JP5007937B2 - 減衰器 - Google Patents

Description

本発明は、オシロスコープのプローブ等で用いられる減衰比の調整が可能な減衰器に関し、特に簡単な回路構成で減衰比の調整が可能な減衰器に関する。

従来のオシロスコープのプローブ等で用いられる減衰比の調整が可能な減衰器に関連する先行技術文献としては次のようなものがある。

特公平０１−０１３０６５号公報 特公平０１−０３７０４４号公報 特開平１０−０７０４３８号公報 特開平１１−２５８２７３号公報

図４は従来の減衰器の一例を示す構成回路図である。図４において、１は抵抗、２は容量、３はトリマ抵抗等の可変抵抗、４はトリマ容量等の可変容量、１００は入力電圧信号、１０１は出力電圧信号である。

入力電圧信号１００は抵抗１の一端及び容量２の一端にそれぞれ印加され、抵抗１の他端は出力電圧信号１０１を出力すると共に、容量２の他端、可変抵抗３の一端及び可変容量４の一端にそれぞれ接続される。また、可変抵抗３の他端及び可変容量４の他端は接地される。

ここで、図４に示す従来例の動作を説明する。入力電圧信号１００の低周波成分は抵抗１と可変抵抗３とで構成される分圧回路で分圧され、入力電圧信号１００の高周波成分は容量２と可変容量４とで構成される分圧回路によって分圧される。

例えば、抵抗１の抵抗値を”Ｒ１”、可変抵抗３の抵抗値を”Ｒ２”とすれば、入力電圧信号１００の低周波成分の減衰比は”Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）”となり、同様に、容量２の容量値を”Ｃ１”、可変容量４の容量値を”Ｃ２”とすれば、入力電圧信号１００の高周波成分の減衰比は”Ｃ１／（Ｃ１＋Ｃ２）”となる。

そして、入力電圧信号１００の低周波成分の減衰比と、入力電圧信号１００の高周波成分の減衰比が等しい場合には、平坦な周波数特性を有する減衰器となる。

例えば、抵抗比と容量比が等しい、言い換えれば、”Ｒ１／Ｒ２＝Ｃ２／Ｃ１”となるように減衰器を設計することにより、平坦な周波数特性を有する減衰器を実現することができる。

但し、実際には回路素子のバラツキにより、抵抗比と容量比とを等しく合せ込むのは難しいので、可変抵抗３の抵抗値及び可変容量４の容量値を調整することにより、平坦な周波数特性を有する減衰器を実現する。

また、図５は”特許文献３”に記載された従来の減衰器の他の一例を示す構成回路図である。図５において、１及び２は図４と同一符号を付してあり、５は抵抗、６及び９は容量、７及び８は可変利得増幅回路、１００ａは入力電圧信号、１０１ａは出力電圧信号、１０２及び１０３は利得制御信号である。

入力電圧信号１００ａは抵抗１の一端及び容量２の一端にそれぞれ印加され、抵抗１の他端は出力電圧信号１０１ａを出力すると共に、容量２の他端、抵抗５の一端、容量６及び９の一端、可変利得増幅回路７及び８の入力端子にそれぞれ接続される。

また、可変利得増幅回路７の出力端子は抵抗５の他端に接続され、可変利得増幅回路８の出力端子は容量９の他端に接続され、容量６の他端は接地される。さらに、利得制御信号１０２及び１０３は可変利得増幅回路７及び８の制御入力端子に印加される。

ここで、図５に示す従来例の動作を説明する。利得制御信号１０２により可変利得増幅回路７の利得を制御することにより、抵抗５の等価的な抵抗値を調整する。

例えば、抵抗５の抵抗値を”Ｒ３”、可変利得増幅回路７の利得を”Ａ１”とした場合、等価的な抵抗値”Ｒ”は、
Ｒ＝Ｒ３／（１−Ａ１） （１）
となる。

一方、利得制御信号１０３により可変利得増幅回路８の利得を制御することにより、容量６及び容量９の等価的な容量値を調整する。

例えば、容量６及び容量９の容量値をそれぞれ”Ｃ３”及び”Ｃ４”、可変利得増幅回路８の利得を”Ａ２”とした場合、等価的な容量値”Ｃ”は、
Ｃ＝Ｃ３＋（１−Ａ２）・Ｃ４ （２）
となる。

