示例中，如以上结合图8所示，确定第一相位值θ1可以解析地或简单地通过迭代来完成。
图31是图示了根据本发明的另一示例实施例的设计过程950的图。在一个示例中，设计过程(或方法)950可以包括步骤(或状态)952、步骤(或状态)954、步骤(或状态)956、步骤(或状态)958、步骤(或状态)960、步骤(或状态)962、判定步骤(或状态)964和步骤(或状态)966。在步骤952中，过程950可以通过选择第一群延迟值(例如，τ1)而开始，并移至步骤954。在步骤954中，过程950可以使用等式14来计算第一电容值(例如，C1)。在步骤956中，过程950可以将期望的第一阻抗值(例如，Z01)设置为等于特性阻抗(例如，Z01＝Z0)，并使用等式15来计算电感值L。在步骤958中，在电感值L被确定的情况下，设计过程950可以通过如下来继续：将期望的群延迟改变(或移位)添加到第一群延迟值(例如，τ2＝τ1+Δτ)，确定第二群延迟值(例如，τ2)，并移至步骤960。在步骤960中，过程950可以使用等式15来计算第二电容值(例如，C2)。在步骤962中，过程950可以使用等式14来确定第二阻抗值(例如，Z02)。在判定步骤964中，过程950确定第二阻抗值是否大致等于第一阻抗值。如果否，则过程950移至步骤966。因为仅有的任意选择是第一群延迟值τ1，所以过程950通常通过步骤964和966循环，从而确定确保Z02＝Z01的第一群延迟值τ1。当过程950确定第二阻抗值大致(或实质上)等于第一阻抗值时，过程950结束。在一个示例中，如图26的绘图730所示，确定第一群延迟值τ1可以解析地或简单地迭代来完成。
对于(多个)相关领域的技术人员将显而易见的是，在图1至图31的图中所图示的功能和结构可以使用以下一项或多项来设计、建模、模拟和/或仿真：常规通用处理器、数字计算机、微处理器、微控制器、分布式计算机资源和/或根据本说明书的教导被编程的类似计算机器。如对(多个)相关领域的技术人员将显而易见的，熟练的程序员可以基于本公开的教导而容易地准备适当的软件、固件、编码、例程、指令、操作码、微代码和/或程序模块。软件通常被体现在一种或多种介质(例如，非暂时性存储介质)中，并且可以由一个或多个处理器顺序或并行执行。
本发明的实施例还可以在ASIC(专用集成电路)、FPGA(现场可编程门阵列)、PLD(可编程逻辑设备)、CPLD(复杂可编程逻辑设备)、门海(sea-of-gates)、ASSP(专用标准产品)和集成电路中的一项或多项中实现。电路装置可以基于一个或多个硬件描述语言来实现。本发明的实施例可以与闪速存储器、非易失性存储器、随机存取存储器、只读存储器、磁盘、软盘、诸如DVD和DVD RAM的光盘、磁光盘和/或分布式存储系统来实现。
尽管已在5G应用的上下文中描述了本发明的实施例，但是本发明不限于5G应用，还可以应用于其中可能存在不同的快速切换、多信道和多用户问题的其他高数据速率无线和有线通信应用中。本发明解决与高速无线通信、移动和固定收发器以及点对点链路有关的问题。使用射频(RF)、微波和毫米波链路的下一代无线通信应用可以预期将提供更高的速度、更高的灵活性以及更多的互连和层数。本发明还可以适用于被实现为符合现有(传统、2G、3G、4G)规范或将来的规范的无线通信系统。
当与“是”和其他词结合使用时，术语“可以”和“通常”意在传达以下意图：该描述是示例性的，并且被认为足够广泛来涵盖本公开中所呈现的具体示例以及可以基于本公开内容得到的备选示例。如本文中所使用的术语“可以”和“通常”不应被解释为必然暗示对省略对应元素的期望性或可能性。
字母的使用(例如，112a-112m、ADD1-ADD(X)、RF1-RFN等)旨在指示任何数目的对应索引可以被实现，同时仍处于本发明的范围之内。字母不应被解释为要求在其中使用字母的各种标签之间的特定关系或相对幅度。使用字母所指定的元素的数目可以不同或相似。在一个示例中，硬布线地址ADD1-ADD(X)可以被实现为6位，而天线输入/输出(或收发器信道)RF1-RFN的数目可以被实现为4。在另一示例中，硬布线地址ADD1-ADD(X)可以被实现为6位，而天线输入/输出(或收发器信道)RF1-RFN的数目可以被实现为8。
尽管已参考本发明的实施例具体示出和描述了本发明，但是本领域技术人员将理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可以进行形式和细节上的各种改变。
Claims (18)
1.一种装置，包括：
多个收发器电路，每个收发器电路包括一个或多个相移器电路，所述相移器电路被配置为通过响应于控制信号而切换电容值和电感值中的至少一项来进行相位改变，其中每个相移器电路的特性阻抗和相位被相关，使得在所述相位改变之后，所述特性阻抗的值被维持在预定值处。
