CN1172559A - 调谐电路 - Google Patents

调谐电路 Download PDF

Info

Publication number
CN1172559A
CN1172559A CN96191413A CN96191413A CN1172559A CN 1172559 A CN1172559 A CN 1172559A CN 96191413 A CN96191413 A CN 96191413A CN 96191413 A CN96191413 A CN 96191413A CN 1172559 A CN1172559 A CN 1172559A
Authority
CN
China
Prior art keywords
mentioned
circuit
resistance
tuning
input
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN96191413A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1075289C (zh
Inventor
池田毅
大江忠孝
中西努
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Individual
Original Assignee
Individual
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Individual filed Critical Individual
Publication of CN1172559A publication Critical patent/CN1172559A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1075289C publication Critical patent/CN1075289C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
    • H03H11/1217—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using a plurality of operational amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
    • H03H11/1291—Current or voltage controlled filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/16—Networks for phase shifting
    • H03H11/20—Two-port phase shifters providing an adjustable phase shift
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/46—One-port networks
    • H03H11/48—One-port networks simulating reactances
    • H03H11/481—Simulating capacitances
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/46—One-port networks
    • H03H11/48—One-port networks simulating reactances
    • H03H11/483—Simulating capacitance multipliers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/46—One-port networks
    • H03H11/48—One-port networks simulating reactances
    • H03H11/485—Simulating inductances using operational amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H2210/00—Indexing scheme relating to details of tunable filters
    • H03H2210/01—Tuned parameter of filter characteristics
    • H03H2210/012—Centre frequency; Cut-off frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H2210/00—Indexing scheme relating to details of tunable filters
    • H03H2210/01—Tuned parameter of filter characteristics
    • H03H2210/015—Quality factor or bandwidth
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H2210/00—Indexing scheme relating to details of tunable filters
    • H03H2210/02—Variable filter component
    • H03H2210/026—Inductor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H2210/00—Indexing scheme relating to details of tunable filters
    • H03H2210/02—Variable filter component
    • H03H2210/028—Resistor

Landscapes

  • Networks Using Active Elements (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

一种调谐电路由串联连接的2个调谐放大部构成。各调谐放大部包括串联连接的移相电路、分压电路及加法电路,由全部2个移相电路在规定的频率中进行360°的相位移动,并通过将分压电路的输出反馈时的反馈开环增益设定在1以下,进行规定的调谐工作。通过调整各调谐放大部的反馈电阻和输入电阻的电阻比,使各调谐放大部的最大衰减量小,且调谐带宽变宽,能使总体的最大衰减量大,且能将调谐带宽设定得宽。