すなわち、利得制御信号１０２及び１０３により可変利得増幅回路７及び８の利得を制御することにより、等価的な抵抗値”Ｒ”及び等価的な容量値”Ｃ”が調整できるので、入力電圧信号１００ａの低周波成分の減衰比と、入力電圧信号１００ａの高周波成分の減衰比をそれぞれ調整して、平坦な周波数特性を有する減衰器を実現することができる。

しかし、図４に示す従来例では周波数特性（減衰比）の調整に際しては、可変抵抗３（トリマ抵抗）及び可変容量４（トリマ容量）に直接接触して抵抗値及び容量値を調整する必要性がある。

この場合、可変抵抗３及び可変容量４に接触することにより周波数特性、特に高周波の周波数特性に変化が生じるため、１回の調整作業で抵抗値及び容量値を合せ込むことが困難であると言った問題点があった。

また、最終的にシールドケースに収納されるような場合、最終的な実装段階で可変抵抗３（トリマ抵抗）及び可変容量４（トリマ容量）に接触することができないので、シールドケースから取り出して調整作業を行った後、改めてシールドケースに収納して周波数特性を確認する手順を繰り返す必要性があり、調整作業が非常に煩雑になってしまうと言った問題点があった。

さらに、図５に示す従来例では利得制御信号によって電気的に周波数特性（減衰比）を調整することは可能であるものの、可変利得増幅回路７及び８としては４象限の可変利得回路が必要となり、回路構成が複雑となると言った問題点があった。
従って本発明が解決しようとする課題は、簡単な回路構成で減衰比の調整が可能な減衰器を実現することにある。

このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１記載の発明は、
減衰比の調整が可能な減衰器において、
入力電圧信号を低周波成分電流に変換する抵抗と、前記入力電圧信号を高周波成分電流に変換する容量と、抵抗と容量が並列接続された負荷回路と、前記低周波成分電流及び前記高周波成分電流を互いに独立した割合で加算した電流を前記負荷回路に供給する減衰比調整手段と、前記減衰比調整手段に流れ込む前記低周波成分電流の電流値を調整する入力電流値調整手段とを備えたことにより、簡単な回路構成で減衰比の調整が可能になる。

請求項２記載の発明は、
減衰比の調整が可能な減衰器において、
入力電圧信号を低周波成分電流に変換する抵抗と、前記入力電圧信号を高周波成分電流に変換する容量と、抵抗と容量が並列接続された負荷回路と、前記低周波成分電流及び前記高周波成分電流を互いに独立した割合で加算した電流を前記負荷回路に供給する減衰比調整手段と、前記減衰比調整手段に流れ込む電流値を調整する入力電流値調整手段とを備えたことにより、簡単な回路構成で減衰比の調整が可能になる。

請求項３記載の発明は、
請求項１若しくは請求項２記載の減衰器において、
前記減衰比調整手段が、
第１及び第２の定電流源と、エミッタに前記低周波成分電流がそれぞれ供給されると共に前記第１の定電流源に接続され前記低周波成分電流の制御電圧信号が一方のトランジスタのベースに印加される第１の差動回路と、エミッタに前記高周波成分電流がそれぞれ供給されると共に前記第２の定電流源に接続され前記高周波成分電流の制御電圧信号が一方のトランジスタのベースに印加される第２の差動回路と、前記第１及び前記第２の差動回路の他方のトランジスタのコレクタがそれぞれ接続され前記負荷回路に前記加算した電流を供給する第３の定電流源とから構成されたことにより、簡単な回路構成で減衰比の調整が可能になる。