2.根据权利要求1所述的装置，其中所述相移器电路将端口阻抗和插入损失中的改变最小化。
3.根据权利要求1所述的装置，其中所述相移器电路是双向的。
4.根据权利要求1所述的装置，其中所述相移器电路具有紧凑的占板面积。
5.根据权利要求1所述的装置，其中所述相移器电路的电路元件的值被选择，以在不影响输入端口阻抗和输出端口阻抗、以及不影响传输信号上的振幅变化的情况下，执行准确的相移。
6.根据权利要求1所述的装置，其中所述相移器电路可扩展来提供以下一项或多项的预定量：相移、群延迟移位、阻抗电平、中心频率、带宽、相位状态和相位分辨率。
7.根据权利要求1所述的装置，其中所述相移器电路按照以下至少一项来实现：单端格式和差分格式。
8.根据权利要求1所述的装置，其中所述相移器电路使用以下至少一项来实现：互补金属氧化物半导体(CMOS)技术、场效应晶体管(FET)技术和高电子迁移率晶体管(HEMT)技术。
9.根据权利要求1所述的装置，其中所述相移器电路被实现为包括电感器、以及两个或更多个并联电容器，所述并联电容器被配置为提供多个相位/延迟移位。
10.根据权利要求9所述的装置，其中当所述电容器相对于所述相移器电路的输入端口和输出端口串联时，所述电感器以分路被放置。
11.根据权利要求1所述的装置，其中所述相移器电路被实现为包括多个部，每个部包括至少一个电感器和至少一个电容器。
12.根据权利要求1所述的装置，其中所述相移器电路包括变压器。
13.一种将无源相移期间的阻抗变化最小化的方法，所述方法包括以下步骤：
选择第一相位值(θ1)，并且使用电感-电容乘积值、所述相位值和频率之间的预定关系，计算所述电感-电容乘积值(LCA)；
将第一阻抗值(Z01)选择为等于预定特性阻抗(Z0)，并且使用所述电感-电容比率值、所述相位值和所述频率之间的预定关系来计算所述电感-电容比率值；
使用所述电感-电容乘积值、以及所述电感-电容比率值来确定电感值和第一电容值；
通过将预定相位改变添加到所述第一相位值，确定第二相位值；以及
使用所述电感值以及所述电感-电容乘积值、所述相位值和所述频率之间的所述预定关系，计算与所述第二相位值相对应的第二电容值。
14.根据权利要求13所述的方法，还包括：
使用所述电感-电容比率值、所述相位值与所述频率之间的所述预定关系，确定与所述第二电容值对应的第二阻抗值；以及
确定新的第一相位值，以将所述第一阻抗值与所述第二阻抗值之间的差异最小化。
15.根据权利要求13所述的方法，其中所述电容值被计算，以考虑开关的寄生电容和导通电阻，所述开关被配置为在所述第一电容值与所述第二电容值之间切换所述无源相移器。
16.一种将无源相移期间的阻抗变化最小化的方法，所述方法包括以下步骤：
选择第一群延迟值，并且使用电容值、所述群延迟值、阻抗和频率之间的预定关系，计算与所述第一群延迟值相对应的第一电容值；
将第一阻抗值选择为等于预定特性阻抗，并且使用所述电感值、所述电容值、所述群延迟值和所述频率之间的预定关系，计算电感值；
通过将预定群延迟改变添加到所述第一群延迟值，确定第二群延迟值；以及
使用所述电感值、所述电容值、所述群延迟值与所述频率之间的所述预定关系以及所述电感值，计算与所述第二群延迟值相对应的第二电容值。
17.根据权利要求13所述的方法，还包括：
使用所述电容值、所述群延迟值、阻抗和频率之间的所述预定关系，确定与所述第二电容值对应的第二阻抗值；以及
细化所述第一群延迟值，以将所述第一阻抗值与所述第二阻抗值之间的差异最小化。
18.根据权利要求16所述的方法，其中所述电容值被计算，以考虑开关的寄生电容和导通电阻，所述开关被配置为在所述第一电容值与所述第二电容值之间切换所述无源相移器。
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Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1577970A (zh) * | 2003-07-08 | 2005-02-09 | 太阳诱电株式会社 | 移相器 |
| US20140152399A1 (en) * | 2012-11-30 | 2014-06-05 | Qualcomm Incorporated | Digitally controlled phase shifter |
| US20150070242A1 (en) * | 2013-09-11 | 2015-03-12 | Fujitsu Semiconductor Limited | Phase shifter, predistorter, and phased array antenna |
