CN1715933B

CN1715933B - 用于测量探头的宽带宽衰减器输入电路

Info

Publication number: CN1715933B
Application number: CN2005100817263A
Authority: CN
Inventors: I·G·波洛克; W·A·哈格拉普; P·G·查斯泰恩; W·Q·劳
Original assignee: Tektronix Inc
Current assignee: Tektronix Inc
Priority date: 2004-06-01
Filing date: 2005-06-01
Publication date: 2010-06-23
Anticipated expiration: 2025-06-01
Also published as: US7256575B2; JP2010025954A; EP2273677A3; JP4804800B2; EP1605588B1; TW200600794A; CN1715933A; TWI350377B; US20070164730A1; US7402991B2; EP2273677B1; US7550962B2; JP2005345469A; US20070164731A1; EP1605588A2; US20060284681A1; EP1605588A3; EP2273677A2; KR101129656B1; CN101750522B

Abstract

一种用于测量探头的宽带宽衰减器输入电路，其具有与经补偿的RC衰减器电路串联耦合的Z₀衰减器电路。Z₀和经补偿的RC衰减器电路的串联衰减器元件通过受控阻抗传输线耦合到Z₀和经补偿的RC衰减器电路的分流衰减器元件。Z₀衰减器元件的分流元件以其特性阻抗端接传输线。所述串联和分流衰减器元件的结点耦合到缓冲放大器的输入。在低频和中频下，经补偿的RC衰减器电路使输入信号衰减，而在高频下，经补偿的RC衰减器电路用作短路并且Z₀衰减器电路侵输入信号衰减。

Description

用于测量探头的宽带宽衰减器输入电路

对相关申请的交叉引用

本申请要求2004年6月1日提交的美国临时申请No.60/575,980的权益。

技术领域

本发明通常涉及用于电压测量探头的输入衰减器电路，更具体而言，涉及一种结合传统的有源探头输入电路和Z₀输入电路的特性的宽带宽衰减器输入电路。

背景技术

传统的有源电压探头具有有限和电抗性输入阻抗特征，所述特征可以在高于1GHz的频率下负载所测试的电路，从而干扰正在进行的测量。所述干扰可能是够大以引起电路故障，或者至少使测量结果成问题。

参考图1，其中示出了一种传统的有源探头输入电路10的简图，其包括具有阻尼补偿衰减器输入的探头缓冲放大器12。探头放大器12位于探头的头部中，以便驱动与测量装置(如示波器等)耦合的探头电缆传输线。探头放大器12还需要被定位成物理地靠近探测尖，以便降低互连寄生效应，并保持高频响应。经补偿的RC无源衰减器通常用在探头放大器12的前面以提高探头输入动态范围和降低有效的探头输入电容，该经补偿的RC无源衰减器具有充当衰减器的串联元件的并联电阻/电容对R1和C1以及充当衰减器的分流元件的并联电阻/电容对R2和C2。经补偿的RC衰减器结构用于在宽频率范围内提供平坦的传输响应。图1的示意简图还包括输入阻尼电阻14，其用于调节探头上升时间和偏差(aberration)。取决于探头尖的寄生效应，阻尼电阻14可以对探头高频负载有一些影响。由于输入电阻的影响，传统的有源探头阻抗在低频下通常非常高，但由于输入电容的影响而以20dB/十倍频(20dB/decade)的速率开始下降。

一种较新的探头输入结构利用电流模放大器方法，如图2所示。电流模放大器20具有耦合到并联的电阻/电容元件R1和C1的电阻输入元件22。并联的电阻/电容元件R1和C1耦合到同轴电缆形式的同轴传输线24。同轴电缆24的另一端串联耦合到电阻元件26，该电阻元件26以其特性阻抗端接同轴电缆24。电阻元件24耦合到互阻抗探头放大器28的反相输入端，互阻抗探头放大器28的非反相输入端耦合到地。互阻抗探头放大器28的反相输入结点通过并联的电阻/电容元件R2和C2耦合到放大器的输出。经衰减的输入电压信号在探头放大器28的虚接地节点(virtual ground node)处被转换为电流信号。所得到的电流信号此后由放大器反馈部件R2和C2转换为经缓冲的输出电压。虽然无源输入网络不是常规的经补偿的衰减器结构，但是因为同轴电缆的电容较大，所以所述放大器拓扑结构使得反馈部件R2和C2充当经补偿的衰减器的分流元件，其中探头头部部件、电阻元件22、R1和26以及电容C1充当该经补偿的衰减器的串联元件。