請求項４記載の発明は、
請求項１若しくは請求項２記載の減衰器において、
前記減衰比調整手段が、
第１及び第２の定電流源と、エミッタに前記低周波成分電流がそれぞれ供給されると共に前記第１の定電流源が接続され前記低周波成分電流の制御電流信号が電圧変換されて一方のトランジスタのベースに印加される第１の差動回路と、エミッタに前記高周波成分電流がそれぞれ供給されると共に前記第２の定電流源が接続され前記高周波成分電流の制御電流信号が電圧変換されて一方のトランジスタのベースに印加される第２の差動回路と、前記第１及び前記第２の差動回路の他方のトランジスタのコレクタがそれぞれ接続され前記負荷回路に前記加算した電流を供給する第３の定電流源とから構成されたことにより、簡単な回路構成で減衰比の調整が可能になる。

請求項５記載の発明は、
請求項１記載の減衰器において、
前記入力電流値調整手段が、
定電流源と、エミッタに入力電圧信号を低周波成分電流に変換する前記抵抗の一端及び前記定電流源が接続されると共にエミッタの電位が接地電位に等しくなるように設定されたトランジスタとから構成されたことにより、簡単な回路構成で減衰比の調整が可能になる。

請求項６記載の発明は、
請求項２記載の減衰器において、
前記入力電流値調整手段が、
入力電圧信号を低周波成分電流に変換する前記抵抗の一端に接続されると共に入力電圧信号が接地電圧の場合に前記減衰比調整手段に流れ込む電流値を０にする定電流源から構成されたことにより、簡単な回路構成で減衰比の調整が可能になる。

本発明によれば次のような効果がある。
請求項１，２，３，４，５及び請求項６の発明によれば、入力電圧信号を抵抗及び容量で低周波成分電流と高周波成分電流とに変換し、低周波成分電流及び高周波成分電流を互いに独立した割合で加算した電流を負荷回路に供給することにより、簡単な回路構成で減衰比の調整が可能になる。

以下本発明を図面を用いて詳細に説明する。図１は本発明に係る減衰器の一実施例を示す構成ブロック図である。

図１において、１０及び２２は抵抗、１１及び２１は容量、１３はＰＮＰトランジスタ（以下、単にトランジスタと呼ぶ。）、１５，１６，１８及び１９はＮＰＮトランジスタ（以下、単にトランジスタと呼ぶ。）、１２，１４，１７及び２０は定電流源、１００ｂは入力電圧信号、１０１ｂは出力電圧信号、１０４及び１０５はバイアス電圧、１０６及び１０７は制御電圧信号である。

また、１２及び１３は低周波成分電流の入力電流値調整手段を、１４，１５，１６，１７，１８，１９及び２０は減衰比調整手段をそれぞれ構成している。

入力電圧信号１００ｂは抵抗１０の一端及び容量１１の一端にそれぞれ印加され、抵抗１０の他端は定電流源１２の一端及びトランジスタ１３のエミッタにそれぞれ接続される。

また、容量１１の他端はトランジスタ１５及び１６のエミッタ、定電流源１７の一端にそれぞれ接続され、トランジスタ１３のコレクタはトランジスタ１８及び１９のエミッタ、定電流源２０の一端にそれぞれ接続される。

定電流源１４の一端は出力電圧信号１０１ｂを出力すると共に、トランジスタ１５及び１８のコレクタ、容量２１の一端、抵抗２２の一端にそれぞれ接続される。

また、バイアス電圧１０４はトランジスタ１３のベースに印加され、バイアス電圧１０５はトランジスタ１５及び１８のベースにそれぞれ印加される。制御電圧信号１０６及び１０７はトランジスタ１６及び１９のベースにそれぞれ印加される。

さらに、定電流源１２及び１４の他端、トランジスタ１６及び１９のコレクタは正電圧源にそれぞれ接続され、定電流源１７及び２０の他端は負電圧源にそれぞれ接続され、容量２１の他端及び抵抗２２の他端はそれぞれ接地される。

ここで、図１に示す実施例の動作を説明する。トランジスタ１３のベースに印加されるバイアス電圧１０４はトランジスタ１３のエミッタの電位が接地電位に等しくなるように設定される。