Description

调谐电路
技术领域
本发明涉及集成化容易、能从输入信号中选择并输出任意频率分量的调谐电路。
背景技术
通常在电视接收机等中，接收图象信号用的调谐电路需要选择较宽频带的信号，例如采用参差调谐放大电路。该参差调谐放大电路由多级选择窄带信号的单一的调谐电路组合而成，作为总体能获得宽的带宽和规定的放大率，除了上述的电视接收机以外，还被用于雷达中的中频放大电路等中。
可是，上述现有的参差调谐放大电路中使用的多个单一调谐放大电路，一般是将由电感器和电容器构成的谐振电路组合起来构成的，并使其谐振频率互相错开规定的量，总体上在宽带具有平坦的调谐特性。在这样的参差调谐放大电路中，由组合的电感器和电容器的各元件常数决定调谐频率，但如果只将使调谐频率错开规定量的2级单一调谐放大电路组合起来获得宽的带宽，则在中间频带往往会产生不必要的衰减，不能获得平坦的调谐特性。因此，为了获得宽带的频率特性，就需要多个连接的单一调谐放大电路的级数。可是，如果使由3级以上构成的调谐放大电路的调谐频率可变，则需要使各单一调谐放大电路具有的谐振频率连动变更，存在控制变得复杂，同时调谐频率变更时的特性变化大的不理想情况，使调谐频率可变的这种使用方法不方便。例如，在外差方式的情况下，需要通过变换成中间频率进行处理，使调谐频率保持一定。
发明的公开
本发明就是为了解决这样的课题而考虑的，其目的在于提供一种具有宽的调谐带宽、能容易地变更调谐带宽或调谐频率、且适合于集成化的调谐电路。
本发明的调谐电路是一种调谐带宽大致相等的多个调谐放大部串联连接而成的调谐电路，
上述各调谐放大部分别备有：
加法电路，它包括上述输入信号输入其一端的输入阻抗元件和反馈信号输入其一端的反馈阻抗元件、对上述输入信号和上述反馈信号进行加法运算；
2个移相电路，分别包括由电容器或电感器和第1电阻构成的串联电路，以及差动输入放大器，这2个移相电路的移相方向彼此相反；
以及第1分压电路，以规定的分压比对输入的交流信号进行分压，
将上述2个移相电路及上述第1分压电路分别串联连接，将由上述加法电路相加的信号输入到这些串联连接的多个电路中的初级电路中，同时将从最后一级电路输出的信号作为上述反馈信号输入到上述反馈阻抗元件的一端，将输入前的信号输出给上述分压电路。
另外，本发明的调谐电路是一种将调谐频率互相错开一规定量的多个调谐放大部串联连接的调谐电路，
上述各调谐放大部分别备有：
加法电路，它包括上述输入信号输入其一端的输入阻抗元件和反馈信号输入其一端的反馈阻抗元件、对上述输入信号和上述反馈信号进行加法运算；
2个移相电路，分别包括由电容器或电感器和第1电阻构成的串联电路，以及差动输入放大器，这2个移相电路的移相方向彼此相反；
以及第1分压电路，以规定的分压比对输入的交流信号进行分压，
将上述2个移相电路及上述第1分压电路分别串联连接，将由上述加法电路相加的信号输入到这些串联连接的多个电路中的初级电路中，同时将从最后一级电路输出的信号作为上述反馈信号输入到阻抗元件的一端，将输入前的信号输出给上述分压电路。
附图的简单说明
图1是表示应用本发明的调谐电路的结构的原理图。
图2是表示图1所示的各调谐放大部的结构的电路图。
图3是表示图2所示的前级移相电路的结构的电路图。
图4是表示图3所示的移相电路的输入输出电压和在电容器等上出现的电压的关系的矢量图。
图5是表示图2所示的后级移相电路的结构的电路图。
图6是表示图5所示的移相电路的输入输出电压和在电容器等上出现的电压的关系的矢量图。
图7是表示调谐放大部中包括的2个移相电路中输入输出信号之间的相位关系的图。
图8是表示将调谐放大部中包括的2个移相电路及分压电路全部换成具有规定的传递函数的电路的电路图。
图9是利用密勒定理将图8所示的结构变换后的电路图。
图10是调谐放大部的特性曲线图。
图11是由使彼此的调谐频率一致的2个调谐放大部构成的调谐电路的特性曲线图。
图12是由使彼此的调谐频率错开一规定量的2个调谐放大部构成的调谐电路的特性曲线图。
图13是由使彼此的调谐频率错开一规定量的3个调谐放大部构成的调谐电路的特性曲线图。
图14是表示可与图3所示的移相电路置换的移相电路的结构的电路图。
图15是表示图14所示的移相电路的输入输出电压和在电感器等上出现的电压的关系的矢量图。
图16是表示可与图5所示的移相电路置换的移相电路的结构的电路图。
图17是表示图16所示的移相电路的输入输出电压和在电感器等上出现的电压的关系的矢量图。
图18是表示调谐放大部的另一结构的电路图。
图19是表示调谐放大部的另一结构的电路图。
图20是表示调谐放大部的另一结构的电路图。
图21是将图20所示的调谐放大部中包括的移相电路通用化了的电路图。
图22是表示可与图20所示的前级的移相电路置换的移相电路结构的电路图。
图23是表示可与图20所示的后级的移相电路置换的移相电路结构的电路图。
图24是表示调谐放大部的另一结构的电路图。
图25是表示可变电感器之一例图。
图26是更详细地表示图25所示的可变电感器的电感器导体及控制用导体的形状的图。
图27是表示沿图26中的A-A线的放大剖面图。
图28是表示可变电感器的另一例图。
图29是表示使电容器实际具有的静电电容在表观上增大的静电电容变换电路的结构的电路图。
图30是表示用传递函数表示图29所示的电路的图。
图31是利用密勒定理将图30所示的结构变换后的图。
图32是表示使电感器实际具有的电感在表观上增大的电感变换电路的结构的图。
图33是在运算放大器结构中将移相电路工作所必要的部分抽出后的电路图。
实施发明用的最佳形态
图1是表示应用本发明的一实施形态的调谐电路结构的原理框图。该图所示的调谐电路1由串联连接的第1调谐放大部2和第2调谐放大部3构成。
对于第1调谐放大部2设定调谐频率为f1，第1调谐放大部2从输入到输入端的信号中只抽出频率在f1附近的信号输出。另外，对于第2调谐放大部3设定调谐频率为f2，第2调谐放大部3从第1调谐放大部2输出的信号中只抽出频率在f2附近的信号，并从输出端输出。另外，上述第1及第2调谐放大部2、3各自的调谐频率f1、f2被设定得大致相等(包括完全相同的情况)。
(调谐放大部的第1结构例)
图2是表示上述的一个调谐放大部2的详细结构的电路图。另一调谐放大部3也有相同的结构。
图2所示的调谐放大部2包括：分别通过将输入的交流信号的相位移动一规定的量，在规定的频率中进行合计360°的相位移动的2个移相电路10C、30C；设在后级的移相电路30C的输出侧的由电阻62及64构成的分压电路60；以及分别通过反馈电阻70及输入电阻74(输入电阻74具有反馈电阻70的n倍的阻值)，按规定的比例将分压电路60的分压输出(反馈信号)和输入到输入端90的信号(输入信号)相加的加法电路。
图3示出了图2所示的前级的移相电路10C的结构。该图所示的前级的移相电路10C包括：差动输入放大器之一种的运算放大器12；使输入到输入端24的交流信号的相位移动规定量后输入运算放大器12的非反相输入端的可变电阻16及电容器14；连接在输入端24和运算放大器12的反相输入端之间的电阻18；连接在运算放大器12的输出端构成分压电路的电阻21及23；以及连接在该分压电路和运算放大器12的反相输入端之间的电阻20。
在具有这样的结构的移相电路10C中，电阻18和电阻20的阻值被设定得相同。
如果规定的交流信号输入到图3所示的输入端24，则在电容器14的两端出现的电压VC1便加在运算放大器12的非反相输入端上。另外，由于在运算放大器12的两个输入端之间不产生电位差，所以运算放大器12的非反相输入端的电位和可变电阻16与电容器14的连接点的电位相等。因此，在电阻18的两端出现与在可变电阻16的两端出现的电压VR1相同的电压VR1。
这里，相同的电流I流过2个电阻18、20,而且如上所述，由于电阻18和电阻20的阻值相等，所以电阻20的两端也出现电压VR1。在这2个电阻18、20各自的两端出现的电压VR1的矢量方向相同，如果考虑以运算放大器12的非反相输入端(电压VC1)为基准，则将电阻18的两端电压VR1按矢量相加后的电压成为输入电压Ei，电阻20的两端电压VR1按矢量相减后的电压成为电阻21和电阻23的连接点的电压(分压输出)E0’。
另外，不通过由上述电阻21和电阻23构成的分压电路，而从移相电路10C的输出端26直接取出运算放大器12的输出端上出现的电压作为输出电压E0。
图4是表示前级的移相电路10C的输入输出电压和在电容器等上出现的电压的关系的矢量图。
如该图所示，电容器14的两端电压VC1和可变电阻16的两端电压VR1互相错开90°相位，按矢量将它们相加后的电压为输入电压Ei。因此，当输入信号的振幅一定、只是频率变化时，电容器14两端的电压VC1和可变电阻16两端的电压VR1便沿着图4所示的半圆的圆周变化。
另外，如上所述，从电压VC1按矢量减去电压VR1后的电压成为分压输出E0’。如果考虑以加在非反相输入端上的电压VC1为基准，则输入电压Ei和分压电压E0’只是合成电压VR1的方向不同，其绝对值相等。因此，可知输入电压Ei和分压输出E0’的大小与相位的关系可用以输入电压Ei和分压输出E0’为斜边，以电压VR1的2倍为底边的等腰三角形表示，分压输出E0’的振幅与频率无关，与输入信号的振幅相同，相位移动量可用图4所示的φ1表示。
另外，由图4可知，由于电压VC1和电压VR1在圆周上相交成直角，所以从理论上讲，输入电压Ei和电压VC1的相位差随着频率ω从0变到∞而从0°变到90°。而且，移相电路10C的全部相位移动量Φ1是其2倍，随着频率的变化而从0°变到180°。而且，由于可变电阻16的电阻值R可变，所以能改变相位移动量Φ1。
另外，由于移相电路10C的输出端26连接在运算放大器12的输出端上，所以如果设电阻21的阻值为R21，电阻23的阻值为R23，则当R21、R23相对于电阻20的阻值足够小时，输出电压E0和上述的分压输出E0’之间有E0＝(1+R21/R23)E0’的关系。因此，通过调节R21及R23的值，能获得比1大的增益，而且如图4所示，即使频率变化，也能使输出电压E0的振幅一定，只使相位移动规定量。
图5抽出示出了图2所示的后级的移相电路30C的结构。该图所示的后级的移相电路30C包括：差动输入放大器之一种的运算放大器32；使输入到输入端44的交流信号的相位移动规定量后输入运算放大器32的非反相输入端的电容器34和可变电阻36；插入在输入端44和运算放大器32的反相输入端之间的电阻38；连接在运算放大器32的输出端构成分压电路的电阻41及43；以及连接在该分压电路和运算放大器32的反相输入端之间的电阻40。
在具有这样的结构的移相电路30C中，电阻38和电阻40的阻值被设定得相同。
如果规定的交流信号输入到图5所示的输入端44，则在可变电阻36的两端出现的电压VR2便加在运算放大器32的非反相输入端上。另外，由于在运算放大器32的两个输入端之间不产生电位差，所以运算放大器32的反相输入端的电位和电容器34与可变电阻36的连接点的电位相等。因此，在电阻38的两端出现与在电容器34的两端出现的电压VC2相同的电压VC2。
这里，相同的电流I流过2个电阻38、40，而且如上所述，由于电阻38和电阻40的阻值相等，所以电阻40的两端也出现电压VC2。在这2个电阻38、40各自的两端出现的电压VC2的矢量方向相同，如果考虑以运算放大器32的反相输入端(电压VR2)为基准，则将电阻38的两端电压VC2按矢量相加后的电压成为输入电压Ei，电阻40的两端电压VC2按矢量相减后的电压成为电阻41和电阻43的连接点的电压(分压输出)E0’。
另外，不通过由上述电阻41和电阻43构成的分压电路，而从移相电路30C的输出端46直接取出运算放大器32的输出端上出现的电压作为输出电压E0。
图6是表示后级的移相电路30C的输入输出电压和在电容器等上出现的电压的关系的矢量图。