发明内容

相应地，本发明是一种用于从所测试的设备接收输入信号的有源电压测量探头的宽带宽输入衰减电路。所述的宽带宽输入衰减电路具有经补偿的RC分压器网络，其具有耦合到分流电阻/电容元件的串联电阻/电容元件。电阻性Z₀分压器网络具有耦合到分流电阻元件的串联电阻元件，其中所述串联电阻元件耦合到经补偿的RC分压器网络的串联电阻/电容元件，且所述分流电阻元件耦合到经补偿的RC分压器网络的分流电阻/电容元件。传输线将经补偿的RC分压器网络的串联电阻/电容元件耦合到电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件，其中经补偿的RC分压器网络的分流电阻/电容元件与电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件串联耦合。传输线与电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件的结点与缓冲放大器耦合。

传输线可以被实现为共面传输线或者同轴电缆，其可以是无损耗电缆或者电阻性电缆。电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件的电阻值基本上等于传输线的特性阻抗。

用于有源电压测量探头的宽带宽差分输入衰减电路可以利用两个宽带宽输入衰减电路形成。每个宽带宽输入衰减电路被耦合来接收差分信号的两个互补的正、负信号中的一个。来自所述输入衰减器电路的互补的正、负信号从第一传输线与第一电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件的结点和第二传输线与第二电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件的结点取得。所述差分信号耦合到差分放大器的第一和第二输入。

在另一个实施方式中，用于有源电压测量探头的宽带宽差分输入衰减电路具有接收差分输入信号的第一和第二高频信号通道。每个高频信号通道具有一个电阻性Z₀分压器网络，其中该电阻性Z₀分压器网络具有通过串联连接的传输线和阻塞电容耦合到分流电阻元件的串联电阻元件。差分有源低通滤波器电路耦合在所述阻塞电容的两端，其中该有源低通滤波器电路具有低通特性，所述低通特性与第一和第二高频信号通道各自的频率响应匹配。

差分放大器被耦合来接收经衰减的差分输入信号，其中该差分放大器第一输入耦合到第一高频信号通道中的第一电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件的结点，且该差分放大器的第二输入端耦合到第二高频信号通道中的第二电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件的结点。

所述差分有源低通滤波器电路可以被实现为电压放大器电路，该电压放大器电路具有在所述阻塞电容之前耦合到第一和第二高频信号通道的第一和第二输入。该电压放大器电路接收差分输入信号并产生具有互补的正、负分量信号的放大的、经低通滤波的差分输出信号。该正分量信号在第一高频信号通道阻塞电容之后耦合到第一高频信号通道，该负分量信号则在第二高频信号通道阻塞电容之后耦合到第二高频信号通道。该差分有源低通滤波器电路还可进一步被实现为跨导放大器电路，其中差分输入信号从第一和第二高频信号通道耦合到放大器。与所述电压放大器电路一样，该跨导放大器电路耦合在第一和第二高频信号通道的阻塞电容的两端，其中差分输出信号的互补的正、负分量信号分别耦合到第一和第二高频信号通道。