また、トランジスタ１５のベースに固定の値のバイアス電圧１０５が印加され、トランジスタ１６のベースには制御電圧信号１０６が供給されてトランジスタ１６に流れる電流の値を制御することにより、トランジスタ１５とトランジスタ１６とに流れる電流の値を調整、言い換えれば、トランジスタ１５に流れる電流の割合を調整することができる。

同様に、トランジスタ１８のベースに固定の値のバイアス電圧１０５が印加され、トランジスタ１９のベースには制御電圧信号１０７が供給されてトランジスタ１９に流れる電流の値を制御することにより、トランジスタ１８とトランジスタ１９とに流れる電流の値を調整、言い換えれば、トランジスタ１８に流れる電流の割合を調整することができる。

トランジスタ１３，１５及び１６はベース接地回路として動作するため、エミッタ側からトランジスタを見たインピーダンスは非常に小さくなる。このため、入力電圧信号１００ｂにほぼ等しい電圧が抵抗１０及び容量１１の両端に印加されて電流に変換される。

例えば、入力電圧信号１００ｂの電圧値を”Ｖｉ”、抵抗１０の抵抗値を”Ｒ４”、容量１１の容量値を”Ｃ５”、抵抗１０に流れる電流（以下、低周波成分電流と呼ぶ。）を”Ｉ_lf”、容量１１に流れる電流（以下、高周波成分電流と呼ぶ。）を”Ｉ_hf”とした場合、
Ｉ_lf＝Ｖｉ／Ｒ４ （３）
Ｉ_hf＝Ｖｉ・ｊωＣ５ （４）
となる。

但し、定電流源１２及びトランジスタ１３で構成される入力電流値調整手段は、トランジスタ１３のエミッタの電位が接地電位に等しくなるように設定されているので、入力電圧信号１００ｂが接地電圧の場合に、減衰比調整手段に流れ込む低周波成分電流”Ｉ_lf”の電流値が”０”になるように動作する。

容量１１に流れる高周波成分電流”Ｉ_hf”は定電流源１７に流れ込むので、定電流源１７の出力電流を”Ｉ₁₇”とした場合、トランジスタ１５及び１６で構成される差動回路には、電流”Ｉ₁₇−Ｉ_hf”が流れることになる。

このため、トランジスタ１５に流れる電流の割合を”ｋ１”とした場合、トランジスタ１５には、電流”ｋ１・（Ｉ₁₇−Ｉ_hf）”が流れることになる。

一方、抵抗１０に流れる低周波成分電流”Ｉ_lf”は、定電流源１２が接続されたトランジスタ１３を介して定電流源２０に流れ込むので、定電流源１２の出力電流を”Ｉ₁₂”、定電流源２０の出力電流を”Ｉ₂₀”とした場合、トランジスタ１８及び１９で構成される差動回路には、電流”Ｉ₂₀−（Ｉ₁₂＋Ｉ_lf）＝Ｉ₂₀−Ｉ₁₂−Ｉ_lf”が流れることになる。

このため、トランジスタ１８に流れる電流の割合を”ｋ２”とした場合、トランジスタ１８には、電流”ｋ２・（Ｉ₂₀−Ｉ₁₂−Ｉ_lf）”が流れることになる。

定電流源１４の出力電流を”ｋ１・Ｉ₁₇＋ｋ２・（Ｉ₂₀−Ｉ₁₂）”とした場合、負荷回路である容量２１と抵抗２２の並列回路には、電流”ｋ２・Ｉ_lf＋ｋ１・Ｉ_hf”が流れることになる。

言い換えれば、低周波成分電流”Ｉ_lf”及び高周波成分電流”Ｉ_hf”が係数”ｋ２”及び”ｋ１”によって、互いに独立した割合で加算された電流が負荷回路である容量２１と抵抗２２の並列回路に流れることになる。

このため、容量２１の容量値を”Ｃ６”，抵抗２２の抵抗値を”Ｒ５”とした場合、出力電圧信号１０１ｂの電圧値を”Ｖｏ”は、
Ｖｏ＝Ｒ５・（ｋ２・Ｉ_lf＋ｋ１・Ｉ_hf）
／（ｊωＣ６・Ｒ５＋１） （５）
となる。