如该图所示，可变电阻36的两端电压VR2和电容器34的两端电压VC2互相错开90°相位，按矢量将它们相加后的电压成为输入电压Ei。因此，当输入信号的振幅一定、只是频率变化时，可变电阻36的两端电压VR2和电容器34的两端电压VC2便沿着图6所示的半圆的圆周变化。
另外，如上所述，从电压VR2按矢量减去电压VC2后的电压成为分压输出E0’。如果考虑以加在非反相输入端上的电压VR2为基准，则输入电压Ei和分压电压E0’只是合成电压VC2的方向不同，其绝对值相等。因此，可知输入电压Ei和分压输出E0’的大小与相位的关系可用以输入电压Ei和分压输出E0’为斜边，以电压VC2的2倍为底边的等腰三角形表示，分压输出E0’的振幅与频率无关，与输入信号的振幅相同，相位移动量可用图6所示的Φ2表示。
另外，由图6可知，由于电压VR2和电压VC2在圆周上相交成直角，所以从理论上讲，输入电压Ei和电压VR2的相位差随着频率ω从0变到∞而从0°变到90°。而且，移相电路30C的全部相位移动量Φ2是其2倍，随着频率的变化而从180°变到0°。而且，由于可变电阻36的电阻值R可变，所以能改变相位移动量Φ2。
另外，由于移相电路30C的输出端46连接在运算放大器32的输出端上，所以如果设电阻41的阻值为R41，电阻43的阻值为R43，则当R41、R43相对于电阻40的阻值足够小时，输出电压E0和上述的分压输出E0’之间有E0＝(1+R41/R43)E0’的关系。因此，通过调节R41及R43的值，能获得比1大的增益，而且如图所示，即使频率变化，也能使输出电压E0的振幅一定，只使相位移动规定量。
于是，在2个移相电路10C、30C中相位分别被移动规定的量。而且，如图4及图6所示，各移相电路10C、30C中输入输出电压的相对的相位关系彼此相反，在规定的频率中2个移相电路10C、30C的全部相位移动量合计为360°。
另外，后级的移相电路30C的输出作为调谐放大部2的输出从输出端92取出，同时将该移相电路30C的输出通过分压电路60后的信号通过反馈电阻70反馈到前级的移相电路10C的输入侧。然后将该反馈的信号和通过输入电阻74输入的信号相加，该相加后的信号被输入前级的移相电路10C。
这样，利用2个移相电路10C、30C，使规定的频率的相位移动量合计为360°，这时通过将2个移相电路10C、30C和分压电路60及反馈电阻70产生的开环增益设定在1以下，则能进行只使上述规定频率分量的信号通过的调谐工作。
另外，由于从调谐放大部2的输出端92取出被输入分压电路60前的移相电路30C的输出信号，能使调谐放大部2本身具有增益，可与调谐工作同时进行信号振幅的放大。
另外，将各移相电路10C、30C内的CR电路的时间常数分别设定为T1、T2，求出图4、图6所示的Φ1、Φ2为： Φ 1 = tan { 2 ω T 1 / ( 1 - ω 2 T 1 2 ) } … ( 1 ) Φ 2 = - tan { 2 ω T 2 / ( 1 - ω 2 T 2 2 ) } … ( 2 )
式中，将图4所示的Φ1作为基准，将图6所示的Φ2的符号取作＂-＂来表示。
例如在T1＝T2(＝T)的情况下，当ω＝1/T时，由2个移相电路10C、30C产生的相位移动量合计为360°，进行上述的调谐工作，这时Φ1＝90°，Φ2＝-90°。
可是，在图6中示出了输出电压E0的相位比后级的移相电路30C的输入电压Ei超前，但实际上考虑到以输入信号为基准，输出信号经常呈相位滞后的状态。
图7是表示2个移相电路10C、30C中输入输出信号之间的相位关系的图，当频率与调谐频率相等的信号被输入前级的移相电路10C时，作为一例示出了各移相电路10C、30C的时间常数T1、T2相等的情况。
如图7(A)所示，前级的移相电路10C对应于输入信号S1，进行Φ1(＝90°)的相位移动后，将输出信号S2输出。
如图7(B)所示，后级的移相电路30C相对于输入信号S2(与前级的移相电路10C的输出信号一样)，进行Φ2的相位移动后，将输出信号S3输出。这里，输出信号S3相对于输入信号S2，一看就知道相位超前90°，但实际上信号反相后，相位再滞后90°，所以沿相位滞后方向进行Φ2’＝270°的相位移动。
因此，在将2个移相电路10C、30C串联连接的情况下，如图7(C)所示，满足上述的Φ1＝90°，Φ2’＝270°，总体上进行360°的相位移动。
图8是表示将具有上述结构的2个移相电路10C、30C、及分压电路60全部换成具有传递函数K1的电路的系统图，反馈电阻70与输入电阻74串联连接，上述反馈电阻70与具有传递函数K1的电路并联且具有电阻R0，上述输入电阻74具有反馈电阻70的n倍的阻值(nR0)。图9是利用密勒定理将图8所示的系统变换后的系统图，变换后的系统总体的传递函数A可用下式表式，
A＝V0/Vi＝K1/{n(1-K1)+1}    …(3)
同时，将由可变电阻16和电容器14构成的CR电路的时间常数设为T1(设可变电阻16的阻值为R，电容器14的静电电容为C，则T1＝CR)，则前级的移相电路10C的传递函数K2为
K2＝a1(1-T1s)/(1+T1s)    …(4)
式中s＝jw，a1是移相电路10C的增益，a1＝(1+R21/R23)＞1。
另外，将由电容器34和可变电阻36构成的CR电路的时间常数设为T2(设电容器34的静电电容为C，可变电阻36的阻值为R，则T2＝CR)，则后级的移相电路30C的传递函数K3为
K3＝-a2(1-T2s)/(1+T2s)    …(5)
式中a2是移相电路30C的增益，a2＝(1+R41/R43)＞1。
设通过分压电路60，使信号振幅衰减为1/a1a2，则将二个移相电路10C、30C、及分压电路60串联连接时总的传递函数K1为
K1＝-{1+(Ts)2-2Ts}/{1+(Ts)2+2Ts}    …(6)
另外，在上述(6)式中为了使计算变得简单，将各移相电路的时间常数T1、T2都设为T。将该(6)式代入上述(3)式，则得
A＝-{1+(Ts)2-2Ts}
/[(2n+1){1+(Ts)2}+2Ts]
＝-{1/(2n+1)}[{1+(Ts)2}-2Ts}
/{1+(Ts)2}+2Ts/(2n+1)}]    …(7)
如果采用(7)式，可知当ω＝0(直流区)时，A＝-1/(2n+1)，给出最大衰减量。另外，可知当ω＝∞时，同样A＝-1/(2n+1)，给出最大衰减量。另外，可知在ω＝1/T的调谐点(各移相电路的时间常数不同时， ω = 1 / ( T 1 · T 2 ) 的调谐点)，A＝1，与反馈电阻70和输入电阻74的电阻比n无关。换句话说，如图10所示，即使使n值变化，调谐点也不偏移，而且调谐点的衰减量也不变。
另外，最大衰减量由反馈电阻70和输入电阻74的电阻比n决定，所以即使改变移相电路10C、30C内的可变电阻16、36的阻值而改变了调谐频率时，对该最大衰减量无影响，能互相无干扰地调整调谐频率和最大衰减量。
另外，如果设定移相电路10C内的电阻18和电阻20的阻值相同，同时设定移相电路30C内的电阻38和电阻40的阻值相同，所以能防止在各调谐放大部中改变调谐频率时的振幅变化，能获得具有大致一定的振幅的调谐输出。
特别是通过抑制调谐输出的振幅变化，增大上述的电阻比n，能增大调谐放大部2的Q值。即如果开环增益与频率有关，则在增益低的频率时，即使增大电阻比n，Q也不上升，在增益高的频率时，若开环增益超过1，往往发生振荡。因此，在振幅变化大的情况下，为了防止这样的振荡，不能将电阻比n设定得太大，调谐放大部2的Q值也变小。反之，将分压电路连接在移相电路10C、30C内，通过抑制调谐放大部2的调谐输出的振幅变化，能将电阻比n设定得大，因此能增大调谐放大部2的Q值。
图1所示的调谐电路1将具有上述结构的2个调谐放大部2、3串联连接，而且设定各调谐放大部的调谐频率大致相等，或错开一规定量。
图11是将各调谐频率被设定为同一值的调谐放大部串联连接成2级的调谐电路1的特性曲线图。该图中的a(虚线)表示例如电阻比n为＂10＂时第1及第2调谐放大部2、3各自的调谐特性，该图中的b(实线)表示将这些调谐放大部串联连接的本实施例的调谐电路1的总体调谐特性。另外，该图中的c(点划线)表示为了比较而用1个调谐放大部2(或3)实现与本实施例的调谐电路1的最大衰减量相同程度的衰减量时的调谐特性，可知其调谐带宽比本实施例的调谐电路1的窄。
由图10及图11可知，通过将反馈电阻70和输入电阻74的电阻比n的值设定得小的最大衰减量少的2个调谐放大部2、3串联连接，在总体上能将最大衰减量设定得大，而且能加宽调谐带宽。
特别是如果采用图11所示的调谐特性，可知将各调谐放大部2、3的最大衰减量设定为约1/2时的调谐带宽比2倍还宽。因此，在本实施形态中，通过将最大衰减量被设定为约1/2的2个调谐放大部串联连接，实现了不改变最大衰减量，只扩大调谐带宽的调谐电路1。另外，各调谐放大部的最大衰减量除了分别设定为约1/2之外，也可以分别设定为不同的衰减量，即设定不同的电阻比n，而在总体上达到规定的衰减量。
另外，在上述的调谐电路1中考虑了将2个调谐放大部2、3串联连接的情况，但也可以串联连接调谐频率大体一致的3个以上的调谐放大部。这时，能进一步减小各调谐放大部的最大衰减量，即，使各自的将调谐带宽设定得极宽的特性曲线重合，所以能将调谐电路总体的调谐带宽设定得更宽。
另外，用图11说明了使2个调谐放大部2、3的调谐频率一致的情况，但也可以将各调谐频率设定得错开一规定量。即使在这种情况下，通过将最大衰减量少、调谐频带宽度宽的2个调谐放大部2、3串联连接，作为总体也能将最大衰减量设定在目标值，而且能加宽调谐带宽。特别是与现有的参差调谐放大电路不同，由于加宽了各调谐放大部2、3的调谐带宽，所以能减少串联连接的调谐放大部的级数。
图12是将各调谐频率错开一规定量的调谐放大部串联连接成2级的调谐电路1的特性曲线图。作为一例，示出了以450kHz为中心，使1个调谐放大部2的调谐频率向比450kHz低的方向错开一规定量，同时使另1个调谐放大部3的调谐频率向比450kHz高的方向错开一规定量的情况。在该图中，纵轴表示衰减量(单位为dB)，横轴表示输入信号的频率，与各特性曲线对应的B值表示与中心频率(450kHz)之间的偏差。例如，B＝0表示2个调谐放大部2、3的各调谐频率都与中心频率一致的情况，B＝0.02表示调谐放大部2的调谐频率比450kHz低2％，同时调谐放大部3的调谐频率比450kHz高2％的情况。
如图12所示，在使2个调谐放大部2、3的调谐频率错开一规定量的情况下，调谐点附近的衰减特性变得平坦，而且通过调整偏移量，能增加或减小该平坦部分，所以能确保任意的带宽。另外，在使2个调谐放大部2、3的调谐频率错开的情况下，调谐点附近的衰减量增加，会产生信号振幅的衰减，但这时将放大器连接在调谐电路1的后级，进行相当于该衰减部分的信号振幅的放大即可。
图13是将3个调谐放大部串联连接构成调谐电路时的特性曲线图。作为一例，示出了将第3级的调谐放大部的调谐频率设定为450kHz，使第1级的调谐放大部的调谐频率向比450kHz低的方向错开一规定量，使第2级的调谐放大部的调谐频率向比450kHz高的方向错开一规定量的情况。
由图12可知，在将调谐放大部串联连接成2级的情况下，随着2个调谐放大部的调谐频率之差变大，在中心频率附近产生大的衰减。与此不同，在将调谐放大部串联连接成3级的情况下，由图13可知，在中心频率附近不产生衰减，所以在欲确保较宽的带宽的情况下，可将调谐放大部串联连接成3级或更多的级。
这样，将2个或2个以上的调谐放大部串联连接，同时使各调谐频率一致或错开一规定的量，能将带宽设定得宽些，所以能容易地实现TV调谐器等。另外在实现TV调谐器等的情况下，也可以根据需要而将陷波电路连接在调谐电路1上。