当结合所附权利要求书和附图阅读下面的详细描述时，本发明的目的、优点以及新颖特性将显而易见。

附图说明

图1是一种用于测量探头的传统的有源探头输入电路的代表性简图。

图2是一种用于有源测量探头的电流模放大器方法的代表性简图。

图3是根据本发明的宽带宽衰减器输入电路的第一种实施方式的简图。

图4是根据本发明的在差分输入电路中使用的宽带宽衰减器输入电路的第一种实施方式的简图。

图5是根据本发明的宽带宽衰减器输入电路的另一种实施方式。

图6A和6B是在根据本发明的宽带宽衰减器输入电路中使用的替换的差分有源低通滤波器电路的简图。

具体实施方式

参考图3，其中示出了本发明用于测量探头的宽带宽衰减器输入电路30的第一实施方式。该宽带宽衰减器输入电路具有电阻元件R_D，该电阻元件被实现为探测尖电阻元件R1和作为Z₀衰减电路的串联元件的衰减器电阻元件R2的串联组合。该电阻元件R_D耦合到充当经补偿的RC衰减器电路的串联元件的第一电阻/电容对R_A和C_A。第一电阻/电容对R_A和C_A耦合到受控阻抗传输线32的一侧。受控阻抗传输线32的另一侧耦合到用于传输线32的端接电阻元件R_T，其还作为Z₀衰减电路的分流元件。该端接电阻元件R_T耦合到充当经补偿的RC衰减器电路的分流元件的第二电阻/电容对R_B和C_B。具有输入电容C_IN的缓冲放大器34耦合到传输线32与端接电阻元件R_T的结点。

探测尖电阻元件R1的电阻值范围优选地为50到150欧姆。根据等式R2＝(a-1)×Z₀-Z_tip，衰减器电阻元件R2的电阻值是传输线的特性阻抗和Z₀衰减电路的衰减因数的函数，其中“a”＝衰减因数，Z₀是R_T的电阻值而Z_tip是R1的电阻值。在该优选的实施方式中，衰减因数“a”是4。电阻元件R1在探头尖处隔离寄生效应，而衰减器电阻元件R2被调整成为Z₀衰减电路提供所需的衰减因数。这与传统的有源探头输入电路10相反，在传统的有源探头输入电路中，阻尼电阻14由于上升时间和偏差而被调整。R_A和R_B的电阻值比R_D和R_T的电阻值至少大约高一个数量级。

受控阻抗传输线32可以被实现为无损耗传输线，如共面传输线、微带线等，或者被实现为电阻性同轴电缆传输线。传输线32的延迟为T_D，电阻为R_S。对于无损耗传输线，R_S的值为“0”，而电阻性传输线的值为每英尺10到50欧姆。在该优选的实施方式中，电阻性传输线的长度约为6cm，电阻值约为4欧姆。传输线理论表明，对于无损耗传输线，电阻元件足够以其特性阻抗端接传输线，其特性阻抗由下式表示：

C_{B} + C_{IN} = \frac{2 \times T_{DS}}{R_{S}}

其中，T_DS表示传输线的延迟，R_S是传输线的电阻值。在宽带宽衰减器输入电路30的情形中，缓冲放大器34具有固定的输入电容C_IN，C_B与端接电阻R_T串联。其中，传输线32的电阻值R_S为“0”，C_B趋于无穷大，这表明电容两端短路导致R_T端接传输线。在传输线32有电阻的情况下，传输线的端接需要与电容元件串联的电阻元件。在宽带宽衰减器输入电路30的情形中，R_S的电阻值约为4欧姆，这导致C_B具有与端接电阻R_T串联的电容值。

在操作中，DC到低频输入信号通过电阻衰减器R_A和R_B衰减，因为与电阻衰减器R_A和R_B的值相比，R_D和R_T的电阻贡献非常小。在直到几千兆赫的中频下，输入信号通过R_A/C_A和R_B/C_B的经补偿的RC衰减器衰减。在经补偿的RC衰减器的通带之上的频率下，输入信号通过R_D和R_T的Z₀衰减器电路衰减，其中C_A和C_B对于无损耗传输线实际上是短路，且C_B对于电阻性传输线具有与R_T串联的电容值。R_T和C_A及C_B的串联组合形成频域极点，其在传统有源探头输入电路10上扩展了宽带宽衰减器输入电路30的带宽。

应该注意的是，Z₀衰减器电路和经补偿的RC衰减器电路可以用R2与C_A串联并与R_A并联以及R_T与C_B串联并与R_B并联的方式来实现。该实现方式在电学上等效于将R2与R_A和C_A的并联组合串联，以及将R_T与R_B和C_B的并联组合串联。在DC和低频下，C_A和C_B的容抗充当开路，使得输入信号通过R_A和R_B的电阻衰减器。随着输入信号的频率升高，C_A和C_B的容抗降低，使得输入信号通过R_A/C_A和R_B/C_B的经补偿的RC衰减器电路。在经补偿的RC衰减器电路的通带之上，C_A和C_B基本上变为短路，其中输入信号通过R_D和R_T的Z₀衰减器电路衰减。