そして、減衰比”Ｖｏ／Ｖｉ”は、
Ｖｏ／Ｖｉ＝Ｒ５・（ｋ２・Ｉ_lf＋ｋ１・Ｉ_hf）
／Ｖｉ・（ｊωＣ６・Ｒ５＋１） （６）
となり、式（３）及び式（４）を式（６）に代入すると、
Ｖｏ／Ｖｉ＝Ｒ５・（ｋ２・Ｖｉ／Ｒ４＋ｋ１・Ｖｉ・ｊωＣ５）
／Ｖｉ・（ｊωＣ６・Ｒ５＋１）
＝Ｒ５・（ｋ２／Ｒ４＋ｋ１・ｊωＣ５）
／（ｊωＣ６・Ｒ５＋１）
＝（ｋ２／Ｒ４＋ｋ１・ｊωＣ５）
／（ｊωＣ６＋１／Ｒ５） （７）
となる。

この時、”ｋ２・Ｒ５／Ｒ４＝ｋ１・Ｃ５／Ｃ６＝ｎ”が成り立つように、制御電圧信号１０６及び１０７を制御してトランジスタ１５に流れる電流の割合”ｋ１”及びトランジスタ１８に流れる電流の割合”ｋ２”の値を調整すると、例えば、低周波成分の場合には式（７）の実数部が支配的になるので、
Ｖｏ／Ｖｉ＝（ｋ２／Ｒ４）／（１／Ｒ５）
＝ｋ２・Ｒ５／Ｒ４
＝ｎ （８）
となる。

一方、高周波成分の場合には式（７）の虚数部が支配的になるので、
Ｖｏ／Ｖｉ＝（ｋ１・ｊωＣ５）／（ｊωＣ６）
＝ｋ１・Ｃ５／Ｃ６
＝ｎ （９）
となり、入力電圧信号１００ｂの周波数に係りなく一定の減衰比”ｎ”として動作することになる。

この結果、入力電圧信号を抵抗及び容量で低周波成分電流と高周波成分電流とに変換し、低周波成分電流及び高周波成分電流を互いに独立した割合で加算した電流を負荷回路に供給することにより、簡単な回路構成で減衰比の調整が可能になる。

なお、図１に示す実施例では、定電流源１２及びトランジスタ１３で構成される入力電流値調整手段を用いて、入力電圧信号が接地電圧の場合に、減衰比調整手段に流れ込む低周波成分電流”Ｉ_lf”の電流値が”０”になるようにしていたが、入力電圧信号が接地電圧の場合に、減衰比調整手段に流れ込む電流値が”０”になるようにしても構わない。

図２はこのような本発明に係る減衰器の他の実施例を示す構成ブロック図である。図２において、１０，１１，１４，１５，１６，１７，１８，１９，２０，２１，２２，１０５，１０６及び１０７は図１と同一符号を付してあり、２３は定電流源、１００ｃは入力電圧信号、１０１ｃは出力電圧信号である。

また、２３は低周波成分電流の入力電流値調整手段を、１４，１５，１６，１７，１８，１９及び２０は減衰比調整手段をそれぞれ構成している。

入力電圧信号１００ｃは抵抗１０の一端、容量１１の一端及び定電流源２３の一端にそれぞれ印加され、抵抗１０の他端はトランジスタ１８及び１９のエミッタ、定電流源２０の一端にそれぞれ接続される。

また、容量１１の他端はトランジスタ１５及び１６のエミッタ、定電流源１７の一端にそれぞれ接続される。

定電流源１４の一端は出力電圧信号１０１ｃを出力すると共に、トランジスタ１５及び１８のコレクタ、容量２１の一端、抵抗２２の一端にそれぞれ接続される。

また、バイアス電圧１０５はトランジスタ１５及び１８のベースにそれぞれ印加され、制御電圧信号１０６及び１０７はトランジスタ１６及び１９のベースにそれぞれ印加される。