另外，由于上述的调谐电路1通过改变2个调谐放大部2、3内(或3级以上的各调谐放大部)的各移相电路10C、30C中包括的可变电阻16或36的阻值，能简单地改变调谐频率，所以能容易地实现调谐频率可变的调谐电路1。
另外，构成上述调谐电路1的调谐放大部2、3分别由差动输入放大器、电容器及电阻组合而成，任何一种构成元件都能在半导体衬底上形成，所以能将调谐电路1全部在半导体衬底上形成，容易形成集成电路。
另外，在上述本实施形态的说明中，将2个或2个以上的调谐放大部串联连接，但为了防止互相干扰，也可以将缓冲器插入各调谐放大部之间。或者将放大器插入各调谐放大部之间。通过插入放大器，在例如图13所示的特性中能使调谐点附近更加平坦。
可是，图2所示的调谐放大部2(或3)包括CR电路构成了各移相电路10C、30C，但也可以采用将CR电路换成由电阻和电感器构成的LR电路的移相电路构成调谐放大部。
图14是表示包括LR电路的移相电路的结构的电路图，表示可与图2所示的调谐放大部2的前级的移相电路10C置换的结构。该图所示的移相电路10L具有将图3所示的移相电路10C内的由电容器14和可变电阻16构成的CR电路换成了由可变电阻16和电感器17构成的LR电路的结构。
图15是表示移相电路10L的输入输出电压和在电感器等上出现的电压的关系的矢量图。如该图所示，可变电阻16的两端电压VR3和电感器17的两端电压VL1互相错开90°的相位，按矢量将它们相加后的电压成为输入电压Ei。因此，当输入信号的振幅一定、只是频率变化时，可变电阻16两端的电压VR3和电感器17两端的电压VL1便沿着图15所示的半圆的圆周变化。
另外，从电压VR3按失量减去电压VL1后的电压成为分压输出E0’。如果考虑以加在非反相输入端的电压VR3为基准，则输入电压Ei和分压输出E0’只是合成电压VR1的方向不同，其绝对值相等。因此，可知输入电压Ei和分压输出E0’的大小与相位的关系可用以输入电压Ei和分压输出E0’为斜边，以电压VL1的2倍为底边的等腰三角形表示，分压输出E0’的振幅与频率无关，与输入信号的振幅相同，相位移动量可用图1 5所示的Φ3表示。
另外，由图15可知，由于电压VR3和电压VL1在圆周上相交成直角，所以从理论上讲，输入电压Ei和电压VR3的相位差随着频率ω从0变到∞而从0°变到90°。而且，移相电路10L的全部相位移动量Φ3是其2倍，随着频率的变化而从0°变到180°。
另外，由于移相电路10L的输出端26连接在运算放大器12的输出端上，所以如果设电阻21的阻值为R21，电阻R23的阻值为R23，则输出电压E0和上述的分压输出E0’之间有E0＝(1+R21/R23)E0’的关系。因此，通过调节R21及R23的值，能获得比1大的增益，而且如图15所示，即使频率变化，也能使输出电压E0的振幅一定，只使相位移动规定量。
同时，将由电感器17和可变电阻16构成的LR电路的时间常数设为T1(设电感器17的电感为L，可变电阻16的阻值为R，则T1＝L/R)，则图14所示的移相电路10L的传递函数能直接使用(4)式所示的K2。因此，相位移动量Φ3用T1表示时也与式(1)所示的Φ1相同。
图16是表示包括LR电路的移相电路的另一结构的电路图。示出了可与图2所示的调谐放大部2的后级的移相电路30C置换的结构。该图所示的移相电路30L具有将图5所示的移相电路30C内的由可变电阻36和电容器34构成的CR电路换成了由电感器37和可变电阻36构成的LR电路的结构。
图17是表示移相电路30L的输入输出电压和在电感器等上出现的电压的关系的矢量图。在电感器37的两端出现的电压VL2和在可变电阻36的两端出现的电压VR4互相错开90°的相位，按矢量将它们相加后的电压成为输入电压Ei。因此，当输入信号的振幅一定、只是频率变化时，电感器37两端的电压VL2和可变电阻36两端的电压VR4便沿着图17所示的半圆的圆周变化。
另外，从电压VL2按矢量减去电压VR4后的电压成为分压输出E0’。如果考虑以加在非反相输入端的电压VL2为基准，则输入电压Ei和分压输出E0’只是合成电压VR4的方向不同，其绝对值相等。因此，可知输入电压Ei和分压输出E0’的大小与相位的关系可用以输入电压Ei和分压输出E0’为斜边，以电压VR4的2倍为底边的等腰三角形表示，分压输出E0’的振幅与频率无关，与输入信号的振幅相同，相位移动量可用图17所示的Φ4表示。
另外，由图17可知，由于电压VL2和电压VR4在圆周上相交成直角，所以从理论上讲，输入电压Ei和电压VL2的相位差随着频率ω从0变到∞而从90°变到0°。而且，移相电路30L的全部相位移动量Φ4是其2倍，随着频率的变化而从180°变到0°。
另外，由于移相电路30L的输出端46连接在运算放大器32的输出端上，所以如果设电阻41的阻值为R41，电阻R43的阻值为R43，则输出电压E0和上述的分压输出E0’之间有E0＝(1+R41/R43)E0’的关系。因此，通过调节R41及R43的值，能获得比1大的增益，而且如图17所示，即使频率变化，也能使输出电压E0的振幅一定，只使相位移动规定量。
同时，将由可变电阻16和电感器17构成的LR电路的时间常数设为T2(设可变电阻16的阻值为R，电感器17的电感为L，则T2＝L/R)，则图16所示的移相电路30L的传递函数能直接使用(5)式所示的K3。因此，相位移动量Φ4用时间常数T2表示时也与式(2)所示的Φ2相同。
这样，图14所示的移相电路10L及图16所示的移相电路30L分别与图3或图5所示的移相电路10C、30C等效，在图2所示的调谐放大部2中，可将前级的移相电路10C换成图14所示的移相电路10L，可将后级的移相电路30C换成图16所示的移相电路30L。
另外，上述的2个移相电路10L、30L分别由各移相电路10L、30L中包括的LR电路的时间常数决定调谐频率，各时间常数T例如为L/R，将这两个移相电路10L、30L包括在内构成调谐放大部时，调谐频率ω与1/T＝R/L成比例。这里，构成LR电路的电感器能通过利用照象蚀刻法等在半导体衬底上形成涡旋形状的导体来实现，而利用这样形成的电感器，能在半导体衬底上将全部各调谐放大部集成化。
但是，在这种情况下，由于电感器具有的电感极小，所以调谐频率高。如果从另一方面看，例如使调谐放大部的调谐频率与各移相电路10L、30L内的LR电路的时间常数的倒数R/L成比例，其中电感L由于集成化等原因而容易减小，所以通过将包括2个移相电路10L、30L构成的调谐放大部全体集成化，能容易地使调谐频率高频化。
另外，在图2所示的调谐放大部2中，移相电路10C、30C中的任意一个都可以换成图14或图16所示的移相电路10L、30L。特别是在将这样的调谐放大部全体集成化了的情况下，为防止由温度变化引起的调谐频率的变化，可进行所谓的温度补偿。即，CR电路的时间常数T为CR，LR电路的时间常数T为L/R，在这两个时间常数中，电阻值R被分别分在分子和分母中，因此，在由半导体材料通过集成化形成构成CR电路及LR电路的电阻的情况下，具有抑制与这些电阻的温度变化对应的调谐频率的变化的效果。
同时，图2所示的调谐放大部将分压电路60连接在2个移相电路10C、30C的再后一级，将该分压电路60的输出通过反馈电阻70进行反馈，将调谐放大部的总体增益设定在1以上。因此，通过将该分压电路60的分压比设定为1，或者通过去掉该分压电路60本身，能将调谐放大部的总体增益设定为1。
图18是表示将插在后级的移相电路和输出端92之间的分压电路去掉后的调谐放大部的结构的电路图。该图所示的调谐放大部2A是将图2所示的调谐放大部2的分压电路60的分压比设定为1的调谐放大部，具有将图2所示的分压电路60内的2个分压电阻换成图18所示的电阻78之后的结构。
有这样的结构的调谐放大部2A由于不连接图2所示的分压电路60，所以各移相电路10C、30C的增益能设定在1以上，以便只补偿包括移相电路10C、30C的开环增益的损失。
另外，在图2或图18所示的调谐放大部2、2A中，由于将由电阻21、23构成的分压电路或由电阻41、43构成的分压电路分别连接在2个移相电路10C、30C上，所以能将各移相电路10C、30C的增益设定成比1大的值，以由此补偿开环增益的损失，只将二个移相电路10C、30C中的任意一个的增益设定为1大的值，而将其它的增益设定为1即可。为了将移相电路10C的增益设定为1，可将由电阻21、23构成的分压电路除去，通过电阻20直接反馈运算放大器12的输出即可。另外，为了将移相电路30C的增益设定为1，可将由电阻41、43构成的分压电路除去，通过电阻40直接反馈运算放大器32的输出即可。
另外，由于包括移相电路10C、30C和反馈电阻70的反馈环路的开环增益的损失是由前级的移相电路10C的输入阻抗引起的，所以为了抑制因该输入阻抗引起的损失，可以考虑这样的方法，即将由晶体管构成的输出电路插入前级的移相电路10C的再前一级，通过该输出电路将反馈信号输入到前级的移相电路10C。
但是，这样做即使防止了开环增益的损失，而跟随电路本身却产生了增益损失，所以为了补偿由该跟随电路产生的损失，与上述的第1及第2实施形态一样，必须使移相电路10C、30C中具有1以上的增益。
图19是表示增加了由晶体管构成的跟随电路后的调谐放大部2B的结构的电路图。
被插入前级的移相电路10C的输入侧的跟随电路50包括FET52，该FET52的漏极连接在正电源Vdd上，源极通过电阻54连接在负电源Vss上。由这些FET52和电阻54形成源极跟随电路，该源极跟随电路的输出被输入到前级的移相电路10C。另外，也可以用发射极跟随电路代替源极跟随电路。
(调谐放大部的第2结构例)
图20是表示调谐放大部的另一结构例的电路图。该图所示的调谐放大部2C包括2个移相电路110C、130C和加法电路，该移相电路110C、130C分别将输入的交流信号的相位移动规定的量，从而在规定的频率中进行合计为360°的相位移动。上述加法电路分别通过反馈电阻70及输入电阻74(输入电阻74具有反馈电阻70的n倍的阻值)，按规定的比例将从后级的移相电路130C输出的信号(反馈信号)和输入到输入端90的信号(输入信号)相加。
在图2等所示的调谐放大部2、2A、2B中，设定前级的移相电路10C内的电阻18和电阻20的各阻值相同，因此能抑制输入的交流信号的频率变化时的振幅变化。另外，通过将由电阻21和23构成的分压电路连接在运算放大器12的输出侧，将移相电路10C的增益设定为比1大的值。与此不同，图20所示的调谐放大部2C中包括的前级的移相电路110C不用由上述电阻21和23构成的分压电路，通过设定电阻20’的阻值比电阻18’的值大，将移相电路110C的增益设定为比1大的值。
后级的移相电路130C也一样，通过设定电阻40’的阻值比电阻38’的值大，将移相电路130C的增益设定为比1大的值。
这样，由于将图20所示的2个移相电路110C、130C的各增益设定在1以上，所以能补偿调谐放大部2C的反馈环路的开环增益的损失，能进行与图2等所示的调谐放大部2等同样的调谐工作。
可是，当将各移相电路的增益设定为比1大的值时，增益随着输入信号频率的不同而变化。例如，如果考虑前级的移相电路110C，则当输入信号的频率低时，移相电路110C成为电压输出电路，所以这时的增益变成1倍，与此不同，当频率高时，移相电路110C变成反相放大器，所以这时的增益变成-m倍(m为电阻20’和电阻18’的电阻比)，输入信号的频率变化时，移相电路110C的增益变化，输出信号的振幅产生变动。
通过将电阻22连接在运算放大器12的反相输入端上，使输入信号的频率低时和高时的增益一致，能抑制上述的振幅变动。移相电路130C也一样，通过将具有规定阻值的电阻42连接在运算放大器32的反相输入端上，能抑制输出信号的振幅变动。