参考图4，其中示出将宽带宽衰减器输入电路30并入一个差分宽带宽衰减器输入电路40中。该差分宽带宽衰减器输入电路40具有两个基本上相同的宽带宽衰减器输入电路30，所述宽带宽衰减器输入电路30耦合到差分缓冲放大器42的反相和非反相输入。R_DP的电阻值与R_DN的电阻值相同。R_AP的电阻值与R_AN的电阻值相同，且R_BP的电阻值与R_BN的电阻值相同。C_AP的电容值与C_AN的电容值相同，且C_BP的电容值与C_BN的电容值相同。R_TP的电阻值与R_TN的电阻值相同。差分输入信号的互补的正、负分量信号耦合到宽带宽衰减器输入电路30的两个差分输入信道，并以与前面所述相同的方式被衰减并被施加到差分放大器42的输入。差分放大器42产生耦合到测量装置的输出信号。

参考图5，其中示出了本发明的宽带宽衰减器输入电路的另一个实施方式。宽带宽衰减器输入电路50是一个差分输入电路，其具有与差分放大器56的反相和非反相输入结点耦合的分离的高频输入信号通道52和54。每个高频输入信号通道52、54具有输入电阻元件R_DP、R_DN，如前所述，其可由电阻元件R1和R2组成。电阻元件R_DP、R_DN分别与受控阻抗传输线58、60耦合。如前所述，受控阻抗传输线58、60可以被实现为无损耗的或者电阻性传输线。传输线58、60通过阻塞电容C_AP和C_AN与各自的电阻端接元件R_TP和R_TN耦合。电阻端接元件R_TP和R_TN的另一端耦合到地。每个高频信号通道52、54形成由输入电阻元件R_DP、R_DN和受控阻抗传输线58、60以及电阻端接元件R_TP、R_TN组成的Z₀衰减器电路。每个Z₀衰减器电路与各自的阻塞电容C_AP和C_AN组合形成高通滤波器电路。差分有源低通滤波器电路62耦合在阻塞电容C_AP和C_AN的两端，以用于将DC至中频信号耦合到差分放大器56的输入端。差分有源低通滤波器电路62需要具有与高频输入通道52、54的高通滤波器特性的频率响应相匹配的低通特性，以获得从DC至差分放大器56的带宽附近的平坦的全频率响应，所述高频输入通道52、54分别由R_DP、C_AP、R_TP和R_DN、C_AN、R_TN组成。

图6A和6B例示了差分有源低通滤波器电路62的两种实施方式。图6A例示了电压放大器电路70，其具有用于接收差分输入信号的第一和第二输入，并产生放大的、经低通滤波的差分输出信号，所述差分输出信号耦合到第一和第二输出。第一和第二高频信号通道52、54在阻塞电容C_AP和C_AN之前被分接(tap)，以通过输入电阻R_AP和R_AN为电压放大器72的第一和第二输入提供差分输入信号，其中R_AP和R_AN在低频下的电阻值对于差分输入信号呈现高阻抗。在电压放大器内部，差分输入信号的互补的正、负信号中的一个被反相并在加法电路74中与另一互补差分信号相加，以便抑制可能存在于差分输入信号中的共模信号。在图6A的具体的实施方式中，将互补负信号反相。相加后的差分输入信号被耦合到分离的放大器电路76、78并被放大。将放大器76、78的其中之一的输出反相以产生放大的、经低通滤波的差分输出信号。可替换地，分离的放大器电路76、78可以是单个的差分输出级。电阻电容反馈元件R_BP、C_BP和R_BN、C_BN分别耦合在第一输入和输出以及第二输入和输出之间。各反馈元件的阻抗作为差分输入信号频率的函数改变，从而产生经低通滤波的差分输出信号。在阻塞电容C_AN之后，互补负低通滤波信号通过输出电阻R_XP耦合到第二高频信号通道54，而在阻塞电容C_AP之后，互补正低通滤波信号通过输出电阻R_XN耦合到第一高频信号通道52。电压放大器72具有低阻抗输出，导致R_XN与R_TN并联，且R_XP与R_TP并联。因此，需要将R_XN与R_TN以及R_XP与R_TP的并联组合的电阻值设置成使得所得到的并联电阻值与受控阻抗传输线58、60的阻抗相匹配。