さらに、定電流源１４及び２３の他端、トランジスタ１６及び１９のコレクタは正電圧源にそれぞれ接続され、定電流源１７及び２０の他端は負電圧源にそれぞれ接続され、容量２１の他端及び抵抗２２の他端はそれぞれ接地される。

ここで、図２に示す実施例の動作を説明する。但し、基本動作は図１に示す実施例とほぼ同じであり、図１に示す実施例と同様の動作に関しては説明を適宜省略する。

定電流源３の出力電流値は、入力電圧信号１００ｃが接地電圧の場合に、減衰比調整手段に流れ込む電流値が”０”になるよう調整される。このため、図１に示す実施例と等価な入力電流特性を有する回路を実現でき、その他の動作に関しては図１に示す実施例と同じである。

また、図１に示す実施例では減衰比の調整を制御電圧信号１０６及び１０７によって行なっているが、制御電圧信号ではなく、制御電流信号で行なっても勿論構わない。

図３はこのような本発明に係る減衰器の他の実施例を示す構成ブロック図である。図３において、１０，１１，１２，１３，１４，１５，１６，１７，１８，１９，２０，２１，２２，１０４及び１０５は図１と同一符号を付してあり、２４及び２５は電流電圧変換を行う抵抗、１００ｄは入力電圧信号、１０１ｄは出力電圧信号、１０８及び１０９は制御電流信号である。

また、１２及び１３は低周波成分電流の入力電流値調整手段を、１４，１５，１６，１７，１８，１９及び２０は減衰比調整手段をそれぞれ構成している。

入力電圧信号１００ｄは抵抗１０の一端及び容量１１の一端にそれぞれ印加され、抵抗１０の他端は定電流源１２の一端及びトランジスタ１３のエミッタにそれぞれ接続される。

また、容量１１の他端はトランジスタ１５及び１６のエミッタ、定電流源１７の一端にそれぞれ接続され、トランジスタ１３のコレクタはトランジスタ１８及び１９のエミッタ、定電流源２０の一端にそれぞれ接続される。

定電流源１４の一端は出力電圧信号１０１ｄを出力すると共に、トランジスタ１５及び１８のコレクタ、容量２１の一端、抵抗２２の一端にそれぞれ接続される。

また、バイアス電圧１０４はトランジスタ１３のベースに印加され、バイアス電圧１０５はトランジスタ１５及び１８のベース、抵抗２４及び２５の一端にそれぞれ印加される。

制御電流信号１０８はトランジスタ１６のベース及び抵抗２４の他端にそれぞれ印加され、制御電流信号１０９はトランジスタ１９のベース及び抵抗２５の他端にそれぞれ印加される。

さらに、定電流源１２及び１４の他端、トランジスタ１６及び１９のコレクタは正電圧源にそれぞれ接続され、定電流源１７及び２０の他端は負電圧源にそれぞれ接続され、容量２１の他端及び抵抗２２の他端はそれぞれ接地される。

ここで、図３に示す実施例の動作を説明する。但し、基本動作は図１に示す実施例とほぼ同じであり、図１に示す実施例と同様の動作に関しては説明を適宜省略する。

減衰比調整手段に印加された制御電流信号１０８及び１０９は抵抗２４及び抵抗２５によって電流電圧変換がなされ、トランジスタ１６及び１９のベースに変換された電圧を供給することにより、図１に示す実施例と同様に減衰比の調整を行なう。

また、図１等に示す実施例ではトランジスタ１３をＰＮＰトランジスタ、トランジスタ１５，１６，１８及び１９をＮＰＮトランジスタとしているが、勿論、トランジスタ１３をＮＰＮトランジスタ、トランジスタ１５，１６，１８及び１９をＰＮＰトランジスタとしても構わない。

さらに、トランジスタ１３，１５，１６，１８及び１９はバイポーラトランジスタではなく、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタであっても構わない。