其次，研究将该电阻22(或电阻42)的阻值设定成什么样的值为好。图21是使上述的移相电路110C及130C通用化的图，示出了将各移相电路包括的CR电路换成了具有阻抗z1、z2的元件。如该图所示，运算放大器的输入电阻的阻值为r，反馈电阻的阻值为mr，连接在运算放大器的反相输入端上的电阻(电阻22或42)的阻值为R，运算放大器的反相输入端的电位为V。
输入电压Ei和电压V之间有如下关系，
r(Ia+Ib)+V＝Ei    …(8)
另外，如果用图21所示的各种常数表示电压V，则有
V＝IbR    …(9)
V＝Eo+mr·Ia    …(10)
V＝{z2/(z1+z2)}Ei＝kEi    …(11)
在(11)式中，由具有阻抗z1、z2的2个元件产生的分压比为k。
从(10)式求出Ia，从(9)式求出Ib，将它们代入(8)式，再将(11)式代入经过上述代入后所得的结果，消去V，则得
Eo＝(Rk+Rmk+mrk-Rm)Ei/R    …(12)
可是，如果图21所示的移相电路作为反相放大器工作时，阻抗z2为0Ω，且k＝0时，这时由(12)式得
Eo＝-mEi        …(13)
另外，如果图21所示的移相电路作为跟随电路工作时，阻抗z1为0Ω，且k＝1时，这时由(12)式得
Eo＝(R+mr)Ei/R    …(14)
所谓移相电路110C或130C作为反相放大器及跟随电路工作时的增益不变化的情况是指用(13)式求得的Eo的绝对值和用(14)式求得的Eo的绝对值相等的情况，于是有
m＝(R+mr)/R    …(15)
对R求解得
R＝mr/(m-1)    …(16)
因此，通过根据(16)式设定移相电路110C内的电阻22的阻值R或移相电路130C内的电阻42的阻值R，能抑制使调谐频率从低频率变到高频率时产生的增益变化。
可是，虽然图20所示的调谐放大部2C将CR电路包括在内构成了各移相电路110C、130C，但也可以采用将CR电路换成由电阻和电感器构成的LR电路后的移相电路构成调谐放大部。
图22是表示包括LR电路的移相电路结构的电路图，示出了可与图20所示的调谐放大部2C的前级的移相电路110C置换的结构。该图所示的移相电路110L具有将图20所示前级的移相电路110C内的由电容器14和可变电阻16构成的CR电路换成由可变电阻16和电感器17构成的LR电路的结构。
将由电感器17和可变电阻16构成的LR电路的时间常数设为T1(设电感器17的电感为L，可变电阻16的阻值为R，则Ti＝L/R)，则上述的移相电路110L的传递函数能直接使用(4)式所示的K2。因此，相位移动量用时间常数T1表示时也与式(1)所示的Φ1相同。
另外，图23是表示包括LR电路的移相电路的另一结构的电路图，示出了可与图20所示的调谐放大部2C的后级的移相电路130C置换的结构。该图所示的移相电路130L具有将图20所示后级的移相电路130C内的由可变电阻36和电容器34构成的CR电路换成由电感器37和可变电阻36构成的LR电路的结构。
将由可变电阻36和电感器37构成的LR电路的时间常数设为T2(设，可变电阻36的阻值为R，电感器37的电感为L，则T2＝L/R)，则上述的移相电路130L的传递函数能直接使用(5)式所示的K3。因此，相位移动量用时间常数T2表示时也与式(2)所示的Φ2相同。
这样，图22所示的移相电路110L及图23所示的移相电路130L分别与图20所示的移相电路110C或130C等效，在图20所示的调谐放大部2中，可将前级的移相电路110C换成图22所示的移相电路110L，可将后级的移相电路130C换成图23所示的移相电路130L。将2个移相电路110C、130C分别换成移相电路110L、130L时，由于将调谐放大部全部集成化，所以容易使调谐频率高频化。
另外，也可以将2个移相电路110C、130C中的任意一个换成移相电路110L或130L。这时，具有抑制调谐频率随温度的变化而变化的效果。
可是，图20所示的调谐放大部2C由于将电阻22或42分别连接在2个移相电路110C、130C上，所以能防止改变调谐频率时的振幅变动，当调谐频率的可变范围窄时，振幅变动也小，所以将电阻22或42除去，也能构成调谐放大部。或者只将一个电阻22或42除去，也能构成调谐放大部。
图24是表示调谐放大部的另一结构的电路图，示出了在图20所示的调谐放大部2C中将各移相电路110C、130C中包括的电阻22或42除去后的结构。
另外，本发明不限定于上述的各种实施形态，在本发明的要旨的范围内可以进行各种变化。
例如，构成上述的调谐电路的各种调谐放大部中包括的可变电阻16、36可在半导体衬底上进行集成化时使用耦合型或MOS型FET的沟道作为电阻体来实现。这样利用FET形成可变电阻时，通过改变栅压，就能改变源·漏之间的电阻。
另外，也可以将p沟道的FET和n沟道的FET并联连接构成上述的可变电阻16、36。这样，通过将2个FET组合起来构成可变电阻，能改善FET的非线性区，所以能使调谐输出的失真少。
另外，在上述的各种调谐放大部中，2个移相电路中都包括可变电阻，但也可以在任意一个移相电路中包括可变电阻来改变调谐频率。在2个移相电路中包括可变电阻的情况下，可以同时改变这些电阻值，具有能将调谐频率的可变范围设定得大的优点。只在一个移相电路中包括可变电阻的情况下，具有容易进行改变调谐频率的控制的优点。
另外，也可以由PIN二极管构成上述的可变电阻，通过改变流过该PIN二极管的电流值来改变其两端呈现的电阻。
另外，在具有CR电路的移相电路中，也可以不改变构成各移相电路内的CR电路的电阻的阻值，而是通过改变电容器的静电电容来改变CR电路的时间常数，由此来改变移相电路的相位移动量，即改变各调谐放大部的调谐频率。
具体地说，将构成CR电路的电容器(例如图3所示的电容器14)换成变容二极管和阻止直流用的电容器。变容二极管是一种通过改变所施加的反向偏压来改变阳极和阴极之间的静电电容的元件。通过将这种变容二极管和电阻串联连接构成CR电路，能改变所施加的反向偏压，从而改变该CR电路的时间常数，能由移相电路来改变相位移动量。另外，也可以使用这样一种FET作为可变电容元件，来代替该变容二极管，上述的这种FET能随着加在栅极上的控制电压的变化而使其栅电容在某一范围内变化。
同样，在具有LR电路的移相电路中，也可以不改变构成各移相电路内的LR电路的电阻的阻值，而是将电感器换成可变电感器，通过改变其电感来改变LR电路的时间常数，由此来改变移相电路的相位移动量，即改变各调谐放大部的调谐频率。
图25是表示可变电感器的具体例图，简略地示出了在半导体衬底上形成的平面结构。
该图所示的可变电感器17a包括：在半导体衬底310上形成的涡旋状的电感导体312；围绕在其外周形成的控制用导体314；以及覆盖着电感导体312及控制用导体314两者形成的绝缘性磁性体318。
上述的控制用导体314连接着可变电压电源316，用来将可变的偏压加在控制用导体314的两端，通过可变地控制由该可变电压电源316施加的直流偏压，能改变流过控制用导体314的偏流。
另外，半导体衬底310可以采用例如n型硅衬底(n-Si衬底)或其它半导体材料(例如锗或非晶形硅等非晶体材料)。另外，电感导体312可以利用铝或金等金属薄膜或多晶硅等半导体材料来形成，且呈涡旋状。另外，在该半导体衬底310上除了可变电感器17a以外，还形成图2等所示的各调谐放大部的其它构成零件。
图26是更详细地表示图25所示的可变电感器17a的电感导体312及控制用导体314的形状的图。
如该图所示，位于内周侧的电感导体312呈涡旋状形成规定圈数(例如约4圈)，在其两端连接着2个端子电极322、324。同样，位于外周侧的控制用导体314呈涡旋状形成规定圈数(例如约2圈)，在其两端连接着2个控制电极326、328。
图27是表示沿图26中的A-A线的放大剖面图，示出了包括电感导体312和控制用导体314的的绝缘性磁性体318的横剖面。
如该图所示，在半导体衬底310的表面上通过绝缘性的磁性体膜318a形成电感导体312及控制用导体314，再覆盖在它们的表面上形成绝缘性的磁性体膜318b。利用这两个磁性体膜318a、318b形成图25所示的绝缘性磁性体318。
例如，作为磁性体膜318a、318b可以采用伽马铁氧体或钡铁氧体等各种磁性体膜。另外，这些磁性体膜的材质和形成方法可以是各种各样的，例如有真空蒸镀FeO等形成磁性体膜的方法、除此以外还有分子线外延法(MBE法)、化学汽相生长法(CVD法)、以及溅射法等形成磁性体膜的方法。
另外，绝缘膜330是用非磁性体材料形成的，覆盖在电感导体312及控制用导体314的各圈部分之间。这样，通过将各圈部分之间的磁性体膜318a、318b除去，能将在各圈部分之间产生的漏磁抑制在最小限度，所以能有效地利用电感导体312产生的磁通，能实现具有大的电感的可变电感器17a。
这样，图25等所示的可变电感器17a可以通过覆盖电感导体312和控制用导体314形成绝缘性磁性体318(磁性体膜318a、318b)并控制改变流过控制用导体314的直流偏流，来改变将绝缘性磁性体318作为磁路的电感导体312的饱和磁化特性，从而改变电感导体312所具有的电感。
因此，能直接使电感导体312的电感本身变化，而且由于能采用在半导体衬底310上形成薄膜的技术或半导体制造技术来形成电感导体，所以容易制造。另外，在半导体衬底310上还能形成调谐放大部2等的其它构成部件，从而将调谐电路1的全体集成化，所以适合于整体形成的情况。
再者，图25等所示的可变电感器17a也可以使电感导体312和控制用导体314互相环绕来形成，或者将电感导体312和控制用导体314重叠起来形成。不管在哪种情况下，通过改变流过控制用导体314的直流偏流，都能改变绝缘性磁化体318的饱和磁化特性，能在某一范围内改变电感导体312所具有的电感。
另外，图25等所示的可变电感器17a以在半导体衬底310上形成电感导体312等的情况为例进行了说明，但也可以在陶瓷等绝缘性或导电性的各种基板上形成。
另外，作为磁性体膜318a、318b采用了绝缘性材料，但也可以采用金属粉(MP)之类的导电性材料。但是，如果将这样的导电性的磁性体膜置换成上述绝缘性的磁性体膜318a使用时，电感导体312等的各环绕部分会短路，失去作为电感导体的功能，所以有必要将各电感导体和导电性的磁性体膜之间电绝缘。作为其绝缘方法，有将电感导体312等氧化而形成绝缘氧化膜的方法，以及利用化学汽相法等形成硅氧化膜或氮化膜的方法等。
特别是金属粉末等导电性材料的磁导率比伽马铁氧体等绝缘性材料的大，所以具有能确保大电感的优点。
另外，图25等所示的可变电感器17a是用绝缘性磁性体318将电感导体312和控制用导体314两者全部覆盖起来，但也可以只覆盖一部分并形成磁路。这样，在局部形成成为磁路的绝缘性磁性体(或导电性磁性体)时，由于磁路窄，所以由电感导体312及控制用导体314产生的磁通容易饱和。因此，即使在流过控制用导体314的偏流小的情况下，磁通也饱和，通过控制小的偏流的变化，就能改变电感导体312的电感。因此，能简化控制系统的结构。
另外，图25等所示的可变电感器17a是将电感导体312和控制用导体314环绕着呈同心状地形成的，但这些导体也可在半导体衬底310表面上相邻的位置形成，通过用绝缘性或导电性的磁性体形成的磁路使它们之间进行磁耦合。
图28是表示将电感导体和控制用导体排列在相邻的位置形成后的可变电感器17b的简略平面图。
该图所示的可变电感器17b包括：在半导体衬底310上形成的涡旋状的电感导体312a；在与该电感导体312a相邻的位置形成的涡旋状的控制用导体314a；以及覆盖着电感导体312a及控制用导体314a的各涡旋中心形成的绝缘性磁性体(或导电性磁性体)319。
与图25等所示的可变电感器17a一样，控制用导体314a连接着可变电压电源316，用来将可变的偏压加在其两端，通过可变地控制由该可变电压电源316施加的直流偏压，能改变流过控制用导体314a的规定的偏流。