将第一和第二高频信号通道52、54上的经高通滤波的差分信号与来自电压放大器电路70的经低通滤波的差分输出信号组合，以产生具有从DC至高于15GHz的频率响应的共模抑制差分信号。共模抑制差分信号耦合到差分放大器56的输入。在差分放大器56的输入处的共模抑制差分信号的阶跃响应是如时间响应曲线图80所示的经高通滤波的第一和第二高频输入信号通道52、54的阶跃响应与低通滤波器电压放大器电路70的阶跃响应的组合。在差分放大器56的输入处的共模抑制差分信号的频率响应是如频率响应曲线图82所示的低通滤波器电压放大器电路70和经高通滤波的第一和第二高频输入信号通道52、54的频率响应的组合。当电路的τ等于C_BP×R_BP＝C_AP×(Z₀×R_DP)/(Z₀+R_DP)(其中Z₀等于R_TP)和C_BN×R_BN＝C_AN×(Z₀×R_DN)/(Z₀+R_DN)(其中Z₀等于R_TN)时，发生平坦的频率响应。

通过利用自身的部件或者专用集成电路(ASIC)，图6A的电路还可使用其它电路设计或者方法来实现，只要其结果具有单极点、低通响应，其与高频通道52、54组合产生平坦的低频到中频响应。

图6B例示了一种跨导放大器90，其具有跨导“gm”和用于接收差分输入电压信号的第一和第二输入，并且产生耦合到第一和第二输出的放大的、经低通滤波的差分输出电流信号。第一和第二高频信号通道52、54在阻塞电容C_AP和C_AN之前被分接，以通过输入电阻R_AP和R_AN为跨导放大器90的第一和第二输入提供差分输入信号。与前述电压放大器电路70相同，R_AP和R_AN在低频下的电阻值对于差分输入信号呈现高阻抗。在跨导放大器内部，将差分输入信号的互补的正、负信号中的一个反相，并在加法电路92中将其与另一互补差分信号相加，以便抑制可能存在于差分输入信号中的共模信号。在图6B的具体的实施方式中，将互补负信号反相。相加后的差分输入信号被耦合到分离的跨导放大器电路94、96并被放大。将跨导放大器76、78的其中之一的输出反相，以产生放大的、经低通滤波的差分输出电流信号。可替换地，分离的跨导放大器电路76、78可以是单个的差分跨导放大器输出级。在阻塞电容C_AN之后，互补负低通滤波电流信号通过输出电阻R_XP耦合到第二高频信号通道54，而在阻塞电容C_AP之后，互补正低通滤波电流信号通过输出电阻R_XN耦合到第一高频信号通道52。跨导放大器90的高阻抗输出和输出电阻R_XP及R_XN的组合给R_TP和R_TN提供高阻抗。结果是R_TP和R_TN的电阻值被设置成与受控阻抗传输线58、60的阻抗相匹配。当电路的τ等于C_AP×(Z₀×R_DP)(Z₀+R_DP)(其中Z₀等于R_TP)和C_AN×(Z₀×R_DN)/(Z₀+R_DN)(其中Z₀等于R_TN)时，发生平坦的频率响应。

上述的宽带宽衰减器输入电路50的一个优点是减少了高频输入通道52、54中电容的数量。在前述的差分电路中，每个高频电路具有两个电容C_AP、C_BP和C_AN、C_BN。阻塞电容在高频下可能产生寄生效应，因此减少高频输入通道52、54中电容的数量降低了不想要的寄生效应的几率。能将R_TP和R_TN直接端接到地的能力改进了高速端接设计，从而允许在该设计的集成电路实现方式中进行端接。此外，由于许多非常高速的差分放大器的DC共模范围有限，所以差分有源低通滤波器电路62在低频下不通过共模信号，从而简化了差分放大器56的偏置。而且，任何调整都是在差分有源低通滤波器电路62中进行的，而不是在高频输入通道52、54中进行的。

对于本领域技术人员来说显而易见的是，在不偏离本发明的基本原理的情况下可以对本发明的上述实施方式的细节做出许多改变。因此，本发明的保护范围应该仅由下面的权利要求书确定。