| US20170012651A1 (en) * | 2014-02-28 | 2017-01-12 | Epcos Ag | Front-End Circuit for Simultaneous Transmission and Reception Operation |
| CN109525277A (zh) * | 2017-09-18 | 2019-03-26 | 综合器件技术公司 | 建立具有90度阻抗变换区段的非对称发送/接收开关的方法 |
| CN109845095A (zh) * | 2016-08-31 | 2019-06-04 | 天工方案公司 | 具有改善的回波损耗和增益模式失配的放大器 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6356149B1 (en) * | 2000-04-10 | 2002-03-12 | Motorola, Inc. | Tunable inductor circuit, phase tuning circuit and applications thereof |
| US9577600B2 (en) * | 2013-01-11 | 2017-02-21 | International Business Machines Corporation | Variable load for reflection-type phase shifters |
| US8789003B1 (en) * | 2013-04-22 | 2014-07-22 | International Business Machines Corporation | Millimeter wave phase shifters using tunable transmission lines |
| US9800434B2 (en) * | 2013-04-22 | 2017-10-24 | International Business Machines Corporation | Millimeter wave phase shifters using tunable transmission lines |
| US10476157B1 (en) * | 2018-09-26 | 2019-11-12 | Qualcomm Incorporated | Turnable passive phase shifter |
| US11211704B2 (en) * | 2019-05-29 | 2021-12-28 | Metawave Corporation | Switched coupled inductance phase shift mechanism |
-
2019
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-
2020
- 2020-11-13 CN CN202011268863.9A patent/CN112803962A/zh active Pending
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1577970A (zh) * | 2003-07-08 | 2005-02-09 | 太阳诱电株式会社 | 移相器 |
| US20140152399A1 (en) * | 2012-11-30 | 2014-06-05 | Qualcomm Incorporated | Digitally controlled phase shifter |
| US20150070242A1 (en) * | 2013-09-11 | 2015-03-12 | Fujitsu Semiconductor Limited | Phase shifter, predistorter, and phased array antenna |
| US20170012651A1 (en) * | 2014-02-28 | 2017-01-12 | Epcos Ag | Front-End Circuit for Simultaneous Transmission and Reception Operation |
| CN109845095A (zh) * | 2016-08-31 | 2019-06-04 | 天工方案公司 | 具有改善的回波损耗和增益模式失配的放大器 |
| CN109525277A (zh) * | 2017-09-18 | 2019-03-26 | 综合器件技术公司 | 建立具有90度阻抗变换区段的非对称发送/接收开关的方法 |
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