上述的可变电感器17b通过电感导体312a和控制用导体314a的各涡旋中心形成环状的绝缘性磁性体319(磁性体膜319a、319b)。因此，通过可变地控制流过控制用导体314a的直流偏流，来改变将上述的磁性体319作为磁路的电感导体312a的饱和磁化特性，也能改变电感导体312a所具有的电感。
另外，在半导体衬底上形成了上述的各种调谐放大部时，作为电容器14等可以设定不太大的静电电容。因此，如果通过精心设计电路，能使在半导体衬底上实际形成的电容器的小的静电电容在表观上增大的话，则将时间常数I的值设定得大些，以使调谐频率低频化是很方便的。
图29是表示不用单个元件、而是用电路构成了图3所示的移相电路10C等中用的电容器14等的变形例图，示出了使在半导体衬底上实际形成的电容器的静电电容在表观上增大的静电电容变换电路的结构。另外，图29所示的静电电容变换电路总体与移相电路10C等中包括的电容器14等相对应。
图29所示的静电电容变换电路14a包括：具有规定的静电电容C0的电容器210；2个运算放大器212、214；以及4个电阻216、218、220、222。
第1级运算放大器212是将电阻218(将其阻值设为R18)连接在输出端和反相输入端之间，该反相输入端再通过电阻216(将其阻值设为R16)接地。
加在第1级运算放大器212的反相输入端上的电压E1和输出端上出现的电压E2之间有如下关系：
E2＝(1+R18/R16)E1                           …(17)
该第1级运算放大器212具有主要进行电感变换的缓冲器的功能，增益为1即可。所谓增益为1的情况是指R18/R16＝0的情况，即设定R16为无限大(将电阻216除去即可)，或者设定R18为0Ω(直接连接即可)。另外，第2级运算放大器214是将电阻222(将其阻值设为R22)连接在输出端和反相输入端之间，同时将电阻220(将其阻值设为R20)连接在反相输入端和上述的运算放大器212的输出端之间，再将反相输入端接地。
将第2级运算放大器214的反相输出端上出现的电压设为E3，该电压E3和第1级运算放大器212的输出端上出现的电压E2之间有如下关系：
E3＝-(R22/R20)E2                        …(18)
这样，第2级运算放大器214具有作为反相放大器的功能，由于将其输入侧设定为高阻抗，所以能使用第1级运算放大器212。
另外，如上所示，具有规定的静电电容的电容器210连接在这样连接而成的第1级运算放大器212的非反相输入端和第2级运算放大器214的输出端之间。
在图29所示的静电电容变换电路14a中，设除去电容器210的电路全体的传递函数为K4，则静电电容变换电路14a能用图30所示的系统图表示。图31是利用密勒定理将其变换后的系统图。
用图30所示的阻抗Z0表示图31所示的阻抗Z1，则有
Z1＝Z0/(1-K4)                           …(19)
这里，在图29所示的静电电容变换电路14a的情况下，阻抗Z0＝1/(jωC0)，将它代入(19)式，得
Z1＝(1/(jωC0)/(1-K4)
＝1/(jω((1-K4)C0))                     …(20)
C＝(1-K4)C0                             …(21)
该(21)式表示在静电电容变换电路14a中，电容器210具有的静电电容C0在表观上是它的(1-K4)倍。因此，当放大器的增益K4为负值时，(1-K4)变得经常比1大，所以能使静电电容C0向大的方向变化。
可是，图29所示的静电电容变换电路14a中的放大器的增益、即由运算放大器212和214全体构成的放大器的增益K4，从(17)式及(18)式得
K4＝-(1+R18/R16)R22/R20                 …(22)
将该(22)式代入(21)式，得
C＝(1+(1+R18/R16)R22/R20)C0               …(23)
因此，通过将4个电阻216、218、220、222的阻值设定为规定值，能使2个端子224、226之间的表观静电电容C大。
另外，在第1级运算放大器212的放大器的增益为1的情况下，如上所述，即在设定R16为无限大(将电阻216除去)，或者设定R18为0Ω时R18/R16＝0的情况下，上述的(23)式可以简化成
C＝(1+R22/R20)C0                          …(24)
这样，上述的静电电容变换电路14a通过改变电阻220和电阻222的电阻比R22/R20或改变电阻216和电阻218的电阻比R18/R16，能沿表观上大的方向变换在半导体衬底上实际形成的电容器210的静电电容C0。因此，在半导体衬底上形成图2所示的各种调谐放大部的全体的情况下，在半导体衬底上形成具有小的静电电容C0的电容器210时，能用图29所示的电路变换成大的静电电容C，集成化时变得方便。特别是如果这样做能确保大的静电电容，则能使各调谐放大部的实际安装面积小型化，还能降低材料成本等。
另外，通过使电阻216、218、220、222中的至少1个由可变电阻形成，具体地说，通过将耦合型或MOS型的FET或p沟道FET和n沟道FET并联连接形成可变电阻，则能容易形成静电电容可变的电容器。因此，通过使用该电容器来代替变容二极管，能在某一范围内任意地改变相位移动量。因此，在各调谐放大部中能改变一个循环的信号的相位移动量为0°的频率，能任意地变更调谐频率。
另外，如上所述，由于第1级运算放大器212作为使输入阻抗增大用的缓冲器使用，所以可以将该运算放大器212换成发射极跟随电路或源极跟随电路。
可是，在上述的图29中，说明了通过将具有规定的增益的放大器和电容器组合起来，使表观上的静电电容比实际电容元件具有的静电电容大的情况，但也可以用电感器代替电容器，且能使该电感器具有的电感在表观上变大。
即，如上所述，用图30所示的阻抗Z0表示图31所示的阻抗Z1，则如(19)式所示。这里，在具有电感L0的电感器的情况下，阻抗Z0＝jωL0，将它代入(19)式，得
Z1＝jωL0/(1-K4)
＝jωL(L0/(1-K4))                      …(25)
L＝L0/(1-K4)                           …(26)
该(26)式表示实际电感元件具有的电感在表观上是它的1/(1-K4)倍。可知当增益K4设定在从0到1之间时，表观上的电感变大。
图32是表示不用单个元件、而是用电路构成了图14所示的移相电路10L内的电感器17等的变形例图，示出了使在半导体衬底上实际形成的电感元件(电感导体)的电感在表观上增大的电感变换电路的结构。
图32所示的电感变换电路17c包括：具有规定的电感L0的电感器260；2个运算放大器262、264；以及2个电阻266、268。
第1级运算放大器262是输出端连接在反相输入端上的增益为1的非反相放大器，具有主要进行电感变换的缓冲器的功能。同样，第2级运算放大器264也是输出端连接在反相输入端上，具有增益为1的非反相放大器的功能。另外，由电阻266和268构成的分压电路被插在这2个非反相放大器之间。
这样，通过将分压电路插在中间，能在从0到1之间自由地设定包括2个非反相放大器的放大器全体的增益。
在图32所示的电感变换电路17c中，将除去电感器260的电路(放大器)全体的传递函数设为K4，该增益K4由用电阻266和268构成的分压电路的分压比决定，设这些电阻的电阻值为R66、R68，则有
K4＝R66/(R66+R68)                         …(27)
将该增益K4代入(26)式，计算表观上的电感L，得
L＝L0/(1-R66/(R66+R68))
＝(1+R68/R66)L0                           …(28)
因此，通过增大电阻266和268的电阻比R68/R66，能增大2个端子254、256之间的表观上的电感L。例如，当R68＝R66时，根据(28)式能使电感L为L0的2倍。
这样，上述的电感变换电路17c通过改变插在2个非反相放大器之间的分压电路的分压比，能使实际连接的电感器260的电感L0在表观上增大。因此，在半导体衬底上形成各调谐放大部的全体的情况下，在半导体衬底上由螺旋状的导体等形成具有小的电感L0的电感器260，能用图32所示的电感变换电路变换成大的电感L，集成化时方便。特别是如果这样做能确保大的电感，则容易将调谐放大器的调谐频率降低到较低的频率区。另外，通过进行集成化，能使调谐放大器全体的实际安装面积小型化，还能降低材料成本等。
另外，除了将由电阻266、268构成的分压电路的分压比固定的情况以外，也可以利用可变电阻形成这2个电阻266、268中的至少1个，具体地说，通过将耦合型或MOS型的FET或p沟道FET和n沟道FET并联连接形成可变电阻，可使其分压比连续地变化。在这种情况下，改变将图32所示的运算放大器262、264包括在内构成的放大器全体的增益，端子254、256之间的电感L也连续地变化。因此，通过使用该电感变换电路17c代替可变电感器，能在某一范围内任意地改变各移相电路的相位移动量。因此，在调谐放大器中能改变一个循环的信号的相位移动量为360°的频率，能任意地变更调谐频率。
另外，图32所示的电感变换电路17c由于将包括2个运算放大器262、264的放大器全体的增益设定在1以下，所以可以将全体换成发射极跟随电路或源极跟随电路。
另外，在上述的各调谐放大部中，由于采用利用运算放大器的移相电路10C等，所以能实现稳定度高的电路，但在采用上述实施形态的移相电路10C、30C等的情况下，由于偏压或电压增益几乎都不要求高性能，所以也可以采用具有规定的放大率的差动输入放大器，来代替各移相电路内的运算放大器。
图33是将运算放大器结构中移相电路工作时所必要的部分抽出来表示的电路图，全体作为具有规定的放大率的差动输入放大器工作。该图所示的差动输入放大器由下述部分构成：由FET构成的差动输入级100；向该差动输入级100供给恒定电流的恒流电路102；向该恒流电路102供给规定的偏压的偏压电路104；以及连接在差动输入级100上的输出放大器106。如该图所示，省去了实际的运算放大器中所包括的取得电压增益用的多级放大电路，能简化差动输入放大器的结构，且能谋求宽频带。这样，通过进行电路的简化，能提高工作频率的上限，所以能以同样程度提高用该差动输入放大器构成的调谐放大部的调谐频率的上限。
另外，虽然说明了构成上述的调谐电路的2个调谐放大部2、3具有相同的结构，但也可以将结构不同的两种调谐放大部组合串联连接。例如，可以将图2所示的调谐放大部2和图20所示的调谐放大部2C组合起来。另外，当然可以自由地设定结构不同的2个或2个以上的调谐放大部的连接顺序。
另外，图2所示的调谐放大部2中包括的移相电路10C等和图20所示的调谐放大部2C中包括的移相电路110C等都作为全通电路工作，所以在各调谐放大部中移相方向相同的移相电路之间(例如移相电路10C和110C之间或移相电路30L和移相电路130L之间)也可以互相替换构成调谐放大部。
工业上利用的可能性
从以上根据实施本发明用的最佳形态作的说明可知，通过将调谐频率大致相等或错开规定量的多个调谐放大部串联连接，包括全通式的2个移相电路和将反馈信号及输入信号相加的加法电路在内构成各调谐放大部，能确保规定的最大衰减量，同时与单独使用调谐放大部的情况相比，能设定宽的调谐频带宽度。
另外，包括CR电路在内构成各调谐放大部内的2个移相电路时，能容易地将调谐电路全体集成化。同样，包括LR电路在内构成2个移相电路时，通过集成化形成小的电感器，能容易地使调谐频率高频化。使一个移相电路包括CR电路、使另一个移相电路包括LR电路构成时，能防止由温度等引起的特性的变化，能使特性稳定。