Claims

1.一种用于从所测试的设备接收输入信号的有源电压测量探头的宽带宽输入衰减电路，包括：

具有充当其串联元件的第一电阻元件和电容元件对和充当其分流元件的第二电阻元件和电容元件对的经补偿的RC分压器网络；

具有分流电阻元件和串联电阻元件的电阻性Z₀分压器网络，其中该串联电阻元件耦合到经补偿的RC分压器网络的第一电阻元件和电容元件对，并且该分流电阻元件耦合到经补偿的RC分压器网络的第二电阻元件和电容元件对；

受控阻抗传输线，其中将经补偿的RC分压器网络的第一电阻元件和电容元件对耦合到所述受控阻抗传输线的一侧，受控阻抗传输线的另一侧耦合到电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件，其中经补偿的RC分压器网络的第二电阻元件和电容元件对与电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件串联耦合；

耦合到受控阻抗传输线与电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件的结点的缓冲放大器。

2.如权利要求1所述的宽带宽输入衰减电路，其中所述受控阻抗传输线是共面传输线。

3.如权利要求1所述的宽带宽输入衰减电路，其中所述受控阻抗传输线是同轴电缆。

4.如权利要求3所述的宽带宽输入衰减电路，其中所述同轴电缆具有电阻性信号导体。

5.如权利要求1所述的宽带宽输入衰减电路，其中所述电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件的电阻值等于受控阻抗传输线的特性阻抗。

6.一种用于从所测试的设备接收输入信号的有源电压测量探头的宽带宽差分输入衰减电路，包括：

第一和第二经补偿的RC分压器网络，其中，第一和第二经补偿的RC分压器网络分别具有充当其串联元件的第一电阻元件和电容元件对和充当其分流元件的第二电阻元件和电容元件对；

第一和第二电阻性Z₀分压器网络，其中每个电阻性Z₀分压器网络具有分流电阻元件和串联电阻元件，第一电阻性Z₀分压器网络的串联电阻元件耦合到第一经补偿的RC分压器网络的第一电阻元件和电容元件对，第一电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件耦合到第一经补偿的RC分压器网络的第二电阻元件和电容元件对，并且第二电阻性Z₀分压器网络的串联电阻元件耦合到第二经补偿的RC分压器网络的第一电阻元件和电容元件对，第二电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件耦合到第二经补偿的RC分压器网络的第二电阻元件和电容元件对；

第一和第二受控阻抗传输线，其中第一受控阻抗传输线将第一经补偿的RC分压器网络的第一电阻元件和电容元件对耦合到第一电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件，第一经补偿的RC分压器网络的第二电阻元件和电容元件对与第一电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件串联耦合，并且第二受控阻抗传输线将第二经补偿的RC分压器网络的第一电阻元件和电容元件对耦合到第二电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件，第二经补偿的RC分压器网络的第二电阻元件和电容元件对与第二电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件串联耦合；

具有第一和第二输入的差分放大器，其中该差分放大器的第一输入耦合到第一受控阻抗传输线与第一电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件的结点，并且该差分放大器的第二输入耦合到第二受控阻抗传输线与第二电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件的结点；

其中，第一经补偿的RC分压器网络的第一电阻元件和电容元件对耦合到第一受控阻抗传输线的一侧，第一受控阻抗传输线的另一侧耦合到第一电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件，第二经补偿的RC分压器网络的第一电阻元件和电容元件对耦合到第二受控阻抗传输线的一侧，第二受控阻抗传输线的另一侧耦合到第二电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件。

7.如权利要求6所述的宽带宽差分输入衰减电路，其中所述第一和第二受控阻抗传输线是共面传输线。

8.如权利要求6所述的宽带宽差分输入衰减电路，其中所述第一和第二受控阻抗传输线是同轴电缆。

9.如权利要求8所述的宽带宽差分输入衰减电路，其中所述同轴电缆具有电阻性信号导体。

10.如权利要求6所述的宽带宽差分输入衰减电路，其中所述第一电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件的电阻值等于第一受控阻抗传输线的特性阻抗，和所述第二电阻性Z₀分压器网络的分流电阻元件的电阻值等于第二受控阻抗传输线的特性阻抗。