本発明に係る減衰器の一実施例を示す構成ブロック図である。 本発明に係る減衰器の他の実施例を示す構成ブロック図である。 本発明に係る減衰器の他の実施例を示す構成ブロック図である。 従来の減衰器の一例を示す構成回路図である。 従来の減衰器の他の一例を示す構成回路図である。

符号の説明

１，５，１０，２２，２４，２５ 抵抗
２，６，９，１１，２１ 容量
３ 可変抵抗
４ 可変容量
７，８ 可変利得増幅回路
１３，１５，１６，１８，１９ トランジスタ
１２，１４，１７，２０，２３ 定電流源
１００，１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ 入力電圧信号
１０１，１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃ，１０１ｄ 出力電圧信号
１０２，１０３ 利得制御信号
１０４，１０５ バイアス電圧
１０６，１０７ 制御電圧信号
１０８，１０９ 制御電流信号

Claims (6)

1. 減衰比の調整が可能な減衰器において、
   入力電圧信号を低周波成分電流に変換する抵抗と、
   前記入力電圧信号を高周波成分電流に変換する容量と、
   抵抗と容量が並列接続された負荷回路と、
   前記低周波成分電流及び前記高周波成分電流を互いに独立した割合で加算した電流を前記負荷回路に供給する減衰比調整手段と、
   前記減衰比調整手段に流れ込む前記低周波成分電流の電流値を調整する入力電流値調整手段と
   を備えたことを特徴とする減衰器。
2. 減衰比の調整が可能な減衰器において、
   入力電圧信号を低周波成分電流に変換する抵抗と、
   前記入力電圧信号を高周波成分電流に変換する容量と、
   抵抗と容量が並列接続された負荷回路と、
   前記低周波成分電流及び前記高周波成分電流を互いに独立した割合で加算した電流を前記負荷回路に供給する減衰比調整手段と、
   前記減衰比調整手段に流れ込む電流値を調整する入力電流値調整手段と
   を備えたことを特徴とする減衰器。
3. 前記減衰比調整手段が、
   第１及び第２の定電流源と、
   エミッタに前記低周波成分電流がそれぞれ供給されると共に前記第１の定電流源に接続され前記低周波成分電流の制御電圧信号が一方のトランジスタのベースに印加される第１の差動回路と、
   エミッタに前記高周波成分電流がそれぞれ供給されると共に前記第２の定電流源に接続され前記高周波成分電流の制御電圧信号が一方のトランジスタのベースに印加される第２の差動回路と、
   前記第１及び前記第２の差動回路の他方のトランジスタのコレクタがそれぞれ接続され前記負荷回路に前記加算した電流を供給する第３の定電流源とから構成されたことを特徴とする
   請求項１若しくは請求項２記載の減衰器。
4. 前記減衰比調整手段が、
   第１及び第２の定電流源と、
   エミッタに前記低周波成分電流がそれぞれ供給されると共に前記第１の定電流源が接続され前記低周波成分電流の制御電流信号が電圧変換されて一方のトランジスタのベースに印加される第１の差動回路と、
   エミッタに前記高周波成分電流がそれぞれ供給されると共に前記第２の定電流源が接続され前記高周波成分電流の制御電流信号が電圧変換されて一方のトランジスタのベースに印加される第２の差動回路と、
   前記第１及び前記第２の差動回路の他方のトランジスタのコレクタがそれぞれ接続され前記負荷回路に前記加算した電流を供給する第３の定電流源とから構成されたことを特徴とする
   請求項１若しくは請求項２記載の減衰器。
5. 前記入力電流値調整手段が、
   定電流源と、
   エミッタに入力電圧信号を低周波成分電流に変換する前記抵抗の一端及び前記定電流源が接続されると共にエミッタの電位が接地電位に等しくなるように設定されたトランジスタとから構成されたことを特徴とする
   請求項１記載の減衰器。
6. 前記入力電流値調整手段が、
   入力電圧信号を低周波成分電流に変換する前記抵抗の一端に接続されると共に入力電圧信号が接地電圧の場合に前記減衰比調整手段に流れ込む電流値を０にする定電流源から構成されたことを特徴とする
   請求項２記載の減衰器。

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