Claims (54)

1.一种调谐带宽大致相等的多个调谐放大部串联连接而成的调谐电路，其特征在于上述调谐放大部分别包括：
加法电路，它包括上述输入信号输入其一端的输入阻抗元件和反馈信号输入其一端的反馈阻抗元件、对上述输入信号和上述反馈信号进行加法运算；
2个移相电路，分别包括由电容器或电感器和第1电阻构成的串联电路，以及差动输入放大器，这2个移相电路的移相方向彼此相反；
以及第1分压电路，以规定的分压比对输入的交流信号进行分压，
将上述2个移相电路及上述第1分压电路分别串联连接，将由上述加法电路相加的信号输入到这些串联连接的多个电路中的初级电路中，同时将从最后一级电路输出的信号作为上述反馈信号输入到上述反馈阻抗元件的一端，将输入前的信号输出给上述分压电路。
2.根据权利要求1所述的调谐电路，其特征在于：将上述第1分压电路的分压比设定为1。
3.根据权利要求1所述的调谐电路，其特征在于：上述2个移相电路中的至少1个包括第2电阻连接在反相输入端、通过上述第2电阻输入交流信号的上述差动输入放大器；连接在上述差动输入放大器的输出端上的第2分压电路；连接在上述第2分压电路的输出端和上述差动输入放大器的反相输入端之间的第3电阻；以及上述串联电路，
将构成上述串联电路的上述电容器或上述电感器和上述第1电阻的连接部分连接在上述差动输入放大器的非反相输入端上。
4.根据权利要求3所述的调谐电路，其特征在于：上述差动输入放大器是运算放大器。
5.根据权利要求3所述的调谐电路，其特征在于：将上述第2电阻和上述第3电阻的阻值设定为相同的值。
6.根据权利要求3所述的调谐电路，其特征在于：上述输入阻抗元件及上述反馈阻抗元件分别是电阻，通过改变它们的电阻比，来改变上述调谐放大部的调谐带宽。
7.根据权利要求3所述的调谐电路，其特征在于：通过改变上述串联电路的时间常数来改变调谐特性。
8.根据权利要求7所述的调谐电路，其特征在于：用可变电阻形成上述串联电路中包括的上述第1电阻，通过改变该可变电阻的阻值，来改变调谐特性。
9.根据权利要求8所述的调谐电路，其特征在于：通过并联连接p沟道型的FET和n沟道型的FET形成上述可变电阻，改变栅压的大小能改变沟道电阻。
10.根据权利要求3所述的调谐电路，其特征在于：将由晶体管构成的跟随电路插在上述2个移相电路和上述加法电路之间。
11.根据权利要求3所述的调谐电路，其特征在于：将上述第2分压电路的分压比设定为1。
12.根据权利要求3所述的调谐电路，其特征在于：上述串联电路中包括的电感器有在半导体衬底上形成的通过磁性体互相进行磁耦合的2条涡旋形的电极，通过改变流过一个电极的直流偏流的大小，来改变另一电极所具有的电感。
13.根据权利要求3所述的调谐电路，其特征在于：由静电电容变换电路形成上述串联电路中包括的上述电容器，该静电电容变换电路由具有增益呈负值的放大器和并联连接在上述放大器的输入输出端之间的电容元件构成。
14.根据权利要求3所述的调谐电路，其特征在于：由电感变换电路形成上述串联电路中包括的上述电感器，该电感变换电路由将增益设定在0到1之间的放大器和并联连接在上述放大器的输入输出端之间的电感元件构成。
15.根据权利要求1所述的调谐电路，其特征在于：上述2个移相电路中的至少1个包括第2电阻连接在反相输入端、通过上述第2电阻输入交流信号的上述差动输入放大器；连接在上述差动输入放大器的反相输入端和输出端之间的第3电阻；其一端连接在上述差动输入放大器的反相输入端上、另一端接地的第4电阻；以及上述串联电路，
将构成上述串联电路的上述电容器或上述电感器和上述第1电阻的连接部分连接在上述差动输入放大器的非反相输入端上。
16.根据权利要求15所述的调谐电路，其特征在于：上述差动输入放大器是运算放大器。
17.根据权利要求15所述的调谐电路，其特征在于：将上述第3电阻的阻值设定得比上述第2电阻的阻值高。
18.根据权利要求15所述的调谐电路，其特征在于：上述输入阻抗元件及上述反馈阻抗元件分别是电阻，通过改变它们的电阻比，来改变上述调谐放大部的调谐带宽。
19.根据权利要求15所述的调谐电路，其特征在于：通过改变上述串联电路的时间常数来改变调谐特性。
20.根据权利要求19所述的调谐电路，其特征在于：用可变电阻形成上述串联电路中包括的上述第1电阻，通过改变该可变电阻的阻值，来改变调谐特性。
21.根据权利要求20所述的调谐电路，其特征在于：通过并联连接p沟道型的FET和n沟道型的FET形成上述可变电阻，改变栅压的大小能改变沟道电阻。
22.根据权利要求15所述的调谐电路，其特征在于：将由晶体管构成的跟随电路插在上述2个移相电路和上述加法电路之间。
23.根据权利要求15所述的调谐电路，其特征在于：将上述第4电阻除去。
24.根据权利要求15所述的调谐电路，其特征在于：上述串联电路中包括的电感器有在半导体衬底上形成的通过磁性体互相进行磁耦合的2条涡旋形的电极，通过改变流过一个电极的直流偏流的大小，来改变另一电极所具有的电感。
25.根据权利要求15所述的调谐电路，其特征在于：由静电电容变换电路形成上述串联电路中包括的上述电容器，该静电电容变换电路由具有增益呈负值的放大器和并联连接在上述放大器的输入输出端之间的电容元件构成。
26.根据权利要求15所述的调谐电路，其特征在于：由电感变换电路形成上述串联电路中包括的上述电感器，该电感变换电路由将增益设定在0到1之间的放大器和并联连接在上述放大器的输入输出端之间的电感元件构成。
27.一种将调谐频率互相错开一规定量的多个调谐放大部串联连接而成的调谐电路，其特征在于：
上述各调谐放大部分别备有：
加法电路，它包括上述输入信号输入其一端的输入阻抗元件和反馈信号输入其一端的反馈阻抗元件、对上述输入信号和上述反馈信号进行加法运算；
2个移相电路，分别包括由电容器或电感器和第1电阻构成的串联电路，以及差动输入放大器，这2个移相电路的移相方向彼此相反；
以及第1分压电路，以规定的分压比对输入的交流信号进行分压，
将上述2个移相电路及上述第1分压电路分别串联连接，将由上述加法电路相加的信号输入到这些串联连接的多个电路中的初级电路中，同时将从最后一级电路输出的信号作为上述反馈信号输入到上述反馈阻抗元件的一端，将输入前的信号输出给上述分压电路。
28.根据权利要求27所述的调谐电路，其特征在于：将上述第1分压电路的分压比设定为1。
29.根据权利要求27所述的调谐电路，其特征在于：上述2个移相电路中的至少1个包括第2电阻连接在反相输入端、通过上述第2电阻输入交流信号的上述差动输入放大器；连接在上述差动输入放大器的输出端上的第2分压电路；连接在上述第2分压电路的输出端和上述差动输入放大器的反相输入端之间的第3电阻；以及上述串联电路，
将构成上述串联电路的上述电容器或上述电感器和上述第1电阻的连接部分连接在上述差动输入放大器的非反相输入端上。
30.根据权利要求29所述的调谐电路，其特征在于：上述差动输入放大器是运算放大器。
31.根据权利要求29所述的调谐电路，其特征在于：将上述第2电阻和上述第3电阻的阻值设定为相同的值。
32.根据权利要求29所述的调谐电路，其特征在于：上述输入阻抗元件及上述反馈阻抗元件分别是电阻，通过改变它们的电阻比，来改变上述调谐放大部的调谐带宽。
33.根据权利要求29所述的调谐电路，其特征在于：通过改变上述串联电路的时间常数来改变调谐特性。
34.根据权利要求33所述的调谐电路，其特征在于：用可变电阻形成上述串联电路中包括的上述第1电阻，通过改变该可变电阻的阻值，来改变调谐特性。
35.根据权利要求34所述的调谐电路，其特征在于：通过并联连接p沟道型的FET和n沟道型的FET形成上述可变电阻，改变栅压的大小能改变沟道电阻。
36.根据权利要求29所述的调谐电路，其特征在于：将由晶体管构成的跟随电路插在上述2个移相电路和上述加法电路之间。
37.根据权利要求29所述的调谐电路，其特征在于：将上述第2分压电路的分压比设定为1。
38.根据权利要求29所述的调谐电路，其特征在于：上述串联电路中包括的电感器有在半导体衬底上形成的通过磁性体互相进行磁耦合的2条涡旋形的电极，通过改变流过一个电极的直流偏流的大小，来改变另一电极所具有的电感。
39.根据权利要求29所述的调谐电路，其特征在于：由静电电容变换电路形成上述串联电路中包括的上述电容器，该静电电容变换电路由具有增益呈负值的放大器和并联连接在上述放大器的输入输出端之间的电容元件构成。
40.根据权利要求29所述的调谐电路，其特征在于：由电感变换电路形成上述串联电路中包括的上述电感器，该电感变换电路由将增益设定在0到1之间的放大器和并联连接在上述放大器的输入输出端之间的电感元件构成。
41.根据权利要求27所述的调谐电路，其特征在于：上述2个移相电路中的至少1个包括第2电阻连接在反相输入端、通过上述第2电阻输入交流信号的上述差动输入放大器；连接在上述差动输入放大器的反相输入端和输出端之间的第3电阻；其一端连接在上述差动输入放大器的反相输入端上、另一端接地的第4电阻；以及上述串联电路，
将构成上述串联电路的上述电容器或上述电感器和上述第1电阻的连接部分连接在上述差动输入放大器的非反相输入端上。
42.根据权利要求41所述的调谐电路，其特征在于：上述差动输入放大器是运算放大器。
43.根据权利要求41所述的调谐电路，其特征在于：将上述第3电阻的阻值设定得比上述第2电阻的阻值高。
44.根据权利要求41所述的调谐电路，其特征在于：上述输入阻抗元件及上述反馈阻抗元件分别是电阻，通过改变它们的电阻比，来改变上述调谐放大部的调谐带宽。
45.根据权利要求41所述的调谐电路，其特征在于：通过改变上述串联电路的时间常数来改变调谐特性。
46.根据权利要求45所述的调谐电路，其特征在于：用可变电阻形成上述串联电路中包括的上述第1电阻，通过改变该可变电阻的阻值，来改变调谐特性。
47.根据权利要求46所述的调谐电路，其特征在于：通过并联连接p沟道型的FET和n沟道型的FET形成上述可变电阻，改变栅压的大小能改变沟道电阻。
48.根据权利要求41所述的调谐电路，其特征在于：将由晶体管构成的跟随电路插在上述2个移相电路和上述加法电路之间。
49.根据权利要求41所述的调谐电路，其特征在于：将上述第4电阻除去。
50.根据权利要求41所述的调谐电路，其特征在于：上述串联电路中包括的电感器有在半导体衬底上形成的通过磁性体互相进行磁耦合的2条涡旋形的电极，通过改变流过一个电极的直流偏流的大小，来改变另一电极所具有的电感。
51.根据权利要求41所述的调谐电路，其特征在于：由静电电容变换电路形成上述串联电路中包括的上述电容器，该静电电容变换电路由具有增益呈负值的放大器和并联连接在上述放大器的输入输出端之间的电容元件构成。
52.根据权利要求41所述的调谐电路，其特征在于：由电感变换电路形成上述串联电路中包括的上述电感器，该电感变换电路由将增益设定在0到1之间的放大器和并联连接在上述放大器的输入输出端之间的电感元件构成。
53.根据权利要求1至52中的任意一项所述的调谐电路，其特征在于：在半导体衬底上整体地形成构成部件。
CN96191413A 1995-01-12 1996-01-11 调谐电路 Expired - Fee Related CN1075289C (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP21120/95 1995-01-12
JP07021120 1995-01-12
JP21120/1995 1995-01-12

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1172559A true CN1172559A (zh) 1998-02-04
CN1075289C CN1075289C (zh) 2001-11-21

Family

ID=12046030

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN96191413A Expired - Fee Related CN1075289C (zh) 1995-01-12 1996-01-11 调谐电路

Country Status (8)

Country Link
US (1) US6081157A (zh)
EP (1) EP0803981B1 (zh)
KR (1) KR100396629B1 (zh)
CN (1) CN1075289C (zh)
AU (1) AU4399996A (zh)
DE (1) DE69620579D1 (zh)
HK (1) HK1008275A1 (zh)
WO (1) WO1996021970A1 (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1715933B (zh) * 2004-06-01 2010-06-23 特克特朗尼克公司 用于测量探头的宽带宽衰减器输入电路
CN113708785A (zh) * 2021-09-15 2021-11-26 许昌学院 一种大数据网络传输抗干扰系统

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6327465B1 (en) 1998-12-02 2001-12-04 Micron Technology, Inc. Voltage tunable active inductorless filter
JP4418250B2 (ja) * 2004-02-05 2010-02-17 株式会社ルネサステクノロジ 高周波回路モジュール
WO2007026572A1 (ja) * 2005-08-30 2007-03-08 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 低雑音増幅回路、および受信システム
US7382197B2 (en) * 2006-09-08 2008-06-03 Intel Corporation Adaptive tuning circuit to maximize output signal amplitude for an amplifier
JP2008205560A (ja) * 2007-02-16 2008-09-04 Fujitsu Ltd 可変利得増幅回路、フィルタ回路、及び半導体装置
US20140152410A1 (en) 2012-12-03 2014-06-05 Arizona Board of Regents, a body corporate of the State of Arizona Acting for and on behalf of Arizo Integrated tunable inductors
CZ2013149A3 (cs) * 2013-02-27 2014-08-27 České vysoké učení technické v Praze - Fakulta elektrotechnická Korektor amplitudově kmitočtové charakteristiky
US9500687B2 (en) * 2014-03-21 2016-11-22 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company Ltd. Circuit and method for measuring the gain of an operational amplifier
US10161977B2 (en) * 2014-06-12 2018-12-25 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Circuit and method for gain measurement
CN107592085B (zh) * 2017-09-18 2018-09-07 深圳锐越微技术有限公司 功率放大器和电子设备
US11683022B2 (en) * 2021-03-04 2023-06-20 Kinetic Technologies International Holdings Lp Electromagnetic interference suppression in power converters

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS4835745U (zh) * 1971-08-31 1973-04-28
JPS547078Y2 (zh) * 1972-12-14 1979-04-03
US3969682A (en) * 1974-10-21 1976-07-13 Oberheim Electronics Inc. Circuit for dynamic control of phase shift
JPS606134B2 (ja) * 1975-06-24 1985-02-15 松下電器産業株式会社 Ｒｃ アクテイブバンドリ ジエクトフイルタ
DE2608431C3 (de) * 1976-03-01 1978-08-17 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen Aus zwei Allpaflgliedern erster Ordnung gebildete spulenlose Filterschaltung
US4246542A (en) * 1979-05-08 1981-01-20 Rockland Systems Corporation Filter using a state-variable biquadratic transfer function circuit
JPS6173411A (ja) * 1984-09-19 1986-04-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd アクテイブフイルタ回路
US4663597A (en) * 1985-12-17 1987-05-05 Thielscher Electronic Gmbh RC coupling filter, especially an input filter, for receivers of centralized ripple control systems
JPH0265309A (ja) * 1988-08-31 1990-03-06 Nec Corp バンド・パス・フィルター
JPH0377360A (ja) * 1989-08-18 1991-04-02 Mitsubishi Electric Corp 半導体装置
US5235223A (en) * 1991-08-29 1993-08-10 Harman International Industries, Inc. Constant Q peaking filter utilizing synthetic inductor and simulated capacitor
JP2712923B2 (ja) * 1991-09-10 1998-02-16 富士通株式会社 Ｓａｔ移相回路

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1715933B (zh) * 2004-06-01 2010-06-23 特克特朗尼克公司 用于测量探头的宽带宽衰减器输入电路
CN113708785A (zh) * 2021-09-15 2021-11-26 许昌学院 一种大数据网络传输抗干扰系统
CN113708785B (zh) * 2021-09-15 2023-06-16 许昌学院 一种大数据网络传输抗干扰系统

Also Published As

Publication number Publication date
US6081157A (en) 2000-06-27
KR100396629B1 (ko) 2003-12-01
EP0803981A1 (en) 1997-10-29
EP0803981B1 (en) 2002-04-10
AU4399996A (en) 1996-07-31
WO1996021970A1 (fr) 1996-07-18
CN1075289C (zh) 2001-11-21
DE69620579D1 (de) 2002-05-16
HK1008275A1 (en) 1999-05-07
EP0803981A4 (en) 1998-04-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1075289C (zh) 调谐电路
CN1292533C (zh) 平衡高频器件，平衡特性的改进方法和采用此类器件的平衡高频电路
CN1301591C (zh) 电压控制振荡器
CN101036227A (zh) 由mos晶体管进行开关的电容器阵列
CN1084962C (zh) 调谐放大器
CN1263193C (zh) 叠层介电滤波器
CN1240087C (zh) 平面线圈及平面变压器
CN1551252A (zh) 互感应电路
CN1530977A (zh) 叠层电容器
CN1434539A (zh) 带定向耦合器的滤波器及通信装置
CN1084549C (zh) Lc元件、半导体器件及lc元件的制作方法
CN1263228C (zh) 高频开关、高频开关·放大电路及移动体通信终端
CN1713514A (zh) 压控振荡器，和pll电路及使用其的无线通信设备
CN1610251A (zh) 高频功率放大器电路与用于高频功率放大器的电子部件
CN1249918C (zh) 射频可变增益放大器件
CN101061762A (zh) 内置电容器的多层基板及其制造方法、冷阴极管点灯装置
CN1977446A (zh) 双向频率变换器以及使用它的无线器
CN1503462A (zh) 混频电路和使用它的高频信号接收装置
CN1585263A (zh) 高频可变增益放大器件、控制器件及变频器件和通讯器件
CN1398049A (zh) 表面声波滤波器和使用该滤波器的通信设备
CN1070661C (zh) 调谐电路
CN1942022A (zh) 电容器传声器、隔膜及它们的制造方法
CN1229911C (zh) 可变增益型差动放大电路以及乘法电路
CN1759500A (zh) 阻抗匹配电路和利用该电路的半导体元件及无线通信装置
CN1745500A (zh) 天线装置和使用其的无线通信装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C19 Lapse of patent right due to non-payment of the annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee